JP4163388B2

JP4163388B2 - Inverter device

Info

Publication number: JP4163388B2
Application number: JP2001001412A
Authority: JP
Inventors: 光英東
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2001-01-09
Filing date: 2001-01-09
Publication date: 2008-10-08
Anticipated expiration: 2021-01-09
Also published as: CN1241319C; KR20020060057A; JP2002204592A; KR100432389B1; CN1365183A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレスＤＣモータを周波数制御するインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より３相４極ブラシレスＤＣモータを回転数制御する駆動装置として、１２０゜通電制御（矩形波通電制御）の方式で駆動するものと、１８０゜通電制御（正弦波通電制御）方式で駆動するものとがある。１２０゜通電制御方式については例えば特許第２６４２３５７号公報に開示され、１８０゜通電制御方式については例えば特開平７−２４５９８２号公報や特開平７−３３７０７９号公報に開示されている。
【０００３】
上記の１２０゜通電方式は、モータ巻線の誘起電圧のゼロクロス信号を直接検出する方式であり、このゼロクロス信号に基づいて転流信号を変化させている。ゼロクロス信号の検出は、モータ巻線各相の誘起電圧と基準電圧とを比較することにより行なわれる。３相４極ブラシレスＤＣモータでは、ゼロクロス信号はモータ回転子一回転中に３相で１２回発生する。すなわち、機械角３０゜（電気角６０゜）毎に発生する。導通角が１２０゜のとき、ゼロクロス信号はモータ巻線の各相の非導通期間すなわち電気角で６０゜（＝１８０゜−１２０゜）の範囲で連続して検出することができる。
【０００４】
図１６に、従来の１２０゜通電制御を用いて、モータ１を駆動したときの一つの相に流れる電流（相電流）の波形を示す。この図では、電気角に対する相電流を示しており、この場合、電流の全く流れない区間（例えば、１５０゜から２１０゜の区間）が電気角１周期において一相あたり２回存在する。モータ１が半回転する間、３相全体では電流が流れない区間は６回存在する。したがって、モータ１の一回転中には３相合計で１２回存在する。このような電流が流れない区間において、電流が流れない相（Ｕ、Ｖ、Ｗの各相のうちいずれか一つ）に対してモータ１の誘起電圧を確認することができ、誘起電圧のゼロクロス位置を見つけることができる。
【０００５】
一方、上記の１８０゜通電方式では、モータ巻線の中性点電位と、３相のインバータ出力電圧に対して３相Ｙ結線した抵抗の中性点電位との差分電圧を増幅し、それを積分回路に入力し、その積分回路の出力信号と、その出力信号をフィルタ回路により処理し、直流カットした信号とを比較することにより、１２０°通電方式の誘起電圧に対応する位置検知信号を得る。この位置検知信号は、モータ一回転中に１２回発生する。すなわち、機械角３０゜（電気角６０゜）毎に発生する。この方式では積分回路を用いるため、誘起電圧がゼロクロスする絶対的な位置は把握できず、位相補正等の複雑な位相制御が必要となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、１２０゜通電方式では、前述のようにモータ巻線の誘起電圧と基準値とを比較することによりのゼロクロスを検出しているため、モータ負荷の急変や電源電圧の急変がおきると、誘起電圧のゼロクロス信号が、モータ駆動電圧の領域内に隠れてしまい、検出できなくなることがある。このような状態になると、まず脱調現象が発生し、モータ駆動システムが停止してしまう。
【０００７】
また、１２０゜通電方式において、モータ運転時の音・振動を軽減するためには、導通期間を拡大すればよいため、例えば、通電角を１５０゜程度に拡大して運転させようとすると、モータ巻線各相の誘起電圧を検出できる範囲が電気角で３０゜（＝１８０゜−１５０゜）と狭まり、その範囲内ではゼロクロスの検出ができない場合がある。このため、運転時においても脱調する危険性が増加し、また乱調等の不安定現象も発生し易くなる傾向がある。このことは、導通角をより大きくするほど、すなわち、導通角を１８０゜に近づけるほど安定したモータ運転がより困難になることを意味する。
【０００８】
一方、１８０゜通電方式では、前述のように積分回路を用いるため、誘起電圧のゼロクロスの絶対的な位置の把握ができず、また、運転状態によってはゼロクロス位置と位置検知信号の位相差が大きく変化するため、位相補正等の複雑な制御が必要であり、その位相補正調整が困難であったり、また、制御演算が複雑になったりする。また、モータに中性点出力端子が必要であり、誘起電圧波形の３次高調波成分を利用しているため正弦波着磁マグネットを使用したモータでは使用不可能という問題がある。
【０００９】
本発明は、上記課題を解決すべきなされたものであり、その目的とするところは、簡単なシステム構成で、機械的電磁ピックアップセンサの必要としない通電角１８０゜近傍の運転が可能とすることにより、機械系の音・振動を小さくし、機械系の防音、振動対策を簡略化でき、さらには、安価で信頼性の高いインバータ装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るインバータ装置は、スイッチング素子を含み、そのスイッチング素子の開閉により直流電圧を疑似交流電圧に変換し該疑似交流電圧をモータに対して出力する直流交流変換手段と、モータの巻線電圧を検出する電圧検出手段と、直流交流変換手段が出力する疑似交流電圧のＰＷＭ制御におけるデューティ比を制御するＰＷＭデューティ制御手段と、ＰＷＭ制御におけるオン区間のときに、電圧検出手段の出力電圧を入力し、所定の時間間隔毎にサンプリングしてデジタル値に変換し、サンプリング電圧として出力するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段からのＰＷＭ制御におけるオン区間にサンプリングされた２点以上のサンプリング電圧を相加平均処理することによりモータ巻線の誘起電圧を確定し、確定された誘起電圧によりモータの誘起電圧のゼロクロス位置を演算するとともにサンプリング指令を出力する制御演算手段と、制御演算手段からのサンプリング指令により前記誘起電圧の電圧振動成分に基づいて前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリング時間ΔＴｓとサンプリング回数ｎとを制御するサンプリング時間制御手段とを有する。サンプリング時間制御手段は、ＰＷＭ制御におけるオン区間の直後の誘起電圧に発生するリンギングの周波数をｆ L として、サンプリング時間ΔＴｓを、ΔＴｓ≦１／ｆ L を満足するように設定する。
【００１４】
また、サンプリング時間制御手段は、ＰＷＭ制御におけるオン区間の誘起電圧をサンプリングするように、サンプリング回数ｎを設定してもよい。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、添付の図面を用いて本発明に係るインバータ装置の実施形態を詳細に説明する。
【００２０】
＜インバータ装置の構成＞
図１に本発明に係るインバータ装置の制御ブロック図を示す。インバータ装置は、３相４極ブラシレスＤＣモータ（以下「モータ」と略す。）１を回転数制御するモータ駆動装置である。この図において、インバータ装置は、直流電圧を疑似交流電圧に変換しモータ１に出力する直流交流変換部２と、モータ１の誘起電圧を検出する電圧検出部３と、電圧検出部３からのアナログ検出信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部４と、Ａ／Ｄ変換部４からのデジタル信号からモータ１の誘起電圧のゼロクロス位置を検出する制御演算部５と、モータ１を回転数制御するための印加電圧・周波数・位相を制御するＰＷＭデューティ信号を出力するＰＷＭデューティ制御部６と、制御演算部５の指令によりＡ／Ｄ変換部４のサンプリング点（サンプリング時間ΔＴｓ、サンプリング回数ｎ）を制御するサンプリング時間制御部７とを備える。直流交流変換部２は高速に開閉する６つのスイッチング素子を有する。
【００２１】
＜インバータ装置の動作＞
以上のように構成されたインバータ装置では、直流電圧が直流交流変換部２に入力され、周波数・位相可変の疑似交流電圧に変換されてモータ１に出力される。モータ１の回転数は、直流交流変換部２から出力される疑似交流電圧の周波数(以下「インバータ周波数」という。)、位相を変化させることにより制御される。このインバータ周波数はＰＷＭデューティ制御部６により制御される。
【００２２】
次に、インバータ装置の各部の動作を具体的に説明する。
電圧検出部３はモータ１の各相誘起電圧を降下させ、Ａ／Ｄ変換部４にアナログ出力する。図２に電圧検出部３の構成を示す。電圧検出部３は、抵抗１０ａ、１０ｂとコンデンサ１１で構成される。通常コンデンサ１１はなくてもよいが、ノイズ除去用として、誘起電圧の波形がなまらない小さな時定数であればコンデンサ１１を挿入するのが好ましい。直流交流変換部２に入力される直流電圧の値がＶＤＣとすると、２つの抵抗１０ａ、１０ｂの抵抗値できまる分圧比ｋにより、検出される誘起電圧のアナログ電圧の振幅値はｋ×ＶＤＣとなる。なお、ここでは、説明の簡単化のため、ｋ＝１とする。
【００２３】
直流交流変換部２は、高速に開閉する６つのスイッチング素子を含み、ＰＷＭデューティ制御部６からの制御信号を受け、その制御信号に基いてスイッチング素子の開閉動作を制御することにより、モータ１の駆動電圧を生成する。駆動電圧の大きさはＰＷＭ（パルス幅変調）制御され、デューティ比に応じて変化する。このため、ＰＷＭデューティ制御部６はＰＷＭ制御された制御信号（以下「ＰＷＭデューティ信号」という。）を出力する。
【００２４】
Ａ／Ｄ変換部４では、電圧検出部３からのアナログ出力電圧をサンプリングし、デジタル信号に変換し制御演算部５に出力する。
【００２５】
制御演算部５は、サンプリングを実行させるための指令であるサンプリング指令をサンプリング時間制御部７に出力する。サンプリング時間制御部７は、サンプリング指令を受けると、サンプリング時間ΔＴsとサンプリング回数ｎに関する制御指令をＡ／Ｄ変換部４に出力する。Ａ／Ｄ変換部４はその制御指令情報に基き、電圧検出部３からの出力電圧をサンプリングする際のサンプリング点を決定する。また、制御演算部５は、Ａ／Ｄ変換部４によりサンプリングされた電圧から誘起電圧を求め、それに基いてゼロクロス位置を演算し、ベースパターン信号と、ＰＷＭ制御のための情報を含む回転位相情報とをＰＷＭデューティ制御部６に出力する。
【００２６】
ＰＷＭデューティ制御部６は、直流交流変換部２の各スイッチング素子の開平を制御するベースパターン信号を出力し、駆動電圧のインバータ周波数を制御する。
【００２７】
直流交流変換部２の各スイッチング素子はベースパターン信号に応じて例えば以下のように制御される。すなわち、第１のベースパターンでは、Ｕ相上アームスイッチング素子と、Ｖ相下アームスイッチング素子がオンされる。第２のベースパターンでは、Ｕ相上アームスイッチング素子と、Ｗ相下アームスイッチング素子がオンされる。第３のベースパターンでは、Ｖ相上アームスイッチング素子と、Ｗ相下アームスイッチング素子がオンされる。第４のベースパターンでは、Ｖ相上アームスイッチング素子と、Ｕ相下アームスイッチング素子がオンされる。第５のベースパターンでは、Ｗ相上アームスイッチング素子と、Ｕ相下アームスイッチング素子がオンされる。第６のベースパターンでは、Ｗ相上アームスイッチング素子と、Ｖ相下アームスイッチング素子がオンされる。このように、ベースパターンが切り替わることにより、駆動電圧が印加されるモータの電機子巻線の相も切り替わる。
【００２８】
制御演算部５は、これらのベースパターンの転流切換ための回転位相情報を出力する。すなわち、制御演算部５は、モータ１の３相誘起電圧のゼロクロス位置を演算し、ゼロクロス信号を出力する。このゼロクロスはモータ回転子が機械的に一回転する間に１２回発生する。モータ１が等速回転を行っていれば、ゼロクロス信号は、ほぼ機械角３０゜刻みで発生する。制御演算部５は、Ａ／Ｄ変換部４のサンプリング電圧からゼロクロス位置を演算し、ＰＷＭデューティ制御部６はそのゼロクロス位置に基づいてベースパターンを順次切り換えながら、ＰＷＭデューティ信号を出力する。ＰＷＭデューティ信号はベースパターン信号にＰＷＭ情報（デューティ比）が重畳した信号である。
【００２９】
以上のように、インバータ装置においては、ＰＷＭデューティ制御部６が制御演算部５からの回転位相情報に基き直流交流変換部２のインバータ周波数を変化させながら、モータ１を回転数制御する。このとき、モータ１の回転子の磁極位置は誘起電圧のゼロクロス位置からは電機子反作用の影響により直接確定することはできず、それらの間には位相差が生ずる。この位相差は運転負荷に依存するため、真の磁極位置を誘起電圧のゼロクロス位置からマイコン演算により特定することは困難である。しかし、真の磁極位置は特定できなくても、誘起電圧のセロクロス位置のみによりモータ１を回転数制御することは十分可能である。
【００３０】
＜インバータ装置の通電制御＞
図３は、本実施形態のインバータ装置による１２０°通電制御における電機子巻線の一つの相における電流（相電流）波形を示した図である。図３では、通電角をＷｘとし、電気角Ｘから電気角（Ｘ＋Ｗｘ）までの間通電を行ない、その後、電気角Ｙから通電角Ｗｘの間通電を行っている。すなわち、本実施形態のインバータ装置では、電気角（Ｘ＋Ｗｘ）から電気角Ｙの間は通電は行なわず、この間にゼロクロス検出のための誘起電圧の検出を行なうようにしている。図３でＷｘ＝１２０゜とすると、図１６に示す従来技術の場合と同様となる。ここで、通電角Ｗｘは次式を満たすように設定する。
Ｗｘ＜１８０゜（１）
すなわち、上式を満たせば、電気角の（１８０゜−Ｗｘ）の範囲でモータ１の誘起電圧を確認することができる。このため、モータ１の運転において回転子位置を検出するための位置センサが不要となる。
【００３１】
なお、導通角Ｗｘが次式を満たすときは、１２０゜通電制御で説明した６通りのベースパターン信号に加えて、３相正弦波駆動用のベースパターン信号を追加する必要がある。
１５０゜＜Ｗｘ＜１８０゜（２）
つまり、基本的には、３相のうちのいずれか１つにおいて電流がオフとなる電気角の区間において、上記の１２０゜通電制御用の６つのベースパターンを使用する。それ以外の区間では、３相正弦波駆動用のベースパターンを使用する。３相正弦波駆動用のベースについては、通常の３相正弦波ＰＷＭ制御として周知であるので、詳細な説明は省略する。
【００３２】
＜ゼロクロス位置の検出＞
次に、インバータ装置における回転子位置の検出のためのゼロクロス位置の特定方法について説明する。前述のように、ゼロクロス位置検出のためのモータ１の誘起電圧の検出は、相電流が流れていない区間に行なわれる。例えば、図３において、電気角で−Ｘから＋Ｘまでの区間、又は、電気角で（Ｘ＋Ｗｘ）からＹまでの区間に行なわれる。以下、このような相電流が流れていない区間を「相電流オフ区間」という。
【００３３】
制御演算部５は、相電流オフ区間の所定の点（電気角）においてモータ巻線の誘起電圧を検出し、その検出値と、ゼロクロスであると判断する基準電圧値（本例では、ＶＤＣ／２）との差を求め、その差に基いてゼロクロスが発生する点（電気角）を予測して検出する。このように、相電流オフ区間の任意の点で検出された誘起電圧に基いてゼロクロス位置を検出するため、相電流オフ区間において誘起電圧が検出される限り、相電流オフ区間内に実際のゼロクロス発生点が存在するか否かにかかわらずゼロクロス位置を検出することができる。したがって、相電流オフ区間が確保される限り、通電角を１８０゜近くまで十分広く確保することができ、より円滑なモータ運転が可能となる。
【００３４】
図４は、相電流オフ区間におけるモータ１の一つの相の誘起電圧波形を拡大して示した図である。この図において電気角で−Ｘから＋Ｘまでの区間が、モータ１の誘起電圧１２を確認できる区間である。このような誘起電圧を確認できる区間は、３相分で考えると電気角６０゜の領域毎に一回存在し、モータ１の一回転中では１２回存在する。また、リカバリ電流回復角Ｒｘ（≧０）の区間では、回生電流が流れているため、誘起電圧をサンプリングすることはできない。このため、サンプリングが可能となる電気角は次式を満たす必要がある。
−Ｘ＋Ｒｘ＜サンプリング可能な電気角＜Ｘ（３）
Ｘ＝（１８０゜−Ｗｘ）／２（４）
【００３５】
次に、ゼロクロス点検出時のＡ／Ｄ変換部４と制御演算部５の動作を説明する。なお、図４において、位置（電気角）"Ｚ"がゼロクロス点の位置であるとする。
【００３６】
まず、Ａ／Ｄ変換部４は、電気角（−Ｘ＋ＴＳ0）にて誘起電圧をサンプリングしてデジタル値Ｖ0に変換する。ここで、ＴＳ0はウエイト角を示し、制御演算部５からのサンプリング指令によって与えられ、ＰＷＭデューティ信号のデューティパルスがオンとなる区間（以下「ＰＷＭオン区間」という。）の部分でサンプリングできるようにサンプリングのタイミングは制御される。したがって、図４に示すように、ＰＷＭオン区間Ｔon内でサンプリングが行なわれ、ＰＷＭデューティ信号のデューティパルスがオフとなる区間（以下「ＰＷＭオフ区間」という。）Ｔoffではサンプリングは行なわれないようになっている。
【００３７】
また、ウェイト角ＴＳ0とリカバリ電流回復角Ｒｘとは次式の関係を満たすように設定し、これにより、リカバリ電流回復角Ｒｘの区間での検出を行なわないようにしている。
ＴＳ0＞Ｒｘ（５）
【００３８】
図４において、誘起電圧のゼロクロス位置は位置Ｚであり、サンプリングした電圧Ｖ0と、ゼロクロス位置Ｚでの電圧ＶＤＣ／２との電圧差ΔＶ0は、
ΔＶ0＝Ｖ0−ＶＤＣ／２（６）
で求める。
【００３９】
制御演算部５は上記のようにして電圧差ΔＶ0を計算した後、さらに、その電圧差ΔＶ0と、インバータ角周波数ω1と、モータ１のマグネットの誘起電圧定数Ｅ0とを用いて、サンプリング位置とゼロクロス位置との位相差Δθ0を求める。｜Δθ0｜≒０であれば、誤差Δθ0は一般に次式で与えられる。
Δθ0≒２／（１／√３・ω1・Ｅ0）・ΔＶ0 （７）
式（７）によって位相差Δθ0が求まれば、サンプリング位置と位相差Δθ0とからゼロクロス位置を検出することができる。
【００４０】
上記のようにしてゼロクロス位置が検出できれば、誘起電圧のみの観測（３相分の観測）でモータ１の回転位相制御が可能となる。
【００４１】
ここで、電圧差ΔＶ0を得るための必要条件は、相電流オフ期間においてＰＷＭオン区間が少なくとも１つ含まれることである。このため、直流交流変換部２のスイッチング素子の開閉周波数（＝キャリア周波数）ｆｃ、インバータ周波数ｆ１、通電角Ｗｘが次の関係を満たす必要がある。
ｆｃ≧ｆ１×３６０゜／（１８０゜−Ｗｘ−Ｒｘ）（８）
【００４２】
上式をみたすようにキャリア周波数ｆｃを設定することにより、相電流オフ期間すなわち相電流オフ期間開始角から相電流オフ期間終了角の間に、ＰＷＭ制御におけるキャリア周期が少なくとも１つ含まれる。このため、ＰＷＭオン区間が少なくとも１回は存在し、サンプリング電圧Ｖ0すなわち電圧差ΔＶ0を得ることが可能となる。
【００４３】
（モータの等価回路）
図５はモータ１の等価回路図である。Ｒ１は巻線一次抵抗、Ｌu・Ｌv・Ｌwは各相のインダクタンス（合成分）、Ｅu・Ｅv・Ｅwは各相の界磁誘起電圧、Ｉu・Ｉv・Ｉwは各相の相電流を表している。ここで、界磁誘起電圧とは、モータ１が回転したときに、マグネット（界磁）のみによる発生する誘起電圧を意味している。
【００４４】
同図において、Ｗ−Ｖ相間に直流電圧ＶＤＣが印加されている場合を考える。この時、Ｗ相の電位はＶＤＣ、Ｖ相の電位は０、Ｕ相は解放となり誘起電圧Ｖu２１が観測される。なお、巻線中性点２２は各相の中点である。Ｗ−Ｖ相間の電位差はＰＷＭ制御によりＶＤＣと０Ｖを交互に繰り返す。また、ＰＡＭ制御時には、常時電位差がＶＤＣとなる。この時の誘起電圧Ｖu２１の電圧波形は図４の誘起電圧に対応している。図４の相電流オフ開始角１７と相電流オフ終了角１８の区間は、Ｗ−Ｖ相に直流電圧ＶＤＣが印加されてＰＷＭ制御が行われている。
【００４５】
また、この状態において、図５に示す界磁誘起電圧ＥuとＵ相インダクタンスＬuの電気角に対する電気的特性は、図６に示す界磁誘起電圧Ｅu２４とＵ相インダクタンスＬu２３となる。図６に示すように、界磁誘起電圧Ｅu２４は、振幅がω１・Ｅ０となる正弦波状交流電圧であり、Ｕ相インダクタンスＬu２３は、最大値がＬｑ、最小値がＬｄ（Ｌｑ≧Ｌｄ＞０）、そのＤＣ成分が（Ｌｑ＋Ｌｄ）／２となる正弦波状交流電圧である。
【００４６】
界磁誘起電圧Ｅu２４が最大値Ｌｑもしくは最小値Ｌｄをとるとき、Ｕ相インダクタンスＬu２３も最大値Ｌｑをとる。界磁誘起電圧Ｅu２４がゼロとなるときは、Ｕ相インダクタンスＬu２３は最小値Ｌｄをとる。
【００４７】
界磁誘起電圧Ｅu２４のゼロクロス位置２５はモータ１のマグネットの磁極位置に完全対応している。しかしながら、誘起電圧Ｖu２１すなわち誘起電圧１２は、Ｕ相インダクタンスＬu２３の電機子反作用の影響により、ゼロクロス位置１４と、界磁誘起電圧Ｅu２４のゼロクロス位置２５との電気角は一致せず、ある位相角をもつ。この位相角はモータ１の運転状態によって変化するので、その位相角特定は困難である。
【００４８】
図５において、Ｗ−Ｖ相に直流電圧ＶＤＣが印加されてＰＷＭ制御もしくはＰＡＭ制御が行われており、かつＷ−Ｖ相の電位差がＶＤＣ、かつＩｕ＝０であるなら誘起電圧を検出できるため、サンプリング電圧（位置Ｚでの）を得ることができる。
【００４９】
＜ゼロクロス検出に用いる誘起電圧の検出＞
インバータ装置は一般的に、抵抗、インダクタンス及びマグネットの磁気回路で構成されるモータ１と、キャパシタンスを含むスイッチング素子とを含み、その誘起電圧に関する回路方程式は二階線形常微分方程式で与えられる。また、その方程式は虚根をもつ。従って、ＰＷＭオン区間（Ｔonの区間）に現れる誘起電圧の波形は、正確には図７に示すような、時間の経過とともに振動しながら一定値に収束する振動波形となる。図７において、Ｖ0mj（ｊ≧１の整数）は誘起電圧１２の極大点・極小点を示し、ｔmjはそれらの点における時刻を示す。電圧Ｖ00は誘起電圧１２の収束電圧を示し、真の誘起電圧である。
【００５０】
図７に示す波形を時間ｔに関して数式化すれば次式となる。
Ｖ0≒Ｖ00・（１−exp(−ｋ・ｔ)・sin(２π・ｆL・ｔ−φ)）（９）
ここで、ｋ(≧０)とφ(≧０)は定数であり、ｆL(≧０)は図７において電圧振動成分の周波数を意味し、しばしばリンギング周波数と呼ばれる。これらの諸量は制御システムが決まれば自動的に決まる数値であるため定数として扱える。
【００５１】
このように一般的に誘起電圧はある時区間においては振動しているすなわち過渡状態にあるため、任意の時間に求めたサンプリング電圧は必ずしも、真の誘起電圧数値である収束電圧Ｖ00を表しているとは限らない。誘起電圧に基いてゼロクロス位置が検出され、それによりスイッチング素子の切替えタイミングが決定されることから、誘起電圧のデータ信頼性・精度は、制御システム全体の動作に大きく影響する。故に、この誘起電圧は正確に求められることが望まれる。
【００５２】
そこで、本インバータ装置では、以下に示す種々の方法で誘起電圧を正確かつ容易に検出する。なお、以下の制御において、サンプリング時間ΔＴｓとサンプリング回数ｎの設定はサンプリング時間制御部５により、誘起電圧検出値の確定については制御演算部７により行なわれる。
【００５３】
（誘起電圧の検出方法１）
本方法では、図８に示すように所定のサンプリング時間毎に検出電圧をサンプリングし、そのサンプリング電圧のうちの最後にサンプリングされた電圧を誘起電圧１２の収束値として確定する。図８において、サンプリング電圧３０をＶ0Sy、サンプリングする時刻をｔｓy、各サンプリング時間（間隔）をΔＴｓxy（ｘ,ｙは、０≦ｘ≦ｎ−１、１≦ｙ≦ｎを満たす整数）としたとき、サンプリング時間ΔＴsxy（＞０）とサンプリング回数ｎとは次の関係を満たすように設定される。
ΔＴｓxy ≦Ｔon （１０）
Σ（ΔＴｓxy）≦Ｔon （Σ：ｎ個の総和）（１１）
このようにすれば、ＰＷＭオン区間において誘起電圧を必ずサンプリングすることが可能となる。特に、
Σ（ΔＴｓxy）＝Ｔon （１２）
を満足するように各サンプリング時間ΔＴｓxyとサンプリング回数ｎを設定する。そして、サンプリング電圧Ｖ0Syの最終値であるＶ0Snを誘起電圧Ｖ0と確定する。これにより得られる電圧値Ｖ0は、収束電圧Ｖ00とほぼ等しい値であると考えられる。このようにすれば、容易に収束電圧Ｖ00を求めることができる。
【００５４】
このため、サンプリング時間制御部７は、制御演算部５のサンプリング指令に基きサンプリング時間ΔＴsとサンプリング回数ｎをＡ／Ｄ変換部４に出力する。Ａ／Ｄ変換部４はそのサンプリング指令情報に基づき、誘起電圧１２をｎ回（ｎ≧１）サンプリングしてサンプリング電圧を得る。制御演算部５は上記の方法で、最終のサンプリング電圧値から誘起電圧１２を確定する。
【００５５】
（誘起電圧の検出方法２）
本方法では、図９に示すように、検出方法１においてｎ＝1とし、すなわち、１回だけサンプリングするようにし、且つ、そのサンプリングを所定時間（ΔＴMIN）の経過後に行なうようにする。サンプリング時間ΔＴs01は次式を満足するように設定する。
ΔＴs01＝ｔs1＝Ｔon≧ΔＴMIN （１３）
ここで、ΔＴMINは、誘起電圧の電圧振動成分の極大値と極小値の差が、ほぼ収束したと考えられる所定範囲内に収まるようになるまでの時間に設定する。また所定範囲とは、誘起電圧の電圧振動の過渡状態がほぼ終了し、定常状態に移行したと考え得る範囲である。このようにして求めたサンプリング電圧３１（Ｖ0S1）は誘起電圧１２（Ｖ0）の真の値とほぼ等しいと考えられる。
【００５６】
（誘起電圧の検出方法３）
本方法では、図１０に示すように、検出方法１においてｎ＝１とし、すなわち、１回だけサンプリングするようにし、且つ、そのサンプリングを振動が収束したと考えられる所定時間（ΔＴMAX）経過後に行なう。サンプリング時間ΔＴｓ01は次式を満足するように設定する。
ΔＴMAX≦ΔＴｓ01≦Ｔon （１４）
このようにして求めたサンプリング電圧３２の値Ｖ0S1は、
Ｖ0S1＝Ｖ00＝Ｖ0 （１５）
をみたすと考えられる。したがって、ΔＴMAXは誘起電圧の電圧振動が定常状態になったと考えられる時間に、具体的には、Ｖ00＝Ｖ0S1を満足するサンプリング時間ΔＴｓの最小値に設定する。
【００５７】
また検出方法１において、ｎ個のサンプリング電圧Ｖ0Syを求め、これらを相加平均して誘起電圧Ｖ0を次のように求めて確定することもできる。
Ｖ0＝Σ（Ｖ0Sy）／ｎ（１６）
この場合、外乱ノイズに対し影響の受けにくい誘起電圧Ｖ0を確定できる。
【００５８】
（誘起電圧の検出方法４）
本方法では、図１１に示すように、検出方法１においてｎ＝１とし、すなわち、１回だけサンプリングするようにし、このサンプリング値と式（９）を用いて誘起電圧（収束電圧Ｖ0）を求める。この場合、ｋ、ｆL、φを事前に求めておき、これらの値とサンプリング電圧３３（Ｖ0S1）と、次式とにより収束電圧Ｖ0を求める。
Ｖ0＝Ｖ0S1／（１−exp(−ｋ・ｔs1)・sin(２π・ｆL・ｔs1−φ)）（１７）
【００５９】
また、検出方法１においてｎ＝４とし、４回サンプリングして電圧Ｖ0S1、Ｖ0S2、Ｖ0S3、Ｖ0S4を得るようにしてもよい。この場合には、式（９）を用いて以下の連立方程式を立て、それらを解くことにより、ｋ、ｆL、φが未知の場合にもＶ0を確定できる。
Ｖ0＝Ｖ0S1／（１−exp(−ｋ・ｔs1)・sin(２π・ｆL・ｔs1−φ)）（１８ａ）
Ｖ0＝Ｖ0S2／（１−exp(−ｋ・ｔs2)・sin(２π・ｆL・ｔs2−φ)）（１８ｂ）
Ｖ0＝Ｖ0S3／（１−exp(−ｋ・ｔs3)・sin(２π・ｆL・ｔs3−φ)）（１８ｃ）
Ｖ0＝Ｖ0S4／（１−exp(−ｋ・ｔs3)・sin(２π・ｆL・ｔs3−φ)）（１８ｄ）
【００６０】
（誘起電圧の検出方法５）
本方法では、検出方法１において次式を満足するようにサンプリング時間ΔＴｓを設定したものである。
ΔＴｓ≦１／ｆL （１９）
このようにすれば、図１２に示すようにリンギング成分をもつ誘起電圧期間を、時間軸上において高分解能にサンプリングすることができるので、上述したいずれのＶ0を確定する方法をも適用できる。
【００６２】
（誘起電圧の検出方法６）
ここでは、上記の検出方法５において、サンプリング時間ΔＴｓをリンギング周波数の逆数に対して十分に小さく設定し、極大点、極小点のサンプリング電圧を、収束電圧決定のためのサンプリング電圧として採用する。図１３に示すように、サンプリング電圧３５をＶ0smy、サンプリング時刻をｔｓmy（ｙは正の整数）としている。ｔｓmyは、サンプリング時間ΔＴｓの１次関数で表される。
【００６３】
（誘起電圧の検出方法７）
本方法では、図１４に示すように極大点をサンプリングして誘起電圧Ｖ0を確定する。サンプリング電圧が極大点となる時には、誘起電圧の電圧方程式は、ｙ＝１とすると、以下の方程式となる。

よって、

となる。
【００６４】
従って、定数ｋのみ既知であれば、極大点となる一つのサンプリング電圧３６（Ｖ0ｓm1）により、誘起電圧Ｖ0を確定できることになる。つまり、リンギング周波数ｆLやφに全く依存せずにＶ0を確定できるので、精度よく誘起電圧を求めることが可能である。
【００６５】
さらに、ｙ＝３とすると、そのサンプリング電圧により以下の電圧方程式となる。

ここで、記号「^」は階乗を表す。上式より、α1を消去すればＶ０が確定できる。すなわち、極大点のサンプリング電圧Ｖ0ｓm1とＶ0ｓm3により、定数ｋにも依存せずにＶ0を確定できるため、さらに一層精度良く誘起電圧を求めることができる。
【００６６】
（誘起電圧の検出方法８）
本方法では、図１５に示すように極小点をサンプリングして誘起電圧Ｖ0を確定する。サンプリング電圧３７が極小点である場合には、誘起電圧の電圧方程式は、ｙ＝２とし、サンプリング電圧Ｖ0sm2により以下のようになる。

よって、

となる。従って、定数ｋが既知であれば、極小点となる一つのサンプリング電圧３７（Ｖ0sm2）により、誘起電圧Ｖ0を確定できることになる。つまり、リンギング周波数ｆLやφに全く依存せずにＶ0を確定できるので、精度よく誘起電圧１２を求めることが可能である。
【００６７】
さらに、ｙ＝４とすると、以下の電圧方程式が得られる。

上式より、α2を消去すればＶ0が確定できる。すなわち、極小点のサンプリング電圧Ｖsm2とＶsm4により、定数ｋにも依存せずにＶ0を定できるため、さらに精度良く誘起電圧を求めることができる。
【００６８】
以上のような方法でサンプリング点の決定を行なうことにより、電圧検出の精度を向上できるため、より精度よいモータ制御が実現できる。
【００６９】
【発明の効果】
本発明のインバータ装置は、モータ巻線の誘起電圧の検出のためのＡ／Ｄ変換手段のサンプリング時間ΔＴｓとサンプリング回数ｎとを適宜制御する。これにより、モータ電流の通電角を簡単な回路構成にて１８０゜近傍まで拡大した場合でも、精度よくモータ回転子位置に基くモータ駆動制御ができるので、モータが発生する音・振動を低減し、機械系の防音、振動対策を簡略化でき、回路コストが安価なインバータ装置を実現できる。
【００７１】
また、サンプリング時間ΔＴｓを、ＰＷＭ制御におけるオン区間の直後の誘起電圧に発生するリンギングの周波数がｆLのときに、ΔＴｓ≦１／ｆLを満足するように設定する。これにより、高周波なリンギング成分をもつ誘起電圧を高分解能に電圧サンプリングできるので、誘起電圧を正確に確定できる。また、サンプリングされた電圧を相加平均処理することにより、誘起電圧上にノイズ電圧等の外乱電圧が瞬間的に印加されたとしても、大きな影響を受けないため精度よく誘起電圧を確定でき、インバータシステムの安定性と性能をさらに高めることができる。
【００７３】
また、サンプリング回数ｎを、ＰＷＭ制御におけるオン区間の誘起電圧をサンプリングするように設定してもよい。これにより、正常な誘起電圧以外の電圧要素をサンプリングすることが全くなくなり、誘起電圧サンプリングエラーによるインバータシステムの異常停止を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るインバータ装置の制御ブロック図。
【図２】インバータ装置の電圧検出部の構成図。
【図３】ブラシレスＤＣモータの一の相の電気角に対する相電流波形を示した図。
【図４】制御演算部においてサンプリング電圧Ｖ1から位相差Δθ1を算出するための動作を説明するための図。
【図５】ブラシレスＤＣモータの等価回路図。
【図６】ブラシレスＤＣモータにおいて、Ｕ相インダクタンスＬu及び界磁誘起電圧Ｅuの電気角に対する特性を示した図。
【図７】相電流オフ区間の誘起電圧波形を説明するための図。
【図８】制御演算部が誘起電圧の確定のために用いるサンプリング点を説明するための図（検出方法１）。
【図９】制御演算部が誘起電圧の確定のために用いるサンプリング点を説明するための図（検出方法２）。
【図１０】制御演算部が誘起電圧の確定のために用いるサンプリング点を説明するための図（検出方法３）。
【図１１】制御演算部が誘起電圧の確定のために用いるサンプリング点を説明するための図（検出方法４）。
【図１２】制御演算部が誘起電圧の確定のために用いるサンプリング点を説明するための図（検出方法５）。
【図１３】制御演算部が誘起電圧の確定のために用いるサンプリング点を説明するための図（検出方法６）。
【図１４】制御演算部が誘起電圧の確定のために用いるサンプリング点を説明するための図（検出方法７）。
【図１５】制御演算部が誘起電圧の確定のために用いるサンプリング点を説明するための図（検出方法８）。
【図１６】従来の１２０゜通電制御における相電流波形を示した図。
【符号の説明】
１ブラシレスＤＣモータ（ＢＤＭ）
２直流交流変換部
３電圧検出部
４Ａ／Ｄ変換部
５制御演算部
６ＰＷＭデューティ制御部
７サンプリング時間制御部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an inverter device that controls the frequency of a brushless DC motor.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as a driving device for controlling the rotation speed of a three-phase four-pole brushless DC motor, a driving device driven by a 120 ° energization control (rectangular wave energization control) method and a driving device driven by a 180 ° energization control (sine wave energization control) method. There is a thing. The 120 ° energization control method is disclosed in, for example, Japanese Patent No. 2642357, and the 180 ° energization control method is disclosed in, for example, Japanese Patent Laid-Open Nos. 7-245982 and 7-337079.
[0003]
The 120 ° energization method is a method for directly detecting the zero cross signal of the induced voltage of the motor winding, and the commutation signal is changed based on the zero cross signal. The zero cross signal is detected by comparing the induced voltage of each phase of the motor winding with the reference voltage. In a three-phase four-pole brushless DC motor, the zero cross signal is generated 12 times in three phases during one rotation of the motor rotor. That is, it occurs every 30 ° mechanical angle (60 ° electrical angle). When the conduction angle is 120 °, the zero cross signal can be detected continuously in the non-conduction period of each phase of the motor winding, that is, the electrical angle in the range of 60 ° (= 180 ° -120 °).
[0004]
FIG. 16 shows a waveform of a current (phase current) flowing in one phase when the motor 1 is driven using the conventional 120 ° energization control. In this figure, the phase current with respect to the electrical angle is shown. In this case, a section where no current flows (for example, a section of 150 ° to 210 °) exists twice per phase in one cycle of the electrical angle. During the half rotation of the motor 1, there are six sections in which no current flows in the entire three phases. Therefore, there are 12 times in total for three phases during one rotation of the motor 1. In such a section in which no current flows, the induced voltage of the motor 1 can be confirmed for a phase in which no current flows (any one of U, V, and W phases), and the induced voltage is zero-crossed. You can find the location.
[0005]
On the other hand, the above 180 ° energization method amplifies the differential voltage between the neutral point potential of the motor winding and the neutral point potential of the resistor connected in three phases to the three-phase inverter output voltage. A position detection signal corresponding to the induced voltage of the 120 ° energization method is obtained by inputting to the integration circuit, comparing the output signal of the integration circuit with the output signal, processing the output signal with a filter circuit, and comparing the DC cut signal. . This position detection signal is generated 12 times during one rotation of the motor. That is, it occurs every 30 ° mechanical angle (60 ° electrical angle). Since this method uses an integration circuit, the absolute position where the induced voltage crosses zero cannot be grasped, and complicated phase control such as phase correction is required.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the 120 ° energization method, as described above, the zero crossing is detected by comparing the induced voltage of the motor winding with the reference value. Therefore, if the motor load suddenly changes or the power supply voltage suddenly changes, The voltage zero-cross signal may be hidden in the motor drive voltage region and cannot be detected. In such a state, a step-out phenomenon first occurs and the motor drive system stops.
[0007]
In order to reduce noise and vibration during motor operation in the 120 ° energization method, it is only necessary to extend the conduction period. For example, when the operation angle is increased to about 150 °, the motor is operated. The range in which the induced voltage of each phase of the winding can be detected is as narrow as 30 ° (= 180 ° -150 °) in electrical angle, and zero crossing may not be detected within that range. For this reason, the danger of stepping out during operation increases, and unstable phenomena such as turbulence tend to occur. This means that the larger the conduction angle, that is, the closer the conduction angle is to 180 °, the more difficult the stable motor operation becomes.
[0008]
On the other hand, in the 180 ° energization method, since the integration circuit is used as described above, the absolute position of the zero cross of the induced voltage cannot be grasped, and the phase difference between the zero cross position and the position detection signal is large depending on the operating state. Therefore, complicated control such as phase correction is necessary, and the phase correction adjustment is difficult, and the control calculation is complicated. In addition, the motor requires a neutral point output terminal and uses the third harmonic component of the induced voltage waveform, so that there is a problem that it cannot be used in a motor using a sine wave magnetized magnet.
[0009]
The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and its object is to enable operation near a conduction angle of 180 ° which does not require a mechanical electromagnetic pickup sensor with a simple system configuration. Therefore, it is possible to reduce the sound and vibration of the mechanical system, to simplify the soundproofing and vibration countermeasures of the mechanical system, and to provide an inexpensive and highly reliable inverter device.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
  An inverter device according to the present invention includes a switching element, a DC / AC conversion means for converting a DC voltage into a pseudo AC voltage by opening and closing the switching element and outputting the pseudo AC voltage to the motor, and a winding voltage of the motor The voltage detection means for detecting the voltage, the PWM duty control means for controlling the duty ratio in the PWM control of the pseudo AC voltage output from the DC / AC conversion means, and the output voltage of the voltage detection means during the ON period in the PWM control. A / D conversion means that samples at predetermined time intervals, converts it to a digital value, and outputs it as a sampling voltage, and A / D conversion meansTwo or more points sampled during the ON interval in PWM controlSampling voltageBy arithmetic mean processingA control calculation means for determining an induced voltage of the motor winding, calculating a zero-cross position of the induced voltage of the motor based on the determined induced voltage and outputting a sampling command, and a voltage of the induced voltage by a sampling command from the control calculation means Sampling time control means for controlling the sampling time ΔTs of the A / D conversion means and the number of sampling times n based on the vibration component.The sampling time control means sets the frequency of ringing generated in the induced voltage immediately after the ON period in PWM control to f L Assuming that the sampling time ΔTs is ΔTs ≦ 1 / f L Set to satisfy.
[0014]
Further, the sampling time control means may set the number of times of sampling n so as to sample the induced voltage in the ON section in the PWM control.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of an inverter device according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
[0020]
<Configuration of inverter device>
FIG. 1 is a control block diagram of an inverter device according to the present invention. The inverter device is a motor driving device that controls the rotational speed of a three-phase four-pole brushless DC motor (hereinafter abbreviated as “motor”) 1. In this figure, the inverter device includes a DC / AC converter 2 that converts a DC voltage into a pseudo AC voltage and outputs the pseudo AC voltage, a voltage detector 3 that detects an induced voltage of the motor 1, and an analog from the voltage detector 3. An A / D conversion unit 4 that converts the detection signal into a digital signal, a control calculation unit 5 that detects a zero-cross position of the induced voltage of the motor 1 from the digital signal from the A / D conversion unit 4, and a rotational speed control of the motor 1 A PWM duty control unit 6 that outputs a PWM duty signal for controlling applied voltage, frequency, and phase, and a sampling point (sampling time ΔTs, sampling number n) of the A / D conversion unit 4 according to a command from the control calculation unit 5 And a sampling time control unit 7 for controlling. The DC / AC converter 2 has six switching elements that open and close at high speed.
[0021]
<Operation of inverter device>
In the inverter device configured as described above, a DC voltage is input to the DC / AC converter 2, converted to a pseudo AC voltage having a variable frequency and phase, and output to the motor 1. The rotational speed of the motor 1 is controlled by changing the frequency (hereinafter referred to as “inverter frequency”) and phase of the pseudo AC voltage output from the DC / AC converter 2. This inverter frequency is controlled by the PWM duty controller 6.
[0022]
Next, the operation of each part of the inverter device will be specifically described.
The voltage detection unit 3 lowers each phase induced voltage of the motor 1 and outputs the voltage to the A / D conversion unit 4 in analog form. FIG. 2 shows the configuration of the voltage detection unit 3. The voltage detection unit 3 includes resistors 10 a and 10 b and a capacitor 11. Normally, the capacitor 11 may not be provided, but it is preferable to insert the capacitor 11 for noise removal if the time constant is such that the induced voltage waveform is not lost. If the value of the DC voltage input to the DC / AC converter 2 is VDC, the amplitude value of the detected analog voltage of the induced voltage is k × VDC due to the voltage division ratio k determined by the resistance values of the two resistors 10a and 10b. Become. Here, for simplicity of explanation, k = 1.
[0023]
The DC / AC conversion unit 2 includes six switching elements that open and close at high speed, receives a control signal from the PWM duty control unit 6, and controls the opening and closing operation of the switching element based on the control signal. A drive voltage is generated. The magnitude of the drive voltage is controlled by PWM (pulse width modulation) and changes according to the duty ratio. Therefore, the PWM duty control unit 6 outputs a PWM-controlled control signal (hereinafter referred to as “PWM duty signal”).
[0024]
In the A / D conversion unit 4, the analog output voltage from the voltage detection unit 3 is sampled, converted into a digital signal, and output to the control calculation unit 5.
[0025]
The control calculation unit 5 outputs a sampling command, which is a command for executing sampling, to the sampling time control unit 7. When receiving the sampling command, the sampling time control unit 7 outputs a control command related to the sampling time ΔTs and the number of samplings n to the A / D conversion unit 4. The A / D conversion unit 4 determines a sampling point when sampling the output voltage from the voltage detection unit 3 based on the control command information. Further, the control calculation unit 5 calculates an induced voltage from the voltage sampled by the A / D conversion unit 4, calculates a zero cross position based on the voltage, and rotational phase information including information for base pattern signal and PWM control Are output to the PWM duty control unit 6.
[0026]
The PWM duty controller 6 outputs a base pattern signal for controlling the square root of each switching element of the DC / AC converter 2 and controls the inverter frequency of the drive voltage.
[0027]
Each switching element of the DC / AC converter 2 is controlled, for example, as follows according to the base pattern signal. That is, in the first base pattern, the U-phase upper arm switching element and the V-phase lower arm switching element are turned on. In the second base pattern, the U-phase upper arm switching element and the W-phase lower arm switching element are turned on. In the third base pattern, the V-phase upper arm switching element and the W-phase lower arm switching element are turned on. In the fourth base pattern, the V-phase upper arm switching element and the U-phase lower arm switching element are turned on. In the fifth base pattern, the W-phase upper arm switching element and the U-phase lower arm switching element are turned on. In the sixth base pattern, the W-phase upper arm switching element and the V-phase lower arm switching element are turned on. Thus, the phase of the armature winding of the motor to which the drive voltage is applied is switched by switching the base pattern.
[0028]
The control calculation unit 5 outputs rotation phase information for switching commutation of these base patterns. That is, the control calculation unit 5 calculates the zero cross position of the three-phase induced voltage of the motor 1 and outputs a zero cross signal. This zero crossing occurs 12 times while the motor rotor makes one mechanical rotation. If the motor 1 is rotating at a constant speed, the zero cross signal is generated in units of approximately 30 ° mechanical angle. The control calculation unit 5 calculates the zero cross position from the sampling voltage of the A / D conversion unit 4, and the PWM duty control unit 6 outputs the PWM duty signal while sequentially switching the base pattern based on the zero cross position. The PWM duty signal is a signal in which PWM information (duty ratio) is superimposed on the base pattern signal.
[0029]
As described above, in the inverter device, the PWM duty control unit 6 controls the rotation speed of the motor 1 while changing the inverter frequency of the DC / AC conversion unit 2 based on the rotation phase information from the control calculation unit 5. At this time, the magnetic pole position of the rotor of the motor 1 cannot be determined directly from the zero cross position of the induced voltage due to the effect of the armature reaction, and a phase difference is generated between them. Since this phase difference depends on the operating load, it is difficult to specify the true magnetic pole position from the zero cross position of the induced voltage by microcomputer calculation. However, even if the true magnetic pole position cannot be specified, it is sufficiently possible to control the rotational speed of the motor 1 only by the serocross position of the induced voltage.
[0030]
<Inverter power supply control>
FIG. 3 is a diagram showing a current (phase current) waveform in one phase of the armature winding in the 120 ° energization control by the inverter device of the present embodiment. In FIG. 3, the energization angle is Wx, energization is performed from the electrical angle X to the electrical angle (X + Wx), and then energization is performed from the electrical angle Y to the energization angle Wx. That is, in the inverter device according to the present embodiment, the energization is not performed between the electrical angle (X + Wx) and the electrical angle Y, and the induced voltage for the zero cross detection is detected during this period. If Wx = 120 ° in FIG. 3, it is the same as in the case of the prior art shown in FIG. Here, the conduction angle Wx is set so as to satisfy the following equation.
Wx <180 ° (1)
That is, if the above equation is satisfied, the induced voltage of the motor 1 can be confirmed in the range of electrical angle (180 ° −Wx). This eliminates the need for a position sensor for detecting the rotor position during operation of the motor 1.
[0031]
When the conduction angle Wx satisfies the following equation, it is necessary to add a base pattern signal for driving a three-phase sine wave in addition to the six base pattern signals described in the 120 ° energization control.
150 ° <Wx <180 ° (2)
That is, basically, the above six base patterns for 120 ° energization control are used in the electrical angle section where the current is turned off in any one of the three phases. In other sections, a base pattern for driving a three-phase sine wave is used. The base for driving the three-phase sine wave is well-known as normal three-phase sine wave PWM control, and thus detailed description thereof is omitted.
[0032]
<Detection of zero cross position>
Next, a method for specifying the zero-cross position for detecting the rotor position in the inverter device will be described. As described above, the detection of the induced voltage of the motor 1 for detecting the zero-cross position is performed in a section in which no phase current flows. For example, in FIG. 3, it is performed in the section from −X to + X in electrical angle, or in the section from (X + Wx) to Y in electrical angle. Hereinafter, such a section in which no phase current flows is referred to as a “phase current off section”.
[0033]
The control calculation unit 5 detects the induced voltage of the motor winding at a predetermined point (electrical angle) in the phase current off section, and the detected value and a reference voltage value (in this example, VDC / 2), and a point (electrical angle) where a zero cross occurs is predicted and detected based on the difference. In this way, since the zero cross position is detected based on the induced voltage detected at an arbitrary point in the phase current off period, the actual zero crossing is detected in the phase current off period as long as the induced voltage is detected in the phase current off period. The zero-cross position can be detected regardless of whether or not the generation point exists. Therefore, as long as the phase current off section is secured, the energization angle can be secured sufficiently wide up to nearly 180 °, and smoother motor operation becomes possible.
[0034]
FIG. 4 is an enlarged view of the induced voltage waveform of one phase of the motor 1 in the phase current off section. In this figure, a section from −X to + X in electrical angle is a section in which the induced voltage 12 of the motor 1 can be confirmed. Such a section in which the induced voltage can be confirmed is present once for each region having an electrical angle of 60 ° in terms of three phases, and is present 12 times during one rotation of the motor 1. In addition, since the regenerative current flows in the section of the recovery current recovery angle Rx (≧ 0), the induced voltage cannot be sampled. For this reason, the electrical angle at which sampling is possible needs to satisfy the following equation.
-X + Rx <Sampling electrical angle <X (3)
X = (180 ° −Wx) / 2 (4)
[0035]
Next, operations of the A / D conversion unit 4 and the control calculation unit 5 at the time of zero cross point detection will be described. In FIG. 4, it is assumed that the position (electrical angle) “Z” is the position of the zero cross point.
[0036]
First, the A / D converter 4 samples the induced voltage at an electrical angle (−X + TS0) and converts it into a digital value V0. Here, TS0 indicates a wait angle, which is given by a sampling command from the control calculation unit 5, so that sampling can be performed in a section where the duty pulse of the PWM duty signal is turned on (hereinafter referred to as "PWM on section"). Sampling timing is controlled. Therefore, as shown in FIG. 4, sampling is performed within the PWM on period Ton, and sampling is not performed during the period Toff in which the duty pulse of the PWM duty signal is turned off (hereinafter referred to as “PWM off period”). It has become.
[0037]
Further, the wait angle TS0 and the recovery current recovery angle Rx are set so as to satisfy the relationship of the following equation, thereby preventing the detection in the section of the recovery current recovery angle Rx.
TS0> Rx (5)
[0038]
In FIG. 4, the zero cross position of the induced voltage is the position Z, and the voltage difference ΔV 0 between the sampled voltage V 0 and the voltage VDC / 2 at the zero cross position Z is
ΔV0 = V0−VDC / 2 (6)
Ask for.
[0039]
  After calculating the voltage difference ΔV 0 as described above, the control calculation unit 5 further uses the voltage difference ΔV 0, the inverter angular frequency ω 1, and the induced voltage constant E 0 of the magnet of the motor 1 to determine the sampling position and zero crossing. A phase difference Δθ0 from the position is obtained. If | Δθ0 | ≈0, the error Δθ0 is generally given by the following equation.
      Δθ0 ≒ 2 / (1 / √3 ・ ω1 ・ E0) ・ ΔV0 （７）
If the phase difference Δθ0 is obtained by the equation (7), the zero-cross position can be detected from the sampling position and the phase difference Δθ0.
[0040]
If the zero-cross position can be detected as described above, the rotational phase of the motor 1 can be controlled by observing only the induced voltage (observation for three phases).
[0041]
Here, a necessary condition for obtaining the voltage difference ΔV0 is that at least one PWM ON section is included in the phase current OFF period. For this reason, the switching frequency (= carrier frequency) fc, inverter frequency f1, and conduction angle Wx of the switching element of the DC / AC converter 2 must satisfy the following relationship.
fc ≧ f1 × 360 ° / (180 ° −Wx−Rx) (8)
[0042]
By setting the carrier frequency fc so as to satisfy the above equation, at least one carrier period in PWM control is included between the phase current off period, that is, the phase current off period start angle and the phase current off period end angle. For this reason, the PWM ON section exists at least once, and the sampling voltage V0, that is, the voltage difference ΔV0 can be obtained.
[0043]
(Equivalent circuit of motor)
  FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of the motor 1. R1 is the primary resistance of the winding, and Lu, Lv, and Lw are the inductances of each phase.(Composition), Eu, Ev, Ew represent the field induced voltage of each phase, and Iu, Iv, Iw represent the phase current of each phase. Here, the field induced voltage means an induced voltage generated only by a magnet (field) when the motor 1 rotates.
[0044]
In the figure, consider a case where a DC voltage VDC is applied between the W-V phases. At this time, the W-phase potential is VDC, the V-phase potential is 0, the U-phase is released, and the induced voltage Vu21 is observed. The winding neutral point 22 is the midpoint of each phase. The potential difference between the W-V phases alternately repeats VDC and 0 V by PWM control. Further, during PAM control, the potential difference is always VDC. The voltage waveform of the induced voltage Vu21 at this time corresponds to the induced voltage in FIG. In the section between the phase current off start angle 17 and the phase current off end angle 18 in FIG. 4, the DC voltage VDC is applied to the WV phase and PWM control is performed.
[0045]
In this state, the electric characteristics of the field induced voltage Eu and the U phase inductance Lu shown in FIG. 5 with respect to the electrical angle are the field induced voltage Eu24 and the U phase inductance Lu23 shown in FIG. As shown in FIG. 6, the field induced voltage Eu24 is a sinusoidal AC voltage having an amplitude of ω1 · E0, and the U-phase inductance Lu23 has a maximum value of Lq and a minimum value of Ld (Lq ≧ Ld> 0). , A sinusoidal AC voltage whose DC component is (Lq + Ld) / 2.
[0046]
When the field induced voltage Eu24 has the maximum value Lq or the minimum value Ld, the U-phase inductance Lu23 also has the maximum value Lq. When the field induced voltage Eu24 becomes zero, the U-phase inductance Lu23 takes the minimum value Ld.
[0047]
The zero cross position 25 of the field induced voltage Eu24 completely corresponds to the magnetic pole position of the magnet of the motor 1. However, the induced voltage Vu21, that is, the induced voltage 12, does not match the electrical angle between the zero-cross position 14 and the zero-cross position 25 of the field-induced voltage Eu24 due to the influence of the armature reaction of the U-phase inductance Lu23, and has a certain phase angle. Have. Since this phase angle changes depending on the operating state of the motor 1, it is difficult to specify the phase angle.
[0048]
In FIG. 5, the DC voltage VDC is applied to the WV phase to perform PWM control or PAM control, and the induced voltage can be detected if the potential difference of the WV phase is VDC and Iu = 0. , The sampling voltage (at position Z) can be obtained.
[0049]
<Detection of induced voltage used for zero cross detection>
The inverter device generally includes a motor 1 composed of a magnetic circuit of resistance, inductance, and magnet, and a switching element including a capacitance, and a circuit equation relating to the induced voltage is given by a second-order linear ordinary differential equation. The equation also has an imaginary root. Therefore, the waveform of the induced voltage appearing in the PWM ON section (Ton section) is a vibration waveform that converges to a constant value while vibrating with the passage of time as shown in FIG. In FIG. 7, V0mj (an integer of j ≧ 1) indicates the maximum and minimum points of the induced voltage 12, and tmj indicates the time at those points. The voltage V00 indicates a convergence voltage of the induced voltage 12, and is a true induced voltage.
[0050]
When the waveform shown in FIG. 7 is formulated with respect to time t, the following expression is obtained.
V0≈V00 · (1-exp (−k · t) · sin (2π · fL · t−φ)) (9)
Here, k (≧ 0) and φ (≧ 0) are constants, and fL (≧ 0) means the frequency of the voltage oscillation component in FIG. 7, and is often called a ringing frequency. These quantities can be handled as constants because they are automatically determined when the control system is determined.
[0051]
As described above, the induced voltage generally oscillates in a certain time interval, that is, is in a transient state. Therefore, the sampling voltage obtained at an arbitrary time does not necessarily represent the convergence voltage V00 that is a true induced voltage value. Not necessarily. Since the zero-cross position is detected based on the induced voltage and the switching timing of the switching element is thereby determined, the data reliability and accuracy of the induced voltage greatly affect the operation of the entire control system. Therefore, it is desired that this induced voltage is obtained accurately.
[0052]
Therefore, in the present inverter device, the induced voltage is accurately and easily detected by the following various methods. In the following control, the sampling time ΔTs and the number of samplings n are set by the sampling time control unit 5, and the induced voltage detection value is determined by the control calculation unit 7.
[0053]
(Induced voltage detection method 1)
In this method, as shown in FIG. 8, the detection voltage is sampled every predetermined sampling time, and the last sampled voltage among the sampling voltages is determined as the convergence value of the induced voltage 12. In FIG. 8, when sampling voltage 30 is V0Sy, sampling time is tsy, and each sampling time (interval) is ΔTsxy (x and y are integers satisfying 0 ≦ x ≦ n−1 and 1 ≦ y ≦ n). The sampling time ΔTsxy (> 0) and the number of samplings n are set so as to satisfy the following relationship.
ΔTsxy ≤ Ton (10)
Σ (ΔTsxy) ≦ Ton (Σ: total of n pieces) (11)
In this way, it is possible to always sample the induced voltage in the PWM on period. In particular,
Σ (ΔTsxy) = Ton (12)
Each sampling time ΔTsxy and the number of sampling times n are set so as to satisfy the above. Then, V0Sn which is the final value of the sampling voltage V0Sy is determined as the induced voltage V0. The voltage value V0 obtained by this is considered to be a value almost equal to the convergence voltage V00. In this way, the convergence voltage V00 can be easily obtained.
[0054]
For this reason, the sampling time control unit 7 outputs the sampling time ΔTs and the number of samplings n to the A / D conversion unit 4 based on the sampling command of the control calculation unit 5. Based on the sampling command information, the A / D converter 4 samples the induced voltage 12 n times (n ≧ 1) to obtain a sampling voltage. The control calculation unit 5 determines the induced voltage 12 from the final sampling voltage value by the above method.
[0055]
(Induction voltage detection method 2)
In this method, as shown in FIG. 9, in the detection method 1, n = 1, that is, sampling is performed only once, and the sampling is performed after a predetermined time (ΔTMIN) has elapsed. The sampling time ΔTs01 is set so as to satisfy the following equation.
ΔTs01 = ts1 = Ton ≧ ΔTMIN (13)
Here, ΔTMIN is set to a time until the difference between the maximum value and the minimum value of the voltage oscillation component of the induced voltage falls within a predetermined range considered to have converged. The predetermined range is a range in which it is considered that the transient state of the voltage oscillation of the induced voltage has almost ended and the state has shifted to the steady state. The sampling voltage 31 (V0S1) thus obtained is considered to be substantially equal to the true value of the induced voltage 12 (V0).
[0056]
(Induction voltage detection method 3)
In this method, as shown in FIG. 10, n = 1 in the detection method 1, that is, sampling is performed only once, and the sampling is performed after a predetermined time (ΔTMAX) when the vibration is considered to have converged. . The sampling time ΔTs01 is set so as to satisfy the following equation.
ΔTMAX ≦ ΔTs01 ≦ Ton (14)
The value V0S1 of the sampling voltage 32 obtained in this way is
V0S1 = V00 = V0 (15)
It is considered to meet. Therefore, ΔTMAX is set to the minimum value of the sampling time ΔTs that satisfies V00 = V0S1 at a time when the voltage oscillation of the induced voltage is considered to be in a steady state.
[0057]
In the detection method 1, n sampling voltages V0Sy can be obtained, and these can be arithmetically averaged to determine the induced voltage V0 as follows.
V0 = Σ (V0Sy) / n (16)
In this case, an induced voltage V0 that is less susceptible to disturbance noise can be determined.
[0058]
(Induction voltage detection method 4)
In this method, as shown in FIG. 11, in the detection method 1, n = 1, that is, sampling is performed only once, and the induced voltage (convergence voltage V0) is obtained using this sampling value and the equation (9). . In this case, k, fL, and φ are obtained in advance, and the convergence voltage V0 is obtained from these values, the sampling voltage 33 (V0S1), and the following equation.
V0 = V0S1 / (1-exp (−k · ts1) · sin (2π · fL · ts1−φ)) (17)
[0059]
Further, in detection method 1, n = 4 may be obtained, and the voltages V0S1, V0S2, V0S3, and V0S4 may be obtained by sampling four times. In this case, V0 can be determined even when k, fL, and φ are unknown by establishing the following simultaneous equations using Equation (9) and solving them.
V0 = V0S1 / (1-exp (-k.ts1) .sin (2π.fL.ts1-.phi.)) (18a)
V0 = V0S2 / (1-exp (-k.ts2) .sin (2.pi..fL.ts2-.phi.)) (18b)
V0 = V0S3 / (1-exp (-k.ts3) .sin (2.pi..fL.ts3-.phi.)) (18c)
V0 = V0S4 / (1-exp (-k.ts3) .sin (2.pi..fL.ts3-.phi.)) (18d)
[0060]
(Induced voltage detection method 5)
In this method, the sampling time ΔTs is set in the detection method 1 so as to satisfy the following expression.
ΔTs ≦ 1 / fL (19)
In this way, as shown in FIG. 12, the induced voltage period having a ringing component can be sampled with high resolution on the time axis, so that any of the above-described methods for determining V0 can be applied.
[0062]
(Detection method 6 of induced voltage)
Here, in the detection method 5 described above, the sampling time ΔTs is set sufficiently small with respect to the reciprocal of the ringing frequency, and the sampling voltages at the maximum and minimum points are employed as the sampling voltages for determining the convergence voltage. As shown in FIG. 13, the sampling voltage 35 is V0smy, and the sampling time is tsmy (y is a positive integer). tsmy is expressed by a linear function of the sampling time ΔTs.
[0063]
(Induced voltage detection method 7)
In this method, as shown in FIG. 14, the maximum voltage is sampled to determine the induced voltage V0. When the sampling voltage reaches the maximum point, the voltage equation of the induced voltage is as follows when y = 1.

Therefore,

It becomes.
[0064]
Therefore, if only the constant k is known, the induced voltage V0 can be determined by one sampling voltage 36 (V0sm1) which becomes the maximum point. That is, since V0 can be determined without depending on the ringing frequency fL or φ, the induced voltage can be obtained with high accuracy.
[0065]
Furthermore, when y = 3, the following voltage equation is obtained by the sampling voltage.

Here, the symbol “^” represents the factorial. From the above equation, V0 can be determined by eliminating α1. That is, the induced voltage can be obtained with higher accuracy since V0 can be determined by the sampling voltages V0sm1 and V0sm3 at the maximum points without depending on the constant k.
[0066]
(Induced voltage detection method 8)
In this method, as shown in FIG. 15, the minimum voltage is sampled to determine the induced voltage V0. When the sampling voltage 37 is a minimum point, the voltage equation of the induced voltage is y = 2, and is as follows according to the sampling voltage V0sm2.

Therefore,

It becomes. Therefore, if the constant k is known, the induced voltage V0 can be determined by one sampling voltage 37 (V0sm2) which is a minimum point. That is, since V0 can be determined without depending on the ringing frequency fL or φ, the induced voltage 12 can be obtained with high accuracy.
[0067]
Further, when y = 4, the following voltage equation is obtained.

From the above equation, V0 can be determined by eliminating α2. That is, since V0 can be determined by the sampling voltages Vsm2 and Vsm4 at the minimum points without depending on the constant k, the induced voltage can be obtained with higher accuracy.
[0068]
Since the accuracy of voltage detection can be improved by determining the sampling points by the method as described above, more accurate motor control can be realized.
[0069]
【The invention's effect】
The inverter device of the present invention appropriately controls the sampling time ΔTs and the number of samplings n of the A / D conversion means for detecting the induced voltage of the motor winding. As a result, even when the energization angle of the motor current is expanded to near 180 ° with a simple circuit configuration, the motor drive control based on the motor rotor position can be performed with high accuracy, so that the noise and vibration generated by the motor can be reduced. It is possible to simplify the mechanical soundproofing and vibration countermeasures, and to realize an inverter device with low circuit cost.
[0071]
Further, the sampling time ΔTs is set so that ΔTs ≦ 1 / fL is satisfied when the frequency of the ringing generated in the induced voltage immediately after the ON period in the PWM control is fL.To do.As a result, the induced voltage having a high-frequency ringing component can be voltage-sampled with high resolution, so that the induced voltage can be accurately determined.In addition, by arithmetically averaging the sampled voltage, even if a disturbance voltage such as a noise voltage is instantaneously applied to the induced voltage, the induced voltage can be determined with high accuracy because it is not greatly affected. System stability and performance can be further increased.
[0073]
Further, the sampling number n may be set so as to sample the induced voltage in the ON section in the PWM control. As a result, voltage elements other than the normal induced voltage are not sampled at all, and an abnormal stop of the inverter system due to an induced voltage sampling error can be prevented.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a control block diagram of an inverter device according to the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram of a voltage detection unit of the inverter device.
FIG. 3 is a diagram showing a phase current waveform with respect to an electrical angle of one phase of a brushless DC motor.
FIG. 4 is a diagram for explaining an operation for calculating a phase difference Δθ1 from a sampling voltage V1 in a control calculation unit.
FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of a brushless DC motor.
FIG. 6 is a diagram showing characteristics of a U-phase inductance Lu and a field induced voltage Eu with respect to an electrical angle in a brushless DC motor.
FIG. 7 is a diagram for explaining an induced voltage waveform in a phase current off period.
FIG. 8 is a diagram for explaining sampling points used by a control calculation unit for determining an induced voltage (detection method 1).
FIG. 9 is a diagram for explaining sampling points used by the control calculation unit to determine the induced voltage (detection method 2).
FIG. 10 is a diagram for explaining sampling points used by the control calculation unit to determine the induced voltage (detection method 3).
FIG. 11 is a diagram for explaining sampling points used by a control arithmetic unit for determining an induced voltage (detection method 4).
FIG. 12 is a diagram for explaining sampling points used by a control calculation unit for determining an induced voltage (detection method 5).
FIG. 13 is a diagram for explaining sampling points used by the control calculation unit to determine the induced voltage (detection method 6).
FIG. 14 is a diagram for explaining sampling points used by the control calculation unit to determine the induced voltage (detection method 7).
FIG. 15 is a diagram for explaining sampling points used by the control calculation unit to determine the induced voltage (detection method 8).
FIG. 16 is a diagram showing a phase current waveform in conventional 120 ° energization control.
[Explanation of symbols]
1 Brushless DC motor (BDM)
2 DC-AC converter
3 Voltage detector
4 A / D converter
5 Control calculation part
6 PWM duty controller
7 Sampling time controller

Claims

DC / AC conversion means that includes a switching element, converts the DC voltage into a pseudo AC voltage by opening and closing the switching element, and outputs the pseudo AC voltage to the motor;
Voltage detecting means for detecting the winding voltage of the motor;
PWM duty control means for controlling a duty ratio in PWM control of the pseudo AC voltage output by the DC / AC conversion means;
A / D conversion means for inputting an output voltage of the voltage detection means at the time of an on period in PWM control, sampling at predetermined time intervals, converting it to a digital value, and outputting it as a sampling voltage;
The induced voltage of the motor winding is determined by arithmetically averaging two or more sampling voltages sampled during the ON period in the PWM control from the A / D conversion means, and the motor is determined by the determined induced voltage. Control calculation means for calculating the zero-cross position of the induced voltage and outputting a sampling command;
Have a sampling time control means for controlling the sampling time ΔTs and the sampling number n of the A / D converting means based a sampling command from the control arithmetic unit to a voltage oscillating component of the induced voltage,
The sampling time control means includes a feature that the frequency of the ringing from the induced voltage immediately after the ON period in the PWM control as f L, the sampling time .DELTA.Ts, set so as to satisfy the ΔTs ≦ 1 / f L Inverter device.

2. The inverter apparatus according to claim 1, wherein the sampling time control means sets the sampling number n so as to sample an on-section induced voltage in PWM control.