JP4349225B2

JP4349225B2 - Light control device

Info

Publication number: JP4349225B2
Application number: JP2004206741A
Authority: JP
Inventors: 潔小笠原; 善宣村上; 和史長添
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2004-07-14
Filing date: 2004-07-14
Publication date: 2009-10-21
Anticipated expiration: 2024-07-14
Also published as: JP2006032030A

Description

本発明は白熱電球やＬＥＤのような光源の照度を調節する調光装置に関するものである。 The present invention relates to a light control device that adjusts the illuminance of a light source such as an incandescent bulb or LED.

従来、白熱灯を調光する手段として位相制御式調光装置がよく用いられている。位相制御式調光装置は一般的に商用交流電源と白熱灯負荷との間に直列に接続され、調光装置内部のスイッチング素子であるトライアックなどがＯＮする位相角（点弧位相角）を制御することにより、白熱灯負荷に供給する商用交流電圧の実効値を可変させて白熱灯負荷を調光制御する方式である。図１０に位相制御式調光装置の動作波形を示す。白熱灯負荷では、電源電圧と負荷電流は同位相のため、電源のゼロクロスポイントでオフすれば、負荷電流もターンオフが可能である。 Conventionally, a phase control dimmer is often used as means for dimming an incandescent lamp. Phase control dimmers are generally connected in series between a commercial AC power supply and an incandescent lamp load, and control the phase angle (triggering phase angle) at which the triac, which is a switching element inside the dimmer, turns on. In this way, the effective value of the commercial AC voltage supplied to the incandescent lamp load is varied to control the dimming of the incandescent lamp load. FIG. 10 shows operation waveforms of the phase control dimmer. In an incandescent lamp load, since the power supply voltage and the load current are in phase, the load current can be turned off if it is turned off at the zero cross point of the power supply.

また、低電圧ハロゲン電球の点灯回路として、商用交流電圧を数十ＫＨｚの高周波に変換して、更に降圧トランスにて１２Ｖの高周波低電圧に変換する手段として、電子トランスがよく知られている。低電圧ハロゲン電球用電子トランスを前述した位相制御式調光装置と組み合わせて調光制御することも一般的な技術である。位相制御式調光装置と電子トランスを組み合わせて使用する場合の回路構成は図１１のようになる。図中、１は交流電源、２は位相制御式調光装置、３は電子トランス、４は負荷である。この構成では双方向スイッチング素子であるトライアックＱ１とフィルタチョークＬ１の直列接続にフィルタコンデンサＣ１が並列に接続され、更に電子トランス側の雑音防止用コンデンサＣ２が直列接続される構成となるため、トライアックＱ１に流れる電流は商用周波数で使用する場合、容量性要素の影響で電源電圧の位相に対し進相となる場合がある。 As a lighting circuit for a low-voltage halogen bulb, an electronic transformer is well known as a means for converting a commercial AC voltage into a high frequency of several tens of KHz and further converting it into a high-frequency low voltage of 12 V using a step-down transformer. It is also a general technique to perform dimming control by combining an electronic transformer for a low-voltage halogen bulb with the above-described phase control type dimmer. FIG. 11 shows a circuit configuration when the phase control dimmer and the electronic transformer are used in combination. In the figure, 1 is an AC power source, 2 is a phase control dimmer, 3 is an electronic transformer, and 4 is a load. In this configuration, since the filter capacitor C1 is connected in parallel to the series connection of the triac Q1 which is a bidirectional switching element and the filter choke L1, and the noise prevention capacitor C2 on the electronic transformer side is further connected in series, the triac Q1. When the current flowing in is used at a commercial frequency, the phase of the power supply voltage may be advanced due to the influence of the capacitive element.

図１２を用いて回路動作を説明する。ここでは、位相制御信号として、ターンオン時にのみゲート電圧を与えるパルストリガ方式ではなく、ターンオン期間中はゲート電圧を与え続けるＤＣトリガ方式を用いている。トライアックＱ１は位相制御信号がオフとなった後、保持電流以下の電流となるとオフする素子であるが、上述の進相電流の影響で位相制御信号がオフとなるタイミングで既にトライアックＱ１に流れる電流がゼロクロスポイントをまたいで転流しており、位相制御信号がオフの瞬間、保持電流以上の電流が流れていた場合、トライアックＱ１をオフできないので、交流電源の次の半周期にわたり、電流がゼロになるまでトライアックＱ１はオン状態を維持してしまう。 The circuit operation will be described with reference to FIG. Here, as the phase control signal, not the pulse trigger system that applies the gate voltage only at the turn-on time but the DC trigger system that continues to apply the gate voltage during the turn-on period. The triac Q1 is an element that turns off when the phase control signal is turned off and then becomes a current equal to or lower than the holding current. However, the current that already flows in the triac Q1 at the timing when the phase control signal is turned off due to the influence of the phase advance current described above. Is commutated across the zero cross point, and when the current exceeding the holding current flows at the moment when the phase control signal is turned off, the TRIAC Q1 cannot be turned off, so that the current becomes zero over the next half cycle of the AC power supply. Until that time, the triac Q1 remains on.

そこで従来、この問題を解決するために、図１３に示すように設計の段階でトライアックＱ１に流れる電流がゼロクロスポイントをまたぐ手前で位相制御信号をオフするように時間設定することで進相電流による調光動作の不具合を回避していた。図中、ｔ１のタイミングで位相制御信号がオフしてもトライアックＱ１はオフできないが、ｔ２のタイミングで位相制御信号がオフすることでトライアックＱ１はオフすることができる。 Therefore, conventionally, in order to solve this problem, as shown in FIG. 13, by setting the time so that the phase control signal is turned off before the current flowing through the triac Q1 crosses the zero cross point at the design stage, The problem of dimming operation was avoided. In the figure, the triac Q1 cannot be turned off even if the phase control signal is turned off at the timing t1, but the triac Q1 can be turned off by turning off the phase control signal at the timing t2.

なお、特許文献１には、インダクタと放電灯とスイッチング素子が直列に接続され、電源電圧のゼロ電位検出をして位相制御する構成が開示されており、特許文献２には、位相角の設定のためにパルスをカウントしてデジタル設定値と一致したときにトリガする構成が開示されているが、進相電流による調光動作の不具合を回避できるものではない。
特開昭５８−１８９９８５号公報特開昭５５−９５２９５号公報 Patent Document 1 discloses a configuration in which an inductor, a discharge lamp, and a switching element are connected in series to detect a zero potential of a power supply voltage and perform phase control. Patent Document 2 discloses setting of a phase angle. For this reason, a configuration has been disclosed in which a pulse is counted and triggered when it coincides with a digital set value. However, the problem of dimming operation due to a phase advance current cannot be avoided.
JP 58-189985 A JP 55-95295 A

図１３に示した従来例のように、トライアックに流れる電流がゼロクロスポイントをまたぐ手前でトライアックの位相制御信号をオフするように設計の段階で時間設定を行ってしまうと、例えば同一の調光装置で複数台の負荷を調光しようとした場合、複数の雑音防止用コンデンサが並列に接続されるので、図１４に示すようにコンデンサ電流が負荷の接続台数に応じて増減することになる。このため、位相制御信号をオフさせるタイミングｔｘを最適に設定することが困難であった。負荷１台のコンデンサ電流であれば、トライアック電流が保持電流以下であっても、負荷複数台のコンデンサ電流が重畳されると、図１４のＸに示すように、位相制御信号がオフするときのトライアック電流が保持電流を超えてしまい、ある接続台数以上では進相電流の影響によりトライアックの制御ができなくなる。 If the time is set at the design stage so that the phase control signal of the triac is turned off before the current flowing through the triac crosses the zero cross point as in the conventional example shown in FIG. 13, for example, the same dimmer When dimming a plurality of loads, a plurality of noise prevention capacitors are connected in parallel, so that the capacitor current increases or decreases according to the number of loads connected as shown in FIG. For this reason, it is difficult to optimally set the timing tx for turning off the phase control signal. If the capacitor current is one load, even if the triac current is less than the holding current, if the capacitor currents of multiple loads are superimposed, as shown in X of FIG. 14, the phase control signal is turned off. The triac current exceeds the holding current, and if the number of connected devices exceeds a certain number, the triac cannot be controlled due to the influence of the phase advance current.

この現象は例えばＬＥＤのような低ワットの負荷が接続されるような場合には負荷電流が少ないため、それだけ進相電流の影響が顕著に現われる。また、前記負荷の接続台数の問題に加えて調光装置の部品ばらつきなどを考慮すると、電源電圧のゼロクロスポイントからトライアックＱ１をオフするタイミングΔｔを設計の段階である程度余裕を見た時間に設定する必要があるため、電圧位相制御における調光下限制御範囲を狭めてしまうといった問題が生じる。このことは特にＬＥＤ負荷のような低ワット負荷を調光する場合、調光性能に関して重要な問題となる。 For example, when a low-wattage load such as an LED is connected to this phenomenon, the load current is small, so that the influence of the phase advance current appears significantly. In addition to the problem of the number of connected loads, considering the variation in the components of the light control device, the timing Δt for turning off the triac Q1 from the zero cross point of the power supply voltage is set to a time with some allowance at the design stage. Since it is necessary, there arises a problem that the light control lower limit control range in the voltage phase control is narrowed. This is an important issue with respect to dimming performance, especially when dimming low watt loads such as LED loads.

本発明は上述のような不都合をなくし、負荷の種別や接続台数、あるいは部品のばらつきを事前に考慮しなくても、調光の下限付近での制御不具合を回避し、調光制御範囲を適正に設定可能とすることを課題とする。 The present invention eliminates the inconveniences described above, avoids control problems near the lower limit of dimming, and properly adjusts the dimming control range without considering the load type, the number of connected units, or variations in parts in advance. It is an object to make it possible to set to.

本発明にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示すように、自己保持機能を有する双方向スイッチング素子Ｑ１と、容量性要素Ｃ２が並列に接続された照明負荷４と、交流電源１とを直列に接続して閉回路を構成し、双方向スイッチング素子Ｑ１の点弧位相角を可変とすることで照明負荷４への実効電力を可変とする位相制御回路を備える調光装置であって、前記位相制御回路は、双方向スイッチング素子Ｑ１のターンオン時に与えた駆動電圧をターンオン後も与えるＤＣトリガ方式の位相制御回路であり、前記双方向スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のゼロクロスを検出する第１のゼロクロス検出手段と、交流電源１からの入力電圧のゼロクロスを検出する第２のゼロクロス検出手段と、入力電圧のゼロクロスと双方向スイッチング素子に流れる電流のゼロクロスとの時間差Δｔ（図２参照）を計測する手段と、計測された時間差Δｔに基づいて双方向スイッチング素子Ｑ１の駆動電圧をオフさせるタイミングＴｏｆｆを双方向スイッチング素子Ｑ１に流れる電流がゼロクロスするタイミングより前となるように決定する制御手段とを備えることを特徴とするものである。 In the present invention, in order to solve the above problem, as shown in FIG. 1, a bidirectional switching element Q1 having a self-holding function, a lighting load 4 in which a capacitive element C2 is connected in parallel, Dimming provided with a phase control circuit that connects the AC power supply 1 in series to form a closed circuit and makes the effective power to the illumination load 4 variable by making the firing phase angle of the bidirectional switching element Q1 variable. The phase control circuit is a DC trigger type phase control circuit that applies a drive voltage applied when the bidirectional switching element Q1 is turned on even after it is turned on , and performs zero crossing of a current flowing through the bidirectional switching element Q1. A first zero cross detecting means for detecting, a second zero cross detecting means for detecting a zero cross of the input voltage from the AC power supply 1, a zero cross of the input voltage and a bidirectional switch; Means for measuring a time difference Delta] t (see FIG. 2) between the zero crossing of the current flowing through the bridging element, the timing Toff for turning off the drive voltage of the bidirectional switching element Q1 based on the measured time difference Delta] t to the bidirectional switching element Q1 it is characterized in that the current flowing Ru and control means for determining so that before the timing of the zero crossing.

本発明によれば、接続される器具台数の違いや部品ばらつきの差異があって、進相電流が増減しても、電流ゼロクロス点よりも手前で双方向スイッチング素子の駆動電圧をオフさせることにより、進相電流の影響で双方向スイッチング素子が誤点弧することを防止して、位相制御を確実に行うことが可能となる。また、負荷の接続台数が変化しても、入力電圧のゼロクロス点から主回路電流のゼロクロス点までの時間差を計測することで、双方向スイッチング素子の駆動電圧をオフするタイミングを可変とすることで、容量性の負荷を接続しても、調光制御範囲を広く設定することができる。 According to the present invention, even if there is a difference in the number of devices to be connected or a difference in component variations, even if the phase advance current increases or decreases, the drive voltage of the bidirectional switching element is turned off before the current zero cross point. Thus, it is possible to prevent the bidirectional switching element from being erroneously fired due to the influence of the phase advance current, and to perform the phase control reliably. In addition, even if the number of connected loads changes, the timing at which the drive voltage of the bidirectional switching element is turned off can be made variable by measuring the time difference from the zero cross point of the input voltage to the zero cross point of the main circuit current. Even if a capacitive load is connected, the dimming control range can be set wide.

（実施形態１）
本発明の実施形態１の回路図を図１に示す。交流電源１には雑音防止用コンデンサＣ１が並列接続されている。コンデンサＣ１の一端は整流回路２１の交流入力端子の一端に接続されており、他端はフューズＦ１を介して整流回路２１の交流入力端子の他端に接続されている。整流回路２１の交流入力端子の両端にはサージ吸収素子ＺＮＲが並列接続されており、直流出力端子の両端には逆流阻止用のダイオードＤ２を介して電解コンデンサＣ３が接続されている。電解コンデンサＣ３の両端にはスイッチング電源２２が接続されている。整流回路２１の出力電圧はスイッチング電源２２により安定な直流低電圧に変換されて、制御電源電圧Ｖｃｃとして制御用のマイコン２３に供給される。 (Embodiment 1)
A circuit diagram of Embodiment 1 of the present invention is shown in FIG. The AC power supply 1 is connected in parallel with a noise preventing capacitor C1. One end of the capacitor C1 is connected to one end of the AC input terminal of the rectifier circuit 21, and the other end is connected to the other end of the AC input terminal of the rectifier circuit 21 via the fuse F1. A surge absorbing element ZNR is connected in parallel to both ends of the AC input terminal of the rectifier circuit 21, and an electrolytic capacitor C3 is connected to both ends of the DC output terminal via a backflow prevention diode D2. A switching power supply 22 is connected to both ends of the electrolytic capacitor C3. The output voltage of the rectifier circuit 21 is converted into a stable DC low voltage by the switching power supply 22 and supplied to the control microcomputer 23 as the control power supply voltage Vcc.

位相制御用の双方向スイッチング素子としてのトライアックＱ１は、主電極間にフォトトライアックＱ４と抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路を接続されており、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点をゲート電極に接続されている。ゲート電極と一方の主電極の間には雑音防止用のコンデンサＣ４が並列接続されている。トライアックＱ１の他方の主電極にはフィルタチョークＬ１の一端が接続されており、フィルタチョークＬ１の他端は、電流検出用のカレントトランスＣＴの１次巻線と負荷４を介して交流電源１の一端に接続されている。交流電源１の他端はトライアックＱ１の前記一方の主電極に接続されており、交流電源１、トライアックＱ１、フィルタチョークＬ１、カレントトランスＣＴの１次巻線、負荷４とで直列閉回路を構成している。 In the triac Q1 as a bidirectional switching element for phase control, a series circuit of a phototriac Q4 and resistors R1 and R2 is connected between main electrodes, and a connection point between the resistors R1 and R2 is connected to a gate electrode. . A noise preventing capacitor C4 is connected in parallel between the gate electrode and one main electrode. One end of the filter choke L1 is connected to the other main electrode of the triac Q1, and the other end of the filter choke L1 is connected to the AC power source 1 via the primary winding of the current transformer CT for current detection and the load 4. Connected to one end. The other end of the AC power source 1 is connected to the one main electrode of the triac Q1, and the AC power source 1, the triac Q1, the filter choke L1, the primary winding of the current transformer CT, and the load 4 form a series closed circuit. is doing.

ここで、負荷４は雑音防止用コンデンサＣ２を入力部に有する負荷であり、並列に多数接続すると、当然、進相電流が流れる。そこで、この進相電流を重畳された主回路電流を検出するために、カレントトランスＣＴを主回路電流が流れる経路に挿入してある。カレントトランスＣＴの２次巻線の一端は接地され、他端はダイオードＤ１を介してゼロ電流検出部２４に接続されている。ゼロ電流検出部２４の出力信号ＺＣＳは、マイコン２３の入力ポートＰ１に接続されて、主回路電流のゼロクロスタイミングの検出に用いられている。 Here, the load 4 is a load having a noise preventing capacitor C2 in the input section, and when a large number of them are connected in parallel, a phase advance current naturally flows. Therefore, in order to detect a main circuit current on which the phase advance current is superimposed, a current transformer CT is inserted in a path through which the main circuit current flows. One end of the secondary winding of the current transformer CT is grounded, and the other end is connected to the zero current detector 24 via the diode D1. The output signal ZCS of the zero current detector 24 is connected to the input port P1 of the microcomputer 23 and is used for detecting the zero cross timing of the main circuit current.

マイコン２３は、タイマー機能を有しており、外部ボリュームＶＲ１により設定された調光設定値に応じてトライアックＱ１に位相制御信号を与えることで、負荷４を調光制御している。制御電源電圧Ｖｃｃは外部ボリュームＶＲ１により分圧され、その分圧点の電圧は抵抗Ｒ８，Ｒ９、コンデンサＣ８よりなるローパスフィルタ回路を介してマイコン２３のＡ／Ｄ変換入力ポートＰ３に印加されている。このＡ／Ｄ変換入力ポートＰ３は、印加電圧に応じたデジタル値を取得できるポートである。これにより、マイコン２３は外部ボリュームＶＲ１の設定値をデジタル値として読み込むことができる。 The microcomputer 23 has a timer function and performs dimming control of the load 4 by giving a phase control signal to the triac Q1 in accordance with the dimming setting value set by the external volume VR1. The control power supply voltage Vcc is divided by the external volume VR1, and the voltage at the voltage dividing point is applied to the A / D conversion input port P3 of the microcomputer 23 through a low-pass filter circuit composed of resistors R8, R9 and a capacitor C8. . The A / D conversion input port P3 is a port that can acquire a digital value corresponding to the applied voltage. Thereby, the microcomputer 23 can read the set value of the external volume VR1 as a digital value.

制御用のマイコン２３は、フォトトライアックＱ４の駆動信号として位相制御信号を出力する。ここでは、位相制御信号として、ターンオン時にのみ駆動電圧を与えるパルストリガ方式ではなく、ターンオン期間中は駆動電圧を与え続けるＤＣトリガ方式（ベタトリガ方式ともいう）を用いている。マイコン２３の位相制御信号出力用の出力ポートＰ４には、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ５の直列回路が接続されており、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ５の接続点はフォトトライアック駆動用のＰＮＰトランジスタＱ２のベースに接続されている。抵抗Ｒ４とコンデンサＣ５よりなるローパスフィルタ回路は、ＰＮＰトランジスタＱ２がノイズにより誤動作しない程度の時定数となるように設計されている。フォトトライアックＱ４の発光素子の一端は、制御電源電圧Ｖｃｃのラインに接続されており、他端は抵抗Ｒ３を介してＰＮＰトランジスタＱ２のエミッタに接続されている。ＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタはグランドレベル（制御電源電圧Ｖｃｃの負極側）に接続されている。 The control microcomputer 23 outputs a phase control signal as a drive signal for the phototriac Q4. Here, a DC trigger method (also referred to as a solid trigger method) is used as a phase control signal, not a pulse trigger method that applies a drive voltage only at turn-on, but a drive voltage that is continuously applied during the turn-on period. A series circuit of a resistor R4 and a capacitor C5 is connected to the output port P4 for outputting the phase control signal of the microcomputer 23, and the connection point of the resistor R4 and the capacitor C5 is connected to the base of the PNP transistor Q2 for driving the phototriac. Has been. The low-pass filter circuit including the resistor R4 and the capacitor C5 is designed to have a time constant that does not cause the PNP transistor Q2 to malfunction due to noise. One end of the light emitting element of the phototriac Q4 is connected to the line of the control power supply voltage Vcc, and the other end is connected to the emitter of the PNP transistor Q2 via the resistor R3. The collector of the PNP transistor Q2 is connected to the ground level (the negative side of the control power supply voltage Vcc).

出力ポートＰ４から出力される位相制御信号がＬレベルとなると、ＰＮＰトランジスタＱ２がＯＮすることにより、フォトトライアックＱ４の発光素子が光トリガ信号を発生し、フォトトライアックＱ４がトリガされる。また、出力ポートＰ４から出力される位相制御信号がＨレベルとなると、ＰＮＰトランジスタＱ２がＯＦＦすることにより、フォトトライアックＱ４の発光素子からの光トリガ信号が消失し、フォトトライアックＱ４はトリガされなくなる。 When the phase control signal output from the output port P4 becomes L level, the PNP transistor Q2 is turned on, so that the light emitting element of the phototriac Q4 generates a light trigger signal, and the phototriac Q4 is triggered. Further, when the phase control signal output from the output port P4 becomes H level, the PNP transistor Q2 is turned OFF, the light trigger signal from the light emitting element of the phototriac Q4 disappears, and the phototriac Q4 is not triggered.

マイコン２３は、ゼロクロス検出回路により交流電源１のゼロクロス点を検出しており、交流電源１の電源周期に同期した位相制御信号を出力することが可能となっている。ここで、ゼロクロス検出回路の構成について説明する。整流回路２１の直流出力端子には抵抗Ｒ５，Ｒ６の分圧回路が接続されている。抵抗Ｒ６の両端にはノイズ防止用のコンデンサＣ６が並列接続されている。抵抗Ｒ６とコンデンサＣ６の並列回路の電位はトランジスタＱ３のベース・エミッタ間に印加されている。トランジスタＱ３のエミッタは接地されており、コレクタは抵抗Ｒ７を介して制御電源電圧Ｖｃｃのレベルにプルアップされている。トランジスタＱ３のコレクタ・エミッタ間にはノイズ防止用のコンデンサＣ７が並列接続されている。トランジスタＱ３のコレクタは、マイコン２３のゼロクロス信号検出用の入力ポートＰ２に接続されている。 The microcomputer 23 detects the zero-cross point of the AC power supply 1 using a zero-cross detection circuit, and can output a phase control signal synchronized with the power supply cycle of the AC power supply 1. Here, the configuration of the zero cross detection circuit will be described. A voltage dividing circuit of resistors R5 and R6 is connected to the DC output terminal of the rectifier circuit 21. A capacitor C6 for preventing noise is connected in parallel to both ends of the resistor R6. The potential of the parallel circuit of the resistor R6 and the capacitor C6 is applied between the base and emitter of the transistor Q3. The emitter of the transistor Q3 is grounded, and the collector is pulled up to the level of the control power supply voltage Vcc via the resistor R7. A capacitor C7 for noise prevention is connected in parallel between the collector and emitter of the transistor Q3. The collector of the transistor Q3 is connected to the input port P2 for detecting the zero cross signal of the microcomputer 23.

整流回路２１の出力電圧がゼロクロス付近では、抵抗Ｒ５，Ｒ６の分圧回路からトランジスタＱ３へのバイアスが小さくなり、トランジスタＱ３がＯＦＦすることにより、マイコン２３の入力ポートＰ２はＨレベルとなる。整流回路２１の出力電圧がゼロクロス付近以外では、抵抗Ｒ５，Ｒ６の分圧回路からトランジスタＱ３のベースに与えられるバイアスによりトランジスタＱ３がＯＮするので、マイコン２３の入力ポートＰ２はＬレベルとなる。これにより、マイコン２３は交流電源１のゼロクロス点を検出することができる。 When the output voltage of the rectifier circuit 21 is in the vicinity of the zero cross, the bias from the voltage dividing circuit of the resistors R5 and R6 to the transistor Q3 becomes small, and the transistor Q3 is turned OFF, so that the input port P2 of the microcomputer 23 becomes H level. When the output voltage of the rectifier circuit 21 is not in the vicinity of the zero cross, the transistor Q3 is turned on by the bias applied to the base of the transistor Q3 from the voltage dividing circuit of the resistors R5 and R6, so that the input port P2 of the microcomputer 23 becomes L level. Thereby, the microcomputer 23 can detect the zero cross point of the AC power supply 1.

このように、本実施形態の回路では、位相制御により負荷４の調光動作を行うために、電源電圧のゼロクロスを検出して位相制御信号を出力する回路を有しており、負荷４に印加する実効電圧を変化させるため、電源電圧のゼロクロス点からマイコン２３のタイマー機能を用いて、トライアックＱ１の駆動電圧のオンタイミング及びオフタイミングを決定している。さらに、本実施形態においては、トライアックＱ１に流れる電流のゼロクロス点より手前でトライアックＱ１の駆動電圧をオフさせるため、別途、電流検出用のカレントトランスＣＴ及びゼロ電流検出部２４を設けている。 As described above, the circuit of the present embodiment includes a circuit that detects a zero cross of the power supply voltage and outputs a phase control signal in order to perform the dimming operation of the load 4 by phase control. In order to change the effective voltage, the on-timing and off-timing of the drive voltage of the triac Q1 are determined from the zero cross point of the power supply voltage using the timer function of the microcomputer 23. Furthermore, in this embodiment, a current transformer CT for current detection and a zero current detector 24 are separately provided in order to turn off the drive voltage of the triac Q1 before the zero cross point of the current flowing through the triac Q1.

以下、本実施形態の動作について説明する。ゼロ電流検出部２４は、カレントトランスＣＴで検出された電流波形を入力し、トライアックＱ１に流れる電流のゼロクロス区間付近だけマイコンポートＰ１にＨレベルのゼロクロス検出信号ＺＣＳを出力する。また、マイコンポートＰ２に接続された電圧ゼロクロス検出回路の立ち上がりでマイコン２３内のタイマーカウントをスタートさせ、可変抵抗ＶＲ１によるアナログ電圧のレベルに応じてトライアックＱ１の駆動電圧のオンタイミングを決定する。そして、電源電圧の半周期をカウントした後の最初のゼロ電流検出部２４の立ち上がりをゼロ電流ポイントと判断し、トライアックＱ１の駆動電圧をオフさせる信号をマイコン２３から出力させ、真の電流ゼロクロス点よりも手前でトライアックＱ１の駆動電圧をオフさせるような制御をマイコン２３により行うものである。 Hereinafter, the operation of this embodiment will be described. The zero current detection unit 24 inputs the current waveform detected by the current transformer CT, and outputs an H level zero cross detection signal ZCS to the microcomputer port P1 only in the vicinity of the zero cross section of the current flowing through the triac Q1. Further, the timer count in the microcomputer 23 is started at the rise of the voltage zero cross detection circuit connected to the microcomputer port P2, and the on-timing of the drive voltage of the triac Q1 is determined according to the level of the analog voltage by the variable resistor VR1. Then, the rising edge of the first zero current detection unit 24 after counting the half cycle of the power supply voltage is determined as the zero current point, and a signal for turning off the drive voltage of the triac Q1 is output from the microcomputer 23, so that the true current zero cross point The microcomputer 23 performs control to turn off the drive voltage of the triac Q1 before this.

つまり、図２に示すように、交流電源１からの入力電圧のゼロクロス点と、主回路電流のゼロクロス点の時間差Δｔを測定して、この時間差Δｔに基づいて、マイコン２３に内蔵したテーブルなどを参照して、トライアックＱ１の駆動電圧をオフさせるタイミングを決定する。ここで、トライアックＱ１の駆動電圧をオフさせるタイミングＴｏｆｆは、トライアックＱ１に流れる主スイッチ電流がゼロクロスするタイミングより前となるように決定する。 That is, as shown in FIG. 2, the time difference Δt between the zero-cross point of the input voltage from the AC power supply 1 and the zero-cross point of the main circuit current is measured, and based on this time difference Δt, a table or the like built in the microcomputer 23 is obtained. Referring to this, the timing for turning off the drive voltage of the triac Q1 is determined. Here, the timing Toff at which the drive voltage of the triac Q1 is turned off is determined to be before the timing at which the main switch current flowing through the triac Q1 zero-crosses.

このような制御を行うことにより、接続される器具台数の違いや部品ばらつきの差異があって、進相電流が増加する傾向にあったとしても、電流ゼロクロス点よりも手前でトライアックＱ１の駆動電圧をオフさせることにより、雑音防止用コンデンサＣ２による進相電流の影響でトライアックＱ１が誤点弧することを防止して、位相制御を確実に行うことが可能となる。つまり、負荷の接続台数が変化しても、入力電圧のゼロクロス点から主回路電流のゼロクロス点までの時間差Δｔを計測することで、トライアックＱ１の駆動電圧をオフするタイミングを決定できる。 By performing such control, even if there is a difference in the number of connected devices and differences in parts, and the phase advance current tends to increase, the drive voltage of the triac Q1 is before the current zero cross point. By turning OFF, it is possible to prevent the triac Q1 from being falsely fired due to the influence of the phase advance current by the noise preventing capacitor C2, and to perform the phase control reliably. That is, even when the number of connected loads changes, the timing for turning off the drive voltage of the triac Q1 can be determined by measuring the time difference Δt from the zero cross point of the input voltage to the zero cross point of the main circuit current.

（実施形態２）
本発明の実施形態２の回路図を図３に示す。基本的な回路構成については実施形態１と同じであるため、重複する説明は省略する。実施形態１と異なる点は、トライアックＱ１に流れる電流のゼロクロスポイントを検出するため、主回路のフィルタチョークＬ１に補助巻線（２次巻線）を設けて、この補助巻線の出力をゼロ電流検出部２４に接続した点である。 (Embodiment 2)
A circuit diagram of Embodiment 2 of the present invention is shown in FIG. Since the basic circuit configuration is the same as that of the first embodiment, a duplicate description is omitted. The difference from the first embodiment is that an auxiliary winding (secondary winding) is provided in the filter choke L1 of the main circuit in order to detect the zero cross point of the current flowing through the triac Q1, and the output of the auxiliary winding is set to zero current. This is a point connected to the detection unit 24.

本実施形態の動作について説明する。本実施形態では、主回路電流をフィルタチョークＬ１の補助巻線により検出して、実施形態１と同様、トライアックＱ１に流れる電流のゼロクロス点付近だけマイコンポートＰ１にＨレベルの信号ＺＣＳが出力されるようなゼロ電流検出部２４を設ける。制御の内容は実施形態１と同様（図２参照）であり、交流電源１からの入力電圧のゼロクロス点と、主回路電流のゼロクロス点の時間差Δｔを測定して、この時間差Δｔに基づいて、トライアックＱ１の駆動電圧をオフさせるタイミングＴｏｆｆを決定する。 The operation of this embodiment will be described. In the present embodiment, the main circuit current is detected by the auxiliary winding of the filter choke L1, and an H level signal ZCS is output to the microcomputer port P1 only in the vicinity of the zero cross point of the current flowing through the triac Q1 as in the first embodiment. Such a zero current detector 24 is provided. The contents of the control are the same as in the first embodiment (see FIG. 2), and the time difference Δt between the zero-cross point of the input voltage from the AC power supply 1 and the zero-cross point of the main circuit current is measured, and based on this time difference Δt, The timing Toff for turning off the drive voltage of the triac Q1 is determined.

本実施形態においては、主回路電流のゼロクロス点の検出手段として、フィルタチョークＬ１に設けた補助巻線を用いているため、部品の兼用化も図ることができる。つまり、カレントトランスＣＴを別途必要としないので、部品点数が少なく、小型・軽量化が可能であり、部品コストも低減できる。 In the present embodiment, since the auxiliary winding provided in the filter choke L1 is used as the means for detecting the zero cross point of the main circuit current, it is also possible to share the parts. That is, since the current transformer CT is not required separately, the number of parts is small, the size and weight can be reduced, and the part cost can be reduced.

（実施形態３）
本発明の実施形態３の回路図を図４に示す。基本的な回路構成については実施形態１と同じであるため、重複する説明は省略する。実施形態１と異なる点は電流検出用の小抵抗Ｒｘを主スイッチング素子たるトライアックＱ１に直列に接続し、電流と同位相の電圧波形を発生させて、その電圧を検出することで、主スイッチング素子に流れる電流のゼロクロス点を検出するゼロ電流検出部２４を接続している点である。回路の動作については実施形態１と同じであるが、ゼロ電流検出手段として、カレントトランスＣＴのような巻線ではなく、電流検出用の抵抗Ｒｘを用いた点が異なる。 (Embodiment 3)
A circuit diagram of Embodiment 3 of the present invention is shown in FIG. Since the basic circuit configuration is the same as that of the first embodiment, a duplicate description is omitted. A difference from the first embodiment is that a small resistor Rx for current detection is connected in series to a triac Q1 which is a main switching element, a voltage waveform having the same phase as that of the current is generated, and the voltage is detected. The zero current detection part 24 which detects the zero crossing point of the electric current which flows into is connected. The operation of the circuit is the same as that of the first embodiment, except that a current detection resistor Rx is used as the zero current detection means instead of a winding like the current transformer CT.

（実施形態４）
本発明の実施形態４の回路図を図５に示す。照明負荷としては、ＬＥＤ器具４ａが接続されているものとする。基本的な回路構成については実施形態１と同じであるため、重複する説明は省略する。実施形態１と異なる点は、ゼロクロス電圧検出回路に可変抵抗Ｒｄを接続した点である。位相制御信号のオフタイミングＴｏｆｆを決定するためのタイマーの計測は、ゼロクロス電圧検出回路のゼロクロス信号の立ち上がりを認識してマイコン２３のタイマーがカウントを開始するが、可変抵抗Ｒｄの値を変化させることによりゼロクロス信号の幅が変わるので、タイマーカウントの開始時間が変わり、結果として位相制御信号のオフポイント、すなわちトライアックＱ１のオフポイントをずらすことができる。 (Embodiment 4)
A circuit diagram of Embodiment 4 of the present invention is shown in FIG. It is assumed that the LED fixture 4a is connected as the illumination load. Since the basic circuit configuration is the same as that of the first embodiment, a duplicate description is omitted. The difference from the first embodiment is that a variable resistor Rd is connected to the zero-cross voltage detection circuit. The measurement of the timer for determining the off timing Toff of the phase control signal recognizes the rising edge of the zero cross signal of the zero cross voltage detection circuit and the timer of the microcomputer 23 starts counting, but changes the value of the variable resistor Rd. Since the width of the zero cross signal is changed by the above, the start time of the timer count is changed, and as a result, the off point of the phase control signal, that is, the off point of the triac Q1 can be shifted.

図６は本実施形態の動作説明のための波形図である。図中、Ｖｓは交流電源１からの入力交流電圧、Ｉ１は第１のＬＥＤ器具を接続した場合の主回路電流、Ｉ２は第２のＬＥＤ器具を接続した場合の主回路電流である。ＬＥＤ器具が異なると、ＬＥＤの順電圧Ｖｆが異なり、また、ＬＥＤの直列接続個数が異なることにより、流れる主回路電流が異なる。このため、トライアックＱ１に流れる主回路電流のゼロクロス点が器具毎に異なったとしても、可変抵抗Ｒｄの調節により主回路電流のゼロクロス点よりも手前で主スイッチング素子の位相制御信号をオフさせることができるので、進相電流による調光不可モードを回避し、電圧位相制御を確実に行うことができる。 FIG. 6 is a waveform diagram for explaining the operation of this embodiment. In the figure, Vs is an input AC voltage from the AC power source 1, I1 is a main circuit current when the first LED fixture is connected, and I2 is a main circuit current when the second LED fixture is connected. When the LED fixtures are different, the forward voltage Vf of the LED is different, and the main circuit current that flows is different because the number of LEDs connected in series is different. For this reason, even if the zero crossing point of the main circuit current flowing through the triac Q1 differs for each instrument, the phase control signal of the main switching element can be turned off before the main circuit current zero crossing point by adjusting the variable resistor Rd. As a result, it is possible to avoid the dimming disable mode due to the phase advance current and to reliably perform the voltage phase control.

図６において、（ａ１）は第１のＬＥＤ器具を用いた場合のゼロクロス信号、（ｂ１）は第１のＬＥＤ器具を用いた場合の位相制御信号である。また、（ａ２）は第２のＬＥＤ器具を用いた場合のゼロクロス信号、（ｂ２）は第２のＬＥＤ器具を用いた場合の位相制御信号である。 In FIG. 6, (a1) is a zero cross signal when the first LED fixture is used, and (b1) is a phase control signal when the first LED fixture is used. (A2) is a zero cross signal when the second LED fixture is used, and (b2) is a phase control signal when the second LED fixture is used.

つまり、ゼロクロス電圧検出回路の分圧回路を構成する可変抵抗Ｒｄの抵抗値を変えることで、ゼロクロス信号の幅が変わるので、結果として、タイマーカウントの開始時間が変わり、位相制御信号のオフタイミングも変えることができる。これにより、第１のＬＥＤ器具を用いた場合にも、第２のＬＥＤ器具を用いた場合にも、主回路電流のゼロクロス点よりも手前で主スイッチング素子の位相制御信号をオフさせることができる。 In other words, the width of the zero cross signal changes by changing the resistance value of the variable resistor Rd constituting the voltage dividing circuit of the zero cross voltage detection circuit. As a result, the start time of the timer count changes and the off timing of the phase control signal also changes. Can be changed. As a result, the phase control signal of the main switching element can be turned off before the zero cross point of the main circuit current both when the first LED fixture is used and when the second LED fixture is used. .

（実施形態５）
本発明の実施形態５の回路図を図７に示す。基本的な回路構成については実施形態１と同じであるため、重複する説明は省略する。実施形態１と異なる点は、トライアックＱ１の両端に電圧検出手段２５を設けた点である。電圧検出手段２５は、トライアックＱ１の両端に絶対値で所定値以上の電圧が印加されているかを検出する。電圧検出手段２５の検出出力は、マイコン２３の入力ポートＰ５により監視されている。なお、電流検出手段２４については、特に図示しないが、実施形態１〜３で説明した電流検出手段のいずれかを有しているものであれば良い。 (Embodiment 5)
A circuit diagram of Embodiment 5 of the present invention is shown in FIG. Since the basic circuit configuration is the same as that of the first embodiment, a duplicate description is omitted. The difference from the first embodiment is that voltage detecting means 25 is provided at both ends of the triac Q1. The voltage detection means 25 detects whether a voltage that is an absolute value or more is applied to both ends of the triac Q1. The detection output of the voltage detection means 25 is monitored by the input port P5 of the microcomputer 23. The current detection unit 24 is not particularly illustrated, but may be any one having any of the current detection units described in the first to third embodiments.

図８及び図９は本実施形態の動作説明のための波形図である。電源投入時に、双方向スイッチング素子のＤＣトリガのオンタイミングは電源電圧の９０°付近に設定し、オフタイミングは少しずつ変えながら複数回試みて、オフタイミング以降、次の電源電圧９０°付近までに電流が流れているか否かをトライアックＱ１の両端電圧を検出することで調光動作が正常に行われているか否かを判断して、正常に行われている場合、その時のＤＣトリガのオフタイミングを通常動作時のオフタイミングとして決定する。 8 and 9 are waveform diagrams for explaining the operation of this embodiment. At power-on, the DC trigger on-timing of the bidirectional switching element is set to around 90 ° of the power supply voltage, and the off-timing is changed several times and tried several times. After the off-timing, until the next power-supply voltage of around 90 ° Whether the current is flowing or not is determined by detecting the voltage across the triac Q1 to determine whether or not the dimming operation is normally performed. Is determined as the off timing during normal operation.

本実施形態が他と異なる点は、電源投入時にトライアックＱ１のオフタイミングを徐々に変化させていくことで、調光不能モードと調光可能モードを判定する調光動作テストモードを設けたことである。電源投入時、マイコン２３のソフトウェア制御により図８に示すように電源電圧の９０°付近で位相制御信号をオンさせ、あるオフポイントでオフさせる。もし、進相電流の影響で調光動作が不可能な場合、次の半周期においてオフポイント以後も電流が流れ続けるので、トライアック両端電圧はほとんどゼロである。従って電源電圧の９０°付近の位相においてトライアックＱ１の両端電圧を電圧検出手段２５で判定して、もし電圧がなければ調光不能モードと判断する。そして、次の周期では前回よりオフポイントを手前にずらして、再度動作させる。以上の動作をトライアック電圧が電源電圧の９０°付近である値を持つまで繰返し行う。そして、トライアック電圧がある値に達すれば、トライアックＱ１の両端に電圧が発生していることから、トライアックＱ１がオフしていると判断できる。これにより調光可能モードと判断されれば、そのタイミングを記億して、それ以降の通常モードにおける調光動作を行わせる。 This embodiment is different from the others in that a dimming operation test mode for determining the dimmable mode and the dimmable mode is provided by gradually changing the OFF timing of the triac Q1 when the power is turned on. is there. When the power is turned on, the phase control signal is turned on at around 90 ° of the power supply voltage as shown in FIG. If the dimming operation is impossible due to the influence of the phase advance current, the current continues to flow after the off point in the next half cycle, so the voltage across the triac is almost zero. Accordingly, the voltage across the triac Q1 is determined by the voltage detection means 25 at a phase near 90 ° of the power supply voltage. If there is no voltage, it is determined that the dimming disable mode. Then, in the next cycle, the off point is shifted to the front from the previous time and the operation is performed again. The above operation is repeated until the triac voltage has a value in the vicinity of 90 ° of the power supply voltage. When the triac voltage reaches a certain value, it can be determined that the triac Q1 is turned off because a voltage is generated at both ends of the triac Q1. If it is determined that the mode is dimmable, the timing is recorded and the dimming operation in the normal mode thereafter is performed.

本発明の実施形態１の回路図である。It is a circuit diagram of Embodiment 1 of the present invention. 本発明の実施形態１の動作説明のための波形図である。It is a wave form diagram for operation | movement description of Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態２の回路図である。It is a circuit diagram of Embodiment 2 of the present invention. 本発明の実施形態３の回路図である。It is a circuit diagram of Embodiment 3 of the present invention. 本発明の実施形態４の回路図である。It is a circuit diagram of Embodiment 4 of the present invention. 本発明の実施形態４の動作説明のための波形図である。It is a wave form diagram for operation | movement description of Embodiment 4 of this invention. 本発明の実施形態５の回路図である。It is a circuit diagram of Embodiment 5 of the present invention. 本発明の実施形態５の動作説明のための波形図である。It is a wave form diagram for operation | movement description of Embodiment 5 of this invention. 本発明の実施形態５の動作説明のための波形図である。It is a wave form diagram for operation | movement description of Embodiment 5 of this invention. 従来の位相制御式調光装置の原理説明のための波形図である。It is a wave form diagram for the principle explanation of the conventional phase control type light control device. 従来例１の回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of Conventional Example 1. 従来例１の問題点を説明するための波形図である。It is a wave form diagram for demonstrating the problem of the prior art example 1. FIG. 従来例２の動作説明のための波形図である。FIG. 10 is a waveform diagram for explaining the operation of Conventional Example 2. 従来例２の問題点を説明するための波形図である。It is a wave form diagram for demonstrating the problem of the prior art example 2. FIG.

Explanation of symbols

Ｑ１トライアック
ＣＴカレントトランス
２３マイコン
１交流電源
４負荷 Q1 Triac CT Current transformer 23 Microcomputer 1 AC power supply 4 Load

Claims

A bidirectional switching element with a self-holding function, a lighting load in which capacitive elements are connected in parallel, and an AC power supply are connected in series to form a closed circuit, and the firing phase angle of the bidirectional switching element is variable. The light control device includes a phase control circuit that makes the effective power to the illumination load variable, and the phase control circuit is a DC trigger that applies a drive voltage applied when the bidirectional switching element is turned on even after the turn-on. Phase control circuit, a first zero cross detecting means for detecting a zero cross of a current flowing through the bidirectional switching element, a second zero cross detecting means for detecting a zero cross of an input voltage from an AC power source, and an input voltage Means to measure the time difference between the zero cross of the current and the zero cross of the current flowing through the bidirectional switching element, and both based on the measured time difference Driving voltage that features a dimming device for Ru and control means for determining the timing for turning off so that the current flowing through the bidirectional switching element is earlier than the timing of the zero crossing of the switching element.

The timing for turning off the driving voltage of the bidirectional switching element is changed according to the number of connected capacitive loads in which the phase of the current flowing through the bidirectional switching element is advanced with respect to the phase of the input voltage. The light control device according to 1.

When the power is turned on, the timing at which the dimming operation is normally performed is detected while gradually changing the timing at which the drive voltage of the bidirectional switching element is turned off, and the detected timing is turned off during normal operation. The light control device according to claim 2, wherein timing is set.

The first zero cross detection means detects a zero cross of a current from a secondary winding output of a current transformer connected in series with a bidirectional switching element. Dimming device.

The first zero-cross detection means detects a zero-cross of a current based on an output of an auxiliary winding provided in a noise-reduction inductor connected in series with a bidirectional switching element. The light control apparatus in any one.

The first zero-cross detection means detects a zero-cross of a current by monitoring a voltage across terminals of a resistor connected in series with a bidirectional switching element. Dimmer.

The second zero cross detection means is means for detecting when the output voltage of the rectifier circuit for rectifying the input voltage from the AC power supply becomes smaller than a predetermined voltage as a zero cross of the input voltage , and the predetermined voltage is adjusted. The light control device according to claim 1, wherein the light control device is made possible.