JP4281376B2 - Electric motor drive - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、永久磁石同期電動機を駆動する駆動装置、あるいは起動方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の永久磁石電動機の起動方法もしくは起動装置は、起動時と通常運転時とを個別の制御にて行ない、ある条件に基づいて運転を切替えるという技術であり、永久磁石電動機に印加するモータ駆動電圧と永久磁石電動機に流れるモータ電流との位相差に基づいて、起動運転から通常運転へ切替えるものである。（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
また、初期起動、起動判別、起動安定と３区間に起動を分割しており、一定の上昇率にてインバータの出力電圧を上昇させる初期起動、予め決められた電圧まで電圧を上昇させて、電流、電圧により演算された磁束の周期を計測し、安定した周波数かどうかを判定する起動判別、起動判別により出力周波数および出力電圧を上昇させ、さらに安定状態か否かを演算した磁束の位相情報から判断する起動安定、の３区間にて起動状態から通常運転へ運転状態を切替えるものもある。（例えば、特許文献２参照）。
【０００４】
また、ピーク値が時間経過と共に徐々に上昇するような三角波もしくはのこぎり波を等価的に印加する起動を構成するものもある。（例えば、特許文献３参照）。
【０００５】
また、ステップ上の交番電流を印加することで電動機の回転子を回転させることなく、電動機の回転子位置を推定するものもある。（例えば、特許文献４参照）。
【０００６】
また、電動機の磁軸方向（ｄ軸）と直交する方向（ｑ軸）の電流制御の制御ゲインを０として制御を構成することによって、電動機の回転子の位置を固定励磁して起動するものもある。（例えば、特許文献５参照）。
【０００７】
【特許文献１】
特開２００１−５４２９５号公報
【特許文献２】
特開２００１−２２４１９８号公報
【特許文献３】
特許３２８５７１７号公報
【特許文献４】
特開平１１−１８４７７号公報
【特許文献５】
特開平１０−３２３０９８号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
特許文献１に示されている従来の技術は、同期電動機の位置を検出しない位置センサレス方式を採用し、電動機を正弦波にて駆動する起動方法が示されている。永久磁石を用いた同期電動機（以後、モータと呼ぶ）はロータの位置に応じてステータを通電する必要があり、位置センサレス方式の場合、何らかの方法にて位置を推定するか、ロータ位置に応じたステータの通電位相を算出する必要があった。
【０００９】
また、特許文献２にも正弦波にてモータを位置センサレス方式にて駆動する起動方法が示されている。
【００１０】
また、特許文献３には、矩形波にてモータを位置センサレス方式にて駆動する起動方式が示されている。
【００１１】
これらの技術は、モータが停止している時、ステータの通電位相が不明であるため、モータの回転子を強制的に移動、回転させることで起動させ、起動状態における安定性が確保された場合に通常運転に切替える起動方法であるが、このような強制的に回転子を動作させるための強制的な電圧印加方法は、誘導電動機では良く知られる方法であり、周波数と電圧の比率を一定に保つ方法として、Ｖ（電圧）／ｆ（周波数）駆動と呼ばれるものであり、インバータ制御技術では、ごく当然の技術がある。
【００１２】
永久磁石電動機の場合、誘導電動機とは異なり、前記のＶ／ｆ駆動と呼ばれる強制的な電圧印加にて起動したとしても、定格運転状態まで加速することが難しい。これは永久磁石電動機が同期電動機のため、回転子の位置に応じて固定子を通電する必要があるためであるが、位置センサレスの場合、位置が不明であるが故に強制的な電圧印加にて起動した場合に定格運転状態となる以前に、定格運転状態でも駆動可能な位置センサレス方法に切替える必要があった。
【００１３】
また、特許文献１は、インバータから出力される出力電圧とモータ電流の位相差を一定に保つことで駆動するセンサレス方式における起動方法について示されており、起動時もこの電圧と電流の位相差を検出して、起動したか否かの判定を行っている。
【００１４】
初期デューティー基準値は、起動時の負荷トルクよりも低いトルクを発生させる程度のデューティーを設定し、徐々にデューティーを上昇させながら、周波数も上昇させて加速する。位相差のバラつきが大きい振動、脱調している状態Ｂを通過した後に、位相差のバラつきが小さくなる領域までデューティーおよび周波数を上昇させる起動方法である。
【００１５】
上述のような起動方法の場合、電動機の仕様に応じて基準デューティーやデューティーと周波数の上昇度合い等は、予め設定する値であり、異なる電動機がインバータに接続された場合、予め設定しているこれらの値は変更する必要がある。
【００１６】
また、位相差のバラつき度合いで安定起動状態か否かを判断しているが、バラつき度合いも電動機の仕様に応じて変化するもののため、電動機に応じたバラつき度合いを予め計測しておく必要があり、電動機によってはバラつき度合いに大小の差が発生し安定した運転が困難な場合があった。
【００１７】
さらに、電圧と電流の位相差情報から、安定起動状態を検出するため、電気１周期、例えば、極数＝４のモータの場合は１／２回転、極数＝６のモータの場合は１／３回転、に１回検出することが可能であるが、安定起動を検出する状態は、強制的な通電状態であり、インバータから出力する電圧は、モータを強制的に回転させるために与えられるため、回転する周波数の上限値は電気周期で１０〜１５Ｈｚ程度であり、回転数は低い状態である。
【００１８】
回転周波数が低いにも関わらず、電気１周期に１回のみの検出では、起動の安定状態を検出するには比較的長い時間が必要となる。また、インバータから出力する電圧を徐々に上昇させる場合に、１周期に１回の検出で電圧を決定することとなり、電圧を上昇させている起動状態も長い時間が必要となり、制御性が悪かった。
【００１９】
特許文献１に示されている技術においても、予め設定されている印加電圧量や周波数はインバータに接続されている電動機に応じて設定されている値であり、異なる仕様の電動機の場合、これらの値を再設定する必要があり、異なる仕様の電動機には対応できなかった。
【００２０】
さらに、安定に起動する周波数に到達する前から緩やかに電圧変化を行うため、１周期に１回の検出で判断するためには、強制的な起動状態から通常運転に移行させることになり、長い時間を要していた。
【００２１】
また、特許文献２に示されている技術は、電圧および電流を検出し、これらから磁束情報を演算して、磁束の位相と周波数から強制的な起動状態から安定状態に移行したか否かを判断している。さらに、安定状態に移行した後に、更に、加速し、安定状態を再度確認するシーケンスが示されている。
【００２２】
特許文献２に示されている技術も判断する周波数は、予め設定された値であり、所定の電圧にて起動し、所定の電圧まで上昇させるとされている。従って、電動機仕様に応じて予め設定される所定の値を設定する必要があり、仕様のわからない異なる電動機には対応できなかった。また、更に加速し、再度安定状態を確認する周波数も予め設定された所定の周波数だけであるため、仕様のわからない異なる電動機には対応できなかった。
【００２３】
さらに、検出した電流と電圧を積分演算し、演算によって求められた磁束のゼロクロスとその周波数から起動の判定を行う構成が取られており、特許文献２も特許文献１と同様、電気的な１周期が経過しないと判別できない構成になっている。
【００２４】
さらに、中間制御周波数まで周波数を上昇させて判別するのであるが、モータの軸負荷によっては中間周波数まで加速不能な場合も存在する。これは、強制的な通電である為であり、モータの回転子が固定子に印加しているインバータの周波数に追従できなければ回転しないため、この状態で起動判別を行うと言うものであるが、これも電動機の仕様に応じて変化する要素であるため、仕様のわからない異なる電動機には対応できなかった。
【００２５】
また、特許文献３に示されている技術は、矩形波によるセンサレス駆動方式の起動方法を示すものである。矩形波駆動は、通電を休止する休止区間が存在する。この休止区間中に、永久磁石電動機の端子に発生する逆起電圧を検出して、センサレス駆動を行うのが、矩形波駆動のセンサレス方式である。
【００２６】
この特許文献３には、矩形波駆動のセンサレス方式は、モータの逆起電圧を検出する方式であるが、モータが回転しない場合、逆起電圧は発生しないので、強制的に回転させ、逆起電圧を強制的に発生させる起動状態と、強制的であっても発生した逆起電圧を利用してセンサレス駆動を行うセンサレス駆動状態と、を切替える技術が示されている。
【００２７】
矩形波駆動の場合、休止区間がなければセンサレス駆動に切替えできないため、正弦波で駆動する方法の起動方法に採用することはできなかった。
【００２８】
さらに、特許文献４に示されている技術は、電動機の回転子の停止位置を推定し、推定いた停止位置よりセンサレス駆動する技術である。このような停止位置を推定する技術は、電動機の仕様を表す電動機定数が既知である必要があるが、特許文献４に示されている技術は、電動機定数が未知の場合でも対応可能と記載されている。
【００２９】
しかしながら、特許文献４に示されている技術では、γ軸方向に流す交番電流の設定方法が記載されておらず、交番電流を流すためのステップ状の電流指令は、電動機定数がある範囲内の値である必要があり、電動機の仕様、換言すれば、電動機定数が全く異なる電動機の場合、ステップ状の電流指令を変更する必要があり、これも電動機の仕様に応じた所定の値が必要であるため、仕様のわからない異なる電動機には対応できなかった。
【００３０】
また、特許文献５に示されている技術は、ｑ軸電流制御のゲインを０にすることでｑ軸電圧を０出力とし、電動機の回転子の位置を固定するものである。電動機の回転子の位置を固定する方法は、位置が固定されるまでの時間、回転子が振動してしまうという課題があった。この特許文献５に示されている技術は、この振動を短時間で抑制することを特徴としているが、振動が抑制されるとしても、無くならない訳ではないので、電動機仕様によっては振動が大きく発生する可能性があり、仕様のわからない異なる電動機には対応できなかった。
【００３１】
本発明は上記の課題を解決するために鑑みられたもので、仕様の異なる電動機であっても、起動に必要な電圧量をインバータ自身で設定することを目的とする。また、印加電圧量、加速する周波数および起動判別を行う周波数を起動時の電動機の軸負荷に応じてインバータ自身が適値に収束させることで、電動機の確実な起動を実現することを目的とする。また、印加電圧量、加速する周波数および起動判別を行う周波数を起動時の電動機の軸負荷に応じてインバータ自身が適値に収束させることで、起動状態を判別することを目的としている。
【００３２】
さらに、本発明は座標変換を用いて電流・電圧の瞬時値から電流・電圧の位相関係を把握することによって、短時間に起動状態を判別することを目的としている。
【００３３】
【課題を解決する手段】
本発明の電動機の駆動装置は、永久磁石電動機に電圧を印加して所定の周波数にて駆動する電動機の駆動装置において、前記永久磁石電動機の起動時に、印加する電圧をゼロから増加させ前記永久磁石電動機に流れる電流の位相が前記印加する電圧の位相に対して遅れ位相となるかを判断し、前記遅れ位相が発生した時点の電圧に基づいて前記永久磁石電動機の起動時の電圧を設定する電圧設定手段を備えたものである。
【００３４】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１を示す回路ブロック図である。図１において、永久磁石電動機１を駆動するインバータ出力部２から電動機１へ流れるモータ電流（３相のうちの少なくとも２相の電流）を電流検出器３にて検出する。ここで、電流の検出については、ある１相と直流側で電流を検出しても良いし、あるいは、直流側のみで電流を検出してもよく、電流が検出できればどこから検出してもよい。インバータ出力部２は図示されていないが直流電源に接続されている。直流電源は、例えば交流の商用電源を整流して生成された直流電圧による直流電源などで構成されている。電流検出器３にて検出されたモータ電流（U相、V相、W相のうちの少なくとも２相）は、γδ軸へ変換する電流座標変換器４で、γ軸電流とδ軸電流とに座標変換される。γδ軸変換については、後述する。
【００３５】
電流座標変換器４にて座標変換されたγ軸電流とδ軸電流は、ローパスフィルタ５を通して、電圧生成器６へ入力され、γ軸電圧およびδ軸電圧が生成される。そして、電圧生成器６にて生成されたγ軸電圧Ｖγおよびδ軸電圧Ｖδは電圧座標変換器７にてインバータ出力部２から出力される３相のモータ印加電圧（Vｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）の指令値Ｖｕｖｗに変換される。
【００３６】
また、インバータ出力部２にて発生させたい周波数を指令する外部より与えられるインバータ周波数指令ｆｉｎｖは、ゲイン１０を介して角周波数ω＊に変換され、積分器１１によって、角周波数ω＊が位相角度θｍに変換される。積分器１１の出力である位相角度θｍが電流座標変換器４と電圧座標変換器７に入力され、電流座標変換器４においては、位相角度θｍに基づいてγδ軸電流に変換され、電圧座標変換器７においては、位相角度θｍに基づいて３相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）軸電圧に変換される。なお、本実施の形態では、３相軸電圧に変換するとしているが、変換される指令値Ｖｕｖｗは、インバータ出力部２より電動機１へ出力する指令値であれば良いことは言うまでもない。ここで、本実施の形態では、インバータ出力部２、電流検出器３、電流座標変換器４、ローパスフィルタ５、電圧生成器６、電圧座標変換器７、ゲイン１０、積分器１１によって駆動装置５０（インバータ装置ともいう）が構成されており、この駆動装置５０により、永久磁石電動機１を所定の周波数で駆動する。
【００３７】
次に、γδ軸変換について説明する。ｄｑ軸に関しては電動機１の磁束方向であるｄ軸とｄ軸より９０度進んだ直交軸をｑ軸と定義することが一般的であるが、ｄｑ軸は、電動機１の回転子によって定義される座標軸であるため、電動機１が回転前の状態で、かつ位置センサレスである本発明のような場合においては、ｄｑ軸は不明である。
【００３８】
しかしながら、駆動装置（インバータ装置）５０から電動機１へ印加する回転軸はインバータ装置５０自らが指示する（発生させる）回転軸であるため既知である。そこで、このインバータ装置５０によって生成される回転軸を本発明ではγδ軸と定義する。電動機１が停止している状態では、外部からのインバータ周波数指令ｆｉｎｖは０であるから、積分器１１の出力である位相角度θｍも０となる。電動機１に起動の指示を行う場合には、外部からのインバータ周波数指令ｆｉｎｖをインバータ装置５０に与え、インバータ装置５０によって強制的に電圧を電動機１に印加する。例えば、インバータ周波数指令＝１Ｈｚの場合、図２に示すような位相角度が生成される。図２は時間に対する位相角度の変化を表した図である。図において、横軸は時間ｔを表し、縦軸は位相角度を表している。図より、位相角度θｍは、周波数の積分値であり、１秒間で０〜２πの範囲まで直線的に変化し、２πを超えると０にリセットされる。
【００３９】
ここで、所定周波数としてインバータ周波数指令を１Ｈｚとしたが、何も１Ｈｚでなくとも良く、電動機の極数も考慮した０より大きな機械的な回転数を設定してもよい。この時、周波数の設定で必要なのは極低速となる周波数を設定しておくことであり、極低速となる周波数を所定周波数として設定しておけば電動機の仕様に応じる必要性がなくなる。ここで、極定速とは、強制的にＶ／ｆを印加して駆動可能な強制Ｖ／ｆ駆動の低速の回転数であり、たとえば、定格回転数の１０％以下のような非常に遅い回転数である。ここで、極定速は０より大きく６ｒｐｓ（３６０ｒｐｍ）以下であることが望ましく、小さければ小さいほど良い。好ましくは３ｒｐｓ（１８０ｒｐｍ）以下が望ましい。
【００４０】
そこで、この通電角度の０度の方向をγ軸、γ軸に対して９０度の方向をδ軸と定義すると、γ軸はｄ軸に対応し、δ軸はｑ軸に対応する軸となる。図３は、γδ軸とｄｑ軸との関係を示した図である。図３において、横軸はｄ軸、縦軸はｑ軸であり、ｄｑ軸に対するγ軸およびδ軸の位置関係を表している。また、Δθはｄｑ軸とγδ軸の位相差を表し、矢印の方向に角速度ωで回転することを表している。ｄｑ軸とγδ軸には、Δθの位相差があり、Δθ＝０の場合、ｄｑ軸とγδ軸は一致する関係にある。
【００４１】
このγδ軸上で、ある電圧ベクトルを出力するようにインバータ装置５０が電動機１に電圧を印加すると、電動機１が回転するか否かに関わらず、電動機１に電流が流れる。仮に、電動機１の回転子が回転していない場合、印加する電圧Ｖ０と流れる電流Ｉ０は、同位相となるので、γδ軸上でみると、印加する電圧と流れる電流は、同一方向を向いているベクトルとなる。この様子を図４に示す。図４はγδ軸上の電圧と電流のベクトル図である。図４において、横軸はγ軸、縦軸はδ軸であり、印加する電圧がＶ０、流れる電流がＩ０である。
【００４２】
次に、インバータ周波数指令ｆｉｎｖを一定状態に保ち、かつ印加する電圧ベクトルの位相を一定のまま、印加している電圧量を増加させると、電圧ベクトルの方向は一定のまま、ベクトルの長さのみ増加することとなる。その後、電動機１の回転子がインバータ装置５０から出力されている強制回転磁界に追従して、回転し始める場合、電動機１に流れる電流Ｉ１は、印加電圧Ｖ１より遅れ位相となる。この様子を図５に示す。図５はγδ軸上の電圧と電流のベクトル図である。図５において、横軸はγ軸、縦軸はδ軸であり、印加電圧がＶ１、流れる電流がＩ１である。
【００４３】
電圧と電流が同位相である状態は、電動機１での発生トルクが起動トルク以下であるため、電動機１にインダクタンス成分が発生せず、抵抗成分のみが作用しており、すなわち電動機１が抵抗負荷特性を示していることを意味する。電動機１が回転し始めるのは、発生トルクが起動トルクを上回る場合であるが、この状態は、電動機１のインダクタンス成分が作用し始めるためで、インダクタンス成分があるため電流ベクトルの位相が電圧ベクトルに対して遅れ始める。
【００４４】
電流ベクトルが電圧ベクトルに対して位相遅れが発生した時点が、電動機１が回転し始めた時点であることから、位相遅れとなる電圧量を印加すれば、電動機１を起動させることが可能になる。また、電動機１の起動時に作用する負荷により軸トルクが変化しても位相遅れとなる電圧量を印加すれば良いので、起動時に必要な電圧量をインバータ装置自身で設定できる。すなわち、この軸トルク以上のトルクを発生させる電圧量（位相遅れとなる電圧量）を印加させれば電動機１は起動できる。この動作フローチャートを図６に示す。図６は本発明の実施の形態１を表す駆動装置の制御フローチャート図である。
【００４５】
図において、Ｓ−１は印加電圧を０にする印加電圧ゼロステップ、Ｓ−２は印加する電圧を増加させる印加電圧設定ステップ、Ｓ−３は電圧ベクトルに対して電流ベクトルが位相遅れ状態かどうかを判断する位相遅れ判断ステップ、Ｓ−４はＳ−３の位相遅れ判断ステップにて電流ベクトルに位相遅れがあると判断した場合に印加電圧量を一定にする印加電圧一定化ステップである。ここで、図６に示すフローチャートの制御動作は図１に示した電圧生成器６にて行なわれる。
【００４６】
図６のように、印加電圧を増加させていき電流ベクトルの位相遅れが生じた場合（すなわち電動機１が起動できる電圧になっている。）に印加電圧の増加を停止して電圧一定にすれば、電動機１を起動できる印加電圧量が得られる。したがって、仕様の分からない電動機であっても、インバータ装置自身で電動機１の起動できる電圧量を設定できる。
【００４７】
以上のように、本実施の形態では、永久磁石電動機１に電圧を印加して所定の周波数にて駆動する電動機の駆動装置５０において、永久磁石電動機１に流れる電流の位相が印加する電圧の位相より遅れ位相となるように電圧を設定する電圧設定手段（電圧生成器６）を備え、電圧設定手段６により得られた電圧を印加することにより永久磁石電動機１を起動するようにしたので、電動機定数を必要としない起動シーケンスであるため、異なる電動機仕様によっても同一シーケンスにて実行可能となり、ソフトウェアの標準化による低価格化、及びソフトウェアの信頼性の向上に寄与する。さらに、起動に関わる電圧設定作業が軽減できるため、設計負荷軽減による低価格化が実現できる。また、瞬時電流値を用いて起動電圧を設定可能となるため、起動に要する時間の短縮化することが可能となる。また、如何なる負荷状態においても、起動可能な起動時の必要電圧量を設定することが可能となり、起動可能な範囲の拡大、起動に対する信頼性の向上が望め、起動時の負荷範囲の拡大に寄与する。
【００４８】
また、電圧設定手段（電圧生成器６）は、永久磁石電動機１に流れる電流の位相が印加する電圧の位相より遅れ位相となるまで電圧を変化させることによって、永久磁石電動機１を起動させるのに必要な電圧量を設定するようにしたので、電動機１が停止中から円滑に起動でき、低振動で低騒音な駆動装置が得られる。
【００４９】
また、永久磁石電動機１に電圧を印加して所定の周波数にて駆動する駆動装置５０において、永久磁石電動機１に印加される周波数を積分して生成される位相角度の０度の方向をγ軸、このγ軸より回転方向に９０度進んだ方向をδ軸、とするとき、永久磁石電動機１に流れる電流をＵＶＷ座標系からγ軸およびδ軸より構成されるγδ座表系に変換する電流座標変換手段（電流座標変換器４）と、電流座標変換手段４よりの電流ベクトルの出力に基づいて、γδ座標軸上の電圧ベクトルの位相を一定の状態で、電流ベクトルが電圧ベクトルより遅れ位相となる時点まで電圧ベクトルの大きさを変化させて、永久磁石電動機１が起動するのに必要な電圧量を設定する電圧設定手段（電圧生成器６）と、電圧設定手段６により設定されたγδ座標軸上の設定電圧をＵＶＷ座標軸上の電圧に変換する電圧座標変換手段（電圧座標変換器７）と、を備えたので、座標変換手段４、７を用いているため、電気角度１周期が経過するまでもなく、瞬時電流および瞬時電圧より回転動作を開始する起動時の必要電圧を瞬時に決定できる更なる効果を有する。また、γδ軸に座標変換することによって、電気角度１周期が経過するまでの長時間を費やすこともなく、ベクトル上で回転動作を開始する起動時に必要な電圧を瞬時に決定できる。
【００５０】
次に、電流の遅れ位相の簡単な検出方法について記述する。図７は電流の遅れ位相の検出方法について説明するためのベクトル図である。図において、横軸はγ軸、縦軸はδ軸を表している。Ｖ１は印加電圧ベクトル、Ｉ１は電流ベクトル、Δθ１は電圧ベクトルに対する電流ベクトルの遅れ位相である。印加電圧のベクトル方向を座標軸と同一方向、例えば、図７に示すようにδ軸方向に電圧Ｖ１を出力する。このとき、電流Ｉ１の遅れ位相Δθ１を検出することと電流Ｉ１のγ軸成分の極性が正となることは同義なので、印加電圧Ｖ１をγδ軸の座標軸上に発生させることによって、電流ベクトルＩ１の位相角度を演算する必要がなくなり、座標変換後の電流の極性に着目すれば、位相遅れΔθ１を検出できる。
【００５１】
以上のように、γδ座標系のγ軸上あるいはδ軸上のいずれかに電圧ベクトルを出力し、γ軸あるいはδ軸のうち、電圧ベクトルの出力されていない方の座標軸における電流の極性により電流ベクトルの位相が電圧ベクトルの位相より遅れていることを検出するようにしたので、座標軸上に印加電圧のベクトルを設定することによって、電流の位相遅れを極性検出のみで簡単に検出でき、演算によらないため、処理能力が低いＣＰＵでも実現可能となる更なる効果を有する。
【００５２】
すなわち、座標軸上に印加電圧のベクトルを設定することによって、電流の位相遅れΔθ１を極性検出のみで簡単に検出でき、演算によらないため、処理能力が低いＣＰＵでも実現可能となり、低コストで対応できる。
【００５３】
また、図７はδ軸上に電圧Ｖ１を出力して遅れ位相Δθ１を検出する方法を示したが、別にδ軸上に電圧ベクトルを出力せず、γ軸上に出力しても上記と同様の効果を有することはいうまでもない。この場合は、γ軸上に電圧ベクトルＶ１を設定した場合、電流Ｉ１のδ軸成分が負の極性となる時点の電圧印加量（極性変化電圧）以上にて電圧を印加することで電動機１を起動することが出来る。
【００５４】
さらに、上述では、モータ１に印加する電圧量を０から徐々に上昇させるよう構成しているが、なにも、上昇させなければならないわけでなく、ある設定電圧値より徐々に低下させ、位相遅れが無くなる時点の電圧量よりも大きい電圧を印加して起動するように構成しても問題はない。ただし、電動機１が停止中から円滑に起動するよう構成するのであれば、印加電圧量を徐々に上昇させるよう構成した方が良いことは明確である。
【００５５】
したがって、本実施の形態では、γδ座標系のγ軸上あるいはδ軸上のいずれかに電圧ベクトルを出力し、γ軸あるいはδ軸のうち、電圧ベクトルの出力されていない方の座標軸における電流の極性が変化するまで、電圧ベクトルの大きさを増加させて永久磁石電動機の起動に必要な電圧量を設定する電圧設定手段を備えたので、電圧を徐々に上昇させることによって、電動機１を停止中から円滑に起動するよう構成することが可能となる更なる効果を有する。
【００５６】
またさらに、電流位相が遅れ位相となった直後に、印加電圧の上昇を停止せず、さらに、予め設定された電流値に電流が大きくなるまで印加電圧量の上昇を継続してもよい。この場合の制御フローチャートを図８に示す。図８は本実施の形態を表す駆動装置の制御フローチャート図である。図８において、図６との違いは、Ｓ−１０で示す電流成分が設定値を超えたかどうかの電流設定値判断ステップを有しており、この判断ステップにて判断して印加電圧の上昇を停止させ電圧を一定化させる点にある。
【００５７】
図において、Ｓ−１は印加電圧を０にする印加電圧ゼロステップ、Ｓ−２は印加する電圧を増加させる印加電圧設定ステップ、Ｓ−３は電圧ベクトルに対して電流ベクトルが位相遅れ状態かどうかを判断する位相遅れ判断ステップ、Ｓ−１０はＳ−３の位相遅れ判断ステップにて電流ベクトルに位相遅れがあると判断した場合に電流値（電流成分）が予め設定された所定値（減磁電流以下の所定値）を超えたかどうかを判断する電流設定値判断ステップ、Ｓ−４はＳ―１０の電流設定値判断ステップにて電流値（電流成分）が予め設定された所定値を超えたと判断した場合に、印加電圧量を一定にする印加電圧一定化ステップである。ここで、図８に示すフローチャートの制御動作は図１に示した電圧生成器６にて行なわれる。
【００５８】
図６に示したように電流位相が遅れ開始直後に印加電圧の上昇を停止するように制御した場合、電動機１の起動に必要な最小限の印加電圧量しか印加できない。そのため、負荷トルクの変動が小さい場合には問題ないが、負荷トルクの変動の大きな圧縮機用電動機などの場合には、印加電圧の上昇停止直後は回転し始めたが、その後、負荷トルクの脈動などの外乱によって、電動機１がロックしてしまう可能性がある。
【００５９】
そこで、図８に示したように起動に必要な最小限の印加電圧よりも多少大きい電圧量を印加した方が電動機１の回転状態を維持しやすい。しかしながら、あまりに大きな電流が流れるほど電圧を印加すると、電動機１は減磁する恐れがある。よって、減磁電流以下の予め設定された電流値となるまで印加電圧の上昇を継続すれば、負荷トルクの変動によって電動機１が停止することもなく、また減磁することもない。
【００６０】
したがって、図８に示したように起動に必要な最小限の印加電圧よりも多少大きい電圧量を印加する構成にすることによって、電動機１を減磁させることなく、トルク脈動などの外乱に対しても影響の少ない起動電圧量を設定することが可能となる。
【００６１】
すなわち、本実施の形態では、電圧ベクトルの出力されていない方の座標軸における電流の極性が変化するときの電圧である極性変化電圧を第１の所定電圧、永久磁石電動機に減磁電流が流れるときの電圧である減磁電圧を第２の所定電圧とするとき、第１の所定電圧以上で、かつ第２の所定電圧よりも小さな電圧範囲内となるまで、電圧ベクトルの大きさを増加させて永久磁石電動機１の起動に必要な電圧量を設定する電圧設定手段（たとえば電圧生成器６）を備えたので、電動機１を減磁させることなく、トルク脈動などの外乱に対しても影響の少ない起動電圧量を設定することが可能となる更なる効果を有する。
【００６２】
ここで、電動機１に希土類磁石が用いられている場合、常温状態での希土類磁石の減磁電流レベルは非常に高い。そのため、永久磁石電動機１に希土類磁石を使用するようにすれば、減磁の影響を考慮しなくて良くなり大雑把な簡単な制御で良くなるので、ＣＰＵでの分解能を小さくすることで、安いＣＰＵで対応出来るようになり、低コストで小形の電動機駆動装置を得ることができる。また、電流の検出精度も低いものを使用できるようになり、安価な電流検出器を適用できる。
【００６３】
また、一例として図６に示したようにδ軸上に電圧を印加して制御する場合で説明するが、電流位相が遅れ始めても、さらに、電圧印加量の上昇を停止しない場合、電流の位相が更に遅れる状態になる。これは、γ軸電流成分の上昇度に対し、δ軸電流成分の上昇度は小さく、さらには、δ軸電流成分は、増加せず減少する場合もある。
【００６４】
この特性を利用して、δ軸電流とγ軸電流の比率（Ｉγ／Ｉδ）の関係が予め設定された値となるまで、電圧印加の上昇を継続するよう構成する。このように構成しても、上記と同様に、外乱に対し影響を受けにくくなる起動電圧の設定が可能になる。
【００６５】
すなわち、本実施の形態では、電流座標変換手段の出力であるγ軸電流とδ軸電流の比率（Ｉγ／Ｉδ）が、予め設定された所定値の範囲内となるまで、電圧ベクトルの大きさを増加させて永久磁石電動機の起動に必要な電圧量を設定する電圧設定手段を備えたので、如何なる負荷状態においても、起動可能な起動時の必要電圧量を設定することが可能となる。さらには、外乱による影響をなくすように構成することが可能となる更なる効果を有する。
【００６６】
さらに、例えば、電流ベクトルＩ１の位相が電圧ベクトルの位相に対し２０度以上遅れると、インバータ装置５０にて発生させている回転磁界に電動機１が追従しにくくなる。特に、起動トルクが大きい場合、位相が２０度以上遅れると、回転状態が確保されなくなる。このような場合、起動失敗となるので、電動機１がインバータ装置５０の回転磁界に追従する電流ベクトルが２０度以内の遅れとなるように印加電圧の上昇を停止させれば良い。また、外乱の影響を受けにくくするために、２度以上の位相遅れが発生するよう印加電圧を設定した方がよい。すなわち、電流ベクトルＩ１の位相は電圧ベクトルの位相に対して、位相差が２度以上２０度未満の位相遅れの範囲内になるように設定した方がよい。
【００６７】
すなわち、本実施の形態では、γδ座標系において、電流ベクトルの電圧ベクトルに対する位相遅れが２度以上２０度以下の範囲内となるまで電圧ベクトルの大きさを増加させて永久磁石電動機の起動に必要な電圧量を設定する電圧設定手段６を備えたので、如何なる負荷状態においても、起動可能な起動時の必要電圧量を設定することが可能となる。さらには、外乱による影響をなくすように構成することが可能となる更なる効果を有する。
【００６８】
この場合の制御フローチャートについては、図示しないが、図８におけるｓ−１０ステップにおける印加電圧の上昇継続の条件を上記のように位相遅れ範囲を２度以上２０度未満の位相遅れの範囲内かどうかの判定に変更するだけでよいことは言うまでもない。
【００６９】
またさらに、上述では、正弦波駆動方式を前提に記述したが、何も正弦波駆動だけではなく、矩形波駆動に適用することが出来ることは言うまでもない。さらに、永久磁石電動機だけでなく誘導電動機に適用可能することも可能である。これらに適用した場合でも、同等効果を有することは言うまでもない。
【００７０】
以上のように構成することによって、仕様の異なる電動機であっても起動に必要な電圧量をインバータ装置自身で設定することが可能となり、電動機ごとに駆動装置を選定したり、新たに開発する必要がなくなる。また、制御アルゴリズムの統一化による標準化や電動機を搭載する製品（たとえば圧縮機の場合は、高圧側と低圧側との差圧、冷媒温度、起動トルク範囲条件など）を変更するたびに設計する必要のあった電動機ごとの仕様値（たとえば、トルク範囲、イナーシャ、負荷側の粘性係数、周囲温度条件など）の設計期間の短縮化を図ることが可能となる。
【００７１】
したがって、本実施の形態の駆動装置を用いれば、如何なる負荷状態においても、起動可能な起動時の必要電圧量を設定することが可能となるので、仕様の異なる電動機であっても、問題なく起動できる。さらには、外乱による影響をなくすように構成することも可能であり、外乱の影響を受けない安定した起動のできる電動機駆動装置が得られる。
【００７２】
実施の形態２．
図９は、本発明の実施の形態２を示す回路ブロック図である。図９において、図１〜図８と同等部分は、同一符号を付して説明を省略する。図９において、周波数設定手段である周波数設定器１２は、電圧生成器６からの動作指令（信号）により動作を開始し、ローパスフィルタ５を通った電流座標変換器４の電流値Ｉγ、Ｉδも入力され、この電流値Ｉγ、Ｉδに応じて、外部より入力されるインバータ周波数指令にΔｆを加算した周波数ｆｉｎｖを設定する。したがって、ゲイン１０には加算周波数量Δｆが加わった周波数指令ｆｉｎｖが入力される。
【００７３】
電圧設定手段である電圧生成器６は、実施の形態１で説明した通り、実施の形態２でも同様に、電動機１に流れる電流ベクトルＩ１の位相が印加する電圧ベクトルＶ１の位相より遅れるまで、印加電圧量を上昇させる。また、この電圧生成器６は、本実施の形態では、電圧の上昇が停止したことを周波数設定器１２へ伝達（信号を送信）する動作も行う。この信号の伝達経路を図９では、点線矢印で示している。
【００７４】
図９に示した周波数設定器１２は、電圧生成器６にて電圧の上昇が停止した場合に、インバータ出力部２が強制的に印加している回転磁界の周波数を変化させるよう、インバータ出力部２の周波数を変更するように作用する。電圧生成器６で電圧の上昇が停止するまでは、周波数設定器１２の出力は０であるため、インバータ出力部２より出力される周波数は、外部より指示される周波数指令は、ｆｉｎｖと一致する。（図９においても図１における周波数と同一である。）
【００７５】
ここで、本実施の形態では、インバータ出力部２、電流検出器３、電流座標変換器４、ローパスフィルタ５、電圧生成器６、電圧座標変換器７、ゲイン１０、積分器１１、周波数設定器１２によって駆動装置（インバータ装置）５１が構成されており、この駆動装置５１により、永久磁石電動機１を所定の周波数で駆動する。
【００７６】
本実施の形態では、印加する電圧の上昇が停止した後の動作が、実施の形態１と異なっている。これを図１０のフローチャートを用いて説明する。図１０は本実施の形態を表す駆動装置の制御フローチャート図である。図１０において、ステップＳ−１〜Ｓ−４までは図６と同等であり、説明を省略する。図１０では、ステップＳ−４で印加電圧の上昇が停止され、印加電圧が一定になると、今度は、ステップＳ−１１の周波数設定ステップにてインバータ出力部２より出力している周波数を上昇させる。
【００７７】
ここで、強制的な回転磁界に電動機１の回転子が追従している状態、この状態を強制通電と呼ぶが、この強制通電の状況下において、インバータ装置５１より出力している周波数を増加することは、強制通電状態で電動機１が回転している状態の場合には、加速することを意味する。
【００７８】
強制通電状態は、あくまで、回転子がインバータ装置５１の出力している回転磁界に追従して回転しているだけであるので、ある周波数を超えると追従できなくなり、軸ロック状態になり停止する。そこで、印加する電圧量を設定する場合は、電流位相が電圧位相より遅れる瞬間まで電圧量を上昇させるが、周波数に関しては、電流位相が電圧位相より進むまで周波数を増加させ続ける。（Ｓ−１１、Ｓ−１２、Ｓ−１３）
【００７９】
すなわち、Ｓ−１１の周波数設定ステップにて周波数を増加させ、Ｓ−１２の電流位相進み判断ステップにて電流位相が電圧位相に対して進み状態となるかを判断し、Ｓ−１２にて電流位相進み判断ステップにて電流位相が電圧位相に対して進み状態であると判断された場合には、Ｓ−１３の周波数一定化ステップにて周波数の増加を停止して周波数を一定にする。
【００８０】
電動機１が回転し始めると、回転子の磁石磁束の影響から、電動機１の固定子側に誘導電圧（逆起電圧とも呼ぶ）が発生する。この誘導電圧の発生により、電流位相が電圧位相に対し変化する。この電流位相の変化を図１１に示す。
【００８１】
図１１は本実施の形態を表すインバータ周波数と電流スカラー量、位相の関係を説明するための図である。図において、横軸はインバータ周波数であり、縦軸は電流スカラー量、および電圧ベクトルに対する電流ベクトルの位相を表している。周波数設定器１２によって、インバータ出力部２から出力されるインバータ周波数（図９に記載のω*）を徐々に上昇させると、電流ベクトルＩ１は周波数の上昇と共に位相が遅れ、電圧ベクトルに対し位相が４５°遅れに漸近する。４５°遅れ付近になると、電流のスカラー量が低下し始め、電流スカラー量が最小値付近に漸近すると、電流位相が急激に進み始め、電圧ベクトルを追い越し、進み位相状態となる。
【００８２】
さらに加速を続けた場合、インバータ周波数にモータの回転が追従できず、また電流のスカラー量が増加し、位相が遅れはじめ、位相角が遅れ方向の電流ベクトルとなって、回転が確保できなくなる。
【００８３】
この現象の概念図が図１１である。ここで、図に示す回転確保領域とは、強制通電による回転が開始される時点から、強制通電による回転磁界に追従できなくなる直前の状態までの範囲を表している。そこで、図１１に示すような電流位相の急激な進み方向への変化を検出し、その状態で加速を終了するようにすれば、回転確保領域中において印加される負荷トルク量に関わらず、加速の限界周波数が検出できるので、加速の限界周波数を自動設定できる。
【００８４】
したがって、本実施の形態では、電圧設定手段６にて設定された電圧にて、電圧座標変換手段７に入力される電圧ベクトルの位相よりも、電流座標変換手段４から出力される電流ベクトルの位相が進むまで周波数を上昇させて加速する周波数設定手段１２を備えたので、インバータ５１（電圧設定手段である電圧生成器６）にて自動設定された電圧にて起動し、加速限界まで加速させるため、如何なる負荷条件であっても電動機を確実に起動させることが可能となる。さらに、如何なる仕様の電動機であっても、同一の起動方式を構成できるので、インバータを構成するプログラムの標準化が実現でき、プログラムの信頼性向上、起動性能の信頼性向上に繋がる。
【００８５】
ここで、電流ベクトルの急激な位相進みを検出するには、実施の形態１で説明したように、出力する電圧ベクトルをγ軸もしくはδ軸軸方向と同一方向とすることにより、電流ベクトルの正負の極性検出という安価な方法で実現できる。電流ベクトルの正負の極性を検出すれば、電流ベクトルの急激な位相進みを検出することができる。
【００８６】
また、電流ベクトルにリップルが重畳すると、電流ベクトルが円方向に前後するため、位相の進みか遅れかの判定が難しい。すなわち、電圧ベクトルの位相は変化しないが、電流ベクトルは、周波数に応じてその絶対値が変化しながら位相も変化するのでそこで、位相の進みか遅れかの判定が難しい。インバータ装置５１にて出力している強制的な回転磁界の１周期の平均が位相進みとなった場合に、周波数の増加を終了するように構成すると、電流にリップルが重畳されていても、１周期の平均値をとれば、１個の値が得られるので、電流リップルが重畳していても円滑に位相の進み遅れの状況を検出可能である。
【００８７】
以上のように、本実施の形態で説明した起動方法を構成することによって、如何なる負荷条件であっても電動機を確実に起動させ、さらに加速させることが可能となる。さらに、如何なる仕様の電動機であっても、同一の起動方式を構成できるので、インバータ装置を構成するプログラムの標準化が実現でき、開発期間の短縮、プログラムの信頼性向上、起動性能の信頼性向上に繋がる。
【００８８】
また、電圧設定手段６にて設定された電圧にて、電圧ベクトルの出力されていない方の座標軸上の電流成分の１周期分の平均値の極性により電流ベクトルの位相が電圧ベクトルの位相よりも進んでいるかを判断することによって、電圧ベクトルの位相よりも、電流ベクトルの位相が進むまで永久磁石電動機に印加する周波数を上昇させて加速する周波数設定手段１２を備えたので、急激な位相進みの検出を出力する電圧ベクトルをγ軸もしくはδ軸軸方向と同一方向とすることにより、電流ベクトルの正負の極性検出という安価な方法で実現できる。さらに、１周期の平均を取ることにより、電流にリップルが重畳されていても円滑に位相の進み遅れの状況を検出が実現できる更なる効果を有する。また、１周期の平均を取ることにより、位相の円滑な検出が実現できる。
【００８９】
また、インバータ周波数を上昇する時点での印加電圧量は、実施の形態１で説明した方法を用いたが、なにも実施の形態１で説明した方法でなくともよく、予め設定された電圧量を印加して、その電圧印加量を一定にして周波数を上昇させて加速しても、加速における作用は同様の効果を有することは言うまでもない。すなわち、いかなる仕様の電動機であっても、同一の加速方式が構成できるので、インバータ装置を構成するプログラムの標準化が実現でき、開発期間の短縮、プログラムの信頼性向上、起動性能の信頼性向上に繋がる。
【００９０】
この場合、電圧印加量は、電圧が予め与えられた量であるため、起動トルクや電動機仕様の変動に対し裕度は小さくなるが、上述の方法よりもシーケンスが短くなるので、短時間起動が実現できる。
【００９１】
また、本実施の形態では、永久磁石電動機１に電圧を印加して所定の周波数にて駆動する駆動装置５１において、永久磁石電動機１に印加される周波数を積分して生成される位相角度の０度の方向をγ軸、このγ軸より回転方向に９０度進んだ方向をδ軸、とするとき、永久磁石電動機に流れる電流をＵＶＷ座標系からγ軸およびδ軸より構成されるγδ座表系に変換する電流座標変換手段４と、電流座標変換手段の出力に応じて、γδ座標軸上で一定の所定電圧の状態で、座標変換手段に入力される電圧ベクトルの位相よりも、電流座標変換手段４から出力された電流ベクトルの位相が進むまで永久磁石電動機１に印加する周波数を上昇させて加速する周波数設定手段１２と、を備えたので、座標変換手段４、７を用いることによって、電気角度１周期が経過するまでもなく、瞬時電流および瞬時電圧より回転動作を継続可能な加速周波数までの加速を瞬時に決定できる更なる効果を有する。
【００９２】
また、上記は正弦波駆動方式を前提に説明したが、何も正弦波駆動だけに限定されるものではなく、矩形波駆動方式に適用することが出来ることは言うまでもない。矩形波駆動方式に適用した場合でも、同等効果を有することは言うまでもない。
【００９３】
実施の形態３．
図１２は、本発明の実施の形態３を示す回路ブロック図である。図において、図１〜図１１と同等部分は、同一の符号を付して、説明を略する。
【００９４】
図１２においては、図９にくらべて起動判定部２１が付加されている点が異なる。起動判定部２１は、実施の形態２で説明した周波数の増加終了後に、強制通電状態で電動機１の回転子が回転しているか否かを判別する機能を有するものである。
【００９５】
電動機１が回転しているか否かの判別は、起動判定部２１にてローパスフィルタ５を通った電流座標変換器４により座標変換された電流Ｉγ、Ｉδ、および周波数設定器１２よりの動作指令（信号）をもとにして次のように行う。実施の形態２で述べたように、電動機１の起動は、徐々に印加する電圧量を上昇させ、電圧印加量の設定が完了後に、周波数を増加させて加速し、加速終了した状態で電動機１を強制通電している状態にて行う。
【００９６】
周波数の加速終了は、電流ベクトルの位相が電圧ベクトルの位相より進み位相になった時点で終了され、起動判定部２１へ加速が終了したことが伝達（信号が送付）される。この信号が図１２中では点線矢印で示されている。この時点での電圧、周波数の値で強制通電を行なった場合、電動機１の回転子が回転しているのであれば、電流の位相は進み状態を維持する。しかしながら、加速終了後の状態で、強制通電を行なっている場合に、電動機１の回転子が回転しないしていない際は、電流の位相が遅れ位相に戻る。
【００９７】
従って、加速終了後の通電安定状態で、電流ベクトルの位相を検出すれば、回転しているか否かが判定できる。図１３は、δ軸方向に電圧を印加した場合の回転角度、インバータ周波数、電流の波形を表した図である。図において、横軸は時間を表し、縦軸は回転角度、インバータ周波数、電流を表している。図において、δ軸上に電圧を印加しているので、電流位相が進みになる状態は、γ軸電流が負の極性となることを意味している。
【００９８】
ここで、本実施の形態では、インバータ出力部２、電流検出器３、電流座標変換器４、ローパスフィルタ５、電圧生成器６、電圧座標変換器７、ゲイン１０、積分器１１、周波数設定器１２、起動判定部２１によって駆動装置（インバータ装置）５２が構成されており、この駆動装置５２により、永久磁石電動機１を所定の周波数で駆動する。
【００９９】
図１３は、加速終了後に、電動機１の回転子が回転していた場合の各波形であり、各波形は、上から、回転子の角度（位置センサとしてのエンコーダの信号）、インバータ周波数（強制的な回転磁界の周波数）、γ軸電流、電動機電流を表している。インバータ周波数の上昇の停止後（加速完了後）も、回転子角度を表す波形が変化し続けているため、電動機１は回転し続けていることが読み取れる。また、インバータ周波数の波形より加速完了した時点から周波数が一定になっており、この時点（周波数が一定値になった状態）で加速が完了したことを、図より読み取ることができる。この場合のγ軸電流は、ゼロ点よりも低い値のまま持続されているので、負の極性であることが分かる。
【０１００】
図１４はδ軸方向に電圧を印加した場合の回転角度、インバータ周波数、電流の波形を表した図である。図において、横軸は時間を表し、縦軸は回転角度、インバータ周波数、電流を表している。図１４で表した各波形は、加速終了後に、電動機１の回転子が回転しなかった場合の波形を示す。インバータ周波数の上昇の停止後（加速完了後）に、回転子角度の波形が変化せずほぼ一定となっているため、電動機１は加速終了後に停止している（回転していない）ことが読み取れる。また、インバータ周波数の波形より周波数が一定になっており、図１３と同様に加速完了であることも読み取ることができる。この場合のγ軸電流は、加速が完了した後に一度ゼロ点よりも低い値（負の極性）となって、その後、正の極性に戻っていることがわかる。
【０１０１】
図１３、図１４とも電動機１には電流（電動機電流）が流れているので、電流のみを検出しての直接の観測では、回転しているか否かの判定は難しいが、強制通電でのインバータ上に座標変換（γδ座標変換）したのちの電流からであれば、回転状態か否かの判定は、電圧ベクトルＶ１と電流ベクトルＩ１の位相差（図においてはγ軸電流の極性）から判定できる。
【０１０２】
以上説明したような電圧設定方法により起動時の印加電圧を設定し、周波数設定方法により加速完了の周波数をインバータ装置自身で自動設定することによって、強制通電にて電動機が追従して回転しているか否かの判定が容易に出き、起動の信頼性が大幅に向上する。
【０１０３】
したがって、本実施の形態では、周波数の上昇終了後に、永久磁石電動機１の電流を検出し、検出した電流ベクトルの位相が電圧ベクトルの位相よりも進んでいる場合は起動成功と判断し、検出した電流ベクトルの位相が電圧ベクトルの位相よりも遅れている場合は起動失敗と判断する起動判定部２１を備えたので、強制通電にて電動機１が追従して回転しているか否かの判定が容易に出来、起動の信頼性向上に繋がる。さらには、瞬時電流により起動の判定が出来るので、起動時間の短縮化が図れる更なる効果を有する。
【０１０４】
また、本実施の形態では、起動時の負荷条件に応じた起動時の印加電圧及び加速完了周波数にインバータ装置５２が自動で設定するので、如何なる負荷にも対応可能となり、起動時の負荷範囲の拡大に寄与する。また、電動機仕様に応じて設定していた起動時の印加電圧や周波数も自動的にインバータ装置自身で設定するので、仕様の異なる電動機であってもインバータ装置の標準化が実現でき、標準化によるコスト低減にも寄与できる。更には、瞬時電流により起動の判定が出来るので、起動時間の短縮化が図れる。
【０１０５】
また、上記に説明したように本実施の形態では、徐々に印加する電圧量を上昇させ、電圧印加量の設定が完了後に、周波数を増加させて加速し、加速終了した状態で電動機１の起動状態を判断する構成を取っているが、なにも印加電圧量の設定をインバータ装置自身に適値に設定する方法を取らなくとも、電流の位相が電圧の位相より遅れる所定の印加電圧量を与える構成としても、上記と同等効果を有することは言うまでもない。
【０１０６】
この場合、電圧印加量は、起動トルクや電動機仕様の変動に対し裕度は小さくなるが、上述の方法よりもシーケンスが短くなるので、短時間起動が実現できる。
【０１０７】
またさらに、上記にて説明した例では、正弦波駆動方式を前提に説明したが、何も正弦波駆動だけではなく、矩形波駆動に適用することが出来ることは言うまでもない。矩形波駆動に適用した場合でも、同等効果を有することは言うまでもない。
【０１０８】
以上のように、本実施の形態では、電圧設定手段６にて設定された設定電圧にて、電流の位相が電圧の位相より進むまで周波数を上昇させる周波数設定手段を備え、周波数設定手段により周波数を上昇させることによって加速して永久磁石電動機１を起動させるようにしたので、如何なる負荷条件であっても電動機を確実に加速させることが可能となる。さらに、如何なる仕様の電動機であっても、同一の起動方式を構成できるので、インバータを構成するプログラムの標準化が実現でき、プログラムの信頼性向上、起動性能の信頼性向上に繋がる。
【０１０９】
また、電圧設定手段６により設定された設定電圧にて、電動機電流の位相が、印加する電圧の位相より進むまで周波数を所定の周波数から徐々に上昇させて加速する周波数設定手段と、周波数設定手段による周波数の加速終了後に電流の位相が電圧の位相より遅れている場合に、再度電圧設定手段６により電圧設定を行い再起動させる再起動手段と、を備えたので、強制通電にて電動機が追従して回転しているか否かの判定が容易に出来、起動の信頼性向上に繋がる。また、強制通電にて回転が確保されなかった場合にも、再起動が可能となり、起動の信頼性が向上する。また、非常に低速の回転数にて起動状態を判別できるので、再起動の回数を増加でき、起動の信頼性を更に向上させることが出来る。
【０１１０】
また、電圧設定手段６により設定された設定電圧にて、電動機電流の位相が、印加する電圧の位相より進むまで周波数を所定の周波数から徐々に上昇させて加速する周波数設定手段と、周波数設定手段による周波数の加速終了後に電流の位相が電圧の位相より進み続けている場合に、永久磁石電動機の回転子位置に応じた駆動に切替えるようしたので、如何なる負荷条件であっても電動機を確実に起動させ、さらに加速させることが可能となり、起動時の負荷範囲の拡大に寄与する。さらに、強制通電にて電動機が追従して回転しているか否かの判定が容易に出来、起動の信頼性向上に繋がる。
【０１１１】
実施の形態４．
図１５は、本発明の実施の形態４を示す回路ブロック図である。図において、図１〜図１４と同等部分は、同一の符号を付して、説明を略する。図１５は、電圧生成器６や周波数設定器１２などの起動に関わる定数設定を行い、電動機１の起動制御する起動制御部２２、電動機１が起動したか否かの判定を行う起動判定部２１を有している。起動判定部２１は、電流座標変換器４よりの座標変換された電流Ｉγ、Ｉδに基づいて電動機１が起動したか否かの判定を行う。また、起動制御部２２は、実施の形態１ないし実施の形態３にて説明したような起動方法を行い、起動制御を行う。たとえば、電流座標変換器４よりの座標変換された電流Ｉγ、Ｉδ、および周波数指令ｆｉｎｖより得られた角周波数ω＊、および起動判定部２１より得られる起動情報（信号）に基づいて電圧生成器６や周波数設定器１２などの起動に関わる定数設定を行い、起動制御する。
【０１１２】
ここで、図１５においては、周波数指令としてω＊を与えている。この周波数指令ω＊は、実施の形態１〜３では、周波数指令をＨｚ（ヘルツ）で与え、Ｈｚにて周波数設定器１２により加速指示を行い、Ｈｚをｒａｄ／ｓ（ラジアン／秒）に単位変換するために２πを乗算している。しかし、本実施の形態では、周波数指令ω＊は、ｒａｄ／ｓにて与えるように構成している点が異なるが、図１〜図１４と同等部分の構成、動作、作用、効果などは、図１〜図１４と何ら変わるものではない。
【０１１３】
また、本実施の形態では、定常制御部２３も有しており、この定常制御部２３は、電流座標変換器４よりの座標変換された電流Ｉγ、Ｉδ、および周波数指令ｆｉｎｖより得られた角周波数ω＊などに基づいて、定常運転時に通常の回転子位置に応じた駆動（センサレス駆動やセンサ付き駆動のどちらの場合であってもよい。）にて電動機１を駆動する。また、起動判定部２１よりの起動したか否かの判定情報に基づく切り替え指示（信号）に基づいて、起動制御から定常運転制御へ運転制御を切替える切替え部２４も備えている。
【０１１４】
ここで、切替え部２４には、起動制御部２２にて演算された電圧情報（Ｖγδ）、座標変換に使用する位相角度（θｍ）、および定常制御部２３にて演算された電圧情報（Ｖγδ）、座標変換に使用する位相角度（θｍ）が入力される。これらの２つ制御部２２、２３の電圧情報と位相情報のうち、一方の制御部の電圧情報と位相情報だけが切替え部２４より出力され、インバータ出力部２から電動機１へ出力される。また、起動状態の場合は、起動制御部２２の電圧情報と位相情報が切替え部２４より出力され、インバータ出力部２から電動機１へ出力される。
【０１１５】
起動判定部２１より起動完了の指示が切替え部２４へ入力されると、切替え部２４は、起動制御部２２の電圧情報と位相情報の出力から定常制御部２３の電圧情報と位相情報の出力へと切替える。この起動判定部２１からの切替え指示の信号の流れを図中では点線矢印で示している。この切替え部２４よりの電圧情報と位相情報の出力の切替えによって、電動機１の運転状態が切替えられ、停止などすることがなく、円滑な起動の切替えが行われる。
【０１１６】
ここで、本実施の形態では、インバータ出力部２、電流検出器３、電流座標変換器４、ローパスフィルタ５、電圧生成器６、電圧座標変換器７、ゲイン１０、積分器１１、周波数設定器１２、起動判定部２１、起動制御部２２、定常制御部２３、切替え部２４によって駆動装置（インバータ装置）５３が構成されており、この駆動装置５３により、永久磁石電動機１を所定の周波数で駆動する。
【０１１７】
本実施の形態では、検出された電流もしくは電動機１へ印加する電圧の何れか少なくとも一方より演算されたγδ座標系上の電圧と、γδ座標系上の電圧により演算された位相角度と、により定常運転を指示する定常制御部２３に切替える切替え部２４を備え、起動判定部２１が起動成功と判断した場合には、定常制御部２３よりの指示による定常運転に切替えるようにしたので、強制通電にて回転が確保されている場合、起動から定常運転への円滑な切替えが実現できる更なる効果を有する。
【０１１８】
また、起動判定部２１が起動成功と判断した場合に、座標変換手段４、７に使用している位相角度を電動機の回転子の位置を検出して得られた位相角度に切替えるようにしたので、回転子位置に応じた駆動方法、もしくは位置センサレス駆動での円滑な起動を実現できる。
【０１１９】
ここで、起動判定部２１にて起動していないと判定された場合、再度、電圧設定から再起動を行うように制御される。再起動の指令は、起動判定部２１から起動制御部２２へ図１５の点線矢印で示している。この動作の制御フローチャートを図１６に示す。図１６は本発明の実施の形態１を表す駆動装置の制御フローチャート図である。図１６において、電圧設定を行うステップＳ−１からステップＳ−４の動作は、実施の形態１にて説明したのと同等の動作のため説明は省略する。また、周波数設定を行なうステップＳ−１１〜ステップＳ−１３の動作は、実施の形態２で説明したのと同等の動作のため説明は省略する。
【０１２０】
図において、Ｓ−２１は電流位相が進み位相の状態を維持しているかどうかを判定する進み位相維持判定ステップ、Ｓ−２２は進み位相維持判定ステップＳ−２１にて進み位相を維持していると判定された場合に定常運転制御に切り替える定常運転切替ステップ、Ｓ−２３は、ステップＳ−２１にて遅れ位相を検出した場合に、再起動の指令を起動判定部２１より出力させるための指示を出す再起動指令ステップである。
【０１２１】
ステップＳ−２１で加速完了後の電流ベクトルの位相を確認し、電流位相が電圧位相より進み状態を維持し続けていれば、強制通電での回転が確保され、電動機は回転磁界の追従して動作しているので、ステップＳ−２２にて定常制御部２２へ切替えて、定常運転でのセンサレス駆動状態へ切替えて起動は完了する。
【０１２２】
しかしながら、Ｓ−２１で加速完了後の電流ベクトルの位相を確認し、電流位相が電圧位相より遅れ状態であった場合、強制通電での回転ができず、電動機はロックして停止しているか、もしくは回転磁界の周波数よりも更に遅い周波数で円滑には動作していない不安定な状態となっている。
【０１２３】
そのため、ステップＳ−２１にて遅れ位相を検出した場合、ステップＳ−２３の再起動指令ステップにて、再起動の指令が起動判定部２１より出力され、再度、ステップＳ−１よりやり直す。
【０１２４】
したがって、強制通電にて回転が確保されている場合は円滑に定常運転制御に切替えが実現でき、また強制通電にて回転が確保されなかった場合にも、再起動が可能となり、起動の信頼性が向上する。また、非常に低速の回転数にて起動状態を判別できるので、再起動の回数を増加でき、起動の信頼性を更に向上させることが出来る。
【０１２５】
また、ステップＳ−２３にて再起動が行われる場合に、次回の再起動時には電圧設定量を、前回値より大きく与えるようにしてもよい。このように構成すると、起動しない状態の続く無限ループに陥りにくく、起動の信頼性を更に向上させることができる。
【０１２６】
以上のように、本実施の形態では、起動判定部２１が起動失敗と判断した場合、再起動するように指示するので、強制通電にて回転が確保されなかった場合にも、再起動が可能となり、起動の信頼性が向上する。また、非常に低速の回転数にて起動状態を判別できるので、再起動の回数を増加でき、起動の信頼性を更に向上させることが出来る。
【０１２７】
また、起動判定部２１が起動失敗と判断した場合に、再起動する際、起動失敗となった電圧値よりも大きな所定の電圧にて再起動させるようにしたので、再起動時の電圧設定量が、前回値より大きく与えられるように構成することによって、無限ループに陥りにくく、起動の信頼性を更に向上させることが可能である更なる効果を有する。
【０１２８】
また、図１５における定常制御部２３は、センサレス駆動の場合についてであったが、電動機１に位置センサを付加してセンサ駆動としても、同様の起動方法を適用できる。位置センサは、最初のパルスが入力されるまでは位置が不明であるため、本発明の電圧設定方法を適用すれば起動の信頼性が向上する同様の効果を有することは言うまでもない。さらに、電動機１に位置センサを付加してセンサ駆動の場合に本発明の起動方法を適用しても、定常制御部２３においては位置センサ駆動によるセンサ駆動とすればよく、仕様の異なる電動機１であっても確実に起動でき、起動信頼性が向上できるなどの同等効果を有することは言うまでもない。
【０１２９】
また、冷凍サイクルを構成する圧縮機に搭載された電動機を駆動する場合、ある程度回転数が上昇した状態では、冷媒が循環し始め、起動時の負荷量が増大し、起動しにくい状態となる。そのため、従来は再起動待ちという圧縮機特有のシーケンスを用意する必要があり、このシーケンスにより３分から５分程度圧縮機を動作させず、負荷量が安定するまで再起動待ちを続けるようにしている。
【０１３０】
しかしながら、本実施の形態のように起動判定を行う制御の場合には、冷凍サイクルを構成する圧縮機に搭載される電動機を駆動する場合でも、再起動と判定する周波数が非常に低くできるため、冷媒が循環せず、起動トルクが高くならない状態で再起動が可能である。そのため、再起動待ちのシーケンスが不要、もしくは３〜５分よりも短い時間の再起動待ち時間となり、再起動のリトライ数を増加させることが出来る。これにより、起動の信頼性を更に向上させることが出来る。
【０１３１】
さらに、電動機１の仕様である電動機定数を同定する技術である電動機同定技術（自動チューニングと称す）に対しても、本実施の形態では、電動機の仕様が未知の場合に回転させなければ同定が困難な逆起電圧定数が、電動機１を起動させて回転状態を確保することで可能となるため、逆起電圧定数の同定が可能となる。したがって、本実施の形態の起動方法は、自動チューニング（自身で電動機定数などを同定する起動方法、駆動装置）に適した起動方法、駆動装置であるといえる。
【０１３２】
ここで、本発明の起動方法と自動チューニング技術とを融合させた場合において、必要な情報は、インバータ装置に接続される電動機１の過電流保護レベルと電動機の極数だけであり、本発明においてはこの２つの情報だけ入手できればインバータ装置に電動機１を接続しただけで、永久磁石電動機１を任意の回転数に正弦波にてセンサレス駆動することが可能となる。
【０１３３】
ここで、極数が未知である場合は、機械的な回転数は任意の値とはならないが、この場合には電気周波数（換言すると、インバータ周波数）を任意の周波数として、永久磁石電動機１を正弦波センサレス駆動することが可能であるため、過電流レベル情報のみ入手して設定できれば、極数が未知である場合でも任意のインバータ周波数にて電動機１を駆動することが可能となる。
【０１３４】
以上のように、本実施の形態では、駆動装置５３にて永久磁石電動機１の電動機定数を同定するようにしたので、電動機１が回転しなければ同定が困難な逆起電圧定数が、電動機の仕様が未知でも、起動し回転状態を確保することが可能となるため、逆起電圧定数の同定が可能となる更なる効果を有する。従って、必要な情報がインバータ装置に接続される電動機１の過電流保護レベルと電動機の極数だけで、永久磁石電動機１を任意の回転数に正弦波にてセンサレス駆動することが可能となる。またさらに、極数が未知である場合は、機械的な回転数は任意の値とはならないが、電気周波数、換言すると、インバータ周波数を任意の周波数として、永久磁石電動機１を正弦波センサレス駆動することが可能となり、過電流レベルの設定のみで任意のインバータ周波数に電動機を駆動することが可能となる。
【０１３５】
希土類磁石を用いた電動機の場合には、常温での減磁電流が非常に大きいため、常温環境に設置される電動機であれば、過電流レベルの設定も不要であり、また、常温での温度環境でないとしても、サーミスタなどの温度センサの付加により過電流レベルの設定も不要となるので、希土類磁石を用いた電動機の場合には、極数および過電流保護レベルの情報が入手できなくても、電動機１を起動でき、また、電動機定数も同定でき、自動チューニングが可能となる。
【０１３６】
また、永久磁石電動機１に希土類磁石を用いたので、希土類磁石を用いることによって、減磁の影響を考慮しなくて良くなり大雑把な制御が可能となるので、ＣＰＵでの分解能を減らすことで、安いＣＰＵが適用出来るようになる。また、電流の検出精度も低いものを使用できるようになり、安価な電流検出器を適用できる。
【０１３７】
また、正弦波駆動方式を前提に記述しているが、何も正弦波駆動だけではなく、矩形波駆動に適用することが出来ることは言うまでもない。矩形波駆動に適用した場合でも、同等効果を有することは言うまでもない。
【０１３８】
【発明の効果】
本発明によれば、電動機定数を必要としない起動シーケンスであるため、異なる電動機仕様によっても同一シーケンスにて実行可能となり、ソフトウェアの標準化による低価格化、及びソフトウェアの信頼性の向上に寄与する。さらに、起動に関わる電圧設定作業が軽減できるため、設計負荷軽減による低価格化が実現できる。また、瞬時電流値を用いて起動電圧を設定可能となるため、起動に要する時間の短縮化することが可能となる。また、如何なる負荷状態においても、起動可能な起動時の必要電圧量を設定することが可能となり、起動可能な範囲の拡大、起動に対する信頼性の向上が望め、起動時の負荷範囲の拡大に寄与する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１を示す回路ブロック図である。
【図２】 本発明の時間に対する位相角度の変化を表した波形図である。
【図３】 本発明の実施の形態１を説明するためのγδ軸とｄｑ軸との関係を示した図である。
【図４】 本発明の実施の形態１を説明する電圧と電流のベクトル図である。
【図５】 本発明の実施の形態１を説明する電圧と電流のベクトル図である。
【図６】 本発明の実施の形態１を表す駆動装置の制御フローチャート図である。
【図７】 本発明の実施の形態１における電流の遅れ位相の検出方法について説明するためのベクトル図である。
【図８】 本発明の実施の形態１を表す駆動装置の制御フローチャートである。
【図９】 本発明の実施の形態２を説明する回路ブロック図である。
【図１０】 本発明の実施の形態２を駆動装置の制御フローチャート図である。
【図１１】 本発明の実施の形態２を表すインバータ周波数と電流スカラー量、位相の関係を説明するための図である。
【図１２】 本発明の実施の形態３を説明する回路ブロック図である。
【図１３】 本発明の実施の形態における３δ軸方向に電圧を印加した場合の電流、インバータ周波数、回転角度の波形を表した図である。
【図１４】 本発明の実施の形態３におけるδ軸方向に電圧を印加した場合の電流、インバータ周波数、回転角度の波形を表した図である。
【図１５】 本発明の実施の形態４を説明する回路ブロック図である。
【図１６】 本発明の実施の形態４を表す駆動装置の制御フローチャート図である。
【符号の説明】
１ 電動機、２ インバータ出力部、３ 電流検出器、４ 電流座標変換器、５ ローパスフィルタ、６ 電圧生成器、７ 電圧座標変換器、１０ ゲイン、１１ 積分器、１２ 周波数設定器、２１ 起動判定部、２２ 起動制御部、２３ 定常制御部、２４ 切替え部、５０、５１、５２、５３ 駆動装置（インバータ装置）。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a driving device or a starting method for driving a permanent magnet synchronous motor.
[0002]
[Prior art]
The conventional permanent magnet motor starting method or starting device is a technology that performs the start and normal operation by separate control and switches the operation based on a certain condition, and the motor drive voltage applied to the permanent magnet motor Is switched from the starting operation to the normal operation based on the phase difference between the motor current flowing through the permanent magnet motor. (For example, refer to Patent Document 1).
[0003]
In addition, the start-up is divided into three sections, initial start-up, start-up discrimination, start-up stabilization, initial start-up to increase the output voltage of the inverter at a constant rate of increase, the voltage is raised to a predetermined voltage, Measure the period of magnetic flux calculated by voltage, start discrimination to determine if it is a stable frequency, increase output frequency and output voltage by start discrimination, and further calculate from the phase information of the magnetic flux to calculate whether it is stable or not There are some that switch the operating state from the starting state to the normal operation in the three sections of starting stability to be determined. (For example, refer to Patent Document 2).
[0004]
In addition, there is also one that constitutes a start-up that equivalently applies a triangular wave or a sawtooth wave whose peak value gradually increases with time. (For example, refer to Patent Document 3).
[0005]
In addition, there is also an apparatus that estimates the rotor position of the electric motor by applying an alternating current on the step without rotating the rotor of the electric motor. (For example, refer to Patent Document 4).
[0006]
In addition, there is also one that starts with a fixed excitation of the rotor position of the motor by configuring the control with a control gain of current control in a direction (q axis) orthogonal to the magnetic axis direction (d axis) of the motor as 0. is there. (For example, refer to Patent Document 5).
[0007]
[Patent Document 1]
JP 2001-54295 A
[Patent Document 2]
JP 2001-224198 A
[Patent Document 3]
Japanese Patent No. 3285717
[Patent Document 4]
Japanese Patent Laid-Open No. 11-18477
[Patent Document 5]
Japanese Patent Laid-Open No. 10-323098
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
The prior art disclosed in Patent Document 1 employs a position sensorless system that does not detect the position of a synchronous motor, and shows a starting method for driving the motor with a sine wave. In a synchronous motor using a permanent magnet (hereinafter referred to as a motor), it is necessary to energize the stator according to the position of the rotor. In the case of the position sensorless system, the position is estimated by some method or the position is determined according to the rotor position. It was necessary to calculate the energization phase of the stator.
[0009]
Patent Document 2 also shows a starting method for driving a motor by a sine wave in a position sensorless system.
[0010]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-228561 discloses an activation method in which a motor is driven by a position sensorless method using a rectangular wave.
[0011]
In these technologies, when the motor is stopped, the energization phase of the stator is unknown, so the motor rotor is started by forcibly moving and rotating, and stability in the starting state is ensured However, the forced voltage application method for forcibly operating the rotor is a well-known method for induction motors, and the ratio of frequency to voltage is kept constant. As a method of maintaining, it is called V (voltage) / f (frequency) drive, and there is a natural technique in the inverter control technique.
[0012]
In the case of a permanent magnet motor, unlike an induction motor, it is difficult to accelerate to a rated operating state even if the permanent magnet motor is started by forced voltage application called V / f driving. This is because the permanent magnet motor is a synchronous motor, and it is necessary to energize the stator according to the position of the rotor. However, in the case of position sensorless, the position is unknown, so forced voltage application is required. Before starting the rated operation state when started, it was necessary to switch to a position sensorless method that can be driven even in the rated operation state.
[0013]
Further, Patent Document 1 shows a start-up method in a sensorless system that is driven by keeping the phase difference between the output voltage output from the inverter and the motor current constant, and the phase difference between this voltage and current is also shown during start-up. It is detected and it is determined whether or not it has been activated.
[0014]
As the initial duty reference value, a duty is set such that a torque lower than the load torque at the time of start-up is set, and the frequency is increased while accelerating while gradually increasing the duty. This is a start-up method in which the duty and the frequency are increased to a region where the variation in the phase difference becomes small after passing through the vibration B and the step-out state B where the variation in the phase difference is large.
[0015]
In the case of the start-up method as described above, the reference duty, the degree of increase in duty and frequency, etc. according to the specifications of the motor are values that are set in advance, and these are set in advance when different motors are connected to the inverter. The value of must be changed.
[0016]
In addition, although it is determined whether or not the stable start state is based on the degree of variation in the phase difference, since the degree of variation also changes according to the specifications of the motor, it is necessary to measure the degree of variation according to the motor in advance. Depending on the electric motor, there may be a difference in the degree of variation, and stable operation may be difficult.
[0017]
Further, in order to detect a stable start-up state from the phase difference information of voltage and current, 1 cycle of electricity, for example, 1/2 rotation for a motor with pole number = 4 and 1 / motor for a motor with pole number = 6. Although it is possible to detect once every three rotations, the state where stable start is detected is a forced energization state, and the voltage output from the inverter is given to forcibly rotate the motor. The upper limit value of the rotating frequency is about 10 to 15 Hz in electrical cycle, and the rotation speed is low.
[0018]
In spite of the low rotation frequency, detection only once per electrical cycle requires a relatively long time to detect a stable state of activation. In addition, when the voltage output from the inverter is gradually increased, the voltage is determined by detection once per cycle, and the startup state in which the voltage is increased requires a long time, and the controllability is poor. .
[0019]
Also in the technique shown in Patent Document 1, the preset applied voltage amount and frequency are values set according to the electric motor connected to the inverter, and in the case of electric motors with different specifications, It was necessary to reset the value, and it was not possible to handle motors with different specifications.
[0020]
Furthermore, since the voltage is gradually changed before reaching the stable starting frequency, in order to make a determination by detecting once per cycle, the forced starting state is shifted to the normal operation, which is long. It took time.
[0021]
Further, the technique disclosed in Patent Document 2 detects voltage and current, calculates magnetic flux information from these, and determines whether or not the phase has shifted from a forced startup state to a stable state from the phase and frequency of the magnetic flux. Deciding. Furthermore, after the transition to the stable state, a sequence for further accelerating and confirming the stable state again is shown.
[0022]
The frequency determined by the technique disclosed in Patent Document 2 is a preset value, and is started at a predetermined voltage and is increased to a predetermined voltage. Therefore, it is necessary to set a predetermined value set in advance according to the motor specifications, and it has not been possible to deal with different motors whose specifications are unknown. Further, since the frequency for further accelerating and confirming the stable state again is only a predetermined frequency set in advance, it has not been possible to deal with different motors with unknown specifications.
[0023]
Furthermore, the detected current and voltage are integrated and calculated, and a configuration is made in which the activation is determined from the zero cross of the magnetic flux obtained by the calculation and its frequency. The configuration is such that it cannot be determined unless the period elapses.
[0024]
Further, although the determination is made by increasing the frequency to the intermediate control frequency, there is a case where acceleration to the intermediate frequency cannot be performed depending on the shaft load of the motor. This is due to forced energization, and the motor rotor does not rotate unless it can follow the frequency of the inverter applied to the stator. This is also an element that changes depending on the motor specifications, so it could not cope with different motors with unknown specifications.
[0025]
Further, the technique disclosed in Patent Document 3 shows a sensorless driving method activation method using a rectangular wave. In the rectangular wave drive, there is a pause section in which energization is paused. The sensorless drive of the rectangular wave drive detects the back electromotive voltage generated at the terminal of the permanent magnet motor during the rest period and performs the sensorless drive.
[0026]
In Patent Document 3, the sensorless method of rectangular wave driving is a method of detecting the counter electromotive voltage of the motor. However, when the motor does not rotate, no counter electromotive voltage is generated. A technique for switching between a startup state in which a voltage is forcibly generated and a sensorless driving state in which sensorless driving is performed using a counter electromotive voltage that is generated even when forced is shown.
[0027]
In the case of rectangular wave driving, it is not possible to switch to sensorless driving without a pause period, and thus cannot be employed as a starting method for driving with a sine wave.
[0028]
Furthermore, the technique shown in Patent Document 4 is a technique for estimating the stop position of the rotor of the electric motor and performing sensorless driving from the estimated stop position. Such a technique for estimating the stop position needs to have a known motor constant representing the specification of the motor, but the technique disclosed in Patent Document 4 is described as being applicable even when the motor constant is unknown. ing.
[0029]
However, the technique disclosed in Patent Document 4 does not describe a method for setting an alternating current to flow in the γ-axis direction, and the step-like current command for flowing the alternating current is within a range where the motor constant is within a certain range. In the case of a motor whose motor constants are completely different, it is necessary to change the stepped current command, which also requires a predetermined value according to the motor specifications. Therefore, it was not possible to handle different motors whose specifications were not known.
[0030]
In the technique disclosed in Patent Document 5, the q-axis voltage is set to 0 by setting the gain of the q-axis current control to 0, and the position of the rotor of the motor is fixed. The method of fixing the position of the rotor of the electric motor has a problem that the rotor vibrates for the time until the position is fixed. The technique disclosed in Patent Document 5 is characterized by suppressing this vibration in a short time. However, even if the vibration is suppressed, it is not necessarily eliminated, and depending on the motor specifications, a large amount of vibration is generated. Therefore, it was not possible to handle different motors with unknown specifications.
[0031]
The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to set an amount of voltage necessary for startup by an inverter even for electric motors having different specifications. Another object of the present invention is to realize reliable start-up of the motor by causing the inverter itself to converge to an appropriate value according to the shaft load of the motor at the time of start-up, the amount of applied voltage, the frequency to accelerate, and the frequency to perform start-up determination. . Another object of the present invention is to determine the starting state by causing the inverter itself to converge to an appropriate value according to the shaft load of the motor at the time of starting the applied voltage amount, the acceleration frequency, and the frequency for performing the starting determination.
[0032]
Another object of the present invention is to determine the activation state in a short time by grasping the phase relationship between the current and voltage from the instantaneous value of current and voltage using coordinate transformation.
[0033]
[Means for solving the problems]
The motor drive device of the present invention is a motor drive device that applies a voltage to a permanent magnet motor and drives the motor at a predetermined frequency. When starting up the permanent magnet motor, the applied voltage is increased from zero to determine whether the phase of the current flowing through the permanent magnet motor is delayed with respect to the applied voltage phase, and the delayed phase is generated Voltage setting means for setting a voltage at the start of the permanent magnet motor based on the voltage at the time Is.
[0034]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a circuit block diagram showing Embodiment 1 of the present invention. In FIG. 1, the current detector 3 detects a motor current (current of at least two phases out of three phases) flowing from the inverter output unit 2 that drives the permanent magnet motor 1 to the motor 1. Here, regarding the detection of the current, the current may be detected on a certain phase and the DC side, or the current may be detected only on the DC side, and the current may be detected from anywhere as long as the current can be detected. Although not shown, the inverter output unit 2 is connected to a DC power source. The DC power source is constituted by, for example, a DC power source using a DC voltage generated by rectifying an AC commercial power source. The motor current (at least two of the U phase, V phase, and W phase) detected by the current detector 3 is converted into a γδ axis by a current coordinate converter 4 that converts the motor current into a γ axis current and a δ axis current. The coordinates are converted. The γδ axis conversion will be described later.
[0035]
The γ-axis current and δ-axis current coordinate-converted by the current coordinate converter 4 are input to the voltage generator 6 through the low-pass filter 5 to generate a γ-axis voltage and a δ-axis voltage. The γ-axis voltage Vγ and the δ-axis voltage Vδ generated by the voltage generator 6 are the three-phase motor applied voltages (Vu, Vv, Vw) output from the inverter output unit 2 by the voltage coordinate converter 7. It is converted into a command value Vuvw.
[0036]
Further, an inverter frequency command finv given from the outside that commands a frequency to be generated by the inverter output unit 2 is converted into an angular frequency ω * through a gain 10, and the angular frequency ω * is converted into a phase angle by an integrator 11. converted to θm. The phase angle θm, which is the output of the integrator 11, is input to the current coordinate converter 4 and the voltage coordinate converter 7. The current coordinate converter 4 converts the phase angle θm into a γδ axis current based on the phase angle θm, and voltage coordinate conversion is performed. In the device 7, the voltage is converted into a three-phase (U, V, W) axis voltage based on the phase angle θm. In this embodiment, it is assumed that the voltage is converted into a three-phase shaft voltage, but it goes without saying that the command value Vuvw to be converted may be a command value output from the inverter output unit 2 to the electric motor 1. Here, in this embodiment, the inverter output unit 2, the current detector 3, the current coordinate converter 4, the low-pass filter 5, the voltage generator 6, the voltage coordinate converter 7, the gain 10, and the integrator 11 are used to drive the driving device 50. (Also referred to as an inverter device) is configured, and the drive device 50 drives the permanent magnet motor 1 at a predetermined frequency.
[0037]
Next, the γδ axis conversion will be described. With respect to the dq axis, the d axis that is the magnetic flux direction of the electric motor 1 and the orthogonal axis that is 90 degrees ahead of the d axis are generally defined as the q axis, but the dq axis is defined by the rotor of the electric motor 1. Since it is a coordinate axis, the dq axis is unknown in the case of the present invention in which the electric motor 1 is in a state before rotation and is position sensorless.
[0038]
However, the rotating shaft applied from the drive device (inverter device) 50 to the electric motor 1 is known because the inverter device 50 itself indicates (generates) the rotating shaft. Therefore, the rotation axis generated by the inverter device 50 is defined as the γδ axis in the present invention. When the electric motor 1 is stopped, the external inverter frequency command finv is 0, so the phase angle θm that is the output of the integrator 11 is also 0. When instructing the motor 1 to start, an external inverter frequency command finv is given to the inverter device 50, and the inverter device 50 forcibly applies a voltage to the motor 1. For example, when the inverter frequency command = 1 Hz, a phase angle as shown in FIG. 2 is generated. FIG. 2 is a diagram showing a change in phase angle with respect to time. In the figure, the horizontal axis represents time t, and the vertical axis represents the phase angle. From the figure, the phase angle θm is an integral value of the frequency, linearly changes in a range of 0 to 2π in 1 second, and is reset to 0 when exceeding 2π.
[0039]
Here, although the inverter frequency command is set to 1 Hz as the predetermined frequency, nothing may be set to 1 Hz, and a mechanical rotational speed greater than 0 may be set in consideration of the number of poles of the electric motor. At this time, what is necessary for setting the frequency is to set a frequency that is extremely low, and if the frequency that is extremely low is set as a predetermined frequency, there is no need to comply with the specifications of the motor. Here, the extremely constant speed is a low speed rotational speed of forced V / f driving that can be driven by forcibly applying V / f, and is very slow, for example, 10% or less of the rated rotational speed. The number of revolutions. Here, the extreme constant speed is desirably greater than 0 and equal to or less than 6 rps (360 rpm), and the smaller the better. Preferably it is 3 rps (180 rpm) or less.
[0040]
Therefore, if the direction of 0 ° of the energization angle is defined as the γ-axis and the direction of 90 ° with respect to the γ-axis is defined as the δ-axis, the γ-axis corresponds to the d-axis and the δ-axis corresponds to the q-axis. . FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the γδ axis and the dq axis. In FIG. 3, the horizontal axis is the d-axis and the vertical axis is the q-axis, which represents the positional relationship between the γ-axis and the δ-axis with respect to the dq-axis. Further, Δθ represents a phase difference between the dq axis and the γδ axis, and represents rotation at an angular velocity ω in the direction of the arrow. There is a phase difference of Δθ between the dq axis and the γδ axis. When Δθ = 0, the dq axis and the γδ axis are in a coincident relationship.
[0041]
When the inverter device 50 applies a voltage to the motor 1 so as to output a certain voltage vector on the γδ axis, a current flows through the motor 1 regardless of whether or not the motor 1 rotates. If the rotor of the electric motor 1 is not rotating, the applied voltage V0 and the flowing current I0 have the same phase. Therefore, when viewed on the γδ axis, the applied voltage and the flowing current are directed in the same direction. Vector. This is shown in FIG. FIG. 4 is a vector diagram of voltage and current on the γδ axis. In FIG. 4, the horizontal axis is the γ-axis, the vertical axis is the δ-axis, the applied voltage is V0, and the flowing current is I0.
[0042]
Next, if the applied voltage amount is increased while the inverter frequency command finv is kept constant and the phase of the applied voltage vector is kept constant, the direction of the voltage vector remains constant and only the vector length Will increase. Thereafter, when the rotor of the electric motor 1 starts to follow the forced rotating magnetic field output from the inverter device 50 and starts to rotate, the current I1 flowing through the electric motor 1 is delayed from the applied voltage V1. This is shown in FIG. FIG. 5 is a vector diagram of voltage and current on the γδ axis. In FIG. 5, the horizontal axis is the γ-axis, the vertical axis is the δ-axis, the applied voltage is V1, and the flowing current is I1.
[0043]
In the state where the voltage and current are in phase, since the torque generated in the motor 1 is equal to or less than the starting torque, no inductance component is generated in the motor 1 and only the resistance component acts. It means that the characteristic is shown. The motor 1 starts to rotate when the generated torque exceeds the starting torque, but this state is because the inductance component of the motor 1 starts to act. Since there is an inductance component, the phase of the current vector becomes the voltage vector. It starts to be late.
[0044]
Since the time point at which the current vector has a phase delay with respect to the voltage vector is the time at which the motor 1 starts to rotate, the motor 1 can be started by applying a voltage amount that causes the phase delay. . In addition, since it is sufficient to apply a voltage amount that causes a phase lag even if the shaft torque changes due to a load acting at the time of starting of the electric motor 1, a voltage amount required at the time of starting can be set by the inverter device itself. That is, the electric motor 1 can be started by applying a voltage amount (a voltage amount that causes a phase delay) that generates a torque greater than the shaft torque. A flowchart of this operation is shown in FIG. FIG. 6 is a control flowchart of the drive device representing Embodiment 1 of the present invention.
[0045]
In the figure, S-1 is an applied voltage zero step for setting the applied voltage to 0, S-2 is an applied voltage setting step for increasing the applied voltage, and S-3 is whether the current vector is in a phase lag state with respect to the voltage vector. S-4 is an applied voltage stabilizing step for making the applied voltage amount constant when it is determined that there is a phase delay in the current vector in the phase delay determining step of S-3. Here, the control operation of the flowchart shown in FIG. 6 is performed by the voltage generator 6 shown in FIG.
[0046]
As shown in FIG. 6, when the applied voltage is increased and a phase delay of the current vector occurs (that is, the voltage at which the electric motor 1 can be started), the increase in the applied voltage is stopped to make the voltage constant. An applied voltage amount that can start the electric motor 1 is obtained. Therefore, even for an electric motor whose specification is unknown, the amount of voltage that can be used to start the electric motor 1 can be set by the inverter device itself.
[0047]
As described above, in the present embodiment, in the motor drive device 50 that applies a voltage to the permanent magnet motor 1 and drives the motor at a predetermined frequency, the phase of the voltage applied is the phase of the current flowing through the permanent magnet motor 1. Since the voltage setting means (voltage generator 6) for setting the voltage so as to have a more delayed phase is provided and the permanent magnet motor 1 is started by applying the voltage obtained by the voltage setting means 6, the motor Since it is a start-up sequence that does not require a constant, it can be executed in the same sequence even with different motor specifications, contributing to a reduction in price by standardizing software and an improvement in software reliability. Furthermore, the voltage setting work related to startup can be reduced, so that the price can be reduced by reducing the design load. In addition, since the starting voltage can be set using the instantaneous current value, the time required for starting can be shortened. In addition, it is possible to set the required voltage amount at start-up that can be started in any load state, and it is hoped that the startable range can be expanded and the reliability of start-up can be improved, contributing to the expansion of the load range at start-up To do.
[0048]
Further, the voltage setting means (voltage generator 6) is used to start the permanent magnet motor 1 by changing the voltage until the phase of the current flowing through the permanent magnet motor 1 is delayed from the phase of the applied voltage. Since the necessary voltage amount is set, the electric motor 1 can be started smoothly while the motor 1 is stopped, and a drive device with low vibration and low noise can be obtained.
[0049]
Further, in the driving device 50 that applies a voltage to the permanent magnet motor 1 and drives it at a predetermined frequency, the direction of 0 degree of the phase angle generated by integrating the frequency applied to the permanent magnet motor 1 is the γ axis. When the direction advanced 90 degrees in the rotational direction from the γ-axis is the δ-axis, the current for converting the current flowing in the permanent magnet motor 1 from the UVW coordinate system to the γδ coordinate system composed of the γ-axis and the δ-axis Based on the output of the current vector from the coordinate conversion means (current coordinate converter 4) and the current coordinate conversion means 4, the phase of the voltage vector on the γδ coordinate axis is constant, and the current vector is delayed from the voltage vector. Voltage setting means (voltage generator 6) for setting a voltage amount necessary for starting the permanent magnet motor 1 by changing the magnitude of the voltage vector until a certain point of time, and a γδ coordinate axis set by the voltage setting means 6 upper Since the voltage coordinate conversion means (voltage coordinate converter 7) for converting the set voltage into a voltage on the UVW coordinate axis is provided, since the coordinate conversion means 4 and 7 are used, even one cycle of electrical angle elapses. In addition, there is a further effect that the necessary voltage at the time of starting to start the rotation operation from the instantaneous current and the instantaneous voltage can be determined instantaneously. Also, by converting the coordinates to the γδ axes, it is possible to instantaneously determine the voltage required at the time of starting the rotation operation on the vector without spending a long time until one cycle of the electrical angle elapses.
[0050]
Next, a simple method for detecting the delay phase of the current will be described. FIG. 7 is a vector diagram for explaining a method for detecting a delay phase of current. In the figure, the horizontal axis represents the γ-axis and the vertical axis represents the δ-axis. V1 is an applied voltage vector, I1 is a current vector, and Δθ1 is a lag phase of the current vector with respect to the voltage vector. The voltage V1 is output in the same direction as the coordinate axis of the applied voltage, for example, in the δ-axis direction as shown in FIG. At this time, detecting the delay phase Δθ1 of the current I1 is synonymous with making the polarity of the γ-axis component of the current I1 positive. Therefore, by generating the applied voltage V1 on the coordinate axis of the γδ axis, There is no need to calculate the phase angle, and the phase delay Δθ1 can be detected by paying attention to the polarity of the current after coordinate conversion.
[0051]
As described above, a voltage vector is output on either the γ axis or the δ axis of the γδ coordinate system, and the current depends on the polarity of the current on the coordinate axis to which the voltage vector is not output, of the γ axis or δ axis. Since it is detected that the phase of the vector is behind the phase of the voltage vector, by setting the applied voltage vector on the coordinate axis, the phase delay of the current can be easily detected only by polarity detection. Therefore, there is a further effect that can be realized even with a CPU having a low processing capability.
[0052]
In other words, by setting the vector of the applied voltage on the coordinate axis, the phase lag Δθ1 of the current can be easily detected only by polarity detection, and since it does not depend on computation, it can be realized even with a CPU with low processing capability, and can be handled at low cost. it can.
[0053]
FIG. 7 shows a method of detecting the delay phase Δθ1 by outputting the voltage V1 on the δ axis. However, if the voltage vector is not output on the δ axis and output on the γ axis, the same as described above. Needless to say, it has the following effects. In this case, when the voltage vector V1 is set on the γ-axis, the electric motor 1 is applied by applying a voltage at a voltage application amount (polarity change voltage) or more when the δ-axis component of the current I1 has a negative polarity. It can be activated.
[0054]
Further, in the above description, the voltage amount applied to the motor 1 is configured to gradually increase from 0. However, nothing has to be increased, and the phase is gradually decreased from a certain set voltage value. There is no problem even if it is configured to start by applying a voltage larger than the voltage amount at the time when there is no delay. However, if the electric motor 1 is configured to start smoothly while it is stopped, it is clear that the applied voltage amount should be gradually increased.
[0055]
Therefore, in the present embodiment, a voltage vector is output on either the γ axis or the δ axis of the γδ coordinate system, and the current on the coordinate axis on which the voltage vector is not output out of the γ axis or the δ axis. Since the voltage setting means for setting the voltage amount necessary for starting the permanent magnet motor is provided by increasing the magnitude of the voltage vector until the polarity changes, the motor 1 is stopped by gradually increasing the voltage. It has the further effect that it can comprise so that it may start smoothly from.
[0056]
Furthermore, immediately after the current phase becomes a lagging phase, the increase in the applied voltage may be continued without stopping the increase in the applied voltage until the current increases to a preset current value. A control flowchart in this case is shown in FIG. FIG. 8 is a control flowchart of the driving device representing the present embodiment. In FIG. 8, there is a difference from FIG. 6 in that there is a current set value determination step for determining whether or not the current component indicated by S-10 exceeds the set value, and the increase in applied voltage is determined in this determination step. The point is to stop and stabilize the voltage.
[0057]
In the figure, S-1 is an applied voltage zero step for setting the applied voltage to 0, S-2 is an applied voltage setting step for increasing the applied voltage, and S-3 is whether the current vector is in a phase lag state with respect to the voltage vector. S-10 is a phase lag determining step for determining the current value, and S-10 is a predetermined value (demagnetization) in which a current value (current component) is preset when it is determined in the phase lag determining step of S-3 that the current vector has a phase lag. A current set value determination step for determining whether or not the current value (predetermined value equal to or less than the current) has been exceeded, and S-4 is a current set value determination step in S-10 in which the current value (current component) exceeds a predetermined value. This is an applied voltage stabilization step for making the applied voltage amount constant when it is determined. Here, the control operation of the flowchart shown in FIG. 8 is performed by the voltage generator 6 shown in FIG.
[0058]
As shown in FIG. 6, when control is performed so that the increase in applied voltage is stopped immediately after the current phase starts to be delayed, only the minimum applied voltage amount necessary for starting the electric motor 1 can be applied. For this reason, there is no problem when the fluctuation of the load torque is small, but in the case of an electric motor for a compressor with a large fluctuation of the load torque, the motor starts rotating immediately after the applied voltage rise is stopped. There is a possibility that the electric motor 1 may be locked due to a disturbance such as the above.
[0059]
Therefore, as shown in FIG. 8, it is easier to maintain the rotating state of the electric motor 1 when a voltage amount slightly larger than the minimum applied voltage necessary for starting is applied. However, if a voltage is applied so that an excessively large current flows, the motor 1 may be demagnetized. Therefore, if the increase of the applied voltage is continued until a preset current value equal to or smaller than the demagnetizing current, the electric motor 1 is not stopped or demagnetized due to the fluctuation of the load torque.
[0060]
Accordingly, as shown in FIG. 8, by applying a voltage amount that is slightly larger than the minimum applied voltage necessary for starting, the motor 1 is demagnetized without being demagnetized. Therefore, it is possible to set a startup voltage amount that is less affected.
[0061]
That is, in this embodiment, when the demagnetizing current flows to the first predetermined voltage, the permanent magnet motor, using the polarity change voltage that is the voltage when the polarity of the current on the coordinate axis on which the voltage vector is not output changes. When the demagnetization voltage is a second predetermined voltage, the magnitude of the voltage vector is increased until the demagnetization voltage is equal to or higher than the first predetermined voltage and within a voltage range smaller than the second predetermined voltage. Since voltage setting means (for example, voltage generator 6) for setting a voltage amount necessary for starting the permanent magnet motor 1 is provided, the motor 1 is not demagnetized and has little influence on disturbance such as torque pulsation. It has the further effect that it becomes possible to set the starting voltage amount.
[0062]
Here, when the rare earth magnet is used for the electric motor 1, the demagnetization current level of the rare earth magnet in the normal temperature state is very high. Therefore, if a rare earth magnet is used in the permanent magnet motor 1, the effect of demagnetization does not have to be taken into account, and rough and simple control is possible. Therefore, by reducing the resolution of the CPU, a cheap CPU Thus, a small electric motor drive device can be obtained at low cost. In addition, it becomes possible to use a device with low current detection accuracy, and an inexpensive current detector can be applied.
[0063]
Further, as an example, as shown in FIG. 6, the control is performed by applying a voltage on the δ axis. However, even when the current phase starts to be delayed, the current phase is not increased when the increase in the voltage application amount is not stopped. Will be delayed further. This is because the increase in the δ-axis current component is smaller than the increase in the γ-axis current component, and the δ-axis current component may decrease without increasing.
[0064]
By using this characteristic, the voltage application is continuously increased until the ratio between the δ-axis current and the γ-axis current (Iγ / Iδ) becomes a preset value. Even with this configuration, it is possible to set the start-up voltage that is less susceptible to disturbances, as described above.
[0065]
That is, in the present embodiment, the magnitude of the voltage vector until the ratio of the γ-axis current to the δ-axis current (Iγ / Iδ), which is the output of the current coordinate conversion means, falls within a predetermined range. Since the voltage setting means for setting the voltage amount necessary for starting the permanent magnet motor by increasing the voltage is provided, it is possible to set the necessary voltage amount at start-up that can be started in any load state. Furthermore, there is a further effect that can be configured to eliminate the influence of disturbance.
[0066]
Further, for example, when the phase of the current vector I1 is delayed by 20 degrees or more with respect to the phase of the voltage vector, the electric motor 1 is less likely to follow the rotating magnetic field generated by the inverter device 50. In particular, when the starting torque is large, if the phase is delayed by 20 degrees or more, the rotational state cannot be secured. In such a case, starting fails, and therefore, the increase in the applied voltage may be stopped so that the current vector in which the electric motor 1 follows the rotating magnetic field of the inverter device 50 is delayed within 20 degrees. In order to make it less susceptible to disturbance, it is better to set the applied voltage so that a phase delay of 2 degrees or more occurs. That is, the phase of the current vector I1 should be set so that the phase difference is within the range of the phase delay of 2 degrees or more and less than 20 degrees with respect to the phase of the voltage vector.
[0067]
That is, in the present embodiment, in the γδ coordinate system, the magnitude of the voltage vector is increased until the phase delay of the current vector with respect to the voltage vector is in the range of 2 degrees or more and 20 degrees or less, and is necessary for starting the permanent magnet motor. Since the voltage setting means 6 for setting an appropriate voltage amount is provided, it is possible to set the necessary voltage amount at the start-up that can be started in any load state. Furthermore, there is a further effect that can be configured to eliminate the influence of disturbance.
[0068]
The control flowchart in this case is not shown in the figure, but whether or not the applied voltage rise continuation condition in step s-10 in FIG. 8 is within the phase delay range of 2 degrees or more and less than 20 degrees as described above. It goes without saying that it is only necessary to change to the determination.
[0069]
Furthermore, in the above description, the sine wave driving method has been described. However, it goes without saying that anything can be applied not only to sine wave driving but also to rectangular wave driving. Furthermore, the present invention can be applied not only to permanent magnet motors but also to induction motors. It goes without saying that even when applied to these, it has the same effect.
[0070]
By configuring as described above, it becomes possible to set the amount of voltage required for start-up even with electric motors with different specifications by the inverter device itself, and it is necessary to select a driving device for each electric motor or newly develop it. Disappears. In addition, it is necessary to design every time standardization by unifying control algorithms and products equipped with motors (for example, in the case of a compressor, differential pressure between the high pressure side and low pressure side, refrigerant temperature, starting torque range conditions, etc.) It is possible to shorten the design period of the specification values (for example, torque range, inertia, load-side viscosity coefficient, ambient temperature condition, etc.) for each motor.
[0071]
Therefore, by using the drive device of the present embodiment, it is possible to set the required voltage amount at the time of start-up that can be started in any load state. it can. Furthermore, it is possible to configure so as to eliminate the influence of disturbance, and an electric motor drive device that can be stably started without being affected by the disturbance can be obtained.
[0072]
Embodiment 2. FIG.
FIG. 9 is a circuit block diagram showing the second embodiment of the present invention. 9, parts equivalent to those in FIGS. 1 to 8 are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted. In FIG. 9, the frequency setting unit 12 that is a frequency setting unit starts operation in response to an operation command (signal) from the voltage generator 6, and the current values Iγ and Iδ of the current coordinate converter 4 that have passed through the low-pass filter 5 are also obtained. A frequency finv obtained by adding Δf to an inverter frequency command input from the outside is set according to the current values Iγ and Iδ. Therefore, a frequency command finv to which the added frequency amount Δf is added is input to the gain 10.
[0073]
As described in the first embodiment, the voltage generator 6 that is a voltage setting unit is applied until the phase of the current vector I1 flowing through the electric motor 1 is delayed from the phase of the applied voltage vector V1 as in the second embodiment. Increase the voltage. In the present embodiment, the voltage generator 6 also performs an operation of transmitting (transmitting a signal) to the frequency setting unit 12 that the voltage increase has stopped. This signal transmission path is indicated by a dotted arrow in FIG.
[0074]
The frequency setting unit 12 shown in FIG. 9 has an inverter output unit that changes the frequency of the rotating magnetic field that is forcibly applied by the inverter output unit 2 when the voltage generator 6 stops increasing the voltage. It acts to change the frequency of 2. Until the voltage generator 6 stops increasing the voltage, the output of the frequency setter 12 is 0. Therefore, the frequency output from the inverter output unit 2 is the same as the frequency command instructed by the outside. . (The frequency in FIG. 9 is the same as that in FIG. 1.)
[0075]
Here, in this embodiment, the inverter output unit 2, the current detector 3, the current coordinate converter 4, the low pass filter 5, the voltage generator 6, the voltage coordinate converter 7, the gain 10, the integrator 11, and the frequency setting device. 12, a drive device (inverter device) 51 is configured, and the drive device 51 drives the permanent magnet motor 1 at a predetermined frequency.
[0076]
In the present embodiment, the operation after the increase in applied voltage is different from that in the first embodiment. This will be described with reference to the flowchart of FIG. FIG. 10 is a control flowchart of the driving device representing the present embodiment. In FIG. 10, steps S-1 to S-4 are the same as those in FIG. In FIG. 10, when the increase in the applied voltage is stopped in step S-4 and the applied voltage becomes constant, the frequency output from the inverter output unit 2 is increased in the frequency setting step in step S-11. .
[0077]
Here, the state in which the rotor of the electric motor 1 follows the forced rotating magnetic field, this state is referred to as forced energization. Under this forced energization situation, the frequency output from the inverter device 51 is increased. This means that the motor 1 is accelerated in a state where the electric motor 1 is rotating in a forced energization state.
[0078]
In the forced energization state, the rotor merely rotates following the rotating magnetic field output from the inverter device 51. Therefore, when the frequency exceeds a certain frequency, it cannot follow, and the shaft is locked and stops. Therefore, when the voltage amount to be applied is set, the voltage amount is increased until the moment when the current phase lags behind the voltage phase, but regarding the frequency, the frequency is continuously increased until the current phase advances from the voltage phase. (S-11, S-12, S-13)
[0079]
That is, the frequency is increased in the frequency setting step of S-11, it is determined whether the current phase is advanced with respect to the voltage phase in the current phase advance determination step of S-12, and the current is determined in S-12. If it is determined in the phase advance determination step that the current phase is in an advanced state with respect to the voltage phase, the frequency increase is stopped and the frequency is made constant in the frequency stabilization step of S-13.
[0080]
When the electric motor 1 starts to rotate, an induced voltage (also called a counter electromotive voltage) is generated on the stator side of the electric motor 1 due to the influence of the magnet magnetic flux of the rotor. Due to the generation of the induced voltage, the current phase changes with respect to the voltage phase. This change in current phase is shown in FIG.
[0081]
FIG. 11 is a diagram for explaining the relationship between the inverter frequency, the current scalar quantity, and the phase representing the present embodiment. In the figure, the horizontal axis represents the inverter frequency, and the vertical axis represents the current scalar quantity and the phase of the current vector with respect to the voltage vector. When the inverter frequency (ω * shown in FIG. 9) output from the inverter output unit 2 is gradually increased by the frequency setting unit 12, the phase of the current vector I1 is delayed with increasing frequency, and the phase with respect to the voltage vector is increased. Asymptotic to a 45 ° delay. When the vicinity of the 45 ° delay is reached, the current scalar quantity starts to decrease, and when the current scalar quantity gradually approaches the minimum value, the current phase starts to advance abruptly, overtaking the voltage vector, resulting in an advanced phase state.
[0082]
If the acceleration is continued, the rotation of the motor cannot follow the inverter frequency, the scalar amount of the current increases, the phase starts to be delayed, and the phase angle becomes a current vector in the delayed direction, making it impossible to secure the rotation.
[0083]
A conceptual diagram of this phenomenon is shown in FIG. Here, the rotation securing region shown in the figure represents a range from the time when rotation by forced energization is started to a state immediately before the rotation magnetic field by forced energization can no longer be followed. Therefore, if a rapid change in the current phase as shown in FIG. 11 is detected and acceleration is terminated in this state, acceleration is performed regardless of the amount of load torque applied in the rotation securing region. The limit frequency of acceleration can be automatically detected.
[0084]
Therefore, in the present embodiment, the phase of the current vector output from the current coordinate conversion unit 4 is higher than the phase of the voltage vector input to the voltage coordinate conversion unit 7 at the voltage set by the voltage setting unit 6. Since the frequency setting means 12 for increasing the frequency and accelerating until the acceleration proceeds, the inverter 51 (the voltage generator 6 which is the voltage setting means) starts up with the voltage automatically set and accelerates to the acceleration limit. The electric motor can be reliably started under any load condition. Furthermore, since the same starting system can be configured for any motor of any specification, standardization of the program that constitutes the inverter can be realized, leading to improved program reliability and improved start-up performance.
[0085]
Here, in order to detect a sudden phase advance of the current vector, as described in the first embodiment, the output voltage vector is set in the same direction as the γ-axis or δ-axis direction, so that the positive / negative of the current vector is detected. This can be realized by an inexpensive method of detecting the polarity of the. If the positive / negative polarity of the current vector is detected, a sudden phase advance of the current vector can be detected.
[0086]
In addition, when a ripple is superimposed on a current vector, the current vector moves back and forth in a circular direction, so it is difficult to determine whether the phase is advanced or delayed. That is, the phase of the voltage vector does not change, but the phase of the current vector also changes while its absolute value changes according to the frequency. Therefore, it is difficult to determine whether the phase is advanced or delayed. When the average of one period of the forced rotating magnetic field output from the inverter device 51 is advanced in phase, if it is configured to end the increase in frequency, even if a ripple is superimposed on the current, 1 If the average value of the periods is taken, one value can be obtained, so that even if current ripples are superimposed, it is possible to smoothly detect the phase advance / delay situation.
[0087]
As described above, by configuring the starting method described in the present embodiment, it is possible to reliably start and further accelerate the motor under any load condition. Furthermore, since the same starting system can be configured for any motor of any specification, standardization of the program that constitutes the inverter device can be realized, shortening the development period, improving the reliability of the program, and improving the reliability of the starting performance Connected.
[0088]
Further, the phase of the current vector is greater than the phase of the voltage vector due to the polarity of the average value of one period of the current component on the coordinate axis where the voltage vector is not output at the voltage set by the voltage setting means 6. Since the frequency setting means 12 is provided for accelerating by increasing the frequency applied to the permanent magnet motor until the phase of the current vector advances rather than the phase of the voltage vector. By making the voltage vector for outputting the detection the same direction as the γ-axis or δ-axis axis direction, it can be realized by an inexpensive method of detecting the positive / negative polarity of the current vector. Furthermore, by taking an average of one cycle, there is a further effect that even if a ripple is superimposed on the current, it is possible to smoothly detect a phase advance / delay situation. In addition, by taking an average of one period, smooth detection of the phase can be realized.
[0089]
Further, although the method described in the first embodiment is used as the applied voltage amount at the time when the inverter frequency is increased, the method described in the first embodiment may not be used, and a preset voltage amount may be used. Needless to say, the acceleration effect has the same effect even if the frequency is increased and acceleration is performed with the voltage applied amount constant. In other words, the same acceleration system can be configured for any motor of any specification, so the standardization of the program that constitutes the inverter device can be realized, shortening the development period, improving the reliability of the program, and improving the reliability of the startup performance Connected.
[0090]
In this case, the voltage application amount is an amount in which the voltage is given in advance, so that the tolerance is small with respect to fluctuations in the starting torque and the motor specifications, but the sequence becomes shorter than the above-described method, so that the starting time is short. realizable.
[0091]
In the present embodiment, the phase angle generated by integrating the frequency applied to the permanent magnet motor 1 in the driving device 51 that drives the motor at a predetermined frequency by applying a voltage to the permanent magnet motor 1 is 0. When the direction of the angle is the γ-axis and the direction advanced 90 degrees in the rotational direction from the γ-axis is the δ-axis, the current flowing through the permanent magnet motor is represented by a γδ coordinate chart composed of the γ-axis and the δ-axis from the UVW coordinate system. Current coordinate conversion means 4 for converting into a system, and current coordinate conversion from the phase of the voltage vector input to the coordinate conversion means in a state of a predetermined voltage on the γδ coordinate axis in accordance with the output of the current coordinate conversion means Frequency setting means 12 for accelerating by increasing the frequency applied to the permanent magnet motor 1 until the phase of the current vector output from the means 4 advances, so that by using the coordinate conversion means 4 and 7, angle Needless to period elapses, has the further effect of determining the acceleration to sustainable acceleration frequency rotational motion from the instantaneous current and instantaneous voltage instantaneously.
[0092]
The above description is based on the sine wave driving method, but nothing is limited to the sine wave driving method, and it goes without saying that the present invention can be applied to a rectangular wave driving method. Needless to say, the present invention has the same effect even when applied to the rectangular wave driving method.
[0093]
Embodiment 3 FIG.
FIG. 12 is a circuit block diagram showing the third embodiment of the present invention. In the figure, parts equivalent to those in FIGS. 1 to 11 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
[0094]
12 is different from FIG. 9 in that an activation determination unit 21 is added. The activation determination unit 21 has a function of determining whether or not the rotor of the electric motor 1 is rotating in a forced energized state after the frequency increase described in the second embodiment is completed.
[0095]
Whether or not the electric motor 1 is rotating is determined by determining whether or not the current Iγ and Iδ are coordinate-converted by the current coordinate converter 4 that has passed through the low-pass filter 5 in the activation determination unit 21 and the operation command ( Based on the signal). As described in the second embodiment, the start-up of the electric motor 1 gradually increases the voltage amount to be applied, and after the setting of the voltage application amount is completed, the motor 1 is accelerated by increasing the frequency. In a state where forced energization is performed.
[0096]
The end of the acceleration of the frequency is ended when the phase of the current vector is advanced from the phase of the voltage vector, and the start determination unit 21 is notified that the acceleration has ended (signal is sent). This signal is indicated by a dotted arrow in FIG. When forced energization is performed at the voltage and frequency values at this time, the phase of the current is maintained in the advanced state if the rotor of the electric motor 1 is rotating. However, when forced energization is performed in the state after completion of acceleration, when the rotor of the electric motor 1 is not rotating, the phase of the current returns to the delayed phase.
[0097]
Therefore, if the phase of the current vector is detected in the stable energization state after the end of acceleration, it can be determined whether or not the motor is rotating. FIG. 13 is a diagram illustrating a rotation angle, an inverter frequency, and a current waveform when a voltage is applied in the δ-axis direction. In the figure, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the rotation angle, inverter frequency, and current. In the figure, since a voltage is applied on the δ-axis, a state where the current phase advances means that the γ-axis current has a negative polarity.
[0098]
Here, in this embodiment, the inverter output unit 2, the current detector 3, the current coordinate converter 4, the low pass filter 5, the voltage generator 6, the voltage coordinate converter 7, the gain 10, the integrator 11, and the frequency setting device. 12. A driving device (inverter device) 52 is configured by the activation determination unit 21. The driving device 52 drives the permanent magnet motor 1 at a predetermined frequency.
[0099]
FIG. 13 shows the waveforms when the rotor of the electric motor 1 is rotating after the acceleration is completed. From the top, the waveforms are the rotor angle (the encoder signal as the position sensor), the inverter frequency (forced). The frequency of a typical rotating magnetic field), γ-axis current, and motor current. Even after the increase in the inverter frequency is stopped (after completion of acceleration), it can be read that the motor 1 continues to rotate because the waveform representing the rotor angle continues to change. Further, the frequency is constant from the time when the acceleration is completed from the waveform of the inverter frequency, and it can be read from the drawing that the acceleration is completed at this time (the frequency becomes a constant value). Since the γ-axis current in this case is maintained at a value lower than the zero point, it can be seen that it has a negative polarity.
[0100]
FIG. 14 is a diagram showing the rotation angle, inverter frequency, and current waveforms when a voltage is applied in the δ-axis direction. In the figure, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the rotation angle, inverter frequency, and current. Each waveform shown in FIG. 14 shows a waveform when the rotor of the electric motor 1 does not rotate after the end of acceleration. After the inverter frequency rise stops (after completion of acceleration), the rotor angle waveform does not change and is almost constant, so it can be seen that the motor 1 is stopped (not rotating) after the end of acceleration. . Further, the frequency is constant from the waveform of the inverter frequency, and it can be read that the acceleration is completed as in FIG. It can be seen that the γ-axis current in this case once becomes a value lower than the zero point (negative polarity) after the acceleration is completed, and then returns to the positive polarity.
[0101]
Since current (motor current) flows through the motor 1 in both FIG. 13 and FIG. 14, it is difficult to determine whether or not it is rotating by direct observation by detecting only the current. From the current after the coordinate conversion (γδ coordinate conversion) above, it can be determined from the phase difference between the voltage vector V1 and the current vector I1 (in the figure, the polarity of the γ-axis current). .
[0102]
By setting the applied voltage at startup using the voltage setting method as described above, and automatically setting the frequency of acceleration completion by the inverter device itself using the frequency setting method, is the motor following and rotating by forced energization? It is easy to determine whether or not, and the start-up reliability is greatly improved.
[0103]
Therefore, in the present embodiment, after the increase in frequency is detected, the current of the permanent magnet motor 1 is detected, and when the detected current vector phase is ahead of the voltage vector phase, it is determined that the activation has been successful and detected. Since the activation determination unit 21 that determines that activation has failed when the phase of the current vector is behind the phase of the voltage vector is provided, it is easy to determine whether or not the motor 1 is rotating following the forced energization. Can lead to improved start-up reliability. Furthermore, since the activation can be determined by the instantaneous current, there is a further effect that the activation time can be shortened.
[0104]
In the present embodiment, since the inverter device 52 automatically sets the applied voltage and acceleration completion frequency at the start according to the load condition at the start, it is possible to cope with any load, and the load range at the start Contributes to expansion. In addition, the applied voltage and frequency at startup that were set according to the motor specifications are also set automatically by the inverter device itself, so standardization of the inverter device can be realized even for motors with different specifications, and cost reduction through standardization Can also contribute. Furthermore, since the activation can be determined by the instantaneous current, the activation time can be shortened.
[0105]
Further, as described above, in the present embodiment, the voltage amount to be applied is gradually increased, and after the setting of the voltage application amount is completed, the frequency is increased to accelerate, and the motor 1 is started in a state where the acceleration is completed. Although it is configured to judge the state, even if the method of setting the applied voltage amount to an appropriate value for the inverter device itself is not taken, a predetermined applied voltage amount that causes the current phase to lag behind the voltage phase is set. Needless to say, the structure to be provided has the same effect as described above.
[0106]
In this case, the voltage application amount has a small tolerance with respect to fluctuations in the starting torque and the motor specifications, but since the sequence is shorter than the above-described method, the starting can be realized for a short time.
[0107]
In the example described above, the sine wave driving method has been described. However, it goes without saying that anything can be applied not only to sine wave driving but also to rectangular wave driving. Needless to say, the present invention has the same effect even when applied to rectangular wave driving.
[0108]
As described above, the present embodiment includes the frequency setting means for increasing the frequency until the current phase advances from the voltage phase at the set voltage set by the voltage setting means 6, and the frequency setting means Since the permanent magnet electric motor 1 is started by accelerating by raising the motor, the electric motor can be surely accelerated under any load condition. Furthermore, since the same starting system can be configured for any motor of any specification, standardization of the program that constitutes the inverter can be realized, leading to improved program reliability and improved start-up performance.
[0109]
Further, a frequency setting means for gradually increasing the frequency from a predetermined frequency until the phase of the motor current advances from the phase of the applied voltage at the set voltage set by the voltage setting means 6, and the frequency setting means When the current phase lags behind the voltage phase after the end of frequency acceleration, the voltage setting unit 6 sets the voltage again and the restarting unit restarts the motor. Thus, it can be easily determined whether or not the vehicle is rotating, leading to an improvement in the reliability of activation. In addition, even when rotation is not ensured by forced energization, restart is possible, and startup reliability is improved. Further, since the activation state can be determined at a very low rotation speed, the number of restarts can be increased, and the activation reliability can be further improved.
[0110]
Further, a frequency setting means for gradually increasing the frequency from a predetermined frequency until the phase of the motor current advances from the phase of the applied voltage at the set voltage set by the voltage setting means 6, and the frequency setting means When the phase of the current continues to advance from the phase of the voltage after the acceleration of the frequency by, the drive is switched to the drive according to the rotor position of the permanent magnet motor, so the motor can be started up reliably under any load conditions Can be accelerated further, contributing to the expansion of the load range at startup. Furthermore, it can be easily determined whether or not the electric motor is following and rotating by forced energization, leading to an improvement in starting reliability.
[0111]
Embodiment 4 FIG.
FIG. 15 is a circuit block diagram showing Embodiment 4 of the present invention. In the figure, parts equivalent to those in FIGS. 1 to 14 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. FIG. 15 shows a constant setting relating to the start-up of the voltage generator 6 and the frequency setter 12, the start-up control unit 22 that controls the start-up of the motor 1, and the start-up determination unit 21 that determines whether or not the motor 1 has started up. have. The activation determination unit 21 determines whether or not the electric motor 1 has been activated based on the currents Iγ and Iδ subjected to coordinate conversion from the current coordinate converter 4. In addition, the activation control unit 22 performs the activation control by performing the activation method as described in the first to third embodiments. For example, the voltage generator is based on the currents Iγ and Iδ converted from the current coordinate converter 4, the angular frequency ω * obtained from the frequency command finv, and the activation information (signal) obtained from the activation determination unit 21. 6 and the frequency setting unit 12 are set for constants related to activation, and the activation is controlled.
[0112]
Here, in FIG. 15, ω * is given as a frequency command. In the first to third embodiments, the frequency command ω * is given as a frequency command in Hz (Hertz), an acceleration instruction is given by the frequency setter 12 in Hz, and Hz is in units of rad / s (radians / second). Multiply by 2π to convert. However, in the present embodiment, the frequency command ω * is different in that it is configured to be given by rad / s, but the configuration, operation, action, effect, etc. of the parts equivalent to those in FIGS. It is not different from FIGS.
[0113]
Further, in the present embodiment, the steady control unit 23 is also provided, and the steady control unit 23 has an angle obtained from the coordinate-converted currents Iγ and Iδ from the current coordinate converter 4 and the frequency command finv. Based on the frequency ω * and the like, the electric motor 1 is driven by a drive (either sensorless drive or sensor-equipped drive) according to a normal rotor position during steady operation. Moreover, the switching part 24 which switches operation control from starting control to steady operation control based on the switching instruction | indication (signal) based on the determination information from the starting determination part 21 whether it started or not is also provided.
[0114]
Here, the switching unit 24 includes voltage information (Vγδ) calculated by the activation control unit 22, a phase angle (θm) used for coordinate conversion, and voltage information (Vγδ) calculated by the steady control unit 23. The phase angle (θm) used for coordinate conversion is input. Of the voltage information and phase information of these two control units 22 and 23, only the voltage information and phase information of one control unit are output from the switching unit 24 and output from the inverter output unit 2 to the electric motor 1. Further, in the activated state, voltage information and phase information of the activation control unit 22 are output from the switching unit 24 and output from the inverter output unit 2 to the electric motor 1.
[0115]
When an activation completion instruction is input from the activation determination unit 21 to the switching unit 24, the switching unit 24 switches from the voltage information and phase information output from the activation control unit 22 to the voltage information and phase information output from the steady control unit 23. And switch. A flow of a switching instruction signal from the activation determination unit 21 is indicated by a dotted arrow in the drawing. By switching the output of the voltage information and the phase information from the switching unit 24, the operating state of the electric motor 1 is switched, and the smooth startup switching is performed without stopping.
[0116]
Here, in this embodiment, the inverter output unit 2, the current detector 3, the current coordinate converter 4, the low pass filter 5, the voltage generator 6, the voltage coordinate converter 7, the gain 10, the integrator 11, and the frequency setting device. 12, the start determination unit 21, the start control unit 22, the steady control unit 23, and the switching unit 24 constitute a drive device (inverter device) 53, and the drive device 53 drives the permanent magnet motor 1 at a predetermined frequency. To do.
[0117]
In the present embodiment, a steady state is obtained by the voltage on the γδ coordinate system calculated from at least one of the detected current and the voltage applied to the motor 1 and the phase angle calculated by the voltage on the γδ coordinate system. A switching unit 24 for switching to the steady control unit 23 for instructing the operation is provided, and when the activation determination unit 21 determines that the activation is successful, the operation is switched to the steady operation according to the instruction from the steady control unit 23. When rotation is ensured, there is a further effect that smooth switching from startup to steady operation can be realized.
[0118]
In addition, when the activation determination unit 21 determines that the activation is successful, the phase angle used for the coordinate conversion means 4 and 7 is switched to the phase angle obtained by detecting the position of the rotor of the motor. Therefore, it is possible to realize a smooth start-up by a driving method according to the rotor position or position sensorless driving.
[0119]
Here, when it is determined by the activation determination unit 21 that the activation has not been performed, control is performed so that the activation is performed again from the voltage setting. The restart command is indicated by a dotted arrow in FIG. 15 from the start determination unit 21 to the start control unit 22. A control flowchart of this operation is shown in FIG. FIG. 16 is a control flowchart of the driving device representing the first embodiment of the present invention. In FIG. 16, the operations from step S-1 to step S-4 for setting the voltage are the same as those described in the first embodiment, and thus description thereof is omitted. In addition, since the operations in steps S-11 to S-13 for setting the frequency are the same as those described in the second embodiment, the description thereof will be omitted.
[0120]
In the figure, S-21 is an advanced phase maintenance determination step for determining whether the current phase is advanced and maintains the state of the phase, and S-22 is an advanced phase maintenance determination step S-21 that maintains the advanced phase. S-23 is a steady operation switching step for switching to steady operation control when it is determined, and an instruction for causing the activation determination unit 21 to output a restart instruction when a delay phase is detected in step S-21. This is a restart command step for issuing
[0121]
In step S-21, the phase of the current vector after completion of acceleration is confirmed. If the current phase continues to advance from the voltage phase, the rotation by forced energization is ensured, and the motor follows the rotating magnetic field. Since it is operating, switching to the steady control unit 22 in step S-22 and switching to the sensorless driving state in steady operation completes the startup.
[0122]
However, in S-21, the phase of the current vector after completion of acceleration is confirmed, and if the current phase is delayed from the voltage phase, rotation by forced energization cannot be performed and the motor is locked and stopped. Or, it is in an unstable state in which it does not operate smoothly at a frequency slower than the frequency of the rotating magnetic field.
[0123]
Therefore, when a delay phase is detected in step S-21, a restart command is output from the start determination unit 21 in the restart command step in step S-23, and the process is restarted from step S-1.
[0124]
Therefore, when rotation is ensured by forced energization, it is possible to smoothly switch to steady operation control, and even when rotation is not ensured by forced energization, restart is possible and the reliability of activation Will improve. Further, since the activation state can be determined at a very low rotation speed, the number of restarts can be increased, and the activation reliability can be further improved.
[0125]
Further, when the restart is performed in step S-23, the voltage setting amount may be given larger than the previous value at the next restart. If comprised in this way, it will be hard to fall into the infinite loop which the state which does not start is continued, and the reliability of starting can further be improved.
[0126]
As described above, in the present embodiment, when the activation determination unit 21 determines that activation has failed, an instruction is given to restart, so that it is possible to restart even if rotation is not ensured by forced energization. Thus, the startup reliability is improved. Further, since the activation state can be determined at a very low rotation speed, the number of restarts can be increased, and the activation reliability can be further improved.
[0127]
In addition, when the activation determination unit 21 determines that the activation has failed, the restart is performed at a predetermined voltage higher than the voltage value at which the activation has failed when restarting. However, by being configured to be given larger than the previous value, there is a further effect that it is difficult to fall into an infinite loop and the reliability of activation can be further improved.
[0128]
Further, although the steady control unit 23 in FIG. 15 is for the sensorless drive, the same activation method can be applied even if the position sensor is added to the electric motor 1 for the sensor drive. Since the position of the position sensor is unknown until the first pulse is input, it goes without saying that the application of the voltage setting method of the present invention has the same effect of improving the start-up reliability. Furthermore, even if the position sensor is added to the electric motor 1 and the activation method of the present invention is applied in the case of sensor driving, the steady state control unit 23 may perform sensor driving by position sensor driving. Needless to say, it can be started up reliably and the startup reliability can be improved.
[0129]
Further, when driving an electric motor mounted on a compressor constituting a refrigeration cycle, the refrigerant starts to circulate in a state where the rotational speed has increased to some extent, and the load amount at the time of starting increases, making it difficult to start. For this reason, conventionally, it is necessary to prepare a compressor-specific sequence of waiting for restart. With this sequence, the compressor is not operated for about 3 to 5 minutes, and the waiting for restart is continued until the load is stabilized. .
[0130]
However, in the case of the control for performing the start determination as in the present embodiment, even when driving the electric motor mounted on the compressor constituting the refrigeration cycle, the frequency for determining the restart can be very low, Reactivation is possible in a state where the refrigerant does not circulate and the activation torque does not increase. Therefore, a restart waiting sequence is unnecessary or a restart waiting time shorter than 3 to 5 minutes is required, and the number of restart retries can be increased. Thereby, the starting reliability can be further improved.
[0131]
Furthermore, even in the case of the motor identification technique (referred to as automatic tuning) that is a technique for identifying the motor constant that is the specification of the motor 1, in the present embodiment, if the motor specification is unknown, the identification is performed. Since a difficult counter electromotive voltage constant can be obtained by starting the electric motor 1 and securing the rotation state, the counter electromotive voltage constant can be identified. Therefore, it can be said that the start-up method of the present embodiment is a start-up method and drive device suitable for automatic tuning (start-up method and drive device for identifying motor constants by itself).
[0132]
Here, in the case where the starting method of the present invention and the automatic tuning technique are combined, the necessary information is only the overcurrent protection level of the electric motor 1 connected to the inverter device and the number of poles of the electric motor. If only these two pieces of information can be obtained, the permanent magnet motor 1 can be sensorlessly driven with a sine wave at an arbitrary rotational speed simply by connecting the motor 1 to the inverter device.
[0133]
Here, when the number of poles is unknown, the mechanical rotational speed is not an arbitrary value. In this case, the electric frequency (in other words, the inverter frequency) is set to an arbitrary frequency, and the permanent magnet motor 1 is operated. Since sine wave sensorless driving is possible, if only the overcurrent level information can be obtained and set, the motor 1 can be driven at an arbitrary inverter frequency even when the number of poles is unknown.
[0134]
As described above, in the present embodiment, since the drive unit 53 identifies the motor constant of the permanent magnet motor 1, the counter electromotive voltage constant that is difficult to identify unless the motor 1 rotates is the motor constant. Even if the specification is unknown, it is possible to start up and secure the rotation state, and therefore, there is a further effect that the back electromotive voltage constant can be identified. Therefore, it is possible to drive the permanent magnet motor 1 in a sensorless manner with a sine wave at an arbitrary number of revolutions, only by the necessary information of the overcurrent protection level of the motor 1 connected to the inverter device and the number of poles of the motor. Furthermore, when the number of poles is unknown, the mechanical rotational speed is not an arbitrary value, but the permanent magnet motor 1 is driven in a sinusoidal sensorless manner with the electrical frequency, in other words, the inverter frequency being an arbitrary frequency. Therefore, it becomes possible to drive the motor to an arbitrary inverter frequency only by setting the overcurrent level.
[0135]
In the case of a motor using rare earth magnets, the demagnetizing current at room temperature is very large, so if the motor is installed in a room temperature environment, it is not necessary to set the overcurrent level. Even if it is not an environment, it is not necessary to set the overcurrent level by adding a temperature sensor such as a thermistor. Therefore, in the case of an electric motor using a rare earth magnet, information on the number of poles and the overcurrent protection level is not available. The motor 1 can be started, the motor constants can be identified, and automatic tuning can be performed.
[0136]
In addition, since a rare earth magnet is used for the permanent magnet motor 1, the use of the rare earth magnet eliminates the need for considering the effect of demagnetization and enables rough control. By reducing the resolution of the CPU, A cheap CPU can be applied. In addition, it becomes possible to use a device with low current detection accuracy, and an inexpensive current detector can be applied.
[0137]
Although the description is based on the sine wave drive method, it goes without saying that anything can be applied not only to sine wave drive but also to rectangular wave drive. Needless to say, the present invention has the same effect even when applied to rectangular wave driving.
[0138]
【The invention's effect】
According to the present invention, since it is a start-up sequence that does not require an electric motor constant, it can be executed in the same sequence even with different electric motor specifications, which contributes to a reduction in price due to software standardization and an improvement in software reliability. Furthermore, the voltage setting work related to startup can be reduced, so that the price can be reduced by reducing the design load. In addition, since the starting voltage can be set using the instantaneous current value, the time required for starting can be shortened. In addition, it is possible to set the required voltage amount at start-up that can be started in any load state, and it is hoped that the startable range can be expanded and the reliability of start-up can be improved, contributing to the expansion of the load range at start-up To do.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit block diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram showing a change in phase angle with respect to time according to the present invention.
FIG. 3 is a diagram showing a relationship between a γδ axis and a dq axis for explaining the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a voltage and current vector diagram for explaining the first embodiment of the present invention;
FIG. 5 is a voltage and current vector diagram for explaining the first embodiment of the present invention;
FIG. 6 is a control flowchart of the driving device representing Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 7 is a vector diagram for explaining a method for detecting a current lag phase in the first embodiment of the present invention;
FIG. 8 is a control flowchart of the drive device representing Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 9 is a circuit block diagram illustrating Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 10 is a control flowchart of the driving apparatus according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a diagram for explaining a relationship between an inverter frequency, a current scalar quantity, and a phase representing the second embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a circuit block diagram illustrating Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 13 is a diagram showing waveforms of current, inverter frequency, and rotation angle when a voltage is applied in the 3δ-axis direction in the embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a diagram showing waveforms of current, inverter frequency, and rotation angle when a voltage is applied in the δ-axis direction in Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 15 is a circuit block diagram illustrating Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 16 is a control flowchart of the driving apparatus representing Embodiment 4 of the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Electric motor, 2 Inverter output part, 3 Current detector, 4 Current coordinate converter, 5 Low pass filter, 6 Voltage generator, 7 Voltage coordinate converter, 10 Gain, 11 Integrator, 12 Frequency setter, 21 Start determination part , 22 Startup control unit, 23 Steady state control unit, 24 Switching unit, 50, 51, 52, 53 Drive device (inverter device).

Claims (21)

永久磁石電動機に電圧を印加して所定の周波数にて駆動する電動機の駆動装置において、前記永久磁石電動機の起動時に、印加する電圧をゼロから増加させ前記永久磁石電動機に流れる電流の位相が前記印加する電圧の位相に対して遅れ位相となるかを判断し、前記遅れ位相が発生した時点の電圧に基づいて前記永久磁石電動機の起動時の電圧を設定する電圧設定手段を備えたことを特徴とする電動機の駆動装置。In a motor drive device that applies a voltage to a permanent magnet motor and drives the motor at a predetermined frequency, when the permanent magnet motor is started up, the applied voltage is increased from zero and the phase of the current flowing through the permanent magnet motor is the applied voltage. A voltage setting unit that determines whether the phase of the voltage to be delayed is a delayed phase and sets a voltage at the time of starting the permanent magnet motor based on the voltage at the time when the delayed phase occurs. To drive the motor. 前記電圧設定手段にて設定された設定電圧にて、前記電流の位相が前記電圧の位相より進むまで周波数を上昇させる周波数設定手段を備え、前記周波数設定手段により周波数を上昇させることによって加速して前記永久磁石電動機を起動させるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の永久磁石電動機の駆動装置。A frequency setting means for increasing the frequency until the phase of the current advances from the phase of the voltage at the set voltage set by the voltage setting means, and accelerating by increasing the frequency by the frequency setting means. 2. The drive device for a permanent magnet motor according to claim 1, wherein the permanent magnet motor is started. 前記電圧設定手段により設定された設定電圧にて、前記電動機電流の位相が、前記印加する電圧の位相より進むまで周波数を所定の周波数から徐々に上昇させて加速する周波数設定手段と、前記周波数設定手段による周波数の加速終了後に前記電流の位相が前記電圧の位相より遅れている場合に、再度前記電圧設定手段により電圧設定を行い再起動させる再起動手段と、を備えたことを特徴とする請求項１に記載の永久磁石電動機の駆動装置。Frequency setting means for accelerating by gradually increasing the frequency from a predetermined frequency until the phase of the motor current advances from the phase of the applied voltage at the set voltage set by the voltage setting means; and the frequency setting And a restarting unit configured to restart the voltage setting by the voltage setting unit again when the phase of the current is delayed from the phase of the voltage after the acceleration of the frequency by the unit is completed. Item 8. A drive device for a permanent magnet electric motor according to Item 1 . 前記電圧設定手段により設定された設定電圧にて、前記電動機電流の位相が、前記印加する電圧の位相より進むまで周波数を所定の周波数から徐々に上昇させて加速する周波数設定手段と、前記周波数設定手段による周波数の加速終了後に前記電流の位相が前記電圧の位相より進み続けている場合に、前記永久磁石電動機の回転子位置に応じた駆動に切替えることを特徴とする請求項１に記載の永久磁石電動機の駆動装置。Frequency setting means for accelerating by gradually increasing the frequency from a predetermined frequency until the phase of the motor current advances from the phase of the applied voltage at the set voltage set by the voltage setting means; and the frequency setting when the phase of the current after completion of acceleration of the frequency by means continues advances the phase of the voltage, permanent according to claim 1, characterized in that switching on the drive in response to the rotor position of the permanent magnet motor Magnet motor drive device. 永久磁石電動機に電圧を印加して所定の周波数にて駆動する駆動装置において、前記永久磁石電動機に印加される周波数を積分して生成される位相角度の０度の方向をγ軸、このγ軸より回転方向に９０度進んだ方向をδ軸、とするとき、前記永久磁石電動機に流れる電流をＵＶＷ座標系から前記γ軸およびδ軸より構成されるγδ座標系に変換する電流座標変換手段と、前記電流座標変換手段よりの電流ベクトルの出力に基づいて、前記γδ座標軸上の電圧ベクトルの位相を一定の状態で、前記電流ベクトルが前記電圧ベクトルより遅れ位相となる時点まで前記電圧ベクトルの大きさを変化させて、前記永久磁石電動機が起動する電圧量を設定する電圧設定手段と、前記電圧設定手段により設定されたγδ座標軸上の設定電圧を前記永久磁石電動機に印加する電圧に変換する電圧座標変換手段と、を備えたことを特徴とする電動機の駆動装置。  In a drive device that applies a voltage to a permanent magnet motor and drives it at a predetermined frequency, the direction of 0 degree of the phase angle generated by integrating the frequency applied to the permanent magnet motor is the γ axis, and this γ axis Current coordinate conversion means for converting the current flowing through the permanent magnet motor from a UVW coordinate system to a γδ coordinate system composed of the γ-axis and the δ-axis when the direction advanced 90 degrees in the rotation direction is the δ-axis. Based on the output of the current vector from the current coordinate conversion means, the voltage vector on the γδ coordinate axis is kept in a constant state until the current vector is delayed from the voltage vector. Voltage setting means for setting the voltage amount at which the permanent magnet motor is started by changing the length, and the set voltage on the γδ coordinate axis set by the voltage setting means as the permanent magnet motor And a voltage coordinate conversion means for converting into a voltage to be applied to the motor. 前記γδ座標系のγ軸上あるいはδ軸上のいずれかに前記電圧ベクトルを出力し、前記γ軸あるいは前記δ軸のうち、前記電圧ベクトルの出力されていない方の座標軸における電流の極性により前記電流ベクトルの位相が前記電圧ベクトルの位相より遅れていることを検出するようにしたことを特徴とする請求項５に記載の電動機の駆動装置。The voltage vector is output on either the γ axis or the δ axis of the γδ coordinate system, and the polarity of the current in the coordinate axis to which the voltage vector is not output out of the γ axis or the δ axis is determined. 6. The motor driving apparatus according to claim 5 , wherein it is detected that the phase of the current vector is delayed from the phase of the voltage vector. 前記γδ座標系のγ軸上あるいはδ軸上のいずれかに前記電圧ベクトルを出力し、前記γ軸あるいは前記δ軸のうち、前記電圧ベクトルの出力されていない方の座標軸における電流の極性が変化するまで、前記電圧ベクトルの大きさを増加させて前記永久磁石電動機の起動に必要な電圧量を設定する電圧設定手段を備えたことを特徴とする請求項５または請求項６に記載の電動機の駆動装置。The voltage vector is output on either the γ axis or the δ axis of the γδ coordinate system, and the polarity of the current in the coordinate axis of the γ axis or the δ axis where the voltage vector is not output changes. 7. The electric motor according to claim 5, further comprising: a voltage setting unit configured to set a voltage amount necessary for starting the permanent magnet electric motor by increasing the magnitude of the voltage vector. Drive device. 前記電圧ベクトルの出力されていない方の座標軸における電流の極性が変化するときの電圧である極性変化電圧を第１の所定電圧、前記永久磁石電動機に減磁電流が流れるときの電圧である減磁電圧を第２の所定電圧とするとき、第１の所定電圧以上で、かつ前記第２の所定電圧よりも小さな電圧範囲内となるまで、前記電圧ベクトルの大きさを増加させて前記永久磁石電動機の起動に必要な電圧量を設定する電圧設定手段を備えたことを特徴とする請求項７に記載の電動機の駆動装置。The polarity change voltage, which is the voltage when the polarity of the current on the coordinate axis to which the voltage vector is not output, changes is the first predetermined voltage, and the demagnetization is the voltage when the demagnetizing current flows through the permanent magnet motor. When the voltage is the second predetermined voltage, the magnitude of the voltage vector is increased until the voltage is within the voltage range that is equal to or higher than the first predetermined voltage and smaller than the second predetermined voltage. 8. The motor drive device according to claim 7 , further comprising voltage setting means for setting a voltage amount necessary for starting the motor. 前記電流座標変換手段の出力であるγ軸電流とδ軸電流の比率が、予め設定された所定値の範囲内となるまで、前記電圧ベクトルの大きさを増加させて前記永久磁石電動機の起動に必要な電圧量を設定する電圧設定手段を備えたことを特徴とする請求項５に記載の電動機の駆動装置。The voltage of the voltage vector is increased to start the permanent magnet motor until the ratio of the γ-axis current and the δ-axis current, which is the output of the current coordinate conversion means, is within a predetermined range set in advance. 6. The electric motor drive device according to claim 5 , further comprising voltage setting means for setting a necessary voltage amount. 前記γδ座標系において、前記電流ベクトルの前記電圧ベクトルに対する位相遅れが２度以上２０度以下の範囲内となるまで前記電圧ベクトルの大きさを増加させて前記永久磁石電動機の起動に必要な電圧量を設定する電圧設定手段を備えたことを特徴とする請求項５に記載の電動機の駆動装置。In the γδ coordinate system, the amount of voltage required to start the permanent magnet motor by increasing the magnitude of the voltage vector until the phase delay of the current vector with respect to the voltage vector is in the range of 2 degrees to 20 degrees. 6. The motor drive device according to claim 5 , further comprising voltage setting means for setting 前記電圧設定手段にて設定された電圧にて、前記座標変換手段に入力される電圧ベクトルの位相よりも、前記電流座標変換手段から出力される電流ベクトルの位相が進むまで周波数を上昇させて加速する周波数設定手段を備えたことを特徴とする請求項５ないし請求項１０のうちの少なくとも１項に記載の電動機の駆動装置。Accelerates by increasing the frequency until the phase of the current vector output from the current coordinate conversion unit advances from the phase of the voltage vector input to the coordinate conversion unit at the voltage set by the voltage setting unit. The motor drive device according to claim 5, further comprising frequency setting means for performing the operation. 前記電圧設定手段にて設定された電圧にて、前記電圧ベクトルの出力されていない方の座標軸上の電流成分の１周期分の平均値の極性により前記電流ベクトルの位相が前記電圧ベクトルの位相よりも進んでいるかを判断することによって、前記電圧ベクトルの位相よりも、前記電流ベクトルの位相が進むまで前記永久磁石電動機に印加する周波数を上昇させて加速する周波数設定手段を備えたことを特徴とする請求項６ないし請求項１０のうちの少なくとも１項に記載の電動機の駆動装置。At the voltage set by the voltage setting means, the phase of the current vector is different from the phase of the voltage vector due to the polarity of the average value of one period of the current component on the coordinate axis on which the voltage vector is not output. And a frequency setting means for accelerating by increasing the frequency applied to the permanent magnet motor until the phase of the current vector advances rather than the phase of the voltage vector. The drive device for an electric motor according to at least one of claims 6 to 10 . 永久磁石電動機に電圧を印加して所定の周波数にて駆動する駆動装置において、前記永久磁石電動機に印加される周波数を積分して生成される位相角度の０度の方向をγ軸、このγ軸より回転方向に９０度進んだ方向をδ軸、とするとき、前記永久磁石電動機に流れる電流をＵＶＷ座標系から前記γ軸およびδ軸より構成されるγδ座表系に変換する電流座標変換手段と、前記電流座標変換手段の出力に応じて、前記γδ座標軸上で一定の所定電圧の状態で、前記座標変換手段に入力される電圧ベクトルの位相よりも、前記電流座標変換手段から出力された電流ベクトルの位相が進むまで前記永久磁石電動機に印加する周波数を上昇させて加速する周波数設定手段と、を備えたことを特徴とする電動機の駆動装置。  In a drive device that applies a voltage to a permanent magnet motor and drives it at a predetermined frequency, the direction of 0 degree of the phase angle generated by integrating the frequency applied to the permanent magnet motor is the γ axis, and this γ axis Current coordinate conversion means for converting the current flowing through the permanent magnet motor from the UVW coordinate system to the γδ coordinate system composed of the γ-axis and the δ-axis when the direction advanced 90 degrees in the rotational direction is the δ-axis. And in accordance with the output of the current coordinate conversion means, the current coordinate conversion means outputs a phase of a voltage vector input to the coordinate conversion means in a constant predetermined voltage state on the γδ coordinate axis. Frequency setting means for accelerating by increasing the frequency applied to the permanent magnet motor until the phase of the current vector advances. 前記周波数の上昇終了後に、前記永久磁石電動機の電流を検出し、検出した電流ベクトルの位相が電圧ベクトルの位相よりも進んでいる場合は起動成功と判断し、検出した電流ベクトルの位相が電圧ベクトルの位相よりも遅れている場合は起動失敗と判断する起動判定部を備えたことを特徴とする請求項１１ないし請求項１３のうちの少なくとも１項に記載の電動機の駆動装置。After the increase of the frequency, the current of the permanent magnet motor is detected, and when the detected current vector phase is ahead of the voltage vector phase, it is determined that the startup is successful, and the detected current vector phase is the voltage vector 14. The motor drive device according to claim 11, further comprising an activation determination unit that determines that the activation has failed when the phase of the motor is delayed. 前記検出された電流、もしくは前記永久磁石電動機へ印加する電圧の何れか少なくとも一方より演算されたγδ座標系上の電圧と、前記検出された電流もしくは前記演算された電圧のうちの少なくとも一方により演算された位相角度と、により定常運転を制御する定常制御部に切替える切替え部を備え、前記起動判定部が起動成功と判断した場合には、前記定常制御部よりの指示による定常運転に切替えるようにしたことを特徴とする請求項１４に記載の電動機の駆動装置。Calculated by at least one of the detected current or the calculated voltage and the voltage on the γδ coordinate system calculated from at least one of the detected current or the voltage applied to the permanent magnet motor. And a switching unit that switches to a steady control unit that controls steady operation based on the phase angle that has been set, and when the activation determination unit determines that the activation is successful, the operation is switched to the steady operation according to an instruction from the steady control unit. The motor drive device according to claim 14 , wherein the motor drive device is a motor drive device. 前記起動判定部が起動成功と判断した場合に、前記検出された電流もしくは前記永久磁石電動機へ印加する電圧のうちの少なくとも一方より演算されたγδ座標系上の電圧と、前記永久磁石電動機の回転子の位置を検出して得られた位相角度と、に基づいて定常運転制御に切替える切替え部を備えたことを特徴とする請求項１４に記載の電動機の駆動装置。When the activation determination unit determines that the activation is successful, the voltage on the γδ coordinate system calculated from at least one of the detected current or the voltage applied to the permanent magnet motor, and the rotation of the permanent magnet motor The motor drive device according to claim 14 , further comprising a switching unit that switches to steady operation control based on a phase angle obtained by detecting the position of the child. 前記起動判定部が起動失敗と判断した場合、再起動するように指示することを特徴とする請求項１４に記載の電動機の駆動装置。The motor drive device according to claim 14 , wherein when the start determination unit determines that the start has failed, the start determination unit instructs to restart. 前記起動判定部が起動失敗と判断した場合に、再起動する際、起動失敗となった電圧値よりも大きな所定の電圧にて再起動させるようにしたことを特徴とする請求項１７に記載の電動機の駆動装置。18. The apparatus according to claim 17 , wherein when the activation determination unit determines that the activation is unsuccessful, the apparatus is reactivated at a predetermined voltage larger than a voltage value at which the activation has failed when the apparatus is reactivated. Electric motor drive device. 前記永久磁石電動機の電動機定数を同定するようにしたことを特徴とする請求項１ないし請求項１８の少なくとも１項に記載の電動機の駆動装置。The motor drive device according to at least one of claims 1 to 18 , wherein an electric motor constant of the permanent magnet motor is identified. 前記永久磁石電動機は、希土類磁石を用いたものであることを特徴とする請求項１ないし請求項１９の少なくとも１項に記載の電動機の駆動装置。The motor drive device according to at least one of claims 1 to 19 , wherein the permanent magnet motor uses a rare earth magnet. 冷凍サイクルを構成する圧縮機に搭載される電動機を駆動するようにしたことを特徴とする請求項１ないし請求項２０のうち少なくとも１項に記載の電動機の駆動装置。Motor driving device according to at least one of claims 1 to claim 20, characterized in that so as to drive the electric motor mounted in the compressor constituting the refrigeration cycle.
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