JP4261537B2 - Electric motor control device - Google Patents
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Description
本発明は、電動機制御装置に関し、少なくとも二つの電動機を備えた、たとえば、電気自動車やハイブリッド自動車に適用できる電動機制御装置に関する。 The present invention relates to an electric motor control device, and more particularly to an electric motor control device that includes at least two electric motors and can be applied to, for example, an electric vehicle and a hybrid vehicle.
走行時の静粛性や大気を汚さない点で今後の発展が大いに期待されている電気自動車またはハイブリッド自動車の従来技術としては、たとえば、下記の特許文献１に記載されたものがある。
As a conventional technique of an electric vehicle or a hybrid vehicle that is expected to be developed in the future in terms of quietness during travel and not polluting the atmosphere, for example, there is one described in
図１５は、従来技術のブロック図である。この図において、前輪１、１は、第一の電動機２によって駆動可能であり、また、後輪３、３は、第二の電動機４によって駆動可能である。第一の電動機２及び第二の電動機４には、各々の駆動時に、それぞれ専用のインバータ（第一のインバータ５、第二のインバータ６）から三相交流が供給されるようになっており、それらのインバータ５、６には、バッテリ７から直流電源が供給されるようになっている。
FIG. 15 is a block diagram of the prior art. In this figure,
ここで、バッテリ７と後輪用の第二のインバータ６との間に設けられているリレー接点７の必要理由は、同文献によれば、以下のとおりである。まず、説明の都合上、リレー接点７がないものと考える。すなわち、バッテリ７と後輪用の第二のインバータ６が直結されているものと考える。この場合、たとえば、第一の電動機２で前輪１、１を駆動すると、第二の電動機４は、後輪３、３の従動回転に伴って“発電機”として動作するため、第一の電動機２で発生した駆動力の一部が前記の負荷の消費に回されてしまい車両の駆動効率が悪くなる。
Here, the reason why the relay contact 7 provided between the battery 7 and the second inverter 6 for the rear wheels is necessary is as follows. First, it is assumed that there is no relay contact 7 for convenience of explanation. That is, it is considered that the battery 7 and the second inverter 6 for the rear wheel are directly connected. In this case, for example, when the
これに対して、図示のように、バッテリ７と後輪用の第二のインバータ６との間にリレー接点７を設けておき、第一の電動機２で前輪１、１を駆動するときに、そのリレー接点７を遮断するようにすれば、第二の電動機４が発電機として動作しなくなるので、前記の不都合（車両の駆動効率の悪化）を解消できる。
On the other hand, as shown in the figure, when the relay contact 7 is provided between the battery 7 and the second inverter 6 for the rear wheel, and the
しかしながら、前記の従来技術は、機械的な接点部品（リレー接点７）を必要とするので、接点損傷などのトラブル発生の可能性を否めないという問題点がある。また、当該接点部品は大電流用であるため、サイズが大きく、しかも、高価である。これにより、配置レイアウト等の設計上の制約や、車両のコストアップを招くという問題点もある。 However, the above-described prior art requires a mechanical contact part (relay contact 7), and thus has a problem that it cannot deny the possibility of trouble such as contact damage. Moreover, since the said contact component is for large currents, its size is large and it is expensive. As a result, there are problems in design constraints such as the layout of layout and an increase in vehicle cost.
本発明は、上記の不都合に鑑みてなされてものであり、その目的とするところは、無接点方式で電動機の切り離しを行うことができ、他の電動機の負荷を低減できる電動機制御装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above inconveniences, and an object of the present invention is to provide an electric motor control device capable of disconnecting the electric motor in a non-contact manner and reducing the load on the other electric motor. There is.
本発明に係る電動機制御装置は、少なくとも第一及び第二の二つの電動機を制御する電動機制御装置において、入出力の一方に前記第一の電動機の電源線を接続すると共に該入出力の他方に前記第二の電動機の電源線を接続したマトリクスコンバータと、前記マトリクスコンバータの入出力の他方に接続されたインバータと、前記インバータを介して前記マトリクスコンバータに接続されたバッテリと、前記インバータを制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記バッテリからの電力を前記インバータ及び前記マトリクスコンバータを介して前記第一の電動機に供給する際に、前記インバータの平均出力ベクトルを、前記インバータの出力ベクトルのうち零ベクトルを除く出力ベクトルを用いて生成するようにしたことを特徴とするものである。 An electric motor control device according to the present invention is the electric motor control device that controls at least the first and second two electric motors , wherein the power supply line of the first electric motor is connected to one of the input and output and the other of the input and output A matrix converter connected to the power line of the second electric motor; an inverter connected to the other input / output of the matrix converter; a battery connected to the matrix converter via the inverter; and the inverter controlled. Control means, wherein the control means supplies an average output vector of the inverter when the power from the battery is supplied to the first electric motor via the inverter and the matrix converter. It is characterized in that so as to generate with the output vector except the zero vector of the vector It is intended.
本発明によれば、第一の電動機の動作に必要な電力を、マトリクスコンバータ及びインバータを介してバッテリから供給することができる。
According to the present invention, electric power necessary for the operation of the first electric motor can be supplied from the battery via the matrix converter and the inverter .
以下、本発明の実施例を、特にそれに限定しないがハブリッド自動車への適用を例にして、図面を参照しながら説明する。なお、以下の説明における様々な細部の特定ないし実例および数値や文字列その他の記号の例示は、本発明の思想を明瞭にするための、あくまでも参考であって、それらのすべてまたは一部によって本発明の思想が限定されないことは明らかである。また、周知の手法、周知の手順、周知のアーキテクチャおよび周知の回路構成等（以下「周知事項」）についてはその細部にわたる説明を避けるが、これも説明を簡潔にするためであって、これら周知事項のすべてまたは一部を意図的に排除するものではない。かかる周知事項は本発明の出願時点で当業者の知り得るところであるので、以下の説明に当然含まれている。 In the following, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings by taking application to a hybrid vehicle as an example, although not particularly limited thereto. It should be noted that the specific details or examples in the following description and the illustrations of numerical values, character strings, and other symbols are only for reference in order to clarify the idea of the present invention, and the present invention may be used in whole or in part. Obviously, the idea of the invention is not limited. In addition, a well-known technique, a well-known procedure, a well-known architecture, a well-known circuit configuration, and the like (hereinafter, “well-known matter”) are not described in detail, but this is also to simplify the description. Not all or part of the matter is intentionally excluded. Such well-known matters are known to those skilled in the art at the time of filing of the present invention, and are naturally included in the following description.
なお、一般的に“電動機”とは、電力の供給を受けて回転力を発生する機械（モータ；略号Ｍ）のことをいうが、電動機は“発電機”（ジェネレータ；略号Ｇ）としても動作するから、正確には電動／発電機（モータジェネレータ；略号Ｍ／Ｇ）である。本明細書では、通常は電動／発電機（Ｍ／Ｇ）と呼称するものとし、特に、そのときの機能（動作状態）に着目する場合に、電動機（Ｍ）または発電機（Ｇ）と呼称することにする。 In general, an “electric motor” refers to a machine (motor; abbreviation M) that generates rotational force when supplied with electric power, but the electric motor also operates as a “generator” (generator; abbreviation G). Therefore, it is precisely an electric / generator (motor generator; abbreviation M / G). In the present specification, it is usually referred to as an electric motor / generator (M / G). In particular, when attention is paid to the function (operation state) at that time, the electric motor (M) or the generator (G) is referred to. I will do it.
図１は、実施形態のブロック図である。この図において、前輪１０、１０は、内燃機関（以下、エンジンという）１１または第一の電動／発電機１２によって駆動可能であり、また、後輪１３、１３は、第二の電動／発電機１４によって駆動可能である。
FIG. 1 is a block diagram of an embodiment. In this figure,
図２は、第一の電動／発電機１２及び第二の電動／発電機１４の動作概念図である。図示のハイブリッド自動車１５は、不図示の運転操作手段（もっぱら運転者によって操作されるアクセルペダルや、制動装置及び操舵装置など）から出力される様々な運転条件を示す信号（たとえば、車速信号等）に基づいて、同図（ａ）に示すように、エンジン１１または第一の電動／発電機１２のいずれか一方または双方を用いて前輪１０、１０を駆動することができる。この場合、第一の電動／発電機１２は“電動機（Ｍ）”として動作する。また、前輪１２、１２の駆動力が不足するおそれがある場合には、第二の電動／発電機１４を用いて後輪１３、１３を補助駆動することもできる。この場合、第二の電動／発電機１４も“電動機（Ｍ）”として動作する。さらに、同図（ｂ）に示すように、第一の電動／発電機１２を用いてエンジン１１を始動できるようにもなっており、この場合も、第一の電動／発電機１２は“電動機（Ｍ）”として動作する。あるいは、同図（ｃ）に示すように、第一の電動／発電機１２または第二の電動／発電機１４を用いて、後述のバッテリ１７を充電できるようになっており、この場合、第一の電動／発電機１２または第二の電動／発電機１４は“発電機（Ｇ）”として動作する。
FIG. 2 is an operation conceptual diagram of the first motor /
図示のハイブリッド自動車１５は、第一及び第二の電動／発電機１２、１４の動作を制御するための制御装置（以下、電動機制御装置）１６を搭載する。
The illustrated
図３は、電動機制御装置１６のブロック図である。この電動機制御装置１６は、バッテリ１７に接続されたインバータ１８と、マトリクスコンバータ１９と、制御部２０とを含み、マトリクスコンバータ１９の一端側（図面の左側）に第一の電動／発電機１２を接続し、マトリクスコンバータ１９の他端側（図面の右側）に、第二の電動／発電機１４及びインバータ１８を接続して構成する。
FIG. 3 is a block diagram of the
マトリクスコンバータ１９の一端側に接続された第一の電動／発電機１２の三相出力（Ｕ、Ｖ及びＷ）の各線間には電圧平滑用のコンデンサ２１〜２３が入れられている。また、それらのＵ、Ｖ及びＷの電圧Ｖ1fbをモニタするための電圧センサ２４が設けられている。一方、マトリクスコンバータ１９の他端側に接続された第二の電動／発電機１４の三相入力（Ｒ、Ｓ及びＴ）のＲ、Ｓ、Ｔの電流Ｉ2fbをモニタするための電流センサ２５が設けられている。
さらに、マトリクスコンバータ１９の他端側のＲ、Ｓ及びＴとインバータ１８の間にはコイル２６〜２８が直列に入れられている。これらのコイル２６〜２８の役割はインバータ１８からマトリクスコンバータ１９に流れ込む電流の平滑用である。これらのコイル２６〜２８の挿入位置は、インバータ１８とマトリクスコンバータ１９との間であればよく、たとえば、同図（ｂ）に示すように、マトリクスコンバータ１９側に設けてもよい。なお、これらのコイル２６〜２８については、第二の電動／発電機１４の内部インダクタンスが充分に大きい場合は、そのインダクタンスで代用することも可能である。
Further,
図４は、制御部２０のブロック図である。この図において、制御部２０は、運転条件に対応した電流指令値Ｉ1refを生成出力する電流指令部２０ａと、運転条件に対応した電圧指令値Ｖ2refを生成出力する電圧指令部２０ｂと、電圧センサ２４からの検出電圧Ｖ1fbや電流センサ２５からの検出電流Ｉ2fb及び電流指令部２０ａで生成された電流指令値Ｉ1ref並びに電圧指令部２０ｂで生成された電圧指令値Ｖ2refに基づいてマトリクスコンバータ１９の制御信号Ｓｕｒ、Ｓｕｓ、Ｓｕｔ、Ｓｖｒ、Ｓｖｓ、Ｓｖｔ、Ｓｗｒ、Ｓｗｓ、Ｓｗｔを生成出力するマトリクスコンバータスイッチング信号生成部２０ｃと、運転条件に従ってインバータ１８の制御信号Ｓｒｐ、Ｓｓｐ、Ｓｔｐ、Ｓｒｎ、Ｓｓｎ、Ｓｓｔを生成出力するインバータスイッチング信号生成部２０ｄとを備える。
FIG. 4 is a block diagram of the
なお、インバータスイッチング信号生成部２０ｄで生成された各制御信号は、マトリクスコンバータスイッチング信号生成部２０ｃにも出力されており、マトリクスコンバータスイッチング信号生成部２０ｃは、上記の各指令値（Ｉ1ref、Ｖ2ref）や検出電圧（Ｖ1fb）及び検出電流（Ｉ2fb）に加えて、これらの制御信号Ｓｒｐ、Ｓｓｐ、Ｓｔｐ、Ｓｒｎ、Ｓｓｎ、Ｓｓｔに従って、マトリクスコンバータ１９の制御信号Ｓｕｒ、Ｓｕｓ、Ｓｕｔ、Ｓｖｒ、Ｓｖｓ、Ｓｖｔ、Ｓｗｒ、Ｓｗｓ、Ｓｗｔを生成出力する。
Note that each control signal generated by the inverter switching
図５は、マトリクスコンバータ１９の構成図である。マトリクスコンバータ１９は三相交流を任意周波数や任意電圧の三相交流に変換するＡＣ−ＡＣ変換器の一種である。図中の丸印記号は双方向性のスイッチング素子２９〜３７を模式化したものであり、これらのスイッチング素子２９〜３７はｎ2 個設けられている。ｎはマトリクスコンバータ１９の入出力の相数であり、ｎ＝３であるから、スイッチング素子２９〜３７の数は本実施形態の場合、全部で９個である。これらのスイッチング素子２９〜３７には、逆電圧阻止能力の高いＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistorの略）が用いられる。
FIG. 5 is a configuration diagram of the
同図（ｂ）に示すように、スイッチング素子２９〜３７をＩＧＢＴで構成した場合、スイッチング素子２９〜３７の各々は、ＭＯＳ＿ＦＥＴとバイポーラトランジスタの対を二組（以下、図面に正対して上部組３８と下部組３９という）備えた構造を有しており、上部組３８と下部組３９のバイポーラトランジスタのコレクタとエミッタを逆向きに接続して構成されている。このような構成によれば、上部組３８のゲートに加える制御信号Ｓａをアクティブにすると、電流が図面の右から左へと流れ（矢印ア）、一方、下部組３９のゲートに加える制御信号Ｓｂをアクティブにすると、電流が図面の左から右へと逆向きに流れる（矢印イ）。これにより、双方向性のスイッチング作用が得られる。
As shown in FIG. 4B, when the switching
なお、同図（ａ）中のＳｕｒ、Ｓｕｓ、Ｓｕｔ、Ｓｖｒ、Ｓｖｓ、Ｓｖｔ、Ｓｗｒ、Ｓｗｓ、Ｓｗｔは、スイッチング素子２９〜３７のそれぞれの制御信号である。“ｕ”、“ｖ”及び“ｗ”は、第一の電動／発電機１２の三相出力を表し、“ｒ”、“ｓ”及び“ｔ”は、第二の電動／発電機１４の三相入力を表している。
Note that Sur, Sus, Sut, Svr, Svs, Svt, Swr, Sws, and Swt in FIG. 4A are control signals of the switching
Ｓｕｒをアクティブにすると、第一の電動／発電機１２の三相出力のＵと第二の電動／発電機１４の三相入力のＲが接続され、Ｓｕｓをアクティブにすると、第一の電動／発電機１２の三相出力のＵと第二の電動／発電機１４の三相入力のＳが接続され、Ｓｕｔをアクティブにすると、第一の電動／発電機１２の三相出力のＵと第二の電動／発電機１４の三相入力のＴが接続され、Ｓｖｒをアクティブにすると、第一の電動／発電機１２の三相出力のＶと第二の電動／発電機１４の三相入力のＲが接続され、Ｓｖｓをアクティブにすると、第一の電動／発電機１２の三相出力のＶと第二の電動／発電機１４の三相入力のＳが接続され、Ｓｖｔをアクティブにすると、第一の電動／発電機１２の三相出力のＶと第二の電動／発電機１４の三相入力のＴが接続され、Ｓｗｒをアクティブにすると、第一の電動／発電機１２の三相出力のＷと第二の電動／発電機１４の三相入力のＲが接続され、Ｓｗｓをアクティブにすると、第一の電動／発電機１２の三相出力のＷと第二の電動／発電機１４の三相入力のＳが接続され、Ｓｗｔをアクティブにすると、第一の電動／発電機１２の三相出力のＷと第二の電動／発電機１４の三相入力のＴが接続される。
When Sur is activated, U of the three-phase output of the first motor /
図６は、インバータ１８の構成図である。インバータ１８は直流と三相交流の変換又は三相交流と直流の変換を行うＡＣ−ＤＣまたはＤＣ−ＡＣ変換器の一種である。インバータ１８の直流（ＤＣ）側には、バッテリ１７の正極性線（Ｐ）と負極性線（Ｎ）が接続されており、インバータ１８の三相交流（ＡＣ）側には、Ｒ、Ｓ及びＴ線が接続されている。Ｒ、Ｓ及びＴとＰ、並びに、Ｓ及びＴとＮの間には、全部で６個のスイッチング素子４０〜４５が挿入されており、これらのスイッチング素子４０〜４５を適切なタイミングでオンオフすることにより、バッテリ１７の直流電圧を所望電圧の三相交流に変換（ＤＣ−ＡＣ変換）し、または、三相交流を直流電圧に変換（ＡＣ−ＤＣ変換）することができる。
FIG. 6 is a configuration diagram of the
図中のＳｒｐ、Ｓｓｐ、Ｓｔｐ、Ｓｒｎ、Ｓｓｎ、Ｓｔｎは、スイッチング素子４０〜４５のそれぞれの制御信号である。“ｒ”、“ｓ”及び“ｔ”は、三相交流の各線を表し、“ｐ”及び“ｎ”は、バッテリ１７の正極性線及び負極性線を表している。
Srp, Ssp, Stp, Srn, Ssn, and Stn in the figure are control signals for the
Ｓｒｐをアクティブにすると、三相交流のＲとバッテリ１７の正極性線が接続され、Ｓｓｐをアクティブにすると、三相交流のＳとバッテリ１７の正極性線が接続され、Ｓｔｐをアクティブにすると、三相交流のＴとバッテリ１７の正極性線が接続され、Ｓｒｎをアクティブにすると、三相交流のＲとバッテリ１７の負極性線が接続され、Ｓｓｎをアクティブにすると、三相交流のＳとバッテリ１７の負極性線が接続され、Ｓｔｎをアクティブにすると、三相交流のＴとバッテリ１７の負極性線が接続される。
When Srp is activated, the three-phase alternating current R and the positive line of the
ここで、Ｓｒｎ、Ｓｓｎ及びＳｔｎの三つの制御信号が共にアクティブになるとき、バッテリ１７の負極性線（Ｎ）につながる３個のスイッチング素子４３、４４、４５が揃ってオンになる。このため、これらのスイッチング素子４３、４４、４５を通して三相交流のＲ、Ｓ及びＴとバッテリ１７の負極性線（Ｎ）との間が接続されてしまい、Ｒ、Ｓ及びＴの線間にバッテリ１７の電圧が現れなくなる。この状態（３個のスイッチング素子４３、４４、４５が揃ってオンになる状態）は、インバータ１８の出力電圧ベクトルのうちの零ベクトル（後述のＶ0、Ｖ7）の状態に相当する。
Here, when the three control signals Srn, Ssn, and Stn are all active, the three switching
以上の構成において、マトリクスコンバータ１９は、その入力（第一の電動／発電機１２を接続した側）を電圧源的に動作させ、且つ、出力を電流源的に動作させる必要がある。このため、先に説明（図３参照）したように、入力側に電圧平滑用のコンデンサ２１〜２３を入れ、出力側に電流平滑用のコイル２６〜２８を入れている。
In the above configuration, the
さて、図３の構成において、エンジン１１を用いずに、第一の電動／発電機１２だけで前輪１０、１０を駆動する場合、この第一の電動／発電機１２への電力供給は、マトリクスコンバータ１９及びインバータ１８を介してバッテリ１７から行わなければならないが、マトリクスコンバータ１９とインバータ１８の間の交流端子の電力は、電圧と電流及び力率の積に比例するので、このままでは、第一の電動／発電機１２に電力を供給できない。インバータ１８からマトリクスコンバータ１９に常に電力を供給するには、インバータ１８の交流出力（Ｒ、Ｓ及びＴ）のどこかの線間に常にバッテリ１７の電圧が現れていなければならないからである。
In the configuration of FIG. 3, when the
つまり、インバータ１８の制御信号のＳｒｐ、Ｓｓｐ及びＳｔｐがすべてオンになったとき、又は、同制御信号のＳｒｎ、Ｓｓｎ及びＳｔｎがすべてオンになったときには、マトリクスコンバータ１９の交流出力（Ｒ、Ｓ及びＴ）が瞬時ゼロ電圧となってしまい、バッテリ１７から第一の電動／発電機１２への電力の授受ができなくなるからである。
That is, when all of the control signals Srp, Ssp and Stp of the
このような“瞬時ゼロ電圧”の存在により、従来からよく用いられてきたマトリクスコンバータの制御法、たとえば、三角波正弦波比較方式や、空間ベクトル変調等のＰＷＭ制御法などは使用できない。 Due to the presence of such “instantaneous zero voltage”, conventionally used control methods for matrix converters such as triangular wave sine wave comparison method and PWM control method such as space vector modulation cannot be used.
そこで、本発明では、ＩＰＭモータ（ＩＰＭとはInterior Permanent Magnetic の略。ＩＰＭモータは希土類永久磁石をロータ深くに配置することによりマグネットトルクとリラクタンストルクを最高に引き出す電磁構造にしたもの。高トルクと最高の効率／低発熱を実現する。）の突極性に基づく位置推定のために開発された冗長なベクトルを用いたＰＷＭ制御法（以下、便宜的に「ベクトルＰＷＭ制御法」という）を使用する。ベクトルＰＷＭ制御法は、インバータの出力電圧ベクトルのうちの零ベクトル（後述のＶ0、Ｖ7）を除く６つの電圧ベクトル（後述のＶ1〜Ｖ6）をすべて用いて任意の平均出力電圧ベクトルを生成するというものである。零ベクトルを使用しないので、上記の瞬時ゼロ電圧の存在に影響されない。 Therefore, in the present invention, an IPM motor (IPM is an abbreviation of Interior Permanent Magnetic. An IPM motor has an electromagnetic structure that draws out magnet torque and reluctance torque to the maximum by arranging rare earth permanent magnets deep in the rotor. The PWM control method using redundant vectors (hereinafter referred to as “vector PWM control method” for convenience) developed for position estimation based on the saliency of the highest efficiency / low heat generation) is used. . The vector PWM control method uses an arbitrary average output voltage vector by using all six voltage vectors (V 1 to V 6 described later) excluding zero vectors (V 0 , V 7 described later) of the output voltage vectors of the inverter. Is generated. Since the zero vector is not used, it is not affected by the presence of the instantaneous zero voltage.
以下、ベクトルＰＷＭ制御法について概説する。
インバータ１８の平均出力電圧ベクトルと各電圧ベクトルとの間には、次式（１）及び次式（２）の関係がある。
Hereinafter, the vector PWM control method will be outlined.
Between the average output voltage vector of the
ここで、ζk は、ＰＷＭ周期に対する時間比率、すなわち、インバータ１８の電圧ベクトルＶk （ｋは０〜７；以下同様）が出力されている割合を表す。また、ｓk は、１または０の値をとり、変調周期の間にＶk が出力電圧ベクトルとして選択されるか否かを示す（１は選択、０は非選択）。上式（１）は、使用したすべての電圧ベクトルの出力時間がＰＷＭ周期と一致していることを意味している。ｓk の選択により様々な条件の運転が可能になる。
Here, ζ k represents a time ratio with respect to the PWM period, that is, a ratio at which the voltage vector V k (k is 0 to 7; the same applies hereinafter) of the
図７は、インバータ１８の出力電圧ベクトルの模式図及び出力電圧ベクトルごとのインバータ１８のスイッチング状態を示す図である。同図（ａ）において、縦軸はβ成分、横軸はα成分であり、Ｖ0、Ｖ7は零ベクトル、Ｖ1〜Ｖ6は零ベクトル以外の６つの電圧ベクトルである。この図においては、一例として、６つの電圧ベクトルのうちのＶ3ベクトルのα軸成分とβ軸成分として、Ｖ3α、Ｖ3βが示されている。
FIG. 7 is a schematic diagram of an output voltage vector of the
また、同図（ｂ）において、表欄内の１は制御信号（Ｓｒｐ、Ｓｒｎ・・・・）のアクティブ（その制御信号に対応するスイッチング素子４０〜４５がオンになる）を示し、０はインアクティブ（その制御信号に対応するスイッチング素子４０〜４５がオフになる）を示している。破線で囲まれた範囲が零ベクトル（Ｖ0、Ｖ7）を除く６つの電圧ベクトル（Ｖ1〜Ｖ6）である。この範囲内においては、Ｓｒｐ、Ｓｓｐ及びＳｔｐの三つの制御信号、または、Ｓｒｎ、Ｓｓｎ及びＳｔｎの三つの制御信号がそれぞれ揃ってアクティブになることはない。
In FIG. 6B, 1 in the table column indicates that the control signal (Srp, Srn...) Is active (the switching
本発明では、以下に説明するように、これらの６つの電圧ベクトル（Ｖ1〜Ｖ6）の制御信号のみを操作することにより、インバータ１８とマトリクスコンバータ１９の間の平均出力が、たとえ、零であったとしても、線間にバッテリ１７の電圧が常に印加されている状態、つまり、前述の「瞬時ゼロ電圧が発生しない状態」を作り出し、これにより、第一の電動／発電機１２に所要の電力供給を行うことができるようにしている。
In the present invention, as will be described below, by manipulating only the control signals of these six voltage vectors (V 1 to V 6 ), the average output between the
まず、上式（１）より次式（３）を得る。 First, the following equation (3) is obtained from the above equation (1).
ここで、ｅα、ｅβは、インバータ１８の平均出力電圧ベクトルの直交二相成分を表しており、この直交二相成分ｅα、ｅβと、インバータ１８のＲ、Ｓ、Ｔ相に出力される平均電圧ｖｒ、ｖｓ、ｖｔとの間には、次式（４）の関係がある。
Here, e α and e β represent quadrature two-phase components of the average output voltage vector of the
式（３）に、ｓk及びＶkαとＶkβの具体的数値を代入すると、次式（５）が得られる。 Substituting specific numerical values of s k and V kα and V kβ into equation (3), the following equation (5) is obtained.
図８は、インバータ１８のＰＷＭパターンを示す図である。この図に示すように、Ｒ、Ｓ及びＴのいずれも零ベクトル（Ｖ0、Ｖ7）を除く６つの電圧ベクトル（Ｖ1〜Ｖ6）を対象にした制御の繰り返しになっており、これは、前式（１）及び前式（２）のｓkを、ｓ0＝ｓ7＝０、ｓ1＝ｓ2＝・・・・＝ｓ6＝１としたからである。ここに、０は非選択、１は選択である。つまり、ｓ0とｓ7は非選択、ｓ1〜ｓ6は選択である。
FIG. 8 is a diagram showing a PWM pattern of the
零ベクトルを除く６種類の電圧ベクトル（Ｖ1〜Ｖ6）を用いて任意の平均出力電圧を得るためには、式（５）から、ζ1〜ζ6（各電圧ベクトルの時間比率）を求めなければならない。しかし、式（５）は不定形（未知数の数が方程式の数よりも多い）であり、無数の解が存在するため、そのままではζ1〜ζ6を求めることができない。そこで、不定形の場合でも近似解を求めることができる疑似行列を用いて各電圧ベクトルの時間比率ζ1〜ζ6を算出することにする。 In order to obtain an arbitrary average output voltage using six types of voltage vectors (V 1 to V 6 ) excluding the zero vector, ζ 1 to ζ 6 (time ratio of each voltage vector) is obtained from the equation (5). You have to ask. However, since Equation (5) is indefinite (the number of unknowns is larger than the number of equations) and there are innumerable solutions, ζ 1 to ζ 6 cannot be obtained as they are. Therefore, the time ratios ζ 1 to ζ 6 of each voltage vector are calculated using a pseudo matrix that can obtain an approximate solution even in the case of an indefinite form.
式（５）を簡略化すると、 When formula (5) is simplified,
と表すことができる。ζは、この式（６）の右側疑似逆行列を用いて、 It can be expressed as. ζ is the right-side pseudo inverse matrix of this equation (6),
のように求めることができる。ここで、式（７）のＦRMは、右側疑似逆行列を表し、次式（８）で定義される。 Can be obtained as follows. Here, F RM of formula (7) represents a right pseudo-inverse matrix is defined by the following equation (8).
この式（８）を解くことにより、次式（９）に示すように、零ベクトルＶ0、Ｖ7を除く６つの電圧ベクトルＶ1〜Ｖ6の時間比率ζ1〜ζ6を算出することができる。 By solving this equation (8), as shown in the following equation (9), calculating the six time ratio ζ 1 ~ζ 6 of the voltage vector V 1 ~V 6 except the zero vector V 0, V 7 Can do.
すなわち、式（９）展開して、 That is, the expression (9) is expanded and
が得られる。Ｅｄは、バッテリ１７の電圧である。
Is obtained. Ed is the voltage of the
このように、零ベクトルを除く６種類の電圧ベクトルを用いることにより、たとえ、平均出力電圧がゼロであったとしても、インバータ１８の出力の線間に常にバッテリ１７の電圧Ｅｄが印加された状態を作り出すことができる。したがって、前記したように、「エンジン１１を用いずに、第一の電動／発電機１２だけで前輪１０、１０を駆動する場合」、この第一の電動／発電機１２への電力供給を、マトリクスコンバータ１９及びインバータ１８を介してバッテリ１７から支障なく行うことができる。
Thus, by using six types of voltage vectors excluding the zero vector, the voltage Ed of the
また、式（１０）より、時間比率ｔ1〜ｔ6の大きさは、インバータ１８の電圧指令値である“ｅα”及び“ｅβ”によって決定されるが、ｔ1＋ｔ6、ｔ2＋ｔ5、ｔ4＋ｔ3は、いずれも“（１／３）Ｔ一定”という性質がある。本実施例では、この性質を利用してマトリクスコンバータ１９のスイッチング制御を行う。
Further, from the equation (10), the magnitudes of the time ratios t 1 to t 6 are determined by “e α ” and “e β ” that are voltage command values of the
マトリクスコンバータ１９の入力電圧は、インバータ１８のスイッチングによって時々刻々と変化する一方、マトリクスコンバータ１９の出力電圧は、制御目標（指令値）に合致するように制御しなければならない。つまり、時々刻々と変化する入力電圧の影響を考慮しつつ、所望の出力電圧に制御しなければならない点で、マトリクスコンバータ１９のスイッチング制御に困難さが伴う。しかし、上記のとおり、インバータ１８の時間比率ｔ1〜ｔ6は、ｔ1＋ｔ6、ｔ2＋ｔ5、ｔ4＋ｔ3のいずれも“（１／３）Ｔ一定”という性質があるため、この性質を利用して、マトリクスコンバータ１９の出力電圧のパルス幅を制御することにより、時々刻々と変化する入力電圧の影響を受けることなく、所望の出力電圧に制御することが可能になる。
While the input voltage of the
図９は、マトリクスコンバータ１９の制御シーケンスを示す図である。図示の波形は、上から順にインバータ１８のスイッチング素子４０に加えられる制御信号Ｓｒｐ（図６参照）のスイッチング状態、マトリクスコンバータ１９のスイッチング素子２９に加えられる制御信号Ｓｕｒ（図５参照）のスイッチング状態、マトリクスコンバータ１９のＵ相の出力電圧Ｖｕを表している。
FIG. 9 is a diagram showing a control sequence of the
また、Ｔ（周期I及び周期II）は、インバータ１８の制御周期Ｔ（図８参照）と同一の周期を示しており、したがって、インバータ１８とマトリクスコンバータ１９の制御は、かかる周期Ｔに同期して行われる。なお、図示の例は、簡単化のために、マトリクスコンバータ１９の出力の一つの相（便宜的にＵ）を表したものであり、さらに、前提として、インバータ１８の平均出力電圧がゼロで、且つ、Ｖuの平均電圧がバッテリ１７の電圧Ｅｄの約５０％以上となるような出力電圧指令値がマトリクスコンバータ１９に与えられているときのものである。
Further, T (cycle I and cycle II) indicates the same cycle as the control cycle T of the inverter 18 (see FIG. 8). Therefore, the control of the
図示の波形で重要な点は、マトリクスコンバータ１９のＵ相の出力電圧Ｖｕの立ち上がりと立ち下がりのタイミングにある。つまり、Ｕ相の出力電圧Ｖｕを決定するのは、Ｖｕの波形の立ち上がりから立ち下がりまでの時間（パルス幅）であるが、本実施形態では、それらの立ち上がりと立ち下がりのタイミングを、ＳｒｐまたはＳｒｕの立ち下がりタイミングで規定している。
The important point in the illustrated waveform is the rise and fall timings of the U-phase output voltage Vu of the
具体的には、周期IではＳｒｐの立ち下がりでＶｕの立ち上がりを規定すると共に、Ｓｒｕの立ち下がりでＶｕの立ち下がりを規定し、一方、周期IIではＳｒｕの立ち下がりでＶｕの立ち上がりを規定すると共に、Ｓｒｐの立ち下がりでＶｕの立ち下がりを規定する。 Specifically, in period I, the rise of Vu is defined by the fall of Srp, and the fall of Vu is defined by the fall of Sru, while in period II, the rise of Vu is defined by the fall of Sru. At the same time, the fall of Vu is defined by the fall of Srp.
したがって、周期Iでは、Ｓｒｐの立ち下がりからＳｒｕの立ち下がりまでの時間がＶｕのパルス幅となり、一方、周期IIでは、Ｓｒｕの立ち下がりからＳｒｐの立ち下がりまでの時間がＶｕのパルス幅となる。先に説明したとおり、Ｓｒｐの立ち下がりタイミングは、インバータ１８の出力電圧に対応して時々刻々と変化するが、このＳｒｐの立ち下がりタイミングを検出し、その検出時点から所要の時間（マトリクスコンバータ１９の出力電圧が指令値に合致するＶｕのパルス幅が得られる時間）が経過した時点で、Ｓｒｕが立ち下がるように制御すればよい。このようにすると、時々刻々と変化する入力電圧（インバータ１８の出力電圧）の影響を受けることなく、マトリクスコンバータ１９の出力電圧を所望の値（指令値）に制御することができる。
Therefore, in period I, the time from the fall of Srp to the fall of Sru has a pulse width of Vu, while in period II, the time from the fall of Sru to the fall of Srp has a pulse width of Vu. . As described above, the falling timing of Srp changes from moment to moment corresponding to the output voltage of the
図１０は、ＳｒｐとＳｒｕからＶｕを作り出すための論理回路図である。この論理回路は、正論理入力の第一のアンドゲート４６と、負論理入力の第二のアンドゲート４７と、オアゲート４８とからなり、Ｓｒｐを第一のアンドゲート４６と第二のアンドゲート４７の一方入力に加えるとともに、Ｓｒｕを第一のアンドゲート４６と第二のアンドゲート４７の他方入力に加え、第一のアンドゲート４６と第二のアンドゲート４７の出力をオアゲート４８の二入力に加え、オアゲート４８からＶｕを取り出している。なお、図示の例では、第一及び第二のアンドゲート４６、４７にＳｒｐとＳｒｕを直接加えると共に、オアゲート４８からＶｕを直接取り出しているが、これは説明の便宜である。実際には耐圧の点で、Ｓｒｐ、Ｓｒｕを通常のロジック電圧に変換した信号を加えると共に、オアゲート４８から取り出されたロジック電圧をＶｕの制御に用いることになる。
FIG. 10 is a logic circuit diagram for creating Vu from Srp and Sru. This logic circuit includes a first AND
このような構成を有する論理回路において、ＳｒｐとＳｒｕが共にハイレベルにある期間では、第一のアンドゲート４６の出力がハイレベルになるため、オアゲート４８からハイレベルのＶｕが取り出される。また、ＳｒｐとＳｒｕが共にローレベルにある期間では、第二のアンドゲート４７の出力がハイレベルになるため、同様に、オアゲート４８からハイレベルのＶｕが取り出される。オアゲート４８からローレベルのＶｕが取り出されるのは、ＳｒｐとＳｒｕが逆相（ハイレベルとローレベルまたはローレベルとハイレベル）の関係になったときだけである。
In the logic circuit having such a configuration, during a period in which both Srp and Sru are at a high level, the output of the first AND
Ｖｕのパルス幅は、Ｖｕのハイレベル期間（Ｅｄの電位にある期間、つまり、立ち上がり遷移から立ち下がり遷移までの期間）で規定される。Ｖｕの立ち上がり遷移（ローレベルからハイレベルへの遷移）は、第一のアンドゲート４６または第二のアンドゲート４７のいずれかの出力がローレベルからハイレベルへ変化したとき、つまり、Ｓｒｐがハイレベルからローレベルに変化したとき、または、Ｓｒｕがハイレベルからローレベルに変化したときに発生する。
The pulse width of Vu is defined by a high level period of Vu (a period at the potential of Ed, that is, a period from a rising transition to a falling transition). The rising transition of Vu (transition from low level to high level) occurs when the output of either the first AND
一方、Ｖｕの立ち下がり遷移（ハイレベルからローレベルへの遷移）は、第一のアンドゲート４６及び第二のアンドゲート４７のいずれか一方がローレベルにあるときに、他方がハイレベルからローレベルへ変化したとき、つまり、ＳｒｐとＳｒｕのいずれか一方がハイレベルにあるときに、他方がハイレベルからローレベルに変化したときに発生する。
On the other hand, a falling transition of Vu (a transition from a high level to a low level) occurs when either one of the first AND
以上の動作をまとめると、次の論理式（式（１１））が得られる。図１０の論理回路は、この論理式に基づくものである。 Summarizing the above operations, the following logical expression (formula (11)) is obtained. The logic circuit of FIG. 10 is based on this logical expression.
図１１及び図１２は、図９のｔ1-ｔ6の拡大図である。指令値どおりの出力電圧Ｖｕを得るためには、Ｖｕのオフ期間のパルス幅Ｔoffを一定に保つ必要がある。オフ期間のパルス幅Ｔoffの大きさは、インバータ１８とマトリクスコンバータ１９のスイッチの時間比率によって決定されるが、次式（１２）及び次式（１３）に示すように、オフ期間のパルス幅Ｔoffは、周期（１／３）Ｔからオン時間Ｔonを差し引くことによって求められる。
11 and 12 are enlarged views of t 1 -t 6 in FIG. To obtain the output voltage Vu of exactly the command value, it is necessary to maintain the pulse width T off of the off-period of Vu constant. The magnitude of the off period pulse width T off is determined by the time ratio of the switches of the
ここで、先の前提のとおり、インバータ１８の電圧指令値ｅα、ｅβをゼロにしているため、式（１２）より、図９の出力電圧ベクトルＶ1〜Ｖ6のそれぞれの時間比率は、変調期間Ｔの間で、ｔ1＝ｔ2＝ｔ3＝ｔ4＝ｔ5＝ｔ6＝１／６一定となっているが、実際にはゼロではなく、時間的に変化しているから、図１１（ａ）の矢印に示すように、Ｖ1とＶ6の境界のエッジが左右に移動（変動）する。そこで、この変動に影響されずに、前式（１３）のＴoffと一致するように、マトリクスコンバータ１９のＳｒｕの時間比率ｔxを制御しなければならない。
Here, since the voltage command values e α and e β of the
今、エッジが左側に動き、ｔ1がｔ6よりも小さくなった場合を考える。この場合、Ｔoffをパルス幅が短いｔ1側に作ってしまうと、図１１（ｂ）に示すように、Ｔoffが周期（１／３）Ｔを越えてしまうことがある。この場合、指令どおりの電圧を出力できない。かかる不都合は、図１２（ａ）に示すように、Ｔoffを、パルス幅が長いｔ6側に作るようにｔxを制御することによって解決することができる。 Consider a case where the edge moves to the left and t 1 becomes smaller than t 6 . In this case, if T off is made on the t 1 side where the pulse width is short, T off may exceed the period (1/3) T as shown in FIG. In this case, the voltage as commanded cannot be output. Such disadvantages, as shown in FIG. 12 (a), the T off, can be solved by the pulse width to control the t x to make the long t 6 side.
また、マトリクスコンバータ１９からバッテリ１７の電圧Ｅｄの５０％以下の平均電圧Ｖｕを出力させる場合には、図１２（ｂ）に示すように、Ｓｒｕの初期条件をオフに切り替えればればよい。
Further, when outputting the average voltage Vu of 50% or less of the voltage Ed of the
図１３は、指令値どおりの平均電圧Ｖｕを出力させるために必要な時間比率ｔxを決定する条件をまとめた図である。この図に示すように、Ｖｕ＞（１／２）Ｅｄ、すなわち、マトリクスコンバータ１９からバッテリ１７の電圧Ｅｄの５０％以上の平均電圧Ｖｕを出力させる場合、ｔ1＞ｔ6であれば、ｔx＝ｔ1−Ｔoffとなり、ｔ1＜ｔ6であれば、ｔx＝ｔ1＋Ｔoffとなる。また、ｔ2＞ｔ5であれば、ｔy＝ｔ2−Ｔoffとなり、ｔ2＜ｔ5であれば、ｔy＝ｔ2＋Ｔoffとなる。また、ｔ4＞ｔ3であれば、ｔz＝ｔ4−Ｔoffとなり、ｔ4＜ｔ3であれば、ｔz＝ｔ4＋Ｔoffとなる。
FIG. 13 is a table summarizing conditions for determining the time ratio t x required to output the average voltage Vu according to the command value. As shown in this figure, when Vu> (1/2) Ed, that is, when the average voltage Vu of 50% or more of the voltage Ed of the
同様に、Ｖｕ＜（１／２）Ｅｄ、すなわち、マトリクスコンバータ１９からバッテリ１７の電圧Ｅｄの５０％以下の平均電圧Ｖｕを出力させる場合、ｔ1＞ｔ6であれば、ｔx＝ｔ1−Ｔonとなり、ｔ1＜ｔ6であれば、ｔx＝ｔ1＋Ｔonとなる。また、ｔ2＞ｔ5であれば、ｔy＝ｔ2−Ｔonとなり、ｔ2＜ｔ5であれば、ｔy＝ｔ2＋Ｔonとなる。また、ｔ4＞ｔ3であれば、ｔz＝ｔ4−Ｔonとなり、ｔ4＜ｔ3であれば、ｔz＝ｔ4＋Ｔonとなる。
Similarly, Vu <(1/2) Ed, that is, the case where the output of 50% or less of the average voltage Vu of the voltage Ed from
このような条件に従って時間比率ｔx、ｔy、ｔzを決定することにより、マトリクスコンバータ１９からバッテリ１７の電圧Ｅｄの０〜１００％の出力を取り出すことが可能となり、その結果、電動機（第一の電動／発電機１２）が要求する様々な運転モードに適合した電力供給を行うことができるようになるのである。
Time ratio t x in accordance with such conditions, t y, by determining the t z, it becomes possible to take out the output from
以上のとおりであるから、本実施形態によれば、まず、次の（１）及び（２）の効果が得られる。 As described above, according to the present embodiment, first, the following effects (1) and (2) can be obtained.
（１） 図１の構成において、エンジン１１を停止したまま、第一の電動／発電機１２だけで前輪１０、１０を駆動する場合に、その第一の電動／発電機１２の動作に必要な電力を、マトリクスコンバータ１９及びインバータ１８を介してバッテリ１７から供給することができる。
(1) In the configuration of FIG. 1, when the
これは、インバータ１８の制御にベクトルＰＷＭ制御法（冗長な電圧ベクトルを用いたＰＷＭ制御法）を採用したからであり、インバータ１８のＰＷＭ変調周期でマトリクスコンバータ１９をスイッチングすることによって、他の電力供給要素（たとえば、第二の電動／発電機１４等）を利用することなく、バッテリ１７からマトリクスコンバータ１９への電力供給が可能になったからである。
This is because the vector PWM control method (PWM control method using redundant voltage vectors) is adopted for the control of the
（２） インバータ１８のＰＷＭ周期に対する当該インバータ１８の出力電圧ベクトルＶkの時間比率ζk（特に零ベクトルＶ0、Ｖ7以外の６つの電圧ベクトルＶ1〜Ｖ6の時間比率）に対応させてマトリクスコンバータ１９のスイッチング制御を行うので、マトリクスコンバータ１９の入力条件（入力電圧やその周波数）と出力条件（出力電圧やその周波数）を個別に制御することができる。このため、時々刻々と変化する入力条件（インバータ１８の出力電圧やその周波数）の影響を受けることなく、マトリクスコンバータ１９の出力条件を所望の値（指令値）に制御することができる。
(2) It corresponds to the time ratio ζ k of the output voltage vector V k of the
さて、本発明の目的は冒頭でも説明したとおり、「無接点方式で電動機の切り離しを行うことができ、他の電動機の負荷を低減できる電動機制御装置を提供する」ことにある。このことを、上記の実施形態に当てはめてみると、切り離し対象の電動機は、第二の電動／発電機１４に相当し、上記目的の“他の電動機”は、第一の電動／発電機１２に相当する。
The object of the present invention is to “provide an electric motor control device that can disconnect an electric motor in a non-contact manner and reduce the load on other electric motors” as described at the beginning. When this is applied to the above embodiment, the motor to be disconnected corresponds to the second motor /
上記の効果（２）によれば、マトリクスコンバータ１９の入力条件（インバータ１８の出力電圧やその周波数）と出力条件を個別に制御することができるとされている。このことは、マトリクスコンバータ１９の出力条件にかかわらず、インバータ１８の出力条件（出力電圧やその周波数）を自由に変更できることを意味する。
According to said effect (2), it is supposed that the input conditions (the output voltage of the
本件発明者等は、この点に着目して、「無接点方式で電動機の切り離しを行うことができ、他の電動機の負荷を低減できる電動機制御装置を提供する」ようにしたものである。 The inventors of the present invention pay attention to this point, and “provide an electric motor control device capable of disconnecting the electric motor in a non-contact manner and reducing the load of the other electric motor”.
図１４（ａ）は、一般的な交流電動機のトルクと回転速度の関係を示す図である。この図において、縦軸はトルク〔Ｎ・ｍ〕、横軸は回転速度〔ｍｉｎ-1〕である。Ａは始動トルク（電動機が始動の瞬間に発生し得る最大のトルク）、Ｂは停動トルク（電動機が一定電圧、一定周波数で出すことができる最大のトルク）、Ｃは定格トルク（始動トルクと停動トルクの間のトルク）であり、Ｄは無負荷回転速度、Ｅは定格回転速度、Ｆは同期回転速度である。 FIG. 14A is a diagram showing a relationship between torque and rotation speed of a general AC motor. In this figure, the vertical axis represents torque [N · m], and the horizontal axis represents rotational speed [min −1 ]. A is the starting torque (maximum torque that the motor can generate at the moment of starting), B is the stationary torque (maximum torque that the motor can produce at a constant voltage and constant frequency), and C is the rated torque (starting torque and Torque between stationary torques), D is a no-load rotational speed, E is a rated rotational speed, and F is a synchronous rotational speed.
Ｆの同期回転速度は、電動機の極数Ｐと電源周波数ｆから一義的に決まる速度であり、次式（１４）で与えられる。
Ｎｓ＝（１２０／Ｐ）×ｆ ・・・・（１４）
ここで、Ｎｓは同期回転速度である。たとえば、Ｐ＝４、ｆ＝５０〔Ｈｚ〕とすると、同期回転速度Ｎｓは１５００〔ｍｉｎ-1〕になる。
The synchronous rotation speed of F is a speed uniquely determined from the number of poles P of the electric motor and the power supply frequency f, and is given by the following equation (14).
Ns = (120 / P) × f (14)
Here, Ns is a synchronous rotation speed. For example, if P = 4 and f = 50 [Hz], the synchronous rotation speed Ns is 1500 [min −1 ].
図１４（ｂ）は、同期回転速度Ｎｓと電源周波数ｆの関係を示す図である。この図に示すように、電動機に加える電源周波数ｆを高めていくと、同期回転速度Ｎｓは、当初、前式（１４）に従って線形的な増加傾向を辿るが、ある周波数に達した時点ＧでＮｓ＝ゼロになり、もはや電動機は回転しなくなる（非作動状態なる）。この“ある周波数”は電動機の種類毎に違うために定量化はできないが、要するに、電源周波数ｆの上昇に伴って電動機のリアクトル成分が増大し、電動機の内部インピーダンスが大きくなり過ぎたことによって、電動機が非動作状態に陥るときの「上限周波数」のことである。 FIG. 14B is a diagram showing the relationship between the synchronous rotation speed Ns and the power supply frequency f. As shown in this figure, when the power supply frequency f applied to the motor is increased, the synchronous rotational speed Ns initially follows a linear increasing tendency according to the previous equation (14), but at a point G when a certain frequency is reached. Ns = zero and the motor no longer rotates (becomes inactive). Since this “certain frequency” differs depending on the type of motor, it cannot be quantified. In short, the reactor component of the motor increases as the power supply frequency f increases, and the internal impedance of the motor becomes too large. This is the “upper limit frequency” when the motor falls into a non-operating state.
以上の観点に立ち、本件発明者等は、第二の電動／発電機１４を「無接点方式」で切り離すためには、インバータ１８の出力条件のうちの周波数を、上記の「上限周波数」またはその上限周波数よりも高い周波数に設定すればよいことに想到した。このようにすることにより、インバータ１８の出力が直接加えられる第二の電動／発電機１４は、図１４（ｂ）の同期周波数Ｎｓの振る舞いにより、非作動状態となってシステムから切り離される。したがって、冒頭の従来技術におけるリレー接点７（図１５参照）を不要にすることができ、従来技術の問題点（接点損傷などのトラブル、配置レイアウト等の設計上の制約や、車両のコストアップを招く）の解消を図ることができる。ちなみに、第二の電動／発電機１４を動作させる場合には、インバータ１８の出力条件のうちの周波数を定格周波数（図１３の定格回転速度Ｅに対応する駆動周波数）に設定すればよい。
In view of the above, the inventors of the present invention set the frequency of the output condition of the
なお、インバータ１８の出力条件のうちの周波数を、上記の「上限周波数」またはその上限周波数よりも高い周波数に設定した場合であっても、第一の電動／発電機１２の動作には何らの影響も与えない。上記の効果（２）で説明したとおり、マトリクスコンバータ１９の入力条件と出力条件を個別に制御することができるからであり、仮に、インバータ１８の出力条件のうちの周波数を、上記の「上限周波数」またはその上限周波数よりも高い周波数に設定したとしても、マトリクスコンバータ１９の出力条件を第一の電動／発電機１２の要求動作に適合させて独立して設定できるからである。
Even if the frequency in the output condition of the
１２ 第一の電動／発電機（第一の電動機）
１４ 第二の電動／発電機（第二の電動機）
１６ 電動機制御装置
１７ バッテリ
１８ インバータ
１９ マトリクスコンバータ
２０ｃ マトリクスコンバータスイッチング信号生成部（第二の制御手段）
２０ｄ インバータスイッチング信号生成部（第一の制御手段）
12 First electric motor / generator (first electric motor)
14 Second motor / generator (second motor)
16 Electric
20d Inverter switching signal generator (first control means)
Claims (1)
入出力の一方に前記第一の電動機の電源線を接続すると共に該入出力の他方に前記第二の電動機の電源線を接続したマトリクスコンバータと、
前記マトリクスコンバータの入出力の他方に接続されたインバータと、
前記インバータを介して前記マトリクスコンバータに接続されたバッテリと、
前記インバータを制御する制御手段と、を備え、
前記制御手段は、前記バッテリからの電力を前記インバータ及び前記マトリクスコンバータを介して前記第一の電動機に供給する際に、前記インバータの平均出力ベクトルを、前記インバータの出力ベクトルのうち零ベクトルを除く出力ベクトルを用いて生成するようにしたことを特徴とする電動機制御装置。 In the motor control device that controls at least the first and second two motors,
A matrix converter in which the power line of the first motor is connected to one of the inputs and outputs and the power line of the second motor is connected to the other of the inputs and outputs;
An inverter connected to the other input / output of the matrix converter;
A battery connected to the matrix converter via the inverter;
Control means for controlling the inverter,
When the power from the battery is supplied to the first electric motor via the inverter and the matrix converter, the control means excludes an average output vector of the inverter from a zero vector among the output vectors of the inverter. An electric motor control device characterized in that the electric motor control device is generated using an output vector .
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