JP3753074B2 - DC brushless motor device - Google Patents
DC brushless motor device Download PDFInfo
- Publication number
- JP3753074B2 JP3753074B2 JP2002013821A JP2002013821A JP3753074B2 JP 3753074 B2 JP3753074 B2 JP 3753074B2 JP 2002013821 A JP2002013821 A JP 2002013821A JP 2002013821 A JP2002013821 A JP 2002013821A JP 3753074 B2 JP3753074 B2 JP 3753074B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- brushless motor
- voltage
- current
- control
- self
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Images
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は、インバータにより駆動されるDCブラシレスモーターの制御に関する。
【0002】
【従来の技術】
図8は従来のDCブラシレスモーター装置の構成を示す図である。図8において、1は直流電源、2は制御信号に基づき動作する複数のスイッチ素子を有し直流電源1より供給される直流電圧Vdcを交流電圧に変換するインバータ、3は複数の巻線を有する固定子3aおよび永久磁石を有する回転子3bから構成されインバータ2からの交流電圧によって動作するDCブラシレスモーター、4はDCブラシレスモーター3の端子電圧を検出して、前記DCブラシレスモーターの回転子3bの位置を検出する位置検出回路、5は前記位置検出回路4から出力される位置信号を入力してインバータ2のスイッチ素子の制御信号を発生する制御回路、6は位置検出回路4の出力する複数の位置信号を基にDCブラシレスモーターの回転子3bの磁極位置情報θmを演算する位置演算手段、7は前記磁極位置情報θmと速度指令f*とに基づき自制運転するための電圧指令値V1および周波数fを演算する自制運転演算手段、10は位置検出ができない起動における電圧指令値V0および周波数f’を演算する他制運転演算手段、11は前記磁極位置情報θmに基づき運転方法すなわち他制運転か自制運転かを切り替える選択手段、12は直流電圧Vdcと前記選択手段11の選択した運転方法に基づきインバータ2の各スイッチング素子の制御信号を作成する駆動制御手段である。
【0003】
次に動作について説明する。図9は、従来のDCブラシレスモーター駆動手順(選択手順11の動作)の一例を示すフローチャートである。まず駆動を開始する場合、選択手段11は他制運転を選択する(ステップ1)。次に他制運転演算手段10は、予め定められた電圧指令値V0および周波数f’の時間変化パターンの出力を開始する。駆動制御手段12は、他制運転演算手段10から選択手段11を経由して電圧指令値および、周波数を得、この周波数を積分して位相を得、これらにより出力すべき電圧を演算し、さらに直流電圧Vdcを加味して各相のPWMデューティを計算しPWM信号を出力する。インバータ2は前記PWM信号に基づきスイッチング素子を駆動し、DCブラシレスモーターの回転子3bを回転させる。他制運転での電圧指令値V0および周波数f’のパターンの一例を図10に示す。図10の如く出力電圧一定のもとで周波数を徐々に上げると、回転子3bの回転数上昇による誘起電圧の上昇および出力電圧に対するロータ回転位相の遅れが増加し、良好な誘起電圧ゼロクロス検出が可能な位相関係となる。他制運転中、選択手段11は位置検出回路4および位置演算手段6を介して回転子の回転情報を取得し、誘起電圧ゼロクロスが正常に検出されているか否か、すなわち自制運転に切替が可能であるか否かを判断する(ステップ2)。自制運転不可の場合は引き続き他制運転を行い、また自制運転可能となったら自制運転へと切り替える。自制運転演算手段7の詳細構成図を図11に示す。図11に示すように自制運転演算手段7は速度指令と回転速度の差分(速度偏差)を積分することにより電圧指令値V1を演算し、回転速度情報fと共に出力する。この電圧指令値V1および回転速度fに基づき駆動制御手段12およびインバータ2が動作し、モータを駆動する。以降自制運転のもとで動作が継続し、自制運転演算手段7内の速度偏差がゼロとなるよう制御がなされ、すなわち速度制御が実現される。(ステップ3)
【0004】
上記の一連の動作を行った場合のモーターの回転速度および電圧の時間変化を図12に示す。なお、選択手段11は誘起電圧が観測不能となる起動時のみ他制運転を選択する。このため一度自制運転に切り替えて定常運転に移行した後は他制運転に再度戻ることはない。なお、位置検出手段4はモーターの中性点(各相巻線の接続点)電圧あるいはこれに相当する基準電圧(例えば直流電圧Vdcの1/2)を生成し、モーターの各相端子電圧波形と前記基準電圧とをそれぞれ比較し、この比較結果を位置検出信号として制御手段5に出力するが、この基準電圧は例えば直流電源1の電圧Vdcの1/2、あるいはモーターの端子電圧の平均値などが用いられる。DCブラシレスモーターの回転子3bの磁極位置情報はDCブラシレスモーターの固定子3aの誘起電圧によって取得される。しかしながら、端子電圧はモーターの端子電圧においてこの誘起電圧が現れるためには、該当する相の巻線に電流が流れていないことが条件となる。具体的には相のインバータのスイッチング状態がOFF状態(通電休止期間)しており、かつ通電直後の電流継続状態(環流)が終了していることが位置検出可能であることの条件である。これは、正常な位置検出を行うためにインバータ2の運転状態を制限する必要があることを意味している。上記のような構成・動作を行う例としては例えば特開平11−275887号公報に示されたものがある。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
一般にDCブラシレスモーターを高回転で駆動するためにはインバータ印加電圧位相をDCブラシレスモーターの誘起電圧位相より進めた位置に通電する弱め界磁制御が有効である。しかし、上述したように誘起電圧ゼロクロスを用いたセンサレス制御法における位置検出信号は各々の相に通電が行われていない通電休止期間においてのみ検出可能であり、通電休止期間は所定位相からこの信号検出タイミング、即ち位置検出信号の極性変化までの間必要となることから、インバータの印加電圧位相の進み角は所定の値を越えて進めることはできない。従来の位置検出回路4を用いた場合、位置検出信号は常に端子電圧のゼロクロス点を検出することになるので、印加電圧の点弧位相は最大でも端子電圧のゼロクロス点までしか進めることはできない。従って、高効率運転、または高回転を実現する上で誘起電圧に誘起電圧のゼロクロス点よりも先に印加電圧を点弧したくともその要求に応えられないという問題があった。また特開2000−232762号公報等に示されるようにDCブラシレスモーターでは電機子起磁力による誘起電圧の振動が発生し、この振動による駆動異常が生じる場合があることが知られている。またこの誘起電圧の振動は高回転・高負荷となるほど大きくなることも知られている。前記資料では駆動異常の発生を抑止する手段として、モーター固定子形状変更による対策法が示されているが、前記固定子形状以外のモーターでの駆動異常に対しては効果が無く、汎用性に乏しいなどの問題があった。
【0006】
この発明は上記問題点を解消するためになされたもので、広範囲運転範囲を有し信頼性の高いDCブラシレスモーターを提供することを目的とする。更に高回転側への運転範囲拡大あるいは誘起電圧の振動による駆動異常を解消するなど安定した運転が可能なDCブラシレスモータを提供することを目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】
請求項1に係る本発明のDCブラシレスモーター装置は、DCブラシレスモーターの固定子巻線が集中巻である固定子のスロットオープニングと回転子鉄心により形成される極間部が対向する位置が発生する回転を駆動するインバータと、インバータに流入する電流を検出する電流センサと、インバータを制御すると共に回転位置センサを用いることなくDCブラシレスモーターの回転子の位置を演算して自制運転を行う制御装置と、を備え、高速回転時または高負荷時に自制運転状態で電流センサにより検出された電流値が所定値を越えたと判断すると自制運転から切換えて他制運転とし、誘起電圧位相より進めた位相に通電する運転により速度指令値に近づくように速度制御を行うものである。
【0008】
請求項2に係る本発明のDCブラシレスモーター装置は、DCブラシレスモーターを駆動する電圧指令値が自制運転状態での回転数が上がらない最大電圧付近に達するかどうかを判断する電圧判断手段と、を備え、DCブラシレスモーターを駆動するPWMインバータのPWMデューティが大である時の運転を他制運転とするものである。
【0009】
請求項3に係る本発明のDCブラシレスモーター装置は、電圧判断手段と電流センサにより検出された電流を判断する電流判断手段の両方を用いて自制運転から切換えて他制運転に制御するものである。
【0010】
請求項4に係る本発明のDCブラシレスモーター装置は、回転子の位置を検出する装置は、DCブラシレスモーターの端子電圧を中性点あるいは中性点に相当する点の電圧と比較することによって行うものである。
【0011】
請求項5に係る本発明のDCブラシレスモーター装置は、出力電圧が飽和した後の他制運転において、通電角120度以上とするものである。
【0012】
請求項6に係る本発明のDCブラシレスモーター装置は、高速状態及び高負荷状態の少なくともいずれかにおいて切換えられた他制運転中に所定電流以下を検出した際に、DCブラシレスモーターの運転を自制運転に切換えるものである。
【0013】
請求項7に係る本発明のDCブラシレスモーター装置は、所定電流は定格電流以上で過負荷限界電流以下であるものである。
【0019】
【発明の実施の形態】
実施の形態1.
本実施の形態において、従来例と同一の機能を果たす部分については同一の符号を付し説明を省略する。図1は本発明のDCブラシレスモーター装置の構成を示す図である。図1において、1は直流電源、2は制御信号に基づき動作する複数のスイッチ素子を有し直流電源1より供給される直流電圧Vdcを交流電圧に変換するインバータ、3は複数の巻線を有する固定子3aおよび永久磁石を有するモータ回転子3bから構成されインバータ2からの交流電圧によって動作するDCブラシレスモーター、4はDCブラシレスモーター3の端子電圧を検出して、前記DCブラシレスモーターの回転子3bの位置を検出する位置検出回路、5は前記位置検出回路4から出力される位置信号を入力してインバータ2のスイッチ素子の制御信号を発生する制御回路、6は前記位置検出回路4の出力する複数の位置信号を基にDCブラシレスモーターの回転子3bの磁極位置情報θmを演算する位置演算手段、7は前記磁極位置情報θmと速度指令f*と基づき自制運転するための電圧指令値V1*およびその電圧位相θ1を演算する自制運転演算手段、10は速度指令f*より直流電圧指令値V0および電圧位相θ0を演算する他制運転演算手段、11は他制運転から自制運転に切り替える選択手段、12は直流電圧Vdcと前記選択手段11の選択した電圧指令・電圧位相とに基づきインバータ2の各スイッチング素子の制御信号を作成する駆動制御手段である。
【0020】
また図2は選択手段の動作を示すフローチャートである。ステップ1〜2は起動時の他制運転処理であり、起動後は従来と同様の動作すなわち位置検出が可能になり次第自制運転が選択され他制運転から切り替わる。自制運転中は従来例に示した速度制御を行うと共に、速度指令f*と検出し演算した速度fの大小関係の判定(ステップ4)と電圧指令値V1が最大値(Vmax)であるかの判別を行う(ステップ5)。ここで、f*>fかつV1=Vmax、すなわち自制運転状態で出力電圧が上限に達し、さらに加速ができない状態に至った場合は高速時の他制運転に移行する。高速時の他制運転では、周波数f0の初期値を実速度fとし、徐々に速度指令値f*に徐々に近づくように制御する(ステップ6)。高速時の他制運転中は、前記の周波数制御と同時に、速度指令値f*と予め定めておいた他制運転下限周波数f2との大小関係比較、および誘起電圧のゼロクロス検出(位置検出)を行う(ステップ7,8)。なおf2は、最大電圧を必要とする運転周波数よりも小さい値を選択する。ここでf*<f2かつ位置検出が可能である場合は、選択手段11は他制運転から自制運転へと再度切り替えて、従来と同様の速度制御を行う。
【0021】
以上のような制御の運転例を図5に示す。図5は図2フローチャートのステップ3から6への速度を加速し上げている動作、及びステップ6から3への速度を減速し下げる動作、更に図5の自制から他制への切換えは5から6への切換えを意味しており、また図5の他制から自制への切換えはステップ8から3への切換えを意味している。図5は横軸が時間で縦軸に電圧と周波数を説明するものである。自制運転中に大きな速度指令f*を与えると、自制運転により電圧が増加し加速して行き、出力電圧が最大となる。この時刻から他制運転が選択され、出力電圧が一定(最大)のまま出力周波数が増加する。これにより、従来法よりも高速に運転が可能となることが判る。また、速度指令が低くなり他制運転からの減速時は速度が所定周波数f2を下回った時刻より自制運転に切り替わるので、過剰な電圧を与えることなく効率の良い運転が実現される。速度fが速度指令f*へ追従する波形が自制運転時と他制運転時で異なるのは自制制御では一般的な積分制御とし、他制制御ではランプ関数を使用して加速度一定制御としているためで、ランプ関数は時間あたりの制御量変化が一定となるような関数である。他制運転でも積分制御を使用できるが、高速状態では速度を上げるため弱め界磁制御を行う。
【0022】
すなわちDCブラシレスモーターをより高回転まで駆動するためにインバータ印加電圧位相をブラシレスモーターの誘起電圧位相より進めた位相に通電する運転方法、これを弱め界磁運転というが、が有効である。通電位相を進めることによりモーター固定子の電機子の磁束は磁石の磁束を弱める方向に働き、誘起電圧は低減され、出力電圧が抑制される。いいかえれば出力電圧が一定の条件ではより高い回転数まで運転できる。他制運転で進み位相通電を行った場合の端子電圧波形及び位置検出信号の関係説明図を図7に示す。図7では他制運転のため位置検出信号が本来通電休止期間にあるはずが図7のように位置検出されるべきタイミングよりも端子電圧の位相が進み通電開始タイミングが早くなったとしても位置検出信号に無関係な他制制御であるから安定運転が可能になる。通電休止期間にとらわれない運転が可能になる。弱め界磁制御で電圧が足りない状態で速度を上げるため発生トルクを犠牲にしており、モーター発生トルクは漸減するため自動的に回転子3bの位相が遅れて運転する。この状態を回転子位相を基準に見れば通電位相を進めていることになり、すなわち弱め界磁運転が自動的に達成される。この結果従来よりも高速運転が可能になる。一方高速で弱め界磁制御をするので、これに対し加速トルクを制限した方がより安定性を損なわないで運転できる。加速トルクを制限するために加速度を一定以下に抑えている。このように高速時の他制運転に加速度一定制御を採用することにより一層安定した運転を得ることが出来る。
【0023】
次に本発明の別の構成例を説明する。これは電機子起磁力による誘起電圧波形の歪みがもたらす駆動異常を解消するためのもので、駆動異常は、誘起電圧波形の歪みにより正しい誘起電圧ゼロクロス情報を得られなくなることにより生じる。波形の歪みは電機子電流(モータ電流)の大きさに依存する。本例では、電流を検出し所定以上となったら誘起電圧ゼロクロスを検出しない駆動方法すなわち他制運転とすることで駆動異常は解消できる。図3は、本例の構成図である。図3おいて13はインバータ2に流入する電流(以下入力電流)を検出する電流センサである。他の構成は図1と同様である。電流センサ13において検出された電流値は選択手段11に入力され、これに基づき他制運転、自制運転が決定される。
【0024】
図4は図3の構成に対する動作を示すフローチャートである。ステップ1‐3は図2と同様である。ステップ3における自制運転中は速度制御すると共に入力電流Iを監視し、所定値I1と比較する(ステップ4a)。ここで入力電流Iが所定値I1を越えたと判断された場合は他制制御に切り替える。ステップ6の高速での他制制御中においては電圧固定の基で速度を速度指令に近づけるよう制御を行うと共に入力電流を監視し、ここでステップ7aの如く入力電流Iが所定値I2を下回った判断されかつステップ8の如く位置検出が正常に行われる場合は自制運転に移行する。
【0025】
I1,I2は電機子電流による駆動異常が発生しない電流値の範囲でI1>I2なる条件で設定する。なお、本例では検出する電流を入力するものとしたが、これに限らず、モータ電流を検出しても良い。駆動異常の発生がモーター電流に依存するので計測する電流はモーター電流に関連する量、例えば交流電源電流や電力などを使用すれば良いし、電流あるいは電力に比例する物理量であれば良い庫とは当然である。また何処で計測しようと計測値は瞬時値でも平均値でも実行値でも可能である。上記例では一例としてインバータ入力電流で説明している。このインバータ入力電流で計測すると検出回路と制御回路のグランドである基準電圧を共通化でき構造の簡素化と標準化が可能になる。また、駆動異常は誘起電圧ゼロクロスの間隔が短くなる高速運転時に発生しやすいため、図2のフローチャートの動作と図4のフローチャートの動作を組合せる、すなわち図2のステップ5の電圧を判断する電圧判断手段と図4のステップ4aの電流を判断する電流判断手段の両方を使用して制御することなどにより、広運転範囲かつ安定な駆動装置が実現出来る。なお動作のフローの組合せは速度と電流などDCブラシレスモーター装置にて駆動する負荷の種類や用途、運転範囲などを考慮して選べは良い。
【0026】
次に、本発明のDCブラシレスモーター装置に使用する、効果がより発揮されるモーター形状につき説明する。図6は集中巻モーターの構成図である。図6において20は固定子鉄心、20aは固定子歯部、20bはスロットオープニング、21は回転子磁石、22は回転子鉄心、22aは回転子極間部、23は固定子巻線である。ここで固定子巻線23に通電すると、これにより発生する磁束は回転子極間部22a,回転子鉄心22、および固定子鉄心23により形成される磁気回路に流れる。ここで回転子極間部22aの位置が、回転子歯部20aに対向した位置にある場合は前記磁気回路は小さいが、前記回転子極間部22aの位置がスロットオープニング20bに対向した位置にある場合は、ギャップが大となるため磁気抵抗が大きくなる。すなわち、極間部がスロットオープニングを通過する際に磁束の急激な変化が生じ,固定子巻線23には起電力が発生する。この起電力がインバータの位置検出回路の誤動作の要因となっている。集中巻モーターでは固定子歯部20a一本当たりに流れる磁束が大きいため,前記の起電力の影響も大きく、制御する上で大きな課題となる場合がある。本実施例に示した制御は電流に応じて自制運転・他制運転を切り替えるため、特に電流値が大きな高負荷状態で集中巻モーターをより安定に運転することが出来る。
【0027】
本発明は、高速側の運転範囲拡大およびモーターの駆動異常の解消を達成すべく、回転速度が大である際に、位置検出情報による自制運転(速度フィードバック運転)から、速度指令のみに基づく他制運転(速度オープンループ運転)に切り替える様制御する方法である。これはDCブラシレスモーターをセンサレス120度通電でPWM駆動するインバータでは、PWMデューティが最大あるいはある値以上になった場合運転周波数を位置検出により得た速度を用いずに速度指令値にのみによって制御するオープンループ制御とするもので、これにより通電角120度以上とすることができる。
【0028】
すなわち、高速側の運転範囲拡大およびモーターの駆動異常の解消を達成すべく、電流が大である際に、位置検出情報による速度フィードバック運転(自制運転)から、速度指令のみに基づくオープンループ運転(他制運転)に切り替える様制御する方法である。
【0029】
また、高速側の運転範囲拡大およびモーターの駆動異常の解消を達成すべく、PWMインバータのPWMデューティが大である際に、位置検出情報による速度フィードバック運転(自制運転)から、速度指令のみに基づくオープンループ運転(他制運転)に切り替える様制御する方法である。
【0030】
更に、高効率運転を実現すべく、DCブラシレスモーター装置のモーターの固定子構造として集中巻を採るものである。
【0031】
更に、安価な回路で実現すべく、モーターの位置検出方法として、DCブラシレスモータの端子電圧を中性点あるいは中性点に相当する点の電圧と比較する方法を採るものである。
【0032】
以上説明したとおりこの発明では、高速回転時の弱め界磁運転誘起電圧のゼロクロス飽和レベル演算手段に基づき出力電流のピークを抑えて駆動されるため、回路を安価に実現できる。
【0033】
また、積分制御を自制運転で使用し高速時には加速度一定制御に切換えるので制御回路内の積分器が発散せず運転を安定に行うことができる。
【0034】
また本発明は、回転数を変化させても運転を安定に行うことができ、高効率かつ周波数範囲の広い運転を安定に行うことができ、安価な回路構成とすることができる。以上までの説明で高速時または高負荷時の他制運転での下限周波数、すなわち速度は定格周波数以上最大周波数以下と説明してきたが、これは一般に定格時に高効率が求められるため自制運転とする方が望ましいためである。定格以上の高速では効率よりも速度限界性能、すなわちより高い速度までの安定した運転が求められるため他制運転とする考えを説明している。このことは高負荷状態の運転でも同様で定格負荷状態では効率を追及して自制運転を、それ以上の高負荷状態では安定した運転である他制運転とすれば良い。
【0035】
但しDCブラシレスモーター装置を使用する負荷や目的に応じて切り替えの条件とすれば良く、この高速時または高負荷時の他制運転への切換えの条件設定を特に定格状態とする必要がなく、効率が必要な領域とそれよりも高速または高負荷で安定した運転が必要な領域の区分けに応じて、あるいは何処まで高い速度を得たいかなどに応じて切換え位置を設定すれば良いことは当然である。特に高速時の他制運転はトルクを犠牲にして回転数を稼ぐ弱め界磁運転を行う都合上、高速時にあまりトルクを必要としない負荷にこの発明のDCブラシレスモーター装置を使用すると良い。例えば冷凍サイクルに使用される圧縮機の場合、高速域で定トルク負荷に近い特性のため本発明の制御は特に有効に働く。更に対象負荷をエアコンとした場合、他制運転の範囲として、低い外気温度条件時の暖房運転する際に自制運転から他制運転に切換えると良い。低外気暖房は負荷トルクが小さいので回転数が高い状態で運転される。この状態で他制運転を行えば更に高回転化が図れ一層暖房能力を上げることが出来小さい構造で暖房能力が大きなエアコンが実現できる。この場合はエアコンが暖房モード運転を指令された後で外気温度が例えば10度より低い場合には高速度時または高負荷時と判断して自制運転から他制運転に切換えられることになる。
【0036】
【発明の効果】
請求項1に係る本発明のDCブラシレスモーター装置は、DCブラシレスモーターの固定子巻線が集中巻である固定子のスロットオープニングと回転子鉄心により形成される極間部が対向する位置が発生する回転を駆動するインバータと、インバータに流入する電流を検出する電流センサと、インバータを制御すると共に回転位置センサを用いることなくDCブラシレスモーターの回転子の位置を演算して自制運転を行う制御装置と、を備え、高速回転時または高負荷時に自制運転状態で前記電流センサにより検出された電流値が所定値を越えたと判断すると自制運転から切換えて他制運転とし、誘起電圧位相より進めた位相に通電する運転により速度指令値に近づくように速度制御を行うので、効率の良い信頼性の高い装置が得られる。
【0037】
請求項2に係る本発明のDCブラシレスモーター装置は、DCブラシレスモーターを駆動する電圧指令値が自制運転状態での回転数が上がらない最大電圧付近に達するかどうかを判断する電圧判断手段と、を備え、DCブラシレスモーターを駆動するPWMインバータのPWMデューティが大である時の運転を他制運転とするので、高速回転時安定した運転が行える装置が得られる。
【0038】
請求項3に係る本発明のDCブラシレスモーター装置は、電圧判断手段と電流センサにより検出された電流を判断する電流判断手段の両方を用いて自制運転から切換えて他制運転に制御するので、広範囲運転かつ安定な駆動ができる装置が得られる。
【0039】
請求項4に係る本発明のDCブラシレスモーター装置の、回転子の位置を検出する装置は、DCブラシレスモーターの端子電圧を中性点あるいは中性点に相当する点の電圧と比較することによって行うので、簡単な、安価な装置とすることが出来る。
【0040】
請求項5に係る本発明のDCブラシレスモーター装置は、出力電圧が飽和した後の他制運転において、通電角120度以上とするので、高速側の運転範囲を拡大できる装置が得られる。
【0041】
請求項6に係る本発明のDCブラシレスモーター装置は、高速状態及び高負荷状態の少なくともいずれかにおいて切換えられた他制運転中に所定電流以下を検出した際に、DCブラシレスモーターの運転を自制運転に切換えるので、効率の良い運転が可能になる。
【0042】
請求項7に係る本発明のDCブラシレスモーター装置は、所定電流は定格電流以上で過負荷限界電流以下であるので、高負荷状態で安定性が高い運転が行える。
【図面の簡単な説明】
【図1】 この発明の実施の形態1におけるDCブラシレスモーター装置の構成図。
【図2】 この発明の実施の形態1における動作を示すフローチャート。
【図3】 この発明の実施の形態1における別のDCブラシレスモーター装置の構成図。
【図4】 この発明の実施の形態1における別の動作を示すフローチャート。
【図5】 この発明の実施の形態1の制御の運転例を示す説明図。
【図6】 この発明の実施の形態1におけるDCブラシレスモーター装置の集中巻モータの構成図。
【図7】 この発明の実施の形態1におけるDCブラシレスモーター装置の端子電圧波形図。
【図8】 従来のDCブラシレスモーター装置の構成図。
【図9】 従来の装置の駆動手順を示すフローチャート。
【図10】 従来の他制運転における電圧指令と周波数のパターンを示す図。
【図11】 従来の装置の速度指令と電圧飽和レベルの関係を示す図。
【図12】 従来装置の速度と電圧の時間変化を示す図。
【符号の説明】
1 直流電源、 2 インバータ、 3 DCブラシレスモーター、 3a DCブラシレスモーターの固定子、 3b DCブラシレスモーターの回転子、4 位置検出回路、 5 制御手段、 6 位置演算手段、 7 自制運転演算手段、 10 他制運転演算手段、 11 選択手段、 12 駆動制御手段、 20 固定子鉄心、 21 回転子磁石、 22 回転子鉄心、 23 固定子巻線。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to control of a DC brushless motor driven by an inverter.
[0002]
[Prior art]
FIG. 8 is a diagram showing a configuration of a conventional DC brushless motor device. In FIG. 8, 1 is a DC power source, 2 is a inverter having a plurality of switching elements that operate based on a control signal, and converts a DC voltage Vdc supplied from the
[0003]
Next, the operation will be described. FIG. 9 is a flowchart showing an example of a conventional DC brushless motor driving procedure (operation of selection procedure 11). First, when driving is started, the selection means 11 selects other control operation (step 1). Next, the other braking operation calculation means 10 starts outputting a time change pattern of a predetermined voltage command value V0 and a frequency f ′. The drive control means 12 obtains a voltage command value and frequency from the other-run operation calculation means 10 via the selection means 11, integrates the frequency to obtain a phase, and calculates a voltage to be output by these, In consideration of the DC voltage Vdc, the PWM duty of each phase is calculated and a PWM signal is output. The
[0004]
FIG. 12 shows changes over time in the rotational speed and voltage of the motor when the above series of operations is performed. Note that the selection unit 11 selects the other control operation only at the time of startup when the induced voltage becomes unobservable. For this reason, once it switches to self-control operation and shifts to steady operation, it does not return to other control operation again. The position detection means 4 generates a neutral point (connection point of each phase winding) voltage of the motor or a reference voltage (for example, 1/2 of the DC voltage Vdc) corresponding to this voltage, and the voltage waveform of each phase terminal of the motor. And the reference voltage are output to the control means 5 as a position detection signal. This reference voltage is, for example, 1/2 of the voltage Vdc of the
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
In general, in order to drive a DC brushless motor at a high speed, field-weakening control is effective in which current is applied to a position where the inverter applied voltage phase is advanced from the induced voltage phase of the DC brushless motor. However, as described above, the position detection signal in the sensorless control method using the induced voltage zero cross can be detected only in the energization stop period in which the energization is not performed in each phase. Since the timing is required until the polarity of the position detection signal is changed, the advance angle of the applied voltage phase of the inverter cannot be advanced beyond a predetermined value. When the conventional position detection circuit 4 is used, the position detection signal always detects the zero-cross point of the terminal voltage. Therefore, the ignition voltage can be advanced only to the zero-cross point of the terminal voltage even at the maximum. Therefore, there is a problem that, in realizing high-efficiency operation or high rotation, even if the applied voltage is ignited before the zero cross point of the induced voltage, the demand cannot be met. Further, as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-232762, etc., it is known that in a DC brushless motor, an induced voltage vibration due to an armature magnetomotive force occurs, and a drive abnormality may occur due to this vibration. It is also known that the oscillation of the induced voltage increases as the rotation speed and load increase. In the above document, a countermeasure method by changing the shape of the motor stator is shown as a means to suppress the occurrence of drive abnormality, but there is no effect on drive abnormality in motors other than the stator shape, and it is versatile. There were problems such as scarcity.
[0006]
The present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to provide a DC brushless motor having a wide operating range and high reliability. It is another object of the present invention to provide a DC brushless motor capable of stable operation such as extending the operation range to the high rotation side or eliminating drive abnormality due to induced voltage oscillation.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In the DC brushless motor device according to the first aspect of the present invention, there is a position where the slot opening of the stator, in which the stator winding of the DC brushless motor is concentrated winding, and the pole portion formed by the rotor iron core face each other. An inverter that drives rotation, a current sensor that detects a current flowing into the inverter, a control device that controls the inverter and calculates the position of the rotor of the DC brushless motor without using the rotational position sensor, and performs a self-limiting operation; When it is judged that the current value detected by the current sensor in the self-control operation state at high speed rotation or high load exceeds the predetermined value, the self-control operation is switched to the other control operation, and the phase advanced from the induced voltage phase is energized. The speed control is performed so as to approach the speed command value by the operation to be performed.
[0008]
A DC brushless motor device according to a second aspect of the present invention includes: a voltage determination unit configured to determine whether a voltage command value for driving the DC brushless motor reaches around a maximum voltage at which the number of rotations in the self-controlled operation does not increase; In addition, the operation when the PWM duty of the PWM inverter that drives the DC brushless motor is large is referred to as other control operation.
[0009]
The DC brushless motor device of the present invention according to
[0010]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the DC brushless motor device according to the present invention, wherein the device for detecting the position of the rotor is performed by comparing the terminal voltage of the DC brushless motor with a voltage at a neutral point or a point corresponding to a neutral point. Is.
[0011]
The DC brushless motor device according to the fifth aspect of the present invention has a conduction angle of 120 degrees or more in other braking operation after the output voltage is saturated.
[0012]
According to a sixth aspect of the present invention, the DC brushless motor device according to the present invention controls the operation of the DC brushless motor in a self-limiting operation when a predetermined current or less is detected during the other control operation switched in at least one of the high speed state and the high load state. To switch to.
[0013]
In the DC brushless motor device according to the seventh aspect of the present invention, the predetermined current is not less than the rated current and not more than the overload limit current.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
In the present embodiment, portions that perform the same functions as those of the conventional example are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted. FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a DC brushless motor apparatus according to the present invention. In FIG. 1, 1 is a DC power source, 2 is a inverter having a plurality of switch elements that operate based on a control signal, and converts a DC voltage Vdc supplied from the
[0020]
FIG. 2 is a flowchart showing the operation of the selection means.
[0021]
An operation example of the above control is shown in FIG. FIG. 5 shows the operation of increasing the speed from
[0022]
That is, in order to drive the DC brushless motor to a higher rotation, an operation method in which the inverter applied voltage phase is energized to a phase advanced from the induced voltage phase of the brushless motor, which is called field weakening operation is effective. By advancing the energization phase, the magnetic flux of the armature of the motor stator acts in the direction of weakening the magnetic flux of the magnet, the induced voltage is reduced, and the output voltage is suppressed. In other words, the motor can be operated up to a higher speed under the condition that the output voltage is constant. FIG. 7 shows an explanatory diagram of the relationship between the terminal voltage waveform and the position detection signal when the phase energization is performed in the other control operation. In FIG. 7, the position detection signal should be in the energization suspension period for other control operation, but the position detection is performed even if the phase of the terminal voltage is advanced and the energization start timing is earlier than the timing of position detection as in FIG. Stable operation is possible because of other control that is not related to the signal. Operation that is not limited to the energization stop period becomes possible. The generated torque is sacrificed to increase the speed in the state where the voltage is insufficient due to the field weakening control, and the phase of the
[0023]
Next, another configuration example of the present invention will be described. This is to eliminate the drive abnormality caused by the distortion of the induced voltage waveform due to the armature magnetomotive force, and the drive abnormality occurs because correct induced voltage zero-cross information cannot be obtained due to the distortion of the induced voltage waveform. The distortion of the waveform depends on the magnitude of the armature current (motor current). In this example, the drive abnormality can be eliminated by using a driving method in which the induced voltage zero cross is not detected when the current is detected and becomes equal to or greater than a predetermined value, that is, other control operation. FIG. 3 is a configuration diagram of this example. In FIG. 3, reference numeral 13 denotes a current sensor for detecting a current flowing into the inverter 2 (hereinafter referred to as an input current). Other configurations are the same as those in FIG. The current value detected by the current sensor 13 is input to the selection means 11, and based on this, other braking operation and self-limiting driving are determined.
[0024]
FIG. 4 is a flowchart showing the operation for the configuration of FIG. Step 1-3 is the same as FIG. During the self-restricting operation in
[0025]
I 1 , I 2 Is in the range of current values at which drive abnormality due to armature current does not occur. 1 > I 2 Set under the following conditions. In this example, a current to be detected is input. However, the present invention is not limited to this, and a motor current may be detected. Since the occurrence of drive abnormality depends on the motor current, the current to be measured may be an amount related to the motor current, such as an AC power supply current or power, or a physical quantity proportional to the current or power. Of course. The measurement value can be an instantaneous value, an average value, or an execution value regardless of where the measurement is made. In the above example, the inverter input current is described as an example. By measuring with this inverter input current, the reference voltage which is the ground of the detection circuit and the control circuit can be shared, and the structure can be simplified and standardized. Further, since the drive abnormality is likely to occur during high-speed operation in which the interval of the induced voltage zero cross is shortened, the voltage for determining the voltage in
[0026]
Next, a motor shape that is used in the DC brushless motor device of the present invention and that is more effective will be described. FIG. 6 is a block diagram of a concentrated winding motor. In FIG. 6, 20 is a stator core, 20a is a stator tooth portion, 20b is a slot opening, 21 is a rotor magnet, 22 is a rotor core, 22a is a rotor pole portion, and 23 is a stator winding. Here, when the stator winding 23 is energized, the magnetic flux generated thereby flows in a magnetic circuit formed by the rotor pole portion 22 a, the
[0027]
In order to achieve an increase in the operating range on the high speed side and the elimination of motor drive abnormalities, the present invention is based on a speed command alone from a self-controlled operation (speed feedback operation) based on position detection information when the rotational speed is high. This is a method of controlling to switch to braking operation (speed open loop operation). This is because, in an inverter that performs PWM driving of a DC brushless motor with sensorless 120-degree energization, when the PWM duty is maximum or exceeds a certain value, the operating frequency is controlled only by the speed command value without using the speed obtained by position detection. This is an open loop control. Corner It can be 120 degrees or more.
[0028]
In other words, in order to achieve the expansion of the driving range on the high speed side and the elimination of motor drive abnormalities, when the current is large, from the speed feedback operation (self-regulated operation) based on the position detection information to the open loop operation based only on the speed command ( It is a method of controlling to switch to other control operation).
[0029]
Also, based on speed command only from speed feedback operation (self-regulated operation) based on position detection information when PWM duty of PWM inverter is large, in order to achieve high speed side driving range expansion and elimination of motor drive abnormality It is a method of controlling to switch to open loop operation (other system operation).
[0030]
Furthermore, in order to realize high-efficiency operation, concentrated winding is adopted as the stator structure of the motor of the DC brushless motor device.
[0031]
Further, in order to realize the circuit with an inexpensive circuit, a method of comparing the terminal voltage of the DC brushless motor with the voltage at the neutral point or a point corresponding to the neutral point is adopted as a method for detecting the position of the motor.
[0032]
As described above, according to the present invention, the circuit can be realized at low cost because it is driven while suppressing the peak of the output current based on the zero-cross saturation level calculation means for the field-weakening induced voltage during high-speed rotation.
[0033]
In addition, since integral control is used in self-regulated operation and switched to constant acceleration control at high speed, the integrator in the control circuit does not diverge and can be operated stably.
[0034]
Further, the present invention can stably operate even when the number of rotations is changed, can stably operate with high efficiency and a wide frequency range, and can have an inexpensive circuit configuration. In the above description, it has been explained that the lower limit frequency in other control operation at high speed or high load, that is, the speed is higher than the rated frequency and lower than the maximum frequency. This is because it is desirable. Since the speed limit performance rather than efficiency, that is, stable operation up to a higher speed is required at higher speeds than the rated value, the concept of other control operation is explained. This is the same in the operation under a high load state. In the rated load state, the self-restricting operation may be performed by pursuing the efficiency, and the other operation that is stable in the higher load state may be used.
[0035]
However, the switching conditions may be set according to the load and purpose of using the DC brushless motor device, and it is not necessary to set the conditions for switching to other braking operation at high speed or high load. It is natural that the switching position should be set according to the classification of the area where the engine is required and the area where stable operation is required at a higher speed or higher load, or according to where the high speed is desired. is there. In particular, the DC brushless motor device of the present invention is preferably used for a load that does not require much torque at high speeds for the purpose of performing field-weakening operation that increases the rotational speed at the sacrifice of torque during high speed other speed operation. For example, in the case of a compressor used in a refrigeration cycle, the control of the present invention works particularly effectively because of characteristics close to a constant torque load in a high speed range. Further, when the target load is an air conditioner, the range of the other control operation may be switched from the self-control operation to the other control operation when performing the heating operation under a low outside air temperature condition. The low outside air heating is operated at a high rotational speed because the load torque is small. If the other control operation is performed in this state, the rotation speed can be further increased, and the heating capacity can be further increased, so that an air conditioner having a small structure and a large heating capacity can be realized. In this case, if the outside air temperature is lower than, for example, 10 degrees after the air conditioner is instructed to perform the heating mode operation, it is determined that the speed is high or the load is high, and the self-control operation is switched to the other control operation.
[0036]
【The invention's effect】
In the DC brushless motor device according to the first aspect of the present invention, there is a position where the slot opening of the stator, in which the stator winding of the DC brushless motor is concentrated winding, and the pole portion formed by the rotor iron core face each other. An inverter that drives rotation, a current sensor that detects a current flowing into the inverter, a control device that controls the inverter and calculates the position of the rotor of the DC brushless motor without using the rotational position sensor, and performs a self-limiting operation; When it is determined that the current value detected by the current sensor has exceeded a predetermined value in the self-limiting operation state during high-speed rotation or high load, switching from the self-control operation to the other control operation, the phase is advanced from the induced voltage phase. Since the speed control is performed so as to approach the speed command value by the energized operation, an efficient and highly reliable device can be obtained.
[0037]
A DC brushless motor device according to a second aspect of the present invention includes: a voltage determination unit configured to determine whether a voltage command value for driving the DC brushless motor reaches around a maximum voltage at which the number of rotations in the self-controlled operation does not increase; In addition, since the operation when the PWM duty of the PWM inverter for driving the DC brushless motor is large is the other control operation, a device capable of stable operation at high speed rotation can be obtained.
[0038]
The DC brushless motor device according to the third aspect of the present invention controls both the voltage judgment means and the current judgment means for judging the current detected by the current sensor to switch from the self-control operation to the other control operation. A device capable of driving and stable driving is obtained.
[0039]
The apparatus for detecting the position of the rotor of the DC brushless motor device of the present invention according to claim 4 is performed by comparing the terminal voltage of the DC brushless motor with the voltage at the neutral point or a point corresponding to the neutral point. Therefore, a simple and inexpensive device can be obtained.
[0040]
Since the DC brushless motor device according to the fifth aspect of the present invention has an energization angle of 120 degrees or more in the other control operation after the output voltage is saturated, a device capable of expanding the operating range on the high speed side is obtained.
[0041]
According to a sixth aspect of the present invention, the DC brushless motor device according to the present invention controls the operation of the DC brushless motor in a self-limiting operation when a predetermined current or less is detected during other braking operation switched in at least one of a high speed state and a high load state. Therefore, efficient operation is possible.
[0042]
In the DC brushless motor device according to the seventh aspect of the present invention, since the predetermined current is not less than the rated current and not more than the overload limit current, it can be operated with high stability in a high load state.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a DC brushless motor device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a flowchart showing an operation according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a configuration diagram of another DC brushless motor device according to
FIG. 4 is a flowchart showing another operation in the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is an explanatory diagram showing an operation example of control according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a configuration diagram of a concentrated winding motor of the DC brushless motor device according to
FIG. 7 is a terminal voltage waveform diagram of the DC brushless motor device according to
FIG. 8 is a configuration diagram of a conventional DC brushless motor device.
FIG. 9 is a flowchart showing a driving procedure of a conventional apparatus.
FIG. 10 is a diagram showing a pattern of voltage command and frequency in a conventional other control operation.
FIG. 11 is a diagram showing a relationship between a speed command and a voltage saturation level of a conventional device.
FIG. 12 is a diagram showing a change over time in speed and voltage of a conventional device.
[Explanation of symbols]
1 DC power supply, 2 inverter, 3 DC brushless motor, 3a stator of DC brushless motor, 3b rotor of DC brushless motor, 4 position detection circuit, 5 control means, 6 position calculation means, 7 self-control operation calculation means, 10 others Braking operation calculation means, 11 selection means, 12 drive control means, 20 stator core, 21 rotor magnet, 22 rotor core, 23 stator winding.
Claims (7)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002013821A JP3753074B2 (en) | 2002-01-23 | 2002-01-23 | DC brushless motor device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002013821A JP3753074B2 (en) | 2002-01-23 | 2002-01-23 | DC brushless motor device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003219681A JP2003219681A (en) | 2003-07-31 |
JP3753074B2 true JP3753074B2 (en) | 2006-03-08 |
Family
ID=27650680
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002013821A Expired - Lifetime JP3753074B2 (en) | 2002-01-23 | 2002-01-23 | DC brushless motor device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3753074B2 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN106286249A (en) * | 2016-08-12 | 2017-01-04 | 合肥美的电冰箱有限公司 | Method for controlling frequency conversion, controller and refrigerator |
Families Citing this family (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7102306B2 (en) | 2003-03-17 | 2006-09-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Brushless DC motor driving method and apparatus for it |
JP5091535B2 (en) * | 2007-04-26 | 2012-12-05 | 三洋電機株式会社 | Motor control device |
JP4735638B2 (en) * | 2007-11-13 | 2011-07-27 | パナソニック株式会社 | Motor drive device |
DE102008041549A1 (en) * | 2008-08-26 | 2010-03-04 | Robert Bosch Gmbh | Method for detecting the rotor position of an electrical machine and device for this purpose |
JP5354652B2 (en) * | 2009-01-13 | 2013-11-27 | 北芝電機株式会社 | Induction heating power supply |
JP5195444B2 (en) | 2009-01-14 | 2013-05-08 | パナソニック株式会社 | Brushless DC motor driving apparatus, refrigerator and air conditioner using the same |
TW201037961A (en) | 2009-01-14 | 2010-10-16 | Panasonic Corp | Motor driving device and electric equipment using same |
JP5556992B2 (en) | 2009-08-21 | 2014-07-23 | アイシン精機株式会社 | Motor control device and vehicle seat control device |
JP5704882B2 (en) * | 2010-10-20 | 2015-04-22 | 日本電産サンキョー株式会社 | Pump control device and pump device |
KR101422927B1 (en) * | 2012-10-30 | 2014-07-23 | 삼성전기주식회사 | Apparatus and method for motor driving control and motor using the same |
JP2014128081A (en) * | 2012-12-25 | 2014-07-07 | Iai Corp | Control device, actuator system and control method |
CN103078573A (en) * | 2013-02-05 | 2013-05-01 | 安徽中家智锐科技有限公司 | Starting method of brushless DC (Direct Current) motor without Hall sensor |
JP6354523B2 (en) * | 2014-10-31 | 2018-07-11 | 株式会社デンソー | Electric motor control device |
-
2002
- 2002-01-23 JP JP2002013821A patent/JP3753074B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN106286249A (en) * | 2016-08-12 | 2017-01-04 | 合肥美的电冰箱有限公司 | Method for controlling frequency conversion, controller and refrigerator |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2003219681A (en) | 2003-07-31 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP3832257B2 (en) | Synchronous motor start control method and control device | |
KR101041076B1 (en) | Method for control starting of brushless DC motor | |
JP3888082B2 (en) | Motor device and control method thereof | |
JP3753074B2 (en) | DC brushless motor device | |
JP2010011539A (en) | Motor controller and semiconductor integrated circuit device | |
JP2003079183A (en) | Step-out detecting equipment of synchronous motor, step- out detecting method of synchronous motor, drive equipment of hermetic compressor and drive equipment of fan motor | |
KR100774006B1 (en) | Three phase bldc motor controller and control method thereof | |
JP3731105B2 (en) | Motor system, air conditioner equipped with the motor system, and motor starting method | |
JP2010226842A (en) | Control method and control apparatus for brushless dc motor | |
JP4791319B2 (en) | Inverter device, compressor drive device and refrigeration / air-conditioning device | |
JP2007282367A (en) | Motor driving controller | |
KR101490185B1 (en) | Apparatus and method for initially driving a sensorless bldc motor | |
JP4281376B2 (en) | Electric motor drive | |
JP2009011014A (en) | Inverter controller, electric compressor, and home electrical equipment | |
JP7199535B2 (en) | How to control a brushless permanent magnet motor | |
JP2001054295A (en) | Motor start control unit | |
JP4531180B2 (en) | Synchronous motor and method for starting synchronous motor | |
JP2013102656A (en) | Inverter control device, electrically-driven compressor, and electric apparatus | |
JP5326948B2 (en) | Inverter control device, electric compressor and electrical equipment | |
JP2017022867A (en) | Motor driving method | |
JP6643968B2 (en) | SR motor control system and SR motor control method | |
JP2005094925A (en) | Control method for brushless dc motor | |
KR102713188B1 (en) | Sensorless commutation method | |
JP3332612B2 (en) | Brushless motor drive | |
US11979101B2 (en) | Sensor-free commutation method |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040601 |
|
RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20040706 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040730 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041207 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050204 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20051122 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20051205 |
|
R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 3753074 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091222 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091222 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101222 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111222 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111222 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121222 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121222 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131222 Year of fee payment: 8 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term |