JP4207660B2

JP4207660B2 - Disk drive device, digital filter, filter calculation method

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Publication number: JP4207660B2
Application number: JP2003139942A
Authority: JP
Inventors: 雄一鈴木
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2003-05-19
Filing date: 2003-05-19
Publication date: 2009-01-14
Anticipated expiration: 2023-05-19
Also published as: JP2004342264A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディスクドライブ装置、デジタルフィルタ、フィルタ計算方法に関し、特にサーボ系でのフィルタ計算として好適な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【特許文献１】
特開平９−２７４５０５号公報
光ディスクに対して記録再生を行う技術分野においては、例えばディスクシステムにおける既存フォーマットを用いて記録再生を高速化する技術の登場や、新しい高密度光ディスクフォーマットの開発などにより、ディスクの高密度記録化、高線速度化が進められている。
【０００３】
公知のようにディスクドライブ装置では、ディスクに対するレーザ照射についてのフォーカスサーボ制御やトラッキングサーボ制御が行われている。このフォーカスサーボ制御やトラッキングサーボ制御は、光ピックアップにおいてレーザ出射端となる対物レンズを支持する二軸アクチュエータを駆動することで行われる。
そして、サーボ系回路としては、光ピックアップで得られる反射光情報から生成されるエラー信号（フォーカスエラー信号やトラッキングエラー信号）について位相補償等のフィルタ処理を行った上で、そのフィルタ処理後のエラー信号に基づいて二軸アクチュエータに対する駆動信号（フォーカス駆動信号やトラッキング駆動信号）を生成し、二軸アクチュエータを駆動制御する。
例えば上記特許文献１にはＤＳＰを用いたサーボ制御方式が記載されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、上記の高密度記録化、高線速度化が進むと、アクチュエータサーボの高帯域化が求められることになる。
一般に光ディスクドライブ装置のアクチュエータサーボには、ＤＳＰ（Digital Signal Processer）等においてラグリードフィルタ（二次フィルタ）を所定の割込周波数（この場合は前段のＡ／Ｄ変換処理のサンプリング周波数と同一の周波数）でフィルタ演算処理を行うように実装することが広く用いられているが、従来のサーボソフトウェア構成方法では、次の２つの問題点があった。
【０００５】
＜１＞アクチュエータサーボの広帯域化を実現するのに必要な０次ホールド時間短縮には、ラグリードフィルタ演算すべてを高い割込周波数で実行せざるを得ず、ＤＳＰのリソースを多く消費した。また、処理の高速なＤＳＰを使用する必要があった。
＜２＞従来のサーボソフトウェア構成方法で広帯域サーボに適したラグリードフィルタを実装した場合、適切な低域の周波数特性を得るためには高い係数精度が必要になり、結果としてビット数の大きい和積演算が必要だった。
【０００６】
この問題点について説明する。
ＤＳＰ等を用いたデジタルサーボ方式においては、基本的にエラー信号をＡ／Ｄ変換してＤＳＰにおいて位相補償等のためのフィルタ演算処理を行う。ＤＳＰにおいてフィルタ演算処理に際してはＡ／Ｄ変換のサンプリング周波数に相当する所定の割込周波数で割込処理を行い、フィルタ演算を行っていく。そしてフィルタ処理された出力をＤ／Ａ変換し、アクチュエータドライバに供給して、二軸アクチュエータにドライブ信号を印加するものとなる。
ここで、フィルタ演算における割込周波数（サンプリング周波数）の半分の時間は、サーボループから見て遅延時間となる。この遅延時間が上記０次ホールドと言われる。
この０次ホールドが長いと、サーボ動作に関して高域でのいわゆる位相回りの影響が強くなり、場合によっては発振してしまうなどの不都合がある。そしてこれを回避するために、サーボ帯域の上限を高く設計できないという事情が生じている。
一方、上記のようにサーボ帯域の高帯域化が求められ、より高域の処理が求められるようになると、０次ホールドを短くする必要があることになる。つまり割込周波数（サンプリング周波数）を高くしなければならない。ところが割込周波数を上げれば、より高いＤＳＰの処理能力が要求されることになる。このため上記＜１＞の問題点が発生する。
【０００７】
また、二次フィルタ演算であるため、高域と低域で特性変化点が得られるフィルタ演算が行われることになるが、割込周波数（サンプリング周波数）を高くすることは、低域側の演算に不利となる。即ち高域側では高い割込周波数によって計算精度が向上するが、低域側では演算係数等が高域側に比較して非常に小さい値となり、桁数が大きくなる。このため上記＜２＞の問題が発生するものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明では、例えばＤＳＰを用いたデジタルサーボによるアクチュエータ駆動において、上記のような問題点を解消し、かつ０次ホールドが小さく精度の高いサーボループを実現することを目的とする。
【０００９】
このため本発明のディスクドライブ装置は、ディスク状記録媒体に対する情報の記録または再生を行うために、二軸アクチュエータに支持された対物レンズを介して上記ディスク状記録媒体に対するレーザ照射を行うとともに、上記ディスク状記録媒体からの反射光情報を検出するヘッド手段と、上記反射光情報から生成されるエラー信号に基づいて、上記二軸アクチュエータを駆動して上記対物レンズのサーボ制御を実行するサーボ手段と、を備え、上記サーボ手段においては、上記エラー信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換手段と、上記Ａ／Ｄ変換手段から出力されるデジタルデータとしてのエラー信号に対して、第１の割込周波数を用いて低域側一次フィルタ演算処理を行う低い周波数に極を持つ１次のローパスフィルタとして構成された低域フィルタ計算手段と、上記Ａ／Ｄ変換手段から出力されるデジタルデータとしてのエラー信号に対して、上記第１の割込周波数より高い第２の割込周波数を用いて高域側一次フィルタ演算処理を行う１次のフィルタとして構成された高域フィルタ計算手段と、上記低域フィルタ計算手段の出力と上記高域フィルタ計算手段の出力を加算する加算手段と、上記加算手段の出力に基づいて、上記二軸アクチュエータに対する駆動信号を出力する駆動手段とを備える。
【００１０】
又本発明のデジタルフィルタは、入力されるデジタルデータに対して、第１の割込周波数を用いて低域側一次フィルタ演算処理を行う低い周波数に極を持つ１次のローパスフィルタとして構成された低域フィルタ計算手段と、入力されるデジタルデータに対して、上記第１の割込周波数より高い第２の割込周波数を用いて高域側一次フィルタ演算処理を行う１次のフィルタとして構成された高域フィルタ計算手段と、上記低域フィルタ計算手段の出力と上記高域フィルタ計算手段の出力を加算することで、入力されるデジタルデータに対して二次フィルタ計算がなされた信号を出力する加算手段とを備える。
【００１１】
本発明のフィルタ計算方法は、入力されるデジタルデータに対して、第１の割込周波数を用いて低い周波数に極を持つ１次のローパスフィルタとして構成された低域フィルタによって低域側一次フィルタ演算処理を行うステップと、入力されるデジタルデータに対して、上記第１の割込周波数より高い第２の割込周波数を用いて１次のフィルタとして構成された高域フィルタによって高域側一次フィルタ演算処理を行うステップと、上記低域側一次フィルタ演算処理の結果と上記高域側一次フィルタ演算処理の結果を加算加算することで、入力されるデジタルデータに対して二次フィルタ計算がなされた信号を出力するステップとを備える。
【００１２】
即ち以上の本発明では、例えば光ディスクのアクチュエータ制御に用いられるラグリードフィルタ（二次フィルタ）をＤＳＰで実現する際、低い割込周波数で実装するのに適した部分と、高い割込周波数で実装するのに適した部分に切り分け、ＤＳＰのリソースを多く必要とする高い割込周波数での処理を最小限にする。
即ち高域側処理に対しては高い第２の割込周波数での処理により０次ホールドの影響を低減する。一方、低域側処理に対しては低い第１の割込周波数での処理により、和積演算におけるビット数の増大を回避する。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について説明する。
図１に本例のディスクドライブ装置１０の構成を示す。
先ず、この図に示すディスクドライブ装置１０は、図示するディスク１として、いわゆるブルーレイディスク（Blu-ray Disc）に対応したデータの記録または再生が可能とされる。
このブルーレイディスクは、例えば中心発光波長４０５ｎｍの青色レーザと、ＮＡが０．８５の対物レンズの組み合わせという条件の下で、信号記録・再生が行われるものとされる。また、トラックピッチは０．３２μｍ、線密度０．１２μｍ／ｂｉｔで、６４ＫＢ（キロバイト）のデータブロックを１つの記録再生単位として、フォーマット効率約８２％としたとき、直径１２ｃｍのディスクに対して２３．３ＧＢ（ギガバイト）程度の容量を記録再生できる。
また、同様のフォーマットで線密度を０．１１２μｍ／ｂｉｔの密度とすると、２５ＧＢの容量を記録再生できる。さらに、記録層を多層構造とすることができ、例えば２層としたときは、容量を４６．６ＢＧ、または５０ＧＢ程度とすることも可能とされる。
【００１４】
このようなブルーレイディスクとしてのディスク１は、図示しないターンテーブルに積載され、記録／再生動作時においてスピンドルモータ１２によって一定線速度（ＣＬＶ）で回転駆動される。
そして光学ピックアップ（光学ヘッド）１１によってディスク１上のデータ、即ちＲＯＭディスクの場合のエンボスピットによるデータや、リライタブルディスクの場合のフェイズチェンジマークによるデータの読出が行われる。
またリライタブルディスクの場合、グルーブトラックのウォブリングとして埋め込まれたＡＤＩＰ情報やディスクインフォメーションの読み出しがおこなわれる。
またリライタブルディスクに対する記録時には光学ピックアップ１１によってグルーブトラックにデータがフェイズチェンジマークとして記録される。
【００１５】
光学ピックアップ１１内には、レーザ光源となるレーザダイオードや、反射光を検出するためのフォトディテクタ、レーザ光の出力端となる対物レンズ、レーザ光を対物レンズを介してディスク記録面に照射し、またその反射光をフォトディテクタに導く光学系（図示せず）が形成される。
【００１６】
光学ピックアップ１１内において対物レンズは二軸アクチュエータによってトラッキング方向及びフォーカス方向に移動可能に保持されている。
また光学ピックアップ１１全体はスレッド機構１３によりディスク半径方向に移動可能とされている。
また光学ピックアップ１１におけるレーザダイオードはレーザドライバ２３からのドライブ信号（ドライブ電流）によってレーザ発光駆動される。
【００１７】
ディスク１からの反射光情報は光学ピックアップ１１内のフォトディテクタによって検出され、受光光量に応じた電気信号とされてマトリクス回路１４に供給される。
マトリクス回路１４には、フォトディテクタとしての複数の受光素子からの出力電流に対応して電流電圧変換回路、マトリクス演算／増幅回路等を備え、マトリクス演算処理により必要な信号を生成する。
例えば再生データに相当する高周波信号（再生データ信号）、サーボ制御のためのフォーカスエラー信号、トラッキングエラー信号などを生成する。
トラッキングエラー信号としては、ディスク１がリライタブルディスクの場合は、例えばプッシュプル信号を生成し、ディスク１がＲＯＭディスクの場合は、ＤＰＤ信号を生成する。
さらに、グルーブのウォブリングに係る信号、即ちウォブリングを検出する信号としてプッシュプル信号を生成する。
なお、マトリクス回路１４は、光学ピックアップ１１内に形成される場合もある。
【００１８】
マトリクス回路１４から出力される再生データ信号はリーダ／ライタ回路１５へ、フォーカスエラー信号及びトラッキングエラー信号はサーボ回路２１へ、ウォブリンググルーブの検出情報であるプッシュプル信号はウォブル回路１８へ、それぞれ供給される。
【００１９】
リーダ／ライタ回路５１は、再生データ信号に対して２値化処理、ＰＬＬによる再生クロック生成処理等を行い、フェイズチェンジマークやエンボスポットから読み出されたデータを再生して、変復調回路１６に供給する。
変復調回路１６は、再生時のデコーダとしての機能部位と、記録時のエンコーダとしての機能部位を備える。
再生時にはデコード処理として、再生クロックに基づいてランレングスリミテッドコードの復調処理を行う。
【００２０】
またＥＣＣ／スクランブル回路１７は、記録時にエラー訂正コードを付加するＥＣＣエンコード処理、及びスクランブル処理を行う。
再生時には、スクランブル処理に対するデスクランブル処理を行うとともに、エラー訂正のためのＥＣＣデコード処理を行う。
この再生時には、変復調回路１６で復調されたデータを内部メモリに取り込んで、デスクランブル処理及びエラー検出／訂正処理を行って再生データを得ることになる。
【００２１】
ＥＣＣ／スクランブル回路１７で再生データにまでデコードされたデータは、システムコントローラ２０の指示に基づいて読み出され、ＡＶ（Audio-Visual）システム６０に転送される。
【００２２】
ディスク１がリライタブルディスクの場合において、グルーブのウォブリングに係る信号としてマトリクス回路１４から出力されるプッシュプル信号は、ウォブル回路１８において処理される。ＡＤＩＰ情報としてのプッシュプル信号は、ウォブル回路１８において復調され、ＡＤＩＰアドレスを構成するデータストリームとしてアドレスデコーダ１９に供給される。
アドレスデコーダ１９は、供給されるデータについてのデコードを行い、アドレス値を得て、システムコントローラ２０に供給する。
またアドレスデコーダ１９はウォブル回路１８から供給されるウォブル信号を用いたＰＬＬ処理でクロックを生成し、例えば記録時のエンコードクロックとして各部に供給する。
【００２３】
ディスク１がＲＯＭディスクの場合、アドレスデコーダ１９においては、再生データ信号からフレームシンク同期処理が行われると共に、アドレス情報、即ち物理セクターナンバがこの再生データ信号中から読み出される。そして得られたアドレス情報はシステムコントローラ２０に供給される。この場合、アドレス検出のためのクロックは、リーダ／ライタ回路１５におけるＰＬＬによる再生クロックが用いられる。
【００２４】
リライタブルディスクに対する記録時には、ＡＶシステム６０から記録データが転送されてくるが、その記録データはＥＣＣ／スクランブル回路１７におけるメモリに送られてバッファリングされる。
この場合ＥＣＣ／スクランブル回路１７は、バファリングされた記録データのエンコード処理として、エラー訂正コード付加やスクランブル処理、サブコード等の付加を行う。
またＥＣＣエンコード及びスクランブル処理されたデータは、変復調回路１６においてＲＬＬ（１−７）ＰＰ方式の変調が施され、リーダ／ライタ回路１５に供給される。
記録時においてこれらのエンコード処理のための基準クロックとなるエンコードクロックは、上述したようにウォブル信号から生成したクロックを用いる。
【００２５】
エンコード処理により生成された記録データは、リーダ／ライタ回路１５で記録補償処理として、記録層の特性、レーザ光のスポット形状、記録線速度等に対する最適記録パワーの微調整やレーザドライブパルス波形の調整などが行われた後、レーザドライブパルスとしてレーザドライバ２３に送られる。
レーザドライバ２３では供給されたレーザドライブパルスを光学ピックアップ１１内のレーザダイオードに与え、レーザ発光駆動を行う。これによりディスク１に記録データに応じたピット（フェイズチェンジマーク）が形成されることになる。
【００２６】
なお、レーザドライバ２３は、いわゆるＡＰＣ回路（Auto Power Control）を備え、光学ピックアップ１１内に設けられたレーザパワーのモニタ用ディテクタの出力によりレーザ出力パワーをモニタしながらレーザ出力が温度などによらず一定になるように制御する。記録時及び再生時のレーザ出力の目標値はシステムコントローラ２０から与えられ、記録時及び再生時にはそれぞれレーザ出力レベルが、その目標値になるように制御する。
【００２７】
サーボ回路２１は、マトリクス回路１４からのフォーカスエラー信号、トラッキングエラー信号から、フォーカス、トラッキング、スレッドの各種サーボドライブ信号を生成しサーボ動作を実行させる。
即ちフォーカスエラー信号、トラッキングエラー信号に応じてフォーカスドライブ信号、トラッキングドライブ信号を生成し、ピックアップ５１内の二軸アクチュエータのフォーカスコイル、トラッキングコイルを駆動することになる。これによって光学ピックアップ１１、マトリクス回路１４、サーボ回路２１、二軸アクチュエータによるトラッキングサーボループ及びフォーカスサーボループが形成される。
【００２８】
またサーボ回路２１は、システムコントローラ２０からのトラックジャンプ指令に応じて、トラッキングサーボループをオフとし、ジャンプドライブ信号を出力することで、トラックジャンプ動作を実行させる。
またサーボ回路２１は、トラッキングエラー信号の低域成分として得られるスレッドエラー信号や、システムコントローラ２０からのシーク動作制御などに基づいてスレッドドライブ信号を生成し、スレッド機構１３を駆動する。スレッド機構１３には、図示しないが、光学ピックアップ１１を保持するメインシャフト、スレッドモータ、伝達ギア等による機構を有し、スレッドドライブ信号に応じてスレッドモータを駆動することで、光学ピックアップ１１の所要のスライド移動が行なわれる。
【００２９】
スピンドルサーボ回路２２はスピンドルモータ１２をＣＬＶ回転させる制御を行う。
スピンドルサーボ回路２２は、ウォブル信号に対するＰＬＬ処理で生成されるクロックを、現在のスピンドルモータ１２の回転速度情報として得、これを所定のＣＬＶ基準速度情報と比較することで、スピンドルエラー信号を生成する。
またデータ再生時においては、リーダ／ライタ回路１５内のＰＬＬによって生成される再生クロック（デコード処理の基準となるクロック）が、現在のスピンドルモータ１２の回転速度情報となるため、これを所定のＣＬＶ基準速度情報と比較することでスピンドルエラー信号を生成することもできる。
そしてスピンドルサーボ回路２２は、スピンドルエラー信号に応じて生成したスピンドルドライブ信号を出力し、スピンドルモータ１２のＣＬＶ回転を実行させる。
またスピンドルサーボ回路２２は、システムコントローラ２０からのスピンドルキック／ブレーキ制御信号に応じてスピンドルドライブ信号を発生させ、スピンドルモータ１２の起動、停止、加速、減速などの動作も実行させる。
【００３０】
以上のようなサーボ系及び記録再生系の各種動作はマイクロコンピュータによって形成されたシステムコントローラ２０により制御される。
システムコントローラ２０は、ＡＶシステム６０からのコマンドに応じて各種処理を実行する。
【００３１】
例えばＡＶシステム６０から書込命令（ライトコマンド）が出されると、システムコントローラ２０は、まず書き込むべきアドレスに光学ピックアップ１１を移動させる。そしてＥＣＣ／スクランブル回路１７、変復調回路１６により、ＡＶシステム６０から転送されてきたデータ（例えばＭＰＥＧ２などの各種方式のビデオデータや、オーディオデータ等）について上述したようにエンコード処理を実行させる。そして上記のようにリーダ／ライタ回路１５からのレーザドライブパルスがレーザドライバ２３に供給されることで、記録が実行される。
【００３２】
また例えばＡＶシステム６０から、ディスク１に記録されている或るデータ（ＭＰＥＧ２ビデオデータ等）の転送を求めるリードコマンドが供給された場合は、まず指示されたアドレスを目的としてシーク動作制御を行う。即ちサーボ回路２１に指令を出し、シークコマンドにより指定されたアドレスをターゲットとする光学ピックアップ１１のアクセス動作を実行させる。
その後、その指示されたデータ区間のデータをＡＶシステム６０に転送するために必要な動作制御を行う。即ちディスク１からのデータ読出を行い、リーダ／ライタ回路１５、変復調回路１６、ＥＣＣ／スクランブル回路１７におけるデコード／バファリング等を実行させ、要求されたデータを転送する。
【００３３】
なお、これらのデータの記録時や再生時には、システムコントローラ２０は、アドレスデコーダ１９によって検出されるＡＤＩＰアドレス、或いは再生データ信号中のアドレス情報を用いてアクセスや記録再生動作の制御を行う。
【００３４】
ところで、この図１の例は、ＡＶシステム６０に接続されるディスクドライブ装置１０としたが、本発明のディスクドライブ装置としては例えばパーソナルコンピュータ等と接続されるものとしてもよい。
さらには他の機器に接続されない形態もあり得る。その場合は、例えばユーザーの操作に応じて記録や再生が行われるように、操作部や表示部が設けられればよい。また、データ入出力のインターフェース部位としても、各種データの入出力のための端子部が形成されればよい。
もちろん構成例としては他にも多様に考えられ、例えば、再生専用装置としての例も考えられる。
【００３５】
図２は、図１に示したサーボ回路２１の内部構成として、特にトラッキングサーボ系及びフォーカスサーボ系のみを示している。即ちここでは、光ピックアップ１１内で対物レンズ１１ａを支持する二軸アクチュエータ１１ｂに対して、サーボループ制御を行う回路系のみを示しているものである。
【００３６】
サーボ回路２１は、トラッキングサーボループを形成する回路部としてＡ／Ｄ変換器３１，ＤＳＰ３０のフィルタ部４０Ｔ、Ｄ／Ａ変換器３２、アクチュエータドライバ３３を有する。またフォーカスサーボループを形成する回路部としてＡ／Ｄ変換器３４，ＤＳＰ３０のフィルタ部４０Ｆ、Ｄ／Ａ変換器３５、アクチュエータドライバ３３を有する。
上述したマトリクス回路１４からのトラッキングエラー信号ＴＥはＡ／Ｄ変換器３１でデジタルデータ化され、ＤＳＰ３０に入力される。Ａ／Ｄ変換器３１では所定のサンプリング周波数ｆｓでサンプリングを行う。
ＤＳＰ３０ではフィルタ部４０Ｔに相当する内部ソフトウエア演算処理により位相補償のための２次フィルタ演算を行う。そしてフィルタ部４０Ｔでのフィルタ処理の後、Ｄ／Ａ変換器３２でアナログ信号に変換されアクチュエータドライバ３３に供給される。アクチュエータドライバ３３はＤ／Ａ変換器３２の出力に基づいて、二軸アクチュエータ１１ｂのトラッキングコイルに駆動信号を印加し、対物レンズ１１ａをトラッキング方向にサーボ制御する。
またマトリクス回路１４からのフォーカスエラー信号ＦＥはＡ／Ｄ変換器３４でデジタルデータ化され、ＤＳＰ３０に入力される。ＤＳＰ３０ではフィルタ部４０Ｆに相当する内部ソフトウエア演算処理により位相補償のための２次フィルタ演算を行う。そしてフィルタ部４０Ｆでのフィルタ処理の後、Ｄ／Ａ変換器３５を介してアクチュエータドライバ３３に供給される。アクチュエータドライバ３３はＤ／Ａ変換器３５の出力に基づいて、二軸アクチュエータ１１ｂのフォーカスコイルに駆動信号を印加し、対物レンズ１１ａをフォーカス方向にサーボ制御する。
このようにサーボ回路２１によって、フォーカスエラー信号ＦＥ，トラッキングエラー信号ＴＥにそれぞれ基づいた、フォーカスサーボ制御、トラッキングサーボ制御が実現される。
【００３７】
本例においては、ＤＳＰ３０内でフィルタ部４０Ｔ、４０Ｆで、それぞれトラッキングエラー信号ＴＥ、フォーカスエラー信号ＦＥに対するフィルタ計算処理が行われる。
そしてこれらフィルタ部４０（４０Ｔ、４０Ｆ）では、それぞれラグリードフィルタとしての２次フィルタ演算を行う。
例えばフィルタ部４０の特性は図４（ａ）のように、低域側の周波数ｆ１，高域側の周波数ｆ２で変化点を持つ特性とされる。
フィルタ部４０の伝達関数Ｈ(s)は、次のように２次の伝達関数として表される。
【数１】

なおωはフィルタの周波数特性を決めるための値である。
【００３８】
ここで、このような二次フィルタをＤＳＰ３０に実装する際は、フィルタ計算を行う割込周波数を決め、ｚ変換を行う。割込周波数は高ければ高いほど０次ホールドが短縮され、フィードバックループとしての位相遅れが改善され、高帯域サーボを実現する際有利になる。
一方、割込周波数を上げるデメリットとしては、前述したように、高い割込周波数でのラグリードフィルタ計算においてＤＳＰ３０の処理負荷が大きくなることがある。
また、ラグリードフィルタの周波数特性を決める要素である伝達関数の極と零点は、位相進み補償部分は高い周波数に、位相遅れ補償部分は低い周波数に位置する。高い割込周波数で低い周波数に極や零点をもつフィルタを実現するには、高い計算精度が必要になる。そのため、係数や乗算に必要なビット数が大きくなってしまう。
【００３９】
そこで本例では、ラグリードフィルタを低い割込周波数で計算するのに適した部分と、高い割込周波数で処理しなくてはならない部分に分けて計算し、結果を加算してラグリードフィルタ計算を行うようにする。
図３にフィルタ部４０の構成を示す。
フィルタ部４０は高域フィルタ計算部４１，低域フィルタ計算部４２，加算器４３、及びローパスフィルタ４４を有する。
【００４０】
高域フィルタ計算部４１は、入力されるデータ（エラー信号）に対して、高い割込周波数ｆｓ(H)でサンプリングを行い、エラー信号の位相進み補償のためのフィルタ処理を行う。例えば高域フィルタ計算部４１の周波数特性は図４（ｂ）のようになる。また、これは一次フィルタとしての演算処理となる。伝達関数Ｈ_H(s)は、
【数２】

となる。
一方低域フィルタ計算部４２は、入力されるデータ（エラー信号）に対して、ローパスフィルタ４４で前処理を行った後、低い割込周波数ｆｓ(L)でエラー信号の位相遅れ補償のためのフィルタ処理を行う。例えば低域フィルタ計算部４２の周波数特性は図４（ｃ）のようになる。また、これは一次フィルタとしての演算処理となる。伝達関数Ｈ_L(s)は、
【数３】

となる。
【００４１】
各フィルタ計算部４１，４２の割込周波数は、例えばｆｓ(H)＝４００ＫＨｚ、ｆｓ(L)＝８０ＫＨｚなどとされる。これらの割込周波数はＤＳＰ３０に実装されるソフトウエアにより設定される。
本例の場合、例えば図２に示したＡ／Ｄ変換器３１（又は３４）のサンプリング周波数ｆｓ＝４００ＫＨｚなどとされ、従って高域フィルタ計算部４１の割込周波数ｆｓ(H)＝サンプリング周波数ｆｓとなる。つまり、デジタルデータのサンプリング周波数ｆｓに応じた割込処理でフィルタ計算が行われる。
一方、低域フィルタ計算部４２では、サンプリング周波数ｆｓより低い割込周波数でフィルタ計算を行う。そしてこの場合、高速でサンプリングしたデータを低速の割込処理でフィルタ処理を行うことになるため、いわゆるエリアシングを防止するためにローパスフィルタ４４での前処理が行われるものである。従ってローパスフィルタ４４でのカットオフ周波数は、割込周波数ｆｓ(L)に応じて設定される。
【００４２】
各フィルタ計算部４１，４２で出力された信号は、加算器４３で加算され、出力される。
これがフィルタ部４０としての出力であり、フィルタ部４０としての伝達関数は上記（数１）のようになる。
【００４３】
本例では、このように、上記（数１）の伝達関数のラグリードフィルタを、低い割込周波数で計算するのに適した部分と、高い割込周波数で処理しなくてはならない部分に分けるようにする。このような構成で意図するフィルタ計算が実現されることを、数式を用いて説明する。
【００４４】
まず、上記（数１）のラグリードフィルタの伝達関数を、次の（数２）のように変形する。なお、ω_p1＜ω_z1＜ω_z2＜ω_p2である。
【数４】

ただし、Ｇ(s)は、
【数５】

である。
【００４５】
定数ａ，ｂを用いて、上記Ｇ(s)を次の形に部分分数分解する。
【数６】

この（数６）の両辺に（ｓ＋ω_p1）を乗ずると、
【数７】

となる。ここでｓ＝−ω_p1を代入して、（数８）（数９）とする。
【数８】

【数９】

【００４６】
高域フィルタ計算部４１の伝達関数Ｈ_H(s)は上記（数２）に、また低域フィルタ計算部４２の伝達関数Ｈ_L(s)は上記（数３）に示した。
フィルタ部４０では、高域フィルタ計算部４１と低域フィルタ計算部４２の加算結果が出力されるため、伝達関数Ｈ_H(s)、Ｈ_L(s)を加算すると、
【数１０】

となり、つまり（数１）の伝達関数Ｈ(s)がＨ_H(s)＋Ｈ_L(s)により得られることがわかる。
【００４７】
本例では以上のように、トラッキングエラー信号ＴＥ或いはフォーカスエラー信号ＦＥに対するフィルタ部４０（４０Ｔ、４０Ｆ）を、高域フィルタ計算部４１と低域フィルタ計算部４２に分け、高域フィルタ計算部４１では高い割込周波数ｆｓ(H)で、低域フィルタ計算部４２では低い割込周波数ｆｓ(L)で計算し、これらを加算して出力することで、ラグリードフィルタを実現する（図２）。これにより、次のような効果が得られる。
【００４８】
低域フィルタ計算部４２は、低い周波数に極を持つ１次のローパスフィルタになる。ローパスフィルタの演算結果は周波数が高くなるほど減衰するため、低域フィルタ計算部４２を低い割込周波数で実装してもラグリードフィルタ全体の０次ホールドへの影響が最小限に抑えられる。
また低い周波数に極を持つローパスフィルタを低い割込周波数で実装すると、係数や演算に必要なビット数が少なくなる。
また、高域フィルタ計算部４１は１次のフィルタであるため、２次のラグリードフィルタを高い割込周波数で演算するのに比べＤＳＰ３０の処理負荷が軽くなる。
【００４９】
なお、単純に位相遅れ補償部分（低域フィルタ計算部４２）と位相すすみ補償部分（高域フィルタ計算部４１）を分けるだけでは適切ではない場合がある。これは、ラグリードフィルタの位相遅れ部分の０次ホールドがフィルタ全体の０次ホールドに影響してしまうためである。
このため、低域フィルタ計算部４２の周波数特性を、図４のように高域部分をカットするように設計することが適切である。
【００５０】
以上の実施の形態では、ディスク１として、ブルーレイディスクを例に挙げたが、本発明としては、他の種のディスクに対するディスクドライブ装置でも適用できる。また各種ディスクドライブ装置に実装される各種サーボフィルタにおいて好適である。
【００５１】
【発明の効果】
以上の説明から理解されるように本発明では、二次フィルタ演算に関し、低い（第１の）割込周波数での一次フィルタ計算を行う部分と、高い（第２の）周波数での一次フィルタ計算する部分に適切に切り分け、この切り分けた各フィルタ演算結果を加算することで二次フィルタ計算がなされた信号を出力する。そしてこれを二軸アクチュエータを駆動するサーボ系に適用する。
従って、高い周波数で計算する高域側処理部分が１次のフィルタになるため、２次のラグリードフィルタを高い割込周波数で演算するのに比べＤＳＰの処理負荷が軽くなるという効果がある。
また高帯域化によって高域側処理に高い割込周波数が要求されるものであるにもかかわらず、低域側処理は低い周波数に極を持つローパスフィルタ計算を低い割込周波数で実装することになり、係数や演算に必要なビット数が少なくなる。
そしてこれらのことから、例えば光ディスクドライブの高速化、高密度化に伴う高帯域サーボフィルタを実装する際、ＤＳＰの処理負荷を決める要素である演算ビット数と高い割込周波数での処理負荷の両方を低減させることができ、ディスクドライブ装置にとって非常に好適なものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のディスクドライブ装置の全体構成を示すブロック図である。
【図２】実施の形態のディスクドライブ装置に備えられるサーボ系のブロック図である。
【図３】実施の形態のフィルタ部のブロック図である。
【図４】実施の形態のフィルタ部の特性の説明図である。
【符号の説明】
１ディスク、１０ディスクドライブ装置、１１光学ピックアップ、１３スレッド機構、２０システムコントローラ、２１サーボ回路、３０ＤＳＰ、３１，３４Ａ／Ｄ変換器、３２，３５Ｄ／Ａ変換器、３３アクチュエータドライバ、４０Ｔ、４０Ｆフィルタ部、４１高域フィルタ計算部、４２低域フィルタ計算部、４３加算器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a disk drive device, a digital filter, and a filter calculation method, and more particularly to a technique suitable as filter calculation in a servo system.
[0002]
[Prior art]
[Patent Document 1]
JP-A-9-274505
In the technical field of recording / reproducing with respect to an optical disc, for example, the appearance of a technology for speeding up recording / reproduction using an existing format in a disc system, development of a new high-density optical disc format, etc. High linear velocity is being promoted.
[0003]
As is well known, in a disk drive device, focus servo control and tracking servo control for laser irradiation on a disk are performed. The focus servo control and tracking servo control are performed by driving a biaxial actuator that supports an objective lens serving as a laser emission end in the optical pickup.
Then, the servo system circuit performs error compensation (focus error signal and tracking error signal) generated from the reflected light information obtained by the optical pickup and performs filter processing such as phase compensation, and then the error after the filter processing. A drive signal (focus drive signal or tracking drive signal) for the biaxial actuator is generated based on the signal, and the biaxial actuator is driven and controlled.
For example, Patent Document 1 describes a servo control method using a DSP.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
Here, as the above-mentioned high-density recording and high linear velocity are advanced, a higher bandwidth of the actuator servo is required.
In general, an actuator servo of an optical disk drive device uses a lag lead filter (secondary filter) in a DSP (Digital Signal Processor) or the like with a predetermined interrupt frequency (in this case, the same frequency as the sampling frequency of the preceding A / D conversion process). However, the conventional servo software configuration method has the following two problems.
[0005]
<1> In order to shorten the 0th-order hold time necessary for realizing a wider actuator servo band, all lag lead filter operations must be executed at a high interrupt frequency, and a lot of DSP resources are consumed. In addition, it is necessary to use a high-speed DSP.
<2> When a conventional lag lead filter suitable for wideband servos is implemented using the servo software configuration method, high coefficient accuracy is required to obtain an appropriate low frequency characteristic, resulting in a large sum of bits. A product operation was required.
[0006]
This problem will be described.
In a digital servo system using a DSP or the like, basically, an error signal is A / D converted, and a filter calculation process for phase compensation or the like is performed in the DSP. In the filter operation processing in the DSP, the interrupt operation is performed at a predetermined interrupt frequency corresponding to the sampling frequency of A / D conversion, and the filter operation is performed. Then, the filtered output is D / A converted, supplied to the actuator driver, and a drive signal is applied to the biaxial actuator.
Here, half of the interrupt frequency (sampling frequency) in the filter operation is a delay time as seen from the servo loop. This delay time is referred to as the 0th-order hold.
If this zero-order hold is long, the effect of so-called phase rotation in the high frequency range becomes strong with respect to the servo operation, and there is a disadvantage that oscillation may occur in some cases. And in order to avoid this, the situation where the upper limit of a servo band cannot be designed high has arisen.
On the other hand, when higher servo bandwidth is required as described above, and higher frequency processing is required, the 0th-order hold needs to be shortened. In other words, the interrupt frequency (sampling frequency) must be increased. However, if the interrupt frequency is increased, higher DSP processing capability is required. For this reason, the problem <1> occurs.
[0007]
In addition, since it is a secondary filter calculation, a filter calculation that obtains characteristic change points at high and low frequencies is performed. However, increasing the interrupt frequency (sampling frequency) Disadvantageous. That is, on the high frequency side, the calculation accuracy is improved by a high interrupt frequency, but on the low frequency side, the arithmetic coefficient and the like are very small compared to the high frequency side, and the number of digits is large. For this reason, the problem <2> occurs.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
Accordingly, an object of the present invention is to solve the above-described problems in actuator driving by a digital servo using a DSP, for example, and to realize a highly accurate servo loop with a small zero-order hold.
[0009]
For this reason, the disk drive device of the present invention performs laser irradiation on the disk-shaped recording medium via an objective lens supported by a biaxial actuator in order to record or reproduce information on the disk-shaped recording medium. Head means for detecting reflected light information from the disk-shaped recording medium, and servo means for driving the biaxial actuator to perform servo control of the objective lens based on an error signal generated from the reflected light information; The servo means includes an A / D conversion means for converting the error signal into digital data, and an error signal as digital data output from the A / D conversion means. Performs low-pass primary filter operation processing using the embedded frequency Configured as a first-order low-pass filter with poles at low frequencies A high-pass primary filter using a second interrupt frequency higher than the first interrupt frequency with respect to an error signal as digital data output from the low-pass filter calculating means and the A / D conversion means Perform arithmetic processing Configured as a primary filter A high-pass filter calculating means, an adding means for adding the output of the low-pass filter calculating means and the output of the high-pass filter calculating means, and a drive signal for the biaxial actuator is output based on the output of the adding means. Drive means.
[0010]
The digital filter of the present invention performs low-pass primary filter operation processing on the input digital data using the first interrupt frequency. Configured as a first-order low-pass filter with poles at low frequencies The low-pass filter calculating means and the input digital data are subjected to high-pass primary filter operation processing using a second interrupt frequency higher than the first interrupt frequency. Configured as a primary filter High-pass filter calculation means, and addition that outputs a signal obtained by performing a second-order filter calculation on input digital data by adding the output of the low-pass filter calculation means and the output of the high-pass filter calculation means Means.
[0011]
The filter calculation method of the present invention uses the first interrupt frequency for the input digital data. By a low-pass filter configured as a first-order low-pass filter with poles at low frequencies A step of performing a low-frequency primary filter operation, and a second interrupt frequency higher than the first interrupt frequency for the input digital data. By a high pass filter configured as a first order filter The step of performing the high frequency side primary filter arithmetic processing, and adding and adding the result of the low frequency side primary filter arithmetic processing and the result of the high frequency side primary filter arithmetic processing to the input digital data Outputting a signal for which the filter calculation has been performed.
[0012]
That is, in the present invention described above, for example, when realizing a lag lead filter (secondary filter) used for controlling an actuator of an optical disk with a DSP, a portion suitable for mounting at a low interrupt frequency and a high interrupt frequency are mounted. It is divided into parts suitable for processing, and processing at a high interrupt frequency that requires a lot of DSP resources is minimized.
In other words, for the high frequency side processing, the influence of the 0th-order hold is reduced by processing at a high second interrupt frequency. On the other hand, for the low-frequency side processing, an increase in the number of bits in the sum-product operation is avoided by processing at a low first interrupt frequency.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below.
FIG. 1 shows a configuration of a disk drive device 10 of this example.
First, the disk drive apparatus 10 shown in this figure can record or reproduce data corresponding to a so-called Blu-ray Disc as the illustrated disk 1.
In this Blu-ray disc, for example, signal recording / reproduction is performed under the condition of a combination of a blue laser having a central emission wavelength of 405 nm and an objective lens having an NA of 0.85. Further, when the track pitch is 0.32 μm, the linear density is 0.12 μm / bit, and a data block of 64 KB (kilobyte) is used as one recording / reproducing unit and the format efficiency is about 82%, it is 23 for a disk having a diameter of 12 cm. .3 GB (gigabyte) capacity can be recorded and reproduced.
If the linear density is 0.112 μm / bit in the same format, a capacity of 25 GB can be recorded and reproduced. Furthermore, the recording layer can have a multilayer structure. For example, when the recording layer has two layers, the capacity can be about 46.6 BG or 50 GB.
[0014]
The disc 1 as such a Blu-ray disc is loaded on a turntable (not shown) and is driven to rotate at a constant linear velocity (CLV) by the spindle motor 12 during recording / reproducing operation.
The optical pickup (optical head) 11 reads data on the disk 1, that is, data by emboss pits in the case of a ROM disk and data by phase change marks in the case of a rewritable disk.
In the case of a rewritable disc, ADIP information and disc information embedded as wobbling of the groove track are read out.
When recording on a rewritable disc, the optical pickup 11 records data on the groove track as a phase change mark.
[0015]
In the optical pickup 11, a laser diode serving as a laser light source, a photodetector for detecting reflected light, an objective lens serving as an output end of the laser light, laser light is irradiated onto the disk recording surface via the objective lens, and An optical system (not shown) for guiding the reflected light to the photodetector is formed.
[0016]
In the optical pickup 11, the objective lens is held by a biaxial actuator so as to be movable in the tracking direction and the focus direction.
The entire optical pickup 11 can be moved in the radial direction of the disk by a thread mechanism 13.
The laser diode in the optical pickup 11 is driven to emit laser light by a drive signal (drive current) from the laser driver 23.
[0017]
Reflected light information from the disk 1 is detected by a photodetector in the optical pickup 11, converted into an electrical signal corresponding to the amount of received light, and supplied to the matrix circuit 14.
The matrix circuit 14 includes a current-voltage conversion circuit, a matrix calculation / amplification circuit, and the like corresponding to output currents from a plurality of light receiving elements as photodetectors, and generates necessary signals by matrix calculation processing.
For example, a high frequency signal (reproduction data signal) corresponding to reproduction data, a focus error signal for servo control, a tracking error signal, and the like are generated.
As the tracking error signal, for example, a push-pull signal is generated when the disk 1 is a rewritable disk, and a DPD signal is generated when the disk 1 is a ROM disk.
Further, a push-pull signal is generated as a signal related to groove wobbling, that is, a signal for detecting wobbling.
The matrix circuit 14 may be formed in the optical pickup 11 in some cases.
[0018]
The reproduction data signal output from the matrix circuit 14 is supplied to the reader / writer circuit 15, the focus error signal and tracking error signal are supplied to the servo circuit 21, and the push-pull signal, which is detection information of the wobbling groove, is supplied to the wobble circuit 18, respectively. The
[0019]
The reader / writer circuit 51 performs binarization processing on the reproduction data signal, reproduction clock generation processing by PLL, etc., reproduces data read from the phase change mark or emboss spot, and supplies it to the modulation / demodulation circuit 16 To do.
The modem circuit 16 includes a functional part as a decoder during reproduction and a functional part as an encoder during recording.
At the time of reproduction, as a decoding process, a run-length limited code is demodulated based on the reproduction clock.
[0020]
The ECC / scramble circuit 17 performs ECC encoding processing for adding an error correction code during recording and scrambling processing.
At the time of reproduction, descrambling processing for scramble processing is performed and ECC decoding processing for error correction is performed.
At the time of reproduction, the data demodulated by the modem circuit 16 is taken into an internal memory, and reproduction data is obtained by performing descrambling processing and error detection / correction processing.
[0021]
Data decoded up to reproduction data by the ECC / scramble circuit 17 is read based on an instruction from the system controller 20 and transferred to an AV (Audio-Visual) system 60.
[0022]
When the disk 1 is a rewritable disk, the push-pull signal output from the matrix circuit 14 as a signal related to the wobbling of the groove is processed in the wobble circuit 18. The push-pull signal as ADIP information is demodulated in the wobble circuit 18 and supplied to the address decoder 19 as a data stream that constitutes an ADIP address.
The address decoder 19 decodes the supplied data, obtains an address value, and supplies it to the system controller 20.
The address decoder 19 generates a clock by PLL processing using the wobble signal supplied from the wobble circuit 18, and supplies it to each unit as an encode clock at the time of recording, for example.
[0023]
When the disk 1 is a ROM disk, the address decoder 19 performs frame sync synchronization processing from the reproduction data signal, and reads address information, that is, the physical sector number, from the reproduction data signal. The obtained address information is supplied to the system controller 20. In this case, as a clock for address detection, a reproduction clock by a PLL in the reader / writer circuit 15 is used.
[0024]
At the time of recording on the rewritable disc, the recording data is transferred from the AV system 60. The recording data is sent to the memory in the ECC / scramble circuit 17 and buffered.
In this case, the ECC / scramble circuit 17 performs error correction code addition, scramble processing, subcode addition, and the like as encoding processing of the buffered recording data.
The data subjected to the ECC encoding and scramble processing is subjected to RLL (1-7) PP modulation in the modulation / demodulation circuit 16 and supplied to the reader / writer circuit 15.
As described above, the clock generated from the wobble signal is used as the reference clock for the encoding process during recording.
[0025]
The recording data generated by the encoding process is subjected to a recording compensation process by the reader / writer circuit 15 and fine adjustment of the optimum recording power and adjustment of the laser drive pulse waveform with respect to the recording layer characteristics, laser beam spot shape, recording linear velocity, etc. Etc. are sent to the laser driver 23 as a laser drive pulse.
The laser driver 23 applies the supplied laser drive pulse to the laser diode in the optical pickup 11 to perform laser emission driving. As a result, pits (phase change marks) corresponding to the recording data are formed on the disc 1.
[0026]
The laser driver 23 includes a so-called APC circuit (Auto Power Control), and the laser output is monitored regardless of the temperature or the like while monitoring the laser output power by the output of the laser power monitoring detector provided in the optical pickup 11. Control to be constant. The target value of the laser output at the time of recording and reproduction is given from the system controller 20, and control is performed so that the laser output level becomes the target value at the time of recording and reproduction.
[0027]
The servo circuit 21 generates various servo drive signals for focus, tracking, and thread from the focus error signal and tracking error signal from the matrix circuit 14 and executes the servo operation.
That is, a focus drive signal and a tracking drive signal are generated according to the focus error signal and tracking error signal, and the focus coil and tracking coil of the biaxial actuator in the pickup 51 are driven. As a result, a tracking servo loop and a focus servo loop are formed by the optical pickup 11, the matrix circuit 14, the servo circuit 21, and the biaxial actuator.
[0028]
The servo circuit 21 turns off the tracking servo loop and outputs a jump drive signal in accordance with a track jump command from the system controller 20 to execute a track jump operation.
Further, the servo circuit 21 generates a thread drive signal based on a thread error signal obtained as a low frequency component of the tracking error signal, a seek operation control from the system controller 20, and the like, and drives the thread mechanism 13. Although not shown, the sled mechanism 13 has a mechanism including a main shaft that holds the optical pickup 11, a sled motor, a transmission gear, and the like. The sled mechanism 13 drives the sled motor according to a sled drive signal. The slide movement is performed.
[0029]
The spindle servo circuit 22 performs control to rotate the spindle motor 12 by CLV.
The spindle servo circuit 22 obtains the clock generated by the PLL processing for the wobble signal as the current rotational speed information of the spindle motor 12 and compares it with predetermined CLV reference speed information to generate a spindle error signal. .
At the time of data reproduction, the reproduction clock (clock serving as a reference for decoding processing) generated by the PLL in the reader / writer circuit 15 becomes the current rotational speed information of the spindle motor 12, and this is used as a predetermined CLV. A spindle error signal can also be generated by comparing with the reference speed information.
The spindle servo circuit 22 outputs a spindle drive signal generated according to the spindle error signal, and causes the spindle motor 12 to perform CLV rotation.
The spindle servo circuit 22 generates a spindle drive signal in response to a spindle kick / brake control signal from the system controller 20, and executes operations such as starting, stopping, acceleration, and deceleration of the spindle motor 12.
[0030]
Various operations of the servo system and the recording / reproducing system as described above are controlled by a system controller 20 formed by a microcomputer.
The system controller 20 executes various processes in accordance with commands from the AV system 60.
[0031]
For example, when a write command (write command) is issued from the AV system 60, the system controller 20 first moves the optical pickup 11 to an address to be written. Then, the ECC / scramble circuit 17 and the modulation / demodulation circuit 16 perform the encoding process as described above on the data transferred from the AV system 60 (for example, video data of various systems such as MPEG2 or audio data). Then, recording is executed by supplying the laser drive pulse from the reader / writer circuit 15 to the laser driver 23 as described above.
[0032]
Further, for example, when a read command for requesting transfer of certain data (such as MPEG2 video data) recorded on the disk 1 is supplied from the AV system 60, seek operation control is first performed for the instructed address. That is, a command is issued to the servo circuit 21, and the access operation of the optical pickup 11 targeting the address specified by the seek command is executed.
Thereafter, operation control necessary for transferring the data in the designated data section to the AV system 60 is performed. That is, data reading from the disk 1 is performed, decoding / buffering in the reader / writer circuit 15, the modulation / demodulation circuit 16, and the ECC / scramble circuit 17 is executed, and the requested data is transferred.
[0033]
At the time of recording or reproducing these data, the system controller 20 controls access and recording / reproducing operations using the ADIP address detected by the address decoder 19 or the address information in the reproduced data signal.
[0034]
In the example of FIG. 1, the disk drive device 10 connected to the AV system 60 is used. However, the disk drive device of the present invention may be connected to, for example, a personal computer.
Furthermore, there may be a form that is not connected to other devices. In that case, for example, an operation unit and a display unit may be provided so that recording and reproduction are performed according to a user operation. Also, a terminal part for inputting / outputting various data may be formed as an interface part for inputting / outputting data.
Of course, there are various other configuration examples. For example, an example of a reproduction-only device is also conceivable.
[0035]
FIG. 2 shows only the tracking servo system and the focus servo system as the internal configuration of the servo circuit 21 shown in FIG. That is, only the circuit system that performs servo loop control is shown here for the biaxial actuator 11b that supports the objective lens 11a in the optical pickup 11.
[0036]
The servo circuit 21 includes an A / D converter 31, a filter unit 40T of the DSP 30, a D / A converter 32, and an actuator driver 33 as circuit units that form a tracking servo loop. Further, as a circuit unit for forming a focus servo loop, an A / D converter 34, a filter unit 40F of the DSP 30, a D / A converter 35, and an actuator driver 33 are provided.
The tracking error signal TE from the matrix circuit 14 described above is converted into digital data by the A / D converter 31 and input to the DSP 30. The A / D converter 31 performs sampling at a predetermined sampling frequency fs.
The DSP 30 performs a secondary filter operation for phase compensation by an internal software operation process corresponding to the filter unit 40T. Then, after the filtering process in the filter unit 40T, the D / A converter 32 converts it into an analog signal and supplies it to the actuator driver 33. Based on the output of the D / A converter 32, the actuator driver 33 applies a drive signal to the tracking coil of the biaxial actuator 11b to servo-control the objective lens 11a in the tracking direction.
The focus error signal FE from the matrix circuit 14 is converted into digital data by the A / D converter 34 and input to the DSP 30. The DSP 30 performs a secondary filter calculation for phase compensation by an internal software calculation process corresponding to the filter unit 40F. Then, after the filter process in the filter unit 40F, the filter driver 40F is supplied to the actuator driver 33 via the D / A converter 35. Based on the output of the D / A converter 35, the actuator driver 33 applies a drive signal to the focus coil of the biaxial actuator 11b to servo-control the objective lens 11a in the focus direction.
In this way, the servo circuit 21 realizes focus servo control and tracking servo control based on the focus error signal FE and the tracking error signal TE, respectively.
[0037]
In this example, filter calculation processing is performed on the tracking error signal TE and the focus error signal FE by the

filter units

40T and 40F in the DSP 30, respectively.
And in these filter parts 40 (40T, 40F), the secondary filter calculation as a lag reed filter is performed, respectively.
For example, as shown in FIG. 4A, the characteristic of the filter unit 40 is a characteristic having a change point at a low frequency f1 and a high frequency f2.
The transfer function H (s) of the filter unit 40 is expressed as a secondary transfer function as follows.
[Expression 1]

Note that ω is a value for determining the frequency characteristics of the filter.
[0038]
Here, when such a secondary filter is mounted on the DSP 30, an interrupt frequency for performing the filter calculation is determined, and z conversion is performed. The higher the interrupt frequency, the shorter the zero-order hold, the better the phase delay as a feedback loop, and it is advantageous when realizing a high-band servo.
On the other hand, as a demerit of increasing the interrupt frequency, as described above, the processing load of the DSP 30 may increase in the lag lead filter calculation at a high interrupt frequency.
Further, the poles and zeros of the transfer function, which are factors determining the frequency characteristics of the lag-lead filter, are located at a high frequency in the phase lead compensation portion and at a low frequency in the phase delay compensation portion. In order to realize a filter having a high interrupt frequency and a pole or zero at a low frequency, high calculation accuracy is required. As a result, the number of bits required for the coefficient and multiplication increases.
[0039]
Therefore, in this example, the lag reed filter is calculated separately for the part suitable for calculating at a low interrupt frequency and the part that must be processed at a high interrupt frequency, and the result is added to calculate the lag reed filter. To do.
FIG. 3 shows the configuration of the filter unit 40.
The filter unit 40 includes a high pass filter calculation unit 41, a low pass filter calculation unit 42, an adder 43, and a low pass filter 44.
[0040]
The high-pass filter calculation unit 41 samples input data (error signal) at a high interrupt frequency fs (H), and performs filter processing for phase advance compensation of the error signal. For example, the frequency characteristics of the high-pass filter calculation unit 41 are as shown in FIG. In addition, this is a calculation process as a primary filter. Transfer function H _H (s) is
[Expression 2]

It becomes.
On the other hand, the low-pass filter calculation unit 42 performs preprocessing on the input data (error signal) by the low-pass filter 44, and then compensates for the phase delay of the error signal at a low interrupt frequency fs (L). Perform filtering. For example, the frequency characteristic of the low-pass filter calculation unit 42 is as shown in FIG. In addition, this is a calculation process as a primary filter. Transfer function H _L (s) is
[Equation 3]

It becomes.
[0041]
The interrupt frequencies of the

filter calculation units

41 and 42 are, for example, fs (H) = 400 KHz, fs (L) = 80 KHz, and the like. These interrupt frequencies are set by software installed in the DSP 30.
In the case of this example, for example, the sampling frequency fs of the A / D converter 31 (or 34) shown in FIG. 2 is set to 400 KHz or the like, and therefore the interrupt frequency fs (H) = sampling frequency fs of the high-pass filter calculation unit 41 It becomes. That is, the filter calculation is performed by an interrupt process according to the sampling frequency fs of the digital data.
On the other hand, the low-pass filter calculation unit 42 performs filter calculation at an interrupt frequency lower than the sampling frequency fs. In this case, since the data sampled at high speed is subjected to filter processing by low-speed interrupt processing, preprocessing by the low-pass filter 44 is performed in order to prevent so-called aliasing. Accordingly, the cutoff frequency in the low pass filter 44 is set according to the interrupt frequency fs (L).
[0042]
The signals output from the

filter calculators

41 and 42 are added by the adder 43 and output.
This is the output as the filter unit 40, and the transfer function as the filter unit 40 is as shown in the above (Equation 1).
[0043]
In this example, the lag-lead filter of the transfer function of (Equation 1) is thus divided into a part suitable for calculation at a low interrupt frequency and a part that must be processed at a high interrupt frequency. Like that. The realization of the intended filter calculation with such a configuration will be described using mathematical expressions.
[0044]
First, the transfer function of the lag reed filter of (Equation 1) is modified as shown in the following (Equation 2). Ω _p1 <Ω _z1 <Ω _z2 <Ω _p2 It is.
[Expression 4]

However, G (s) is
[Equation 5]

It is.
[0045]
Using the constants a and b, the above G (s) is fractionally decomposed into the following form.
[Formula 6]

(S + ω on both sides of (Equation 6) _p1 )
[Expression 7]

It becomes. Where s = -ω _p1 Is substituted into (Equation 8) and (Equation 9).
[Equation 8]

[Equation 9]

[0046]
Transfer function H of high-pass filter calculation unit 41 _H (s) is the above (Formula 2), and the transfer function H of the low-pass filter calculating unit 42 _L (s) is shown in the above (Equation 3).
The filter unit 40 outputs the addition result of the high-pass filter calculation unit 41 and the low-pass filter calculation unit 42, so that the transfer function H _H (s), H _L When (s) is added,
[Expression 10]

That is, the transfer function H (s) of (Equation 1) is H _H (s) + H _L As can be seen from (s).
[0047]
In this example, as described above, the filter unit 40 (40T, 40F) for the tracking error signal TE or the focus error signal FE is divided into a high-pass filter calculating unit 41 and a low-pass filter calculating unit 42, and the high-pass filter calculating unit 41 Is calculated with a high interrupt frequency fs (H), and the low-pass filter calculation unit 42 calculates with a low interrupt frequency fs (L), and adds these together to output a lag-lead filter (FIG. 2). . Thereby, the following effects are obtained.
[0048]
The low-pass filter calculation unit 42 becomes a first-order low-pass filter having a pole at a low frequency. Since the calculation result of the low-pass filter attenuates as the frequency increases, even if the low-pass filter calculation unit 42 is mounted at a low interrupt frequency, the influence on the 0th-order hold of the entire lag-lead filter can be minimized.
If a low-pass filter having a pole at a low frequency is mounted at a low interrupt frequency, the number of coefficients and the number of bits required for calculation are reduced.
In addition, since the high-pass filter calculation unit 41 is a first-order filter, the processing load on the DSP 30 is lighter than when a second-order lag lead filter is operated at a high interrupt frequency.
[0049]
Note that it may not be appropriate to simply separate the phase lag compensation portion (low-pass filter calculation unit 42) and the phase blur compensation portion (high-pass filter calculation unit 41). This is because the 0th-order hold at the phase lag portion of the lag lead filter affects the 0th-order hold of the entire filter.
For this reason, it is appropriate to design the frequency characteristics of the low-pass filter calculation unit 42 so as to cut the high-frequency part as shown in FIG.
[0050]
In the above embodiment, a Blu-ray disc has been taken as an example of the disc 1, but the present invention can also be applied to disc drive devices for other types of discs. It is also suitable for various servo filters mounted on various disk drive devices.
[0051]
【The invention's effect】
As can be understood from the above description, the present invention relates to a secondary filter operation, a portion for performing a primary filter calculation at a low (first) interrupt frequency, and a primary filter calculation at a high (second) frequency. A signal that has been subjected to the secondary filter calculation is output by appropriately dividing the filter operation results and adding the divided filter calculation results. This is applied to a servo system that drives a biaxial actuator.
Therefore, since the high-frequency side processing portion calculated at a high frequency becomes a primary filter, there is an effect that the processing load of the DSP becomes lighter than when the secondary lag lead filter is operated at a high interrupt frequency.
In addition, although high interrupt frequency is required for high frequency processing due to high bandwidth, low frequency processing is to implement low pass filter calculation with poles at low frequency at low interrupt frequency. Therefore, the number of coefficients and the number of bits required for calculation are reduced.
From these facts, for example, when mounting a high-bandwidth servo filter accompanying an increase in the speed and density of an optical disk drive, both the number of arithmetic bits that are factors determining the processing load of the DSP and the processing load at a high interrupt frequency Can be reduced, which is very suitable for a disk drive device.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of a disk drive device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of a servo system provided in the disk drive device according to the embodiment.
FIG. 3 is a block diagram of a filter unit according to the embodiment.
FIG. 4 is an explanatory diagram of characteristics of the filter unit according to the embodiment.
[Explanation of symbols]
1 disk, 10 disk drive device, 11 optical pickup, 13 thread mechanism, 20 system controller, 21 servo circuit, 30 DSP, 31, 34 A / D converter, 32, 35 D / A converter, 33 actuator driver, 40T , 40F filter unit, 41 high pass filter calculation unit, 42 low pass filter calculation unit, 43 adder

Claims

In order to record or reproduce information with respect to the disk-shaped recording medium, laser irradiation is performed on the disk-shaped recording medium through an objective lens supported by a biaxial actuator, and reflected light information from the disk-shaped recording medium is also displayed. A head means for detecting;
Servo means for driving the biaxial actuator to perform servo control of the objective lens based on an error signal generated from the reflected light information;
With
In the above servo means,
A / D conversion means for converting the error signal into digital data;
As a first-order low-pass filter having a pole at a low frequency for performing low-pass primary filter operation processing using a first interrupt frequency on an error signal as digital data output from the A / D conversion means Configured low pass filter calculating means;
A first-order high-pass filter processing is performed on an error signal as digital data output from the A / D conversion means, using a second interrupt frequency higher than the first interrupt frequency . A high-pass filter calculating means configured as a filter;
Adding means for adding the output of the low-pass filter calculating means and the output of the high-pass filter calculating means;
Driving means for outputting a driving signal for the biaxial actuator based on the output of the adding means;
A disk drive device comprising:

Low-pass filter calculating means configured as a first-order low-pass filter having a pole at a low frequency for performing low- pass primary filter operation processing using the first interrupt frequency on input digital data;
High-pass filter calculation means configured as a primary filter for performing high-pass primary filter operation processing on the input digital data using a second interrupt frequency higher than the first interrupt frequency; ,
An adding means for outputting a signal obtained by performing a second-order filter calculation on input digital data by adding the output of the low-pass filter calculating means and the output of the high-pass filter calculating means;
A digital filter comprising:

Performing low-pass primary filter operation processing on input digital data with a low-pass filter configured as a first-order low-pass filter having a pole at a low frequency using a first interrupt frequency;
Performing high-frequency-side primary filter arithmetic processing on input digital data with a high-pass filter configured as a primary filter using a second interrupt frequency higher than the first interrupt frequency; ,
A step of adding and adding the result of the low-frequency side primary filter calculation process and the result of the high-frequency side primary filter calculation process to output a signal obtained by performing a secondary filter calculation on the input digital data;
A filter calculation method comprising: