JP2006180651A - Motor controller - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ブラシレスDCモータを周波数制御するモータ制御装置に関するものである。 The present invention relates to a motor control device that controls the frequency of a brushless DC motor.
ブラシレスDCモータを回転数制御するモータ制御装置として、従来より120゜通電制御の方式(例えば、特許文献1参照)と、正弦波180゜通電制御(例えば、特許文献
2、3参照)がある。
Conventional motor control devices for controlling the rotational speed of a brushless DC motor include a 120 ° energization control system (see, for example, Patent Document 1) and a
120゜通電方式は、上記特許は誘起電圧のゼロクロス信号を直接検出する方式であり、それを検出するために、インバータ相電圧と基準電圧との比較を行って得られるものである。このゼロクロス信号に基づいて、転流信号を変化させている。 The 120 ° energization method is a method in which the above-mentioned patent directly detects the zero-cross signal of the induced voltage, and is obtained by comparing the inverter phase voltage with the reference voltage in order to detect it. The commutation signal is changed based on this zero cross signal.
このゼロクロス信号は、モータ1回転中に12回発生し、機械角30゜、すなわち電気角60゜毎に発生する。
This zero cross signal is generated 12 times during one rotation of the motor, and is generated every
180゜通電方式は、上記特許はモータ巻線の中性点電位と、3相のインバータ出力電圧に対して3相Y結線した抵抗の中性点電位との差分電圧を増幅し、それを積分回路に入力し、その積分回路の出力信号と、その出力信号をフィルタ回路により処理し直流カットしたローパス信号との比較により、誘起電圧に対応する位置検出信号を得ている。 In the 180 ° energization method, the above patent amplifies the differential voltage between the neutral point potential of the motor winding and the neutral point potential of the three-phase inverter output voltage with respect to the three-phase inverter output voltage, and integrates it. A position detection signal corresponding to the induced voltage is obtained by comparing the output signal of the integration circuit input to the circuit with the low-pass signal obtained by processing the output signal with a filter circuit and cutting the direct current.
この位置検出信号は、モータ1回転中に12回発生し、機械角30゜、すなわち電気角60゜毎に発生する。この方式においては、積分回路を通すため、位相補正制御が必要である。
しかしながら、前記従来の構成では次のような課題があった。 However, the conventional configuration has the following problems.
図7は従来のモータ制御装置の制御ブロック図である。この120゜通電方式は、誘起電圧部分のゼロクロスの比較を行っているため、モータ負荷急変・電源電圧急変の状態がおきると、誘起電圧のゼロクロス信号がインバータ出力電圧領域内に隠れてしまい、検出できなくなることがある。 FIG. 7 is a control block diagram of a conventional motor control device. Since this 120 ° energization method compares the zero crossing of the induced voltage part, if the motor load sudden change or the power supply voltage sudden change occurs, the induced voltage zero crossing signal will be hidden in the inverter output voltage region and detected. It may not be possible.
このような状態になると、まず脱調現象が発生し、インバータシステムが停止してしまう。 In such a state, first, a step-out phenomenon occurs and the inverter system stops.
また、120゜通電では、1相当たり誘起電圧が電気角60゜連続して確認できるのであるが、モータ運転時の音・振動を軽減しようとして、通電角を150゜程度に設定して運転させようとすると、1相当たり誘起電圧が電気角30゜分しか連続確認できず、通常の運転時においてもインバータ回生電圧の影響により脱調する危険性が増加し、また乱調等の不安定現象も発生し易くなる傾向があった。 In addition, at 120 ° energization, the induced voltage per phase can be confirmed continuously for 60 ° electrical angle, but in order to reduce the noise and vibration during motor operation, the energization angle is set to about 150 ° for operation. If this is the case, the induced voltage per phase can only be confirmed continuously for an electrical angle of 30 °, and the risk of step-out increases due to the effect of the inverter regenerative voltage even during normal operation, and unstable phenomena such as turbulence occur. There was a tendency to occur easily.
また、本構成では、180゜通電に近い運転はまず不可能であるという課題を有してい
た。
Further, this configuration has a problem that an operation close to 180 ° energization is impossible.
図8(a)は120゜通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。 FIG. 8A is a relationship diagram between the phase current waveform and the induced voltage waveform of 120 ° energization control.
通常運転時には誘起電圧10に対して相電流20の位置に設定し、最高回転数を増加させる場合には相電流20を進角させる必要があるが限界が早く、高速回転性能が劣る。
During normal operation, the
図8(b)は180゜通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。 FIG. 8B is a relationship diagram between the phase current waveform and the induced voltage waveform in the 180 ° energization control.
180゜通電方式は、積分回路を通すため、誘起電圧のゼロクロス位置を絶対値での的確な把握ができず、また、運転状態によってはゼロクロス位置と位置検出信号の位相差が大きく変化するため、位相補正等の複雑な制御が必要となり、その位相補正調整が困難であったり、制御演算が複雑になる。 Since the 180 ° energization method passes through the integration circuit, the zero-cross position of the induced voltage cannot be accurately grasped with an absolute value, and the phase difference between the zero-cross position and the position detection signal varies greatly depending on the operating state. Complicated control such as phase correction is required, and the phase correction adjustment is difficult, and the control calculation is complicated.
また、モータに中性点出力端子が必要、誘起電圧波形の3次高調波成分を利用しているため正弦波着磁マグネットを使用したモータでは使用不可能という課題を有していた。 Further, the motor requires a neutral point output terminal, and uses the third harmonic component of the induced voltage waveform, and therefore has a problem that it cannot be used in a motor using a sine wave magnetized magnet.
また、電流フィードバック方式によるセンサレス正弦波180゜通電駆動制御では、モータの磁極位置をモータ電流とモータ電気的定数とにより推定演算するため演算誤差が大きくなり、モータ電流の進角制御の限界点が早く、最高回転数も位置センサ付制御に対しどうしても遠く及ばない課題があった。
In addition, in the
本発明は、上記課題を解決すべきなされたものであり、その目的とするところは、機械的電磁ピックアップセンサの必要としない誘起電圧フィードバック制御の新方式により、位置センサ付正弦波180゜通電と同等レベルの高速性能を実現し、またどのような運転負荷領域においても脱調限界トルクを一層向上させ、さらには安価かつ信頼性の高いモータ制御装置を提供することにある。 The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and the object of the present invention is to provide a 180 ° sine wave with a position sensor by applying a new method of induced voltage feedback control that does not require a mechanical electromagnetic pickup sensor. An object of the present invention is to provide a motor control device that achieves a high speed performance of the same level, further improves the step-out limit torque in any operating load region, and is inexpensive and highly reliable.
前記従来の課題を解決するために本発明は、スイッチング素子を複数個含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をPWM信号に基づき交流電圧に変換し3相ブラシレスDCモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスDCモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、該誘起電圧から前記ブラシレスDCモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、該磁極位置検出手段から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、該電圧波形を前記PWM信号に変換するPWM制御手段とを有するモータ制御装置において、前記誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段と、検出された該回生電圧と前記誘起電圧とに基づいて前記磁極位置を判定する磁極位置検出手段とを有し、回生電圧検出手段の回生検出回数と前記直流電圧に関係する物理量とに基づいて前記電圧制御手段の電圧波形の通電角を制御する通電角制御手段とを備える。 In order to solve the above-described conventional problems, the present invention includes a DC / AC conversion means including a plurality of switching elements, and converting the DC voltage into an AC voltage based on a PWM signal by switching the switching elements and supplying the AC voltage to a three-phase brushless DC motor. Based on the induced voltage detecting means for detecting the induced voltage of the brushless DC motor, the magnetic pole position detecting means for detecting the magnetic pole position of the brushless DC motor from the induced voltage, and the magnetic pole position output from the magnetic pole position detecting means. A voltage control means for outputting a voltage waveform and a PWM control means for converting the voltage waveform into the PWM signal, a regenerative voltage detection means for detecting a regenerative voltage included in the induced voltage, and a detection Magnetic pole position detection means for determining the magnetic pole position based on the regenerated voltage and the induced voltage, and And a conduction angle control means for controlling the conduction angle of the voltage waveform of the voltage control unit on the basis of the physical quantity related to the regenerative detection number and the DC voltage detecting means.
また、上記通電角制御手段は、直流電圧変化率が大きい場合には通電角を小さくし、直流電圧変化率が小さい場合には通電角を大きくする。 The energization angle control means reduces the energization angle when the DC voltage change rate is large, and increases the energization angle when the DC voltage change rate is small.
また、上記通電角制御手段は、直流電圧変化率の1次関数式とする。 The energization angle control means is a linear function expression of the DC voltage change rate.
また、上記通電角制御手段の1次関数式は、上限値および下限値を持つ。 The linear function formula of the conduction angle control means has an upper limit value and a lower limit value.
また、上記通電角制御手段は、直流電圧リプル率が大きい場合には小さくし、直流電圧リプル率が小さい場合には大きくする。 The energization angle control means is decreased when the DC voltage ripple rate is large, and is increased when the DC voltage ripple rate is small.
また、上記通電角制御手段は、直流電圧リプル率の1次関数式とする。 The energization angle control means is a linear function expression of the DC voltage ripple rate.
また、上記通電角制御手段の1次関数式は、上限値および下限値を持つ。 The linear function formula of the conduction angle control means has an upper limit value and a lower limit value.
本発明のモータ制御装置は回生電圧による脱調現象を回避しながら、モータ特性・運転用途に応じた最適な電流通電角に制御でき、また大きな直流電圧変動に対しても制御応答性・制御安定性・制御信頼性が向上し、広範囲の運転負荷に対応したモータ制御装置を提供できる。 The motor control device of the present invention can control the optimum current conduction angle according to the motor characteristics and driving application while avoiding the step-out phenomenon due to the regenerative voltage, and can also control the control response and control stability even for large DC voltage fluctuations. And control reliability can be improved, and a motor control device corresponding to a wide range of operation loads can be provided.
第1の発明は、スイッチング素子を複数個含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧をPWM信号に基づき交流電圧に変換し3相ブラシレスDCモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスDCモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、該誘起電圧から前記ブラシレスDCモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段と、該磁極位置検出手段から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段と、該電圧波形を前記PWM信号に変換するPWM制御手段とを有するモータ制御装置において、前記誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段と、検出された該回生電圧と前記誘起電圧とに基づいて前記磁極位置を判定する磁極位置検出手段とを有し、回生電圧検出手段の回生検出回数と前記直流電圧に関係する物理量とに基づいて前記電圧制御手段の電圧波形の通電角を制御する通電角制御手段とを備えたものである。 According to a first aspect of the present invention, there is provided a DC / AC converter that includes a plurality of switching elements, converts a DC voltage into an AC voltage based on a PWM signal by opening and closing the switching elements, and supplies the AC voltage to a three-phase brushless DC motor, and induction of the brushless DC motor Induced voltage detecting means for detecting voltage, magnetic pole position detecting means for detecting the magnetic pole position of the brushless DC motor from the induced voltage, and voltage for outputting a voltage waveform based on the magnetic pole position output from the magnetic pole position detecting means In a motor control device having control means and PWM control means for converting the voltage waveform into the PWM signal, regenerative voltage detection means for detecting a regenerative voltage included in the induced voltage, the detected regenerative voltage and the Magnetic pole position detection means for determining the magnetic pole position based on the induced voltage, and the number of times of regenerative detection of the regenerative voltage detection means Serial is based on a physical quantity related to a DC voltage that a conduction angle control means for controlling the conduction angle of the voltage waveform of said voltage control means.
第2の発明は、特に第1の発明の通電角制御手段を、直流電圧変化率が大きい場合には通電角を小さくし、直流電圧変化率が小さい場合には通電角を大きくしたものである。 In the second invention, the energization angle control means according to the first invention is such that the energization angle is reduced when the DC voltage change rate is large, and the energization angle is increased when the DC voltage change rate is small. .
第3の発明は、特に第2の発明の通電角制御手段を、直流電圧変化率の1次関数式としたものである。 In the third aspect of the invention, the energization angle control means of the second aspect of the invention is a linear function expression of the DC voltage change rate.
第4の発明は、特に第3の発明の通電角制御手段の1次関数式に、上限値および下限値を持たせたものである。 In the fourth aspect of the invention, the upper limit value and the lower limit value are given to the linear function expression of the conduction angle control means of the third aspect of the invention.
第5の発明は、特に第1の発明の通電角制御手段を、直流電圧リプル率が大きい場合には小さくし、直流電圧リプル率が小さい場合には大きくしたものである。 In the fifth aspect of the invention, the energization angle control means of the first aspect of the invention is particularly reduced when the DC voltage ripple rate is large and increased when the DC voltage ripple rate is low.
第6の発明は、特に第5の発明の通電角制御手段を、直流電圧リプル率の1次関数式としたものである。 In the sixth aspect of the invention, the energization angle control means of the fifth aspect of the invention is a linear function expression of the DC voltage ripple rate.
第7の発明は、特に第6の発明の通電角制御手段の1次関数式に、上限値および下限値を持たせたものである。 In the seventh invention, an upper limit value and a lower limit value are given to the linear function expression of the conduction angle control means of the sixth invention.
以下、添付の図面を用いて、本発明に係るモータ制御装置の実施の形態を説明する。 Embodiments of a motor control device according to the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings.
なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。 Note that the present invention is not limited to the embodiments.
(実施の形態1)
図1に本実施の形態のモータ制御装置の制御ブロック図を示す。
(Embodiment 1)
FIG. 1 shows a control block diagram of the motor control device of the present embodiment.
本実施の形態のモータ制御装置は、3相ブラシレスDCモータ7を回転数制御するモータ制御装置を示している。
The motor control device of the present embodiment is a motor control device that controls the rotation speed of the three-phase
この図において、モータ制御装置は、直流電圧4を交流電圧に変換し、3相ブラシレスDCモータ(以下、BLMと略)7に出力する直流交流変換手段6と、BLM7の誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段1と、誘起電圧からブラシレスDCモータの磁極位置を検出する磁極位置検出手段2と、磁極位置検出手段2から出力される磁極位置に基づいて電圧波形を出力する電圧制御手段3と、電圧波形をPWM信号に変換するPWM制御手段5と、誘起電圧に含まれる回生電圧を検出する回生電圧検出手段8と、検出された回生電圧と誘起電圧とに基づいて磁極位置を判定する磁極位置検出手段2とを有する。
In this figure, the motor control device converts a DC voltage 4 into an AC voltage and outputs it to a three-phase brushless DC motor (hereinafter abbreviated as BLM) 7 and an induction for detecting an induced voltage of the
PWM制御手段5は、BLM7を回転数制御するための印加電圧、周波数、位相を制御するPWM信号を出力する。
The PWM control means 5 outputs a PWM signal for controlling the applied voltage, frequency, and phase for controlling the rotation speed of the
直流交流変換手段6は、高速に開閉する6つのスイッチング素子(図2(a))から成り立っている。 The DC / AC converting means 6 includes six switching elements (FIG. 2A) that open and close at high speed.
まず、図1において誘起電圧検出手段1と磁極位置検出手段2と電圧制御手段3、PWM制御手段5の役割について順次説明する。 First, the roles of the induced voltage detection means 1, the magnetic pole position detection means 2, the voltage control means 3, and the PWM control means 5 will be described sequentially in FIG.
この部分は、図7に示した従来のモータ制御装置の制御ブロック図の働きと同様である。 This part is the same as the operation of the control block diagram of the conventional motor control device shown in FIG.
図1において、誘起電圧検出手段1は、BLM7の誘起電圧を降下させ、磁極位置検出手段2では誘起電圧ゼロクロス信号を検出し、誘起電圧ゼロクロス信号を磁極位置として電圧制御手段3に出力する。
In FIG. 1, the induced voltage detection means 1 lowers the induced voltage of the
電圧制御手段3はその磁極位置に基づいて、BLM7を駆動させるための電圧波形を演算しそれをPWM制御手段5に出力する。
Based on the magnetic pole position, the voltage control means 3 calculates a voltage waveform for driving the
電圧波形に基づきPWM制御手段5はPWM信号を直流交流変換手段6に出力する。 Based on the voltage waveform, the PWM control means 5 outputs a PWM signal to the DC / AC conversion means 6.
このように構成されたモータ制御装置では、BLM7の回転数は、直流交流変換手段6から出力される交流電圧の周波数と位相(以下、『インバータ周波数』と称す)を変化させることにより制御される。
In the motor control apparatus configured as described above, the rotation speed of the
120゜通電制御の場合、PWM制御手段5は、直流交流変換手段6のスイッチング素子を開閉する6通りのPWM信号を出力し、その6通りのPWM信号によりスイッチング素子が開閉されることにより、直流交流変換手段6から出力されるインバータ周波数が制御される。
In the case of 120 ° energization control, the PWM control unit 5 outputs six types of PWM signals for opening and closing the switching elements of the DC /
6通りのPWM信号について説明する。 Six kinds of PWM signals will be described.
6通りのPWM信号とは、直流交流変換手段6のスイッチング素子を駆動するためのパルス信号である。
The six types of PWM signals are pulse signals for driving the switching elements of the DC /
PWM信号は、インバータ電気角1周期において6つの基本的なパターンPTN1〜PTN6を有し、PWM信号1周期の逆数がインバータ周波数となる。 The PWM signal has six basic patterns PTN1 to PTN6 in one cycle of the inverter electrical angle, and the reciprocal of one cycle of the PWM signal is the inverter frequency.
実際、BLM7の回転数を変更させるべき手法は、PWM制御手段5が直流交流変換手段6のインバータ周波数を変化させながら、BLM7を回転数制御する。
Actually, the method for changing the rotation speed of the
図2(a)に示す通り、直流交流変換手段6は、6個のスイッチング素子を有し、U相、V相、W相に対して、それぞれ上アームにスイッチング素子1個、下アームにスイッチング素子1個具備している。
As shown in FIG. 2 (a), the DC /
PTN1では、U相上アームスイッチング素子Tuと、V相下アームスイッチング素子Tyが通電される。 In PTN1, the U-phase upper arm switching element Tu and the V-phase lower arm switching element Ty are energized.
PTN2では、U相上アームスイッチング素子Tuと、W相下アームスイッチング素子Tzが通電される。 In PTN2, the U-phase upper arm switching element Tu and the W-phase lower arm switching element Tz are energized.
PTN3では、V相上アームスイッチング素子Tvと、W相下アームスイッチング素子Tzが通電される。 In PTN3, the V-phase upper arm switching element Tv and the W-phase lower arm switching element Tz are energized.
PTN4では、V相上アームスイッチング素子Tvと、U相下アームスイッチング素子Txが通電される。 In PTN4, the V-phase upper arm switching element Tv and the U-phase lower arm switching element Tx are energized.
PTN5では、W相上アームスイッチング素子Twと、U相下アームスイッチング素子Txが通電される。 In PTN5, the W-phase upper arm switching element Tw and the U-phase lower arm switching element Tx are energized.
PTN6では、W相上アームスイッチング素子Twと、V相下アームスイッチング素子Tyが通電される。 In PTN6, the W-phase upper arm switching element Tw and the V-phase lower arm switching element Ty are energized.
PWM信号の転流切換は、電圧制御手段3の電圧波形出力に基づいて行われる。 The commutation switching of the PWM signal is performed based on the voltage waveform output of the voltage control means 3.
磁極位置検出手段2の詳細動作を図2(b)および図3・図4を用いて説明する。 The detailed operation of the magnetic pole position detecting means 2 will be described with reference to FIG. 2B and FIGS.
BLM7の誘起電圧ゼロクロス信号は、電気角1周期中に6回発生する。
The induced voltage zero cross signal of the
図3(a)は1相当たりの誘起電圧ゼロクロス信号を記載している。 FIG. 3A shows the induced voltage zero-cross signal per phase.
図3(a)は相電流波形と相誘起電圧波形との関係図であり、誘起電圧10と相電流9とその正ゼロクロス信号11と逆ゼロクロス信号12を示している。
FIG. 3A is a relationship diagram of the phase current waveform and the phase induced voltage waveform, and shows the induced
正ゼロクロス信号11は電気角0゜、逆ゼロクロス信号12は電気角180゜で発生する。
The positive zero
磁極位置検出手段2が実際に観測できる誘起電圧は、直流電圧4の負側をGND電位Nとするならば、図3(b)の誘起電圧10a、図4(b)の10bのようになっており、これはBLM7の線間電圧を観測していることになるが、ゼロクロス信号付近の誘起電圧を考えるものとすれば、誘起電圧10の電圧波形にPWM電圧成分が重畳された波形となる。
The induced voltage that can be actually observed by the magnetic pole position detection means 2 is as shown in FIG. 3B induced voltage 10a and FIG. 4B 10b if the negative side of the DC voltage 4 is the GND potential N. This means that the line voltage of the
基本的には、直流電圧VDCの半分である(=VDC/2)と誘起電圧10a(10b)の交点、さらには直流交流変換手段6の上アーム素子と下アーム素子がそれぞれ1つずつ導通点弧している期間(図3、図4中のTON部分)であれば正ゼロクロス信号11(逆ゼロクロス信号12)を検出できる。
Basically, the intersection of the half of the DC voltage VDC (= VDC / 2) and the induced voltage 10a (10b), and further the conduction point of each of the upper and lower arm elements of the DC /
磁極位置検出手段2は、図中の正ゼロクロス信号11および逆ゼロクロス信号12を検出して、それを磁極位置として電圧制御手段3に出力する。
The magnetic pole position detection means 2 detects the positive zero
そのゼロクロス信号に基づいて電圧制御手段3は相電流9とほぼ相似形の電圧波形を演算し、PWM制御手段5ではその電圧波形に基づいて、各電気角に対応したPWM信号のベースPTNを創出する。 Based on the zero cross signal, the voltage control means 3 calculates a voltage waveform substantially similar to the phase current 9, and the PWM control means 5 creates a PWM signal base PTN corresponding to each electrical angle based on the voltage waveform. To do.
図3の電気角X1〜X2、図4の電気角X3〜X4は電流カット区間である。 The electrical angles X1 to X2 in FIG. 3 and the electrical angles X3 to X4 in FIG. 4 are current cut sections.
また、電圧制御手段3は120゜〜180゜通電波形の電圧波形を創出できる。 Further, the voltage control means 3 can create a voltage waveform of a 120 ° to 180 ° energization waveform.
ただし、誘起電圧を観測するためには、その通電角を180゜未満にする必要がある。 However, in order to observe the induced voltage, it is necessary to make the conduction angle less than 180 °.
通電角>120゜とする場合には、120゜通電制御で説明した6通りのPWM信号に加えて、3相正弦波駆動用PWM信号を追加する。 When the conduction angle> 120 °, in addition to the six PWM signals described in the 120 ° conduction control, a three-phase sine wave drive PWM signal is added.
基本的には、3相のうちどれか1相でも電流OFFとなる区間(≡電流カット区間)では、120゜通電制御用のPWM信号を使用する。 Basically, a PWM signal for 120 ° energization control is used in a section where the current is OFF in any one of the three phases (≡current cut section).
3相すべてに相電流が流れている区間では、3相正弦波駆動用PWM信号を使用する。このPWM信号については、3相正弦波PWM制御としてすでに公知技術であるので、ここでは詳細な説明は省略する。 In the section where the phase current flows in all three phases, the PWM signal for three-phase sine wave drive is used. Since this PWM signal is already known as three-phase sine wave PWM control, detailed description thereof is omitted here.
なお、電圧制御手段3が出力する電圧波形は相電流9とほぼ相似系であるが、その位相差は相電流9に対して多少進んでいる。 The voltage waveform output by the voltage control means 3 is almost similar to that of the phase current 9, but the phase difference is somewhat advanced with respect to the phase current 9.
本実施例では簡単化のため、その位相差をゼロとして説明することにする。すなわち、電圧波形≡相電流9と定義する。 In this embodiment, for simplification, the phase difference will be described as zero. That is, the voltage waveform ≡phase current 9 is defined.
図9は、BLM7の等価回路図である。R1は巻線一次抵抗、Lu、Lv、Lwは各相のインダクタンス、Eu、Ev、Ewは各相の界磁誘起電圧である。 FIG. 9 is an equivalent circuit diagram of the BLM7. R1 is a primary winding resistance, Lu, Lv, and Lw are inductances of each phase, and Eu, Ev, and Ew are field induced voltages of each phase.
ここで、界磁誘起電圧とは、BLM7が無通電状態で回転したときに、マグネット(界磁)のみによる発生する誘起電圧を意味している。
Here, the field induced voltage means an induced voltage generated only by a magnet (field) when the
図2(b)は3相ブラシレスDCモータの界磁誘起電圧波形関係図である。 FIG. 2B is a field induced voltage waveform relationship diagram of the three-phase brushless DC motor.
図中のU1はEuの正ゼロクロス位置を、U2は逆ゼロクロス位置を表している。 In the figure, U1 represents the positive zero cross position of Eu, and U2 represents the reverse zero cross position.
同様に他相も表記しており、ゼロクロス位置の間隔は理想的には60゜毎、電気角1周期につき6回発生することになる。 Similarly, the other phases are also shown, and the interval between the zero cross positions is ideally generated 6 times every 60 ° and one cycle of the electrical angle.
これらゼロクロス位置を、BLM7の真の磁極位置と命名する。 These zero-cross positions are named as the true magnetic pole positions of the BLM7.
BLM7の真の磁極位置は、誘起電圧10のゼロクロス信号からは、電機子反作用の影響により直接確定することはできず、両者には位相差が生ずる。
The true magnetic pole position of the
また、この位相差は運転負荷に依存するため、真の磁極位置を誘起電圧ゼロクロス信号から特定するのは困難である。 Further, since this phase difference depends on the operating load, it is difficult to specify the true magnetic pole position from the induced voltage zero-cross signal.
しかし、真の磁極位置は特定できなくとも、誘起電圧ゼロクロス信号のみによりBLM7を回転数制御することは十分可能であり、むしろ誘起電圧により制御するほうが好ましい場合もある。本実施例では、両者の位相差はゼロであるものとして説明する。
However, even if the true magnetic pole position cannot be specified, it is sufficiently possible to control the rotation speed of the
すなわち、真の磁極位置≡誘起電圧ゼロクロス位置である。 That is, true magnetic pole position ≡ induced voltage zero cross position.
すなわち、図3(a)の誘起電圧10がU相に対応したものであるならば、
ゼロクロスU1≡正ゼロクロス信号11
ゼロクロスU2≡逆ゼロクロス信号12
である。
That is, if the induced
Zero cross U1 = positive zero
Zero cross U2 = Reverse zero
It is.
なお、 Eu≠誘起電圧10である。
Note that Eu ≠ induced
上式は、電機子反作用の影響により両者の電圧波形振幅が異なるために発生する。 The above equation is generated because the voltage waveform amplitudes of both are different due to the influence of the armature reaction.
次に、回生電圧検出手段8の詳細動作を図3、図4および図5を用いて説明する。 Next, the detailed operation of the regenerative voltage detection means 8 will be described with reference to FIGS.
一般的に回生電圧の発生する条件としては、BLM7の相電流をカットした瞬間より所定時間連続して発生し、その後に本来の誘起電圧が発生する。
Generally, as a condition for generating the regenerative voltage, the regenerative voltage is generated continuously for a predetermined time from the moment when the phase current of the
誘起電圧検出手段1の出力は、この回生電圧と誘起電圧の双方が含まれており、双方の判別が必要である。 The output of the induced voltage detection means 1 includes both the regenerative voltage and the induced voltage, and both need to be distinguished.
この判別を誤れば、回生電圧部分を誘起電圧のゼロクロス信号と誤検出していまい、乱調・脱調などの異常現象が発生する。 If this determination is wrong, the regenerative voltage portion is erroneously detected as a zero-cross signal of the induced voltage, and abnormal phenomena such as turbulence and step-out occur.
回生電圧と誘起電圧の関係図を図3(b)と図4(b)に示す。 FIG. 3B and FIG. 4B show the relationship between the regenerative voltage and the induced voltage.
図3は誘起電圧10として時間微分値が正の場合であり、図4は誘起電圧10として時間微分値が負の場合を示している。
FIG. 3 shows a case where the time differential value is positive as the induced
図中で回生電圧13・回生電圧14は相電流9をカットした瞬間より発生し、回生電圧終了点19、回生電圧終了点22まで継続する。
In the figure, the
正ゼロクロス信号11を確定する必要条件の一つとして、
誘起電圧10a≧VDC/2
また、逆ゼロクロス信号12を確定する必要条件の一つとして、
誘起電圧10b≦VDC/2がある。
As one of the necessary conditions for determining the positive zero
Induced voltage 10a ≧ VDC / 2
As one of the necessary conditions for determining the reverse zero
There is an induced voltage 10b ≦ VDC / 2.
しかしながら、正ゼロクロス信号11を検出する以前に回生電圧13の電圧値がVDCであるために、すでに上式の関係を満たしており誤検出してしまう。
However, since the voltage value of the
これを防ぐために図中の位置検出において、回生電圧終了点19以前では位置検出結果を無視し、回生電圧終了点19後より位置検出の判定開始するようにすれば回生電圧13を正ゼロクロス信号11として誤検出することはない。
In order to prevent this, in the position detection in the figure, if the position detection result is ignored before the regenerative voltage end point 19 and the position detection determination is started after the regenerative voltage end point 19, the
逆ゼロクロス信号12の場合も同様に、回生電圧14の電圧値が0Vであり、すでに上式の関係を満たしており誤検出してしまう。
Similarly, in the case of the reverse zero
これを防ぐために図中の位置検出区間を回生電圧終了点22後より判定開始するようにする。
In order to prevent this, the determination of the position detection section in the figure is started after the regenerative
このように回生電圧検出手段8は回生電圧終了点19、回生電圧終了点22を磁極位置
検出手段2に対して回生終了信号として出力し、磁極位置検出手段2はその信号を受けるまでは回生電圧13、回生電圧14の位置検出を無視する。
Thus, the regenerative voltage detecting means 8 outputs the regenerative voltage end point 19 and the regenerative
そして、その信号を受けたのであれば位置検出の判断開始を行うので本来の正ゼロクロス信号11および逆ゼロクロス信号12を確定することができるようになる。
If the signal is received, determination of position detection is started, so that the original positive zero
回生電圧検出手段8では、VTH1回生判定基準電圧17、VTH2回生判定基準電圧18を内部に持ち、その値と回生電圧13、回生電圧14を比較することで判定行う。
The regenerative voltage detection means 8 has a VTH1 regeneration
具体的には、
VTH1回生判定基準電圧17=回生電圧係数*VDC
VTH2回生判定基準電圧18 = 回生電圧係数*VDC
であり、
0≦回生電圧係数≦1
を満たす実数である。
In particular,
VTH2 regeneration judgment reference voltage 18 = regenerative voltage coefficient * VDC
And
0 ≦ Regenerative voltage coefficient ≦ 1
It is a real number that satisfies
上記、回生電圧係数を適切に設定すればよい。 The regenerative voltage coefficient may be set appropriately.
また、回生電圧検出手段8では回生電圧13、回生電圧14の電圧をサンプリングする。
The regenerative voltage detecting means 8 samples the
すなわち、回生検出点15と回生検出点16である。
That is, the regeneration detection point 15 and the
電流カット開始点である電気角X1、X3より、回生電圧検出手段8は電圧サンプリングを行い、回生検出点15と回生検出点16の電圧Vijを求める。
The regenerative voltage detection means 8 performs voltage sampling from the electrical angles X1 and X3, which are current cut start points, and obtains the voltage Vij between the regenerative detection point 15 and the
この電圧Vijを図5を使って説明する。 This voltage Vij will be described with reference to FIG.
図5は回生電圧検出手段8の電圧サンプリング動作を説明したものである。 FIG. 5 illustrates the voltage sampling operation of the regenerative voltage detection means 8.
図中のT=0が電流カット開始点の電気角X1、X3に相当する。 T = 0 in the figure corresponds to the electrical angles X1 and X3 of the current cut start point.
T=0より回生電圧検出手段8は、誘起電圧検出手段1の誘起電圧(この時点ではまだ回生電圧である)をサンプリングし始め、回生電圧が終了する回生電圧終了点19、回生電圧終了点22で回生終了信号を磁極位置検出手段2に対して創出する。
From T = 0, the regenerative voltage detection means 8 starts sampling the induced voltage of the induced voltage detection means 1 (which is still the regenerative voltage at this time), and the regenerative voltage end point 19 and the regenerative
T=0より、時間Tij31間隔で回生電圧の取込みであるVij回生検出点30を取得し、V0j、V1j、V2j、・・・、Vij毎に、回生電圧の判定を行う。ここで、i、jは任意の自然数である。
From T = 0, a Vij
回生電圧の判定を行う場合には、
Vi=Σ(Vip)/(j+1) ;p=0→j
を求め、上記ViとVTH1またはVTH2と比較して、回生電圧を判定する。
When judging the regenerative voltage,
Vi = Σ (Vip) / (j + 1); p = 0 → j
And the regenerative voltage is determined by comparing Vi with VTH1 or VTH2.
すなわち、図3の場合には、
Vi≧VTH1
図4の場合には、
Vi≦VTH2
であれば、Viを回生電圧とみなす。
That is, in the case of FIG.
Vi ≧ VTH1
In the case of FIG.
Vi ≦ VTH2
If so, Vi is regarded as a regenerative voltage.
上式の条件が成立している間は、磁極位置検出手段2は位置検出結果をすべて無視する。 While the above condition is satisfied, the magnetic pole position detecting means 2 ignores all the position detection results.
そして、上式の条件が非成立となった時点で回生電圧検出手段8は磁極位置検出手段2に対して回生終了信号を送出し、磁極位置検出手段2はその信号をうけて、位置検出の判断を開始する。 When the above condition is not satisfied, the regenerative voltage detecting means 8 sends a regeneration end signal to the magnetic pole position detecting means 2, and the magnetic pole position detecting means 2 receives the signal to detect the position. Start judgment.
磁極位置検出手段2としては、その回生終了信号を受けた時点で、先に説明した従来の判定基準で正ゼロクロス信号11、逆ゼロクロス信号12を求める。
The magnetic pole position detecting means 2 obtains the positive zero
その位置確定が終了すれば、図3・図4のウエイト時間経過後の電気角X2において電流カットを終了し、位相転流(ベースPTNの切換)を行う。 When the position determination is finished, the current cut is finished at the electrical angle X2 after the elapse of the wait time in FIGS. 3 and 4, and phase commutation (switching of the base PTN) is performed.
次に、通電角制御手段40の動作を説明する。 Next, the operation of the conduction angle control means 40 will be described.
通電角制御手段40は、回生電圧検出手段8において判定する回生検出回数NRCVにもとづいて、通電角を調整し、その通電角を電圧制御手段3に出力している。
The energization angle control unit 40 adjusts the energization angle based on the number of regeneration detections NRCV determined by the regenerative voltage detection unit 8 and outputs the energization angle to the
電圧制御手段3においては、その通電角に基づいて、図3、図4中の電流カット開始角である電気角X1、電気角X3を増減する。 In the voltage control means 3, the electrical angle X1 and the electrical angle X3, which are current cut start angles in FIGS. 3 and 4, are increased or decreased based on the energization angle.
具体的には、通電角値が大きくなれば、X1、X3を大きくし(電流カット開始を遅める)、通電角値が小さくなればX1、X3を小さくする(電流カット開始を早める)。 Specifically, when the energization angle value is increased, X1 and X3 are increased (current cut start is delayed), and when the energization angle value is decreased, X1 and X3 are decreased (current cut start is advanced).
このようにして得られた電圧波形を、電圧制御手段3はPWM制御手段5に対して出力する。 The voltage control means 3 outputs the voltage waveform thus obtained to the PWM control means 5.
回生検出回数NRCVについて説明する。 The regeneration detection frequency NRCV will be described.
先に説明した通り、図5中のT=0より、時間Tij31間隔で回生電圧を取込み、回生検出点30Vijを取得している。 As described above, from T = 0 in FIG. 5, the regenerative voltage is taken at time Tij31 intervals, and the regenerative detection point 30Vij is acquired.
そして、V0j、V1j、V2j、・・・、Vij毎に、回生電圧の判定を行う。 Then, the regenerative voltage is determined for each of V0j, V1j, V2j,.
ここで、i、jは任意の自然数である。回生電圧の判定を行う場合には、
Vi=Σ(Vip)/(j+1) ;p=0→j
を求め、上記ViとVTH1またはVTH2と比較して、回生電圧を判定する。
Here, i and j are arbitrary natural numbers. When judging the regenerative voltage,
Vi = Σ (Vip) / (j + 1); p = 0 → j
And the regenerative voltage is determined by comparing Vi with VTH1 or VTH2.
すなわち、図3の場合、
Vi≧VTH1ならば、NRCVに+1加算する。
That is, in the case of FIG.
If Vi ≧ VTH1, +1 is added to NRCV.
また、図4の場合には、
Vi≦VTH2ならば、NRCVに+1加算する。
In the case of FIG.
If Vi ≦ VTH2, +1 is added to NRCV.
また、NRCV≧0を満たす。 Further, NRCV ≧ 0 is satisfied.
そして、次のベースパターンに切り替わり、再度電流カット開始角開始後の時間T=0で、 NRCV=0となる。 Then, it switches to the next base pattern, and NRCV = 0 again at time T = 0 after the start of the current cut start angle.
また、電源投入後の初期値もNRCV=0である。 The initial value after power-on is also NRCV = 0.
この回生検出回数NRCVを利用して、通電角を制御することを考える。 It is considered that the energization angle is controlled using this regenerative detection number NRCV.
基本的にNRCVが大きくなれば、図3を例にとると回生電圧13の時間領域が増大しているということである。従って、回生電圧終了点19と正ゼロクロス信号11との時間間隔が短くなる。
Basically, if the NRCV increases, the time region of the
当然ながら回生電圧終了点19は正ゼロクロス信号11よりも時間的に進んだ位置でないと正ゼロクロス信号11を的確・正確に検出することができず、不安定な挙動を呈することになる。
Needless to say, the regenerative voltage end point 19 cannot be detected accurately and accurately unless the position is advanced in time with respect to the positive zero
また、安定なモータ制御装置を構築するのであれば、ある程度回生電圧終了点19〜正ゼロクロス信号11の時間間隔を確保する必要がある。
Further, if a stable motor control device is constructed, it is necessary to secure a time interval from the regenerative voltage end point 19 to the positive zero
これを実現する手法として、NRCVが大きくなれば電気角X1を小さくし、早めてやればよい。 As a technique for realizing this, the electrical angle X1 may be reduced and accelerated as NRCV increases.
また、NRCVが小さくなれば電気角X1を大きくし、遅くしてやればよい。すなわち、
NRCV大→X1小→通電角小
NRCV小→X1大→通電角大
である。
Further, if NRCV is reduced, the electrical angle X1 may be increased and delayed. That is,
NRCV large → X1 small → conduction angle small NRCV small → X1 large → conduction angle large.
数式で表現すると、一定値NRCV0(≧0)を定義し、NRCV−NRCV0
を考え、通電角をIANGとおけば、
IANG=IG0−KNRCV*(NRCV−NRCV0)
である。
When expressed by a mathematical formula, a constant value NRCV0 (≧ 0) is defined, and NRCV-NRCV0
Considering that, if the conduction angle is IANG,
IANG = IG0-KNRCV * (NRCV-NRCV0)
It is.
ここで、
IG0:通電角初期値、KNRCV:ゲイン(≧0)である。
here,
IG0: initial conduction angle value, KNRCV: gain (≧ 0).
上式のイメージ図を図6に示す。 An image of the above equation is shown in FIG.
本図の通電角値32(図中ではIGで表記)に示す通り、
NRCV−NRCV0≧+m0≧0ならば、IANG=IGMIN(≧0)。
As shown by the conduction angle value 32 (shown as IG in the figure) in this figure,
If NRCV-NRCV0 ≧ + m0 ≧ 0, IANG = IGMIN (≧ 0).
また、NRCV−NRCV0≦−m0≦0ならば、IANG=IGMAX(≧0)
として通電角IANGにリミッタを設けている。通常動作時では、
120゜≦IGMIN<180゜
120゜≦IGMAX<180゜
を満たす。ここで、上記m0は自然数である。
If NRCV-NRCV0 ≦ −m0 ≦ 0, IANG = IGMAX (≧ 0)
Is provided with a limiter at the conduction angle IANG. During normal operation,
120 ° ≦ IGMIN <180 ° 120 ° ≦ IGMAX <180 ° is satisfied. Here, m0 is a natural number.
一方、直流電圧VDCの電圧変化率・電圧リプル率の時間的変化に応じて、通電角制御手段40において通電角を変化させるようにすると電圧制御性が一層向上する。 On the other hand, the voltage controllability is further improved by changing the energization angle in the energization angle control means 40 in accordance with the temporal change of the voltage change rate / voltage ripple rate of the DC voltage VDC.
直流電圧変化率の絶対値をσ(≧0)、直流電圧リプル率をξ(≧0)とすれば、
通電角1=Kσ1・σ+Kσ2
もしくは、
通電角2=Kξ1・ξ+Kξ2
で数式表記できる。
If the absolute value of the DC voltage change rate is σ (≧ 0) and the DC voltage ripple rate is ξ (≧ 0),
Or
You can use mathematical expressions.
ここで、
Kσ1、Kξ1<0
Kσ2、Kξ2>0
を満たす。
here,
Kσ1, Kξ1 <0
Kσ2, Kξ2> 0
Meet.
また、上記各数式から求まる通電角について、上限値・下限値を設定するとよく、
120゜≦通電角<180゜
を満たす実数内で設定する。
Moreover, it is better to set an upper limit value and a lower limit value for the energization angle obtained from the above formulas,
Set within a real number satisfying 120 ° ≦ conduction angle <180 °.
また、直流電圧の最大値をVDCMAX、最小値をVDCMIN、平均値をVDCAVEとすれば、
ξ=(VDCMAX−VDCMIN)/VDCAVE
の関係が成立する。
If the maximum value of the DC voltage is VDCMAX, the minimum value is VDCMIN, and the average value is VDCAVE,
ξ = (VDCMMAX−VDCMMIN) / VDCAVE
The relationship is established.
通電角1の意味するところは、直流電圧変化率が大きくなると、通電角を減少させることにある。
The meaning of the
この場合、直流電圧変化率が大きく、かつ通電角が大きいと誘起電圧のゼロクロス位置が検出しにくくなり、制御系が不安定となりやすいので、通電角を小さくして誘起電圧のゼロクロス位置を検出しやすくする働きがある。通電角2の意味するところは、直流電圧リプル率が大きくなると、通電角を減少させることにある。
In this case, if the DC voltage change rate is large and the energization angle is large, it is difficult to detect the zero cross position of the induced voltage, and the control system tends to become unstable. There is work to make it easier. The meaning of the
直流電圧リプル率が大きくなると、誘起電圧のゼロクロス位置が検出しにくくなるため、通電角を小さくしてこれを防止する。 When the DC voltage ripple ratio increases, it becomes difficult to detect the zero-cross position of the induced voltage, and this is prevented by reducing the conduction angle.
逆に、直流電圧リプル率が小さくなる場合には、通電角を大きくすることができる。 Conversely, when the DC voltage ripple rate is small, the energization angle can be increased.
これら通電角制御手段40の通電角制御により、直流電圧変動に対する制御安定性を一層向上させることができ、また回生電圧の誤検出をも併せて防止し、誘起電圧のゼロクロス位置を正確に捉えることが可能となる。 The conduction angle control of these conduction angle control means 40 can further improve the control stability against DC voltage fluctuations, prevent erroneous detection of regenerative voltage, and accurately capture the zero-cross position of the induced voltage. Is possible.
以上のように、本発明にかかるモータ制御装置は3相ブラシレスDCモータを例にあげて説明したが単相ブラシレスDCモータへの適用についてもその考え方は同一であり、また本発明の主旨・概念・請求範囲を逸脱しない範囲内において適宜、実施例の変更・追加・削除はもちろん可能である。 As described above, the motor control device according to the present invention has been described by taking a three-phase brushless DC motor as an example, but the concept is the same for application to a single-phase brushless DC motor, and the gist and concept of the present invention. Of course, it is possible to change, add, or delete the embodiment as appropriate without departing from the scope of the claims.
1 誘起電圧検出手段
2 段磁極位置検出手段
3 電圧制御手段
4 直流電圧
5 PWM制御手段
6 直流交流変換手段
7 ブラシレスDCモータ(BLM)
8 回生電圧検出手段
9 相電流
10 誘起電圧
11 正ゼロクロス信号
12 逆ゼロクロス信号
13 回生電圧
14 回生電圧
15 回生検出点
16 回生検出点
17 回生判定基準電圧
18 回生判定基準電圧
19 回生電圧終了点
20 相電流
21 相電流
22 回生電圧終了点
30 回生検出点
31 回生検出時間間隔
32 通電角値
40 通電角制御手段
DESCRIPTION OF
8 regenerative voltage detection means 9 phase current 10 induced
Claims (7)
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- 2004-12-24 JP JP2004372824A patent/JP2006180651A/en active Pending
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