JP4228651B2

JP4228651B2 - Method and apparatus for controlling IPM motor

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Publication number: JP4228651B2
Application number: JP2002299070A
Authority: JP
Inventors: 尚武柴田; 健一中嶋; 浩之今吉; 貴志田中
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 2002-10-11
Filing date: 2002-10-11
Publication date: 2009-02-25
Anticipated expiration: 2022-10-11
Also published as: JP2004135458A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、回転子内部に永久磁石を埋め込んだ構造の同期電動機であるＩＰＭ（ＩｎｔｅｒｉｏｒＰｅｒｍａｎｅｎｔＭａｇｎｅｔ）モータの速度と電機子回転磁界の制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の回転子内部に永久磁石を埋込んだ構造の同期電動機としては、例えば、実開平４−２８７４５号公報や、実開平３−９７３５４号公報等において知られている。
図５は、速度と回転子磁極位置の検出器を用いずに、このようなＩＰＭモータの速度と電機子回転磁界を制御する従来の駆動制御装置（０−７８０３−１９９３−１／９４、＄４．００（ｃ）１９９４，ＩＥＥＥで論文発表）を示す構成ブロック図である。
【０００３】
図５は、負荷３に接続されたＩＰＭモータ１と、ＩＰＭモータ１の駆動を制御する駆動制御装置２と、ＩＰＭモータ１と駆動制御装置２とを接続する信号ケーブル４とから構成されている。駆動制御装置２内にはＩＰＭモータ１の速度とトルクを制御するアプリケーション制御部１０と、ＩＰＭモータ１の電機子に流れる電流及び回転磁界を制御する電流制御部２０と、ＩＰＭモータ１の速度と回転子磁極位置を推定演算する速度・磁極位置推定演算部３０と、制御信号をＩＰＭモータ１を駆動するための電力に変換する電力変換部４０が設けられている。
このような構成の駆動装置２においては、電力変換部４０から出力された電力が信号ケーブル４を介してＩＰＭモータ１に供給され、供給された電力がＩＰＭモータ１において回転子のトルクに変換されて、その回転トルクによって負荷３が駆動される。
【０００４】
次に、このようなＩＰＭモータの駆動方法について説明する。図６はＩＰＭモータの制御方法に扱われている座標系を説明するための図であり、図７は制御ブロック図である。
図６の直交座標α−β軸はＩＰＭモータが運転開始される以前の停止状態の電機子回転磁界の位置を示す静止座標軸であり、この電機子回転磁界の中心はα軸上に存在していることを示している。
直交座標ｄ−ｑ軸は回転子の磁極の位置と大きさを示す座標軸であり、回転子の磁極はｄ軸上に大きさφａで示されている。この座標系は回転子の回転方向に角速度ω_Rで回転している。また、θφは静止座標系α−β軸からの回転角を電気角で表した角度である。
【０００５】
直交座標系γ−δ軸は電機子の回転磁界の位置と大きさを示す座標軸であり、この座標系は電機子回転磁界に同期して角速度ωａで回転している。また、θａは静止座標系α−β軸からの回転角を電気角で表した角度である。
直交座標ｄ_M−ｑ_M軸はモデルの回転子磁極位置と大きさを示す座標軸であって、モデルの回転子磁極はｄ_M軸上に大きさφ_aMで示されている。この座標系はモデルの回転子に同期して角速度ω_aMで回転している。また、θφ_Mは静止座標系α−β軸からの回転角を電気角で表した角度である。
直交座標γ_M−δ_M軸は、モデルの電機子の回転磁界の位置と大きさを示す座標軸であり、この座標系はモデルの電機子回転磁界に同期して角速度ωａで回転している。また、θφ_Mは静止座標系α−β軸からの回転角を電気角で表した角度である。
【０００６】
図７は制御ブロック図であり、座標変換器２４では電流検出器４２で検出されたＩＰＭモータ１に流れる３相の電流のうちｕ相とｗ相に流れる電流ｉｕ、ｉｗが、速度・磁極位置推定演算部３０より出力される磁極の回転角度信号θφ_Mを用いて、２相ｄ−ｑ軸座標の信号であるγ軸電流Ｉγとδ軸電流Ｉδに変換される。次に、このγ軸電流Ｉγとδ軸電流Ｉδをアプリケーション制御部１０において演算されたγ軸電流指令Ｉγ^*、δ軸電流指令Ｉδ^*に対し帰還することによって、γ軸電流制御偏差信号とδ軸電流制御偏差信号が得られる。
このようにして得られたγ軸電流制御偏差信号はγ軸電流制御器２２に、δ軸電流制御偏差信号はδ軸電流制御器２１にそれぞれ入力される。そして、γ軸電流制御偏差信号は比例積分演算器を備えたγ軸電流制御器２２において増幅されて、γ軸電圧指令Ｖγ^*としてＶ^*・θ_V演算器２３に入力される。同様に、δ軸電流制御偏差信号は比例積分演算器を備えたδ軸電流制御器２１で増幅され、δ軸電圧指令Ｖδ^*として、Ｖ^*・θ_V演算器２３に入力される。
【０００７】
次に、Ｖ^*・θ_V演算器２３において、γ軸電圧指令Ｖγ^*とδ軸電圧指令Ｖδ^*を合成した電圧指令値の大きさＶ^*を、
１、Ｖ^*＝（Ｖγ^*2＋Ｖδ^*2）^1/2の演算を行って求め、
更にＶ^*とＶγ^*間の電気角θ_Vを
２、θ_V＝ｔａｎ^-1（Ｖδ^*／Ｖγ^*）の演算を行って求め、
ＰＷＭ制御器２５に出力される。ＰＷＭ制御器２５では、
３、速度・磁極位置推定演算部３０より出力されたモデルの磁極位置演算値θφ_Mと、
４、先のＶ^*・θ_V演算器２３より出力される電圧指令値Ｖ^*と電圧位相角θ_V信号と、からＶｕ、Ｖｖ、Ｖｗの３相の電圧を電力変換部より出力するための電力変換器のスイッチング信号を電力変換器４１に出力する。
【０００８】
電力変換器４１では、ＰＷＭ制御器２５より出力された電力変換器のスイッチング信号に従って、電力変換器４１はＩＰＭモータ１の駆動に必要となる周波数で電圧が制御され、ＩＰＭモータ１の各相にＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗの電流が流れる。次に、速度・磁極位置推定演算部３０より出力される回転子速度推定信号ω_RMをアプリケーション制御部１０へ帰還して、速度指令器１１より出力された速度指令ω_RM ^*との差を求め、その偏差信号を速度制御器１２に入力し増幅して、トルク指令Ｔ^*として速度制御器１２はγ−δ軸電流指令演算器１３に出力する。そして、γ−δ軸電流指令器１３では、トルク指令Ｔ^*の関数としてδ軸電流指令ｉδ^*とγ軸電流指令ｉγ^*を演算し出力する。
【０００９】
次に、速度・磁極位置推定演算部３０の動作について説明する。
電流制御部２０にて周期ｔｓにて繰り返し演算されているγ−δ軸電圧指令Ｖγ^*とＶδ^*、γ−δ軸電流ｉγとｉδと、同じ演算サイクルにて演算されている速度・磁極位置推定演算部３０の回転子速度推定演算値ω_RMを、速度・磁極位置推定演算部３０の内部に記憶した前回の演算サイクル（ｎ−１）の信号γ−δ軸電圧指令Ｖγ^* _(n-1)とＶδ^* _(n-1)、γ−δ軸電流ｉγ_(n-1)とｉδ_(n-1)、モデルの回転子速度ω_RM(n-1)とを電流モデル演算器３１へ入力する。
電流モデル演算器３１は、次の数式（７）、数式（８）に基づいて現在の演算サイクル（ｎ）におけるγ_M軸モデル電流ｉγ_M(n)と、δ_M軸モデル電流iδ_M(n)を演算し出力する。
【００１０】
【数４】

【００１１】
【数５】

【００１２】
【数６】

【００１３】
【数７】

【００１４】
【数８】

【００１５】
【数９】

【００１６】
ところが、数式（１９）の演算により推定した回転子モデル速度ω_RM(n)が回転子実速度に一致、すなわち回転子速度の推定誤差が０になっても、回転子磁極位置と、電機子回転磁界のずれ角θ_e(n-1)は、補正されないままになる。
そこで、数式（１９）式に磁極位置のずれ角を補正する項を付加する方法を以下に示す。
先ず、数式（１５）の右辺には、回転子実速度ω_R(n-1)が分母に含まれているのでモータが停止している時は（１５）式は演算不能となる。
また、（１５）式の右辺の回転子実速度ω_R(n-1)の代わりに大きな誤差を含む推定速度を用いて演算したのでは、低速領域では回転子磁極位置の推定演算誤差が非常に大きくなる。
そこで、低速域でのこのような演算誤差の拡大を防ぐ演算方式とするには、先ず、磁極位置ずれ角θ_e(n-1)のモデルをθ_eM(n-1)、回転子実速度ωφ_(n-1)をωφ_M(n-1)として、モデルの磁極位置ずれ角θ_eM(n-1)を次式で定義する。
【００１７】
【数１０】

【００１８】
【数１１】

【００１９】
【数１２】

【数１３】

【００２０】
モータが停止している時に回転子磁極位置のずれが生じている状態から運転開始する場合は、数式（２５）のθφ_M初期値は、初期磁極位置ずれ角θφ_M(0)を用いることによってモデルの回転子位置角回転角θφ_(n)を演算することが可能となる。
以上のように従来の方法では、数式（２３）より演算したモデルの回転子速度ω_RM(n)を回転子実速度ω_R(n)の推定値とし、数式（２５）より演算したモデルの回転子回転角θφ_M(n)を、回転子の実回転角θφ_(n)の推定値とすることによって電動機が停止している状態から回転子速度と回転子回転角の演算推定を開始することが可能になり、ＩＰＭモータのセンサレス速度制御を実現する手段が得られる。
【００２１】
図８は従来技術のＩＰＭモータの制御特性を示したものであり、電機子巻線温度が０℃の状態から１２５％トルクの負荷をかけて始動し、定格速度まで加速完了後に電機子巻線温度を１４５℃まで急速に変化させた場合の制御特性を示したものである。電機子巻線温度上昇の時定数は、コンピュータシュミレーションの時間を短縮するために、実際的な時定数を、１／１０００に短縮して制御している。図８各図の横軸は全て時間軸であり、フルスケール２５秒の１０分割（２．５ｓｅｃ単位）の目盛りを付けている。
図８（ａ）はＩＰＭモータの速度ω_R特性、図８（ｂ）はトルクＴ_M制御特性である。図8（ｃ）はトルク制御誤差ΔＴ_M特性である。
図８（ｄ）はδ軸電流ｉδ特性であり、図８（ｅ）はγ軸電流ｉγ制御特性である。図８（ｆ）はｑ軸インダクタンスＬｑの特性である。図８（ｇ）はｑ軸インダクタンスのモデル誤差ΔＬ_qM特性である。これら図８（ａ）〜（ｇ）から明らかなように、速度０〜低速時の各特性の変動が大きい。
【００２２】
図９は図８と同じＩＰＭモータの制御特性の続きである。図９（ａ）は電機子鎖交磁束φ_aの特性である。図９（ｂ）は電機子鎖交磁束のモデル誤差Δφ_aM特性である。図９（ｃ）は電機子抵抗Ｒｓ（Ω）である。図９（ｄ）は電機子抵抗のモデル誤差ΔＲ_sM特性である。図９（ｅ）は磁極位置ずれ角θｅで、図９（ｆ）は固定子の温度Ｔ_pS特性を、図９（ｇ）は回転子の温度Ｔ_pR特性を示している。
【００２３】
【特許文献１】
特開２００２−９５３００号公報
【特許文献２】
特開２００２−１０６７７号公報
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来技術では、ＩＰＭモータの回転子磁極位置と回転子速度の推定演算に用いているγ_M−δ_M軸電流のモデル演算には、制御装置に予め設定されたＩＰＭモータ特性定数各１点が用いられているので、複数の特性定数を用いる場合に比較してｑ軸インダクタンス等のモデル誤差が大きくなり信頼度が低下するという問題があった。
また、ＩＰＭモータの運転によって回転子温度が上昇すると、回転子に埋込まれている永久磁石の起磁力が低下して電機子鎖交磁束φ_aの値を低下させ、電機子巻線抵抗Ｒ_aの値が大きくなる。
ＩＰＭモータに使用されるネオビウム鉄系の永久磁石のＢＨ特性における温度係数は、−０．０９〜−０．１３（％／℃）、巻線の抵抗値の温度係数は＋０．３９（％／℃）である。
このために制御装置に予め設定された電機子鎖交磁束モデル値φ_aM及び電機子巻線抵抗モデル値Ｒ_aMは、温度上昇によって変化した電機子鎖交磁束φ_a及び電機子巻線抵抗Ｒ_aに対し、かなりの誤差が生ずる結果、γ_M−δ_M軸モデル電流の演算に無視できない誤差が生じてＩＰＭモータの磁極位置ずれが大きくなり、電機子回転磁界と回転子との同期が外れて脱調する危険が高くなると同時に制御装置のトルク制御誤差が大きくなってＩＰＭモータのセンサレス制御の安定性が低下するという問題があった。
ここで、ＩＰＭモータの温度変化に関するモータ制御の提案をいくつか挙げると、例えば、特開平１４−９５３００号公報に開示の「永久磁石同期電動機の制御方法」、特開平１４−１０６７７号公報に開示の「モータ制御装置」等が挙げられる。
特開平１４−９５３００号は、ＩＰＭモータの電機子電圧を一定にする定出力制御の特性が、モータの温度上昇に伴って永久磁石が減磁することによって劣化することに対して、モータの温度に対応したモータデータを予め制御装置に記憶させたデータテーブルを用いて、モータ温度センサにより実際に計測した温度に関連させてモータの制御を行い、また、ＰＷＭ制御への出力電圧指令値から演算したモータ電圧とモータの最大電圧指令値の差の信号をＰＩ制御器を介して弱め界磁電流指令（ｄ軸電流指令）を補正して定出力制御を行うことで、弱め界磁制御への温度上昇による影響を低減することを目的としている。
【００２５】
一方、特開平１４−１０６７７号は、逆起電力より間接的に温度を検出することで温度センサ・レスの装置を構成し、ＰＷＭ搬送波に同期して半周期毎にモータの逆起電力演算と電流制御出力を切替えた制御を実行することにより、先ず逆起電力を演算推定し、続いて磁束を推定演算し、それらの演算結果より磁極位置及び永久磁石温度、電機子巻線温度を演算推定するものであり、温度センサを使用しないモータ温度の異常監視と、フェルセイフを可能とし、制御としては１サイクル間に、逆起電力を演算し、その演算値で逆起電力を補償して電流出力制御を行う制御を実行するので、リアルタイムで精度の高い逆起電力補償を行っている。
【００２６】
こうした従来の温度補償の例では、特開平１４−９５３００号の場合は検出したモータ温度を基に、弱め界磁電流指令（ｄ軸電流指令）を補正しているものであり、特開平１４−１０６７７号は、逆起電力を用いたモータ温度の検出データは専らモータの温度監視データとして使用し、巻線の焼損などの事故を監視するフェイルセーフ処理に用いて、制御データとしては温度を推定する逆起電力そのものを基に、電流制御の逆起電力補償を行ったり、磁極位置を推定するとしているが、磁極位置の推定処理については具体的な記述はない。
【００２７】
このように、これら従来の技術は、モータ温度の上昇分を補償する弱め界磁制御や、逆起電力補償制御が主体であって、本発明のように、温度モデルを考慮したモデル式を一定周期毎に演算するモデル定数（ｑ軸インダクタンスＬ_qM、電機子鎖交磁束モデルφ_aM、電機子抵抗モデルＲ_sM等）を用いて、温度変化によるＩＰＭモータ制御の磁極位置ずれを小さく抑制して、トルク制御精度の高い安定なセンサレス制御を実現するという、モータ全体の制御については触れられていないという問題があった。
【００２８】
そこで、本発明は、ＩＰＭモータの回転子磁極位置と回転子速度の推定演算を行うモデル演算には、制御装置に記憶させた２点近似関数により求めたｑ軸インダクタンス等のモデル誤差を低減した定数を用いて推定精度を向上させる。
更に、ＩＰＭモータの実電流に対するモデル電流の誤差をモータ定数のモデル誤差の関数として表した特性式と、モータ温度上限値における電機子巻線と回転子磁石の温度差１点を用いた温度差のモデル式から構成するオブザーバの演算により求めた磁束と、磁束から求めた回転子磁石温度と電機子巻線抵抗値をモータ定数として行ったモデル電流の演算結果から磁極位置と回転子速度を推定してＩＰＭモータの回転磁界とモータの速度を制御する。
これにより、ＩＰＭモータの温度上昇に伴って変化する磁束（電機子鎖交磁束）と電機子抵抗のモデル誤差が小さくなり、磁極の位置ずれが小さく抑制されてトルク制御精度が大幅に向上する安定な、センサレス制御特性が得られるＩＰＭモータの制御方法および制御装置を提供することを目的としている。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、ＩＰＭモータの電機子の回転磁界の位置と大きさを示す直交座標系をγ−δ軸としたときの、γ軸電流指令とδ軸電流指令を生成するγ−δ軸電流指令演算器と、電機子電流を検出する電流検出器と、該電流検出器で検出した前記電機子電流をγ軸電流およびδ軸電流に変換する座標変換器と、前記γ軸電流指令と前記γ軸電流の偏差量からγ軸電圧指令を生成し、前記δ軸電流指令と前記δ軸電流の偏差量からδ軸電圧指令を生成し、前記ＩＰＭモータをＰＷＭ制御によって駆動する電流制御部と、前記γ軸電流および前記δ軸電流と前記γ軸電圧指令および前記δ軸電圧指令と前記ＩＰＭモータの回転子速度推定演算値ω _RM とから、前記ＩＰＭモータのモデルの電機子の回転磁界の位置と大きさを示す直交座標系をγ _M −δ _M 軸としたときの、γ _M 軸モデル電流とδ _M 軸モデル電流を演算する電流モデル演算器と、前記γ軸電流と前記γ _M 軸モデルとの誤差と前記δ軸電流と前記δ _M 軸モデル電流との誤差より前記ＩＰＭモータの磁極位置と回転速度を演算する速度・磁極位置推定演算部と、を備えたＩＰＭモータの制御方法において、前記ＩＰＭモータの回転子の磁極の位置と大きさを示す直交座標系をｄ−ｑ軸としたときの、前記ＩＰＭモータのｑ軸インダクタンスを演算するｑ軸インダクタンス推定演算器と、前記ｑ軸インダクタンスを演算する際のモデル定数から成る第２のモデル演算定数器と、前記ＩＰＭモータの電機子鎖交磁束と電機子抵抗を演算する電機子鎖交磁束・電機子抵抗推定演算器と、前記電機子鎖交磁束と前記電機子抵抗を演算する際のモデル定数から成る第１のモデル演算定数器とを有し、
前記ｑ軸インダクタンス推定演算器は、前記δ軸電流と前記第２のモデル演算定数器の予め測定した前記ｑ軸インダクタンスの飽和特性を電流の関数として表した２点直線近似関数を用いて前記ｑ軸インダクタンスのモデルＬ _qM を演算し、
前記電機子鎖交磁束・電機子抵抗推定演算器は、前記回転子速度推定演算値ω _RM と、前記δ軸電流と、前記δ軸電流と前記δ _M 軸モデル電流との誤差から前記電機子鎖交磁束のモデルφ _aM を演算し、
前記電機子鎖交磁束のモデルφ _aM と、環境温度モデル値Ｔ _PAM から前記ＩＰＭモータの回転子温度と電機子巻線温度とを求めて温度補正した電機子巻線抵抗のモデルＲ _aM を演算し、
前記電機子鎖交磁束のモデルφ _aM と、前記電機子巻線抵抗のモデルＲ _aM に前記ＩＰＭモータの接続ケーブルの抵抗Ｒ ₁ を加算した電機子抵抗のモデルＲ _SMを順に一定周期毎に繰り返し演算を行って推定し、推定したこれらのモデル定数を用いて、前記γ _M −δ _M軸のモデル電流の演算を行った結果から前記磁極位置と前記回転子速度を推定して、前記ＩＰＭモータの回転磁界と速度を制御することを特徴としている。
【００３０】
また、請求項２に記載の発明は、請求項１記載のＩＰＭモータの制御方法において、前記環境温度モデル値Ｔ _PAM を１点で固定する方法に代えて、温度検出器により検出した前記ＩＰＭモータの環境温度Ｔ_PAM を使用して、温度差のモデル式によるモータ定数の演算を行い、前記モータ定数を用いた前記モデル電流の演算により前記磁極位置と前記回転子速度を推定してＩＰＭモータの回転磁界と速度を制御することを特徴としている。
また、請求項３に記載の発明は、請求項１又は２のいずれか１項記載のＩＰＭモータの制御方法において、前記ｑ軸インダクタンスのモデルＬ_qMが、ｑ軸電流Ｉ_qM1、Ｉ_qM2に対するｑ軸インダクタンスＬ _qM1、Ｌ_qM2による２点の直線近似による、次式、
【数１４】

で表されることを特徴としている。
【００３１】
また、請求項４に記載の発明は、前記電機子鎖交磁束モデルφ_aMは、次式、
【数１５】

で表されることを特徴としている。
また、請求項５に記載の発明は、前記電機子巻線抵抗モデルＲ_SMは、次式、
【数１６】

で表されることを特徴としている。
また、請求項６に記載の発明は、請求項１又は２のいずれか１項記載のＩＰＭモータの制御方法により前記モデル数式のモータ定数を演算するＩＰＭモータ定数演算部を有することを特徴としている。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施の形態について詳細に説明する。
先ず、ＩＰＭモータ駆動装置に関する演算サイクル（ｎ）と（ｎ−１）のγ−δ軸電流ｉγ_(n)とｉδ_(n)の公知の特性式をつぎに示し、以下、本発明のモデルによる温度補正を含む制御を数式を用いて詳細に説明する。
【００３３】
【数１７】

【００３４】
ここで図６に示すように電機子回転磁界に同期して回転する座標軸γ_M、δ_Mとモデルの回転子の磁極と同期して回転する座標軸ｄ_M、ｑ_Mが電機子の回転磁界を表す座標γ−δ軸に一致する理想的なモデルを考える。
この理想的なモデルにおいては、
１、モデルの電機子回転磁界の角速度ω_aM(n-1)とモデルの回転子速度ω_RM(n-1)は等しいのでω_aM(n-1)をω_RM(n-1)に置換え、２、更に、このモデルの演算サイクル（ｎ−１）の電流ｉγ_M(n-1)と電流ｉδ_M(n-1)、電圧Ｖγ_M(n-1)と電圧Ｖδ_M(n-1)の信号をインバータの演算サイクル（ｎ−１）の制御結果のγ−δ軸の電流ｉγ_(n-1)と電流ｉδ_(n-1)、γ−δ軸電圧指令Ｖγ_(n-1) ^*と電圧指令Ｖδ_(n-1) ^*に置換えたモデル構成とする。
３、この結果、このように構成した演算サイクル（ｎ）の、モデル電流ｉγ_M(n)とモデル電流ｉδ_M(n)の数式は次式のようになる。
【００３５】
【数１８】

【００３６】
先ず、ｑ軸インダクタンスのモデル値ＬｑＭのｑ軸インダクタンスの実値Ｌｑに対する誤差を小さくする方法を説明する。
ＩＰＭモータのｑ軸インダクタンスの値は、δ軸電流値が大きくなりｑ軸の磁束密度が高くなると、ｑ軸の磁路の磁気飽和が進むにつれて、減少する特性を示す。
このｑ軸インダクタンスのモデル値Ｌ_qMを、次式のように、ｑ軸電流Ｉ_qM1、Ｉ_qM2に対するｑ軸インダクタンスＬ_qM1、Ｌ_qM2による２点の直線近似の数式を用いて表し、誤差の低減を図る。
【００３７】
【数１９】

【００３８】
次に、γ_M−δ_M軸モデル電流の誤差を求める条件を示す。数式（２６）と数式（２７）のγ_M−δ_M軸電圧指令Ｖγ_(n-1) ^*とＶδ_(n-1) ^*のγ−δ軸実電圧Ｖγ_(n-1)とＶδ_(n-1)に対する誤差は無視でき、又、ｄ軸インダクタンスは磁気飽和の影響が非常に小さいので、ｄ軸インダクタンスのモデルＬ_dMの実値Ｌｄに対する誤差が小さいので無視でき、ｑ軸インダクタンスのモデルＬ_qMの実値Ｌｑに対する誤差は、数式（１）の演算により小さく無視できるとして、電機子鎖交磁束のモデルφ_aMと電機子抵抗モデルＲ_aMを推定する演算方法を以下に示す。
γ_M−δ_M軸モデル電流の誤差電流Δｉγ_M(n)と、Δｉδ_M(n)は次式で表される。
【００３９】
【数２０】

【００４０】
【数２１】

【００４１】
この数式（２９）の電機子鎖交磁束φ_aは、ＩＰＭモータの回転子の温度の関数であり、電機子抵抗値ＲｓはＩＰＭモータ固定子の温度の関数であるから、かなりゆるやかに変化する。
従って、電機子鎖交磁束のモデルφ_aMと電機子抵抗のモデルＲ_sMの演算では、数式（２９）の右辺第１項の（ω_RM(n)−ω_R(n)）の値は、ＩＰＭモータの温度変化に対しては０と見なしてても支障ない。又、（２９）式の右辺第３項においてω_R(n-1)とω_RM(n-1)をω_RM(n)、に置換えて数式（２９）を次式のように書き換える。
【００４２】
【数２２】

【００４３】
次に、数式（３０）の（Ｒ_s−Ｒ_sM）と（φ_a−φ_aM）の関係式をＩＰＭモータの温度上昇の特性式から求める。
ＩＰＭモータの設置環境の温度をＴ_pA（℃）とし、固定子の温度上昇値をＴ_pS（℃）、回転子の温度上昇値をＴ_pR（℃）、固定子と回転子間の熱伝導抵抗をＲ₁、回転子と回転子のシャフト間の熱伝導抵抗をＲ₂とすると次の関係式が成り立つ。
【００４４】
【数２３】

【００４５】
【数２４】

【００４６】
次に、常温２０℃の時の電機子巻線抵抗をＲ_ao、常温２０℃の時の電機子鎖交磁束をφ_ao、電機子巻線抵抗値の温度係数をα（ｐｕ／℃）、電機子鎖交磁束の温度係数β（ｐｕ／℃）とするとき、電機子巻線抵抗のモデル値Ｒ_aMと実値Ｒａ、及び電機子鎖交磁束のモデル値φ_aMと実値φａを、電機子巻線温度上昇値のモデルＴ_psM（℃）と実値T_PS（℃）、回転子温度上昇値のモデルＴ_PRM（℃）と実値Ｔ_PR（℃）、ＩＰＭモータの設置環境温度のモデルＴ_PAM（℃）と実値Ｔ_PA（℃）を用いて次式で表す。
【００４７】
【数２５】

【００４８】
【数２６】

【００４９】
【数２７】

【００５０】
【数２８】

【００５１】
【数２９】

【００５２】
次に、数式（４４、（４５）から一定周期ｔ_S毎の繰返し演算を行うことによって電機子鎖交磁束を推定する方法を説明する。
第（ｎ）回目の演算サイクルの電機子鎖交磁束のモデルφ_aM(n)を、常温２０℃における電機子鎖交磁束φ_a0、関数ＫａＭを用いて補正する式を次式のように定義する。
【００５３】
【数３０】

【００５４】
【数３１】

【００５５】
【数３２】

【００５６】
次に、電機子抵抗のモデルＲ_sMの演算方法を説明する。
数式（３８）の電機子鎖交磁束のモデルφ_aM(n)より、回転子温度上昇のモデルＴ_PRM(n)を求めると、
【００５７】
【数３３】

【００５８】
【数３４】

【００５９】
【数３５】

【００６０】
ＩＰＭモータの電機子巻線温度のモデルＲ_aMは、数式（５）の演算により得られるが、制御装置によって行うγ_M−δ_M軸電流モデルの演算は、次式に示すように主回路ケーブル抵抗Ｒ_lを加えた値を、電機子抵抗のモデルＲ_sMとして行われる。
【００６１】
【数３６】

【００６２】
以上説明した数式を用いて一定周期毎の繰返し演算を行うことによって、推定したｑ軸インダクタンスのモデルＬ_qM、電機子鎖交磁束のモデルφ_aM及び電機子抵抗のモデルＲ_sMを用いてγ_M−δ_M軸電流のモデル誤差が極小化されて磁極の位置ずれが小さく安全でトルク精度が高いＩＰＭモータの制御が実現できる。
【００６３】
以下、本発明の第１の実施の形態について図を参照して具体的に説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態に係るＩＰＭモータの制御装置の制御ブロック図である。
図３は図１に示すＩＰＭモータの制御装置のｑ軸インダクタンスのモデル誤差特性等の制御特性を示す図である。
図４は図３に示す制御特性における電機子抵抗のモデル誤差等の制御特性を示す図である。
図１において、５０はｑ軸インダクタンスモデルＬ_qM等を推定するＩＰＭモータ定数推定演算部である。５１は電機子鎖交磁束・電機子抵抗推定演算器であり、５２はモデル演算定数器（１）である。５３はｑ軸インダクタンス推定演算器で、５４はモデル演算定数器（２）である。なお、その他の図７と同一構成には、同一符号を付して重複する説明は省略する。
【００６４】
以下、図７の従来図とは異なる本発明のＩＰＭモータ定数推定演算部５０における、ｑ軸インダクタンスＬ_qM、電機子鎖交磁束のモデルφ_aM、電機子抵抗のモデルＲ_sMの演算実施の形態を説明する。
先ず、ｑ軸インダクタンスの推定演算器５３では、ＩＰＭモータ１に流れる電流を座標変換器２４によってγ−δ軸変換して得られたδ軸電流ｉδと、モデル演算定数器５４のｑ軸インダクタンスの２点直線近似のモデル定数（Ｌ_q1、Ｌ_q2）、（Ｉ_q1、Ｉ_q2）から数式（１）を用いてｑ軸インダクタンスのモデルＬ_qMを演算推定する。
【００６５】
次に、電機子鎖交磁束・電機子抵抗推定演算器５１では、速度・磁極位置推定演算器３５により演算推定された回転子速度のモデルω_RMと、ｑ軸インダクタンス推定演算器５３によ演算推定されたｑ軸インダクタンスモデル値Ｌ_qM、及びモデル演算定数器５２の固定子温度上昇上限値Ｔ_PSA、固定子と回転子間の温度差のモデルＴ_POM、電機子巻線抵抗の温度係数α、電機子鎖交磁束の温度係数β、電機子鎖交磁束のモデルφ_aMの演算時定数ｔ_RM、常温２０°Ｃのときの電機子鎖交磁束φ_a0と、電機子巻線抵抗値Ｒ_a0、及び主回路ケーブル抵抗値Ｒ_lから、先ず数式（４８）、数式（４７）、数式（４６）の順に演算して電機子鎖交磁束のモデルφ_aMを演算する。
次いで、数式（５０）、数式（５）、数式（６）の順に演算して電機子抵抗のモデルＲ_sMを演算する。
【００６６】
以上説明した演算方法を一定周期ｔ_s毎に繰返し演算することによって推定した、ｑ軸インダクタンスのモデルＬ_qM、電機子鎖交磁束のモデルφ_aM、電機子抵抗のモデルＲ_sMを用いてγ_M−δ_M軸電流モデルを、温度補償分も含めてより高精度な演算を行い、その電流モデルの演算結果から演算推定した回転子磁極位置のモデルθφ_M、及び回転子速度のモデルω_RMを用いてＩＰＭモータの回転磁界と、回転子速度を制御することによって回転子磁極と、回転磁界のずれが小さくトルク精度が高いＩＰＭモータの制御が実現する。
【００６７】
図３は本実施の形態によるＩＰＭモータの制御特性を示したものであり、電機子巻線温度が０℃の状態から１２５％トルクの負荷をかけて始動し、定格速度まで加速完了後に電機子巻線温度を１４５℃まで急速に変化させた場合の制御特性を示したものである。電機子巻線温度の時定数はコンピュータシミュレーションの時間を短縮するため実際的な時定数を１／１０００に短縮して制御している。図３（ａ）〜（ｇ）の横軸は全て時間軸であり、フルスケール２５秒の１０分割の目盛を付けている。
【００６８】
図３（ａ）はＩＰＭモータの速度ω_R制御特性、図３（ｂ）はトルクＴ_M制御特性である。図３（ｃ）はトルク制御誤差特性、図３（ｄ）はδ軸電流ｉδ制御特性、図３（ｅ）はγ軸電流制御特性、図３（ｆ）はｑ軸インダクタンスＬｑの特性、図３（ｇ）はｑ軸インダクタンスのモデル誤差ΔＬ_qM、である。
図４（ａ）〜（ｇ）は同じくＩＰＭモータの制御特性を示したもので、図３の続きである。
図４（ａ）は電機子鎖交磁束φａの特性図である。図４（ｂ）は電機子鎖交磁束のモデル誤差Δφ_aM特性、図４（ｃ）は電機子抵抗Ｒｓ（Ω）、図４（ｄ）は電機子抵抗のモデル誤差ΔＲ_SM、図４（ｅ）は磁極位置ずれ角θｅ（°）、図４（ｆ）は固定子の温度Ｔ_PS特性、図４（ｇ）は回転子の温度Ｔ_PR特性、をそれぞれ示している。
【００６９】
図８、９の従来技術の制御特性と比較すると、図３（ｇ）のｑ軸インダクタンスのモデル誤差ΔＬ_qMと、図４（ｂ）の電機子鎖交磁束のモデル誤差Δφ_aMと、図４（ｄ）の電機子抵抗のモデル誤差ΔＲ_sMは、小さく抑制されて、その結果、図３（ｃ）のトルク制御誤差ΔＴ_M、及び図４（ｅ）の磁極位置ずれ角θｅが小さく制御された良好な制御特性となっている。
【００７０】
次に、本発明の第２の実施の形態について図を参照して説明する。
図２は本発明の第２の実施の形態に係るＩＰＭモータの制御装置の制御ブロック図である。
図２において、５は温度検出器であり、２０℃等の固定値だけではなく、検出した環境温度値に基づいてモデル演算を行うものである。
その他の図１と同一構成には同一符号を付して重複する説明は省略する。
【００７１】
第２の実施の形態は、請求項２に該当するもので、第１の実施の形態の環境温度のモデルＴ_PAMを１点（例えば、Ｔ_PAM＝２０°Ｃ）で固定する方法に代えて、温度検出器５を設けて、検出した環境温度の信号Ｔ_PAMを使用して、数式（３６）等や、数式（５）、数式（６）等の第１の実施の形態と同様な環境温度Ｔ_PAMを使用した各種演算を行うことで、ＩＰＭモータの回転子と電機子の温度の推定精度を向上させ、電機子鎖交磁束のモデルφ_aMと、電機子抵抗のモデルＲ_sMの推定精度を上げることを可能にするものである。
【００７２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ＩＰＭモータの磁気飽和と回転子と電機子巻線の温度モデルを考慮した数式を一定周期毎に、繰返し演算することによって推定したｑ軸インダクタンスのモデルＬ_qM、電機子鎖交磁束のモデルφ_aM、電機子抵抗のモデルＲ_sMを用いてγ_M−δ_M軸モデル電流を演算して制御を行うので、ＩＰＭモータの温度上昇によって変化する電機子鎖交磁束と電機子抵抗のモデル誤差が小さくなり、磁極の位置ずれが小さく抑制されてトルク制御精度が大幅に向上した安定なセンサレス制御特性が得られるＩＰＭモータの制御装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るＩＰＭモータの制御装置の制御ブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係るＩＰＭモータの制御装置の制御ブロック図である。
【図３】図１に示すＩＰＭモータの制御装置のｑ軸インダクタンスのモデル誤差特性等の制御特性を示す図である。
【図４】図３に示す制御特性の電機子抵抗のモデル誤差等の制御特性を示す図である。
【図５】一般的なＩＰＭモータの駆動制御装置を示す構成ブロック図である。
【図６】従来のＩＰＭモータの制御方法における座標系を示す図である。
【図７】従来のＩＰＭモータの制御装置の制御ブロック図である。
【図８】従来のＩＰＭモータのｑ軸インダクタンスのモデル誤差等の制御特性を示す図である。
【図９】図８に示す制御特性の電機子抵抗のモデル誤差等の制御特性を示す図である。
【符号の説明】
１ＩＰＭモータ
２駆動制御装置
３負荷
４電動機主回路ケーブル
５温度検出器
１０アプリケーション制御部
１１速度指令器
１２速度制御器
１３ γ−δ軸電流指令演算器
２０電流制御部
２１ δ軸電流制御器
２２ γ軸電流制御器
２３Ｖ^*・θ_v演算器
２４座標変換器
２５ＰＷＭ制御器
３０速度・磁極位置推定演算部
３５速度・磁極位置推定演算器
４０電力変換部
４１電力変換器
４２電流検出器
５０ＩＰＭモータ定数推定部
５１電機子鎖交磁束・電機子抵抗推定演算器
５２モデル演算定数器（１）
５３ｑ軸インダクタンス推定演算器
５４モデル演算定数器（２）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to control of the speed and armature rotating magnetic field of an IPM (Interior Permanent Magnet) motor which is a synchronous motor having a structure in which a permanent magnet is embedded in a rotor.
[0002]
[Prior art]
Conventional synchronous motors having a structure in which a permanent magnet is embedded in a rotor are known, for example, in Japanese Utility Model Laid-Open No. 4-28745 and Japanese Utility Model Laid-Open No. 3-97354.
FIG. 5 shows a conventional drive control device (0-7803-1993-1 / 94, $) that controls the speed and armature rotating magnetic field of such an IPM motor without using a detector of the speed and rotor magnetic pole position. FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of 4.00 (c) 1994, published in IEEE).
[0003]
FIG. 5 includes an IPM motor 1 connected to a load 3, a drive control device 2 that controls driving of the IPM motor 1, and a signal cable 4 that connects the IPM motor 1 and the drive control device 2. . In the drive control device 2, an application control unit 10 that controls the speed and torque of the IPM motor 1, a current control unit 20 that controls the current flowing in the armature of the IPM motor 1 and the rotating magnetic field, and the speed of the IPM motor 1 A speed / magnetic pole position estimation calculation unit 30 that estimates and calculates the rotor magnetic pole position, and a power conversion unit 40 that converts a control signal into electric power for driving the IPM motor 1 are provided.
In the drive device 2 having such a configuration, the power output from the power conversion unit 40 is supplied to the IPM motor 1 via the signal cable 4, and the supplied power is converted into the torque of the rotor in the IPM motor 1. Thus, the load 3 is driven by the rotational torque.
[0004]
Next, a method for driving such an IPM motor will be described. FIG. 6 is a diagram for explaining a coordinate system used in the IPM motor control method, and FIG. 7 is a control block diagram.
The orthogonal coordinate α-β axis in FIG. 6 is a stationary coordinate axis indicating the position of the armature rotating magnetic field in a stopped state before the operation of the IPM motor is started, and the center of the armature rotating magnetic field exists on the α axis. It shows that.
The orthogonal coordinate dq axis is a coordinate axis indicating the position and size of the magnetic pole of the rotor, and the magnetic pole of the rotor is indicated by a size φa on the d axis. This coordinate system has an angular velocity ω in the direction of rotation of the rotor._RIt is rotating at. Further, θφ is an angle representing the rotation angle from the α-β axis of the stationary coordinate system as an electrical angle.
[0005]
The orthogonal coordinate system γ-δ axis is a coordinate axis indicating the position and magnitude of the rotating magnetic field of the armature, and this coordinate system rotates at an angular velocity ωa in synchronization with the armature rotating magnetic field. Further, θa is an angle representing the rotation angle from the stationary coordinate system α-β axis as an electrical angle.
Cartesian coordinate d_M-Q_MThe axis is a coordinate axis indicating the position and size of the rotor pole of the model, and the rotor pole of the model is d_MSize φ on the shaft_aMIt is shown in This coordinate system is synchronized with the rotor of the model._aMIt is rotating at. Θφ_MIs an angle representing an angle of rotation from the stationary coordinate system α-β axis in electrical angle.
Cartesian coordinate γ_M−δ_MThe axis is a coordinate axis indicating the position and magnitude of the rotating magnetic field of the model armature, and this coordinate system rotates at an angular velocity ωa in synchronization with the model armature rotating magnetic field. Θφ_MIs an angle representing an angle of rotation from the stationary coordinate system α-β axis in electrical angle.
[0006]
FIG. 7 is a control block diagram. In the coordinate converter 24, the currents iu and iw flowing in the u-phase and the w-phase among the three-phase currents flowing in the IPM motor 1 detected by the current detector 42 are the speed / magnetic pole position. Magnetic pole rotation angle signal θφ output from the estimation calculation unit 30_MAre converted into a γ-axis current Iγ and a δ-axis current Iδ, which are signals of two-phase dq axis coordinates. Next, the γ-axis current command Iγ calculated by the application control unit 10 using the γ-axis current Iγ and the δ-axis current Iδ.^*, Δ-axis current command Iδ^*, The γ-axis current control deviation signal and the δ-axis current control deviation signal are obtained.
The γ-axis current control deviation signal thus obtained is input to the γ-axis current controller 22, and the δ-axis current control deviation signal is input to the δ-axis current controller 21. Then, the γ-axis current control deviation signal is amplified by the γ-axis current controller 22 having a proportional integral calculator, and the γ-axis voltage command Vγ is obtained.^*As V^*・ Θ_VInput to the calculator 23. Similarly, the δ-axis current control deviation signal is amplified by the δ-axis current controller 21 having a proportional-integral calculator, and the δ-axis voltage command Vδ.^*As V^*・ Θ_VInput to the calculator 23.
[0007]
Next, V^*・ Θ_VIn the calculator 23, the γ-axis voltage command Vγ^*And δ-axis voltage command Vδ^*Of voltage command value V^*The
1, V^*= (Vγ^{* 2}+ Vδ^{* 2})^1/2Is obtained by calculating
V^*And Vγ^*Electrical angle between_VThe
2, θ_V= Tan^-1(Vδ^*/ Vγ^*)
It is output to the PWM controller 25. In the PWM controller 25,
3. The magnetic pole position calculation value θφ of the model output from the speed / magnetic pole position estimation calculation unit 30_MWhen,
4. V ahead^*・ Θ_VVoltage command value V output from the calculator 23^*And voltage phase angle θ_VThe switching signal of the power converter for outputting the three-phase voltages of Vu, Vv, and Vw from the power converter from the signal is output to the power converter 41.
[0008]
In the power converter 41, the voltage of the power converter 41 is controlled at a frequency required for driving the IPM motor 1 in accordance with the switching signal of the power converter output from the PWM controller 25, and each phase of the IPM motor 1 is controlled. Currents Iu, Iv, and Iw flow. Next, the rotor speed estimation signal ω output from the speed / magnetic pole position estimation calculation unit 30_RMIs returned to the application control unit 10 and the speed command ω output from the speed commander 11 is returned._RM ^*And the deviation signal is input to the speed controller 12 and amplified, and the torque command T^*The speed controller 12 outputs to the γ-δ axis current command calculator 13. In the γ-δ axis current command device 13, the torque command T^*Δ-axis current command iδ as a function of^*And γ-axis current command iγ^*Is calculated and output.
[0009]
Next, the operation of the speed / magnetic pole position estimation calculation unit 30 will be described.
The γ-δ axis voltage command Vγ that is repeatedly calculated by the current control unit 20 at the period ts.^*And Vδ^*, Γ-δ axis currents i γ and i δ, and the rotor speed estimation calculation value ω of the speed / magnetic pole position estimation calculation unit 30 calculated in the same calculation cycle._RMIs stored in the velocity / magnetic pole position estimation calculation unit 30 in the previous calculation cycle (n-1) of the signal γ-δ axis voltage command Vγ.^* _(n-1)And Vδ^* _(n-1), Γ-δ axis current iγ_(n-1)And iδ_(n-1)Model rotor speed ω_{RM (n-1)}Are input to the current model calculator 31.
The current model calculator 31 calculates γ in the current calculation cycle (n) based on the following formulas (7) and (8)._MAxis model current iγ_{M (n)}And δ_MAxis model current iδ_{M (n)}Is calculated and output.
[0010]
[Expression 4]

[0011]
[Equation 5]

[0012]
[Formula 6]

[0013]
[Expression 7]

[0014]
[Equation 8]

[0015]
[Equation 9]

[0016]
However, the rotor model speed ω estimated by the calculation of Equation (19)_{RM (n)}Is equal to the actual rotor speed, that is, even if the estimation error of the rotor speed becomes zero, the deviation angle θ between the rotor magnetic pole position and the armature rotating magnetic field_{e (n-1)}Will remain uncorrected.
Therefore, a method for adding a term for correcting the deviation angle of the magnetic pole position to the equation (19) is shown below.
First, on the right side of Equation (15), the actual rotor speed ω_{R (n-1)}Is included in the denominator, equation (15) becomes inoperable when the motor is stopped.
Also, the actual rotor speed ω on the right side of equation (15)_{R (n-1)}If the calculation is performed using an estimated speed including a large error instead of the above, the estimation calculation error of the rotor magnetic pole position becomes very large in the low speed region.
Therefore, in order to prevent the calculation error from expanding in the low speed range, first, the magnetic pole position deviation angle θ_{e (n-1)}The model of θ_{eM (n-1)}, Rotor actual speed ωφ_(n-1)Ωφ_{M (n-1)}As the model magnetic pole position deviation angle θ_{eM (n-1)}Is defined by the following equation.
[0017]
[Expression 10]

[0018]
## EQU11 ##

[0019]
[Expression 12]

[Formula 13]

[0020]
When starting operation from a state in which the rotor magnetic pole position has shifted when the motor is stopped, θφ in Expression (25)_MThe initial value is the initial magnetic pole position deviation angle θφ_{M (0)}The rotor position angle rotation angle θφ of the model_(n)Can be calculated.
As described above, in the conventional method, the rotor speed ω of the model calculated from Expression (23) is used._{RM (n)}The rotor actual speed ω_{R (n)}The rotor rotation angle θφ of the model calculated from Equation (25)_{M (n)}, The actual rotation angle θφ of the rotor_(n)With this estimated value, calculation estimation of the rotor speed and the rotor rotation angle can be started from a state where the electric motor is stopped, and a means for realizing sensorless speed control of the IPM motor can be obtained.
[0021]
FIG. 8 shows the control characteristics of the IPM motor of the prior art. The armature winding is started with a load of 125% torque from a state where the armature winding temperature is 0 ° C., and is accelerated to the rated speed. The control characteristics when the temperature is rapidly changed to 145 ° C. are shown. The time constant of the armature winding temperature rise is controlled by reducing the practical time constant to 1/1000 in order to shorten the computer simulation time. In FIG. 8, each horizontal axis is a time axis, and a scale of 10 divisions (2.5 sec unit) of a full scale of 25 seconds is attached.
FIG. 8A shows the speed ω of the IPM motor._RCharacteristics, Fig. 8 (b) shows torque T_MControl characteristics. FIG. 8C shows the torque control error ΔT._MIt is a characteristic.
FIG. 8D shows the δ-axis current iδ characteristic, and FIG. 8E shows the γ-axis current iγ control characteristic. FIG. 8F shows the characteristics of the q-axis inductance Lq. FIG. 8G shows the model error ΔL of the q-axis inductance._qMIt is a characteristic. As is clear from FIGS. 8 (a) to 8 (g), the variation of each characteristic at the time of speed 0 to low speed is large.
[0022]
FIG. 9 is a continuation of the control characteristics of the same IPM motor as in FIG. FIG. 9A shows the armature interlinkage magnetic flux φ._aIt is a characteristic. FIG. 9B shows the model error Δφ of the armature flux linkage_aMIt is a characteristic. FIG. 9C shows the armature resistance Rs (Ω). FIG. 9D shows the model error ΔR of the armature resistance._sMIt is a characteristic. 9E shows the magnetic pole position deviation angle θe, and FIG. 9F shows the stator temperature T._pSFIG. 9 (g) shows the characteristics of the rotor temperature T._pRThe characteristics are shown.
[0023]
[Patent Document 1]
JP 2002-95300 A
[Patent Document 2]
Japanese Patent Laid-Open No. 2002-10679
[0024]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above prior art, the γ used for the estimation calculation of the rotor magnetic pole position and the rotor speed of the IPM motor_M−δ_MSince the model calculation of the shaft current uses one point for each IPM motor characteristic constant set in advance in the control device, the model error such as q-axis inductance becomes larger than when a plurality of characteristic constants are used. There was a problem that reliability decreased.
Further, when the rotor temperature rises due to the operation of the IPM motor, the magnetomotive force of the permanent magnet embedded in the rotor decreases, and the armature linkage magnetic flux φ_aOf the armature winding resistance R_aThe value of increases.
The temperature coefficient of BH characteristics of neobium iron-based permanent magnets used for IPM motors is -0.09 to -0.13 (% / ° C), and the temperature coefficient of winding resistance is +0.39 (% / ° C).
For this purpose, the armature flux linkage model value φ preset in the control device_aMAnd armature winding resistance model value R_aMIs the armature flux linkage φ_aAnd armature winding resistance R_aIn contrast, γ_M−δ_MA non-negligible error occurs in the calculation of the shaft model current, the magnetic pole position deviation of the IPM motor increases, and the risk that the armature rotating magnetic field and the rotor are out of synchronization is increased, and at the same time the torque control error of the control device is increased. There is a problem that the stability of the sensorless control of the IPM motor is lowered and the stability is lowered.
Here, some proposals for motor control relating to temperature changes of the IPM motor are listed, for example, “Control Method for Permanent Magnet Synchronous Motor” disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 14-95300, and disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 14-10777. “Motor control device” and the like.
Japanese Patent Application Laid-Open No. 14-95300 describes that the characteristic of constant output control that makes the armature voltage of an IPM motor constant deteriorates due to demagnetization of a permanent magnet as the motor temperature rises. Using a data table in which the motor data corresponding to is stored in the control device in advance, the motor is controlled in relation to the temperature actually measured by the motor temperature sensor, and calculated from the output voltage command value for PWM control. The temperature rise to field weakening control is performed by performing constant output control by correcting the field weakening current command (d-axis current command) via the PI controller for the signal of the difference between the motor voltage and the motor maximum voltage command value. The purpose of this is to reduce the effects.
[0025]
On the other hand, Japanese Patent Application Laid-Open No. 14-10777 constitutes a temperature sensorless device by indirectly detecting the temperature from the back electromotive force, and calculates the back electromotive force of the motor every half cycle in synchronization with the PWM carrier wave. By executing the control with the current control output switched, first the back electromotive force is calculated and estimated, then the magnetic flux is estimated and calculated, and the magnetic pole position, permanent magnet temperature, and armature winding temperature are calculated and estimated from these calculation results. Enables abnormal monitoring of motor temperature without using a temperature sensor and enables Fersef. As control, the counter electromotive force is calculated in one cycle, and the counter electromotive force is compensated with the calculated value to output current. Since the control for performing the control is executed, highly accurate back electromotive force compensation is performed in real time.
[0026]
In this conventional temperature compensation example, Japanese Patent Laid-Open No. 14-95300 corrects the field weakening current command (d-axis current command) based on the detected motor temperature. No. 10777 uses the detection data of the motor temperature using the back electromotive force exclusively as the temperature monitoring data of the motor, and uses it for fail-safe processing for monitoring an accident such as burnout of the winding, and estimates the temperature as the control data. Based on the back electromotive force itself, the back electromotive force compensation for current control is performed and the magnetic pole position is estimated. However, there is no specific description of the magnetic pole position estimation processing.
[0027]
As described above, these conventional techniques are mainly field weakening control for compensating for the increase in the motor temperature and back electromotive force compensation control. Model constant (q-axis inductance L_qM, Armature flux linkage model φ_aM, Armature resistance model R_sMEtc.), the magnetic pole position deviation of the IPM motor control due to temperature change is suppressed to a small extent, and stable sensorless control with high torque control accuracy is realized. It was.
[0028]
Therefore, the present invention reduces model errors such as q-axis inductance obtained by the two-point approximation function stored in the control device in the model calculation for estimating the rotor magnetic pole position and the rotor speed of the IPM motor. Improve estimation accuracy using constants.
Further, a temperature difference using a characteristic equation expressing the error of the model current with respect to the actual current of the IPM motor as a function of the model error of the motor constant, and one temperature difference between the armature winding and the rotor magnet at the motor temperature upper limit Estimate the magnetic pole position and rotor speed from the magnetic flux calculated by the observer calculation consisting of the model formula, and the calculation result of the model current using the rotor magnet temperature and armature winding resistance calculated from the magnetic flux as motor constants. Then, the rotating magnetic field of the IPM motor and the speed of the motor are controlled.
As a result, the model error between the magnetic flux (armature linkage magnetic flux) and the armature resistance that change with the temperature rise of the IPM motor is reduced, and the magnetic pole position shift is suppressed to be small and the torque control accuracy is greatly improved. Another object of the present invention is to provide an IPM motor control method and control apparatus that can obtain sensorless control characteristics.
[0029]
[Means for Solving the Problems]
  In order to achieve the above object, the invention according to claim 1 is an IPM motor.A γ-δ-axis current command calculator for generating a γ-axis current command and a δ-axis current command when the orthogonal coordinate system indicating the position and magnitude of the rotating magnetic field of the armature is the γ-δ axis; A current detector for detecting the armature current, a coordinate converter for converting the armature current detected by the current detector into a γ-axis current and a δ-axis current, and γ from the deviation amount of the γ-axis current command and the γ-axis current. Generating a shaft voltage command, generating a δ-axis voltage command from a deviation amount between the δ-axis current command and the δ-axis current, and driving the IPM motor by PWM control; the γ-axis current and the δ Shaft current, γ-axis voltage command, δ-axis voltage command, and rotor speed estimation calculation value ω of the IPM motor _RM From the above, an orthogonal coordinate system indicating the position and magnitude of the rotating magnetic field of the armature of the IPM motor model is represented by γ _M −δ _M Γ with the axis _M Axis model current and δ _M A current model calculator for calculating an axis model current, the γ-axis current and the γ _M Error with the axis model, the δ-axis current and the δ _M A speed / magnetic pole position estimation calculation unit that calculates the magnetic pole position and rotation speed of the IPM motor based on an error from the axis model current;In the IPM motor control method,A q-axis inductance estimation calculator for calculating a q-axis inductance of the IPM motor when a Cartesian coordinate system indicating the position and size of the magnetic pole of the rotor of the IPM motor is a dq axis; and the q-axis inductance A second model calculation constant unit composed of model constants when calculating the armature, an armature linkage magnetic flux / armature resistance estimation calculator for calculating the armature linkage flux and armature resistance of the IPM motor, and the electric machine A first model calculation constant unit composed of model constants for calculating the interlinkage magnetic flux and the armature resistance;
The q-axis inductance estimation calculator uses the two-point linear approximation function that represents the δ-axis current and the saturation characteristic of the q-axis inductance measured in advance of the second model calculation constant unit as a function of current. Shaft inductance model L _qM And
The armature flux linkage / armature resistance estimation calculator is the rotor speed estimation calculation value ω. _RM And the δ-axis current, the δ-axis current and the δ _M From the error with the axis model current, the armature flux linkage model φ _aM And
Model of armature flux linkage φ _aM And environmental temperature model value T _PAM Model R of the armature winding resistance obtained by calculating the rotor temperature and armature winding temperature of the IPM motor from _aM And
Model of armature flux linkage φ _aM And model R of the armature winding resistance _aM The resistance R of the connection cable of the IPM motor ₁ Armature resistor model R _SMIn order by repeatedly performing operations at regular intervals, and using these estimated model constants,γ _M −δ _MFrom the result of calculating the model current of the shaftAboveMagnetic pole position andAboveEstimating the rotor speed,AboveRotating magnetic field of IPM motorAnd speedIt is characterized by controlling the degree.
[0030]
  The invention according to claim 2 is a method of controlling an IPM motor according to claim 1,The environmental temperature model value T _PAM Instead of fixing it at one point,Detected by temperature detectorAboveIPM motorenvironmentTemperature T_PAM using,The motor constant was calculated using the temperature difference model formula, and the motor constant was used.AboveBy calculating the model currentAboveMagnetic pole position andAboveIt is characterized by controlling the rotating magnetic field and speed of the IPM motor by estimating the rotor speed.
  The invention according to claim 3 is the IPM motor control method according to claim 1, wherein the q-axis inductance model L_qMQ-axis current I_qM1, I_qM2Q-axis inductance forL _qM1, L_qM2From the two-point linear approximation by
[Expression 14]

It is characterized by being expressed.
[0031]
The invention according to claim 4 is characterized in that the armature flux linkage model φ_aMIs:
[Expression 15]

It is characterized by being expressed.
The invention according to claim 5 provides the armature winding resistance model R._SMIs:
[Expression 16]

It is characterized by being expressed.
The invention described in claim 6 has an IPM motor constant calculation unit that calculates a motor constant of the model formula by the method for controlling an IPM motor according to any one of

claims

1 and 2. .
[0032]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described in detail.
First, the computation cycles (n) and (n−1) γ-δ axis current iγ relating to the IPM motor driving device._(n)And iδ_(n)In the following, the control including temperature correction by the model of the present invention will be described in detail using mathematical expressions.
[0033]
[Expression 17]

[0034]
Here, as shown in FIG. 6, a coordinate axis γ that rotates in synchronization with the armature rotating magnetic field._M, Δ_MAnd the coordinate axis d rotating in synchronization with the magnetic pole of the model rotor_M, Q_MConsider an ideal model that corresponds to the coordinate γ-δ axes representing the rotating magnetic field of the armature.
In this ideal model,
1. Model armature rotating magnetic field angular velocity ω_{aM (n-1)}And model rotor speed ω_{RM (n-1)}Are equal so ω_{aM (n-1)}Ω_{RM (n-1)}2 and, further, the current iγ of the calculation cycle (n−1) of this model_{M (n-1)}And current iδ_{M (n-1)}, Voltage Vγ_{M (n-1)}And voltage Vδ_{M (n-1)}Γ-δ axis current i γ of the control result of the inverter operation cycle (n−1)._(n-1)And current iδ_(n-1), Γ-δ axis voltage command Vγ_(n-1) ^*And voltage command Vδ_(n-1) ^*The model configuration is replaced with.
3. As a result, the model current iγ of the operation cycle (n) thus configured_{M (n)}And model current iδ_{M (n)}The formula of is as follows.
[0035]
[Formula 18]

[0036]
First, a method for reducing the error of the q-axis inductance model value LqM with respect to the q-axis inductance actual value Lq will be described.
The value of the q-axis inductance of the IPM motor shows a characteristic that decreases as the δ-axis current value increases and the q-axis magnetic flux density increases and the magnetic saturation of the q-axis magnetic path proceeds.
Model value L of this q-axis inductance_qMQ-axis current I_qM1, I_qM2Q-axis inductance L against_qM1, L_qM2This is expressed using a two-point linear approximation formula to reduce the error.
[0037]
[Equation 19]

[0038]
Next, γ_M−δ_MThe conditions for obtaining the error of the axis model current are shown. Γ in Equation (26) and Equation (27)_M−δ_MShaft voltage command Vγ_(n-1) ^*And Vδ_(n-1) ^*Γ-δ axis actual voltage Vγ_(n-1)And Vδ_(n-1)The error with respect to the d-axis inductance is negligible, and the d-axis inductance has a very small influence of magnetic saturation._dMSince the error with respect to the actual value Ld is small, it can be ignored, and the q-axis inductance model L_qMThe error relative to the actual value Lq of the armature interlinkage flux φ_aMAnd armature resistance model R_aMThe calculation method for estimating is as follows.
γ_M−δ_MError current Δiγ of axis model current_{M (n)}And Δiδ_{M (n)}Is expressed by the following equation.
[0039]
[Expression 20]

[0040]
[Expression 21]

[0041]
The armature flux linkage φ in this equation (29)_aIs a function of the temperature of the rotor of the IPM motor, and the armature resistance value Rs is a function of the temperature of the IPM motor stator, and thus changes considerably slowly.
Therefore, the armature flux linkage model φ_aMAnd armature resistance model R_sMIn the calculation of (ω), the first term (ω_{RM (n)}−ω_{R (n)}The value of) can be regarded as 0 for the temperature change of the IPM motor. In the third term on the right side of equation (29), ω_{R (n-1)}And ω_{RM (n-1)}Ω_{RM (n)}And the formula (29) is rewritten as the following formula.
[0042]
[Expression 22]

[0043]
Next, (R) in Equation (30)_s-R_sM) And (φ_a−φ_aM) Is obtained from the characteristic equation of the temperature rise of the IPM motor.
IPM motor installation environment temperature T_pA(° C) and the temperature rise value of the stator is T_pS(° C), the temperature rise value of the rotor is T_pR(° C), the heat conduction resistance between the stator and the rotor is R₁, R is the heat conduction resistance between the rotor and rotor shaft₂Then, the following relational expression holds.
[0044]
[Expression 23]

[0045]
[Expression 24]

[0046]
Next, the armature winding resistance at room temperature 20 ° C. is R_ao, The armature flux linkage at room temperature 20 ℃_aoWhen the temperature coefficient of the armature winding resistance value is α (pu / ° C.) and the temperature coefficient β (pu / ° C.) of the armature flux linkage, the model value R of the armature winding resistance_aMAnd real value Ra and armature flux linkage model value φ_aMAnd the actual value φa, the armature winding temperature rise value model T_psM(℃) and actual value T_PS(° C), rotor temperature rise value model T_PRM(℃) and actual value T_PR(° C), IPT motor installation environment temperature model T_PAM(℃) and actual value T_PA(° C) is used to express the following formula.
[0047]
[Expression 25]

[0048]
[Equation 26]

[0049]
[Expression 27]

[0050]
[Expression 28]

[0051]
[Expression 29]

[0052]
Next, from the equations (44, (45)), a constant period t_SA method for estimating the armature flux linkage by performing each repetitive calculation will be described.
Model of armature flux linkage in the (n) th calculation cycle_{aM (n)}The armature flux linkage φ at room temperature 20 ° C_a0The equation to be corrected using the function KaM is defined as the following equation.
[0053]
[30]

[0054]
[31]

[0055]
[Expression 32]

[0056]
Next, model R of armature resistance_sMThe calculation method will be described.
Model (38) of armature flux linkage model φ_{aM (n)}Therefore, the rotor temperature rise model T_{PRM (n)}Ask for
[0057]
[Expression 33]

[0058]
[Expression 34]

[0059]
[Expression 35]

[0060]
Model R for armature winding temperature of IPM motor_aMIs obtained by the calculation of equation (5), but is performed by the control device._M−δ_MThe calculation of the shaft current model is as follows:_lIs added to the armature resistance model R_sMAs done.
[0061]
[Expression 36]

[0062]
A model L of the estimated q-axis inductance is obtained by performing an iterative operation for every fixed period using the mathematical formula described above._qM, Armature flux linkage model φ_aMAnd armature resistance model R_sMUsing γ_M−δ_MThe model error of the shaft current is minimized, and the control of the IPM motor can be realized with a small magnetic pole position shift and a safe and high torque accuracy.
[0063]
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be specifically described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a control block diagram of an IPM motor control apparatus according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram showing control characteristics such as model error characteristics of the q-axis inductance of the control device for the IPM motor shown in FIG.
4 is a diagram showing control characteristics such as a model error of the armature resistance in the control characteristics shown in FIG.
In FIG. 1, 50 is a q-axis inductance model L._qMIt is an IPM motor constant estimation calculation unit that estimates the above. 51 is an armature flux linkage / armature resistance estimation calculator, and 52 is a model calculation constant unit (1). 53 is a q-axis inductance estimation calculator, and 54 is a model calculation constant unit (2). In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the other same structure as FIG. 7, and the overlapping description is abbreviate | omitted.
[0064]
Hereinafter, the q-axis inductance L in the IPM motor constant estimation calculation unit 50 of the present invention, which is different from the conventional diagram of FIG._qM, Armature flux linkage model φ_aM, Armature resistance model R_sMAn embodiment of the calculation will be described.
First, in the q-axis inductance estimation calculator 53, the δ-axis current iδ obtained by converting the current flowing through the IPM motor 1 by the coordinate converter 24 to the γ-δ axis and the q-axis inductance of the model calculation constant unit 54 are calculated. Model constant (L_q1, L_q2), (I_q1, I_q2) To q-axis inductance model L using equation (1)_qMIs estimated.
[0065]
Next, in the armature flux linkage / armature resistance estimation calculator 51, the rotor speed model ω calculated by the speed / magnetic pole position estimation calculator 35 is estimated._RMQ-axis inductance model value L estimated by the q-axis inductance estimation calculator 53_qM, And the stator temperature rise upper limit value T of the model calculation constant unit 52_PSA, Model T of temperature difference between stator and rotor_POM, Armature winding resistance temperature coefficient α, armature flux linkage temperature coefficient β, armature flux linkage model φ_aMOperation time constant t_RM, Armature flux linkage φ at room temperature 20 ° C_a0And armature winding resistance R_a0, And main circuit cable resistance value R_lFrom the equation (48), the equation (47), and the equation (46), the armature flux linkage model φ is first calculated._aMIs calculated.
Next, the armature resistance model R is calculated in the order of Equation (50), Equation (5), and Equation (6)._sMIs calculated.
[0066]
The calculation method described above is performed at a constant period t._sQ-axis inductance model L estimated by repeated calculation every time_qM, Armature flux linkage model φ_aM, Armature resistance model R_sMUsing γ_M−δ_MThe rotor current position model θφ, which is calculated and estimated from the calculation result of the current model, with more accurate calculation of the shaft current model including temperature compensation_M, And rotor speed model ω_RMBy controlling the rotating magnetic field of the IPM motor and the rotor speed using the motor, it is possible to control the rotor magnetic pole and the IPM motor having a small torque deviation and high torque accuracy.
[0067]
FIG. 3 shows the control characteristics of the IPM motor according to the present embodiment. The armature is started by applying a load of 125% torque from a state where the armature winding temperature is 0 ° C., and after completion of acceleration to the rated speed. The control characteristics when the winding temperature is rapidly changed to 145 ° C. are shown. The time constant of the armature winding temperature is controlled by reducing the practical time constant to 1/1000 in order to shorten the computer simulation time. The horizontal axes in FIGS. 3A to 3G are all time axes, and have a scale of 10 divisions with a full scale of 25 seconds.
[0068]
FIG. 3 (a) shows the speed ω of the IPM motor._RControl characteristics, Fig. 3 (b) shows torque T_MControl characteristics. 3C is a torque control error characteristic, FIG. 3D is a δ-axis current iδ control characteristic, FIG. 3E is a γ-axis current control characteristic, FIG. 3F is a q-axis inductance Lq characteristic, and FIG. 3 (g) is the q-axis inductance model error ΔL_qM.
4 (a) to 4 (g) show the control characteristics of the IPM motor and are continued from FIG.
FIG. 4A is a characteristic diagram of the armature linkage magnetic flux φa. FIG. 4B shows the model error Δφ of the armature linkage flux._aMFIG. 4C shows the armature resistance Rs (Ω), and FIG. 4D shows the model error ΔR of the armature resistance._SM4 (e) shows the magnetic pole position deviation angle θe (°), and FIG. 4 (f) shows the temperature T of the stator._PSFigure 4 (g) shows the rotor temperature T_PREach characteristic is shown.
[0069]
Compared with the control characteristics of the prior art shown in FIGS. 8 and 9, the model error ΔL of the q-axis inductance shown in FIG._qMAnd the model error Δφ of the armature interlinkage magnetic flux in FIG._aMAnd the model error ΔR of the armature resistance in FIG._sMIs suppressed to be small, and as a result, the torque control error ΔT in FIG._MAnd, the magnetic pole position deviation angle θe shown in FIG.
[0070]
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 2 is a control block diagram of an IPM motor control apparatus according to the second embodiment of the present invention.
In FIG. 2, reference numeral 5 denotes a temperature detector, which performs a model calculation based not only on a fixed value such as 20 ° C. but also on the detected environmental temperature value.
The other components that are the same as those in FIG.
[0071]
The second embodiment corresponds to claim 2 and the environmental temperature model T of the first embodiment._PAM1 point (for example, T_PAM= 20 ° C) In place of the fixing method, a temperature detector 5 is provided, and the detected ambient temperature signal T_PAMIs used to express the environmental temperature T similar to that of the first embodiment, such as Equation (36), Equation (5), Equation (6), and the like._PAMIs used to improve the estimation accuracy of the IPM motor rotor and armature temperature, and the armature flux linkage model φ_aMAnd armature resistance model R_sMThis makes it possible to improve the estimation accuracy of.
[0072]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a q-axis inductance model estimated by repeatedly calculating a mathematical expression that takes into account the magnetic saturation of the IPM motor and the temperature model of the rotor and armature windings at regular intervals. L_qM, Armature flux linkage model φ_aM, Armature resistance model R_sMUsing γ_M−δ_MSince the shaft model current is calculated and controlled, the model error of the armature flux linkage and armature resistance, which changes with the temperature rise of the IPM motor, is reduced, and the magnetic pole position deviation is suppressed to a great extent, and the torque control accuracy is greatly increased. Thus, it is possible to realize a control device for an IPM motor that can provide a stable and improved sensorless control characteristic.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a control block diagram of an IPM motor control apparatus according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a control block diagram of an IPM motor control apparatus according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram showing control characteristics such as model error characteristics of q-axis inductance of the control device for the IPM motor shown in FIG. 1;
4 is a diagram showing control characteristics such as a model error of the armature resistance of the control characteristics shown in FIG. 3; FIG.
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a general IPM motor drive control device.
FIG. 6 is a diagram showing a coordinate system in a conventional IPM motor control method.
FIG. 7 is a control block diagram of a conventional IPM motor control apparatus.
FIG. 8 is a diagram showing control characteristics such as a model error of q-axis inductance of a conventional IPM motor.
9 is a diagram showing control characteristics such as a model error of the armature resistance of the control characteristics shown in FIG.
[Explanation of symbols]
1 IPM motor
2 Drive control device
3 Load
4 Motor main circuit cable
5 Temperature detector
10 Application control unit
11 Speed command device
12 Speed controller
13 γ-δ axis current command calculator
20 Current controller
21 δ-axis current controller
22 γ-axis current controller
23 V^*・ Θ_vComputing unit
24 Coordinate converter
25 PWM controller
30 Speed and magnetic pole position estimation calculator
35 Speed and magnetic pole position estimation calculator
40 Power converter
41 Power converter
42 Current detector
50 IPM motor constant estimation unit
51 Armature flux linkage and armature resistance estimation calculator
52 Model Operation Constant Unit (1)
53 q-axis inductance estimation calculator
54 Model Operation Constant Unit (2)

Claims

A γ-δ-axis current command calculator for generating a γ-axis current command and a δ-axis current command when the orthogonal coordinate system indicating the position and magnitude of the rotating magnetic field of the armature of the IPM motor is a γ-δ axis; A current detector for detecting an armature current; a coordinate converter for converting the armature current detected by the current detector into a γ-axis current and a δ-axis current; and a deviation between the γ-axis current command and the γ-axis current. A γ-axis voltage command is generated from the amount, a δ-axis voltage command is generated from a deviation amount between the δ-axis current command and the δ-axis current, and a current control unit that drives the IPM motor by PWM control; and the γ-axis current and from the δ-axis current and the γ and the axis voltage and the δ-axis voltage command and the rotor speed estimation calculation value omega _RM of the IPM motor, the position and size of the rotating magnetic field of the armature of the model of the IPM motor when the orthogonal coordinate system and a gamma _M - [delta _M-axis shown, gamma _M axis model A current model calculator for calculating the current and [delta] _M axis model current, the magnetic poles of the IPM motor than the error of the error and the [delta]-axis current and the [delta] _M axis model current of the gamma-axis current and the gamma _M axis model In a method for controlling an IPM motor comprising: a speed / magnetic pole position estimation calculation unit that calculates a position and a rotational speed ;
A q-axis inductance estimation calculator for calculating a q-axis inductance of the IPM motor when a Cartesian coordinate system indicating the position and size of the magnetic pole of the rotor of the IPM motor is a dq axis; and the q-axis inductance A second model calculation constant unit composed of model constants when calculating the armature, an armature linkage magnetic flux / armature resistance estimation calculator for calculating the armature linkage flux and armature resistance of the IPM motor, and the electric machine A first model calculation constant unit composed of model constants for calculating the interlinkage magnetic flux and the armature resistance;
The q-axis inductance estimation calculator uses the two-point linear approximation function that represents the δ-axis current and the saturation characteristic of the q-axis inductance measured in advance of the second model calculation constant unit as a function of current. _{Calculate the} shaft inductance model L _qM ,
The armature flux linkage, the armature resistance estimation computing unit includes: the rotor speed estimation calculation value omega _RM, wherein the [delta] axis current, wherein the error between the [delta]-axis current and the [delta] _M axis model current armature Calculate the flux linkage model φ _aM ,
The armature winding resistance model R _aM is obtained by calculating the temperature and the armature winding temperature of the IPM motor from the armature flux linkage model φ _aM and the environmental temperature model value T _PAM. And
The armature linkage magnetic flux model φ _aM and the armature resistance model R _SM obtained by adding the resistance R ₁ of the connection cable of the IPM motor to the armature winding resistance model R _aM are sequentially repeated at regular intervals. estimated by performing a calculation, it estimated using these models constants, and estimates the rotor speed and the magnetic pole position from the result of the calculation of the model current of the gamma _M - [delta _M axis, the IPM motor the method of the IPM motor, characterized by controlling the rotating magnetic field and velocity.

The control method of the IPM motor according to claim 1, wherein the environmental temperature model value T _PAM instead a method of securing at one point, by using the environmental temperature T _PAM of the IPM motor detected by the temperature detector, the temperature performs the operation of the motor constant by the model equation of the difference, and characterized by controlling the rotating magnetic field and velocity of the IPM motor by estimating the rotor speed and the magnetic pole position by the operation of the model current using the motor constants IPM motor control method.

The q-axis inductance model L _qM is expressed by the following equation based on a two-point linear approximation with q-axis inductances L _qM1 and L _qM2 for q-axis currents I _qM1 and I _qM2 .

The IPM motor control method according to claim 1, wherein the IPM motor control method is expressed by:

The armature flux linkage model phi _aM, the following equation,

The armature winding resistance model R _SM has the following formula:

3. An IPM motor control apparatus comprising: an IPM motor constant calculation unit that calculates a motor constant of the model formula by the method for controlling an IPM motor according to claim 1.