JP4379236B2 - Light control device - Google Patents
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Description
本発明は白熱電球やLEDのような光源の照度を調節する調光装置に関するものである。 The present invention relates to a light control device that adjusts the illuminance of a light source such as an incandescent bulb or LED.
従来、白熱灯を調光する手段として位相制御式調光装置がよく用いられている。位相制御式調光装置は一般的に商用交流電源と白熱灯負荷との間に直列に接続され、調光装置内部のスイッチング素子であるトライアックなどがONする位相角(点弧位相角)を制御することにより、白熱灯負荷に供給する商用交流電圧の実効値を可変させて白熱灯負荷を調光制御する方式である。図6に位相制御式調光装置の動作波形を示す。白熱灯負荷では、電源電圧と負荷電流は同位相のため、電源のゼロクロスポイントでオフすれば、負荷電流もターンオフが可能である。 Conventionally, a phase control dimmer is often used as means for dimming an incandescent lamp. Phase control dimmers are generally connected in series between a commercial AC power supply and an incandescent lamp load, and control the phase angle (triggering phase angle) at which the triac, which is a switching element inside the dimmer, turns on. In this way, the effective value of the commercial AC voltage supplied to the incandescent lamp load is varied to control the dimming of the incandescent lamp load. FIG. 6 shows operation waveforms of the phase control dimmer. In an incandescent lamp load, since the power supply voltage and the load current are in phase, the load current can be turned off if it is turned off at the zero cross point of the power supply.
また、低電圧ハロゲン電球の点灯回路として、商用交流電圧を数十KHzの高周波に変換して、更に降圧トランスにて12Vの高周波低電圧に変換する手段として、電子トランスがよく知られている。低電圧ハロゲン電球用電子トランスを前述した位相制御式調光装置と組み合わせて調光制御することも一般的な技術である。位相制御式調光装置と電子トランスを組み合わせて使用する場合の回路構成は図7のようになる。図中、1は交流電源、2は位相制御式調光装置、3は電子トランス、4は負荷である。この構成では双方向スイッチであるトライアックQ1とフィルタチョークL1の直列接続にフィルタコンデンサC1が並列に接続され、更に電子トランス側の雑音防止用コンデンサC2が直列接続される構成となるため、トライアックQ1に流れる電流は商用周波数で使用する場合、容量性要素の影響で電源電圧の位相に対し進相となる場合がある。 As a lighting circuit for a low-voltage halogen bulb, an electronic transformer is well known as a means for converting a commercial AC voltage into a high frequency of several tens of KHz and further converting it into a high-frequency low voltage of 12 V using a step-down transformer. It is also a general technique to perform dimming control by combining an electronic transformer for a low-voltage halogen bulb with the above-described phase control type dimmer. FIG. 7 shows the circuit configuration when the phase control dimmer and the electronic transformer are used in combination. In the figure, 1 is an AC power source, 2 is a phase control dimmer, 3 is an electronic transformer, and 4 is a load. In this configuration, the filter capacitor C1 is connected in parallel to the series connection of the triac Q1 which is a bidirectional switch and the filter choke L1, and the noise prevention capacitor C2 on the electronic transformer side is further connected in series. When the flowing current is used at a commercial frequency, it may lead to the phase of the power supply voltage due to the influence of the capacitive element.
図8を用いて回路動作を説明する。ここでは、位相制御信号として、ターンオン時にのみゲート電圧を与えるパルストリガ方式ではなく、ターンオン期間中はゲート電圧を与え続けるDCトリガ方式(ベタトリガ方式ともいう)を用いている。トライアックQ1は位相制御信号がオフとなった後、保持電流以下の電流となるとオフする素子であるが、上述の進相電流の影響で位相制御信号がオフとなるタイミングで既にトライアックQ1に流れる電流がゼロクロスポイントをまたいで転流しており、位相制御信号がオフの瞬間、保持電流以上の電流が流れていた場合、トライアックQ1をオフできないので、交流電源の次の半周期にわたり、電流がゼロになるまでトライアックQ1はオン状態を維持してしまう。 The circuit operation will be described with reference to FIG. Here, as the phase control signal, a DC trigger method (also referred to as a solid trigger method) in which the gate voltage is continuously applied during the turn-on period is used instead of the pulse trigger method in which the gate voltage is applied only at the turn-on time. The triac Q1 is an element that turns off when the phase control signal is turned off and then becomes a current equal to or lower than the holding current. However, the current that already flows in the triac Q1 at the timing when the phase control signal is turned off due to the influence of the phase advance current described above. Is commutated across the zero cross point, and when the current exceeding the holding current flows at the moment when the phase control signal is turned off, the TRIAC Q1 cannot be turned off, so that the current becomes zero over the next half cycle of the AC power supply. Until that time, the triac Q1 remains on.
そこで従来、この問題を解決するために、図9に示すように設計の段階でトライアックに流れる電流がゼロクロスポイントをまたぐ手前で位相制御信号をオフするように時間設定することで進相電流による調光動作の不具合を回避していた。図中、t1のタイミングで位相制御信号がオフしてもトライアックQ1はオフできないが、t2のタイミングで位相制御信号がオフすることでトライアックQ1はオフすることができる。 Therefore, conventionally, in order to solve this problem, as shown in FIG. 9, time adjustment is performed so that the phase control signal is turned off before the current flowing in the triac crosses the zero cross point at the design stage. The problem of light operation was avoided. In the figure, the triac Q1 cannot be turned off even if the phase control signal is turned off at the timing t1, but the triac Q1 can be turned off by turning off the phase control signal at the timing t2.
なお、特許文献1には、白熱灯の位相制御調光において、負荷と並列に抵抗素子を接続した回路が開示されているが、この抵抗素子は進相電流対策用の抵抗素子ではない。
図9に示した従来例のように、トライアックに流れる電流がゼロクロスポイントをまたぐ手前でトライアックの位相制御信号をオフするように設計の段階で時間設定を行ってしまうと、例えば同一の調光装置で複数台の負荷を調光しようとした場合、複数の雑音防止用コンデンサが並列に接続されるので、図10に示すようにコンデンサ電流が負荷の接続台数に応じて増減することになる。このため、位相制御信号をオフさせるタイミングtxを最適に設定することが困難であった。負荷1台のコンデンサ電流であれば、トライアック電流が保持電流以下であっても、負荷複数台のコンデンサ電流が重畳されると、図10のXに示すように、位相制御信号がオフするときのトライアック電流が保持電流を超えてしまい、ある接続台数以上では進相電流の影響によりトライアックの制御ができなくなる。 If the time is set at the design stage so that the current flowing in the triac crosses the zero cross point before the triac phase control signal is turned off as in the conventional example shown in FIG. 9, for example, the same dimmer When a plurality of loads are to be dimmed, a plurality of noise prevention capacitors are connected in parallel, so that the capacitor current increases or decreases according to the number of connected loads as shown in FIG. For this reason, it is difficult to optimally set the timing tx for turning off the phase control signal. If the capacitor current is one load, even if the triac current is less than the holding current, if the capacitor currents of multiple loads are superimposed, as shown in X of FIG. The triac current exceeds the holding current, and if the number of connected devices exceeds a certain number, the triac cannot be controlled due to the influence of the phase advance current.
この現象は例えばLEDのような低ワット負荷が接続されるような場合には負荷電流が少ないため、進相電流の影響が顕著に現われる。また、前記負荷の接続台数の問題に加えて調光装置の部品ばらつきなどを考慮すると、電源電圧のゼロクロスポイントからトライアックをオフするタイミングを設計の段階である程度余裕を見た時間に設定する必要があるため、電圧位相制御における調光下限制御範囲を狭めてしまうといった問題が生じる。このことは特にLED負荷のような低ワット負荷を調光する場合、調光性能に関して重要な問題となる。 For example, when a low wattage load such as an LED is connected to this phenomenon, the load current is small. In addition to the problem of the number of connected loads, it is necessary to set the timing for turning off the triac from the zero cross point of the power supply voltage to a time with some allowance at the design stage, considering the variation in the components of the light control device. Therefore, there arises a problem that the dimming lower limit control range in the voltage phase control is narrowed. This is an important issue with respect to dimming performance, especially when dimming low watt loads such as LED loads.
本発明は上述のような不都合をなくし、負荷の種別や接続台数、あるいは部品のばらつきなどを事前に考慮しなくても、調光下限付近の制御不具合を回避でき、適正な調光制御範囲を確保できるようにすることを課題とする。 The present invention eliminates the inconveniences as described above, and can avoid control problems near the lower limit of dimming without considering the type of load, the number of connected units, or variations in parts in advance, and an appropriate dimming control range. It is an issue to be able to secure.
本発明にあっては、上記の課題を解決するために、図1に示すように、自己保持機能を有する双方向スイッチング素子Q1と誘導性要素L1の直列回路を、照明負荷41,42と交流電源1の直列回路と並列に接続して閉回路を構成し、交流電源1の電圧位相を検出して双方向スイッチング素子Q1のオンタイミングを可変とすることで照明負荷41,42への実効電力を可変とする位相制御回路23を備える調光装置において、前記位相制御回路23は双方向スイッチング素子Q1のオン期間中は駆動電圧を与え続けるDCトリガ方式の位相制御回路であり、照明負荷41,42と並列に容量性要素が接続されている場合に、図3に示すように、双方向スイッチング素子Q1のターンオフ時にスイッチング素子電流が保持電流以下となるように前記容量性要素に流れる進相電流を打ち消す電流を流す抵抗素子Ra,R1,R2,R3を照明負荷41,42と並列に接続し、前記照明負荷41,42と並列に接続された抵抗素子R1,R2,R3と直列にスイッチ素子S1,S2,S3が挿入されており、前記抵抗素子R1,R2,R3とスイッチ素子S1,S2,S3を直列に接続した回路は前記照明負荷41,42と並列に複数個接続されていることを特徴とするものである。
In the present invention, in order to solve the above-mentioned problem, as shown in FIG. 1, a series circuit of a bidirectional switching element Q1 having a self-holding function and an inductive element L1 is connected to
本発明によれば、負荷の種別や接続台数、あるいは部品のばらつきを事前に考慮しなくても、調光下限付近の制御不具合を回避することができる。また、双方向スイッチング素子の駆動電圧をオフさせるタイミングをスイッチング電流のゼロクロスポイントを検出することなく決定できるから、カレントトランスなどの電流検出手段を用いることなく、交流電源の電圧位相を検出して電圧位相制御により調光動作を行うことができる。 According to the present invention, it is possible to avoid a control failure near the dimming lower limit without considering in advance the type of load, the number of connected units, or variations in parts. In addition, since the timing for turning off the driving voltage of the bidirectional switching element can be determined without detecting the zero cross point of the switching current, the voltage phase of the AC power supply is detected without using a current detection means such as a current transformer. Dimming operation can be performed by phase control.
(前提となる構成1)
本発明の前提となる構成1の回路図を図1に示す。交流電源1には雑音防止用コンデンサC1が並列接続されている。コンデンサC1の一端は整流回路21の交流入力端子の一端に接続されており、他端はフューズF1を介して整流回路21の交流入力端子の他端に接続されている。整流回路21の交流入力端子の両端にはサージ吸収素子ZNRが並列接続されており、直流出力端子の両端には平滑用のコンデンサC3が並列接続されている。コンデンサC3の直流電圧はスイッチング電源22により安定な直流低電圧に平滑されて、制御回路23に供給される。制御回路23はマイコンとその周辺回路を含み、フォトトライアックQ4の駆動信号として位相制御信号を出力する。ここでは、位相制御信号として、ターンオン時にのみ駆動電圧を与えるパルストリガ方式ではなく、ターンオン期間中は駆動電圧を与え続けるDCトリガ方式(ベタトリガ方式ともいう)を用いている。なお、制御回路23は図示しないゼロクロス検出回路により交流電源1のゼロクロス点を検出しており、交流電源1の電源周期に同期した位相制御信号を出力することが可能となっている。
( Prerequisite configuration 1)
FIG. 1 shows a circuit diagram of
位相制御用の双方向スイッチング素子としてのトライアックQ1は、主電極間にフォトトライアックQ4と抵抗分圧回路を接続されており、抵抗分圧回路の出力をゲート電極に印加されている。ゲート電極と一方の主電極の間には雑音防止用のコンデンサが並列接続されている。トライアックQ1の他方の主電極にはフィルタチョークL1の一端が接続されており、フィルタチョークL1の他端は、雑音防止用のコンデンサC2を介して交流電源1の一端に接続されている。交流電源1の他端はトライアックQ1の前記一方の主電極に接続されており、交流電源1、トライアックQ1、フィルタチョークL1、コンデンサC2で直列閉回路を構成している。このコンデンサC2の両端が位相制御式調光装置の出力端となり、その出力端間には負荷41,42が並列接続されている。ここで、負荷41,42はいずれも、雑音防止用コンデンサを入力部に有する負荷であり、並列に多数接続すると、当然、進相電流が流れる。そこで、この進相電流を緩和するための進相対策用抵抗素子RaをコンデンサC2と並列に接続する。これにより、負荷の容量性に起因する進相電流の影響を緩和して、誤動作を防ぐことができる。
In the triac Q1 as a bidirectional switching element for phase control, a phototriac Q4 and a resistance voltage dividing circuit are connected between main electrodes, and an output of the resistance voltage dividing circuit is applied to a gate electrode. A noise preventing capacitor is connected in parallel between the gate electrode and one of the main electrodes. One end of the filter choke L1 is connected to the other main electrode of the triac Q1, and the other end of the filter choke L1 is connected to one end of the
次に回路動作について説明する。図2は本発明の動作説明のための波形図であり、(イ)は抵抗素子Raを接続する前、(ロ)は抵抗素子Raを接続した後の動作を示す。抵抗素子Raを接続する前は、負荷電流と進相電流の合成電流がトライアック電流となるため、トライアックQ1がオフするタイミングにおいて、コンデンサC2による進相電流が負に転じていると、トライアック電流はその分、減少してしまう。このため、入力部にコンデンサが接続された負荷41,42,…の接続台数が増加して進相電流が増えると、いずれトライアックQ1がオフする時にトライアック電流が負に転流することになる。そして、この電流が素子の保持電流以上になると、調光動作が正常に行われず、電源周期の次の半周期に渡ってトライアックQ1がオンし続けてしまうが、進相対策用として本発明のように抵抗素子Raを接続すると、トライアックQ1に流れる電流は抵抗素子Raに流れる電流分だけ嵩上げされるため、トライアックQ1をオフするタイミングにおいて、進相電流により負に減少した電流を補償するだけの正の電流を流してやれば、トライアックQ1がオフするタイミングの時にはまだ正の電流が残っているため、正常にトライアックQ1のオフ制御を行うことができる。
Next, circuit operation will be described. 2A and 2B are waveform diagrams for explaining the operation of the present invention. FIG. 2A shows an operation before the resistor element Ra is connected, and FIG. 2B shows an operation after the resistor element Ra is connected. Before the resistor element Ra is connected, the combined current of the load current and the leading current becomes a triac current. Therefore, if the leading current due to the capacitor C2 turns negative at the timing when the triac Q1 is turned off, the triac current is It will decrease accordingly. Therefore, if the number of
なお、抵抗素子Raは本発明の調光装置に接続され得る進相要素を有する負荷が最大台数で接続され、コンデンサの合成容量として最大となった場合でも、そのコンデンサによる進相電流を打ち消すだけの抵抗値に設定しておく必要がある。 In addition, even when the load having the phase advance element that can be connected to the light control device of the present invention is connected in the maximum number and the combined capacity of the capacitor becomes the maximum, the resistance element Ra only cancels the phase advance current due to the capacitor. It is necessary to set to the resistance value.
本方式により、トライアックQ1の電流を検出して、そのゼロクロス点より手前で位相制御信号をオフするという手段を用いずとも、単純に抵抗素子Raの追加接続により、位相制御のオフポイントを真の電圧ゼロクロスポイントに近づけることができるので、正常に調光動作を行える調光範囲を調光下限方向について拡大することができる。 This method detects the current of the triac Q1 and does not use a means for turning off the phase control signal before the zero cross point, but simply by connecting the resistor element Ra, the off point of the phase control is Since the voltage can be close to the zero cross point, the dimming range in which the dimming operation can be normally performed can be expanded in the dimming lower limit direction.
(実施形態1)
本発明の実施形態1の回路図を図3に示す。主回路及びその周辺回路は前提となる構成1と同じため、説明を省略する。異なる点は負荷と並列にスイッチ素子と抵抗素子が直列に接続された回路が複数並列に接続された点である。S1,S2,S3はスイッチ素子、R1,R2,R3は抵抗素子である。ここで、内蔵の抵抗素子Raと外付けの抵抗素子R1,R2,R3の抵抗値は同じであっても良いが、1/2、1/4、1/8、…という関係であっても良く、後者の方が多段階に抵抗値を可変とすることができる。
(Embodiment 1 )
A circuit diagram of
前提となる構成1においては、調光装置に接続され得る負荷すべての進相電流の影響を打ち消すだけの抵抗値を設計段階で設定しておく必要があるため、消費電力としては無効分が非常に大きく、また発熱損失も大きいため、設計的に不利となるが、本回路のように調光装置2の外部でスイッチ素子S1,S2,S3,…を切り替えられるようにしておくことで、接続される負荷の台数・種別に応じて、ユーザーが任意に抵抗値を切り替えられるようにしておけば、必要以上の電力を無駄に消費する必要がない。また、調光装置2の熱設計という観点からも有利になる。
In the
(前提となる構成2)
本発明の前提となる構成2の回路図を図4に示す。主回路及びその周辺回路は前提となる構成1と同じため、説明を省略する。異なる点は負荷と並列に可変抵抗素子VRが並列に接続された点である。
( Assumption 2 )
FIG. 4 shows a circuit diagram of
前提となる構成1においては、調光装置に接続され得る負荷すべての進相電流の影響を打ち消すだけの抵抗値を設計段階で設定しておく必要があるため、消費電力としては無効分が非常に大きく、また発熱損失も大きいため、設計的に不利となるが、本回路のように調光装置の外部で可変抵抗素子VRを調節できるようにしておくことで、接続される負荷の台数・種別に応じて、ユーザーが任意に抵抗値を設定できるようにしておけば、必要以上の電力を無駄に消費する必要がない。また、調光装置2の熱設計という観点からも有利になる。
In the
(実施形態2)
本発明の実施形態2を図5に示す。回路構成は実施形態1と同一のため、説明を省略する。異なる点は、実施形態1において、抵抗素子R1,R2,R3として、調光装置2の外部に接続する抵抗性負荷の光源B1,B2,B3、例えば白熱球や豆球のようなものを用いた点である。これらを調光装置2の外部に配置したことで回路内の熱設計に関して有利に働く。また、外部光源を進相レベルや調光レベル確認のインジケータなどとして用いることができる。具体的には現在の調光レベルを知る場合は白熱球の明るさそのものが調光レベルを示す指標になる。また、進相レベルに関しては、進相の度合いが大きい場合、白熱球を並列に多く接続して、トライアックQ1の電流を増加させる必要があるので、点灯させている負荷の灯数により進相レベルを判断することができる。また、前述のように調光レベルや進相レベルを判断させるインジケータとしての照明は光源として利用することもできる。例えば、日中でも暗い機械室のようなところで、補助光源として用いても良い。このように進相対策のための電力を別用途に有効に利用することができる。
(Embodiment 2 )
The second embodiment of the present invention shown in FIG. Since the circuit configuration is the same as that of the first embodiment, description thereof is omitted. The difference is that, in the first embodiment, as the resistive elements R1, R2, and R3, resistive load light sources B1, B2, and B3 connected to the outside of the
1 交流電源
Q1 双方向スイッチング素子(トライアック)
L1 フィルターチョーク
Ra 進相電流対策用抵抗素子
C2 雑音防止用コンデンサ
1 AC power supply Q1 Bidirectional switching element (Triac)
L1 Filter choke Ra Resistance element for phase advance current C2 Noise prevention capacitor
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