JP4192609B2

JP4192609B2 - DC power conversion system

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Publication number: JP4192609B2
Application number: JP2003019641A
Authority: JP
Inventors: 敏文吉川; 博長瀬; 三根　　俊介; 定夫保苅; 玲彦叶田; 寛和名倉
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2003-01-29
Filing date: 2003-01-29
Publication date: 2008-12-10
Anticipated expiration: 2023-01-29
Also published as: JP2004236391A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータ，昇圧コンバータ，降圧コンバータ，昇降圧コンバータ，双方向コンバータ，双方向チョッパ回路，複合チョッパ回路に該当する直流電力変換システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
直流電力変換システムとは、入力した直流電力を電圧値，電流値の異なる直流電力へ変換して出力するシステムのことを指している。具体的には、ＤＣ／ＤＣコンバータ，昇圧コンバータ，降圧コンバータ，昇降圧コンバータ，双方向コンバータ，双方向チョッパ回路，複合チョッパ回路が該当する。直流電力変換システムの例として、特開２００１−１３９２４３号公報，特開２００１−２５３６５３号公報，特開２００１−３２０８９３号公報，特開２００１−１８７６７７号公報に蓄電池から供給される直流電力を入力電力とする直流電力変換システムの例が示されている。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００１−１３９２４３号公報
【特許文献２】
特開２００１−２５３６５３号公報
【特許文献３】
特開２００１−３２０８９３号公報
【特許文献４】
特開２００１−１８７６７７号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
直流電力変換システムは、入力された直流電力を異なる電流・電圧の直流電力に変換して出力する機能をもつが、出力電流をいかにして所望の電流値に制御するかがポイントとなる。ここで、先に列挙した従来技術に提示されている各々の直流電力変換システムは、定常状態を仮定した制御を実施しており、定常状態では望みの制御結果が得られるが、過渡的には制御誤差が大きくなる。
【０００５】
例えば、特開２００１−１３９２４３号公報，特開２００１−２５３６５３号公報では、蓄電池から直流電力変換システムへ入力する電流を検出して、これを直流電力変換システムの出力電流に対する指令値と比較して、検出値を指令値に近づけるような制御を実施している。つまり、指令は直流電力変換システムの出力電流として与えているにも関わらず、これと比較する検出値は入力電流で与えている。定常状態では、入力電流と出力電流はある定数倍の関係にあるため、この制御方法でも所望の結果が得られる。しかし、過渡状態では入力電流と出力電流の関係は時間的に変動しているため、制御誤差が大きくなるという問題が発生する。具体的には、制御系に外乱が発生した場合、また指令値が変化した場合の過渡状態において、制御誤差が大きくなるという問題が発生する。
【０００６】
尚、前記２件の従来技術で生じる問題をより正確に説明すると次のようになる。これらの制御構成は共に直流電圧補償器の出力が電流制御器の指令となって電流制御器に入力する。電流制御器では、指令値と、直流電力変換システムの入力電流の検出値との偏差を零にするように制御が実施される。つまり、指令値と入力電流の検出値が一致するように制御される。ここで、直流電圧補償器の出力の意味を考えると、直流電圧を指令値に制御させるために、直流電圧に直接関与する操作量を出力しているはずで、これは直流電力変換システムの出力電流に対応する。より詳しく述べると、直流電圧は直流電力変換システムの出力電流がコンデンサに流れ込み、その電荷が蓄積されることで決まるメカニズムとなっている（物理式的には、直流電圧＝直流電力変換システムの出力電流の時間積分）。つまり直流電圧に直接関与するのは直流電力変換システムの出力電流となっている。よって、直流電圧補償器の出力（＝直流電圧を制御するための操作量）は、直流電力変換システムの出力電流に対する指令値に対応する。従って、電流補償器では、指令値が出力電流に対応、検出値が入力電流に対応する状況となっており、定常状態では問題にならないが、過渡状態では制御誤差が大きくなる。
【０００７】
また、特開２００１−３２０８９３号公報でも充放電量演算・制御部として、直流電力変換システムの制御部の例が開示されているが、充放電量演算・制御部の具体的な内容は示されていない。本文中には、『リアクトルから流れる放電電流を制御することによって、結果的に電池からの放電量を制御することができる。』という記述があるが、実際には、直流電力変換システムの出力電流が電池の放電量（または充電量）に直接関与しており、記述にある『リアクトルを流れる電流』は直流電力変換システムの入力電流に対応する。つまりこの例でも、定常状態を前提にして、直流電力変換システムの入力電流を出力電流とみなして制御しているものと考えられる。従って、定常状態では所望の制御が得られるが、過渡状態では制御誤差が大きくなる問題が発生すると考えられる。
【０００８】
最後に、特開２００１−１８７６７７号公報に開示されている従来技術であるが、ここでも、充放電制御部として直流電力変換システムの制御部の例が開示されている。しかし、本文中の記載を読むと、母線電圧（インバータの入力となる平滑コンデンサ電圧）を目標電圧と比較して、充放電制御回路の導通時間を制御している。しかし、充放電制御回路の導通時間で母線電圧を一意に制御できるとは限らない。例えば、放電方向に電流が流れている場合は、導通時間を増幅することで、母線電圧を上げることができる。しかし、充電方向に電流が流れている場合は、導通時間を増幅すると母線電圧は下がることになる。つまり、電流が放電方向か充電方向かによって、充放電制御回路の導通時間と母線電圧の上げ下げの関係が変わってしまう。従って、適切に母線電圧を制御しようとするならば、充放電の電流制御を加えねばならず、そうなると、上記３つの従来技術と同じ問題に直面することになると考えられる。
【０００９】
以上述べたように、従来技術として開示されている直流電力変換システムは、出力電流の制御に対して、いずれも定常状態を前提とした制御を実施しているため、過渡状態では制御誤差が大きくなるという問題を抱えている。そのため、指令値が急に変化したり、負荷変動のような外乱が生じた場合に、制御の追従性が悪くなり、大きな電流が発生する可能性も起こりうる。特に、蓄電池を適用した直流電力変換システムである負荷平準化システムの場合、負荷変動に対して、蓄電池からの電流出力が間に合わず、過渡的に大きな電流が発生して、負荷平準が困難になる可能性も考えられる。
【００１０】
そこで、本発明では、直流電力変換システムの出力電流制御に対して、定常状態，過渡状態を問わず、どのような状態でも制御誤差を小さくできる直流電力変換システムを実現することを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため本発明では、直流電力変換システムの入力電流と出力電流と間に成り立つ物理的な関係に基づいて、どちらか一方に統一されるように瞬時瞬時で変換処理を実行する。これにより、指令と検出信号が入力電流に統一された制御、もしくは指令と検出信号が出力電流に統一された制御が実現できるため、直流電力変換システムの出力電流を高速かつ安定に制御できる。
【００１２】
具体的には、直流電力変換システムに対する出力電流指令を対応する入力電流指令に瞬時瞬時で変換する第１の手段と、第１の手段で変換された入力電流指令と入力電流検出信号との偏差を補償する第２の手段とを設ける。つまり、必要としている出力電流指令を対応する入力電流指令に‘翻訳’することで、以降では入力電流をベースにしたフィードバック制御に持ち込み、結果として、所望の出力電流が出力されるようになる。上記の出力電流指令を入力電流指令に変換する第１の手段は、瞬時瞬時で正確に演算されて変換されるため、定常状態，過渡状態に関わらず良好な制御性能が得られる。
【００１３】
また別の構成として、直流電力変換システムに対する入力電流検出信号を対応する出力電流検出信号に変換する第１の手段と、第１の手段で変換された出力電流検出信号と出力電流指令との偏差を補償する第２の手段を設ける。つまり、入力電流検出信号を対応する出力電流検出信号に‘翻訳’することで、以降では、出力電流をベースにしたフィードバック制御に持ち込み、結果として、所望の出力電流が出力されるようになる。上記の入力電流検出信号を出力電流検出信号に変換する第１の手段は、瞬時瞬時で正確に演算されて変換されるため、定常状態，過渡状態に関わらず良好な制御性能が得られる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１は本発明による直流電力変換システムの一実施例を示している。ここで、直流電力変換システムとは、ＤＣ／ＤＣコンバータ，昇圧コンバータ（昇圧チョッパ），降圧コンバータ（降圧チョッパ），双方向コンバータ（昇降圧コンバータ，双方向チョッパ回路，複合チョッパ回路）のような入力した直流電力を電流・電圧の異なる直流電力に変換して出力するシステムのことを指す。
【００１５】
まず図１に示した直流電力変換システムの構成から説明する。直流電力変換器（コンバータ）１は、入力端の直流電力（電圧Ｖ_IN，電流Ｉ_L ）を電圧Ｖ_OUT，電流Ｉ_OUT の直流電力に変換して出力する。尚、図１では左側から右側へ流れる電力の向きを想定して、直流電力変換器１の左側を入力端、右側を出力端としているが、逆に考えても差し支えなく直流電力変換器１の右側を入力端、左側を出力端と定めても良い。
【００１６】
入力端の直流電力(正確には、入力端からのエネルギー)は、電流の形で直流リアクトル２に蓄えられ、このエネルギーを直流電力変換器１は、上アームスイッチ１０１と下アームスイッチ１０２を相互にオン，オフさせて、出力端へと出力する。具体的には次のようになる。下アームスイッチ１０２をオン（上アームスイッチ１０１はオフ）させると、短絡されるため、入力端からの直流電流Ｉ_L
（リアクトル電流Ｉ_L ）が増大する。この電流は直流リアクトルにおいてエネルギーとして蓄積される。そして、上アームスイッチ１０１をオン(下アームオフ)すると、出力端側につながるため、電流Ｉ_L はコンバータ出力電流Ｉ_OUT となって出力端へと流れ込む。この結果、電流Ｉ_OUT を介して電力が出力端へ伝達される。
【００１７】
上アームスイッチ１０１と下アームスイッチ１０２は相補的にオン，オフされるため、両者のオン時間の比率によって電流Ｉ_OUT が決まる。つまり、上アームスイッチ１０１と下アームスイッチ１０２のオン時間の比率を操作することによって、電流Ｉ_OUT を変えることができる。上アームスイッチ１０１と下アームスイッチ１０２のオン，オフはゲート回路３が与えるゲート信号によって操作される。
【００１８】
直流電力変換システムのポイントは出力電流Ｉ_OUT をいかに制御するかにあり、本発明の目的は、Ｉ_OUT を定常状態，過渡状態に関わらず、高速かつ安定に制御するような直流電力変換システムを実現することになる。次にそのポイントとなる制御の構成について説明する。
【００１９】
制御の構成は、電流指令変換手段５，減算器６，電流補償器７，ＰＷＭ(PulseWidth Modulation）制御器８からなり、電流指令変換手段５が本発明の特徴となる。電流指令変換手段５は、コンバータ出力電流に対する指令Ｉ_OUT ^*を、出力端電圧の検出値Ｖ_OUT とコンバータ電圧指令値Ｖ_A ^*を用いて、リアクトル電流指令Ｉ_L ^* に変換する。変換されたリアクトル電流指令Ｉ_L ^* とリアクトル電流検出値Ｉ_L との偏差を減算器６でとり、電流補償器７において、その偏差を零にするようなコンバータ電圧指令Ｖ_A ^*が出力される。ここで、Ｖ_A ^*は図１中に示すように上下アームの中点の電圧Ｖ_A に対する指令値に対応している。またリアクトル電流検出値Ｉ_L は電流センサ４を介して検出される。ＰＷＭ制御器８では、コンバータ電圧指令Ｖ_A ^*に基づいてＰＷＭ指令が求められる。そして、ＰＷＭ指令はゲート回路３に入力されて、ゲート信号へと変換される。
【００２０】
以上に述べたような本発明による直流電力変換システムの動作原理の詳細を説明するために、ここで、まず図９により、従来技術による直流電力変換システムの動作原理について説明する。
【００２１】
図９は、従来技術による直流電力変換システムの一例を示している。図９において、図１と同符号の要素は同じ要素を表しており、ここでは説明を省略する。図９において、図１と異なる点は制御の構成にある。具体的には、コンバータ出力電流指令Ｉ_OUT ^*とリアクトル電流検出値Ｉ_L の偏差を減算器６でとり、これを電流補償器７で補償する点にある。電流補償器７以降は図１と同じ処理の流れになる。
【００２２】
直流電力変換システムでは、所望の電力を出力側へ伝達するために、コンバータの出力電流Ｉ_OUT をいかに制御するかがポイントとなる。しかし、図９の制御構成では、コンバータの出力電流指令Ｉ_OUT ^*に対して、リアクトル電流検出値
Ｉ_L をフィードバックして制御を実施している。この理由を図１０により詳しく説明する。
【００２３】
図１０は、図１および図９に示した直流電力変換器（コンバータ）の各部の電流波形を示している。リアクトル電流Ｉ_L は図１０のように時間的に電流が継続した直流電流となる。直流電力変換器１は上アームスイッチ部と下アームスイッチ部を相補的にオン，オフすることにより、Ｉ_L をコンバータ出力電流Ｉ_OUT と下アーム側を流れる電流Ｉ_X に振り分ける。その結果、Ｉ_OUT とＩ_X は図１０のようにＩ_L を時間方向に切り分けたパルス状の波形となる。即ち、スイッチングの周期をＴとし、上アームスイッチ部のオン時間をｋ（０＜ｋ＜１）、下アームスイッチ部のオン時間を１−ｋとすると、Ｉ_OUT は高さがＩ_L と同じで幅がｋＴのパルス波形となり、Ｉ_X は高さがＩ_L と同じで幅が（１−ｋ）Ｔのパルス波形となる。
【００２４】
このため、コンバータの出力電流Ｉ_OUT を直接検出してフィードバック制御するには、Ｉ_OUT のパルス波形を平滑化せねばならず、低域通過フィルタを通して処理する必要がある。ここで、低域通過フィルタを通すと時間遅れ（または信号の位相遅れ）が生じるため、制御に遅れが発生する。具体的には、Ｉ_OUT はスイッチング周期Ｔ（例えばＴ＝１００μ秒）と同周期のパルス波形のため、１０×Ｔ程度の時定数をもつ低域通過フィルタで処理しなければ平滑化できず、制御においてはフィードバック制御の安定性を確保するため、さらに１０×Ｔの数倍の制御時定数に設定する必要がある。このため、制御の遅れが大きくなり、指令値の変化に対する追従の遅れ、外乱が入力した際の変動の増幅等の問題が発生する。
【００２５】
上記を避けるため、図９に示した従来の技術では、平滑化の必要がないリアクトル電流Ｉ_L （図１０に示すように時間的に継続した波形）で代用してフィードバック制御を実施している。この場合、平滑化フィルタによる遅れの問題は解消されるが、図１０の波形をみれば分かるように、Ｉ_L ＝Ｉ_OUT の関係が成り立たないため、過渡的に制御誤差が増大するという問題が発生する。定常状態の場合には両者の大きさの間に一定の関係が成り立つため、制御誤差をゼロにできる
（その理由は、出力電流指令Ｉ_OUT ^*を決める上位の制御器が補正するため。しかし、この補正作用は時間がかかる。）。しかし、過渡状態では、Ｉ_L とＩ_OUT の比が時間的に変動するため、制御誤差が増大する（上位の制御器による補正作用が変動に追従できず、その間に大きな制御誤差が発生する）。例えば、直流電力変換システムの出力側に負荷が接続されている場合、負荷の変化に対して、高速に負荷変化に見合った出力電流Ｉ_OUT を注入して、その変化を補償する必要がある。しかし、図９に示した従来の技術では、負荷が変化している過渡時に、出力電流Ｉ_OUT の制御誤差が大きくなるため、高速な補償が難しくなる。
【００２６】
以上をまとめると、直流電力変換システムにおいてはコンバータ出力電流
Ｉ_OUT をいかに制御するかがポイントとなる。しかし、１）出力電流Ｉ_OUT を直接検出してフィードバック制御するには、Ｉ_OUT を平滑化するためのフィルタが必要となり、その時間遅れによって制御が遅れるため、過渡変動への制御が劣化するという問題がある。また、２）リアクトル電流Ｉ_L を検出してこれをＩ_OUT の代用として制御する図９に示した従来の技術では、過渡状態での制御誤差の増大が問題となる。
【００２７】
そこで、本発明では、定常状態，過渡状態に関わらず高速かつ安定にコンバータ出力電流を制御できる直流電力変換システムの実現が目的であり、既に説明した図１および図３に示した構成によってこれを実現できる。次に図１１を用いて、この解決原理を説明する。
【００２８】
図１１は、図１０に示したコンバータ出力電流波形Ｉ_OUT とリアクトル電流波形Ｉ_L に対する波形分析の結果を示している。Ｉ_L に対して、Ｉ_OUT は直流電力変換器（コンバータ）のスイッチングによって部分的に切り取った波形となっており、スイッチングの周期Ｔに対して、ｋＴの期間部分を切り取った波形となっている（ｋは上アームスイッチング部のオン時間比率、０＜ｋ＜１）。これより、コンバータ出力電流波形Ｉ_OUT の時間Ｔでの時間平均Ｉ_OUT(avg)は次のようになる。
【００２９】
【数１】

【００３０】
即ち、図１１に示すように、電流値ｋＩ_L の直流電流と見なすことができる。従って、何からの手段で上アームスイッチング部のオン時間比率ｋをリアルタイムで推定できれば、リアクトル電流Ｉ_L と乗算することで、Ｉ_OUT(avg)を求めることができる。
【００３１】
ｋは、コンバータ電圧指令をＶ_A ^*とすると（Ｖ_A は直流電力変換器の上アーム部と下アーム部の間の電圧、図１を参照）、コンバータ出力端電圧Ｖ_OUT に対して次の関係が成り立つ。
【００３２】
【数２】

【００３３】
従って、ｋは次式により求めることができる。
【００３４】
【数３】

【００３５】
ここで、コンバータ電圧指令Ｖ_A ^*は、内部で既に演算している値であり、またコンバータ出力端電圧Ｖ_OUT も一般的に直流電圧制御を実施しているため、既に検出している値である。従って、ｋは（３）式により容易に求めることが可能である。
【００３６】
既に概要を説明した図３は、上記の原理に基づいて、コンバータ出力電流指令Ｉ_OUT ^*をリアクトル電流指令Ｉ_L ^* に変換する電流変換手段のメカニズムを表している。コンバータ通流比率演算部５１は、（３）式に基づいてコンバータ通流比率ｋ（上アームスイッチング部のオン時間比率と同じ意味）を算出する。電流指令変換部５２は、（１）式を基にした次式により、コンバータ出力電流指令
Ｉ_OUT ^*からリアクトル電流Ｉ_L ^* を導く。
【００３７】
【数４】

【００３８】
コンバータ通流比率演算部５１では、まず除算器５１１により、コンバータ電圧指令値Ｖ_A ^*を出力端電圧検出値Ｖ_OUT で除算して、（３）式に基づいてｋを算出する。ここで、分母が非常に小さい値の場合はｋが非常に大きな値となるため、リミッタ５１２で上限および下限の範囲内に抑えるようにする。尚、ｋの下限を設定するのは、次の電流指令変換部５２でｋを分母とする除算を実施することによる。ｋの算出には検出値Ｖ_OUT を用いるため、検出値にノイズが含まれている可能性もある。この影響を避けるため、リミッタ５１２の出力に対して、ノイズ除去フィルタ（低域通過フィルタ）で処理する。
【００３９】
電流指令変換部５２では、コンバータ通流比率演算部５１で算出したコンバータ通流比率ｋとコンバータ出力電流指令Ｉ_OUT ^*を入力して、式（４）に従い、
Ｉ_L ^*を算出するための除算を除算器５２１により実行する。リミッタ５２２は除算により値が適正値から逸脱するのを補正する。このようにして、コンバータ出力電流指令Ｉ_OUT ^*がリアクトル電流指令Ｉ_L ^*に変換され、電流指令変換手段５より出力される。
【００４０】
図１に再び戻ってその動作原理を説明すると、図９に示した従来の技術に対して、コンバータ出力電流指令Ｉ_OUT ^*をリアクトル電流指令Ｉ_L ^*に変換する仕掛け（電流指令変換手段５）を有している点に特徴がある。即ち、Ｉ_OUT ^*を出力するのに必要なＩ_L ^*を求めることによって、以降では、Ｉ_L ^*とＩ_L のフィードバック制御に持ち込むことができる。その結果、間接的にＩ_OUT を適切に制御できる。電流指令変換手段５では、図３に示したように、リアルタイムでＩ_OUT ^*に対応するＩ_L ^*を逐次変換している。従って、図１に示した直流変換システムでは、定常状態，過渡状態に関わらず、瞬時瞬時で適切にコンバータ出力電流Ｉ_OUT を制御できる。
【００４１】
図１２は、図９に示した従来の技術による直流電力変換システムのコンバータ出力電流波形（図１２の（Ａ））と図１に示した本発明による直流電力変換システムのコンバータ出力電流波形（図１２の（Ｂ））を比較した図を示している。従来の技術による直流電力変換システムのコンバータ出力電流波形では、外乱変動（例えば負荷の変動，電源電圧の変動等）の発生により、波形が過渡的に大きく乱れている。この理由は既に説明した通りで、過渡的な制御誤差が原因となっている。一方、本発明では、全く同じ外乱変動が発生しても瞬時に変動を抑制できている。即ち、出力電流波形は外乱変動に影響されず瞬時に回復できている。この理由は、瞬時瞬時にｋを算出して、Ｉ_OUT ^*を対応するＩ_L ^*に変換した上で、Ｉ_L によりフィードバック制御しているため、瞬時瞬時で適切にＩ_OUT を制御できることによる。
【００４２】
以上説明したように、本発明による直流電力変換システムでは、先に示した式（３），式（４）に基づいて、電流指令変換手段（図１および図３の５）により、瞬時瞬時で、所望するコンバータ出力電流指令Ｉ_OUT ^*を対応するリアクトル電流指令Ｉ_L ^*に変換して、以降はリアクトル電流Ｉ_L によりフィードバック制御を実施しているため、高速かつ安定（検出値にＩ_L を用いているため平滑フィルタが必要なく、制御に遅れ要素がない）にコンバータ出力電流Ｉ_OUT を制御できる。その結果、負荷変動のような外乱の発生や指令値の変化に対して、過渡状態でも制御誤差を瞬時に抑制した制御を実現できる。
【００４３】
図２は、本発明による直流電力変換システムに対する第２の実施例の示した図となっている。図２において、図１と同じ符号を付けた要素は図１と同じ働きをする要素のため、説明を省略する。図２において、図１と異なるのは、リアクトル電流検出値Ｉ_L を電流検出値変換手段９において、コンバータ出力電流検出値Ｉ_OUT に変換して、コンバータ出力電流指令Ｉ_OUT ^*とＩ_OUT の偏差を減算器６で演算して、擬似的にコンバータ出力電流Ｉ_OUT でフィードバック制御を実施している点にある。
【００４４】
図４は、図２に示した電流検出値変換手段９の具体的な構成を示した図となっている。コンバータ通流比率演算部９１では、式（３）に基づいて、コンバータ電圧指令Ｖ_A ^*と出力端電圧検出値Ｖ_OUT からコンバータ通流比率ｋ（上アームスイッチング部のオン時間比率と同じ意味）を推定する。電流検出値変換部９２では、式（１）に基づいた次式により、リアクトル電流検出値Ｉ_L をコンバータ出力電流検出値Ｉ_OUT に変換する。
【００４５】
【数５】

【００４６】
具体的には、コンバータ通流比率演算部９１では、まず除算器９１１により、コンバータ電圧指令値Ｖ_A ^*を出力端電圧検出値Ｖ_OUT で除算して、（３）式に基づいてｋを算出する。ここで、分母が非常に小さい値の場合はｋが非常に大きな値となるため、リミッタ９１２で上限および下限の範囲内に抑えるようにする。ｋの算出には検出値Ｖ_OUT を用いるため、検出値にノイズが含まれている可能性もある。この影響を避けるため、リミッタ９１２の出力に対して、ノイズ除去フィルタ（低域通過フィルタ）で処理する。
【００４７】
電流検出値変換部９２では、コンバータ通流比率演算部９１で算出したコンバータ通流比率ｋとリアクトル電流検出値Ｉ_Lを入力して、式（５）に従い、Ｉ_OUTを算出するための乗算を乗算器９２１により実行する。リミッタ９２２は除算により値が適正値から逸脱するのを補正する。平均化フィルタ９２３はＩ_OUT を等価的に時間平均Ｉ_OUT(avg)に変換する作用をもつ。算出されたＩ_OUT はほぼ直流分と考えてよいため、平均化フィルタ９２３の時定数は小さくてよく、また平均化フィルタ９２３を省いてもよい。このようにして、リアクトル電流検出値Ｉ_L がコンバータ出力電流検出値Ｉ_OUT に変換され、電流検出値変換手段９より出力される。
【００４８】
図１と図２に示した実施例のポイントはそれぞれ次のようになる。
図１の実施例：指令値Ｉ_OUT ^*をＩ_L ^*に変換。変換したＩ_L ^*と検出値Ｉ_L の組合せで制御する。即ち、指令値Ｉ_OUT ^*側を変換して、Ｉ_L ^*とＩ_L で整合を取って制御する。
図２の実施例：検出値Ｉ_L をＩ_OUT に変換。指令値Ｉ_OUT ^*と変換したＩ_OUT の組合せで制御する。即ち、検出値Ｉ_L側を変換して、Ｉ_OUT ^*とＩ_OUTで整合を取って制御する。
【００４９】
上記のように、指令値側を変換するか、検出値側を変換するかの違いであるため、図２の実施例も図１と同様の効果が得られる。つまり、図１と同様に、図９に示した従来技術例の動作と比較すると、図１２のようになり、図２の直流電力変換システムでは図１２の（Ｂ）のように全く同じ外乱変動が発生しても瞬時に変動を抑制できる。即ち、出力電流波形は外乱変動に影響されず瞬時に回復できる。この理由は、瞬時瞬時にｋを算出して、検出したＩ_L を対応するＩ_OUT に変換した上で、Ｉ_OUT によりフィードバック制御しているため、瞬時瞬時で適切にＩ_OUT を制御できることによる。
【００５０】
また図２に示した実施例が、コンバータ出力電流Ｉ_OUT を直接検出してフィードバック制御する方式と異なるのは、Ｉ_OUT を直接検出する場合、既に述べたようにパルス波形を平滑化するための平滑化フィルタが必要となり、このフィルタによる遅れ（位相遅れ）が問題となるが、図２に示した実施例では、遅れの大きなフィルタなしにＩ_OUT を演算により算出できる。
【００５１】
以上のように、図２に示した直流電力変換システムでは、式（３），式（５）に基づいて、電流検出値変換手段（図２および図４の５）により、瞬時瞬時で、検出したリアクトル電流Ｉ_L をコンバータ出力電流検出値Ｉ_OUT に変換して、以降は、コンバータ出力電流Ｉ_OUT によりフィードバック制御を実施しているため、高速かつ安定にコンバータ出力電流Ｉ_OUT を制御できる。その結果、負荷変動のような外乱の発生や指令値の変化に対して、過渡状態でも制御誤差を瞬時に抑制した制御を実現できる。
【００５２】
図５は、本発明による直流電力変換システムに対する第３の実施例を示した図となっており、具体的には、蓄電池を入力側に備え、電動機を駆動するインバータ（直流／交流変換器）を出力側に備えた直流電力変換システムの例を示している。図５において、図１と同じ符号を付けた要素は図１と同じ働きをする要素のため、説明を省略する。図５において、交流／直流変換器１２は電源から供給される交流電力を直流に変換する。平滑コンデンサ１３は交流／直流変換器１２によって変換された直流電力を一時的に蓄えて平滑化する働きをする。直流／交流変換器１４は、直流電力を可変周波数，可変電圧の交流電力に変換して、交流電動機（モータ）を可変速駆動する。直流電力変換器１の入力側には蓄電池１５が接続されており、出力側は平滑コンデンサ１３に接続されている。この構成により、直流電力変換器１は蓄電池１５から直流電力を放電して出力側を介して直流／交流変換器１４へ電力を供給することや、直流／交流変換器１４から直流側へ出力された電力を出力側から引き込んで蓄電池１５へ充電するような動作を実行する。ここで、蓄電池１５には、鉛蓄電池，シール鉛蓄電池，ニッケル水素電池，リチウムイオン電池，レドックスフロー電池，ＮａＳ電池のような２次電池、またそれ以外にも燃料電池などが該当する。
【００５３】
次に図５に示した直流電力変換システムにおける制御の構成を説明する。本システムは、平滑コンデンサの直流電圧値を検出して、イ）直流電圧値が減少している場合には、直流／交流変換器１４から電動機へ電力が供給されているとして、蓄電池１５から直流／交流変換器１４へ電力を供給し、ロ）直流電圧値が増大している場合には、電動機が回生動作（発電機動作）をして、電動機から直流／交流変換器１４へ電力が戻されているとして、直流／交流変換器１４から蓄電池１５へ電力を充電するような制御を実施する。まず、平滑コンデンサ１３の直流電圧Ｖ_OUT （＝直流電力変換器１の出力電圧）に対する指令Ｖ_OUT ^*と直流電圧センサ１６を介して検出した直流電圧検出値Ｖ_OUT の偏差を減算器１７で演算し、直流電圧補償器１８でこの偏差を零に近づけるような出力電流指令Ｉ_OUT ^*を出力する。電流指令変換手段５は、出力電流指令Ｉ_OUT ^*と直流電圧検出値Ｖ_OUT を入力して、Ｉ_OUT ^*をリアクトル電流指令Ｉ_L ^*に変換する。電流指令変換手段５の詳細は図３により既に説明した通りとなる。リアクトル電流指令Ｉ_L ^*と電流センサ４を介して検出したリアクトル電流Ｉ_L との偏差を減算器６により演算し、電流補償器７はこの偏差を零に近づけるようなコンバータ電圧指令Ｖ_A ^*を出力する。ＰＷＭ制御器８はコンバータ電圧指令Ｖ_A ^*をＰＷＭ指令に変換し、ＰＷＭ指令は直流電力変換器１のゲート回路に入力されて、直流電力変換器１を駆動する。
【００５４】
図５に示した直流電力変換システムは、図１に示した直流電力変換システムを基礎としたものであり、直流電圧補償器１８より出力される出力電流指令Ｉ_OUT ^*以降の制御は図１の制御と同じになる。ポイントは、直流電圧補償器１８が直流電圧検出値Ｖ_OUT を指令値Ｖ_OUT ^*に近づけるために、直流電圧Ｖ_OUT に直接関与するコンバータ出力電流Ｉ_OUT に対する指令Ｉ_OUT ^*を要求するのに対して、電流指令変換手段５が要求されたＩ_OUT ^*を、対応するＩ_L ^*に変換して、Ｉ_L ^*とＩ_L によりフィードバック制御がなされている点にある。従来の技術（例えば特開2001−１３９２４３号，特開２００１−２５３６５３号）では、直流電圧補償器１８の出力であるＩ_OUT ^*とＩ_L とで偏差を取って制御を行っていたため、Ｉ_OUTとＩ_Lの違い（既に図１０，図１１を用いて説明している）を直流電圧補償器１８の方で補正せねばならず、特に過渡状態において、補正に時間がかかるため、過渡的に制御誤差が大きくなるという問題を抱えていた。しかし、図５に示した本発明による直流電流変換システムでは、電流指令変換手段５が瞬時瞬時でＩ_OUT ^*を対応するＩ_L ^* に変換してＩ_L ^* とＩ_L によるフィードバック制御の形へ移しているために、定常状態，過渡状態に関わらず高速かつ安定にＩ_OUT を制御できる。その結果、直流電圧Ｖ_OUT の変動を高速かつ安定に制御できるため、蓄電池から電動機への電力供給，電動機から蓄電池への充電が定常状態，過渡状態に関わらず適切に制御誤差を抑えて実行することができる。
【００５５】
例えば、停電発生時のように交流／直流変換器１２からの電力供給が瞬時に途絶える場合は、電動機起動時の直流／交流変換器１４への電力供給は蓄電池１５が素早く実施する必要がある。しかし、従来の技術による構成の場合は、直流電圧の偏差を補償するための指令Ｉ_OUT ^*と検出値Ｉ_L の偏差で電流制御を実施していたために、両者の違いを直流電圧補償器１８が補正せねばならず、時間を要するため、適切に電力供給ができなかった。しかし、図５に示した本発明による構成では、電流指令変換手段５により瞬時瞬時でＩ_OUT ^*を対応するＩ_L ^*に変換しているため、高速かつ安定にＩ_OUT を制御でき、その結果、蓄電池から直流／交流変換器１４への電力供給も遅れなく、適切に実施することが可能になる。
【００５６】
図６は、本発明による直流電力変換システムに対する第４の実施例を示した図となっており、図５と同様のシステム構成であるが、制御の構成において、図２に示した制御構成を適用している。即ち、直流電圧補償器１８の出力Ｉ_OUT ^*はそのままにして、リアクトル電流検出値Ｉ_L を電流検出値変換手段９によりコンバータ出力電流検出値Ｉ_OUT に変換して、Ｉ_OUT ^*とＩ_OUT によりフィードバック制御を実施している。制御原理的には図１と図２の違いと同じであり、図５と同様の効果を得ることができる。
【００５７】
図７は、本発明による直流電力変換システムに対する第５の実施例を示した図となっており、具体的には、蓄電池を入力側に備え、電動機を駆動するインバータ（直流／交流変換器）を出力側に備えた直流電力変換システムをベースにした負荷平準化システムの例を表している。また負荷としてはエレベータ装置の例を示している。図７において、図１および図５と同じ符号を付けた要素は図１および図５と同じ働きをする要素のため、説明を省略する。図７に示した負荷平準化システムは、マクロに見ると、エレベータ装置（図７の２０〜２３）の動作に対して、主に蓄電池１５から電力を供給して（回生時は蓄電池１５へ回生電力を充電）、電源１９から供給される電力は常に所定値以下になるように制御される。従って、電源１９側から見ると、所定値以下に平準化された負荷となる。
【００５８】
図７において、図１および図５とは異なる要素のみを説明すると、電動機２０は直流／交流変換器１４から可変周波数・可変電圧の電力の供給を受けて、綱車２１を介して、エレベータのかご２２を昇降させる。綱車２１にはロープを介してエレベータのかご２２と釣り合い錘２３がかかっており、つるべ式原理で電動機２０が綱車２１を回転させることによって、エレベータのかご２２を昇降動作させる。電源１９は交流三相電源で、電動機２０と蓄電池１５へ向けて電力を供給する。電流センサ２４は電源１９から交流／直流変換器１２に流入する電源電流ｉｓを検出する。検出した電源電流ｉｓを基にして、このｉｓを所定値以下にするような負荷平準化制御が実施される。
【００５９】
制御の構成については、電源電流ｉｓの目標レベルを定めた電源電流指令
ｉｓ^* と、電流センサ２４より取り込んだ電源電流検出値ｉｓとを減算器２５にて偏差を演算する。そして、電源電流補償器２６では、ｉｓ^* とｉｓの偏差を零に近づけるような直流電圧指令Ｖ_OUT ^*が出力される。ここで、ｉｓは電源１９の電圧と平滑コンデンサ１３の直流電圧Ｖ_OUT との差によって決まるため、Ｖ_OUT を指令Ｖ_OUT ^*によって操作することによって、ｉｓをｉｓ^* に近づけるような制御が可能となる。電源電流補償器２６の出力Ｖ_OUT ^*以降の制御構成は図５に示したものと同じであり説明は省略する。
【００６０】
図７に示した負荷平準化システムでは、電源電流ｉｓをいかにして電源電流指令ｉｓ^* に追従されるかがポイントであり、これは電源電流補償器より出力された直流電圧指令Ｖ_OUT ^*に直流電圧Ｖ_OUT をいかに追従させるかに帰着される。さらに、Ｖ_OUTをＶ_OUT ^*にいかにして追従させるかは、コンバータの出力電流Ｉ_OUTの制御にかかっている（指令Ｉ_OUT ^*にＩ_OUT をいかにして追従させるかにかかっている）。つまり、負荷平準化制御がうまく機能するかどうかは直流電力変換システムの出力電流Ｉ_OUT の制御性能に帰着される。
【００６１】
そこで、図７に示した負荷平準化システムでは、電流指令変換手段により、コンバータの出力電流指令Ｉ_OUT ^*を対応するリアクトル電流指令Ｉ_L ^*に変換して、Ｉ_L ^*とリアクトル電流検出値Ｉ_L で整合を取ってフィードバック制御を実施している。この結果、既に図１や図５の構成で説明したように、コンバータの出力電流Ｉ_OUT は指令Ｉ_OUT ^*に定常状態，過渡状態に関わらず高速かつ安定に制御することができる。
【００６２】
図１３は、図９に示したような従来の直流電力変換システムをベースにした負荷平準化システムと、図７に示した本発明による負荷平準化システムとの動作波形を比較したものである。
【００６３】
図１３（Ａ）は従来の直流電力変換システムをベースにした負荷平準システムに対する電源電流ｉｓの振幅の様子を横軸を時間に取って表したものであるが、エレベータが起動して、加速状態にあるときにｉｓを所定値（負荷平準上限レベル）以下にする制御がうまく機能せず、過渡的にｉｓの振幅が負荷平準上限レベルを越えてしまっている様子が示されている。この理由は、先に述べたように、コンバータ出力電流Ｉ_OUT の制御が過渡状態で誤差が大きくなることに帰着される。即ち、エレベータが起動した過渡時に、平滑コンデンサの直流電圧Ｖ_OUT が下がるため、高速にコンバータ出力電流Ｉ_OUT を注入してＶ_OUT を補償する必要があるが、従来の制御では、Ｉ_OUT を過渡的に変化させる制御を実施した場合に、大きな制御誤差が生じるため、結局Ｖ_OUT の補償に時間がかかり、そのために電源側とＶ_OUT との間の電圧差が増加するため、大きなｉｓが流れてしまう。負荷平準化制御の目的は、電源からの電力または電流を常に所定値以下に抑えることであり、従来技術の例では図１３（Ａ）のようにうまくいかないという問題が生じる。
【００６４】
図１３（Ｂ）は、図７に示した本発明による負荷平準化システムに対する電源電流ｉｓの振幅の様子を横軸を時間に取って表したものである。この図に示されているように、エレベータが起動しても、それによる電源電流ｉｓの変動は高速に抑制されている。この理由は、図７に示した電流指令変換手段５の作用により、コンバータ出力電流指令Ｉ_OUT ^*をリアクトル電流指令Ｉ_L ^*に置き換えてＩ_L ^*とリアクトル電流Ｉ_L で制御することにより、間接的にコンバータ出力電流Ｉ_OUT を高速かつ安定に制御できることに帰着される。即ち、エレベータの起動した過渡時に、電力が電動機側へ供給されるため、平滑コンデンサの電圧Ｖ_OUT が下がるが、この変化を補償するための指令Ｉ_OUT ^*（図７の直流電圧補償器１８より出力される）に対して、Ｉ_OUT を定常状態，過渡状態に関わらず高速かつ安定に制御できるため、直ちにＶ_OUTの低下は補償される。この結果、電源の電圧とＶ_OUTに差が生じるのもわずかの時間のため、電源電流ｉｓの変動は瞬時に抑制することができる。このような効果が図１３（Ｂ）には表されている。
【００６５】
図８は、本発明による直流電力変換システムに対する第６の実施例を示した図となっており、具体的には、図７に示したような、直流電力変換システムをベースにした負荷平準化システムの図７とは異なる例を示したものとなっている。ここでも負荷としてはエレベータ装置の例を示している。図８において、図７と同じ符号を付けた要素は図７と同じ働きをする要素のため、説明を省略する。
【００６６】
以下、図８において、図７と異なる要素のみについて説明する。図８が図７と大きく異なる所は、エレベータを可変速駆動するための交流／直流変換器１２，平滑コンデンサ１３，直流／交流変換器１４の変換器セットの電源側に、交流／直流変換器２７と平滑コンデンサ２８と直流／交流変換器２９の変換器セットを挿入し、後者の変換器セットから蓄電電池による電力を出したり（放電）入れたり（充電）していることにある。図８に示した負荷平準化システムの場合は、既設のエレベータシステムの内部に何も手を加えずに、その電源側に変換器セットと直流電力変換システムを組込んだシステムを挿入するだけで、負荷平準化を図ることができるというメリットがある。
【００６７】
図８に示した負荷平準化システムの動作の流れを簡単に説明すると、電源１９から供給される電力を交流／直流変換器２７で直流電力に変換し、これを平滑コンデンサ２８で平滑化して、直流／交流変換器２９にて交流電力に再変換する。再変換された交流電力は交流／直流変換器１２（既設のもの）、直流／交流変換器１４（既設のもの）を介して可変周波数，可変電圧の交流電力に変換されて、エレベータを駆動する電動機２０へ供給される。
【００６８】
直流電力変換システムは、電源電流ｉｓを所定レベル以下、平滑コンデンサ２８の直流電圧Ｖ_OUT （電圧センサ３０により検出）を所定値となるように、蓄電池１５の電力を、直流変換器１を介して直流／交流変換器２９側へ供給する。制御構成とその動作は図７と同様である。
【００６９】
図８に示した負荷平準化システムの場合は、図７に示した負荷平準化システムで得られる効果に加えて、さらに既設のエレベータシステム内部に何も手を加えずに負荷平準化システムを導入できるという効果が得られる。特に図８のように、既設のシステムと全く接触しないというコンセプトを実現するには、既設システムからは例えば負荷の起動情報等が得られないため、負荷の起動を電力の変化、この場合は平滑コンデンサ２８の直流電圧Ｖ_OUT の変化を検出して、高速にＶ_OUT の変化を補償する必要がある。つまり直流変換システムの出力電流Ｉ_OUT を高速かつ安定に制御する必要性はより強く要求されるため、電流指令変換手段５による高速制御作用は、図８のシステムを実現する上で必須となる。
【００７０】
【発明の効果】
以上、記述したように本発明による直流電力変換システムによれば、定常状態，過渡状態に関わらず瞬時瞬時で適切に出力電流を制御できるため、高速かつ安定に出力電流を制御できる直流電力変換システムを実現できる。別の言い方をすると、負荷変動や電源電圧変動による外乱や指令値の瞬時変化に対して、制御誤差を小さく抑えることができ安定した直流電力変換システムを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示す図である。
【図２】本発明の第２の実施例を示す図である。
【図３】図１の要素の詳細構成例を示す図である。
【図４】図２の要素の詳細構成例を示す図である。
【図５】本発明の第３の実施例を示す図である。
【図６】本発明の第４の実施例を示す図である。
【図７】本発明の第５の実施例を示す図である。
【図８】本発明の第６の実施例を示す図である。
【図９】従来の技術による構成例を示す図である。
【図１０】直流電力変換システム各部の電流波形を示す図である。
【図１１】コンバータ出力電流波形とリアクトル電流波形の波形分析を示す図である。
【図１２】従来の技術と本発明の第１の実施例，第２の実施例による電流制御結果の例を示す図である。
【図１３】従来の技術と本発明の第５の実施例，第６の実施例による負荷平準制御結果の例を示す図である。
【符号の説明】
１…直流電力変換器、２…直流リアクトル、３…ゲート回路、４，２４…電流センサ、５…電流指令変換手段、６，１７，２５…減算器、７…電流補償器、８…ＰＷＭ(Pulse Width Modulation）制御器、９…電流検出値変換手段、１２，２７…交流／直流変換器、１３，２８…平滑コンデンサ、１４，２９…直流／交流変換器、１５…蓄電池、１６，３０…電圧センサ、１８…直流電圧補償器、
１９…交流電源、２０…電動機、２１…綱車、２２…エレベータかご、２３…釣り合い錘、２６…電源電流補償器、５１，９１…コンバータ通流比率演算部、
５２…電流指令変換部、９２…電流検出値変換部、１０１…上アームスイッチ、１０２…下アームスイッチ、５１１，５２１，９１１…除算器、５１２，５２２，９１２，９２２…リミッタ、５１３，９１３…ノイズ除去フィルタ、９２１…乗算器、９２３…平均化フィルタ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a DC power conversion system corresponding to a DC / DC converter, a boost converter, a step-down converter, a buck-boost converter, a bidirectional converter, a bidirectional chopper circuit, and a composite chopper circuit.
[0002]
[Prior art]
A DC power conversion system refers to a system that converts input DC power into DC power having different voltage and current values and outputs the converted DC power. Specifically, a DC / DC converter, a step-up converter, a step-down converter, a buck-boost converter, a bidirectional converter, a bidirectional chopper circuit, and a composite chopper circuit are applicable. As an example of the DC power conversion system, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-139243, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-253653, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-320893, and Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-187777 are used as input power. An example of a direct current power conversion system is shown.
[0003]
[Patent Document 1]
JP 2001-139243 A
[Patent Document 2]
JP 2001-253653 A
[Patent Document 3]
JP 2001-320893 A
[Patent Document 4]
JP 2001-187777 A
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
The direct-current power conversion system has a function of converting input direct-current power into direct-current power of different current / voltage and outputting it, but the key is how to control the output current to a desired current value. Here, each DC power conversion system presented in the prior art listed above performs control assuming a steady state, and a desired control result can be obtained in the steady state. Control error increases.
[0005]
For example, in Japanese Patent Laid-Open Nos. 2001-139243 and 2001-253653, a current input from a storage battery to a DC power conversion system is detected and compared with a command value for an output current of the DC power conversion system. The control is performed so that the detected value approaches the command value. That is, although the command is given as the output current of the DC power conversion system, the detected value to be compared with this is given as the input current. In the steady state, since the input current and the output current are in a constant multiple relationship, a desired result can be obtained even with this control method. However, since the relationship between the input current and the output current fluctuates with time in the transient state, there arises a problem that the control error increases. Specifically, there arises a problem that a control error increases in a transient state when a disturbance occurs in the control system or when a command value changes.
[0006]
The problem that occurs in the two prior arts will be described more precisely as follows. In both of these control configurations, the output of the DC voltage compensator is input to the current controller as a command of the current controller. In the current controller, control is performed so that the deviation between the command value and the detected value of the input current of the DC power conversion system becomes zero. That is, control is performed so that the command value matches the detected value of the input current. Here, considering the meaning of the output of the DC voltage compensator, in order to control the DC voltage to the command value, an operation amount that is directly related to the DC voltage should be output, which is the output of the DC power conversion system. Corresponds to current. More specifically, the DC voltage is a mechanism determined by the output current of the DC power conversion system flowing into the capacitor and the charge being accumulated (physically, DC voltage = output of the DC power conversion system). Time integration of current). That is, it is the output current of the DC power conversion system that is directly related to the DC voltage. Therefore, the output of the DC voltage compensator (= the operation amount for controlling the DC voltage) corresponds to the command value for the output current of the DC power conversion system. Therefore, in the current compensator, the command value corresponds to the output current, and the detected value corresponds to the input current. This is not a problem in the steady state, but the control error is large in the transient state.
[0007]
Japanese Patent Laid-Open No. 2001-320893 also discloses an example of a control unit of a DC power conversion system as a charge / discharge amount calculation / control unit, but specific contents of the charge / discharge amount calculation / control unit are shown. Not. In the text, “By controlling the discharge current flowing from the reactor, the amount of discharge from the battery can be controlled as a result. However, in reality, the output current of the DC power conversion system is directly related to the discharge amount (or charge amount) of the battery, and the “current flowing through the reactor” in the description is that of the DC power conversion system. Corresponds to the input current. That is, also in this example, it is considered that control is performed by regarding the input current of the DC power conversion system as the output current on the assumption of the steady state. Therefore, although desired control can be obtained in the steady state, a problem that the control error increases in the transient state may occur.
[0008]
Finally, although it is the prior art disclosed by Unexamined-Japanese-Patent No. 2001-187777, also here, the example of the control part of a DC power conversion system is disclosed as a charging / discharging control part. However, when the description in the text is read, the conduction time of the charge / discharge control circuit is controlled by comparing the bus voltage (smoothing capacitor voltage as an input of the inverter) with the target voltage. However, the bus voltage cannot always be uniquely controlled by the conduction time of the charge / discharge control circuit. For example, when a current flows in the discharge direction, the bus voltage can be increased by amplifying the conduction time. However, when a current flows in the charging direction, the bus voltage decreases when the conduction time is amplified. That is, the relationship between the conduction time of the charge / discharge control circuit and the increase / decrease of the bus voltage varies depending on whether the current is in the discharging direction or the charging direction. Therefore, if the bus voltage is to be controlled appropriately, charging / discharging current control must be added, and if so, the same problems as those of the above three conventional techniques will be faced.
[0009]
As described above, since the DC power conversion system disclosed as the prior art performs the control based on the steady state for the control of the output current, the control error is large in the transient state. Have the problem of becoming. For this reason, when the command value changes suddenly or a disturbance such as a load fluctuation occurs, the followability of the control is deteriorated and a large current may be generated. In particular, in the case of a load leveling system that is a DC power conversion system to which a storage battery is applied, the current output from the storage battery cannot keep up with the load fluctuation, and a large current is generated transiently, making load leveling difficult. There is a possibility.
[0010]
Therefore, an object of the present invention is to realize a DC power conversion system that can reduce a control error in any state regardless of a steady state or a transient state with respect to output current control of the DC power conversion system.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, according to the present invention, the conversion process is executed instantaneously so as to be unified to either one based on the physical relationship established between the input current and the output current of the DC power conversion system. Thereby, since the control in which the command and the detection signal are unified to the input current or the control in which the command and the detection signal are unified to the output current can be realized, the output current of the DC power conversion system can be controlled at high speed and stably.
[0012]
Specifically, the first means for instantaneously converting the output current command for the DC power conversion system into the corresponding input current command, and the deviation between the input current command converted by the first means and the input current detection signal And a second means for compensating for. That is, by ‘translating’ a required output current command into a corresponding input current command, it is brought into feedback control based on the input current, and as a result, a desired output current is output. Since the first means for converting the output current command to the input current command is accurately calculated and converted instantaneously, good control performance can be obtained regardless of the steady state or the transient state.
[0013]
As another configuration, a first means for converting an input current detection signal for the DC power conversion system into a corresponding output current detection signal, and a deviation between the output current detection signal converted by the first means and the output current command A second means for compensating is provided. That is, by “translating” the input current detection signal into the corresponding output current detection signal, the input current detection signal is brought into feedback control based on the output current, and as a result, a desired output current is output. Since the first means for converting the input current detection signal to the output current detection signal is accurately calculated and converted instantaneously, good control performance can be obtained regardless of the steady state or the transient state.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows an embodiment of a DC power conversion system according to the present invention. Here, the DC power conversion system is an input such as a DC / DC converter, a step-up converter (step-up chopper), a step-down converter (step-down chopper), and a bidirectional converter (buck-boost converter, bidirectional chopper circuit, composite chopper circuit). This refers to a system that converts DC power into DC power with different current and voltage and outputs it.
[0015]
First, the configuration of the DC power conversion system shown in FIG. 1 will be described. The DC power converter (converter) 1 has a DC power (voltage V_IN, Current I_L ) Voltage V_OUT, Current I_OUT Converted to DC power and output. In FIG. 1, assuming the direction of power flowing from the left side to the right side, the left side of the DC power converter 1 is the input end and the right side is the output end. The right side may be defined as the input end and the left side as the output end.
[0016]
The DC power at the input end (more precisely, the energy from the input end) is stored in the DC reactor 2 in the form of a current, and the DC power converter 1 passes this energy between the upper arm switch 101 and the lower arm switch 102. Is turned on and off and output to the output terminal. Specifically: When the lower arm switch 102 is turned on (the upper arm switch 101 is turned off), a short circuit occurs, so that the direct current I from the input terminal_L
(Reactor current I_L ) Increases. This current is stored as energy in the DC reactor. When the upper arm switch 101 is turned on (lower arm is turned off), the current I is connected to the output end side._L Is the converter output current I_OUT And flows into the output end. As a result, the current I_OUT The electric power is transmitted to the output terminal via.
[0017]
Since the upper arm switch 101 and the lower arm switch 102 are turned on and off in a complementary manner, the current I_OUT Is decided. That is, by operating the ratio of the on-time of the upper arm switch 101 and the lower arm switch 102, the current I_OUT Can be changed. The upper arm switch 101 and the lower arm switch 102 are turned on / off by a gate signal provided by the gate circuit 3.
[0018]
The point of the DC power conversion system is the output current I_OUT The object of the present invention is to control I._OUT Therefore, it is possible to realize a DC power conversion system that can stably and quickly control the power regardless of the steady state or the transient state. Next, the configuration of control as the point will be described.
[0019]
The control configuration includes a current command conversion means 5, a subtractor 6, a current compensator 7, and a PWM (PulseWidth Modulation) controller 8. The current command conversion means 5 is a feature of the present invention. The current command conversion means 5 is a command I for the converter output current._OUT ^*Is the detected value V of the output terminal voltage._OUT And converter voltage command value V_A ^*Using the reactor current command I_L ^* Convert to Converted reactor current command I_L ^* And reactor current detection value I_L The subtractor 6 takes the deviation from the converter voltage command V so that the current compensator 7 makes the deviation zero._A ^*Is output. Where V_A ^*Is the voltage V at the midpoint of the upper and lower arms as shown in FIG._A It corresponds to the command value for. Also, the reactor current detection value I_L Is detected via the current sensor 4. In the PWM controller 8, the converter voltage command V_A ^*Based on the above, a PWM command is obtained. The PWM command is input to the gate circuit 3 and converted into a gate signal.
[0020]
In order to explain the details of the operating principle of the DC power conversion system according to the present invention as described above, first, the operating principle of the DC power conversion system according to the prior art will be described with reference to FIG.
[0021]
FIG. 9 shows an example of a conventional DC power conversion system. 9, elements having the same reference numerals as those in FIG. 1 represent the same elements, and description thereof is omitted here. 9 is different from FIG. 1 in the control configuration. Specifically, converter output current command I_OUT ^*And reactor current detection value I_L The difference is that the subtractor 6 takes this deviation and the current compensator 7 compensates this deviation. The flow after the current compensator 7 is the same as in FIG.
[0022]
In the DC power conversion system, in order to transmit desired power to the output side, the output current I of the converter_OUT The point is how to control. However, in the control configuration of FIG. 9, the output current command I of the converter_OUT ^*, Reactor current detection value
I_L Control is implemented by feedback. The reason for this will be described in detail with reference to FIG.
[0023]
FIG. 10 shows current waveforms at various parts of the DC power converter (converter) shown in FIGS. 1 and 9. Reactor current I_L Becomes a direct current in which the current continues in time as shown in FIG. The DC power converter 1 turns on and off the upper arm switch part and the lower arm switch part in a complementary manner, so that I_L The converter output current I_OUT And current I flowing through the lower arm_X Sort out. As a result, I_OUT And I_X Is I as shown in FIG._L Becomes a pulse-like waveform obtained by dividing the waveform in the time direction. That is, if the switching period is T, the on-time of the upper arm switch unit is k (0 <k <1), and the on-time of the lower arm switch unit is 1-k, I_OUT Is I height_L And a pulse waveform with a width of kT and I_X Is I height_L And a pulse waveform with a width of (1-k) T.
[0024]
For this reason, the output current I of the converter_OUT To directly detect and feedback control I_OUT Must be smoothed and processed through a low-pass filter. Here, since a time delay (or a signal phase delay) occurs when the low-pass filter is passed, a delay occurs in the control. Specifically, I_OUT Is a pulse waveform having the same period as the switching period T (for example, T = 100 μsec), it cannot be smoothed unless processed by a low-pass filter having a time constant of about 10 × T, and feedback control is stable in control. In order to ensure the performance, it is necessary to set a control time constant several times 10 × T. For this reason, the control delay becomes large, and problems such as a follow-up delay with respect to a change in the command value and an amplification of fluctuations when a disturbance is input occur.
[0025]
In order to avoid the above, the conventional technique shown in FIG._L The feedback control is performed by substituting (a waveform continued in time as shown in FIG. 10). In this case, the problem of delay due to the smoothing filter is solved, but as can be seen from the waveform of FIG._L = I_OUT Since this relationship does not hold, there arises a problem that the control error increases transiently. In the steady state, there is a certain relationship between the two sizes, so the control error can be reduced to zero.
(The reason is that the output current command I_OUT ^*Because the higher-level controller that decides the correction. However, this correction action takes time. ). However, in the transient state, I_L And I_OUT Since the ratio of fluctuates over time, the control error increases (the correction action by the host controller cannot follow the fluctuation, and a large control error occurs during that time). For example, when a load is connected to the output side of the DC power conversion system, the output current I corresponding to the load change at high speed with respect to the load change._OUT To compensate for the change. However, in the conventional technique shown in FIG. 9, the output current I_OUT Therefore, high-speed compensation becomes difficult.
[0026]
In summary, in the DC power conversion system, the converter output current
I_OUT The point is how to control. However, 1) Output current I_OUT To directly detect and feedback control I_OUT Therefore, there is a problem that the control for transient fluctuation is deteriorated because a filter for smoothing is required and the control is delayed by the time delay. 2) Reactor current I_L And detect this as I_OUT In the conventional technique shown in FIG. 9 which is controlled as a substitute for the above, an increase in control error in a transient state becomes a problem.
[0027]
Therefore, the present invention aims to realize a DC power conversion system capable of controlling the converter output current at high speed and stably regardless of the steady state or the transient state. This is achieved by the configuration shown in FIGS. 1 and 3 described above. realizable. Next, the principle of this solution will be described with reference to FIG.
[0028]
11 shows the converter output current waveform I shown in FIG._OUT And reactor current waveform I_L The result of the waveform analysis is shown. I_L I_OUT Is a waveform partially cut out by switching of the DC power converter (converter), and is a waveform obtained by cutting out a period portion of kT with respect to the switching period T (k is the upper arm switching unit). On-time ratio, 0 <k <1). From this, the converter output current waveform I_OUT Time average I at time T_OUT(avg) is as follows.
[0029]
[Expression 1]

[0030]
That is, as shown in FIG._L It can be regarded as a direct current. Therefore, if the on-time ratio k of the upper arm switching unit can be estimated in real time by any means, the reactor current I_L By multiplying by_OUT(avg) can be obtained.
[0031]
k is the converter voltage command V_A ^*(V_A Is the voltage between the upper arm and the lower arm of the DC power converter, see FIG. 1), the converter output voltage V_OUT The following relation holds for.
[0032]
[Expression 2]

[0033]
Therefore, k can be obtained by the following equation.
[0034]
[Equation 3]

[0035]
Here, the converter voltage command V_A ^*Is a value already calculated internally, and the converter output terminal voltage V_OUT In general, since DC voltage control is performed, the value is already detected. Therefore, k can be easily obtained from equation (3).
[0036]
FIG. 3, which has already been outlined, shows the converter output current command I based on the above principle._OUT ^*Reactor current command I_L ^* The mechanism of the current conversion means which converts into is expressed. Converter flow ratio calculation unit 51 calculates converter flow ratio k (the same meaning as the on-time ratio of the upper arm switching unit) based on equation (3). The current command conversion unit 52 calculates the converter output current command by the following formula based on the formula (1).
I_OUT ^*To reactor current I_L ^* Lead.
[0037]
[Expression 4]

[0038]
In converter flow ratio calculation unit 51, first, divider 511 performs converter voltage command value V_A ^*Output terminal voltage detection value V_OUT And k is calculated based on the equation (3). Here, when the denominator is a very small value, k is a very large value, and therefore, the limiter 512 suppresses the value within the upper and lower limits. The lower limit of k is set by performing a division with k as the denominator in the next current command conversion unit 52. For calculating k, the detected value V_OUT Therefore, there is a possibility that noise is included in the detected value. In order to avoid this influence, the output of the limiter 512 is processed by a noise removal filter (low-pass filter).
[0039]
In the current command converter 52, the converter current ratio k calculated by the converter current ratio calculator 51 and the converter output current command I_OUT ^*And according to equation (4)
I_L ^*The divider 521 executes the division for calculating. The limiter 522 corrects the deviation of the value from the appropriate value due to division. In this way, the converter output current command I_OUT ^*Is the reactor current command I_L ^*And output from the current command conversion means 5.
[0040]
Returning to FIG. 1 again, the operation principle will be described. Compared to the conventional technique shown in FIG._OUT ^*Reactor current command I_L ^*It has a feature in that it has a device (current command conversion means 5) for converting to. That is, I_OUT ^*I required to output_L ^*From now on, I_L ^*And I_L Can be brought into the feedback control. As a result, indirectly I_OUT Can be controlled appropriately. In the current command conversion means 5, as shown in FIG._OUT ^*I corresponding to_L ^*Is converted sequentially. Therefore, in the DC conversion system shown in FIG. 1, the converter output current I is appropriately and instantaneously instantaneous regardless of the steady state or the transient state._OUT Can be controlled.
[0041]
12 shows the converter output current waveform (FIG. 12A) of the DC power conversion system according to the prior art shown in FIG. 9 and the converter output current waveform of the DC power conversion system according to the present invention shown in FIG. The figure which compared (B) of 12 is shown. In the converter output current waveform of the DC power conversion system according to the conventional technique, the waveform is greatly disturbed transiently due to the occurrence of disturbance fluctuation (for example, load fluctuation, power supply voltage fluctuation, etc.). The reason for this is as described above, and is caused by a transient control error. On the other hand, in the present invention, even if exactly the same disturbance fluctuation occurs, the fluctuation can be suppressed instantaneously. That is, the output current waveform can be recovered instantaneously without being affected by disturbance fluctuations. This is because k is calculated instantaneously and I_OUT ^*Corresponding I_L ^*Converted to I_L Since the feedback control is performed by_OUT By being able to control.
[0042]
As described above, in the DC power conversion system according to the present invention, the current command conversion means (5 in FIGS. 1 and 3) is instantaneously and instantaneously based on the equations (3) and (4) shown above. , Desired converter output current command I_OUT ^*Corresponding reactor current command I_L ^*After that, the reactor current I_L Because feedback control is performed by this, it is fast and stable._L Converter output current I) because no smoothing filter is required and there is no delay element in control)_OUT Can be controlled. As a result, it is possible to realize control in which a control error is instantaneously suppressed even in a transient state with respect to the occurrence of a disturbance such as a load fluctuation or a change in command value.
[0043]
FIG. 2 is a diagram showing a second embodiment of the DC power conversion system according to the present invention. 2, elements denoted by the same reference numerals as those in FIG. 1 have the same functions as those in FIG. 2 differs from FIG. 1 in that the reactor current detection value I_L In the current detection value conversion means 9, the converter output current detection value I_OUT Converter output current command I_OUT ^*And I_OUT Is calculated by the subtractor 6 to simulate the converter output current I_OUT The point is that feedback control is implemented.
[0044]
FIG. 4 is a diagram showing a specific configuration of the detected current value conversion means 9 shown in FIG. In converter flow ratio calculation unit 91, based on equation (3), converter voltage command V_A ^*And output terminal voltage detection value V_OUT To estimate the converter flow ratio k (the same meaning as the on-time ratio of the upper arm switching unit). In the detected current value converter 92, the reactor current detection value I is calculated by the following equation based on the equation (1)._L The converter output current detection value I_OUT Convert to
[0045]
[Equation 5]

[0046]
Specifically, the converter flow ratio calculation unit 91 first uses the divider 911 to convert the converter voltage command value V_A ^*Output terminal voltage detection value V_OUT And k is calculated based on the equation (3). Here, when the denominator is a very small value, k is a very large value, so that the limiter 912 keeps it within the upper and lower limits. For calculating k, the detected value V_OUT Therefore, there is a possibility that noise is included in the detected value. In order to avoid this influence, the output of the limiter 912 is processed by a noise removal filter (low-pass filter).
[0047]
In the detected current value converter 92, the converter current ratio k calculated by the converter current ratio calculator 91 and the reactor current detection value I_LAnd according to equation (5)_OUTMultiplier 921 executes multiplication for calculating. The limiter 922 corrects the deviation of the value from the appropriate value due to the division. The averaging filter 923 is I_OUT Is equivalent to the time average I_OUTHas the effect of converting to (avg). Calculated I_OUT Therefore, the time constant of the averaging filter 923 may be small, and the averaging filter 923 may be omitted. In this way, the reactor current detection value I_L Is the converter output current detection value I_OUT And output from the current detection value conversion means 9.
[0048]
The points of the embodiment shown in FIGS. 1 and 2 are as follows.
FIG. 1 embodiment: command value I_OUT ^*I_L ^*Conversion to. Converted I_L ^*And detected value I_L Control with a combination of That is, the command value I_OUT ^*I change the side_L ^*And I_L In order to match and control.
Example of FIG. 2: Detection value I_L I_OUT Conversion to. Command value I_OUT ^*And converted I_OUT Control with a combination of That is, the detected value I_LI change the side_OUT ^*And I_OUTIn order to match and control.
[0049]
As described above, since the difference is whether the command value side is converted or the detection value side is converted, the embodiment of FIG. 2 can obtain the same effect as that of FIG. That is, as in FIG. 1, when compared with the operation of the prior art example shown in FIG. 9, it becomes as shown in FIG. 12, and in the DC power conversion system of FIG. 2, exactly the same disturbance fluctuation as shown in FIG. Even if this occurs, fluctuations can be suppressed instantaneously. That is, the output current waveform can be recovered instantaneously without being affected by disturbance fluctuations. The reason for this is that k is calculated instantaneously and the detected I_L Corresponding I_OUT Converted to I_OUT Since the feedback control is performed by_OUT By being able to control.
[0050]
Also, the embodiment shown in FIG._OUT The difference from the method of directly detecting and controlling feedback is I_OUT 2 is required, a smoothing filter for smoothing the pulse waveform is necessary as described above, and a delay (phase delay) due to this filter becomes a problem. In the embodiment shown in FIG. Without a big filter_OUT Can be calculated by calculation.
[0051]
As described above, in the DC power conversion system shown in FIG. 2, the current detection value conversion means (5 in FIGS. 2 and 4) detects instantaneously based on the equations (3) and (5). Reactor current I_L The converter output current detection value I_OUT After that, converter output current I_OUT Because the feedback control is performed by the converter output current I_OUT Can be controlled. As a result, it is possible to realize control in which a control error is instantaneously suppressed even in a transient state with respect to the occurrence of a disturbance such as a load fluctuation or a change in command value.
[0052]
FIG. 5 is a diagram showing a third embodiment of the DC power conversion system according to the present invention. Specifically, an inverter (DC / AC converter) having a storage battery on the input side and driving an electric motor is shown. The example of the direct-current power conversion system provided with the output side is shown. 5, elements denoted by the same reference numerals as those in FIG. 1 have the same functions as those in FIG. In FIG. 5, an AC / DC converter 12 converts AC power supplied from a power source into DC. The smoothing capacitor 13 functions to temporarily store and smooth the DC power converted by the AC / DC converter 12. The DC / AC converter 14 converts DC power into AC power of variable frequency and variable voltage, and drives the AC motor (motor) at a variable speed. A storage battery 15 is connected to the input side of the DC power converter 1, and the output side is connected to the smoothing capacitor 13. With this configuration, the DC power converter 1 discharges DC power from the storage battery 15 and supplies power to the DC / AC converter 14 via the output side, or is output from the DC / AC converter 14 to the DC side. The operation of drawing the stored power from the output side and charging the storage battery 15 is executed. Here, the storage battery 15 may be a lead storage battery, a sealed lead storage battery, a nickel metal hydride battery, a lithium ion battery, a redox flow battery, a secondary battery such as a NaS battery, or a fuel cell.
[0053]
Next, the control configuration in the DC power conversion system shown in FIG. 5 will be described. This system detects the DC voltage value of the smoothing capacitor. B) When the DC voltage value is decreasing, it is assumed that power is being supplied from the DC / AC converter 14 to the motor, and the DC is supplied from the storage battery 15. B) When electric power is supplied to the AC converter 14, and b) when the DC voltage value is increased, the electric motor performs a regenerative operation (generator operation), and the electric power returns from the electric motor to the DC / AC converter 14. If so, control is performed such that power is charged from the DC / AC converter 14 to the storage battery 15. First, the DC voltage V of the smoothing capacitor 13_OUT Command V for (= output voltage of DC power converter 1)_OUT ^*DC voltage detection value V detected via the DC voltage sensor 16_OUT Is calculated by a subtractor 17, and an output current command I such that the DC voltage compensator 18 makes this deviation close to zero._OUT ^*Is output. The current command conversion means 5 outputs the output current command I_OUT ^*And DC voltage detection value V_OUT To enter I_OUT ^*Reactor current command I_L ^*Convert to The details of the current command conversion means 5 are as already described with reference to FIG. Reactor current command I_L ^*And the reactor current I detected through the current sensor 4_L Is calculated by the subtractor 6, and the current compensator 7 converts the converter voltage command V so that the deviation approaches zero._A ^*Is output. The PWM controller 8 controls the converter voltage command V_A ^*Is converted into a PWM command, and the PWM command is input to the gate circuit of the DC power converter 1 to drive the DC power converter 1.
[0054]
The DC power conversion system shown in FIG. 5 is based on the DC power conversion system shown in FIG. 1, and the output current command I output from the DC voltage compensator 18._OUT ^*The subsequent control is the same as the control in FIG. The point is that the DC voltage compensator 18 detects the DC voltage detection value V._OUT Command value V_OUT ^*DC voltage V_OUT Converter output current I directly related to_OUT Directive I for_OUT ^*The current command conversion means 5 is requested I_OUT ^*To the corresponding I_L ^*To I_L ^*And I_L Thus, feedback control is performed. In the conventional technique (for example, Japanese Patent Application Laid-Open Nos. 2001-139243 and 2001-253653), the output of the DC voltage compensator 18 is I._OUT ^*And I_L Because I was taking control with deviation, I_OUTAnd I_LDifference (which has already been described with reference to FIGS. 10 and 11) must be corrected by the DC voltage compensator 18, and in particular in a transient state, the correction takes time, so that a control error is transiently generated. I had the problem of getting bigger. However, in the DC current conversion system according to the present invention shown in FIG._OUT ^*Corresponding I_L ^* Convert to I_L ^* And I_L Because it has shifted to the form of feedback control by the I, it is fast and stable regardless of steady state or transient state._OUT Can be controlled. As a result, the DC voltage V_OUT Therefore, the power supply from the storage battery to the motor and the charging from the motor to the storage battery can be executed with the control error appropriately suppressed regardless of the steady state or the transient state.
[0055]
For example, when the power supply from the AC / DC converter 12 is interrupted instantaneously, such as when a power failure occurs, the storage battery 15 needs to quickly implement the power supply to the DC / AC converter 14 when the motor is activated. However, in the case of the configuration according to the prior art, the command I for compensating for the deviation of the DC voltage is used._OUT ^*And detected value I_L Since the current control was performed with the deviation of the above, the DC voltage compensator 18 had to correct the difference between the two, and time was required, so that power could not be supplied appropriately. However, in the configuration according to the present invention shown in FIG._OUT ^*Corresponding I_L ^*Because it is converted to_OUT As a result, the power supply from the storage battery to the DC / AC converter 14 can be appropriately performed without delay.
[0056]
FIG. 6 is a diagram showing a fourth embodiment of the DC power conversion system according to the present invention, and has the same system configuration as that of FIG. 5, but the control configuration shown in FIG. Applicable. That is, the output I of the DC voltage compensator 18_OUT ^*Is left unchanged, and the reactor current detection value I_L Is detected by the current detection value conversion means 9 and the converter output current detection value I_OUT To I_OUT ^*And I_OUT The feedback control is carried out. The control principle is the same as the difference between FIG. 1 and FIG. 2, and the same effect as in FIG. 5 can be obtained.
[0057]
FIG. 7 is a diagram showing a fifth embodiment of the DC power conversion system according to the present invention. Specifically, an inverter (DC / AC converter) having a storage battery on the input side and driving an electric motor is shown. 2 shows an example of a load leveling system based on a direct current power conversion system provided with the output side. Moreover, the example of the elevator apparatus is shown as a load. 7, elements denoted by the same reference numerals as those in FIGS. 1 and 5 have the same functions as those in FIGS. When viewed macroscopically, the load leveling system shown in FIG. 7 mainly supplies power from the storage battery 15 to the operation of the elevator apparatus (20 to 23 in FIG. 7) (regeneration to the storage battery 15 during regeneration). The electric power supplied from the power source 19 is always controlled to be equal to or lower than a predetermined value. Therefore, when viewed from the power source 19 side, the load is leveled below a predetermined value.
[0058]
In FIG. 7, only elements different from those in FIGS. 1 and 5 will be described. The electric motor 20 receives electric power of variable frequency and variable voltage from the DC / AC converter 14, and passes through the sheave 21 to move the elevator. Raise and lower the car 22. An elevator car 22 and a counterweight 23 are placed on the sheave 21 via a rope, and the elevator car 22 is moved up and down by the electric motor 20 rotating the sheave 21 according to the slidable principle. The power source 19 is an AC three-phase power source and supplies power to the electric motor 20 and the storage battery 15. The current sensor 24 detects a power source current is flowing from the power source 19 into the AC / DC converter 12. Based on the detected power supply current is, load leveling control is performed so as to make this is a predetermined value or less.
[0059]
For the control configuration, the power supply current command that defines the target level of the power supply current is
is^* The subtractor 25 calculates a deviation between the power supply current detection value is fetched from the current sensor 24. In the power supply current compensator 26, is is^* DC voltage command V that makes the deviation of is and is close to zero_OUT ^*Is output. Here, is is the voltage of the power source 19 and the DC voltage V of the smoothing capacitor 13._OUT V is determined by the difference between_OUT Command V_OUT ^*Is is by operating by^* Control close to is possible. Output V of power supply current compensator 26_OUT ^*The subsequent control configuration is the same as that shown in FIG.
[0060]
In the load leveling system shown in FIG. 7, the power supply current is is^* The point is whether the DC voltage command V output from the power supply current compensator is a point._OUT ^*DC voltage V_OUT It is reduced to how to follow. In addition, V_OUTV_OUT ^*The output current I of the converter_OUT(Command I_OUT ^*I_OUT It depends on how you want to follow.) In other words, whether the load leveling control functions well or not depends on the output current I of the DC power conversion system._OUT Will result in control performance.
[0061]
Therefore, in the load leveling system shown in FIG. 7, the output current command I of the converter is converted by the current command conversion means._OUT ^*Corresponding reactor current command I_L ^*To I_L ^*And reactor current detection value I_L The feedback control is carried out with matching. As a result, as already described in the configuration of FIGS. 1 and 5, the output current I of the converter_OUT Is the command I_OUT ^*In addition, it is possible to control at high speed and stably regardless of steady state or transient state.
[0062]
FIG. 13 compares the operation waveforms of the load leveling system based on the conventional DC power conversion system as shown in FIG. 9 and the load leveling system according to the present invention shown in FIG.
[0063]
FIG. 13A shows the state of the amplitude of the power source current is with respect to the load leveling system based on the conventional DC power conversion system, with the horizontal axis representing time. It can be seen that the control of making is less than the predetermined value (load level upper limit level) does not work well and the amplitude of is transiently exceeds the load level upper limit level. This is because the converter output current I_OUT This results in a large error in the transient control. That is, during the transient when the elevator is started, the DC voltage V of the smoothing capacitor_OUT Converter output current I at high speed_OUT Inject V_OUT However, in the conventional control, I_OUT When a control that changes the voltage transiently is performed, a large control error occurs._OUT It takes time to compensate for the power_OUT Since the voltage difference between and increases, large is flows. The purpose of load leveling control is to always keep the power or current from the power source below a predetermined value, and in the prior art example, there is a problem that it does not work as shown in FIG.
[0064]
FIG. 13B shows the state of the amplitude of the power source current is with respect to the load leveling system according to the present invention shown in FIG. As shown in this figure, even when the elevator is started, the fluctuation of the power source current is caused by this is suppressed at high speed. The reason for this is that the converter output current command I is obtained by the action of the current command conversion means 5 shown in FIG._OUT ^*Reactor current command I_L ^*Replace with I_L ^*And reactor current I_L By indirectly controlling the converter output current I_OUT As a result, it can be controlled at high speed and stably. That is, since the electric power is supplied to the motor side at the time when the elevator is started, the voltage V of the smoothing capacitor_OUT Command I to compensate for this change_OUT ^*(Output from the DC voltage compensator 18 of FIG. 7), I_OUT Can be controlled quickly and stably regardless of the steady state or transient state._OUTThe decrease in is compensated. As a result, the power supply voltage and V_OUTSince the difference occurs in a short time, fluctuations in the power supply current is can be suppressed instantaneously. Such an effect is shown in FIG.
[0065]
FIG. 8 is a diagram showing a sixth embodiment of the DC power conversion system according to the present invention. Specifically, the load leveling is based on the DC power conversion system as shown in FIG. An example different from that of FIG. 7 of the system is shown. Here, an example of an elevator apparatus is shown as the load. 8, elements with the same reference numerals as those in FIG. 7 have the same functions as those in FIG.
[0066]
Hereinafter, only elements different from those in FIG. 7 will be described in FIG. 8 differs greatly from FIG. 7 in that the AC / DC converter is connected to the power source side of the converter set of the AC / DC converter 12, the smoothing capacitor 13, and the DC / AC converter 14 for driving the elevator at a variable speed. 27, a smoothing capacitor 28, and a converter set of a DC / AC converter 29 are inserted, and power from the storage battery is taken out (discharged) or charged (charged) from the latter converter set. In the case of the load leveling system shown in FIG. 8, it is only necessary to insert a system incorporating a converter set and a DC power conversion system on the power source side without changing anything in the existing elevator system. There is an advantage that load leveling can be achieved.
[0067]
The operation flow of the load leveling system shown in FIG. 8 will be briefly described. The power supplied from the power source 19 is converted into DC power by the AC / DC converter 27, and this is smoothed by the smoothing capacitor 28. The DC / AC converter 29 reconverts to AC power. The reconverted AC power is converted into AC power of variable frequency and variable voltage via an AC / DC converter 12 (existing) and a DC / AC converter 14 (existing) to drive the elevator. Supplied to the electric motor 20.
[0068]
In the DC power conversion system, the power source current is is below a predetermined level and the DC voltage V of the smoothing capacitor 28 is reduced._OUT The power of the storage battery 15 is supplied to the DC / AC converter 29 side via the DC converter 1 so that (detected by the voltage sensor 30) becomes a predetermined value. The control configuration and its operation are the same as in FIG.
[0069]
In the case of the load leveling system shown in FIG. 8, in addition to the effects obtained by the load leveling system shown in FIG. 7, the load leveling system is introduced without any further changes in the existing elevator system. The effect that it can be obtained. In particular, as shown in FIG. 8, in order to realize the concept of not contacting the existing system at all, for example, the load activation information cannot be obtained from the existing system. DC voltage V of capacitor 28_OUT Detecting changes in V_OUT It is necessary to compensate for this change. In other words, the output current I of the DC conversion system_OUT Therefore, the high-speed control action by the current command conversion means 5 is indispensable for realizing the system shown in FIG.
[0070]
【The invention's effect】
As described above, according to the DC power conversion system according to the present invention, since the output current can be appropriately controlled instantaneously regardless of the steady state or the transient state, the DC power conversion system can control the output current at high speed and stably. Can be realized. In other words, a stable DC power conversion system can be realized in which the control error can be kept small against disturbances caused by load fluctuations and power supply voltage fluctuations and instantaneous changes in command values.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram illustrating a detailed configuration example of elements in FIG. 1;
FIG. 4 is a diagram illustrating a detailed configuration example of elements in FIG. 2;
FIG. 5 is a diagram showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration example according to a conventional technique.
FIG. 10 is a diagram showing a current waveform of each part of the DC power conversion system.
FIG. 11 is a diagram illustrating a waveform analysis of a converter output current waveform and a reactor current waveform.
FIG. 12 is a diagram showing an example of a current control result according to the conventional technique and the first and second embodiments of the present invention.
FIG. 13 is a diagram illustrating an example of load leveling control results according to a conventional technique and the fifth and sixth embodiments of the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... DC power converter, 2 ... DC reactor, 3 ... Gate circuit, 4, 24 ... Current sensor, 5 ... Current command conversion means, 6, 17, 25 ... Subtractor, 7 ... Current compensator, 8 ... PWM ( Pulse width modulation) controller, 9 ... current detection value conversion means, 12, 27 ... AC / DC converter, 13, 28 ... smoothing capacitor, 14, 29 ... DC / AC converter, 15 ... storage battery, 16, 30 ... Voltage sensor, 18 ... DC voltage compensator,
DESCRIPTION OF SYMBOLS 19 ... AC power supply, 20 ... Electric motor, 21 ... Sheave, 22 ... Elevator car, 23 ... Balance weight, 26 ... Power supply current compensator, 51, 91 ... Converter flow ratio calculation part,
52 ... Current command conversion unit, 92 ... Current detection value conversion unit, 101 ... Upper arm switch, 102 ... Lower arm switch, 511, 521, 911 ... Divider, 512, 522, 912, 922 ... Limiter, 513, 913 ... Noise removal filter, 921... Multiplier, 923.

Claims

In DC power conversion system having a DC power converter for converting the arm switch and the lower arm switch that are connected in series by off mutually the input DC voltage and current up and down to different DC voltages and currents,
Detecting means for detecting the input current;
Current command conversion means for converting an output current command for the DC power converter into an input current command of the DC power converter by dividing the output current command by the current ratio of the upper arm switch;
A DC power conversion system comprising a current compensator for compensating for a deviation between the converted input current command and the detected input current .

2. The thing of Claim 1 WHEREIN: The said conduction | electrical_connection ratio is ratio of the output terminal voltage detection value detected as an output terminal voltage of the said DC power converter, and the voltage command value used as the output of the said current compensator. DC power conversion system characterized by being calculated as

In a DC power conversion system including a DC power converter that converts a DC voltage and a current input from a storage battery into different DC voltages and currents by mutually turning on and off an upper arm switch and a lower arm switch connected in series vertically ,
A DC voltage sensor for detecting the DC voltage on the output side;
A DC voltage compensator that outputs an output current command so that the deviation between the detected value and the command value relative to the output voltage approaches zero;
A current command conversion means for converting the output current command into an input current command of the DC power converter by dividing the output current command by a conduction ratio of the upper arm switch;
A DC power conversion system comprising: a current compensator that compensates for a deviation between the converted input current command and the input current of the DC power converter.

In a DC power conversion system including a DC power converter that converts an input DC voltage and current into different DC voltages and currents,
Detection means for detecting the input current, conversion means for converting the detected input current signal into an output current signal of the DC power converter, the converted output current signal, and an output current of the DC power converter A direct-current power conversion system comprising: compensation means for compensating for a deviation from a command.

The thing of Claim 4 WHEREIN:
The means for converting to the output current signal comprises converting the input current detection signal of the DC power converter to the DC power converter based on the DC voltage detection signal on the output side of the DC power converter and the output signal of the compensation means. DC power conversion system characterized by converting the output current signal into a DC power conversion system.