JP4295327B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ、電子機器、および消費電力の低減方法 - Google Patents

Description

本発明は、センス抵抗を有するＤＣ−ＤＣコンバータの消費電力を低減する技術に関する。

パーソナル・コンピュータ（以下ＰＣという。）、携帯電話、デジタル・カメラ、またはテレビなどの電子機器では液晶ディスプレイが採用されている。液晶ディスプレイに使用される液晶素子は背後にバックライトが設けられている。そして、画面の表示内容に対応した位置にある液晶素子に電圧が印加されて偏光状態が変化すると、バックライトからの光の透過量が変化して表示画面を形成する。

液晶ディスプレイのバックライトに求められる性質は、一定以上の明るさを提供できる白色光であること、明るさが表示面全体に対して均一であること、明るさが時間の経過に対して安定していること、および長寿命であることなどが挙げられる。それらの条件を満たすバックライトの光源として、現在は主に冷陰極蛍光ランプ（以下ＣＣＦＬという。）および白色発光ダイオード（以下ＬＥＤという。）が使用されている。ＣＣＦＬによるバックライトは大型の画面に適しているが、交流の動作電圧を発生させるためにインバーターを設ける必要がある。これに対して白色ＬＥＤは点光源であるため大型の表示画面には適していないが、直流電圧で駆動することができそれ自体は半導体素子であるため小型の電子機器に組み込むことができる。したがって、現在のところ、携帯電話、デジタル・カメラなどに搭載される小型液晶ディスプレイには白色ＬＥＤが使用され、ＰＣ、液晶テレビなどに搭載される大型液晶ディスプレイにはＣＣＦＬが使用されている。白色ＬＥＤは適切に使用すれば寿命が長く、電力から光へのエネルギー変換効率が高いので、今後、白色ＬＥＤの改良が進むことで大型液晶ディスプレイのバックライトもＣＣＦＬから白色ＬＥＤへの置換が進むであろうと予測されている。

液晶ディスプレイに使用するＬＥＤは、長時間安定した発光量で駆動することが望まれる。ＬＥＤは、素子温度が変化すると順方向降下電圧が変化して電流が変化する。したがって、ＬＥＤを一定の電圧で駆動した場合には素子温度の変化により発光量が変化することになる。よって、白色ＬＥＤをバックライトの光源として使用する場合は、電流を制御して発光量を安定させることが一般的である。

図８は、白色ＬＥＤに電力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータ４２３の従来の回路構成を示すブロック図である。バックライト用のＤＣ−ＤＣコンバータ４２３は、ＡＣアダプタもしくはバッテリー・パックなどのＤＣ電源２１から電力の供給を受ける。ＤＣ−ＤＣコンバータ４２３は、ＦＥＴ１０１、ＦＥＴ１０３、インダクタ１０５、キャパシタ１０７、ＦＥＴドライバ１０９、エラー・アンプ１１３、およびセンス抵抗１１５などで構成され、同期整流方式で動作する。ＤＣ−ＤＣコンバータ４２３からの出力は、複数の白色ＬＥＤによって構成されたバックライト２５に供給される。

バックライト２５とセンス抵抗１１５は直列に接続されている。そして、バックライト２５を流れる負荷電流はセンス抵抗１１５の両端の電圧として検出される。エラー・アンプ１１３は、基準電圧Ｖｒｅｆとセンス抵抗１１５から検出した電圧を比較してＦＥＴドライバ１０９に両者の差をフィードバック信号として出力する。ＦＥＴドライバ１０９は、エラー・アンプ１１３からのフィードバック信号に基づいて、バックライト２５を流れる電流が設定された値となるようにＦＥＴ１０１よびＦＥＴ１０３のオン・オフ動作を制御する。

なお、センス抵抗により電流を測定する方法において消費電力を低減する技術として、たとえば以下のような文献がある。特許文献１はテレビジョン受像器の過電流保護回路に採用する電流検出抵抗にバイパス回路を設けて、垂直帰線期間に電流検出抵抗に電流を流さないようにし、電流検出抵抗の抵抗ロスを軽減する技術を開示する。特許文献２はスイッチング回路の電流の測定において、スイッチング・トランジスタのオン状態において電圧降下を測定する回路を開示する。
特開２００１−２１１５４２号公報 特開平０７−１９８７５８号公報

ＦＥＴドライバ１０９は、フィードバック信号に基づいてＦＥＴ１０１およびＦＥＴ１０３がオン・オフする期間を制御している。ＦＥＴドライバ１０９はたとえばパルス周波数変調方式（以下、ＰＦＭ方式という。）で制御を行う場合、ＦＥＴ１０１がオフになっている期間に負荷電流をセンス抵抗１１５によって検出し、負荷電流が所定値以下になったらＦＥＴ１０１をオンにする。しかし、ＰＦＭ方式ではＦＥＴ１０１をオンする期間は一定であり、その間はセンス抵抗で負荷電流を検出してＦＥＴ１０１およびＦＥＴ１０３の動作を制御する必要はない。

またＦＥＴドライバ１０９がパルス幅変調方式（以下、ＰＷＭ方式という。）で制御を行う場合、ＦＥＴ１０１がオンになっている期間に負荷電流をセンス抵抗１１５によって検出し、負荷電流が所定値以上になったらＦＥＴ１０１をオフにする。しかし、ＰＷＭ方式では終期が一定であり、ＦＥＴ１０１がオフになっている間はセンス抵抗で負荷電流を検出してＦＥＴ１０１およびＦＥＴ１０３の動作を制御する必要はない。

つまり、ＰＦＭ方式であってもＰＷＭ方式であっても、ＦＥＴ１０１およびＦＥＴ１０３の動作を制御するために、負荷電流の値を利用しない期間が存在しているが、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２３ではセンス抵抗１１５に電流が流れ続けている。したがって、その間はセンス抵抗によって無駄に電力が消費されることになる。

たとえば白色ＬＥＤの定格電圧が約３Ｖであるとすると、そこに流れる電流を測定するには、両端の電圧が約０．３３Ｖ程度となるセンス抵抗が必要である。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２３から出力された電力のうち、約１０％がセンス抵抗１１５によって消費されることになる。そのときのＦＥＴ１０１およびＦＥＴ１０３のスイッチングのデューティ比を５０％とすると、センス抵抗１１５によって消費される電力の５０％、つまりＤＣ−ＤＣコンバータ４２３から出力された電力の約５％は、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２３およびバックライト２５の動作に何ら寄与しないで無駄に消費されることになる。

しかし、センス抵抗１１５の抵抗値を小さくしてそこで消費される電力を低減することにも限界がある。センス抵抗１１５の抵抗値を小さくすると、その両端の電圧が小さくなり、それによってエラー・アンプ１１３による電流の検出精度が悪化して、フィードバックの動作に悪影響が出るからである。

そこで本発明の目的は、センス抵抗によって消費される電力を低減することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。さらに本発明の目的は、そのようなＤＣ−ＤＣコンバータを搭載した電子機器と、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける消費電力の低減方法を提供することにある。

本発明は、直流の入力電圧をスイッチングして出力電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて実現される。ＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電流または出力電圧がフィードバックされて、メイン・スイッチのオン期間またはオフ期間の終期が決定される。出力電流および出力電圧はセンス抵抗に電流が流れることで発生するセンス電圧として検出されるため、センス抵抗では電力が消費される。

本発明の原理は、オン期間またはオフ期間のいずれか一方の期間のうちで、終期をセンス電圧に基づくフィードバック信号により決定する必要のない期間にセンス抵抗に流れる電流を阻止する点にある。オン期間またはオフ期間の終期をセンス電圧に基づくフィードバックにより決定する必要のない期間であっても、これまでセンス抵抗で無駄な電力が消費されていたが、本発明によりその無駄を省くことができる。

本発明の第１の態様では、電流制御型のＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。電流制御型の場合は、負荷電流を設定された値に設定するためにセンス抵抗に負荷電流が流れセンス抵抗で消費する電力は大きい。本態様ではセンス抵抗にバイパス回路を設け、制御回路が、オン期間またはオフ期間のいずれか一方の期間の終期をフィードバック回路の出力で決定してメイン・スイッチの動作を制御し、他方の期間に負荷電流を迂回させるようにバイパス回路の動作を制御する。

ＤＣ−ＤＣコンバータは、オン期間にエネルギーを蓄積するインダクタとオフ期間にインダクタに蓄積したエネルギーを負荷に供給する転流回路を含むことができる。インダクタと転流回路により、オン期間からオフ期間に渡って平滑された電流を負荷に供給することができる。転流回路はショットキー・バリア・ダイオードのようなダイオードで構成してもよく、あるいは、ＦＥＴやバイポーラ・トランジスタなどで構成して同期整流方式で制御するようにしてもよい。

制御回路はメイン・スイッチの制御方式に応じて、センス電圧が所定値を超えたときにオン期間を終了したり、センス電圧が所定値より低下したときにオフ期間を終了したりして、負荷に流れる平均電流を一定の値に維持することができる。電流制御型のＤＣ−ＤＣコンバータは、温度により順方向電圧が変化する発光ダイオードの駆動電力源として適している。制御回路は、所定の周期間隔ごとに負荷電流がセンス抵抗に流れるようにバイパス回路の動作を制御すると、一層センス抵抗での消費電力を低減することができる。

本発明の第２の態様では、電圧制御型のＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。電圧制御型形の場合は、出力電圧を検出するためにセンス抵抗を使用する。本態様では、センス抵抗に流れる電流を阻止する節電回路を設けることで、オン期間またはオフ期間のうちで、メイン・スイッチの制御に必要のない期間はセンス抵抗に流れる電流を制限する。節電回路は、センス抵抗を回路から切り離すスイッチで構成してもよい。

本発明により、センス抵抗によって消費される電力を低減することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができた。さらに本発明により、そのようなＤＣ−ＤＣコンバータを搭載した電子機器と、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける消費電力の低減方法を提供することができた。

図１は、本発明の実施の形態にかかる電子機器の一例であるノート型パーソナル・コンピュータ（以下、ノートＰＣという。）１０の外形図で、図２はノートＰＣ１０に実装されている電源系統の構成を示すブロック図である。ノートＰＣ１０は、表面にキーボードを搭載し内部に多くのデバイスを収納した筐体１３と、液晶ディスプレイ（ＬＣＤ）１１とで構成されている。ＡＣアダプタもしくはバッテリー・パックなどのＤＣ電源２１から供給される約８〜２０Ｖ前後の直流電圧は、４つのＤＣ−ＤＣコンバータに供給される。

バックライト用ＤＣ−ＤＣコンバータ２３は、定電流制御によって、液晶ディスプレイ１１のバックライト２５に直流電流を供給するステップ・ダウン・スイッチング・レギュレータである。５．０Ｖ用ＤＣ−ＤＣコンバータ２７は、５．０Ｖシステム負荷３３に対して定電圧制御で５．０Ｖの直流電圧を供給する。５．０Ｖシステム負荷３３は、ハードディスク・ドライブ、光学ディスク・ドライブ、ＵＳＢコネクタなど、５．０Ｖの直流電圧で動作する各デバイスの総称である。

３．３Ｖ用ＤＣ−ＤＣコンバータ２９は、３．３Ｖシステム負荷３５に対して定電圧制御で３．３Ｖの直流電圧を供給する。３．３Ｖシステム負荷３５は、チップセット、バスなど、３．３Ｖの直流電圧で動作する各デバイスの総称である。ＣＰＵ用ＤＣ−ＤＣコンバータ３１は、定電圧制御で、ＣＰＵ３７に対するパフォーマンスの要求に応じて設定された約１．０〜１．５Ｖ程度の直流電圧をＣＰＵ３７に供給する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２３の唯一の負荷であるバックライト２５は、単数または直列接続された複数の白色ＬＥＤによって構成される。バックライト２５を構成する白色ＬＥＤは、所定値の電流を流すように駆動するのに適しているのに対して、ノートＰＣ１０を構成する他のデバイスは所定値の電圧を印加して動作させるのに適している。したがって、図２に示したように、バックライト２５に対しては電流制御型のバックライト用ＤＣ−ＤＣコンバータ２３が電力を供給するのに対して、他のデバイスに対しては動作電圧に対応した電圧制御型の５．０Ｖ用ＤＣ−ＤＣコンバータ２７、３．３Ｖ用ＤＣ−ＤＣコンバータ２９、およびＣＰＵ用ＤＣ−ＤＣコンバータ３１が電力を供給する。

図３は、本発明の実施の形態にかかる電流制御型のバックライト用ＤＣ−ＤＣコンバータ２３の構成を示すブロック図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ２３は、ハイ・サイドのＦＥＴ１０１、ロー・サイドのＦＥＴ１０３、インダクタ１０５、キャパシタ１０７、ＦＥＴドライバ１０９、エラー・アンプ１１３、センス抵抗１１５、およびＦＥＴ１１１で構成されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ２３は、直列接続された複数の白色ＬＥＤによって構成された負荷としてのバックライト２５に直流電流を供給する。

ＦＥＴ１０１、ＦＥＴ１０３、およびＦＥＴ１１１はともにＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴで構成され、それぞれゲートがＦＥＴドライバ１０９に接続されている。ＦＥＴ１０１はドレインがＤＣ電源２１に接続され、ソースがＦＥＴ１０３のドレインに接続されている。ＦＥＴ１０３のソースは接地１１７に接続されている。インダクタ１０５は、一端がＦＥＴ１０１のソースに接続され他端がキャパシタ１０７の一端とバックライト２５の一端に接続されている。キャパシタ１０７の他端は接地１１７に接続されている。

バックライト２５の他端にはセンス抵抗１１５の一端が接続され、センス抵抗１１５の他端は接地１１７に接続されている。エラー・アンプ１１３の一方の入力端子にはセンス抵抗１１５の一端が接続され、エラー・アンプ１１３の他方の入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。基準電圧Ｖｒｅｆは接地１１７を基準にした電圧であり、他のＤＣ−ＤＣコンバータで生成される。エラー・アンプ１１３の出力端子はＦＥＴドライバ１０９に接続される。

エラー・アンプ１１３は、２つの入力端子に供給された電圧の差をフィードバック信号としてＦＥＴドライバ１０９に出力する。センス電圧と基準電圧Ｖｒｅｆの値は、負荷電流が所定の平均電流の値になるときにフィードバック信号がゼロになるように設定されている。したがって、ＦＥＴドライバ１０９は、フィードバック信号がゼロになるようにＦＥＴ１０１およびＦＥＴ１０３の動作を制御することができる。

ＦＥＴ１１１のドレインはセンス抵抗１１５の一端に接続され、ソースが接地１１７に接続される。ＦＥＴ１１１はセンス抵抗１１５を迂回させるバイパス回路を構成する。図３に示したＤＣ−ＤＣコンバータ２３は電流制御型であり、ＰＷＭ方式またはＰＦＭ方式のいずれかで動作する。

図１〜図３は本実施の形態を説明するために、主要なハードウェアの構成および接続関係を簡素化して記載したに過ぎないものである。ノートＰＣ１０、もしくはＤＣ−ＤＣコンバータ２３を構成するためには、これら以外にも多くのデバイスが使われるが、それらは当業者には周知であるので詳しく言及しない。もちろん、図１〜図３で記載した複数のブロックを１個の集積回路としたり、逆に１個のブロックを複数の集積回路に分割して構成したりすることも、当業者が任意に選択することができる範囲においては本発明の範囲に含まれる。本願に添付されたその他の図についても同様である。

つぎに、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３をＰＦＭ方式で動作させる場合の制御方法について説明する。図４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３がＰＦＭ方式で動作する場合の、各ＦＥＴの動作と、バックライト２５を流れる負荷電流の変化を示す図である。ＰＦＭ方式で定電流制御を行う場合は、ＦＥＴドライバ１０９はＦＥＴ１０１がオンになりＦＥＴ１０３がオフになる期間（以後、この期間をオン期間という。）を一定にするように制御する。また、ＦＥＴドライバ１０９はＦＥＴ１０１がオフになりＦＥＴ１０３がオンになる期間（以後、この期間をオフ期間という。）の終期をエラー・アンプ１１３から受け取ったフィードバック信号に基づいて制御する。ＦＥＴドライバ１０９には、あらかじめオン期間が設定されている。

ＦＥＴドライバ１０９は動作を開始すると、ＦＥＴ１０１およびＦＥＴ１０３のゲートに信号を送ってこれらを動作させる。ＦＥＴドライバ１０９はＦＥＴ１０１とＦＥＴ１０３を一方がオンのときには他方がオフになるように同期させて動作させるいわゆる同期整流方式で制御する。インダクタ１０５は、オン期間にバックライト２５に流れる負荷電流を磁気的エネルギーとして蓄積し、オフ期間に蓄積した磁気的エネルギーを負荷電流としてバックライト２５に供給する。キャパシタ１０７は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３の出力からリップルを低減するために設けているが、負荷がリップルを許容する場合は除去することも可能である。

バックライト２５とセンス抵抗１１５は直列に接続されているため、センス抵抗１１５にはバックライト２５と同一の値の負荷電流が流れる。そして、負荷電流はセンス抵抗１１５の両端の電圧（以後、センス電圧という。）として検出され、センス電圧はエラー・アンプ１１３の一方の入力端子に供給される。エラー・アンプ１１３は、基準電圧Ｖｒｅｆとセンス電圧を比較してＦＥＴドライバ１０９に両者の差をフィードバック信号として出力する。ＦＥＴドライバ１０９は、エラー・アンプ１１３から受け取ったフィードバック信号がゼロになるようにオフ期間の終期を決定して、バックライト２５を流れる平均電流があらかじめ設定された値になるようにＦＥＴ１０１およびＦＥＴ１０３の動作を制御する。

オン期間は、ＦＥＴ１０１がＤＣ電源２１の直流電圧を通過させるので、インダクタ１０５を経由してバックライト２５に負荷電流が流れる。負荷電流は、インダクタ１０５に発生する逆起電力の影響で徐々に増大する。負荷電流は、あらかじめ定められたオン期間の終期まで増大し続けるか、あるいはバックライト２５のインピーダンスで定まる飽和電流に到達する。ＦＥＴドライバ１０９は、オン期間にＦＥＴ１１１をオンにしてセンス抵抗１１５に流れていた負荷電流を迂回させる。したがって、オン期間は、バックライト２５を流れた負荷電流はＦＥＴ１１１を通過して接地１１７に流れるので、センス抵抗１１５には電流が流れず、エラー・アンプ１１３にはセンス電圧が入力されない。ＦＥＴドライバ１０９は、オン期間の終期を決定するためにフィードバック信号を必要としないので、エラー・アンプ１１３から送られたフィードバック信号を無視する。

オフ期間は、インダクタ１０５に蓄積された磁気的エネルギーが負荷電流としてバックライト２５に供給されるので、磁気的エネルギーの消耗とともにバックライト２５に流れる電流値が低下する。オフ期間の終期は、バックライト２５に供給する平均電流を所定の値にするために負荷電流が所定の閾値まで低下したことで判断する必要がある。

エラー・アンプ１１３は、オフ期間の終期を判断するためのフィードバック信号をＦＥＴドライバ１０９に出力する。よって、ＦＥＴドライバ１０９は、オフ期間にＦＥＴ１１１をオフにしてセンス抵抗１１５に負荷電流を流し、エラー・アンプ１１３がセンス電圧を受け取ってフィードバック信号をＦＥＴドライバ１０９に出力できるようにしている。この制御方式によれば、オン期間にはセンス抵抗１１５に電流は流れないので、そこで無駄に消費されていた電力を低減することができる。

つぎに、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３をＰＷＭ方式で動作させる場合の制御方法について説明する。図５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３がＰＷＭ方式で動作する場合の、各ＦＥＴの動作と、バックライト２５を流れる負荷電流の変化を示す図である。ＰＷＭ方式の場合は、各素子の機能はＰＦＭ方式とほぼ同一であるとして説明できるので、ここではその相違点のみを説明する。ＰＷＭ方式では、オン期間とオフ期間の合計である１周期の長さを一定として、１周期の中でオン期間の長さを調整することにより、出力される電流の平均値が設定された値になるようにする。

したがって、オン期間中にバックライト２５に流れる負荷電流の平均値を設定された値にするための負荷電流の上限値が閾値となるようにセンス電圧と基準電圧Ｖｒｅｆが設定され、エラー・アンプ１１３はそれらに基づいてフィードバック信号をＦＥＴドライバ１０９に出力する。ＦＥＴドライバ１０９はフィードバック信号に基づいて負荷電流が閾値に到達したと判断したときに、それまでオンだったＦＥＴ１０１をオフに、オフだったＦＥＴ１０３をオンにしてオフ期間に移行するように制御を行う。

つまり、オン期間は、フィードバック信号の生成にセンス電圧が必要であるためセンス抵抗１１５に負荷電流を流す必要があるが、オフ期間の終期は、オン期間とオフ期間の合計からなる周期の長さが一定なので制御する必要はなく、エラー・アンプ１１３はセンス電圧を検出してＦＥＴドライバ１０９にフィードバック信号を出力する必要がない。そこで、オン期間はＦＥＴ１１１をオフにしてセンス抵抗１１５に負荷電流を流し、オフ期間はＦＥＴ１１１をオンにしてセンス抵抗１１５に電流を流さないようにする。その結果、オン期間もオフ期間もセンス抵抗１１５に負荷電流を流していた従来のＤＣ−ＤＣコンバータよりもセンス抵抗１１５で無駄に消費されていた電力を低減することができる。

図６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３を構成する各ＦＥＴのオン・オフの別のパターンと、バックライト２５を流れる負荷電流の変化について説明する図である。この例では、ＦＥＴ１０１およびＦＥＴ１０３は図５と同じＰＷＭ方式で動作しているが、ＦＥＴドライバ１０９は、ＦＥＴ１１１を５周期に１回の割合で発生するオン期間にオフにするように制御して、そのときだけセンス抵抗１１５に電流を流し、エラー・アンプ１１３がセンス電圧の検出を行うように制御する。ＦＥＴドライバ１０９は、フィードバック信号がゼロになったらそれまでオンだったＦＥＴ１０１をオフにし、オフだったＦＥＴ１０３およびＦＥＴ１１１をオンにするように制御を行う。このようにして５周期に１回だけ発生するオン期間の終期がフィードバック信号に基づいて決定され、残りの４周期のオン期間はＦＥＴドライバが直前に記憶しておいたオン期間の長さと同一期間になるように設定される。

この制御方式によれば、ＦＥＴ１１１をオンにしてセンス抵抗１１５に負荷電流を流さない期間をさらに長くできるので、センス抵抗１１５によって無駄に消費される電力をさらに低減することができる。この例では、オン期間の終期が５周期中の１周期でしか変化しないことになるが、バックライト用に使用されるＤＣ−ＤＣコンバータ２３の動作周波数は通常数百ｋＨｚ〜数ＭＨｚ程度であるので、負荷の電流−電圧特性の変動が激しい場合などを除いては実用上支障がない。なお、フィードバック信号によりオン期間の終期の制御を決定する周期は５周期ごとに限らない。また、ＰＦＭ方式の場合も、ＰＷＭ方式の例と同様に複数の周期中の１周期のみＦＥＴ１１１をオフにしてセンス抵抗１１５に電流を流して出力電流の制御を行うようにすることができる。

図７は、本発明の実施の形態にかかる電圧制御型のＤＣ−ＤＣコンバータ２２３を示すブロック図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ２２３は、図３に示した電流制御型のＤＣ−ＤＣコンバータ２３と共通する要素が多いので、ここではそれと相違する構成についてのみ説明し、共通する要素については参照番号も同一として説明を省略する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２２３では、ＦＥＴ２１１、センス抵抗２２５、およびセンス抵抗２２６が直列に接続されて直列回路を形成し、その直列回路が負荷２５ｂに対して並列に接続される。

センス抵抗２２５、２２６は、負荷２５ｂに対するＤＣ−ＤＣコンバータ２２３の出力電圧を分圧した電圧を、エラー・アンプ２１３の一方の入力端子に供給する。エラー・アンプ２１３の他方の入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、その両者の差がフィードバック信号としてＦＥＴドライバ１０９に出力される。なお、センス抵抗２２５および２２６の抵抗値および基準電圧Ｖｒｅｆの電圧値は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２３の出力電圧の平均値が定格値であるときにエラー・アンプ２１３のフィードバック信号がゼロになるように設定されている。このことによってＦＥＴドライバ１０９は、エラー・アンプ１１３から入力されるフィードバック信号がゼロになるよう、オン期間またはオフ期間を変化させ出力電圧の平均値が定格値となるように制御を行う。

ＰＷＭ方式では、オン期間にＦＥＴ２１１がオンになり、負荷２５ｂに印加される負荷電圧がセンス抵抗２２５および２２６によって分圧され、エラー・アンプ１１３へセンス電圧が入力される。オフ期間にはＦＥＴ２１１がオフになり、センス抵抗２２５および２２６には電流は流れないので、そこで電力が消費されることはない。ＰＦＭ方式では、オン期間にＦＥＴ２１１がオフになり、オフ期間にＦＥＴ２１１がオンになる。

つまり、電圧制御型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいてもオン期間またはオフ期間のうちで出力電圧を検出する必要のない期間は、ＦＥＴ２１１をオフにして、センス抵抗２２５および２２６に電流が流れないようにすれば、そこで電力が無駄に消費されないようにすることができる。電圧制御型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力電圧を検出してＦＥＴドライバ１０９にフィードバック信号を送ることでオン期間の終期またはオフ期間の終期を制御することを除けば、図３〜図６に示した電流制御型のＤＣ−ＤＣコンバータ２３についての動作の説明を参照して理解できるので、回路の詳細な説明は省略する。

これまで、ステップ・ダウン型のＤＣ−ＤＣコンバータを例にして説明してきたが、本発明はステップ・アップ型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用することもできる。液晶ディスプレイが大きくなると、そのバックライトとして使用される白色ＬＥＤが直列接続される個数が多くなる。したがって、それらの白色ＬＥＤに電力を供給するには、より高い電圧が必要である。ノートＰＣのＤＣ電源から供給される電圧は約８〜２０Ｖ前後であるが、たとえば定格電圧が約３Ｖの白色ＬＥＤを８個直列に接続して駆動するには、約２４Ｖの電圧が必要である。このような場合、ステップ・アップ型のＤＣ−ＤＣコンバータを採用することによって、ノートＰＣでもより多くの白色ＬＥＤを直列に接続したバックライトを採用することができる。

ステップ・アップ型ＤＣ−ＤＣコンバータには、ステップ・ダウンＤＣ−ＤＣコンバータのように、センス抵抗に流れる電流をセンス電圧として検出してオン期間またはオフ期間の終期を決定して出力電流または出力電圧を設定された値に維持するような動作をするものが存在する。そのようなステップ・アップ型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいても、オン期間またはオフ期間のうち出力のフィードバック信号でその終期を決定する必要がない期間にセンス抵抗に電流を流さないことで、センス抵抗が無駄な電力を消費しないようにすることができる。

前述のように、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ４２３で、白色ＬＥＤの定格電圧を約３Ｖ、センス抵抗１１５の両端の電圧を約０．３３Ｖ、ＦＥＴ１０１およびＦＥＴ１０３のスイッチングのデューティ比を５０％とすると、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２３から出力された電力のうち約５％はセンス抵抗１１５によって無駄に消費されることになる。しかし本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ２３では、従来は無駄に消費されていた約５％の電力を、センス抵抗１１５を流れる電流をバイパスすることによって消費されないようにしている。本発明のために新しく追加するデバイスはＦＥＴ１１１だけであり、しかもＦＥＴ１１１はＦＥＴ１０１またはＦＥＴ１０３と同じタイミングで駆動されるので、ＦＥＴドライバ１０９は従来のものとほぼ同一でよい。

つまり、本発明の実施によってＦＥＴの駆動にかかる消費電力の増加はごく僅かである。したがって、センス抵抗１１５で無駄に消費されていた約５％の電力がほぼそのまま、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ４２３と比べて本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ２３で節電できる量となる。なお、所定の周期をスキップしながらセンス抵抗に電流を流して出力電流の制御を行う方法を採用すれば、センス抵抗で消費される電力をさらに低減することができる。

本発明は、出力電流または出力電圧をセンス抵抗のセンス電圧として検出してフィードバック信号を生成することによって、オン期間またはオフ期間の終期を決定するＤＣ−ＤＣコンバータで、フィードバック信号に基づく制御が行われない期間が存在しているものに対して適用できる。フィードバック値に基づく制御が行われない期間にはセンス抵抗に電流を流さないようにするという本発明の原則を理解していれば、当業者はさらに多くの種類のＤＣ−ＤＣコンバータに対して本発明を適用することができるであろう。

その用途も白色ＬＥＤ用光源に限定されず、ＤＣ−ＤＣコンバータを有する電子機器に対して幅広く適用可能である。また、使用される素子も、たとえばＦＥＴをパワー・トランジスタもしくはファスト・リカバリ・ダイオードなどに適宜置換することも可能である。

これまで本発明について図面に示した特定の実施の形態をもって説明してきたが、本発明は図面に示した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の効果を奏する限り、これまで知られたいかなる構成であっても採用することができることは言うまでもないことである。

ＤＣ−ＤＣコンバータを有する電子機器において利用可能である。

本発明の実施の形態にかかるノートＰＣの外形図である。 本発明の実施の形態にかかるノートＰＣの電源系統の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態にかかる電流制御型のバックライト用ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータがＰＦＭ方式で動作する場合の、図３の回路中の各々のＦＥＴのオン／オフのタイミング、および負荷電流の変化を示す図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータがＰＷＭ方式で動作する場合の、図３の回路中の各々のＦＥＴのオン／オフのタイミング、および負荷電流の変化を示す図である。 図３の回路中の各々のＦＥＴのオン／オフのタイミングの別のパターン、および電流の変化を示す図である。 本発明の実施の形態にかかる電圧制御型のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示すブロック図である。 従来のバックライト用ＤＣ−ＤＣコンバータおよびバックライトの構成を示すブロック図である。

符号の説明

１０…ノートＰＣ
１１…液晶ディスプレイ
２１…ＤＣ電源
２３、２２３、４２３…ＤＣ−ＤＣコンバータ
２５、２２５…バックライト
２５ｂ…負荷
１０５…インダクタ
１０７…キャパシタ
１０９、３０９…ＦＥＴドライバ
１１３、２１３…エラー・アンプ
１１５、２１５、２１６…センス抵抗
１１７…接地

Claims (15)

1. 入力電圧を変換して負荷に負荷電流を供給する電流制御型のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   オン期間に前記入力電圧を通過させオフ期間に前記入力電圧を阻止するメイン・スイッチと、
   前記負荷電流が流れたときにセンス電圧を発生させるセンス抵抗と、
   前記センス電圧を検出し基準電圧と比較した結果を出力するフィードバック回路と、
   前記センス抵抗に流れる電流を迂回させるバイパス回路と、
   前記オン期間と前記オフ期間で構成される周期ごとに、前記オン期間または前記オフ期間のいずれか一方の期間の終期を前記フィードバック回路の出力で決定して前記メイン・スイッチの動作を制御し、他方の期間に前記負荷電流を迂回させるように前記バイパス回路の動作を制御する制御回路と
   を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記オン期間にエネルギーを蓄積するインダクタと、
   前記オフ期間に前記インダクタに蓄積したエネルギーを前記負荷に供給する転流回路と
   を有する請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記制御回路は前記センス電圧が所定値を超えたときに前記オン期間を終了する請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記制御回路は前記センス電圧が所定値より低下したときに前記オフ期間を終了する請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 前記負荷が発光ダイオードである請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 前記制御回路は所定の周期間隔ごとに前記負荷電流が前記センス抵抗に流れるように前記バイパス回路の動作を制御する請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 前記制御回路はパルス幅変調方式で前記メイン・スイッチの動作を制御する請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. 前記制御回路はパルス周波数変調方式で前記メイン・スイッチの動作を制御する請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
9. 入力電圧を変換して負荷に負荷電圧を供給する電圧制御型のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   オン期間に前記入力電圧を通過させオフ期間に前記入力電圧を阻止するメイン・スイッチと、
   前記負荷電圧が印加されたときにセンス電圧を発生させるセンス抵抗と、
   前記センス電圧を検出し基準電圧と比較した結果を出力するフィードバック回路と、
   前記センス抵抗に流れる電流を阻止する節電回路と、
   前記オン期間と前記オフ期間で構成される周期ごとに、前記オン期間または前記オフ期間のいずれか一方の期間の終期を前記フィードバック回路の出力で決定して前記メイン・スイッチの動作を制御し、他方の期間に前記センス抵抗に流れる電流を阻止するように前記節電回路の動作を制御する制御回路と
   を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
10. １次側に供給された入力電圧を変換して２次側に出力電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
    オン期間またはオフ期間のいずれか一方の期間の終期が出力に応じて決定されてオン・オフすることにより前記入力電圧を前記出力電圧に変換するメイン・スイッチと、
    前記メイン・スイッチの２次側に接続されるセンス抵抗と、
    前記センス抵抗に流れる電流を制限する節電回路と、
    前記オン期間と前記オフ期間で構成される周期ごとに、前記オン期間または前記オフ期間のうちで終期を出力電圧に基づいて決定する必要のない期間に前記センス抵抗に流れる電流を制限するように前記節電回路の動作を制御する制御回路と
    を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
11. 直流電圧源と、
    ディスプレイと、
    前記ディスプレイのバックライトに使用される発光ダイオードと、
    前記発光ダイオードに電力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータとを有し、
    前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、
    オン期間に前記入力電圧を通過させオフ期間に前記入力電圧を阻止するメイン・スイッチと、
    前記発光ダイオードに負荷電流が流れたときにセンス電圧を発生させるセンス抵抗と、
    前記センス電圧を検出し基準電圧と比較した結果を出力するフィードバック回路と、
    前記センス抵抗に流れる負荷電流を迂回させるバイパス回路と、
    前記オン期間と前記オフ期間で構成される周期ごとに、前記オン期間または前記オフ期間のいずれか一方の期間の終期を前記フィードバック回路の出力で決定して前記メイン・スイッチの動作を制御し、他方の期間に前記負荷電流を迂回させるように前記バイパス回路の動作を制御する制御回路と
    を有する電子機器。
12. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータが入力電圧より高い出力電圧を生成するステップ・アップ形である請求項１１記載の電子機器。
13. センス抵抗が検出したセンス電圧をフィードバックしてメイン・スイッチをパルス幅変調方式で制御するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて消費電力を低減する方法であって、
    前記メイン・スイッチをオンにして前記センス抵抗に電流を流すステップと、
    前記センス抵抗に流れる電流が所定値を超えたときに前記メイン・スイッチをオフにするステップと、
    前記パルス幅変調方式での動作の周期ごとに、前記メイン・スイッチがオフになっている期間に前記センス抵抗に流れる電流を迂回させるステップと
    を有する消費電力の低減方法。
14. 前記センス抵抗に電流を流すステップを、前記メイン・スイッチが所定の回数オンになるごとに実行する請求項１３記載の消費電力の低減方法。
15. センス抵抗が検出したセンス電圧をフィードバックしてメイン・スイッチを周波数変調方式で制御するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて消費電力を低減する方法であって、
    前記メイン・スイッチをオフにして前記センス抵抗に電流を流すステップと、
    前記センス抵抗に流れる電流が所定値より低下したときに前記メイン・スイッチをオンにするステップと、
    前記周波数変調方式での動作の周期ごとに、前記メイン・スイッチがオンになっている期間に前記センス抵抗に流れる電流を迂回させるステップと
    を有する消費電力の低減方法。

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