JP4259228B2 - 通信システムの応答器 - Google Patents

Description

本発明は、質問器から質問波を送信して、該質問波を受信した応答器が該質問波に対して所定の変調を行った反射波を質問器に返信する通信システムの応答器に関する。

従来、質問器から複数の応答器へ質問波たる主搬送波を送信して、応答器がその主搬送波を所定の副搬送波で変調して反射する無線通信システムが知られている。この無線通信システムにおいては、複数の応答器が、それぞれ、互いに周波数の異なる副搬送波を発生する発振器を備え、その発振器からの副搬送波を所定の情報に基づいて変調した変調副搬送波を用いて、質問器から送信された主搬送波を変調することで、質問器に対する送信信号（反射波）を生成するようにされている（特許文献１参照）。
特開２０００−４９６５６号公報

しかしながら、上記通信システムにおいては、変調副搬送波で質問器からの主搬送波を変調すると、高次の側波帯成分が発生し、他の応答器に妨害を与える。すなわち、変調副搬送波は通常デジタル波形（２値パルス波形である矩形波）であるため、高調波成分を多く含み、受信した主搬送波をこの高調波成分を多く含む変調副搬送波で変調すると、主搬送波の周波数Ｆｃ１の両側に副搬送波周波数の整数倍だけ離れた高次の側波帯が発生するが、従来はこの変調副搬送波に対する高調波成分の影響は考慮されていなかった。

図１８は、周波数Ｆｃ１の主搬送波を、周波数ｆｓ１の変調副搬送波で変調したある応答器の反射波を表し、主搬送波Ｆｃ１に副搬送波ｆｓ１が重畳された反射波Ｆｃ１＋ｆｓ１の他に、３次の高調波成分3ｆｓ１が重畳された反射波Ｆｃ１＋3ｆｓ１も発生していることがわかる。

実際には、変調用ダイオードの非線形性や変調副搬送波の歪により図１９のように２次の高調波成分2ｆｓ１も発生し、この周波数2ｆｓ１が重畳された反射波Ｆｃ１＋2ｆｓ１と他の応答器からの反射波Ｆｓ２との周波数が近接すると、他の応答器の反射波を質問器が検出するときに妨害を与え、質問器において他の応答器からの正確な情報を取り出せないという問題を生ずる。さらに、３次の高調波成分3ｆｓ１が重畳された反射波Ｆｃ１＋3ｆｓ１とさらに別の応答器からの反射波Ｆｓ３との周波数が近接し、別の応答器が、ある応答器よりも質問器から遠くにあるときには、別の応答器からの反射波よりもある応答器からの高調波成分の方が大きくなる場合もあり、質問器で別の応答器からの正確な情報を取り出せなくなることもある。

このように、質問器において同時に複数の応答器からの情報を取り出すときに、高調波成分による妨害により各応答器からの正確な情報を取り出せないという大きな問題が生じることになる。

本発明は前記課題を解決するためになされたもので、その目的は、質問器から応答器に質問波を送信し、応答器において所定の情報に基づいて変調した副搬送波により質問波を変調して反射波を質問器に返信する通信システムにおいて、応答器が反射波を返信する際に、反射波に含まれる高調波成分を抑制でき、他の応答器の反射波に高調波成分による妨害を与え難くして、質問器において各応答器からの正確な情報を取り出せるようにすることにある。

前記目的を達成するための請求項１の発明は、質問器と応答器とを備え、質問器から質問波を送信して、当該質問波を受信した応答器が当該質問波に対して所定の変調を行った反射波を質問器に返信する通信システム、の応答器であって、当該応答器は、前記質問波を受信するアンテナと、所定の情報信号に基づいて変調信号を生成する変調信号生成手段と、前記変調信号に含まれる高調波成分を抑制するための１又は複数の補正信号を生成し、該生成した補正信号を前記変調信号に合成することにより補正変調信号を生成する補正変調信号生成手段と、該補正変調信号生成手段により生成された補正変調信号により前記質問波を変調し、前記アンテナから質問器に返信させる変調返信手段と、を備え、前記変調信号及び前記補正信号は、２値のパルス信号からなり、前記変調信号生成手段は、副搬送波を生成する副搬送波発振器と、前記情報信号に基づいて当該副搬送波を変調することにより前記変調信号を生成する副搬送波変調器とからなり、前記補正変調信号生成手段は、前記変調信号を所定時間遅延させた遅延変調信号に基づき第１補正信号を生成する第１補正信号生成手段と、前記副搬送波の２倍の周波数を有する信号であって、副搬送波に対し、所定時間遅延させた第２補正信号を生成する第２補正信号生成手段とを備え、該各補正信号生成手段にて生成された第１補正信号及び第２補正信号を前記変調信号と合成することにより、前記補正変調信号を生成する構成にされていることを特徴とする。

この請求項１の通信システムの応答器によれば、変調信号生成手段により生成された変調信号に含まれる高調波成分を抑制するための補正信号を変調信号に合成することにより返信される反射波に含まれる高調波成分を抑制できるので、他の応答器の信号に高調波成分による妨害を与え難くでき、質問器側では各応答器からの正確な情報を取り出すことができる。

特に、この応答器によれば、変調信号生成手段により生成する変調信号と補正信号生成手段により生成する補正信号は、２値のパルス信号（デジタル波形）であるため、変調信号生成手段と補正信号生成手段の構成が簡単にできる。

また、この応答器によれば、補正変調信号生成手段により生成される補正変調信号は、矩形波である変調信号に、該変調信号を所定時間遅延させた遅延信号に基づき生成された第１補正信号を合成した信号であるから正弦波に近似した信号となる。従って、この正弦波に近似した補正変調信号で変調を行うことにより反射波に含まれる高次の高調波成分を抑制できるため、反射波に含まれる３次高調波成分を抑制できる。

また、副搬送波の２倍の周波数を有しかつ前記副搬送波の２倍の周波数を有する信号から所定時間遅延させた第２補正信号を、変調信号に合成して、補正変調信号を生成するので、最終的に生成される補正変調信号はやや鋸歯状波に近似した信号になり、応答器から質問器に返信される反射波の２次高調波成分をも確実に抑制でき、他の応答器の信号に高調波成分による妨害をより一層与え難くできる。

ところで、前記の応答器は、請求項２記載のように、前記副搬送波の周波数をホッピングする周波数ホッピング手段を備えた構成とすることができる。
この応答器によれば、反射波を質問器に送信する送信タイミング毎に、副搬送波周波数を周波数ホッピング手段により変化させることができる。このため、この応答器を用いて通信システムを構築すれば、各応答器が質問器へ反射波を返信する各タイミング毎に副搬送波周波数が変化し、各応答器が反射波を質問器に同時に返信しても各応答器の副搬送波周波数が連続して重なる確率は非常に小さくなり、質問器において複数の応答器を同時に識別することが可能となる。
また、副搬送波の周波数をホッピングする場合には、副搬送波の周波数が多種類になり、それら多種類の副搬送波の高調波成分による影響が出やすいが、前記のように補正変調信号を生成すれば、これら多種類の副搬送波の２次及び３次高調波成分による妨害も抑制できる。

この他、請求項３記載の発明は、前記第１補正信号の遅延時間の第１補正信号の１／２周期に対する割合と、第２補正信号の遅延時間の第２補正信号の１／２周期に対する割合を略等しくしたことを特徴とする。

請求項３記載の応答器によれば、第１補正信号の遅延時間の第１補正信号の１／２周期に対する割合と、第２補正信号の遅延時間の第２補正信号の１／２周期に対する割合を略等しくしたことにより、変調信号を所定時間遅延させた第１補正信号と副搬送波の２倍の周波数を有する信号から所定時間遅延させた第２補正信号を生成するときに、第１補正信号と第２補正信号は２値のパルス信号（デジタル波形）であるため、副搬送波の１／２周期Ｔ１と、副搬送波の２倍の周波数の１／２周期Ｔ２の値がわかれば、遅延時間Ｄ１、Ｄ２を高調波成分の抑制に必要な値に容易に設定することができ、また、副搬送波周波数が変化して１／２周期Ｔ１、Ｔ２が変化してもデジタル信号の処理で高調波成分の抑制に必要な遅延時間Ｄ１、Ｄ２を容易に設定することができるので、補正変調信号により２次高調波成分及び３次高調波成分を抑制でき、応答器から質問器に返信される反射波の高調波成分の抑制ができる。

また、請求項４記載の発明は、前記第２補正信号の振幅を所定レベルに設定するための振幅調整手段を設けたことを特徴とする。

請求項４記載の応答器によれば、第２補正信号の振幅を所定レベルに設定するための振幅調整手段を設けたことにより、第２補正信号の振幅を２次高調波成分を抑制する所定レベルに設定することができる。

請求項１の通信システムの応答器によれば、反射波に含まれる高調波成分を抑制できるので、他の応答器の信号に高調波成分による妨害を与え難くでき、質問器側で各応答器からの正確な情報を取り出すことができる。

また、変調信号生成手段により生成する変調信号と補正信号生成手段により生成する補正信号は、２値のパルス信号（デジタル波形）であるため、変調信号生成手段と補正信号生成手段の構成が簡単にできる。

この他、補正変調信号生成手段により生成される補正変調信号は、矩形波である変調信号に、該変調信号を所定時間遅延させた遅延信号に基づき生成された第１補正信号を合成した信号であるから正弦波に近似した信号となる。従って、この正弦波に近似した補正変調信号で変調を行うことにより反射波に含まれる高次の高調波成分を抑制できるため、反射波に含まれる３次高調波成分を抑制できる。

さらに、副搬送波の２倍の周波数を有しかつ前記副搬送波の２倍の周波数を有する信号から所定時間遅延させた第２補正信号を変調信号に合成するので、最終的に生成される補正変調信号はやや鋸歯状波に近似した信号になり、応答器から質問器に返信される反射波の２次高調波成分をも確実に抑制でき、他の応答器の信号に高調波成分による妨害をより一層与え難くできる。

また、請求項２記載の通信システムの応答器によれば、反射波を質問器に送信する送信タイミング毎に、副搬送波周波数を周波数ホッピング手段により変化させることができる。このため、この応答器を用いて上記通信システムを構築すれば、各応答器が質問器へ反射波を返信する各タイミング毎に副搬送波周波数が変化し、各応答器が反射波を質問器に同時に返信しても各応答器の副搬送波周波数が連続して重なる確率は非常に小さくなり、質問器において複数の応答器を同時に識別することが可能となる。

この他、請求項３記載の通信システムの応答器によれば、第１補正信号の遅延時間の第１補正信号の１／２周期に対する割合と、第２補正信号の遅延時間の第２補正信号の１／２周期に対する割合を略等しくしたことにより、変調信号を所定時間遅延させた第１補正信号と副搬送波の２倍の周波数を有する信号から所定時間遅延させた第２補正信号を生成するときに、第１補正信号と第２補正信号は２値のパルス信号（デジタル波形）であるため、副搬送波の１／２周期Ｔ１と、副搬送波の２倍の周波数の１／２周期Ｔ２の値がわかれば、遅延時間Ｄ１、Ｄ２を高調波成分の抑制に必要な値に容易に設定することができ、また、副搬送波周波数が変化して１／２周期Ｔ１、Ｔ２が変化してもデジタル信号の処理で高調波成分の抑制に必要な遅延時間Ｄ１、Ｄ２を容易に設定することができるので、補正変調信号により２次高調波成分及び３次高調波成分を抑制でき、応答器から質問器に返信される反射波の高調波成分の抑制ができる。

また、請求項４記載の通信システムの応答器によれば、第２補正信号の振幅を所定レベルに設定するための振幅調整手段を設けたことにより、第２補正信号の振幅を２次高調波成分を抑制する所定レベルに設定することができる。

以下に、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
図１は、通信システム１の構成を示す図であり、図２は通信システム１で使用される主搬送波と反射波の関係を示す図である。

図１に示すように、通信システム１は、質問器１０と、応答器２０、２１、２２とから構成されている。質問器１０からは、質問波たる主搬送波Ｆｃ１が各応答器２０〜２２に送信されている。

応答器２０からは、反射波Ｆｓ１が返信され、応答器２１からは、反射波Ｆｓ２が返信され、応答器２２からは、反射波Ｆｓ３が返信されている。
即ち、各応答器２０〜２２は、質問器１０から送信された主搬送波Ｆｃ１を、情報信号（データ）により１次変調した副搬送波（サブキャリア）信号ｆｓ１〜ｆｓ３で２次変調して、反射波Ｆｓ１〜Ｆｓ３を生成し、質問器１０へ返信するのである。

また、図２に示すように、副搬送波信号ｆｓ１〜ｆｓ３の周波数は、各応答器２０〜２２毎に異なっており、しかも周波数ホッピングされている。即ち、各応答器２０〜２２からの反射波Ｆｓ１〜Ｆｓ３は、タイミングＴ１では、周波数の低い方からＦｓ３（Ｆｃ１＋ｆｓ３）、Ｆｓ２（Ｆｃ１＋ｆｓ２）、Ｆｓ１（Ｆｃ１＋ｆｓ１）の順だったものが、タイミングＴ２、タイミングＴ３、タイミングＴ４と時間が変化するごとに、ランダムに位置が入れ替わる。

次に、質問器１０の電気的構成をそのブロック図である図３を参照して説明する。
図３に示すように、質問器１０は、デジタル回路部３０とアナログ回路部４０とから構成され、アナログ回路部４０は、９００ＭＨｚ、２．４ＧＨｚ、５ＧＨｚ等の周波数の主搬送波を発振する発振器４１と、発振器４１で発振された主搬送波を変調する変調器４２と、当該変調器４２で変調された主搬送波を電力増幅する電力増幅器４３と、当該電力増幅器４３からの出力をアンテナ４７に伝え、また、当該アンテナ４７が受信した電波を後述する低雑音増幅器（以下、ＬＮＡと称す。）４５に伝えるように出力と入力の分離を行うサーキュレータ４４と、アンテナ４７が受信した各応答器２０〜２２からの受信信号を増幅するＬＮＡ４５と、ＬＮＡ４５で増幅された受信信号を発振器４１からの信号とミキシングしてホモダイン検波する主搬送波復調器４６とから構成されている。

また、デジタル回路部３０は、前記主搬送波復調器４６でホモダイン検波された受信信号を、アナログ信号からデジタル信号にＡ／Ｄ変換し、当該Ａ／Ｄ変換された受信信号をフィルタ処理によりホッピング周波数帯域に対応したチャンネルに分離する帯域分割フィルタ３２と、帯域分割フィルタ３２で分離された副搬送波信号から元の情報信号を復元する副搬送波復調器３３と、副搬送波復調器３３で復元された情報信号をフレーム毎に分割するフレーム分割器３４と、フレーム分割器３４でフレーム毎に分割された情報信号を仕分けするフレーム仕分け器３５と、当該フレーム仕分け器３５で仕分けられた応答器毎の情報信号（フレーム）を時系列に並べ替えて連結するフレーム連結器３６と、質問器１０全体の制御を行うコントローラ３１とから構成されている。

次に、上記のように構成された質問器１０の動作につき説明する。
発振器４１で発振された主搬送波Ｆｃ１は、変調器４２でコントローラ３１の制御により、質問器の情報によりＡＳＫ変調が行われて、サーキュレータ４４を介して、アンテナ４７から応答器に送信される。

応答器において変調された反射波は、サーキュレータ４４を介して、ＬＮＡ４５で増幅され、主搬送波復調器４６において、発振器４１からの信号がミキシングされてホモダイン検波が行われる。

ホモダイン検波が行われると、各応答器からの反射波が混ざった信号が復調される。この信号は、帯域分割フィルタ３２に内蔵されたＡ／Ｄ変換器（図示外）によりデジタル値に変換され、帯域分割フィルタ３２により分離される。

このとき、応答器からの反射波に、他の応答器からの高調波成分が重畳されていると、仕分けられたフレーム毎の情報信号に高調波成分が妨害を与えることになり、各応答器からの正確な情報信号が取り出せなくなる。

そこで、本実施例では、各応答器２０〜２２からの反射波に含まれる高調波成分を、各応答器２０〜２２側において抑制することにより高調波成分による妨害をなくし、各応答器２０〜２２からの情報を質問器１０側において正確に取り出せるようにしている。

以下、この様に構成された本実施例の応答器２０〜２２の構成及び作用を、図４及び図５を用いて説明する。
なお、下記においては応答器２０について説明するが、応答器２１、２２は応答器２０と同様の構成になっている。

図４Ａ）は、第１実施例を示し、応答器２０は、アンテナ７１に接続された変復調器７０とデジタル回路部５０とから構成されている。デジタル回路部５０には、応答器２０の制御を行うコントローラ５１と、副搬送波を発生する副搬送波発振器５２と、副搬送波発振器５２で生成された副搬送波を、コントローラ５１を介して入力される情報信号５３で位相変調（ＰＳＫ）する副搬送波変調器５４が設けられている。

副搬送波変調器５４で情報信号図５（ｃ）により位相変調された変調信号（図５（ｄ）に示す）は、加算器５５の一方に入力されると共に、遅延器５６に入力される。該遅延器５６に入力された変調信号は、所定時間遅延されることにより、補正信号（図５（ｅ））となり前記加算器５５に入力される。

該補正信号は、加算器５５にて前記変調信号と合成されることにより補正変調信号（図
５（ｆ））となり、該補正変調信号は、変復調器７０に入力される。
変復調器７０は、この入力された補正変調信号により、質問器１０から受信した主搬送波を変調して、反射波としてアンテナ７１から送信させる。

なお、前記の変調信号は、コントローラ５１のクロックを利用してソフト的に生成されてもよい。

また、副搬送波の変調は、位相変調（ＰＳＫ）以外に、周波数変調（ＦＳＫ）としてもよく、副搬送波発振器５２及び副搬送波変調器５４は、コントローラ５１内に設け１チップ化してもよい。

次に、図４Ｂ）に示すように、遅延後の副搬送波信号（補正副搬送波信号）に、情報信号による副搬送波変調を行い補正信号の作成を行う第２実施例について、その詳細を説明する。
なお、上述した図４Ａ）と同一部分については同一符号を付して説明を省略し、他の部分についてのみ説明する。

副搬送波周波数の２倍の周波数を発振する副搬送波発振器５２Ｂは、分周器５７を介して副搬送波変調器５４に接続されると共に遅延器５６に接続される。
該遅延器５６は副搬送波変調器５４に接続され、副搬送波変調器５４は加算器５５の他方に入力される
遅延器５６は、コンデンサＣ及び抵抗Ｒから成るＣＲ遅延回路のコンデンサＣ又は抵抗Ｒの値を制御し、さらに２分周することにより、所定の遅延時間を有する補正副搬送波信号を生成できる。このとき、遅延器５６には分周器も含まれている。例えば、図４Ｂ）におけるコントローラ５１、副搬送波変調器５４、遅延器５６は図６のような回路で実現できる。

以下、図６の回路の動作を、図６の各部の出力波形を示す図７を参照して説明する。
図６において、発振回路８１は図７（ａ）に示す副搬送波周波数の２倍の周波数ｆｏｓｃを有する２倍波信号を発生する。副搬送波を周波数ホッピングさせると副搬送波及びその２倍波信号は途中ＦＨＰ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｈｏｐｐｉｎｇ Ｐｏｉｎｔ）のタイミングで変化する。この２倍波信号をモノステーブルマルチバイブレータ８２に入力することにより図７（ｂ）に示す信号に変換される。このとき、モノステーブルマルチバイブレータ８２の出力信号のパルス幅Ｔｐは発振回路８１で発振する最高周波数の信号の周期よりも短く設定する。

この信号を積分回路８３で積分すると、積分回路８３の出力である制御電圧ＶｃはＶｃ＝Ｖｃｃ・Ｔｐ・ｆｏｓｃとなり、図７（ｃ）のように２倍波信号の周波数ｆｏｓｃに比例した電圧となる。この電圧Ｖｃを可変容量ダイオード８４に印加する。制御電圧Ｖｃが小さいと可変容量ダイオード８４の容量Ｃｖが大きくなり、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ、可変容量ダイオード８４の容量Ｃｖで構成されるＣＲ遅延回路は時定数が大きくなり、逆に、制御電圧Ｖｃが大きいと可変容量ダイオード８４の容量Ｃｖが小さくなり、ＣＲ遅延回路の時定数は小さくなる。従って、ＣＲ遅延回路の出力は図７（ｄ）のようになり、これを比較器８５の基準電圧Ｖｒｅｆで比較し、２値化すると図７（ｅ）のようになる。これを２分周回路で分周すると図７（ｆ）に示すようなＯＵＴ２信号となる。

一方、発振回路８１の２倍波信号を別の２分周回路８７で２分周すると、図７（ｇ）のようなＯＵＴ１信号となる。前記ＯＵＴ２信号は該ＯＵＴ１信号を遅延させたものとなっており、加算器５５により、図７（ｈ）のように正弦波に近い波形が得られる。図７（ｈ）の波形は、周波数がホッピングした場合に、そのいずれの周波数においても正弦波に近い波形が得られることを示し、実際には、これらＯＵＴ１信号（ｇ）、ＯＵＴ２信号（ｆ）の立ち下がりタイミングでコントローラ５１を介して副搬送波の変調に用いる情報信号（ｃｏ）をそれぞれデータラッチし、図７（ｉ）、（ｊ）に示すように変調を行うことにより変調信号たる変調副搬送波信号とその変調副搬送波信号を所定時間遅延させた補正信号たる補正変調副搬送波信号を生成し、それぞれ変調器８８、８９から出力し、図７（ｋ）に示すように変調補正信号を加算器５５から出力する。

上記した第１及び第２実施例の応答器によれば、副搬送波発振器５２及び副搬送波変調器５４により生成する変調信号と遅延器５６により生成する補正信号を変調信号に合成することにより、図５（ｆ）及び図７（ｋ）に示すように正弦波に近い変調補正信号により変調されるため変調信号に含まれる高調波成分を抑制することができ、他の応答器の信号に高調波成分による妨害を与え難くでき、質問器側で各応答器からの正確な情報を取り出すことができる。

また、副搬送波発振器５２及び副搬送波変調器５４により生成する変調信号と遅延器５６により生成する補正信号は、２値のパルス信号（デジタル波形）であるため、副搬送波発振器５２及び副搬送波変調器５４と遅延器５６の構成が簡単にできる。

また、加算器５５及び遅延器５６により生成される補正変調信号は、矩形波である変調信号に、該変調信号を所定時間遅延させた補正信号を合成した信号であるから正弦波に近似した信号となるため、この正弦波に近似した補正変調信号で変調を行うことにより反射波に含まれる高次の高調波成分を抑制できる。

さらに、応答器２０が有する副搬送波周波数を、反射波を質問器に送信する送信タイミング毎にコントローラ５１により変化させることができるので、この応答器２０を用いて上記通信システムを構築すれば、各応答器が質問器へ反射波を返信する各タイミング毎に副搬送波周波数が変化し、各応答器が反射波を質問器に同時に返信しても各応答器の副搬送波周波数が重なる確率は非常に小さくなり、質問器１０は、各応答器２０〜２２を同時に識別することが可能である。

次に、図８を参照して、第３実施例の応答器を説明する。本実施例が、「特許請求の範囲」に記載の発明に対応する実施例である。
なお、上述した図４Ａ）、図４Ｂ）と同一部分については同一符号を付して説明を省略し、他の部分についてのみ説明する。

また、下記においては応答器２０について説明するが、応答器２１、２２は応答器２０と同様の構成になっている。
図８において、副搬送波周波数の２倍の周波数を発振する副搬送波発振器５２は、分周器５７Ｂを介して副搬送波変調器５４に接続されると共に第２補正信号生成手段たる遅延器５８に接続される。なお、副搬送波発振器５２及び分周器５７Ｂは、「特許請求の範囲」に記載の副搬送波発振器をなすものであり、副搬送波変調器５４と共に変調信号生成手段をなすものである。

該遅延器５８は振幅調整手段たる減衰器５９に接続され、該減衰器５９の出力は第２補正信号となり加算器６０の他方に入力されている。但し、ここでは、第２補正信号の入力の極性を反転させ、減算器として使用している。

前記副搬送波変調器５４は加算器５５の一方に接続されると共に第１補正信号生成手段たる遅延器５６に接続されている。該遅延器５６に入力された副搬送波変調器５４からの変調信号は、遅延器５６により所定時間遅延され、第１補正信号を生成して加算器５５の他方に入力される。

副搬送波発振器５２から発生する副搬送波は分周器５７Ｂにより１／２の周波数として副搬送波変調器５４に入力される。副搬送波変調器５４で位相変調された変調信号は加算器５５の一方に入力されると共に、遅延器５６に入力される。遅延器５６に入力された変調信号は遅延器５６にて所定時間遅延されることにより第１補正信号が生成されて前記加算器５５に入力される。該加算器５５に入力された第１補正信号は加算器５５にて前記変調信号と合成されることにより補正変調信号を生成する。

さらに、副搬送波発振器５２から発生する副搬送波は、遅延器５８により所定時間遅延させ第２補正信号を生成する。該第２補正信号は、減衰器５９により振幅を調整された後、前記補正変調信号と加算器６０により合成されることにより補正変調信号を生成する。該補正変調信号は、変復調器７０に入力されて質問器１０から受信した主搬送波を変調して反射波としてアンテナ７１から送信する。なお、第１補正信号生成手段及び第２補正信号生成手段と加算器５５，６０とが補正変調信号生成手段をなしており、変復調器７０とアンテナ７１が変調返信手段をなしている。

次に、図８に示した応答器２０の動作につき、各部の波形を示す図９を参照して説明する。
副搬送波発振器５２の出力は図９（ａ）に示すように、１／２周期はＴ２であり、この出力を分周器５７Ｂで分周して周波数を１／２（周期は２倍）とした副搬送波を図９（ｂ）に示す。この副搬送波を図９（ｃ）に示す情報信号５３により位相変調した波形が図９（ｄ）である。この波形（ｄ）を遅延器５５でＤ１だけ遅延させた波形が（ｅ）となり、この波形（ｅ）と波形（ｄ）とを加算器５５で加算した波形が（ｆ）に示される。図４Ａ）の回路ではこの波形（ｆ）で変復調器７０により変調を行う。

ここで、波形（ｆ）で主搬送波Ｆｃ１を変調反射した反射波のスペクトルを図１０に示す。但し、位相変調を行い、変調時の最大位相変化量は１３０°としている。このスペクトルから明らかなように、副搬送波の３次高調波に対応する成分Ｆｃ１＋３ｆｓ１は抑制されている。また、２次高調波に対応する成分Ｆｃ１＋２ｆｓ１は線スペクトルとなっていることから、質問器１０の方で、検出された応答器の副搬送波周波数の２倍の周波数で位相が反転した正弦波信号を受信信号から減算することで、その影響を抑制することができる。

さらに、遅延器５８により波形（ａ）をＤ２だけ遅延させ、極性を反転させ、減衰器５９により振幅をＡ２に減衰させた波形（ｇ）を波形（ｆ）に加算して合成した波形が（ｈ）である。

ここで、波形（ｈ）で主搬送波Ｆｃ１を変調反射した反射波のスペクトルを図１１に示す。但し、位相変調を行い、変調時の最大位相変化量は１３０°としている。このスペクトルから明らかなように、副搬送波の２次高調波に対応する成分Ｆｃ１＋２ｆｓ１及び３次高調波に対する成分Ｆｃ１＋３ｆｓ１は抑制されている。これにより副搬送波周波数がＦｃ１＋２ｆｓ１及びＦｃ１＋３ｆｓ１の近傍にある応答器に対して妨害を与えない。

上記した第３実施例によれば、加算器５５及び遅延器５６により生成される補正変調信号（図９（ｆ））は、矩形波である変調信号（図９（ｄ））に、該変調信号を所定時間遅延させた遅延信号に基づき生成された第１補正信号（図９（ｅ））を合成した信号であるから正弦波に近似した信号となる。

また、補正変調信号（図９（ｆ））は、副搬送波の２倍の周波数を有し、かつ遅延器５８により所定時間遅延された第２補正信号（図９（ｇ））と合成されるので、加算器６０により生成される補正変調信号（図９（ｈ））は、正弦波からやや鋸歯状波に近似した信号となる。

従って、第１補正信号（図９（ｅ））で３次高調波を抑制でき、また第１補正信号（図９（ｅ））で抑制しきれなかった２次高調波成分を副搬送波の２倍の周波数を有する第２補正信号（図９（ｇ））で抑制することができ、他の応答器への高調波による妨害をさらに与え難くできる。

さらに、副搬送波の２倍の周波数を有する第２補正信号（図９（ｇ））の振幅Ａ２を減衰器５９により２次高調波成分を抑制する所定レベルに設定して正弦波に近似した前記補正変調信号（図９（ｆ））に合成するので、加算器６０により生成される補正変調信号（図９（ｈ））は２次高調波成分を含む信号になり、この信号で変調することにより、応答器から質問器に返信される反射波の２次高調波成分をも確実に抑制でき、他の応答器の信号に高調波成分による妨害をより一層与え難くできる。

また、第１補正信号（図９（ｅ））は変調信号（図９（ｄ））を所定時間遅延させた遅延信号に基づき生成された信号であるため、該第１補正信号（図９（ｅ））は遅延器５６によりデジタル信号として簡単に生成することができる。

また、第１補正信号（図９（ｅ））の遅延時間Ｄ１の第１補正信号（図９（ｅ））の１／２周期Ｔ１に対する比率Ｄ１／Ｔ１と、第２補正信号（図９（ｇ））の遅延時間Ｄ２の第２補正信号（図９（ｇ））の１／２周期Ｔ２に対する比率Ｄ２／Ｔ２を略等しくしたことにより、変調信号（図９（ｄ））を所定時間遅延させた第1補正信号（図９（ｅ））と副搬送波の２倍の周波数を有する信号から所定時間遅延させた第２補正信号（図９（ｇ））を生成するときに、副搬送波の１／２周期Ｔ１と、副搬送波の２倍の周波数の１／２周期Ｔ２の値がわかれば、遅延時間Ｄ１、Ｄ２を高調波成分の抑制に必要な値に容易に設定することができる。

また、副搬送波周波数が変化して１／２周期Ｔ１、Ｔ２が変化したとしても、高調波成分の抑制に必要な遅延時間Ｄ１、Ｄ２を容易に設定することができるので、補正変調信号（図９（ｈ））により２次高調波成分及び３次高調波成分を抑制でき、応答器から質問器に返信される反射波の高調波成分の抑制ができる。

次に、第１補正信号の遅延時間Ｄ１の第１補正信号の１／２周期Ｔ１に対する比率Ｄ１／Ｔ１及び第２補正信号の遅延時間Ｄ２の第２補正信号の１／２周期Ｔ２に対する比率Ｄ２／Ｔ２の関係と第２補正信号の振幅Ａ２につき、本出願人において検討した結果を説明する。

図１２は、受信した主搬送波を位相変調して反射させるときの最大位相変化量を１３０°とした場合に、２次高調波に対応する成分及び３次高調波に対応する成分がそれぞれ基本波成分に対し−２０ｄＢ以下となるようにするための、第１補正信号の遅延時間Ｄ１の第１補正信号の１／２周期Ｔ１に対する比率Ｄ１／Ｔ１と、第２補正信号の遅延時間Ｄ２の第２補正信号の１／２周期Ｔ２に対する比率Ｄ２／Ｔ２と、第２補正信号の振幅Ａ２との関係を測定した測定結果を表わす図である。

そして、この測定結果から、Ｄ１／Ｔ１とＤ２／Ｔ２を略等しくして、０．１４＜Ｄ１／Ｔ１＝Ｄ２／Ｔ２＜０．３２とし、振幅Ａ２を０．２２＜Ａ２＜０．６５とすることにより、２次及び３次の高調波に対応する成分を共に抑制できることが判明した。さらに望ましくは、Ｄ１／Ｔ１＝Ｄ２／Ｔ２≒０．２５、Ａ２≒０．４５であることが判った。

特に、Ｄ１／Ｔ１＝Ｄ２／Ｔ２＝０．２５としたときには、第１補正信号、第２補正信号は図１３に示すような波形となる。
図１３において、副搬送波発振器の発振周波数の２倍の周波数の信号（ａ）を基準とし、この波形（ａ）の立ち上がりをトリガとして２分周したものが波形（ｂ）となり、立ち下がりをトリガとして２分周したのが波形（ｃ）、波形（ｂ）をさらに２分周したものが波形（ｄ）、波形（ｃ）を２分周したものが波形（ｅ）である。

この波形（ｅ）は波形（ｄ）よりＤ２＝０．２５×Ｔ２だけ遅延している。波形（ｄ）を反転させたものが波形（ｆ）で、この波形（ｄ）と（ｆ）の遅延関係は図８の波形（ａ）と（ｇ）との遅延関係と同じとなる。波形（ｂ）の立ち下がりをトリガとして２分周したのが波形（ｇ）で、波形（ｄ）と（ｇ）をそれぞれ２分周したものが波形（ｈ）と（ｉ）で、図９の波形（ｄ）と（ｅ）に対応している。

この図１３から明らかなように、第１補正信号である波形（ｉ）は、波形（ｇ）を２分周させたもので、かつ波形（ｇ）は、波形（ａ）を２分周した波形（ｂ）を、その立ち下がりをトリガとして２分周したものである。

また、第２補正信号である波形（ｅ）は、波形（ａ）の立ち下がりをトリガとして２分周した波形（ｃ）を、２分周したものである。
従って、波形（ａ）の２分周器、波形（ｂ）の２分周器、波形（ｃ）の２分周器、波形（ｄ）の２分周器をそれぞれ設けることにより、高調波成分を抑制するのに必要な遅延時間Ｄ１を有する第１補正信号及び遅延時間Ｄ２を有する第２補正信号を簡単に生成させることができる。

そして、このようにすれば、副搬送波発振器の発振周波数の２倍の周波数の信号（ａ）の周波数が変化しても高調波成分を抑制するのに必要な第１補正信号の遅延時間Ｄ１及び第２補正信号の遅延時間Ｄ２を簡単に生成させることができるようになり、副搬送波をホッピングさせるときに、遅延量を制御するための時定数をホッピングの度に変化させるというアナログ的な制御が不要となる。

図１４は第４実施例の応答器を示し、上述した図８と同一部分については説明を省略し、異なる部分についてのみ説明する。
図１４においては、図８に示す、副搬送波変調器５４から出力される変調信号を一方に入力する加算器５５と変調信号を所定時間遅延させる遅延器５６に代えてフィルタ９１を設けている。

該フィルタ９１は、副搬送波変調器５４に接続され、該フィルタ９１の出力側は加算器９２の一方に入力される。
一方、副搬送波発振器５２は、副搬送波周波数の２倍の周波数を有する第２高調波発振器９３に入力され、該第２高調波発振器９３は減衰器９４を介して、その出力信号を所定時間遅延させる遅延器９５に接続される。該遅延器９５は前記加算器９２の他方に接続され、該加算器９２の出力はＤ／Ａ変換器９６を介して変復調器７０に接続される。

次に、図１４に示した応答器の動作につき説明する。
前述した副搬送波変調器５４からの図９（ｄ）に示す信号をレイズドコサインフィルタ等のフィルタ９１により３次高調波に対応する成分を抑制して加算器９２に加算すると、図１５のスペクトルに示すように３次高調波に対応する成分は抑制されるが、２次高調波に対応する成分は増加する。このため、副搬送波発振器５２からの発振出力を第２高調波発振器９３に入力し、第２高調波発振器９３からの周期２Ｔ２の信号を減衰器９４及び遅延器９５でその振幅及び位相を制御して加算器９２に加算した後Ｄ／Ａ変換器９６によりデジタル／アナログ変換して変復調器７０にて復調すると、図１６に示すように副搬送波の２次及び３次の高調波に対応する成分が抑制される。

なお、図１４においては、変調副搬送波や第２高調波発振器９３の出力波形はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｅｓｏｒ）等で数列値として発生し、レイズドコサインフィルタは良く知られたＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタで実現でき、振幅や遅延の制御及び波形合成も所定の演算処理で実現できる。もちろん、副搬送波発振器を設けず第２高調波発振器の信号を２分周して副搬送波を生成してもよい。

図１７は、図１４の回路において、２次及び３次の高調波に対する成分が基本波成分に対してー２０ｄＢ以下となるような、遅延時間Ｄ２と１／２周期Ｔ２との比率Ｄ２／Ｔ２と第２補正信号の振幅Ａ２の値を示し、本出願人の実験結果によれば、Ａ２＜０．１７、０．４＜Ｄ２／Ｔ２＜０．６が望ましく、０．０６＜Ａ２＜０．１４がさらに望ましいことが判明した。

上記した第４実施例によれば、低域通過フィルタ９１により、３次高調波成分が含まれない特定の副搬送波周波数を通過させることができ、応答器から返信される反射波に高調波成分を含まず、他の応答器の信号に高調波成分による妨害を与え難くでき、質問器において各応答器からの正確な情報を取り出すことができる。

また、副搬送波を生成する副搬送波発振器９２と、所定の情報信号に基づいて副搬送波を変調する副搬送波変調器９４とで変調信号を生成した後に、フィルタ９１により３次高調波成分を抑制すると共に、遅延器９５により副搬送波の２倍の周波数からなる信号を所定時間遅延させた補正信号を合成することにより、補正変調信号を生成するので、反射波に含まれる２次及び３次の高調波成分を抑制でき、他の応答器の信号に高調波成分による妨害を与え難くでき、質問器において各応答器からの正確な情報を取り出すことができる。

なお、本発明は上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を逸脱しない範囲において種々の態様で実施し得ることは勿論である。

本発明の実施形態を示す通信システムの構成図である。 通信システムで使用される主搬送波と副搬送波の関係を示す図である。 質問器の電気的構成を示すブロック図である。 応答器の電気的構成を示すブロック図であり、 Ａ）は第１実施例を示し、 Ｂ）は第２実施例を示す。 図４Ａ）の回路の波形図である。 図４Ｂ）の応答器の具体構成を示す電気構成ブロック図である。 図６の回路の波形図である。 応答器の第３実施例を示す電気構成ブロック図である。 図８の回路の波形図である。 図８に示す応答器の出力波形の高調波成分を含むスペクトルである。 図８に示す応答器の出力波形の高調波成分を抑制した後のスペクトルである。 遅延時間と周期との比率と振幅との関係を示す図である。 Ｄ１／Ｔ１＝Ｄ２／Ｔ２＝０．２５としたときの図８に示す応答器の波形図である。 応答器の第４実施例を示す電気構成ブロック図である。 図１４に示す応答器の出力波形の高調波成分を含むスペクトルである。 図１４に示す応答器の出力波形の高調波成分を抑制した後のスペクトルである。 遅延時間と周期との比率と振幅との関係を示す図である。 従来の応答器の出力波形の高調波成分を含むスペクトルである。 従来の各応答器の出力信号のスペクトルである。

符号の説明

１…通信システム、１０…質問器、２０、２１、２２…応答器、３０…デジタル回路部、３１…コントローラ、３２…帯域分割フィルタ、３３…副搬送波復調器、４０…アナログ回路部、４１…発振器、４２…変調器、４３…電力増幅器、４４…サーキュレータ、４５…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、４６…主搬送波復調器、５０…デジタル回路部、５１…コントローラ、５２、５２Ｂ…副搬送波発振器、５３…情報信号、５４…副搬送波変調器、５５、６０…加算器、５６…遅延器、５７、５７Ｂ…分周器、５８…遅延器、５９、９４…減衰器、７０…変復調器、７１…アンテナ、８１…発振回路、８２…モノステーブルマルチバイブレータ、８３…積分回路、８４…容量可変ダイオード、８６、８７…２分周回路、８８、８９…変調器、９１…フィルタ、９３…第２高調波発振器、９６…Ｄ／Ａ変換器。

Claims (4)

1. 質問器と応答器とを備え、質問器から質問波を送信して、当該質問波を受信した応答器が当該質問波に対して所定の変調を行った反射波を質問器に返信する通信システム、の応答器であって、
   当該応答器は、
   前記質問波を受信するアンテナと、
   所定の情報信号に基づいて変調信号を生成する変調信号生成手段と、
   前記変調信号に含まれる高調波成分を抑制するための１又は複数の補正信号を生成し、該生成した補正信号を前記変調信号に合成することにより補正変調信号を生成する補正変調信号生成手段と、
   該補正変調信号生成手段により生成された補正変調信号により前記質問波を変調し、前記アンテナから質問器に返信させる変調返信手段と、
   を備え、
   前記変調信号及び前記補正信号は、２値のパルス信号からなり、
   前記変調信号生成手段は、副搬送波を生成する副搬送波発振器と、前記情報信号に基づいて当該副搬送波を変調することにより前記変調信号を生成する副搬送波変調器とからなり、
   前記補正変調信号生成手段は、前記変調信号を所定時間遅延させた遅延変調信号に基づき第１補正信号を生成する第１補正信号生成手段と、前記副搬送波の２倍の周波数を有する信号であって、副搬送波に対し、所定時間遅延させた第２補正信号を生成する第２補正信号生成手段とを備え、該各補正信号生成手段にて生成された第１補正信号及び第２補正信号を前記変調信号と合成することにより、前記補正変調信号を生成する構成にされている
   ことを特徴とする通信システムの応答器。
2. 前記副搬送波の周波数をホッピングする周波数ホッピング手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載の通信システムの応答器。
3. 前記第１補正信号の遅延時間の第１補正信号の１／２周期に対する割合と、第２補正信号の遅延時間の第２補正信号の１／２周期に対する割合を略等しくしたことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の通信システムの応答器。
4. 前記第２補正信号の振幅を所定レベルに設定するための振幅調整手段を設けたことを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載の通信システムの応答器。

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