JP4231195B2 - 逆変換装置とその制御回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧形インバータで出力電圧を可変する直列形電圧補償装置等、逆変換装置の出力側に設置される変圧器の励磁突入電流を制御できる逆変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
変圧器に交流電源を投入すると、場合によっては全負荷電流の数倍の大きさの励磁突入電流を生じる。そのため、図１２に示すように出力側に変圧器３が接続されたインバータ１では、図１１に示すように、出力電圧指令をランプ関数器１３を用いて０から徐々に増加させ、そのソフトスタート出力電圧指令を乗算器１５で正弦波テーブル１１から出力される正弦波信号に掛けて正弦波の出力電圧指令値とし、ＰＷＭ回路１６でＰＷＭ変調してインバータの電圧出力指令値としている。しかして、この電圧出力指令値でインバータ１を動作させるとインバータ１の出力電圧は０から徐々に増加するので、変圧器に励磁突入電流が流れない。なお、図１２中、２は搬送波除去フィルタを示す。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来励磁突入電流制御法は、出力電圧の指令値と正弦波とランプ関数の積によって求め、徐々に出力電圧を上昇させている。このランプ関数の時定数は数秒程度必要とし、そのためインバータの出力が指令電圧に達するまで数秒の時間を要する。
【０００４】
例えば、インバータの出力側変圧器の２次側を配電線と直列に接続して配電線負荷側電圧を補償する直列形電圧補償装置は、負荷側電圧が急激に低下した時インバータの出力電圧を急激に増加させる必要があり、上記従来励磁電流制御は適用できない。
【０００５】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、出力電圧を急激に増加させても出力側の変圧器に励磁突入電流が流れることのない逆変換装置およびその制御回路を提供することにある。
【０００６】
本発明は、出力側に変圧器が接続された逆変換装置において、
前記変圧器を電圧投入前に残留磁束が殆んどないギャップ付変圧器若しくは消磁を行った通常変圧器とし、逆変換装置の出力電圧を９０゜若しくは２７０゜時点にて発生して始動時または運転中の出力電圧の増加に対して変圧器の励磁突入電流を抑制すると共に、正弦波信号とこの正弦波の９０゜若しくは２７０゜でパルス信号を発生させる正弦波発生器と、出力電圧指令を前記パルス信号でサンプリングしてホールドするサンプル・ホールド回路と、前記正弦波信号に前記サンプル・ホールド回路からの出力電圧指令を掛けて電圧出力指令を出力する乗算手段とを有することを特徴とするものである。
【０００７】
また、本発明は、出力側に変圧器が接続された三相逆変換装置において、
前記変圧器を電圧投入前に残留磁束が殆どないギャップ付変圧器若しくは消磁を行った通常変圧器とし、逆変換装置の出力電圧をそれぞれ９０゜若しくは２７０゜時点に発生して始動時または運転中の出力電圧の増加に対して変圧器の励磁突入電流を制御する逆変換装置の制御回路であって、三相正弦信号とこの第１ないし第３相の正弦波信号のそれぞれ９０゜若しくは２７０゜で第１ないし第３相のパルス信号を発生する三相正弦波発生器と、出力電圧指令を前記第１の相パルスでサンプリングしてホールドする第１のサンプル・ホールド回路と、前記第１のサンプル・ホールド回路で固定された出力電圧指令をそれぞれ前記第２，第３の相パルスでサンプリングしてホールドする第２，第３のサンプル・ホールド回路と、それぞれ前記第１ないし第３相の正弦波信号に前記第１ないし第３のサンプル・ホールド回路からの出力電圧指令を掛けて各相電圧出力指令を出力する乗算手段を有することを特徴としたものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】
変圧器の磁束をφ、初期磁束をφ0、巻数をＮとし、その巻線の印加電圧Ｕ（ｔ）の間には（１）式が成り立つ。
【００１０】
【数１】
【００１１】
初期磁束がφ0＝０である時に、Ｕ（θ）＝Ｖｍｓｉｎθの電圧を印加すると、磁束は（２）式となる。
【００１２】
【数２】
【００１３】
（２）式より、電圧を発生させる位相を正弦波の９０゜若しくは２７０゜にすれば、変圧器の励磁突入電流を制御できる。つまり、φ0＝９０゜または２７０゜の時にはｃｏｓθ0＝０で、｜φ（ｘ）｜＝Ｖｍ・ｃｏｓｘ／Ｎが成り立ち、鉄心磁束は、正方向の鉄心の最大磁束と負方向鉄心の最大磁束とが等しくなるため、鉄心の磁束の飽和が発生しなくなり、励磁突入電流を制御できる。
【００１４】
ただし、この制御において（２）式の電圧振幅値Ｖｍが正弦波１周期で変化するとこの方法は成り立たなくなる。従って、出力電圧の振幅値を少なくとも正弦波の９０゜時点から次の９０゜時点まで若しくは２７０゜時点から次の２７０゜時点までの１周期の期間だけ一定にする制御が必要となる。
実施の形態１
実施の形態１にかかる出力側に変圧器を有する単相インバータの制御ブロック図を図１に示す。同図において、正弦波テーブル１１は正弦波の他に正弦波の９０゜若しくは２７０゜でパルス信号を出力する構成となっている。サンプル・ホールド回路１４は正弦波テーブル１１から出力される９０゜若しくは２７０゜のパルス信号で出力電圧指令をサンプリングホールドして出力電圧指令値を９０゜時点から次の９０゜時点まで、若しくは２７０゜時点から次の２７０゜時点までを固定する。
【００１５】
乗算器１５は正弦波テーブル１１からの正弦波とサンプル・ホールド回路１４からの出力電圧指令を掛けて正弦波の電圧出力指令値を出力し、ＰＷＭ回路１６はこの電圧出力指令値を三角波で変調してＰＷＭ電圧出力指令値をインバータのベース駆動回路に出力してインバータをＰＷＭ制御する。
【００１６】
しかして、インバータは、出力電圧指令値の急変に関係なく常に正弦波の９０゜時点から次の９０゜時点まで、若しくは２７０゜時点から次の２７０゜時点まで振幅値が一定の正弦波電圧を発生する。そのため上記（２）式の磁束が飽和領域に達しなくなり、インバータに接続されている変圧器への励磁突入電流の抑制が可能となる。ただし、変圧器には、電流投入前に残留磁束が殆どないギャップ付変圧器若しくは消磁を行った通常変圧器を用いる必要がある。
【００１７】
インバータの単相電圧波形と単相電圧積分波形のシュミレーション結果を図２と図３に示す。図３は図２の単相電圧波形の積分であり、変圧器鉄心の磁束と相似の波形となっており、鉄心が飽和しないことを示している。このことから励磁突入電流が抑制されることがわかる。
実施の形態２
実施の形態２にかかる出力側に変圧器を有する三相インバータの制御ブロック図を図４に示す。同図について、三相正弦波発生器１２は三相正弦波信号とＵ相、Ｖ相、Ｗ相正弦波のそれぞれ９０゜時点若しくは２７０゜時点でＵ相、Ｖ相、Ｗ相パルスを出力するように構成されている。
【００１８】
サンプル・ホールド回路（ＳＨ回路）１４ａは、出力電圧指令を上記Ｕ相パルスでサンプリングホールドして出力電圧指令を固定し、またＳＨ回路１４ｂおよび１４ＣはそれぞれＳＨ回路１４ａで固定された出力電圧指令を上記Ｖ相パルス信号およびＷ相パルス信号でサンプリングホールドするように接続されている。
【００１９】
しかして、ＳＨ回路１４ａ〜１４ｃはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相正弦波のそれぞれ９０゜時点から次の９０゜時点若しくは２７０゜時点から次の２７０゜時点までＳＨ回路１４ａで固定した電圧指令を出力する。
【００２０】
乗算器１５ａ〜１５ｃは、それぞれＳＨ回路１４ａ〜１４ｃからの各相出力電圧指令を三相正弦波発生器１２からの各相正弦波に乗算して正弦波の各相電圧出力指令値を出力し、ＰＷＭ回路１６は乗算器１５ａ〜１５ｃからの各相電圧出力指令値を三角波で変調してＰＷＭ各相電圧指令をインバータのベース駆動回路に出力し、インバータをＰＷＭ制御するようになっている。
【００２１】
しかして、インバータは、各相の９０゜時点から次の９０゜時点まで、若しくは２７０゜時点から次の２７０゜時点まで振幅値が一定の三相電圧を発生するので、上記（２）式の磁束が飽和領域に達しなくなり、変圧器の励磁突入電流の抑制が可能となる。
【００２２】
なお、上記では出力電圧指令値をＵ相で固定しているが、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相どの相でも良い。ただしＵ相でホールドした値を他の２相の出力電圧指令値としなければならない。
【００２３】
インバータの相電圧指令波形と線間電圧波形および線間電圧積分波形のシュミレーション結果を図５〜図７に示す。図７の線間電圧積分波形から変圧器の鉄心磁束が飽和していないことがわかる。このことから励磁突入電流が抑制されることがわかる。
実施の形態３
実施の形態３はインバータの制御回路が上記図４と同一の回路構成となっている。ただし、三相正弦波発生器１２は、例えばＵ相が９０゜（または２７０゜）時点でＵ相パルス信号を出力したら、次はＷ相が２７０゜（または９０゜）時点でＷ相パルス信号を出力し、次にＶ相の９０゜（または２７０゜）時点でＶ相パルスを出力する構成としてある。
【００２４】
この場合、ＳＨ回路１４ｃのサンプリング時点がＳＨ回路１４ｂのサンプリング時点より早くなるが、ＳＨ回路１４ａで固定した出力電圧指令をＷ相２７０゜（または９０゜）パルス信号をサンプリングホールドするので、実施の形態２と同様励磁突入電流を抑制することができる。
【００２５】
インバータの相電圧指令波形と線間電圧波形および線間電圧積分波形のシュミレーション結果を図８〜図１０に示す。図１０の線間電圧積分波形から変圧器の鉄心磁束が飽和していないことがわかる。このことから励磁突入電流が抑制されることがわかる。
【００２６】
【発明の効果】
本発明は、上述のとおり構成されているので、インバータに接続された変圧器の磁束が直流成分を持つことがなくなり、変圧器が飽和しなくなるので、変圧器に励磁突入電流を流すことなく高速な電圧可変が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１にかかる単相インバータの制御ブロック図。
【図２】実施の形態１にかかるシュミレーション結果を示す線間電圧波形図。
【図３】実施の形態１にかかるシュミレーション結果を示す線間電圧積分波形図。
【図４】実施の形態２にかかる三相インバータの制御ブロック図。
【図５】実施の形態２にかかる相電圧指令波形図。
【図６】実施の形態２にかかる線間電圧波形図。
【図７】実施の形態２にかかる線間電圧積分波形図。
【図８】実施の形態３にかかる相間電圧指令波形図。
【図９】実施の形態３にかかる線間電圧波形図。
【図１０】実施の形態３にかかる線間電圧積分波形図。
【図１１】従来例にかかる逆変換装置のソフトスタート回路図。
【図１２】逆変換装置の主回路構成図。
【符号の説明】
１…インバータ
２…変圧器
１１…正弦波テーブル、正弦波発生器
１２…三相正弦波発生器
１４，１４ａ〜１４ｂ…サンプル・ホールド回路
１６…ＰＷＭ回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、電圧形インバータで出力電圧を可変する直列形電圧補償装置等、逆変換装置の出力側に設置される変圧器の励磁突入電流を制御できる逆変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
変圧器に交流電源を投入すると、場合によっては全負荷電流の数倍の大きさの励磁突入電流を生じる。そのため、図１２に示すように出力側に変圧器３が接続されたインバータ１では、図１１に示すように、出力電圧指令をランプ関数器１３を用いて０から徐々に増加させ、そのソフトスタート出力電圧指令を乗算器１５で正弦波テーブル１１から出力される正弦波信号に掛けて正弦波の出力電圧指令値とし、ＰＷＭ回路１６でＰＷＭ変調してインバータの電圧出力指令値としている。しかして、この電圧出力指令値でインバータ１を動作させるとインバータ１の出力電圧は０から徐々に増加するので、変圧器に励磁突入電流が流れない。なお、図１２中、２は搬送波除去フィルタを示す。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来励磁突入電流制御法は、出力電圧の指令値と正弦波とランプ関数の積によって求め、徐々に出力電圧を上昇させている。このランプ関数の時定数は数秒程度必要とし、そのためインバータの出力が指令電圧に達するまで数秒の時間を要する。
【０００４】
例えば、インバータの出力側変圧器の２次側を配電線と直列に接続して配電線負荷側電圧を補償する直列形電圧補償装置は、負荷側電圧が急激に低下した時インバータの出力電圧を急激に増加させる必要があり、上記従来励磁電流制御は適用できない。
【０００５】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、出力電圧を急激に増加させても出力側の変圧器に励磁突入電流が流れることのない逆変換装置およびその制御回路を提供することにある。
【０００６】
本発明は、出力側に変圧器が接続された逆変換装置において、
前記変圧器を電圧投入前に残留磁束が殆んどないギャップ付変圧器若しくは消磁を行った通常変圧器とし、逆変換装置の出力電圧を９０゜若しくは２７０゜時点にて発生して始動時または運転中の出力電圧の増加に対して変圧器の励磁突入電流を抑制すると共に、正弦波信号とこの正弦波の９０゜若しくは２７０゜でパルス信号を発生させる正弦波発生器と、出力電圧指令を前記パルス信号でサンプリングしてホールドするサンプル・ホールド回路と、前記正弦波信号に前記サンプル・ホールド回路からの出力電圧指令を掛けて電圧出力指令を出力する乗算手段とを有することを特徴とするものである。
【０００７】
また、本発明は、出力側に変圧器が接続された三相逆変換装置において、
前記変圧器を電圧投入前に残留磁束が殆どないギャップ付変圧器若しくは消磁を行った通常変圧器とし、逆変換装置の出力電圧をそれぞれ９０゜若しくは２７０゜時点に発生して始動時または運転中の出力電圧の増加に対して変圧器の励磁突入電流を制御する逆変換装置の制御回路であって、三相正弦信号とこの第１ないし第３相の正弦波信号のそれぞれ９０゜若しくは２７０゜で第１ないし第３相のパルス信号を発生する三相正弦波発生器と、出力電圧指令を前記第１の相パルスでサンプリングしてホールドする第１のサンプル・ホールド回路と、前記第１のサンプル・ホールド回路で固定された出力電圧指令をそれぞれ前記第２，第３の相パルスでサンプリングしてホールドする第２，第３のサンプル・ホールド回路と、それぞれ前記第１ないし第３相の正弦波信号に前記第１ないし第３のサンプル・ホールド回路からの出力電圧指令を掛けて各相電圧出力指令を出力する乗算手段を有することを特徴としたものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】
変圧器の磁束をφ、初期磁束をφ0、巻数をＮとし、その巻線の印加電圧Ｕ（ｔ）の間には（１）式が成り立つ。
【００１０】
【数１】
初期磁束がφ0＝０である時に、Ｕ（θ）＝Ｖｍｓｉｎθの電圧を印加すると、磁束は（２）式となる。
【００１２】
【数２】
（２）式より、電圧を発生させる位相を正弦波の９０゜若しくは２７０゜にすれば、変圧器の励磁突入電流を制御できる。つまり、φ0＝９０゜または２７０゜の時にはｃｏｓθ0＝０で、｜φ（ｘ）｜＝Ｖｍ・ｃｏｓｘ／Ｎが成り立ち、鉄心磁束は、正方向の鉄心の最大磁束と負方向鉄心の最大磁束とが等しくなるため、鉄心の磁束の飽和が発生しなくなり、励磁突入電流を制御できる。
【００１４】
ただし、この制御において（２）式の電圧振幅値Ｖｍが正弦波１周期で変化するとこの方法は成り立たなくなる。従って、出力電圧の振幅値を少なくとも正弦波の９０゜時点から次の９０゜時点まで若しくは２７０゜時点から次の２７０゜時点までの１周期の期間だけ一定にする制御が必要となる。
実施の形態１
実施の形態１にかかる出力側に変圧器を有する単相インバータの制御ブロック図を図１に示す。同図において、正弦波テーブル１１は正弦波の他に正弦波の９０゜若しくは２７０゜でパルス信号を出力する構成となっている。サンプル・ホールド回路１４は正弦波テーブル１１から出力される９０゜若しくは２７０゜のパルス信号で出力電圧指令をサンプリングホールドして出力電圧指令値を９０゜時点から次の９０゜時点まで、若しくは２７０゜時点から次の２７０゜時点までを固定する。
【００１５】
乗算器１５は正弦波テーブル１１からの正弦波とサンプル・ホールド回路１４からの出力電圧指令を掛けて正弦波の電圧出力指令値を出力し、ＰＷＭ回路１６はこの電圧出力指令値を三角波で変調してＰＷＭ電圧出力指令値をインバータのベース駆動回路に出力してインバータをＰＷＭ制御する。
【００１６】
しかして、インバータは、出力電圧指令値の急変に関係なく常に正弦波の９０゜時点から次の９０゜時点まで、若しくは２７０゜時点から次の２７０゜時点まで振幅値が一定の正弦波電圧を発生する。そのため上記（２）式の磁束が飽和領域に達しなくなり、インバータに接続されている変圧器への励磁突入電流の抑制が可能となる。ただし、変圧器には、電流投入前に残留磁束が殆どないギャップ付変圧器若しくは消磁を行った通常変圧器を用いる必要がある。
【００１７】
インバータの単相電圧波形と単相電圧積分波形のシュミレーション結果を図２と図３に示す。図３は図２の単相電圧波形の積分であり、変圧器鉄心の磁束と相似の波形となっており、鉄心が飽和しないことを示している。このことから励磁突入電流が抑制されることがわかる。
実施の形態２
実施の形態２にかかる出力側に変圧器を有する三相インバータの制御ブロック図を図４に示す。同図について、三相正弦波発生器１２は三相正弦波信号とＵ相、Ｖ相、Ｗ相正弦波のそれぞれ９０゜時点若しくは２７０゜時点でＵ相、Ｖ相、Ｗ相パルスを出力するように構成されている。
【００１８】
サンプル・ホールド回路（ＳＨ回路）１４ａは、出力電圧指令を上記Ｕ相パルスでサンプリングホールドして出力電圧指令を固定し、またＳＨ回路１４ｂおよび１４ＣはそれぞれＳＨ回路１４ａで固定された出力電圧指令を上記Ｖ相パルス信号およびＷ相パルス信号でサンプリングホールドするように接続されている。
【００１９】
しかして、ＳＨ回路１４ａ〜１４ｃはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相正弦波のそれぞれ９０゜時点から次の９０゜時点若しくは２７０゜時点から次の２７０゜時点までＳＨ回路１４ａで固定した電圧指令を出力する。
【００２０】
乗算器１５ａ〜１５ｃは、それぞれＳＨ回路１４ａ〜１４ｃからの各相出力電圧指令を三相正弦波発生器１２からの各相正弦波に乗算して正弦波の各相電圧出力指令値を出力し、ＰＷＭ回路１６は乗算器１５ａ〜１５ｃからの各相電圧出力指令値を三角波で変調してＰＷＭ各相電圧指令をインバータのベース駆動回路に出力し、インバータをＰＷＭ制御するようになっている。
【００２１】
しかして、インバータは、各相の９０゜時点から次の９０゜時点まで、若しくは２７０゜時点から次の２７０゜時点まで振幅値が一定の三相電圧を発生するので、上記（２）式の磁束が飽和領域に達しなくなり、変圧器の励磁突入電流の抑制が可能となる。
【００２２】
なお、上記では出力電圧指令値をＵ相で固定しているが、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相どの相でも良い。ただしＵ相でホールドした値を他の２相の出力電圧指令値としなければならない。
【００２３】
インバータの相電圧指令波形と線間電圧波形および線間電圧積分波形のシュミレーション結果を図５〜図７に示す。図７の線間電圧積分波形から変圧器の鉄心磁束が飽和していないことがわかる。このことから励磁突入電流が抑制されることがわかる。
実施の形態３
実施の形態３はインバータの制御回路が上記図４と同一の回路構成となっている。ただし、三相正弦波発生器１２は、例えばＵ相が９０゜（または２７０゜）時点でＵ相パルス信号を出力したら、次はＷ相が２７０゜（または９０゜）時点でＷ相パルス信号を出力し、次にＶ相の９０゜（または２７０゜）時点でＶ相パルスを出力する構成としてある。
【００２４】
この場合、ＳＨ回路１４ｃのサンプリング時点がＳＨ回路１４ｂのサンプリング時点より早くなるが、ＳＨ回路１４ａで固定した出力電圧指令をＷ相２７０゜（または９０゜）パルス信号をサンプリングホールドするので、実施の形態２と同様励磁突入電流を抑制することができる。
【００２５】
インバータの相電圧指令波形と線間電圧波形および線間電圧積分波形のシュミレーション結果を図８〜図１０に示す。図１０の線間電圧積分波形から変圧器の鉄心磁束が飽和していないことがわかる。このことから励磁突入電流が抑制されることがわかる。
【００２６】
【発明の効果】
本発明は、上述のとおり構成されているので、インバータに接続された変圧器の磁束が直流成分を持つことがなくなり、変圧器が飽和しなくなるので、変圧器に励磁突入電流を流すことなく高速な電圧可変が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１にかかる単相インバータの制御ブロック図。
【図２】実施の形態１にかかるシュミレーション結果を示す線間電圧波形図。
【図３】実施の形態１にかかるシュミレーション結果を示す線間電圧積分波形図。
【図４】実施の形態２にかかる三相インバータの制御ブロック図。
【図５】実施の形態２にかかる相電圧指令波形図。
【図６】実施の形態２にかかる線間電圧波形図。
【図７】実施の形態２にかかる線間電圧積分波形図。
【図８】実施の形態３にかかる相間電圧指令波形図。
【図９】実施の形態３にかかる線間電圧波形図。
【図１０】実施の形態３にかかる線間電圧積分波形図。
【図１１】従来例にかかる逆変換装置のソフトスタート回路図。
【図１２】逆変換装置の主回路構成図。
【符号の説明】
１…インバータ
２…変圧器
１１…正弦波テーブル、正弦波発生器
１２…三相正弦波発生器
１４，１４ａ〜１４ｂ…サンプル・ホールド回路
１６…ＰＷＭ回路
Claims (2)
- 出力側に変圧器が接続された逆変換装置において、
前記変圧器を電圧投入前に残留磁束が殆んどないギャップ付変圧器若しくは消磁を行った通常変圧器とし、逆変換装置の出力電圧を９０゜若しくは２７０゜時点にて発生して始動時または運転中の出力電圧の増加に対して変圧器の励磁突入電流を抑制すると共に、正弦波信号とこの正弦波の９０゜若しくは２７０゜でパルス信号を発生させる正弦波発生器と、出力電圧指令を前記パルス信号でサンプリングしてホールドするサンプル・ホールド回路と、前記正弦波信号に前記サンプル・ホールド回路からの出力電圧指令を掛けて電圧出力指令を出力する乗算手段とを有することを特徴とする逆変換装置の制御回路。 - 出力側に変圧器が接続された三相逆変換装置において、
前記変圧器を電圧投入前に残留磁束が殆どないギャップ付変圧器若しくは消磁を行った通常変圧器とし、逆変換装置の出力電圧をそれぞれ９０゜若しくは２７０゜時点に発生して始動時または運転中の出力電圧の増加に対して変圧器の励磁突入電流を制御する逆変換装置の制御回路であって、三相正弦信号とこの第１ないし第３相の正弦波信号のそれぞれ９０゜若しくは２７０゜で第１ないし第３相のパルス信号を発生する三相正弦波発生器と、出力電圧指令を前記第１の相パルスでサンプリングしてホールドする第１のサンプル・ホールド回路と、前記第１のサンプル・ホールド回路で固定された出力電圧指令をそれぞれ前記第２，第３の相パルスでサンプリングしてホールドする第２，第３のサンプル・ホールド回路と、それぞれ前記第１ないし第３相の正弦波信号に前記第１ないし第３のサンプル・ホールド回路からの出力電圧指令を掛けて各相電圧出力指令を出力する乗算手段を有することを特徴とする逆変換装置の制御回路。
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