JP4345194B2 - Demodulator - Google Patents

Description

【００２８】
すなわち、図５（Ａ）に示すような元のＯＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ））に対して、図５（Ｂ）に示すようなＴｕ時間遅延したＯＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））を求め、この（ｆ（ｔ））と（ｆ（ｔ−Ｔｕ））とを複素乗算し、乗算して得られた関数を時間積分する。この時間積分して得られた関数が、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））となる。この自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））がもっとも高いピーク部分が、ガードインターバルと相関性の高い部分となる。従って、図５（Ｃ）に示すような自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））のもっとも高いピーク値が示す時間が、ガードインターバルのコピー元となる波形と一致した時間を示していることとなる。従って、その部分がＯＦＤＭシンボルの境界となる。
【００２９】
ここで、このように求めた自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））は上記の式に示すように複素信号であり、その位相成分は、キャリア周波数誤差に比例している。従って、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８は、このようなＯＦＤＭシンボルの境界部分での自己相関値を求め、この自己相関値における位相をキャリア周波数誤差として出力する。もっとも、この自己相関関数から求められるキャリア周波数誤差は、図６に示すように、サブキャリア周波数間隔で鋸状に繰り返されるものであるので、検出範囲はサブキャリア周波数間隔の±１／２以下の精度の情報となる。このように狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８で求められた狭帯域のキャリア周波数誤差の情報は、狭帯域キャリア周波数誤差信号としてＮＣＯ１１０に供給される。
【００３０】
また、この狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８で算出されたピーク位置の情報は、ＯＦＤＭシンボル内における有効シンボルの開始位置を示している。従って、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８は、このピーク位置の情報に基づき、ＦＦＴウィンドウを算出することができる。
【００３１】
続いて、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８の具体的な回路構成について説明する。
【００３２】
狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８は、図７に示すように、遅延メモリ１２０と、複素乗算回路１２１と、積分回路１２２と、二乗回路１２３と、Ｔａｎ^-1回路１２４と、最大値サーチ回路１２５と、ゲート回路１２６とを備えている。
【００３３】
ｆｃ補正回路１０６から出力されたＯＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ））は、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８の遅延メモリ１２０及び複素乗算回路１２１に供給される。
【００３４】
遅延メモリ１２０は、供給されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル時間（Ｔｕ）分遅延させる。遅延メモリ１２０は、ＯＦＤＭ時間領域信号の遅延信号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））を、複素乗算回路１２１に供給する。
【００３５】
複素乗算回路１２１は、ＯＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ））と、上記遅延信号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））とを複素乗算し、複素乗算結果（ｆ（ｔ）・ｆ（ｔ−Ｔｕ）※）を積分回路１２２に供給する（ｆ（ｔ−Ｔｕ）※は、ｆ（ｔ−Ｔｕ）の共役複素数）。
【００３６】
積分回路１２２は、上記複素乗算結果（ｆ（ｔ）・ｆ（ｔ−Ｔｕ）※）を時間ｔで積分し、上記数１で示した自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））を求める。積分回路１２２は、求めた自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））を二乗回路１２３及びＴａｎ^-1回路１２４にそれぞれ供給する。
【００３７】
二乗回路１２３は、供給された自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＱＩ）をそれぞれ２乗して、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の実数成分の二乗と虚数成分の二乗の加算値を求め、複素関数からなる自己相関関数の絶対値の二乗成分を求める。二乗回路１２３は、求めた自己相関関数の絶対値の二乗成分を最大値サーチ回路１２５に供給する。
【００３８】
Ｔａｎ^-1回路１２４は、供給された自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の実数成分及び虚数成分に対してアークタンジェントを求め、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の位相成分を求める。求めた位相成分をゲート回路１２６に供給する。
【００３９】
最大値サーチ回路１２５は、供給された自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の絶対値の二乗成分のピーク値を算出し、そのピーク値が算出された時間に基づき上記ＦＦＴ演算回路１０７のＦＦＴ演算範囲となるＦＦＴウィンドウを制御する。すなわち、最大値サーチ回路１２５は、ピーク値が算出された時間に基づきＦＦＴ演算回路１０９のＦＦＴ演算開始位置を制御する。また、最大値サーチ回路１２５は、このピーク値が得られる時間情報をゲート回路１２６に供給する。
【００４０】
ゲート回路１２６は、最大値サーチ回路１２５から供給された時間情報に基づき、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））が最大値となるタイミングにおける当該自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の位相情報を、狭帯域キャリア周波数誤差信号としてＮＣＯ１１０に供給する。
【００４１】
狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８では、このような回路構成を有することにより、狭帯域キャリア周波数誤差を出力し、また、ＦＦＴウィンドウを制御することができる。
【００４２】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ガードインターバルと、そのコピー元となる信号との相関性を算出のために必要とされる遅延メモリ１２０の容量は、定常動作時においては、ガードインターバル分の容量（例えば、５１２サンプル分のデータが格納できる容量）があればよい。この理由は以下のとおりである。
【００４３】
ＦＦＴウィンドウが求められる当該ＯＦＤＭシンボルの開始位置は、前シンボル（すでにＦＦＴウィンドウが求められている）のＦＦＴウィンドウ等から求めることができる。即ち、当該ＯＦＤＭシンボルの開始位置は、前ＯＦＤＭシンボルとの境界位置となるので、例えば、前ＯＦＤＭシンボルのＦＦＴウィンドウ等から前ＯＦＤＭ信号の終了位置を算出することが可能である。
【００４４】
このように当該ＯＦＤＭシンボルの開始位置がわかれば、ガードインターバルはＯＦＤＭシンボルの前半部分に配置されているので、当該シンボルのガードインターバルのみを抽出することができる。
【００４５】
相関をとるのは、ガードインターバル部分と、そのコピー元の信号であるため、ガードインターバル部分のみを遅延させれば、当該シンボルの境界位置を算出することができる。従って、定常動作時において必要とされる遅延メモリの容量は、ガードインターバルが格納できるだけの容量（例えば、５１２サンプル分の容量）があればよいこととなる。
【００４６】
しかしながら、ＦＦＴ演算を始める最初のシンボルの境界位置を求める際には、前シンボルの境界位置等（即ち、当該シンボルの前側の境界位置等の情報）がわからない。そのため、遅延メモリ１２０の容量は、ガードインターバルが格納できる容量だけでは足りず、信号遅延時間分(有効シンボル期間Ｔｕ分）の容量（例えば、２０４８サンプル分の容量）が必要となる。
【００４７】
従って、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８は、信号遅延時間分(有効シンボル期間Ｔｕ分）の容量の遅延メモリ１２０を有してなければ、ＦＦＴウィンドウを制御することができない。
【００４８】
このように、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８では、定常動作時において相関性を求めるには、ガードインターバル分の信号成分のみ遅延すればよいのにも関わらず、最初のシンボルに対する相関性を求めるために、信号遅延時間分(有効シンボル期間Ｔｕ分）の容量をもった遅延メモリが必要であった。
【００４９】
本発明は、以上のような以上のような問題を鑑みてなされたものであり、フーリエ変換の演算範囲を算出するための遅延メモリを削減した復調装置を提供することを目的とする。
【００５０】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る復調装置は、ＯＦＤＭ時間領域信号のＯＦＤＭシンボルが一時的に記憶される第１のメモリと、上記ＯＦＤＭ時間領域信号に含まれる有効シンボル部分に対して、複数段のループ型バタフライ演算を行うことによって時間領域から周波数領域の信号に直交変換する処理を行い、上記ＯＦＤＭ時間領域信号からＯＦＤＭ周波数領域信号を生成するバタフライ演算手段と、上記ＯＦＤＭ時間領域信号に含まれるガードインターバル部分の波形が記憶可能な記憶容量を少なくとも有し、上記ＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル時間分遅延させる第２のメモリと、上記ＯＦＤＭ時間領域信号と、上記第２のメモリに記憶された遅延信号とを複素乗算し、しかる後、当該複素乗算の結果を時間で積分することによって自己相関関数を求める自己相関関数算出手段と、上記自己相関関数算出手段によって求められた自己相関関数の実数成分及び虚数成分から、当該自己相関関数の絶対値の二乗成分を求めた後、当該自己相関関数の絶対値の二乗成分のピーク値を算出し、算出したピーク値となるＯＦＤＭ時間領域信号のサンプル位置を求め、上記バタフライ演算手段による演算範囲を示すＦＦＴウィンドウ制御信号を生成する制御信号生成手段と、上記自己相関関数算出手段によって求められた自己相関関数の実数成分及び虚数成分から偏角を求め、自己相関関数の位相成分を求める位相成分算出手段と、上記制御信号生成手段によって生成されたＦＦＴウィンドウ制御信号に基づいて、上記位相成分算出手段によって算出された位相成分から上記自己相関関数が最大値となるタイミングにおける当該自己相関関数の位相情報を検出することによって、サブキャリアの周波数間隔の±１／２以下の精度の狭周波数誤差を求める狭帯域周波数誤差算出手段と、上記ＯＦＤＭ周波数領域信号に基づいて、サブキャリアの周波数間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差を算出する広帯域周波数誤差算出手段と、上記狭帯域周波数誤差算出手段によって算出されたサブキャリア周波数間隔の±１／２精度の狭帯域キャリア周波数誤差と、上記広帯域周波数誤差算出手段によって算出されたサブキャリア周波数間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差とを加算し、加算して得られたキャリア周波数誤差に応じて周波数が増減するキャリア周波数誤差補正信号を生成するキャリア周波数誤差補正信号生成手段と、上記キャリア周波数誤差補正信号生成手段によって生成されたキャリア周波数誤差補正信号と上記ＯＦＤＭ時間領域信号とを複素乗算し、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周波数誤差を補正するキャリア周波数誤差補正手段と、上記バタフライ演算手段によるバタフライ演算の演算結果が記憶される第３のメモリと、上記制御信号生成手段によって最初のＯＦＤＭシンボルに対してＦＦＴウィンドウ制御信号が算出された場合には、上記第１のメモリに記憶された最初のＯＦＤＭシンボルからＦＦＴウィンドウの切り出しを行わせると共に、当該最初のＯＦＤＭシンボルの有効部分に対する第１段のバタフライ演算を上記バタフライ演算手段に実行させ、２段目以降のバタフライ演算を行う場合には、上記第３のメモリからデータを読み出し、読みだしたデータを上記バタフライ演算手段にフィードバックして、上記最初のＯＦＤＭシンボルの有効成分に対して第２段から最終段までのバタフライ演算を上記バタフライ演算手段に実行させる第１の処理と、上記制御信号生成手段によって２番目以降のＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴウィンドウ制御信号が算出された場合には、上記キャリア周波数誤差補正手段から供給されるＯＦＤＭ時間領域信号から次のＯＦＤＭシンボルのガードインターバル部分のみを切り出して上記第２のメモリに記憶させ、記憶させたガードインターバル部分を１有効シンボル期間だけ遅延させた後で、上記自己相関関数算出手段に供給し、上記自己相関関数算出手段によって算出された自己相関関数に基づいて上記制御信号生成手段によって算出されたＦＦＴウインドウ制御信号に基づいて、上記第２のメモリに記憶された２番目以降のＯＦＤＭシンボルからＦＦＴウィンドウの切り出しを行わせると共に、当該２番目以降のＯＦＤＭシンボルの有効部分に対するバタフライ演算を上記バタフライ演算手段に実行させる第２の処理とを、それぞれ実行する制御手段とを備えることを特徴とする。
【００５２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態として、本発明を適用したＯＦＤＭ方式によるデジタル放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、サンプル数が２０４８サンプルの有効シンボルと、有効シンボルの１／４期間のガードインターバル（５１２サンプル）とからなるＤＶＢ−Ｔ方式のＯＦＤＭ信号を受信する受信装置である。
【００５３】
図１に本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図を示す。なお、図１では、ブロック間で伝達される信号が複素信号の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表現している。
【００５４】
ＯＦＤＭ受信装置１は、図１に示すように、アンテナ２と、チューナ３と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４と、Ａ／Ｄ変換回路５と、デジタル直交復調回路６と、ｆｃ補正回路７と、ＦＦＴ演算回路８と、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９と、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０と、数値コントロール発振回路（ＮＣＯ）１１と、ＣＰＥキャンセル回路１３と、ＣＰＥ算出回路１４と、イコライザ１５と、検波・エラー訂正回路１６と、伝送制御情報復調回路１７とを備えている。
【００５５】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給される。
【００５６】
アンテナ２により受信されたＲＦ信号は、局部発振器３ａ及び乗算器３ｂからなるチューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、ＢＰＦ４に供給される。ＩＦ信号は、ＢＰＦ４によりフィルタリングされた後、Ａ／Ｄ変換回路５によりデジタル化され、デジタル直交復調回路６に供給される。Ａ／Ｄ変換回路５は、例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格においては、有効シンボルのサンプリング数が２０４８サンプルでサンプリングできるようなクロックで、即ち、１ＯＦＤＭシンボルを２５６０（２０４８＋５１２）サンプルでサンプリングできるようなクロックでサンプリングを行う。
【００５７】
デジタル直交復調回路６は、所定の周波数（ｆｃ：キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路６から出力されるＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前の信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路６により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ｆｃ補正回路７に供給される。
【００５８】
デジタル直交復調回路６は、所定の周波数（ｆｃ：キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路６から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号であることから、以下ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となっている。デジタル直交復調回路６により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ｆｃ補正回路７に供給される。
【００５９】
ＦＦＴ演算回路８は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに対して変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演算回路８から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号であることから、以下、ＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００６０】
ＦＦＴ演算回路８は、ＯＦＤＭシンボルからガードインターバルの時間長分の信号を除去することにより得られる有効シンボル長の範囲（２０４８サンプルの範囲）に対してＦＦＴ演算を行う。その演算範囲（ＦＦＴウィンドウ）が狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９により制御される。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置までの間のいずれかの位置となる。
【００６１】
このようにＦＦＴ演算回路８から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０、ＣＰＥキャンセル回路１３及びＣＰＥ算出回路１４に供給される。
【００６２】
また、ＦＦＴ演算回路８は、内部に入力バッファメモリ（詳細は後述する。）を有している。この入力バッファメモリは、復調される最初のＯＦＤＭシンボル（２９４８サンプル分）を一旦格納し、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９に供給する。
【００６３】
なお、ＦＦＴ演算回路８の具体的な構成については詳細を後述する。
【００６４】
狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９は、デジタル直交復調回路６によりデジタル直交復調した後のＯＦＤＭ時間領域信号に含まれるキャリア周波数誤差を算出する。狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９は、サブキャリアの周波数間隔（例えば４.１４Ｈｚ）の±１／２以下の精度の狭帯域キャリア周波数誤差を算出する。狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９により求められた狭帯域キャリア周波数誤差は、ＮＣＯ１１に供給される。
【００６５】
また、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９は、サブキャリアの周波数間隔の±１／２以下の精度の狭帯域キャリア周波数誤差を算出するとともに、ＦＦＴ演算回路８によるＦＦＴ演算の開始タイミングを求め、ＦＦＴの演算範囲（ＦＦＴウィンドウ）を制御する。なお、この狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９の構成についてはその詳細を後述する。
【００６６】
広帯域ｆｃ誤差算出回路１０は、サブキャリアの周波数（例えば４.１４Ｈｚ）間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差を算出する。広帯域ｆｃ誤差算出回路１０により求められた広帯域キャリア周波数誤差は、ＮＣＯ１１に供給される。
【００６７】
ＮＣＯ１１は、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９により算出されたサブキャリア周波数間隔の±１／２精度の狭帯域キャリア周波数誤差と、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０により算出されたサブキャリア周波数間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差とを加算し、加算して得られたキャリア周波数誤差に応じて周波数が増減するキャリア周波数誤差補正信号を出力する。このキャリア周波数誤差補正信号は、複素信号であり、ｆｃ補正回路７に供給される。このキャリア周波数誤差補正信号は、ｆｃ補正回路７によりＯＦＤＭ時間領域信号に複素乗算され、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周波数誤差成分は除去される。
【００６８】
ＣＰＥキャンセル回路１３は、ＯＦＤＭ周波数領域信号に対してＣＰＥ算出回路１４により算出されたＣＰＥ補正信号を複素乗算することによって、ＯＦＤＭ周波数領域信号に含まれているＣＰＥ（Common Phase Error）の除去を行う。このＣＰＥは、位相雑音の低域成分によって生じるサブキャリアの位相変動による雑音であり、すべてのサブキャリアに対して同じ位相で乗っている雑音である。ＣＰＥは、ＣＰＥ算出回路１４により求められ、ＣＰＥキャンセル回路１３に供給される。ＣＰＥキャンセル回路１３によりＣＰＥが除去されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、イコライザ１５に供給される。
【００６９】
イコライザ１５は、スキャッタードパイロット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、検波・エラー訂正回路１６に供給される。
【００７０】
検波・エラー訂正回路１６は、各サブキャリアに変調されている情報をその変調方式に応じて検波し、デマッピング等を行ってデータを復号する。その後、検波・エラー訂正回路１６は、復号したデータに対してエラー訂正処理を行って、例えば、ＭＰＥＧ−２トランスポートストリームを出力する。
【００７１】
伝送制御情報復調回路１７は、所定のサキャリア位置に変調されているＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）やＴＰＳ（Transmission Parameter Signaling）といった伝送制御情報を復調する。復調された伝送制御情報は、例えば、図示しないシステムコントローラ等に供給され、復調や再生の制御に用いられる。
【００７２】
つぎに、ＦＦＴ演算回路８及び狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９について、図２を用いてさらに詳細に説明する。
【００７３】
ＦＦＴ演算回路８は、１有効シンボル分のデータ（２０４８サンプル）のＯＦＤＭ時間領域信号に対して、例えば基数２の１１段のループ型バタフライ演算を行うことによって、時間領域から周波数領域に直交変換し、ＯＦＤＭ周波数領域信号を生成するものである。
【００７４】
ＦＦＴ演算回路８は、入力バッファメモリ２１と、入力セレクタ２２と、バタフライ演算回路２３と、出力セレクタ２４と、ワークメモリ２５と、出力バッファメモリ２６と、メモリコントローラ２７とを有している。
【００７５】
入力バッファメモリ２１は、ｆｃ補正回路７から供給されたＯＦＤＭ時間領域信号を格納する。この入力バッファメモリ２１に格納されるデータは、定常動作時においては、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９から供給されたＦＦＴウィンドウ制御信号に基づき、ＯＦＤＭ時間領域信号が１有効シンボル長（２０４８サンプル）ずつ切り出されて供給される。入力バッファメモリ２１には、１ＯＦＤＭシンボル単位毎に順次データが更新されていく。すなわち、入力バッファメモリ２１には、ＯＦＤＭシンボルからガードインターバル分のデータが取り除かれた状態とされたＯＦＤＭ時間領域信号が、ＦＦＴウィンドウ単位で、ＯＦＤＭシンボル毎に順次格納されていく。なお、入力バッファメモリ２１に格納されるＯＦＤＭ時間領域信号は複素信号であるので、この入力バッファメモリ２１の記憶容量は、有効シンボルのサンプル数（２０４８サンプル）の少なくとも２倍の容量（４０９６バイト）が必要となる。
【００７６】
また、この入力バッファメモリ２１は、受信開始時直後には、ＦＦＴウィンドウの切り出しがされずに、ｆｃ補正回路７から供給されたＯＦＤＭ時間領域信号が、ガードインターバル部分を含み連続的に入力され、一旦格納された後に、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９に供給される。なお、ここで、受信開始時とは、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９からのＦＦＴウィンドウ制御信号が連続的に供給されずに、新たに供給される必要があるときであり、例えば、本ＯＦＤＭ受信装置１のリセット時や同期はずれ等があった場合も含むもので、以後も同様とする。
【００７７】
入力セレクタ２２は、入力バッファメモリ２１又はワークメモリ２５に格納されている２０４８サンプルの複素信号のデータ（入力信号系列）を、所定の演算順序に従って２ポイントずつ順次読み出していき、バタフライ演算回路２３に供給する。入力セレクタ２２は、１段目のバタフライ演算を行う場合には、入力バッファメモリ２１からデータを読み出し、２段目以降のバタフライ演算を行う場合には、ワークメモリ２５からデータを読み出す。
【００７８】
バタフライ演算回路２３は、内蔵するＲＯＭに記憶されている回転演算子データＷ^K _N（Ｗ^K _N＝ｅｘｐ（−ｊ２πｋ／Ｎ）、Ｎは整数）を適宜読み出し、この回転演算子データＷ^K _Nを利用して、入力セレクタ２２から供給された２つのデータ（Ａ，Ｂ）に対してバタフライ演算（Ｒ₁＝Ａ＋Ｗ^KＢ，Ｒ₂＝Ｗ^KＡ＋Ｂ）を行い、２つの演算結果データ（Ｒ₁，Ｒ₂）を出力する。バタフライ演算回路２３は、このようなバタフライ演算を、１有効シンボル分のすべてのデータ（２０４８サンプル分のデータ）に対して行い、２０４８サンプルの演算結果データを出力する。なお、このバタフライ演算により得られた演算結果データも複素信号となっている。なお、ＦＦＴ演算回路８が１１段のループ型バタフライ演算を行うため、バタフライ演算回路２３は、１有効シンボル分のサンプル数（２０４８サンプル）の入力信号系に対して、１１回のバタフライ演算を行うこととなる。
【００７９】
出力セレクタ２４は、バタフライ演算回路２３により最終段（１１段目）のバタフライ演算がされると、その最終段の演算結果データを出力バッファメモリ２６に供給する。また、出力セレクタ１２４は、バタフライ演算回路２３により、最終段以前のバタフライ演算がされると、その演算結果データをワークメモリ２５に格納する。
【００８０】
ワークメモリ２５には、バタフライ演算回路２３から出力される演算結果データが格納される。このワークメモリ２５に格納される演算結果データは、入力セレクタ２２により読み出され、再度バタフライ演算回路１２３に供給される。
【００８１】
出力バッファメモリ２６は、１１段のループ型バタフライ演算をすることにより得られた最終演算結果データ（即ち、ＯＦＤＭ周波数領域信号の１有効シンボル分のデータ）を格納する。この出力バッファメモリ２６に格納された１シンボル分のＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＣＰＥキャンセル回路１２及びＣＰＥ算出回路１３に供給される。
【００８２】
以上のようなＦＦＴ演算回路８では、定常動作時においては、バタフライ演算回路２３によるバタフライ演算の演算結果データをワークメモリ２５内に格納し、その演算結果データを再度バタフライ演算回路２３の入力信号系列としてフィードバックすることによる１１段のループ型のバタフライ演算を行う。そして、このＦＦＴ演算回路８では、バタフライ演算回路２３が、各段において、１有効シンボル分のサンプル数（２０４８サンプル）のデータに対して、乗算する回転演算子データＷ^K _Nを適宜入れ替えながら演算することにより、１有効シンボル分のデータ（２０４８サンプルのデータ）すべてに対してバタフライ演算を行う。このことにより、２０４８サンプルの時間領域信号を、２０４８本のサブキャリアに周波数分解された周波数領域信号に変換することができる。
【００８３】
また、以上のようなＦＦＴ演算回路８では、受信開始時直後においては、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号が、ガードインターバルを含めて、２０４８サンプル分入力バッファメモリ２１に格納される。そして、ＦＦＴ演算回路８は、入力バッファメモリ２１に格納されたＯＦＤＭ時間領域信号が、１有効シンボル期間（Ｔｕ）遅延されて、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９に供給される。
【００８４】
続いて、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９の具体的な回路構成について説明する。
【００８５】
この狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対して、ガードインターバル部分の波形とＯＦＤＭシンボルの後半部分の波形（即ち、ガードインターバルのコピー元の信号波形）との相関性を求め、この相関性に基づき、狭帯域キャリア周波数誤差及びＦＦＴウィンドウを求めるもので、その算出原理は、上述した従来例のものと同様である。
【００８６】
狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９は、遅延メモリ３１と、切り替え回路３２と、複素乗算回路３３と、積分回路３４と、二乗回路３５と、Ｔａｎ^-1回路３６と、最大値サーチ回路３７と、ゲート回路３８と、コントローラ３９とを備えている。
【００８７】
ｆｃ補正回路７から出力されたＯＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ））は、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９の遅延メモリ３１及び複素乗算回路３３に供給される。
【００８８】
遅延メモリ３１は、供給されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル時間（Ｔｕ）分遅延させる。遅延メモリ３１は、ＯＦＤＭ時間領域信号の遅延信号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））を、切り替え回路３２に供給する。この遅延メモリ３１の容量は、ガードインターバル分のＯＦＤＭ時間領域信号が格納できるだけの容量、すなわち、５１２サンプル（複素信号なので２倍のバイト数である１０２４バイト）のＯＦＤＭ時間領域信号が格納できるだけの容量とされている。
【００８９】
切り替え回路３２には、ＦＦＴ演算回路８内の入力バッファメモリ２１及び遅延メモリ３１から、有効シンボル時間（Ｔｕ）分遅延されたＯＦＤＭ時間領域信号が供給される。切り替え回路３２は、コントローラ３９の制御に従い、ＦＦＴ演算回路８内の入力バッファメモリ２１から供給された遅延信号又は遅延メモリ３１から供給された遅延信号のいずれか一方の信号を切り替えて、複素乗算回路３３に供給する。切り替え回路３２は、初期動作状態ににおいては、切り替え端子を入力バッファメモリ２１側に切り替えており、定常動作状態においては、切り替え端子を遅延メモリ３１側に切り替えている。
【００９０】
複素乗算回路３３は、ＯＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ））と、上記遅延信号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））とを複素乗算し、複素乗算結果（ｆ（ｔ）・ｆ（ｔ−Ｔｕ）※）を積分回路３４に供給する。
【００９１】
積分回路３４は、上記複素乗算結果（ｆ（ｔ）・ｆ（ｔ−Ｔｕ）※）を時間ｔで積分し、上記数１で示した自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））を求める。積分回路３４は、求めた自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））を二乗回路３５及びＴａｎ^-1回路３６にそれぞれ供給する。
【００９２】
二乗回路３５は、供給された自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＱＩ）をそれぞれ２乗して、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の絶対値の二乗成分を求める。二乗回路は、求めた絶対値の二乗成分を最大値サーチ回路３７に供給する。
【００９３】
Ｔａｎ^-1回路３６は、供給された自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の実数成分及び虚数成分のアークタンジェントを求め、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の位相成分を求める。求めた位相成分をゲート回路３８に供給する。
【００９４】
最大値サーチ回路３７は、供給された自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の絶対値の二乗成分のピーク値を算出し、そのピーク値となるＯＦＤＭ時間領域信号のサンプル位置を求め、ＦＦＴ演算回路８によるＦＦＴ範囲を示すＦＦＴウィンドウ制御信号を生成する。そして、最大値サーチ回路３７は、生成したＦＦＴウィンドウ制御信号を、コントローラ３９、ＦＦＴ演算回路８の入力バッファメモリ２１、及び、ＦＦＴ演算回路８の入力セレクタ２２に供給する。また、最大値サーチ回路３７は、このピーク値が得られる時間情報をゲート回路３８に供給する。
【００９５】
ゲート回路３８は、最大値サーチ回路３８から供給されたＦＦＴウィンドウに基づき、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））が最大値となるタイミングにおける当該自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の位相情報を、狭帯域キャリア周波数誤差信号としてＮＣＯ１１０に供給する。
【００９６】
コントローラ２７は、最大値サーチ回路３７から供給されたウィンドウ制御信号に基づき、ＦＦＴ演算回路８の入力バッファメモリ２１の制御、遅延メモリ３１の制御、切り替え回路３２の制御等を行う。
【００９７】
このような構成の狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９では、狭帯域キャリア周波数誤差を出力し、また、ＦＦＴウィンドウを制御することができる。
【００９８】
つぎに、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９のコントローラ３９の制御動作について説明する。
【００９９】
まず、本装置による受信動作が開始されていない状態において、コントローラ３９は、切り替え回路３２の切り替え端子を入力バッファメモリ２１側に切り替えている。
【０１００】
続いて、本装置による受信動作が開始され、ＯＦＤＭ時間領域信号がｆｃ補正回路７から出力されると、そのＯＦＤＭ時間領域信号のデータストリームが遅延メモリ３１、複素乗算回路３３、及び、ＦＦＴ演算回路８の入力バッファメモリ２１に格納される。このとき、入力バッファメモリ２１には、最大値サーチ回路３７からＦＦＴウィンドウ制御信号が供給されておらず、ＦＦＴウィンドウによる有効シンボルの切り出しがされない状態で、ＯＦＤＭ時間領域信号のデータストリームが格納されていく。すなわち、入力バッファメモリ２１には、ＯＦＤＭ時間領域信号のガードインターバル部分が削除されずに、ＯＦＤＭ時間領域信号がそのままの状態で順次格納されていく。
【０１０１】
続いて、コントローラ２７は、入力バッファメモリ２１に１有効シンボル分のデータ容量（２０４８サンプル）のＯＦＤＭ時間領域信号が蓄積された時点で、入力バッファメモリ２１にデータ供給命令を出す。入力バッファメモリ２１は、コントローラ３９からデータ供給命令が出されると、蓄積した１有効シンボル分（２０４８サンプル）のＯＦＤＭ時間領域信号を、切り替え回路３２を介して複素乗算回路３３に供給する。このとき、入力バッファメモリ２１は、ストリーム順にＯＦＤＭ時間領域信号を供給する。つまり、ｆｃ補正回路７から出力されたＯＦＤＭ時間領域信号のデータストリームの先頭部分の２０４８サンプルが、有効シンボル期間（Ｔｕ）分遅延された状態で、複素乗算回路３３に供給される。
【０１０２】
続いて、コントローラ３９は、入力バッファメモリ２１から複素乗算回路３３への１有効シンボル（Ｔｕ）のデータ量のＯＦＤＭ時間領域信号の供給を終えると、切り替え回路３２の切り替え端子を、入力バッファメモリ２１側から遅延メモリ３１側に切り替え、切り替え回路３２の切り替え状態を初期動作状態から定常動作状態とする。
【０１０３】
また、１有効シンボル分（２０４８サンプル）のＯＦＤＭ時間領域信号が、入力バッファメモリ２１から１有効シンボル期間（Ｔｕ）遅延されて複素乗算回路３３に供給されると、複素乗算回路３３以後の積分回路３４、二乗回路３５、最大値サーチ回路３７により、最初のＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴウィンドウが算出される。最初のＯＦＤＭシンボルのＦＦＴウィンドウが算出されると、最大値サーチ回路３７からＦＦＴウィンドウ制御信号がＦＦＴ演算回路８の入力バッファメモリ２１及び入力セレクタ２２に供給される。入力バッファメモリ２１及び入力セレクタ２２は、最初のＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴウィンドウ制御信号が供給されると、当該最初のＯＦＤＭシンボルからＦＦＴウィンドウの切り出しを行うとともに、当該最初のＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴ演算を開始する。
【０１０４】
続いて、コントローラ３９は、最初のＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴウィンドウが算出されると、最大値サーチ回路３７から出力されるＦＦＴウィンドウ制御信号に基づき、ｆｃ補正回路７から供給されるＯＦＤＭ時間領域信号から２番目のＯＦＤＭシンボルのガードインターバル部分のみを切り出して、遅延メモリ３１に格納する。
【０１０５】
続いて、コントローラ３９は、遅延メモリ３１に格納された２番目のＯＦＤＭシンボルのガードインターバル部分の信号が、１有効シンボル期間（Ｔｕ）遅延したときに、この遅延メモリ３１に格納されているガードインターバル部分の信号を切り替え回路３２を介して複素乗算回路３３に供給する。このガードインターバル部分が、１有効シンボル期間（Ｔｕ）遅延されて複素乗算回路３３に供給されると、複素乗算回路３３以後の積分回路３４、二乗回路３５、最大値サーチ回路３７により、２番目のＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴウィンドウが算出される。２番目のＯＦＤＭシンボルのＦＦＴウィンドウが算出されると、最大値サーチ回路３７からＦＦＴウィンドウ制御信号がＦＦＴ演算回路８の入力バッファメモリ２１及び入力セレクタ２２に供給される。入力バッファメモリ２１及び入力セレクタ２２は、２番目のＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴウィンドウ制御信号が供給されると、当該２番目のＯＦＤＭシンボルからＦＦＴウィンドウの切り出しを行うとともに、当該２番目のＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴ演算を開始する。
【０１０６】
そして、コントローラ３９は、前ＯＦＤＭシンボルで求められたＦＦＴウィンドウ制御信号に基づき、当該ＯＦＤＭシンボルのガードインターバル部分を切り出して遅延メモリ３１に格納し、そのガードインターバル部分を１有効シンボル期間（Ｔｕ）遅延させたのち複素乗算回路３３に供給する、といった処理を、３番目以降のＯＦＤＭシンボルに対して繰り返し行っていく。
【０１０７】
このように、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９は、最初のＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴウィンドウを算出する場合には、１有効シンボル分のサンプル数（２０４８サンプル）のＯＦＤＭ時間領域信号を、ＦＦＴ演算回路８の入力バッファメモリ２１を用いて、１有効シンボル期間（Ｔｕ）遅延させる。そして、それ以後のＯＦＤＭシンボルに対しては、各ＯＦＤＭシンボルのガードインターバル部分（５１２サンプル）のみを切り出して、遅延メモリ３１に格納し、そのガードインターバル部分を１有効シンボル期間（Ｔｕ）遅延させる。
【０１０８】
このことにより、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９には、ガードインターバルとそのコピー元の信号との相関を求めてＦＦＴウィンドウを求めるために用いられる遅延メモリ３１の容量を、ガードインターバル分の容量に削減することができ、メモリの使用効率を向上させることができる。
【０１０９】
なお、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１を説明するにあたり、復調を行うＯＦＤＭ時間領域信号の最初のＯＦＤＭシンボルを遅延させるメモリとして、ＦＦＴ演算回路８内の入力バッファメモリ２１を用いた例を説明したが、本発明はこのような入力バッファメモリ２１に限られず、ＦＦＴ演算回路８以降の処理でも用いられるメモリであればどのメモリであってもかまわない。例えば、ワークメモリ２５、出力バッファメモリ２６、或いは、ＣＰＥキャンセル回路１３、イコライザ１５、検波・エラー訂正回路１６等に用いられるメモリを用いてもよい。
【０１１０】
また、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１を説明するにあたり、有効シンボルが２０４８サンプルで、ガードインターバルがその１／４の期間のＯＦＤＭ信号を受信する装置について説明したが、本発明はこのようなＯＦＤＭ信号に限られない。
【０１１１】
【発明の効果】
本発明にかかる復調装置では、最初の伝送シンボルに対するフーリエ演算範囲を算出する場合には、フーリエ変換手段が有するメモリ又はフーリエ変換した後のＯＦＤＭ信号の処理に使用されるメモリを用いて当該最初の伝送シンボルを遅延させることにより上記フーリエ演算範囲を算出し、上記最初の伝送シンボル以降の伝送シンボルに対する演算範囲を算出する場合には、少なくとも上記ガードインターバル分のＯＦＤＭ信号が記憶可能な容量の遅延メモリを用いてガードインターバル部分を遅延させることにより上記演算範囲を算出する。
【０１１２】
このことにより、本発明にかかる復調装置では、ガードインターバルとそのコピー元の信号との相関を算出してＦＦＴウィンドウを求めるために用いられる遅延メモリの容量を、ガードインターバル分の容量に削減することができ、メモリの使用効率を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図２】上記ＯＦＤＭ受信装置の要部のブロック構成図である。
【図３】従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図４】ＯＦＤＭ信号のガードインターバルについて説明するための図である。
【図５】ＯＦＤＭ時間領域信号を時間軸方向に平行移動させたときの自己相関関数からＯＦＤＭシンボルの境界を求められることを説明するための図である。
【図６】狭帯域キャリア周波数誤差及びＦＦＴウィンドウの算出方法について説明するための図である。
【図７】上記従来のＯＦＤＭ受信装置の狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路のブロック構成図である。
【符号の説明】
１ ＯＦＤＭ受信装置、６ デジタル直交復調回路、７ ｆｃ補正回路、８ ＦＦＴ演算回路、 ９ 狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路、１０ 広帯域ｆｃ誤差算出回路、１１ 数値制御発振器、１２ ＦＦＴウィンドウ同期回路、１３ ＣＰＥキャンセル回路、１４ ホールド回路、１５ イコライザ、１６検波・エラー訂正回路、１７ 伝送制御情報復調回路、２１ 入力バッファメモリ、３１ 遅延メモリ、３２ 切り替え回路、３３ 複素乗算回路、３４ 積分回路、３５ 二乗回路、３７ 最大値サーチ回路、３９ コントローラ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a demodulator applied to digital broadcasting or the like using an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system.
[0002]
[Prior art]
In recent years, a modulation method called orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) has been proposed as a method for transmitting digital signals. In this OFDM system, a number of orthogonal subcarriers (subcarriers) are provided in a transmission band, data is assigned to the amplitude and phase of each subcarrier, and digitally transmitted by PSK (Phase Shift Keying) or QAM (Quadrature Amplitude Modulation). Modulation method.
[0003]
Since this OFDM scheme divides the transmission band by a large number of subcarriers, the band per subcarrier is narrowed and the modulation speed is slow, but the total transmission speed is the same as the conventional modulation system. have. In addition, this OFDM scheme has a feature that a symbol rate becomes low because a large number of subcarriers are transmitted in parallel. Therefore, this OFDM system can shorten the time length of the multipath relative to the time length of the symbol, and is less susceptible to multipath interference. In addition, since the OFDM scheme allocates data to a plurality of subcarriers, an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) arithmetic circuit that performs inverse Fourier transform during modulation, and an FFT (Fast Fourier Transform) that performs Fourier transform during demodulation. ) It has a feature that a transmission / reception circuit can be configured by using an arithmetic circuit.
[0004]
From the above characteristics, the OFDM system is widely studied to be applied to terrestrial digital broadcasting that is strongly affected by multipath interference. Standards such as DVB-T (Digital Video Broadcasting-Terrestrial) and ISDB-T (Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial) have been proposed as terrestrial digital broadcasting to which such an OFDM system is applied.
[0005]
A digital television broadcast receiving apparatus (OFDM receiving apparatus) using the OFDM system (DVB-T system (2K mode)) will be described. FIG. 3 is a block diagram of the OFDM receiver.
[0006]
In FIG. 3, when the signal transmitted between the blocks is a complex signal, the signal component is represented by a thick line, and when the signal transmitted between the blocks is a real signal, the signal component is represented by a thin line. ing.
[0007]
As shown in FIG. 3, the OFDM receiver 100 includes an antenna 101, a tuner 102, a bandpass filter (BPF) 103, an A / D conversion circuit 104, a digital orthogonal demodulation circuit 105, an fc correction circuit 106, , FFT operation circuit 107, narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 108, wideband fc error calculation circuit 109, numerical control oscillation circuit (NCO) 110, CPE cancellation circuit 112, CPE calculation circuit 113, equalizer 114, a detection / error correction circuit 115, and a transmission control information demodulation circuit 116.
[0008]
A broadcast wave of a digital television broadcast broadcast from a broadcast station is received by the antenna 101 of the OFDM receiver 100 and supplied to the tuner 102 as an RF signal.
[0009]
The RF signal received by the antenna 101 is frequency-converted into an IF signal by a tuner 102 including a local oscillator 102 a and a multiplier 102 b and supplied to the BPF 103. The IF signal is filtered by the BPF 103, digitized by the A / D conversion circuit 104, and supplied to the digital quadrature demodulation circuit 105.
[0010]
The digital orthogonal demodulation circuit 105 performs orthogonal demodulation on the digitized IF signal using a carrier signal having a predetermined frequency (fc: carrier frequency), and outputs a baseband OFDM signal. The baseband OFDM signal output from the digital quadrature demodulation circuit 105 is a so-called time-domain signal before FFT (Fast Fourier Transferorm) calculation. For this reason, a baseband signal after digital quadrature demodulation and before FFT calculation is hereinafter referred to as an OFDM time domain signal. As a result of orthogonal demodulation, the OFDM time domain signal becomes a complex signal including a real axis component (I channel signal) and an imaginary axis component (Q channel signal). The OFDM time domain signal output from the digital quadrature demodulation circuit 105 is supplied to the fc correction circuit 106.
[0011]
The fc correction circuit 106 performs complex multiplication on the carrier frequency error correction signal output from the NCO 110 and the OFDM time domain signal, and corrects the carrier frequency error of the OFDM time domain signal. The carrier frequency error is an error in the center frequency position of the OFDM time domain signal caused by, for example, a shift in the reference frequency output from the local oscillator 102a. When this error increases, the error rate of the output data increases. The OFDM time domain signal whose carrier frequency error has been corrected by the fc correction circuit 106 is supplied to the FFT operation circuit 107 and the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 108.
[0012]
The FFT operation circuit 107 performs an FFT operation on the OFDM time domain signal, and extracts and outputs data that is orthogonally modulated on each subcarrier. The signal output from the FFT operation circuit 107 is a so-called frequency domain signal after being subjected to FFT. For this reason, the signal after the FFT calculation is called an OFDM frequency domain signal.
[0013]
Here, the OFDM time domain signal is transmitted in units of symbols called OFDM symbols, as shown in FIG. This OFDM symbol is composed of an effective symbol that is a signal period during which IFFT is performed at the time of transmission, and a guard interval in which a waveform of a part of the latter half of the effective symbol is copied as it is. This guard interval is provided in the first half of the OFDM symbol. In the OFDM method, such a guard interval is provided to improve multipath tolerance. For example, in the DVB-T standard, 2048 subcarriers are included in an effective symbol, and the subcarrier interval is 4.14 Hz. In addition, data is modulated to 1705 subcarriers out of 2048 subcarriers in the effective symbol. Further, the guard interval is a signal having a time length of 1/4 of the effective symbol. Note that in the DVB-T standard, the OFDM receiver 100 quantizes the A / D conversion circuit 104 with a clock such that the effective symbol of the OFDM time domain signal is sampled at 2048 samples and the guard interval is sampled at 512 samples. .
[0014]
The FFT operation circuit 107 extracts a signal in an effective symbol length range (for example, 2048 samples) from one OFDM symbol, that is, removes a range corresponding to the guard interval from one OFDM symbol, and extracts an OFDM time domain signal of 2048 samples. An FFT operation is performed on. This calculation range is controlled by the narrow-band fc error calculation / window synchronization circuit 108. Specifically, as shown in FIG. 4, the calculation start position is any one between the boundary of the OFDM symbol (position A in FIG. 4) and the end position of the guard interval (position B in FIG. 4). Position. This calculation range is called an FFT window.
[0015]
As described above, the OFDM frequency domain signal output from the FFT operation circuit 107 is a complex signal composed of a real axis component (I channel signal) and an imaginary axis component (Q channel signal), like the OFDM time domain signal. ing. The OFDM frequency domain signal is supplied to the wideband fc error calculation circuit 109, the CPE cancellation circuit 112, and the CPE calculation circuit 113.
[0016]
The narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 108 calculates a carrier frequency error included in the OFDM time domain signal after digital quadrature demodulation by the digital quadrature demodulation circuit 105. The narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 108 calculates a narrowband carrier frequency error with an accuracy of ± 1/2 or less of the subcarrier frequency interval (eg, 4.14 Hz). The narrowband carrier frequency error obtained by the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 108 is supplied to the NCO 110.
[0017]
The narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 108 calculates a narrowband carrier frequency error with an accuracy of ± 1/2 or less of the subcarrier frequency interval, and obtains the FFT calculation start timing by the FFT calculation circuit 107. , FFT calculation range (FFT window) is controlled.
[0018]
The wideband fc error calculation circuit 109 calculates a wideband carrier frequency error with subcarrier frequency (for example, 4.14 Hz) interval accuracy. The broadband carrier frequency error obtained by the broadband fc error calculation circuit 109 is supplied to the NCO 110.
[0019]
The NCO 110 includes a narrow-band carrier frequency error of ± 1/2 accuracy of the sub-carrier frequency interval calculated by the narrow-band fc error calculation / window synchronization circuit 108 and a sub-carrier frequency interval accuracy calculated by the wide-band fc error calculation circuit 109. And a carrier frequency error correction signal whose frequency is increased or decreased according to the carrier frequency error obtained by the addition. This carrier frequency error correction signal is a complex signal and is supplied to the fc correction circuit 106. This carrier frequency error correction signal is complex multiplied by the OFDM time domain signal by the fc correction circuit 106, and the carrier frequency error component of the OFDM time domain signal is removed.
[0020]
The CPE cancellation circuit 112 removes CPE (Common Phase Error) included in the OFDM frequency domain signal by performing complex multiplication of the OFDM frequency domain signal by the CPE correction signal calculated by the CPE calculation circuit 113. . This CPE is noise due to subcarrier phase fluctuations caused by low-frequency components of phase noise, and is noise that rides on all subcarriers in the same phase. The CPE is obtained by the CPE calculation circuit 113 and supplied to the CPE cancellation circuit 112. The OFDM frequency domain signal from which the CPE has been removed by the CPE cancellation circuit 112 is supplied to the equalizer 114.
[0021]
The equalizer 114 performs phase equalization and amplitude equalization of the OFDM frequency domain signal using the scattered pilot signal (SP signal). The OFDM frequency domain signal subjected to phase equalization and amplitude equalization is supplied to the detection / error correction circuit 115.
[0022]
The detection / error correction circuit 115 detects information modulated on each subcarrier according to the modulation method, and performs demapping and decodes the data. Thereafter, the detection / error correction circuit 115 performs error correction processing on the decoded data and outputs, for example, an MPEG-2 transport stream.
[0023]
The transmission control information demodulation circuit 116 demodulates transmission control information such as TMCC (Transmission and Multiplexing Configuration Control) and TPS (Transmission Parameter Signaling) that are modulated to a predetermined subcarrier position. The demodulated transmission control information is supplied to, for example, a system controller (not shown) and used for demodulation and reproduction control.
[0024]
Next, the operation principle of the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 108 will be described.
[0025]
The narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 108 calculates the correlation between the waveform of the guard interval portion and the waveform of the latter half of the OFDM symbol (that is, the signal waveform of the copy source of the guard interval) with respect to the OFDM time domain signal. Based on this correlation, a narrow-band carrier frequency error and an FFT window are obtained.
[0026]
Specifically, as shown in FIG. 5A, when the guard interval period is Tg (time) and the effective symbol period is Tu (time), an OFDM time domain signal (f ( An autocorrelation function (integral region is Tg) obtained by translating t)) in the time axis direction by Tu is determined, and the peak position is defined as an OFDM symbol boundary.
[0027]
[Expression 1]

[0028]
That is, the OFDM time domain signal (f (t−Tu) delayed by Tu time as shown in FIG. 5B with respect to the original OFDM time domain signal (f (t)) as shown in FIG. )), (F (t)) and (f (t-Tu)) are complex-multiplied, and the function obtained by the multiplication is integrated over time. A function obtained by this time integration is an autocorrelation function (Corr (t)). The peak portion with the highest autocorrelation function (Corr (t)) is the portion highly correlated with the guard interval. Accordingly, the time indicated by the highest peak value of the autocorrelation function (Corr (t)) as shown in FIG. 5C indicates the time that coincides with the waveform that is the copy source of the guard interval. Therefore, that portion becomes the boundary of the OFDM symbol.
[0029]
Here, the autocorrelation function (Corr (t)) thus obtained is a complex signal as shown in the above equation, and its phase component is proportional to the carrier frequency error. Therefore, the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 108 obtains an autocorrelation value at the boundary portion of such an OFDM symbol and outputs the phase in the autocorrelation value as a carrier frequency error. However, since the carrier frequency error obtained from this autocorrelation function is repeated in a sawtooth manner at the subcarrier frequency interval as shown in FIG. 6, the detection range is ± 1/2 or less of the subcarrier frequency interval. It becomes accuracy information. The narrow band carrier frequency error information obtained by the narrow band fc error calculation / window synchronization circuit 108 is supplied to the NCO 110 as a narrow band carrier frequency error signal.
[0030]
The information on the peak position calculated by the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 108 indicates the start position of the effective symbol in the OFDM symbol. Therefore, the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 108 can calculate the FFT window based on the information on the peak position.
[0031]
Next, a specific circuit configuration of the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 108 will be described.
[0032]
As shown in FIG. 7, the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 108 includes a delay memory 120, a complex multiplication circuit 121, an integration circuit 122, a square circuit 123, and a Tan circuit.^-1A circuit 124, a maximum value search circuit 125, and a gate circuit 126 are provided.
[0033]
The OFDM time domain signal (f (t)) output from the fc correction circuit 106 is supplied to the delay memory 120 and the complex multiplication circuit 121 of the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 108.
[0034]
The delay memory 120 delays the supplied OFDM time domain signal by an effective symbol time (Tu). The delay memory 120 supplies a delay signal (f (t−Tu)) of the OFDM time domain signal to the complex multiplication circuit 121.
[0035]
The complex multiplication circuit 121 performs complex multiplication on the OFDM time domain signal (f (t)) and the delayed signal (f (t-Tu)), and the complex multiplication result (f (t) · f (t-Tu)). *) Is supplied to the integration circuit 122 (f (t-Tu) * is a conjugate complex number of f (t-Tu)).
[0036]
The integration circuit 122 integrates the complex multiplication result (f (t) · f (t−Tu) *) at time t to obtain the autocorrelation function (Corr (t)) expressed by the above equation (1). The integrating circuit 122 converts the obtained autocorrelation function (Corr (t)) into the square circuit 123 and the Tan.^-1Each is supplied to a circuit 124.
[0037]
The square circuit 123 squares the real component (CI) and the imaginary component (QI) of the supplied autocorrelation function (Corr (t)), respectively, and squares the real component of the autocorrelation function (Corr (t)). And the square value of the absolute value of the autocorrelation function consisting of a complex function. The square circuit 123 supplies the square component of the absolute value of the obtained autocorrelation function to the maximum value search circuit 125.
[0038]
Tan^-1The circuit 124 obtains an arc tangent with respect to the real component and the imaginary component of the supplied autocorrelation function (Corr (t)) and obtains a phase component of the autocorrelation function (Corr (t)). The obtained phase component is supplied to the gate circuit 126.
[0039]
The maximum value search circuit 125 calculates the peak value of the square component of the absolute value of the supplied autocorrelation function (Corr (t)), and performs the FFT operation of the FFT operation circuit 107 based on the time when the peak value was calculated. Controls the FFT window to be a range. That is, the maximum value search circuit 125 controls the FFT calculation start position of the FFT calculation circuit 109 based on the time when the peak value is calculated. Further, the maximum value search circuit 125 supplies time information for obtaining this peak value to the gate circuit 126.
[0040]
Based on the time information supplied from the maximum value search circuit 125, the gate circuit 126 obtains the phase information of the autocorrelation function (Corr (t)) at the timing when the autocorrelation function (Corr (t)) becomes the maximum value. The NCO 110 is supplied as a narrow band carrier frequency error signal.
[0041]
By having such a circuit configuration, the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 108 can output a narrowband carrier frequency error and control the FFT window.
[0042]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, the capacity of the delay memory 120 required for calculating the correlation between the guard interval and the signal that is the copy source is equal to the capacity of the guard interval (for example, 512 samples) in the steady operation. It only needs to have a capacity to store data. The reason for this is as follows.
[0043]
The start position of the OFDM symbol for which the FFT window is obtained can be obtained from the FFT window of the previous symbol (an FFT window has already been obtained) or the like. That is, since the start position of the OFDM symbol is a boundary position with the previous OFDM symbol, for example, the end position of the previous OFDM signal can be calculated from the FFT window of the previous OFDM symbol.
[0044]
Thus, if the start position of the OFDM symbol is known, the guard interval is arranged in the first half of the OFDM symbol, so that only the guard interval of the symbol can be extracted.
[0045]
Since the correlation is taken from the guard interval portion and the copy source signal, the boundary position of the symbol can be calculated by delaying only the guard interval portion. Therefore, the capacity of the delay memory required in the steady operation only needs to be large enough to store the guard interval (for example, 512 samples).
[0046]
However, when obtaining the boundary position of the first symbol for starting the FFT operation, the boundary position of the previous symbol or the like (that is, information such as the boundary position of the front side of the symbol) is not known. Therefore, the capacity of the delay memory 120 is not enough to store the guard interval, and a capacity (for example, a capacity for 2048 samples) corresponding to the signal delay time (for the effective symbol period Tu) is required.
[0047]
Therefore, the narrow-band fc error calculation / window synchronization circuit 108 cannot control the FFT window unless it has the delay memory 120 having a capacity corresponding to the signal delay time (effective symbol period Tu).
[0048]
As described above, in the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 108, in order to obtain the correlation in the steady operation, the correlation with respect to the first symbol can be obtained although only the signal component corresponding to the guard interval needs to be delayed. Therefore, a delay memory having a capacity corresponding to the signal delay time (effective symbol period Tu) is required.
[0049]
The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a demodulator in which a delay memory for calculating the calculation range of Fourier transform is reduced.
[0050]
[Means for Solving the Problems]
  The demodulator according to the present invention comprises:A frequency from the time domain is obtained by performing a multistage loop type butterfly operation on the first memory in which the OFDM symbols of the OFDM time domain signal are temporarily stored and the effective symbol part included in the OFDM time domain signal. At least a storage capacity capable of storing a waveform of a guard interval part included in the OFDM time domain signal, and a butterfly calculation means for performing an orthogonal transform to the signal of the domain and generating an OFDM frequency domain signal from the OFDM time domain signal A second memory for delaying the OFDM time domain signal by an effective symbol time, the OFDM time domain signal, and the delayed signal stored in the second memory, and then multiplying the complex An autocorrelation function calculating means for obtaining an autocorrelation function by integrating the result of multiplication with time;,After obtaining the square component of the absolute value of the autocorrelation function from the real component and imaginary component of the autocorrelation function obtained by the autocorrelation function calculating means, the peak value of the square component of the absolute value of the autocorrelation function is obtained. Calculated, a sample position of the OFDM time domain signal that is the calculated peak value is obtained, and is obtained by a control signal generating means for generating an FFT window control signal indicating a calculation range by the butterfly calculating means and the autocorrelation function calculating means. Phase component calculating means for obtaining a declination from the real component and imaginary component of the autocorrelation function and obtaining a phase component of the autocorrelation function;,Based on the FFT window control signal generated by the control signal generation means, phase information of the autocorrelation function at a timing at which the autocorrelation function reaches a maximum value is detected from the phase component calculated by the phase component calculation means. A narrowband frequency error calculation means for obtaining a narrow frequency error with an accuracy of ± 1/2 or less of the subcarrier frequency interval, and a wideband carrier frequency error of the subcarrier frequency interval accuracy based on the OFDM frequency domain signal. Wideband frequency error calculating means for calculating the subcarrier frequency interval calculated by the narrowband frequency error calculating means, and a subband frequency error calculated by the wideband frequency error calculating means. Add the carrier frequency error with the carrier frequency interval accuracy, Carrier frequency error correction signal generating means for generating a carrier frequency error correction signal whose frequency increases or decreases according to the carrier frequency error obtained by the addition, and carrier frequency error correction signal generated by the carrier frequency error correction signal generating means And a carrier frequency error correction means for correcting the carrier frequency error of the OFDM time domain signal, and a third memory for storing the calculation result of the butterfly calculation by the butterfly calculation means, When the FFT window control signal is calculated for the first OFDM symbol by the control signal generating means, the FFT window is cut out from the first OFDM symbol stored in the first memory, and the first The first for the effective part of the OFDM symbol of In the case where the butterfly calculation means is executed by the butterfly calculation means and the butterfly calculation at the second and subsequent stages is performed, the data is read from the third memory, the read data is fed back to the butterfly calculation means, First processing for causing the butterfly computing means to perform butterfly computation from the second stage to the final stage for the effective component of the first OFDM symbol, and FFT window control for the second and subsequent OFDM symbols by the control signal generating means When the signal is calculated, only the guard interval part of the next OFDM symbol is cut out from the OFDM time domain signal supplied from the carrier frequency error correction means and stored in the second memory, and the stored guard interval is stored. After delaying the part by one effective symbol period, Supplied to the autocorrelation function calculating means and stored in the second memory based on the FFT window control signal calculated by the control signal generating means based on the autocorrelation function calculated by the autocorrelation function calculating means. Control means for cutting out the FFT window from the second and subsequent OFDM symbols, and executing second processing for causing the butterfly computing means to perform butterfly computation on the effective portion of the second and subsequent OFDM symbols. WithIt is characterized by that.
[0052]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
In the following, as an embodiment of the present invention, a digital broadcast receiving apparatus (OFDM receiving apparatus) using the OFDM system to which the present invention is applied will be described. The OFDM receiving apparatus according to the embodiment of the present invention receives a DVB-T OFDM signal including an effective symbol having a number of samples of 2048 samples and a guard interval (512 samples) of a 1/4 period of the effective symbol. Device.
[0053]
FIG. 1 is a block diagram of an OFDM receiving apparatus to which the present invention is applied. In FIG. 1, when the signal transmitted between the blocks is a complex signal, the signal component is represented by a thick line, and when the signal transmitted between the blocks is a real signal, the signal component is represented by a thin line. Yes.
[0054]
As shown in FIG. 1, the OFDM receiver 1 includes an antenna 2, a tuner 3, a bandpass filter (BPF) 4, an A / D conversion circuit 5, a digital orthogonal demodulation circuit 6, an fc correction circuit 7, , FFT operation circuit 8, narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 9, wideband fc error calculation circuit 10, numerical control oscillation circuit (NCO) 11, CPE cancellation circuit 13, CPE calculation circuit 14, equalizer 15, a detection / error correction circuit 16, and a transmission control information demodulation circuit 17.
[0055]
A broadcast wave of digital television broadcast broadcast from a broadcast station is received by the antenna 2 of the OFDM receiver 1 and supplied to the tuner 3 as an RF signal.
[0056]
The RF signal received by the antenna 2 is frequency-converted into an IF signal by a tuner 3 including a local oscillator 3a and a multiplier 3b, and is supplied to the BPF 4. The IF signal is filtered by the BPF 4, digitized by the A / D conversion circuit 5, and supplied to the digital quadrature demodulation circuit 6. For example, in the DVB-T standard, the A / D conversion circuit 5 is a clock that can sample the number of effective symbols at 2048 samples, that is, a clock that can sample one OFDM symbol at 2560 (2048 + 512) samples. Sampling is performed.
[0057]
The digital quadrature demodulation circuit 6 performs quadrature demodulation on the digitized IF signal using a carrier signal having a predetermined frequency (fc: carrier frequency), and outputs an OFDM signal. The OFDM signal output from the digital quadrature demodulation circuit 6 is a so-called time domain signal before FFT (Fast Fourier Transform) calculation. Therefore, a signal after digital quadrature demodulation and before FFT calculation is hereinafter referred to as an OFDM time domain signal. As a result of orthogonal demodulation, the OFDM time domain signal becomes a complex signal including a real axis component (I channel signal) and an imaginary axis component (Q channel signal). The OFDM time domain signal output from the digital quadrature demodulation circuit 6 is supplied to the fc correction circuit 7.
[0058]
The digital orthogonal demodulation circuit 6 orthogonally demodulates the digitized IF signal using a carrier signal having a predetermined frequency (fc: carrier frequency), and outputs a baseband OFDM signal. Since the baseband OFDM signal output from the digital quadrature demodulation circuit 6 is a so-called time-domain signal before being subjected to the FFT operation, it is hereinafter referred to as an OFDM time-domain signal. As a result of orthogonal demodulation, the OFDM time domain signal is a complex signal including a real axis component (I channel signal) and an imaginary axis component (Q channel signal). The OFDM time domain signal output from the digital quadrature demodulation circuit 6 is supplied to the fc correction circuit 7.
[0059]
The FFT operation circuit 8 performs an FFT operation on the OFDM time domain signal, and extracts and outputs data modulated for each subcarrier. Since the signal output from the FFT operation circuit 8 is a so-called frequency domain signal after being subjected to FFT, it is hereinafter referred to as an OFDM frequency domain signal.
[0060]
The FFT operation circuit 8 performs an FFT operation on an effective symbol length range (a 2048 sample range) obtained by removing a signal corresponding to the guard interval time length from the OFDM symbol. The calculation range (FFT window) is controlled by the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 9. Specifically, the calculation start position is any position between the boundary of the OFDM symbol and the end position of the guard interval.
[0061]
As described above, the OFDM frequency domain signal output from the FFT operation circuit 8 is a complex signal composed of a real axis component (I channel signal) and an imaginary axis component (Q channel signal), like the OFDM time domain signal. ing. The OFDM frequency domain signal is supplied to the wideband fc error calculation circuit 10, the CPE cancellation circuit 13, and the CPE calculation circuit 14.
[0062]
The FFT operation circuit 8 includes an input buffer memory (details will be described later). This input buffer memory temporarily stores the first OFDM symbol (2948 samples) to be demodulated and supplies it to the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 9.
[0063]
The specific configuration of the FFT operation circuit 8 will be described later in detail.
[0064]
The narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 9 calculates a carrier frequency error included in the OFDM time domain signal after digital quadrature demodulation by the digital quadrature demodulation circuit 6. The narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 9 calculates a narrowband carrier frequency error with an accuracy of ± 1/2 or less of the subcarrier frequency interval (eg, 4.14 Hz). The narrowband carrier frequency error obtained by the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 9 is supplied to the NCO 11.
[0065]
The narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 9 calculates a narrowband carrier frequency error with an accuracy of ± 1/2 or less of the subcarrier frequency interval, and obtains the FFT calculation start timing by the FFT calculation circuit 8. , FFT calculation range (FFT window) is controlled. The details of the configuration of the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 9 will be described later.
[0066]
The broadband fc error calculation circuit 10 calculates a broadband carrier frequency error with sub-carrier frequency (eg, 4.14 Hz) interval accuracy. The broadband carrier frequency error obtained by the broadband fc error calculation circuit 10 is supplied to the NCO 11.
[0067]
The NCO 11 has a narrow band carrier frequency error of ± 1/2 accuracy of the sub carrier frequency interval calculated by the narrow band fc error calculation / window synchronization circuit 9 and a sub carrier frequency interval accuracy calculated by the wide band fc error calculation circuit 10. And a carrier frequency error correction signal whose frequency is increased or decreased according to the carrier frequency error obtained by the addition. This carrier frequency error correction signal is a complex signal and is supplied to the fc correction circuit 7. This carrier frequency error correction signal is complex-multiplied to the OFDM time domain signal by the fc correction circuit 7, and the carrier frequency error component of the OFDM time domain signal is removed.
[0068]
The CPE cancellation circuit 13 removes CPE (Common Phase Error) included in the OFDM frequency domain signal by performing complex multiplication of the OFDM frequency domain signal by the CPE correction signal calculated by the CPE calculation circuit 14. . This CPE is noise due to subcarrier phase fluctuations caused by low-frequency components of phase noise, and is noise that rides on all subcarriers in the same phase. The CPE is obtained by the CPE calculation circuit 14 and supplied to the CPE cancellation circuit 13. The OFDM frequency domain signal from which CPE has been removed by the CPE cancel circuit 13 is supplied to the equalizer 15.
[0069]
The equalizer 15 performs phase equalization and amplitude equalization of the OFDM frequency domain signal using the scattered pilot signal (SP signal). The OFDM frequency domain signal subjected to phase equalization and amplitude equalization is supplied to the detection / error correction circuit 16.
[0070]
The detection / error correction circuit 16 detects information modulated on each subcarrier according to the modulation method, and performs demapping and decodes the data. Thereafter, the detection / error correction circuit 16 performs error correction processing on the decoded data and outputs, for example, an MPEG-2 transport stream.
[0071]
The transmission control information demodulating circuit 17 demodulates transmission control information such as TMCC (Transmission and Multiplexing Configuration Control) and TPS (Transmission Parameter Signaling) modulated at a predetermined subcarrier position. The demodulated transmission control information is supplied to, for example, a system controller (not shown) and used for demodulation and reproduction control.
[0072]
Next, the FFT operation circuit 8 and the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 9 will be described in more detail with reference to FIG.
[0073]
The FFT operation circuit 8 performs orthogonal transform from the time domain to the frequency domain by performing, for example, a radix-2 11-stage loop butterfly operation on the OFDM time domain signal of data (2048 samples) for one effective symbol. , An OFDM frequency domain signal is generated.
[0074]
The FFT operation circuit 8 includes an input buffer memory 21, an input selector 22, a butterfly operation circuit 23, an output selector 24, a work memory 25, an output buffer memory 26, and a memory controller 27.
[0075]
The input buffer memory 21 stores the OFDM time domain signal supplied from the fc correction circuit 7. In the steady operation, the data stored in the input buffer memory 21 is based on the FFT window control signal supplied from the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 9, and the OFDM time domain signal has one effective symbol length (2048). Samples are cut out and supplied one by one. Data is sequentially updated in the input buffer memory 21 for each OFDM symbol unit. That is, the input buffer memory 21 sequentially stores, for each OFDM symbol, an OFDM time domain signal in which data corresponding to the guard interval has been removed from the OFDM symbol in units of FFT windows. Since the OFDM time domain signal stored in the input buffer memory 21 is a complex signal, the storage capacity of the input buffer memory 21 is at least twice as large as the number of effective symbol samples (2048 samples) (4096 bytes). Is required.
[0076]
Further, immediately after the start of reception, the input buffer memory 21 does not cut out the FFT window, and the OFDM time domain signal supplied from the fc correction circuit 7 is continuously input including the guard interval portion, Once stored, the data is supplied to the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 9. Here, the reception start time is a time when the FFT window control signal from the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 9 is not continuously supplied and needs to be supplied, for example, This includes cases where the OFDM receiver 1 is reset or out of synchronization, and so on.
[0077]
The input selector 22 sequentially reads out 2048 sample complex signal data (input signal series) stored in the input buffer memory 21 or the work memory 25 two points at a time according to a predetermined calculation order, and sends it to the butterfly calculation circuit 23. Supply. The input selector 22 reads data from the input buffer memory 21 when performing the first stage butterfly operation, and reads data from the work memory 25 when performing the second and subsequent butterfly calculations.
[0078]
The butterfly operation circuit 23 is a rotation operator data W stored in a built-in ROM.^K _N(W^K _N= Exp (−j2πk / N), where N is an integer), and this rotation operator data W^K _N, Butterfly operation (R) for the two data (A, B) supplied from the input selector 22₁= A + W^KB, R₂= W^KA + B) and two calculation result data (R₁, R₂) Is output. The butterfly operation circuit 23 performs such a butterfly operation on all data for one effective symbol (data for 2048 samples), and outputs 2048 sample operation result data. The calculation result data obtained by this butterfly calculation is also a complex signal. Since the FFT operation circuit 8 performs 11 stages of loop-type butterfly operations, the butterfly operation circuit 23 performs 11 butterfly operations on the input signal system of the number of samples for one effective symbol (2048 samples). It will be.
[0079]
When the butterfly computation circuit 23 performs the final stage (11th stage) butterfly computation, the output selector 24 supplies the final stage computation result data to the output buffer memory 26. Further, when the butterfly calculation circuit 23 performs the butterfly calculation before the final stage, the output selector 124 stores the calculation result data in the work memory 25.
[0080]
The work memory 25 stores calculation result data output from the butterfly calculation circuit 23. The calculation result data stored in the work memory 25 is read by the input selector 22 and supplied again to the butterfly calculation circuit 123.
[0081]
The output buffer memory 26 stores final calculation result data (that is, data for one effective symbol of the OFDM frequency domain signal) obtained by performing 11 stages of loop-type butterfly calculations. The OFDM frequency domain signal for one symbol stored in the output buffer memory 26 is supplied to the CPE cancellation circuit 12 and the CPE calculation circuit 13.
[0082]
In the FFT operation circuit 8 as described above, during the steady operation, the operation result data of the butterfly operation by the butterfly operation circuit 23 is stored in the work memory 25, and the operation result data is input again to the butterfly operation circuit 23. As a result, an 11-stage loop type butterfly operation is performed. In the FFT operation circuit 8, the butterfly operation circuit 23 multiplies the data of the number of samples (2048 samples) for one effective symbol at each stage by the rotation operator data W.^K _NBy performing the calculation while appropriately replacing the data, butterfly calculation is performed on all the data for one effective symbol (data of 2048 samples). As a result, a time domain signal of 2048 samples can be converted into a frequency domain signal frequency-resolved into 2048 subcarriers.
[0083]
In the FFT operation circuit 8 as described above, the input OFDM time domain signal is stored in the input buffer memory 21 for 2048 samples including the guard interval immediately after the start of reception. Then, the FFT operation circuit 8 delays the OFDM time domain signal stored in the input buffer memory 21 by one effective symbol period (Tu) and supplies the signal to the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 9.
[0084]
Next, a specific circuit configuration of the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 9 will be described.
[0085]
The narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 9 correlates the waveform of the guard interval portion and the waveform of the latter half of the OFDM symbol (that is, the signal waveform of the copy source of the guard interval) with respect to the OFDM time domain signal. And the narrowband carrier frequency error and the FFT window are obtained based on this correlation, and the calculation principle is the same as that of the conventional example described above.
[0086]
The narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 9 includes a delay memory 31, a switching circuit 32, a complex multiplication circuit 33, an integration circuit 34, a square circuit 35, and a Tan circuit.^-1A circuit 36, a maximum value search circuit 37, a gate circuit 38, and a controller 39 are provided.
[0087]
The OFDM time domain signal (f (t)) output from the fc correction circuit 7 is supplied to the delay memory 31 and the complex multiplication circuit 33 of the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 9.
[0088]
The delay memory 31 delays the supplied OFDM time domain signal by an effective symbol time (Tu). The delay memory 31 supplies a delay signal (f (t−Tu)) of the OFDM time domain signal to the switching circuit 32. The capacity of the delay memory 31 is a capacity that can store an OFDM time domain signal corresponding to the guard interval, that is, a capacity that can store an OFDM time domain signal of 512 samples (1024 bytes that is a double number of bytes because it is a complex signal). It is said that.
[0089]
The switching circuit 32 is supplied with an OFDM time domain signal delayed by an effective symbol time (Tu) from the input buffer memory 21 and the delay memory 31 in the FFT operation circuit 8. The switching circuit 32 switches either the delay signal supplied from the input buffer memory 21 in the FFT operation circuit 8 or the delay signal supplied from the delay memory 31 in accordance with the control of the controller 39, and the complex multiplication circuit 33. The switching circuit 32 switches the switching terminal to the input buffer memory 21 side in the initial operation state, and switches the switching terminal to the delay memory 31 side in the steady operation state.
[0090]
The complex multiplication circuit 33 multiplies the OFDM time domain signal (f (t)) and the delay signal (f (t-Tu)) by a complex multiplication result (f (t) · f (t-Tu)). *) Is supplied to the integrating circuit 34.
[0091]
The integration circuit 34 integrates the complex multiplication result (f (t) · f (t−Tu) *) at time t to obtain the autocorrelation function (Corr (t)) expressed by the above equation (1). The integrating circuit 34 converts the obtained autocorrelation function (Corr (t)) into the squaring circuit 35 and Tan.^-1Each is supplied to a circuit 36.
[0092]
The square circuit 35 squares the real component (CI) and imaginary component (QI) of the supplied autocorrelation function (Corr (t)), respectively, and squares the absolute value of the autocorrelation function (Corr (t)). Find the ingredients. The square circuit supplies the square component of the obtained absolute value to the maximum value search circuit 37.
[0093]
Tan^-1The circuit 36 obtains arc tangents of the real and imaginary components of the supplied autocorrelation function (Corr (t)), and obtains a phase component of the autocorrelation function (Corr (t)). The obtained phase component is supplied to the gate circuit 38.
[0094]
The maximum value search circuit 37 calculates the peak value of the square component of the absolute value of the supplied autocorrelation function (Corr (t)), obtains the sample position of the OFDM time domain signal to be the peak value, and performs the FFT operation circuit 8 generates an FFT window control signal indicating the FFT range. Then, the maximum value search circuit 37 supplies the generated FFT window control signal to the controller 39, the input buffer memory 21 of the FFT operation circuit 8, and the input selector 22 of the FFT operation circuit 8. Further, the maximum value search circuit 37 supplies time information for obtaining this peak value to the gate circuit 38.
[0095]
Based on the FFT window supplied from the maximum value search circuit 38, the gate circuit 38 obtains the phase information of the autocorrelation function (Corr (t)) at the timing when the autocorrelation function (Corr (t)) reaches the maximum value. The NCO 110 is supplied as a narrow band carrier frequency error signal.
[0096]
Based on the window control signal supplied from the maximum value search circuit 37, the controller 27 performs control of the input buffer memory 21 of the FFT operation circuit 8, control of the delay memory 31, control of the switching circuit 32, and the like.
[0097]
The narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 9 having such a configuration can output a narrowband carrier frequency error and control the FFT window.
[0098]
Next, the control operation of the controller 39 of the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 9 will be described.
[0099]
First, the controller 39 switches the switching terminal of the switching circuit 32 to the input buffer memory 21 side in a state where the reception operation by the present apparatus is not started.
[0100]
Subsequently, when the reception operation by this apparatus is started and the OFDM time domain signal is output from the fc correction circuit 7, the data stream of the OFDM time domain signal is converted into the delay memory 31, the complex multiplication circuit 33, and the FFT operation circuit. 8 input buffer memory 21. At this time, the data stream of the OFDM time domain signal is stored in the input buffer memory 21 in a state where no FFT window control signal is supplied from the maximum value search circuit 37 and effective symbols are not cut out by the FFT window. Go. That is, the OFDM time domain signal is sequentially stored in the input buffer memory 21 without deleting the guard interval portion of the OFDM time domain signal.
[0101]
Subsequently, the controller 27 issues a data supply command to the input buffer memory 21 when an OFDM time domain signal having a data capacity (2048 samples) for one effective symbol is accumulated in the input buffer memory 21. When a data supply command is issued from the controller 39, the input buffer memory 21 supplies the accumulated OFDM time domain signal for one effective symbol (2048 samples) to the complex multiplier circuit 33 via the switching circuit 32. At this time, the input buffer memory 21 supplies OFDM time domain signals in the order of streams. That is, 2048 samples at the head of the data stream of the OFDM time domain signal output from the fc correction circuit 7 are supplied to the complex multiplication circuit 33 in a state delayed by an effective symbol period (Tu).
[0102]
Subsequently, when the controller 39 finishes supplying the OFDM time domain signal of the data amount of one effective symbol (Tu) from the input buffer memory 21 to the complex multiplication circuit 33, the switching terminal of the switching circuit 32 is connected to the input buffer memory 21. The switching state of the switching circuit 32 is changed from the initial operation state to the steady operation state.
[0103]
When an OFDM time domain signal for one effective symbol (2048 samples) is supplied from the input buffer memory 21 to the complex multiplier circuit 33 after being delayed by one effective symbol period (Tu), the integrator circuit after the complex multiplier circuit 33 is supplied. 34, the square circuit 35, and the maximum value search circuit 37 calculate the FFT window for the first OFDM symbol. When the FFT window of the first OFDM symbol is calculated, an FFT window control signal is supplied from the maximum value search circuit 37 to the input buffer memory 21 and the input selector 22 of the FFT operation circuit 8. When the FFT buffer control signal for the first OFDM symbol is supplied, the input buffer memory 21 and the input selector 22 cut out the FFT window from the first OFDM symbol and start an FFT operation on the first OFDM symbol. .
[0104]
Subsequently, when the FFT window for the first OFDM symbol is calculated, the controller 39 calculates 2 from the OFDM time domain signal supplied from the fc correction circuit 7 based on the FFT window control signal output from the maximum value search circuit 37. Only the guard interval portion of the th OFDM symbol is cut out and stored in the delay memory 31.
[0105]
Subsequently, when the signal of the guard interval part of the second OFDM symbol stored in the delay memory 31 is delayed by one effective symbol period (Tu), the controller 39 stores the guard interval stored in the delay memory 31. The partial signal is supplied to the complex multiplication circuit 33 via the switching circuit 32. When this guard interval part is delayed by one effective symbol period (Tu) and supplied to the complex multiplication circuit 33, the integration circuit 34, the square circuit 35, and the maximum value search circuit 37 after the complex multiplication circuit 33 perform the second search. An FFT window for the OFDM symbol is calculated. When the FFT window of the second OFDM symbol is calculated, an FFT window control signal is supplied from the maximum value search circuit 37 to the input buffer memory 21 and the input selector 22 of the FFT operation circuit 8. When the FFT buffer control signal for the second OFDM symbol is supplied, the input buffer memory 21 and the input selector 22 cut out the FFT window from the second OFDM symbol and perform an FFT operation on the second OFDM symbol. To start.
[0106]
Then, the controller 39 cuts out the guard interval portion of the OFDM symbol based on the FFT window control signal obtained from the previous OFDM symbol, stores it in the delay memory 31, and delays the guard interval portion by one effective symbol period (Tu). Then, the process of supplying to the complex multiplication circuit 33 is repeated for the third and subsequent OFDM symbols.
[0107]
As described above, when calculating the FFT window for the first OFDM symbol, the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 9 performs the FFT operation on the OFDM time domain signal of the number of samples (2048 samples) for one effective symbol. The input buffer memory 21 of the circuit 8 is used to delay one effective symbol period (Tu). For subsequent OFDM symbols, only the guard interval portion (512 samples) of each OFDM symbol is cut out and stored in the delay memory 31, and the guard interval portion is delayed by one effective symbol period (Tu).
[0108]
As a result, the narrowband fc error calculation / window synchronization circuit 9 obtains the capacity of the delay memory 31 used for obtaining the FFT window by obtaining the correlation between the guard interval and the copy source signal. The capacity can be reduced, and the use efficiency of the memory can be improved.
[0109]
In the description of the OFDM receiver 1 according to the embodiment of the present invention, an example in which the input buffer memory 21 in the FFT operation circuit 8 is used as a memory for delaying the first OFDM symbol of the OFDM time domain signal to be demodulated. However, the present invention is not limited to such an input buffer memory 21, and any memory may be used as long as it is also used in processing after the FFT operation circuit 8. For example, the memory used for the work memory 25, the output buffer memory 26, or the CPE cancel circuit 13, the equalizer 15, the detection / error correction circuit 16, and the like may be used.
[0110]
In describing the OFDM receiving apparatus 1 according to the embodiment of the present invention, an apparatus that receives an OFDM signal having a period of 2048 samples and a guard interval of ¼ has been described. It is not restricted to such an OFDM signal.
[0111]
【The invention's effect】
In the demodulating device according to the present invention, when the Fourier calculation range for the first transmission symbol is calculated, the memory using the Fourier transform means or the memory used for processing the OFDM signal after the Fourier transform is used. When calculating the Fourier calculation range by delaying transmission symbols and calculating the calculation range for transmission symbols after the first transmission symbol, a delay memory having a capacity capable of storing at least the OFDM signals for the guard interval The calculation range is calculated by delaying the guard interval portion using.
[0112]
Thus, in the demodulator according to the present invention, the capacity of the delay memory used to calculate the correlation between the guard interval and the copy source signal and obtain the FFT window is reduced to the guard interval capacity. And the use efficiency of the memory can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block configuration diagram of an OFDM receiver according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of a main part of the OFDM receiver.
FIG. 3 is a block configuration diagram of a conventional OFDM receiver.
FIG. 4 is a diagram for explaining a guard interval of an OFDM signal.
FIG. 5 is a diagram for explaining that an OFDM symbol boundary can be obtained from an autocorrelation function when an OFDM time domain signal is translated in the time axis direction;
FIG. 6 is a diagram for explaining a method of calculating a narrow band carrier frequency error and an FFT window.
FIG. 7 is a block configuration diagram of a narrowband fc error calculation / window synchronization circuit of the conventional OFDM receiver.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 OFDM receiver, 6 Digital orthogonal demodulation circuit, 7 fc correction circuit, 8 FFT operation circuit, 9 Narrow-band fc error calculation and window synchronization circuit, 10 Wide-band fc error calculation circuit, 11 Numerical control oscillator, 12 FFT window synchronization circuit, 13 CPE cancellation circuit, 14 hold circuit, 15 equalizer, 16 detection / error correction circuit, 17 transmission control information demodulation circuit, 21 input buffer memory, 31 delay memory, 32 switching circuit, 33 complex multiplication circuit, 34 integration circuit, 35 square Circuit, 37 Maximum value search circuit, 39 Controller

Claims (1)

A first memory in which OFDM symbols of the OFDM time domain signal are temporarily stored;
The effective symbol portion included in the OFDM time domain signal is subjected to orthogonal transform from the time domain to the frequency domain signal by performing a multi-stage loop type butterfly operation, and from the OFDM time domain signal to the OFDM frequency domain Butterfly computing means for generating a signal;
A second memory having at least a storage capacity capable of storing a waveform of a guard interval portion included in the OFDM time domain signal, and delaying the OFDM time domain signal by an effective symbol time;
Auto-correlation function calculating means for complex-multiplying the OFDM time-domain signal and the delayed signal stored in the second memory and then integrating the result of the complex multiplication with time; ,
After obtaining the square component of the absolute value of the autocorrelation function from the real component and imaginary component of the autocorrelation function obtained by the autocorrelation function calculating means, the peak value of the square component of the absolute value of the autocorrelation function is obtained. Control signal generation means for calculating, obtaining a sample position of the OFDM time domain signal to be the calculated peak value, and generating an FFT window control signal indicating a calculation range by the butterfly calculation means;
A phase component calculating means for obtaining a declination from a real component and an imaginary component of the autocorrelation function obtained by the autocorrelation function calculating means and obtaining a phase component of the autocorrelation function ;
Based on the FFT window control signal generated by the control signal generation means, phase information of the autocorrelation function at a timing at which the autocorrelation function reaches a maximum value is detected from the phase component calculated by the phase component calculation means. A narrowband frequency error calculating means for obtaining a narrow frequency error with an accuracy of ± 1/2 or less of the frequency interval of the subcarrier,
Broadband frequency error calculating means for calculating a broadband carrier frequency error with subcarrier frequency interval accuracy based on the OFDM frequency domain signal;
A narrow-band carrier frequency error with a precision of ± 1/2 of the subcarrier frequency interval calculated by the narrow-band frequency error calculating means, and a wide-band carrier frequency error with a sub-carrier frequency interval precision calculated by the wide-band frequency error calculating means Carrier frequency error correction signal generating means for generating a carrier frequency error correction signal whose frequency increases or decreases according to the carrier frequency error obtained by the addition,
A carrier frequency error correction unit that complex-multiplies the carrier frequency error correction signal generated by the carrier frequency error correction signal generation unit and the OFDM time domain signal to correct a carrier frequency error of the OFDM time domain signal;
A third memory for storing the result of the butterfly computation by the butterfly computation means;
When the FFT window control signal is calculated for the first OFDM symbol by the control signal generating means, the FFT window is cut out from the first OFDM symbol stored in the first memory, and the first In the case where the butterfly computation means executes the first stage butterfly computation on the effective portion of the OFDM symbol of the second stage, when performing the second stage and subsequent butterfly computation, the data is read from the third memory and the read data is Feedback to the butterfly computing means, a first process for causing the butterfly computing means to perform a butterfly computation from the second stage to the final stage on the effective component of the first OFDM symbol, and the control signal generating means The FFT window control signal for the second and subsequent OFDM symbols is If it is issued, only the guard interval part of the next OFDM symbol is cut out from the OFDM time domain signal supplied from the carrier frequency error correction means and stored in the second memory, and the stored guard interval part is stored. After being delayed by one effective symbol period, the FFT window control signal is supplied to the autocorrelation function calculating means and calculated by the control signal generating means based on the autocorrelation function calculated by the autocorrelation function calculating means. Based on the above, the FFT window is cut out from the second and subsequent OFDM symbols stored in the second memory, and the butterfly calculation means performs the butterfly calculation on the effective portion of the second and subsequent OFDM symbols. Control means for executing the second process, respectively
A demodulator comprising:

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