JP4162010B2 - System for coherent demodulation of binary phase shift keying (BPSK) signals - Google Patents
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Description
本発明は、２値位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）信号の復調のためのシステムに関する。 The present invention relates to a system for demodulation of binary phase shift keying (BPSK) signals.
本発明の一般的な適用分野は、デジタル通信、特に、無線デジタル通信である。 A general field of application of the invention is digital communication, in particular wireless digital communication.
正弦波信号のデジタル位相シフトキーイング（ＰＳＫ）は、耐ノイズ性と、必要とされる帯域幅との双方の点から見て、最も効果的な変調技術の１つである。それにもかかわらず、ＰＳＫ信号の復調は、複雑な復調器システムを必要とする。従って、効率が悪いその他のデジタル変調方式、例えば、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）または振幅シフトキーイング（ＡＳＫ）は、簡単な復調のため、通常、好まれる。 Digital phase shift keying (PSK) of sinusoidal signals is one of the most effective modulation techniques in terms of both noise immunity and required bandwidth. Nevertheless, demodulation of the PSK signal requires a complex demodulator system. Therefore, other digital modulation schemes that are inefficient, such as frequency shift keying (FSK) or amplitude shift keying (ASK), are usually preferred for simple demodulation.
最も単純なＰＳＫ信号は、２値ＰＳＫ（ＢＰＳＫ）信号である。この場合、搬送波位相は、ビットストリームに従って、２つの可能な状態、すなわち、０°と１８０°との間でシフトされる。＋１（０°位相状態）か、あるいは−１（１８０°位相状態）を搬送波に掛けることによりＢＰＳＫ信号を容易に獲得できる。受信機の観点から、入ってきたＢＰＳＫ信号の位相が０°状態または１８０°状態に対応するかを知ることは不可能である。その理由は、放出器から受信機への実際の伝播路が通常、知られていないという事実のためである。この不確定性を回避するため、送信されるべき情報を、固定位相値として符号化する代わりに、位相状態間の遷移として符号化する。従って、論理「１」を送信すべきであれば、搬送波信号の位相をシフトする一方で、論理「０」について位相を変えず、逆もまた同様とする。このように符号化された信号は、差動ＢＰＳＫ（ＤＢＰＳＫ）として既知である。信号の観点から、ＢＰＳＫとＤＢＰＳＫとの間に違いがないことに留意すべきである。これらの間での唯一の相違は、基底帯域信号の（送信機側での）前処理または（受信機側での）後処理である。図１には、（ビットストリームから、または、処理されたビットストリームから派生された）基底帯域信号と、所望の周波数の正弦波搬送波との積として生成されたＢＰＳＫまたはＤＢＰＳＫ信号を示す。 The simplest PSK signal is a binary PSK (BPSK) signal. In this case, the carrier phase is shifted according to the bitstream between two possible states: 0 ° and 180 °. A BPSK signal can be easily obtained by multiplying the carrier by +1 (0 ° phase state) or -1 (180 ° phase state). From the receiver's point of view, it is impossible to know if the phase of the incoming BPSK signal corresponds to a 0 ° state or a 180 ° state. The reason is due to the fact that the actual propagation path from the emitter to the receiver is usually unknown. To avoid this uncertainty, the information to be transmitted is encoded as a transition between phase states instead of being encoded as a fixed phase value. Thus, if a logic “1” is to be transmitted, the phase of the carrier signal is shifted while the phase is not changed for logic “0” and vice versa. The signal encoded in this way is known as differential BPSK (DBPSK). Note that there is no difference between BPSK and DBPSK from a signal perspective. The only difference between them is pre-processing (on the transmitter side) or post-processing (on the receiver side) of the baseband signal. FIG. 1 shows a BPSK or DBPSK signal generated as the product of a baseband signal (derived from a bitstream or derived from a processed bitstream) and a sine wave carrier of the desired frequency.
ＢＰＳＫ信号を復調する通常の手続きは、コヒーレント復調手続きである。基本的には、復調処理は、受信した信号に、元の搬送波と同じ周波数の基準信号を掛けることから成る。 The normal procedure for demodulating a BPSK signal is a coherent demodulation procedure. Basically, the demodulation process consists of multiplying the received signal by a reference signal having the same frequency as the original carrier wave.
ＢＰＳＫ信号を、以下のように数学的に表現できる。
ＢＰＳＫ＝±Ａｃｏｓ（ωｔ＋ψ） （１）
The BPSK signal can be expressed mathematically as follows:
BPSK = ± Acos (ωt + ψ) (1)
ここで、＋の符号は０°位相状態に対応し、−の符号は１８０°位相状態に対応する。Ａは、受信した信号の振幅であり、ψは、信号伝播による任意の位相である。 Here, the sign of + corresponds to the 0 ° phase state, and the sign of − corresponds to the 180 ° phase state. A is the amplitude of the received signal, and ψ is an arbitrary phase due to signal propagation.
基準信号、すなわち、Ｓは、以下のように得られる（振幅は、簡単化のために１に設定されている）。
Ｓ＝ｃｏｓ（ωｔ） （２）
The reference signal, S, is obtained as follows (the amplitude is set to 1 for simplicity):
S = cos (ωt) (2)
積、すなわち、Ｐを、次の通りに表現できる。
Ｐ＝±Ａｃｏｓ（ωｔ＋ψ）・ｃｏｓ（ωｔ）＝±Ａ／２ｃｏｓ（ψ）±Ａ／２ｃｏｓ（２ωｔ＋ψ） （３）
The product, or P, can be expressed as:
P = ± Acos (ωt + ψ) · cos (ωt) = ± A / 2cos (ψ) ± A / 2cos (2ωt + ψ) (3)
最終的には、Ｐを低域通過フィルタ処理することにより、以下の基底帯域表現が得られる。
ＰLPF＝±Ａ／２ｃｏｓ（ψ） （４）
Ultimately, the following baseband representation is obtained by low pass filtering P.
P LPF = ± A / 2 cos (ψ) (4)
この結果は、元の変調（±）を再生する信号、すなわち、ＰLPFである。（４）から、伝播位相ψが０°または１８０°であれば、（位相の不確定性にかかわらず、）復調処理の効率は最大に達する。これに反して、ψ＝±９０°であれば、復調処理の効率はゼロである。この事実は、伝播位相の不確定性であるＰＳＫ信号のコヒーレント復調の第１の欠点を指摘する。第２の欠点であって、最も重要な欠点は、元の搬送波と全く同じ周波数の基準信号の入手可能性である。 The result is a signal that reproduces the original modulation (±), ie, P LPF . From (4), if the propagation phase ψ is 0 ° or 180 °, the efficiency of the demodulation process reaches a maximum (regardless of phase uncertainty). On the other hand, if ψ = ± 90 °, the efficiency of the demodulation process is zero. This fact points to the first drawback of coherent demodulation of PSK signals, which is a propagation phase uncertainty. The second and most important drawback is the availability of a reference signal with exactly the same frequency as the original carrier.
双方の問題を克服する通常の方法は、搬送波回復回路を用いることによる。搬送波回復は、同期化ループを用いることにより得られる。２乗ループ及びコスタスループは、最も広く用いられている。２乗ループ及びコスタスループの特性及び動作を、図２及び図３にそれぞれ示す。 The usual way to overcome both problems is by using a carrier recovery circuit. Carrier recovery is obtained by using a synchronization loop. The square loop and the Costas loop are the most widely used. The characteristics and operation of the square loop and the Costas loop are shown in FIGS. 2 and 3, respectively.
図２に示すように、２乗ループは、２乗ブロック及び帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）から成り、これにより、ＢＰＳＫ入力信号から、元の搬送波の周波数の２倍の周波数の基準信号を、理想的には、位相変調なしで発生する。位相／周波数検出器、ループフィルタ及び電圧制御発振器（ＶＣＯ）から成る位相同期ループ（ＰＬＬ）は、２倍の周波数の搬送波を回復するのに用いられる。元の搬送波は、２により周波数を除算する分割器を用いて最終的に回復される。回復した搬送波に、入ってきたＢＰＳＫ信号を掛けることにより復調は達成される。 As shown in FIG. 2, the square loop is composed of a square block and a band pass filter (BPF), which makes it possible to generate a reference signal having a frequency twice the original carrier frequency from the BPSK input signal. Occurs without phase modulation. A phase locked loop (PLL) consisting of a phase / frequency detector, a loop filter and a voltage controlled oscillator (VCO) is used to recover a double frequency carrier. The original carrier is finally recovered using a divider that divides the frequency by two. Demodulation is accomplished by multiplying the recovered carrier by the incoming BPSK signal.
コスタスループ回路は、入ってきた信号と、２つの基準直交信号（０°／９０°）との積を発生する２つのミクサより成る。位相検出器として作用する３番目のミクサは、前の双方のミクサの低域通過フィルタ処理された出力の積としてエラー信号を発生する。エラー信号は、最終的にループフィルタ（すなわち、積分器）に通されて電圧制御発振器（ＶＣＯ）の制御信号を発生する。ＶＣＯは、９０°移相器と結合されると、基準直交信号を発生し、ループを閉じる。基準直交信号の周波数が元の搬送波の周波数に等しければ、エラー信号はゼロである。その上、ＶＣＯ出力基準信号（同相信号）は、搬送波の同じ伝播位相ψを持っているか、あるいは、それとは１８０°異なる。すなわち、同期状態で、エラー関数がゼロであれば、コスタスループはＢＰＳＫ信号の復調として作用する。実際には、基底帯域変調器信号は、（符号の不確定性にかかわらず、）第１低域通過フィルタ（図３のＬＰＦ1）の出力で検出される。 The Costas loop circuit consists of two mixers that generate the product of the incoming signal and two reference quadrature signals (0 ° / 90 °). A third mixer acting as a phase detector generates an error signal as the product of the low pass filtered outputs of both previous mixers. The error signal is finally passed through a loop filter (ie, an integrator) to generate a voltage controlled oscillator (VCO) control signal. When combined with a 90 ° phase shifter, the VCO generates a reference quadrature signal and closes the loop. If the frequency of the reference orthogonal signal is equal to the original carrier frequency, the error signal is zero. Moreover, the VCO output reference signal (in-phase signal) has the same propagation phase ψ of the carrier wave or is 180 ° different from it. That is, if the error function is zero in the synchronized state, the Costas loop acts as a demodulation of the BPSK signal. In practice, the baseband modulator signal is detected at the output of the first low-pass filter (LPF 1 in FIG. 3) (regardless of the code uncertainty).
先の方式の双方により実行されたコヒーレント復調の主な利点は、入力信号の追跡である。このことは、周波数偏移、例えば、移動システムにおける放出器と受信機との間の相対運動による周波数偏移の修正を可能にする。その上、変調信号に関する前の情報（すなわち、ビット周期）が必要とされない。しかし、同期時間は一般に大きく、通信の初めにデータの損失をもたらすか、あるいは、バーストモード送信で正常に機能しない。同期化ループのもう１つの重要な欠点は、モノリシック形態で実施し難いループフィルタの必要性である。 The main advantage of coherent demodulation performed by both of the previous schemes is input signal tracking. This allows correction of frequency deviations, for example due to relative movement between the emitter and receiver in a mobile system. Moreover, no previous information (ie bit period) about the modulated signal is required. However, the synchronization time is generally large and results in data loss at the beginning of communication or does not function properly in burst mode transmission. Another important drawback of the synchronization loop is the need for a loop filter that is difficult to implement in a monolithic form.
一例として、（図３に示すような）コスタスループに基づくコヒーレント復調手続きであって、復調器の同調状態（入力信号の位相同調及び正確な復調）または疑似同調状態（誤った変調）を検出する一連の追加の構成要素により補充されたコヒーレント復調手続きを用いるものがある（特許文献１参照）。 As an example, a coherent demodulation procedure based on a Costas loop (as shown in FIG. 3) that detects the demodulator tuning state (phase tuning and accurate demodulation of the input signal) or pseudo-tuning state (incorrect modulation) Some use a coherent demodulation procedure supplemented by a series of additional components (see Patent Document 1).
復調を可能にする位相基準を得るのに他の手続きを提案しているものがある（特許文献２参照）。この場合、受信したフェーザのある平均を実施し、これにより、位相基準推定値を得る。信号を復調するため、受信したフェーザの各々を基準と比較し、その後、位相基準推定値を絞り込むのに用いる。この手続きは、同調時間と関連する情報の損失なしに、不連続に受信した信号を正確に復調できるという利点を有する。不都合は、復調器システムの高い複雑性であり、フェーザの平均化を実行するため、変調信号ビット周期を知る潜在的な要件である。 Some have proposed other procedures to obtain a phase reference that allows demodulation (see Patent Document 2). In this case, an average of the received phasors is performed, thereby obtaining a phase reference estimate. In order to demodulate the signal, each received phasor is compared to a reference and then used to narrow down the phase reference estimate. This procedure has the advantage that a discontinuously received signal can be accurately demodulated without loss of information associated with tuning time. The disadvantage is the high complexity of the demodulator system, a potential requirement to know the modulation signal bit period in order to perform phasor averaging.
デジタル位相変調を用いる信号に対して、もう１つの実行可能な復調手続きも提案されている（特許文献３参照）。この方法は、隣接する位相状態間だけ変化を含むデジタル位相変調された信号に適用できる。基本的には、動作原理は、ある期間に受信した信号に、前の期間に受信した信号を掛けることから成る。時間差は遅延部品の使用により得られ、ビット時間に等しくなるように調節される。得られた信号のＤＣ成分を発生させるため、この乗算の結果を、低域通過フィルタによりフィルタリングする。ビット周期中、位相変化がある時だけ、ＤＣ成分の値に変化がある。この場合、同期化を必要とせず、復調が直接行われる。基本的な不利点は、変調信号ビット周期を事前に知る必要があるということである。 Another feasible demodulation procedure has also been proposed for signals using digital phase modulation (see Patent Document 3). This method can be applied to digital phase modulated signals that contain changes only between adjacent phase states. Basically, the operating principle consists of multiplying a signal received in one period by the signal received in the previous period. The time difference is obtained by using delay components and is adjusted to be equal to the bit time. In order to generate a DC component of the obtained signal, the result of this multiplication is filtered by a low-pass filter. There is a change in the value of the DC component only when there is a phase change during the bit period. In this case, demodulation is directly performed without requiring synchronization. The basic disadvantage is that the modulation signal bit period needs to be known in advance.
記載した背景に関して、本発明は、周波数及び位相同期ループ（ＰＬＬまたはコスタスループ）の明確な使用を要求されることなく、コヒーレント復調に対応する利点（入力信号の追跡、並びに、変調信号ビット周期から独立する復調処理）を提供する。 With respect to the background described, the present invention has the advantage of coherent demodulation (input signal tracking and modulation signal bit period) without requiring explicit use of frequency and phase locked loops (PLL or Costas loop). Independent demodulation processing).
本発明の基本的な動作原理は、ＢＰＳＫ信号の搬送波を回復するため、超調波の注入により共振回路を同期することである。このように、外部の帰還経路を必要とせず、発振器を同期する超調波の注入により搬送波回復を達成する。結果として、ループフィルタを必要とせず、結果として生じた構造は、モノリシックな一体化に適する。 The basic operating principle of the present invention is to synchronize the resonant circuit by injecting superharmonics in order to recover the carrier wave of the BPSK signal. In this way, carrier recovery is achieved by injection of superharmonics that synchronize the oscillator without the need for an external feedback path. As a result, no loop filter is required and the resulting structure is suitable for monolithic integration.
本発明は、請求項１に記載の２値位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）信号の復調のためのシステムと、請求項６に記載の方法とについて言及する。システム及び方法の好適な実施形態を従属項に規定する。
The invention refers to a system for demodulation of a binary phase shift keying (BPSK) signal according to
本発明の第１態様は、周波数ｆを有する２値位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）信号のコヒーレント復調のためのシステムに関する。復調のためのこのシステムは、
前記ＢＰＳＫ信号から周波数２ｆの搬送波信号（Ｃ）を回復する手段と、
周波数ｆにほぼ等しい固有共振周波数ｆrを有する注入同期発振器ＩＬＯであって、（θe−ｋ）／２の位相ずれ、ここで、θe＝ａｒｃｓｉｎ（（ｆr−ｆ）／（αＡiｆ））であり、α及びｋは、注入同期発振器ＩＬＯにおける支配的な非線形性の種類に依存するパラメータであり、Ａiは、２ｆの周波数の回復された搬送波信号の振幅である前記位相ずれを有する元の搬送波を回復する差動出力Ｏp及びＯn信号を発生させる注入同期発振器ＩＬＯに、周波数２ｆを有する前記信号を注入する手段と、
復調信号（ＤＥＭＯＤ）を発生させるために、入ってきたＢＰＳＫ信号のコピーと、差動出力Ｏp及びＯn信号とを結合する手段と
を有する。
A first aspect of the invention relates to a system for coherent demodulation of a binary phase shift keying (BPSK) signal having a frequency f. This system for demodulation is
Means for recovering a carrier signal (C) of
A injection locking oscillator ILO, which have approximately equal natural resonant frequency f r to the
In order to generate a demodulated signal (DEMOD), it has a copy of the incoming BPSK signal, and means for combining the differential output O p and O n signals.
ｆrがｆにほぼ等しくなければ、コヒーレント復調器の歩留りは、ｆr≒ｆの場合よりも低いが、この復調器も役に立つ。 If f r is not approximately equal to f, the yield of the coherent demodulator is lower than if f r ≈f, but this demodulator is also useful.
本発明の動作原理は、固有共振周波数ｆrの第２高調波に近い周波数を有する信号が注入された時の注入同期発振器ＩＬＯの周波数及び位相の双方の、または、２による分割回路の引数の同期現象である。発明者により確立され、検証されたものによれば、この引数（周波数及び位相）同期現象は、ＩＬＯ回路に用いられる部品に多かれ少なかれ存在する非線形応答によるものである。 The operating principle of the present invention, both the injection locking oscillator ILO frequency and phase of when the signal having a frequency close to the second harmonic of the natural resonant frequency f r is injected, or the division circuit according to the second argument It is a synchronization phenomenon. According to what has been established and verified by the inventor, this argument (frequency and phase) synchronization phenomenon is due to a nonlinear response that is more or less present in the components used in the ILO circuit.
非線形性の一般的な発生源として下記の事項を指摘することができる。
ａ）バラクタダイオードが用いられた場合、バイアス電圧が印加されたバラクタダイオードの容量の変動。
ｂ）バイポーラトランジスタが用いられた場合、バイポーラトランジスタのベース‐エミッタ及びベース‐コレクタ結合の容量の変動。
ｃ）ＭＯＳＦＥＴトランジスタが用いられた場合、ＭＯＳＦＥＴトランジスタのゲート‐ソース、ゲート‐ドレイン及びゲート‐基板の容量の変動。
ｄ）２乗またはそれよりも高い次数の法則に従って偏極電圧に従属する、ＭＯＳＦＥＴトランジスタでは、ドレイン電流、そして、バイポーラトランジスタでは、ベース‐コレクタ電流。
The following can be pointed out as general sources of nonlinearity.
a) When a varactor diode is used, the capacitance of the varactor diode to which a bias voltage is applied varies.
b) If a bipolar transistor is used, the capacitance variation of the base-emitter and base-collector coupling of the bipolar transistor.
c) If MOSFET transistors are used, the gate transistor's gate-source, gate-drain and gate-substrate capacitance variations.
d) The drain current for MOSFET transistors and the base-collector current for bipolar transistors, depending on the polarization voltage according to the law of squares or higher.
非線形性は、高調波を混合し、その後、新たなスペクトル成分を発生させる原因になっている。２ｆr（ここで、ｆrは、ＩＬＯ固有共振周波数である）に近い周波数２ｆを有する信号がＩＬＯに注入されると、非線形性（特に、２次の非線形性）は、周波数２ｆ−ｆr≒ｆrへの（電圧及び／または電流の）追加の成分につながる。この成分は、同じ周波数で既に存在する成分に追加されるので、ＩＬＯ共振特性は変更される。ＩＬＯ動作状態の変化を共振周波数の変化量Δｆrとして表すことができるということが分析的にも実験的にも明らかにされている。この変化量Δｆrは、
Δｆr＝αＡiｆＳｉｎ（θ） （５）
により与えられる。ここで、αは、支配的な非線形性の種類に依存するパラメータであり、Ａiは、２ｆの周波数の入力信号の振幅であり、角度θを、
θ＝２φ（ｔ）−Φ＋ｋ （６）
として表すことができる。ここで、Φ及びφ（ｔ）はそれぞれ入力及び出力信号の位相であり、ｔは時間である。ｋの値も、回路において支配的な非線形性に依存する。例えば、非線形性が、バイアス電圧と共に変化する電流によるものであれば、ｋ＝０であり、非線形性が可変容量によるものであれば、ｋ＝π／２である。
Non-linearity is responsible for mixing harmonics and then generating new spectral components. When a signal having a
Δf r = αA i fSin (θ) (5)
Given by. Where α is a parameter that depends on the type of dominant nonlinearity, A i is the amplitude of the input signal at a frequency of 2f, and the angle θ is
θ = 2φ (t) −Φ + k (6)
Can be expressed as Here, Φ and φ (t) are the phases of the input and output signals, respectively, and t is time. The value of k also depends on the dominant nonlinearity in the circuit. For example, if the nonlinearity is due to a current that varies with the bias voltage, k = 0, and if the nonlinearity is due to a variable capacitor, k = π / 2.
更に、ＩＬＯからのＯp及びＯn出力を、
Ｏp＝Ｂｃｏｓ（２πｆｔ＋φ（ｔ））、Ｏn＝Ｏp＋π （７）
として表すことができる。ここで、Ｂは出力信号の振幅であり、φ（ｔ）は、
［数１］
O p = Bcos (2πft + φ (t)), O n = O p + π (7)
Can be expressed as Where B is the amplitude of the output signal and φ (t) is
[Equation 1]
（５）及び（６）を（８）と組み合わせれば、注入した入力信号に対するＩＬＯの動的応答を決定する微分方程式が得られる。ｄφ／ｄｔ＝０であれば、安定した状態（ロックイン状態）を得る。あるいは、出力信号の周波数が入力信号の周波数のちょうど半分であって、従って、Δｆr＝ｆ−ｆrであれば、別の言い方で同じことを言っている。 Combining (5) and (6) with (8) provides a differential equation that determines the dynamic response of the ILO to the injected input signal. If dφ / dt = 0, a stable state (lock-in state) is obtained. Or, if the frequency of the output signal is exactly half the frequency of the input signal, and therefore Δf r = f−f r , the same thing is said in another way.
（５）において、この条件を置換することにより、角度θについて、平衡の２つの可能な値が得られる。これら値を
θe＝ａｒｃｓｉｎ（（ｆr−ｆ）／（αＡiｆ））及びθm＝π−θe （９）
として表すことができる。
By substituting this condition in (5), two possible values of equilibrium are obtained for the angle θ. These values are expressed as θ e = arcsin ((f r −f) / (αA i f)) and θ m = π−θ e (9)
Can be expressed as
このことは、第１の可能性、すなわち、θeが、安定した平衡状態に対応し、第２の可能性、すなわち、θmが準安定の平衡状態であることを示している。入力信号が、ＩＬＯの固有共振周波数の２倍に近い周波数を有するならば、安定した平衡角度θeは短くなる。 This indicates that the first possibility, ie, θ e corresponds to a stable equilibrium state, and the second possibility, ie, θ m, is a metastable equilibrium state. If the input signal has a frequency close to twice the natural resonance frequency of the ILO, the stable equilibrium angle θ e will be shorter.
（６）から、同期条件が出力位相φに対して一意的でなく、ＩＬＯ回路により実行される２による引数分割の数学的な結果でしかないπラジアンの不確定性が存在することを推測できる。 From (6) it can be inferred that there is an uncertainty of π radians that the synchronization condition is not unique to the output phase φ and is only a mathematical result of argument division by 2 performed by the ILO circuit. .
入ってきたＢＰＳＫ信号のコピーと、差動出力Ｏp及びＯn信号とを結合する手段は、
入ってきたＢＰＳＫ信号のコピーであって、同じ周波数と、非常に類似する振幅及び位相とを有する信号ｉ1，ｉ3を注入同期発振器ＩＬＯの差動出力Ｏp及びＯn信号に掛け合わせ、出力ＩＦ1及びＩＦ2信号をそれぞれ発生させる手段Ｍｉｘ1，Ｍｉｘ2と、
基底帯域信号ＢＢp，ＢＢnをそれぞれ発生させるため、前記出力ＩＦ1及びＩＦ2信号を低域通過フィルタ処理する手段ＬＰＦ1，ＬＰＦ2と、
基底帯域信号を差し引いて復調信号ＤＥＭＯＤを発生させる手段と
を有することができる。
And a copy of the incoming BPSK signal, means for combining the differential output O p and O n signals,
A copy of the incoming BPSK signal, and the same frequency, multiplied very similar signals i 1, i 3 the injection locking oscillator ILO differential output O p and O n signal having an amplitude and phase, Means Mix 1 , Mix 2 for generating output IF 1 and IF 2 signals, respectively;
Means LPF 1 , LPF 2 for low-pass filtering the output IF 1 and IF 2 signals to generate baseband signals BB p , BB n , respectively;
Means for subtracting the baseband signal to generate the demodulated signal DEMOD.
好ましくは、周波数２ｆの搬送波信号Ｃを回復する手段が２乗回路を含む。
Preferably, the means for recovering the carrier signal C having the
好ましくは、復調のためのシステムが、２乗回路ブロックと注入同期発振器（ＩＬＯ）との間に接続された帯域通過フィルタブロックを有する。 Preferably, the system for demodulation has a band pass filter block connected between the squaring circuit block and the injection locked oscillator (ILO).
ＢＰＳＫ＝±Ａｃｏｓ（２πｆｔ＋ψ） （１０）と表すことができる周波数ｆの一般的なＢＰＳＫ信号を２乗し、帯域通過フィルタ処理して、周波数２ｆの搬送波Ｃを得る。搬送波Ｃは、
Ｃ＝（Ａ2／２）ｃｏｓ（４πｆｔ＋２ψ） （１１）
により与えられる。
BPSK = ± Acos (2πft + ψ) A general BPSK signal of frequency f that can be expressed as (10) is squared and bandpass filtered to obtain carrier C of
C = (A 2/2) cos (4πft + 2ψ) (11)
Given by.
式（６）を考慮し、Φを２ψにより置き換えすれば、ＩＬＯの出力Ｏpの位相φeと入力ＢＰＳＫ信号の位相ψとの間にロックイン状態の下記の関係を得ることができる。
φe＝ψ＋（θe−ｋ）／２＋ｎπ ； ｎ＝０，１，２... （１２）
Considering equation (6), if replaced by 2ψ the [Phi, it is possible to obtain the relationship between the lock-in condition below between the phase ψ of ILO phase phi e and the input BPSK signal output O p.
φ e = ψ + (θ e −k) / 2 + nπ; n = 0, 1, 2,... (12)
すなわち、ＩＬＯの出力Ｏp（同様に、Ｏn）は、（θe−ｋ）／２の位相ずれとπの位相の不確定性とを伴って元の搬送波を回復する。 That, ILO output O p (Similarly, O n) recovers the original carrier with the uncertainty (θ e -k) / 2 phase shift and π phase.
（１２）の位相の関係によれば、Ｍｉｘ1及びＭｉｘ2の出力ＩＦ1，ＩＦ2で、
ＩＦ1＝±ＡＢｃｏｓ（２πｆｔ＋ψ）・ｃｏｓ（２πｆｔ＋φe） （１３）
ＩＦ2＝±ＡＢｃｏｓ（２πｆｔ＋ψ）・ｃｏｓ（２πｆｔ＋φe＋π） （１４）
を得ることができ、低域通過フィルタ処理後、
ＢＢp＝±ＡＢ／２ｃｏｓ［（θe−ｋ）／２＋ｎπ］ （１５）
ＢＢn＝±ＡＢ／２ｃｏｓ［（θe−ｋ）／２＋（ｎ＋１）π］ （１６）
を得ることができる。
According to the phase relationship of (12), the outputs IF 1 and IF 2 of Mix 1 and Mix 2 are
IF 1 = ± ABcos (2πft + ψ) · cos (2πft + φ e) (13)
IF 2 = ± ABcos (2πft + ψ) · cos (2πft + φ e + π) (14)
Can be obtained after low pass filter processing,
BB p = ± AB / 2 cos [(θ e −k) / 2 + nπ] (15)
BB n = ± AB / 2 cos [(θ e −k) / 2 + (n + 1) π] (16)
Can be obtained.
ＢＢpまたはＢＢnのどちらかが２値信号（互いに対して相補的なもの）であって、その符号変化が入力ＢＰＳＫ信号の位相変化を既に再現していることに留意すべきである。しかし、不整合または非対称のため、これら信号が、次の段の正常動作に影響を与える（すなわち、基底帯域増幅器または信号再生器を飽和させる）おそれのある共通モードオフセットにより影響を受けるおそれがある。この問題を回避するため、双方の信号を差し引いて、最後の復調された出力ＤＥＭＯＤを発生させる。この出力ＤＥＭＯＤを、
ＤＥＭＯＤ＝±ＡＢｃｏｓ［（θe−ｋ）／２＋ｎπ］ （１７）
として表すことができる。
It should be noted that either BB p or BB n is a binary signal (complementary to each other) and that the sign change has already reproduced the phase change of the input BPSK signal. However, due to mismatch or asymmetry, these signals can be affected by common mode offsets that can affect the normal operation of the next stage (ie saturate the baseband amplifier or signal regenerator). . To avoid this problem, both signals are subtracted to generate the final demodulated output DEMOD. This output DEMOD is
DEMOD = ± ABcos [(θ e −k) / 2 + nπ] (17)
Can be expressed as
復調処理の最大効率は、θe＝ｋの場合に対応する。これら条件の下、ＤＥＭＯＤ＝±ＡＢ・（±１）である。 The maximum efficiency of the demodulation process corresponds to the case of θ e = k. Under these conditions, DEMOD = ± AB · (± 1).
支配的な非線形性に応じて、２つの異なった場合、すなわち、ａ）及びｂ）に区別できる。
ａ）非線形電流（ｋ＝０）。
この場合、θe＝０の時に復調処理の最大効率が得られる。（９）から、このことは、ｆ＝ｆrに対応する。これも、同期処理の最大感度に対する条件である（すなわち、ＩＬＯを位相同期するのに最小の注入電力が必要とされている）。
ｂ）非線形静電容量（ｋ＝π／２）。
ここでは、最大効率は、θe＝π／２の時に得られる。しかし、（９）によれば、このことは、同期限界にある周波数ｆ，ｆrに対応する。すなわち、（ｆr−ｆ）／（αＡiｆ）＝１である。例えば、部品特性における雑音またはドリフトによる固有共振周波数ｆrの初めの値からの偏差は、同期をゼロにする。最大復調効率の代わりに、最大同期感度（すなわち、θe＝０）を期待する場合、
［数２］ ＤＥＭＯＤ＝±ＡＢ・（√２／２）、
すなわち、最大効率の７０％である。従って、最大復調効率と最大同期感度との間にトレードオフを確立すべきであり、あるいは、最適な同期及び最適な復調に対して位相偏差を補償するために遅延パスを含める。図４におけるｉ2からＣまでの連鎖内のどこかに、または、ｉ1及びｉ3の経路に同時に、遅延ブロックを位置付けることができる。最初の場合では、遅延パスはπ／２（２乗段の前に接続された場合ではこの値の半分）の位相ずれを発生させ、次の場合では、−π／２の位相ずれを発生させる必要がある。
Depending on the dominant non-linearity, two distinct cases can be distinguished: a) and b).
a) Non-linear current (k = 0).
In this case, the maximum efficiency of the demodulation process can be obtained when θ e = 0. From (9), this corresponds to f = f r. This is also a requirement for the maximum sensitivity of the synchronization process (ie, minimum injection power is required to phase lock the ILO).
b) Non-linear capacitance (k = π / 2).
Here, the maximum efficiency is obtained when θ e = π / 2. However, according to (9), this is, the frequency f, corresponding to f r in the synchronization limits. That is, (f r −f) / (αA i f) = 1. For example, the deviation from the original value of the natural resonant frequency f r due to noise or drift in the component characteristics, the synchronization to zero. If you expect maximum synchronization sensitivity (ie, θ e = 0) instead of maximum demodulation efficiency,
[Equation 2] DEMOD = ± AB · (√2 / 2),
That is, 70% of the maximum efficiency. Therefore, a tradeoff should be established between maximum demodulation efficiency and maximum synchronization sensitivity, or a delay path is included to compensate for phase deviation for optimal synchronization and optimal demodulation. The delay block can be located anywhere in the chain from i 2 to C in FIG. 4 or simultaneously in the paths i 1 and i 3 . In the first case, the delay path generates a phase shift of π / 2 (half of this value when connected before the square stage), and in the next case a phase shift of −π / 2. There is a need.
本発明の第２態様は、周波数ｆのＢＰＳＫ信号のコヒーレント復調のための方法であって、２ｆの周波数を有する信号の注入による発振器の同期化に基づく方法に関する。 A second aspect of the invention relates to a method for coherent demodulation of a BPSK signal of frequency f, based on synchronization of an oscillator by injection of a signal having a frequency of 2f.
２ｆの周波数を有する信号を注入した時に、且つ、ｆにほぼ等しい発振器の固有共振周波数ｆrである場合に発振器を同期化する。 When injecting a signal having a frequency of 2f, and synchronizes the oscillator when a natural resonant frequency f r substantially equal oscillator f.
周波数ｆのＢＰＳＫ信号のコヒーレント復調のための方法は、
周波数２ｆの搬送波信号（Ｃ）を前記ＢＰＳＫ信号から回復する工程と、
θe＝ａｒｃｓｉｎ（（ｆr−ｆ）／（αＡiｆ））であり、α及びｋは、注入同期発振器（ＩＬＯ）における支配的な非線形性の種類に依存するパラメータであり、Ａiは、２ｆの周波数の回復された搬送波信号の振幅である（θe−ｋ）／２の位相ずれを持つ元の搬送波を回復するため、注入同期発振器（ＩＬＯ）に、周波数２ｆを有する前記信号を注入する工程と、
復調信号（ＤＥＭＯＤ）を発生させるために、入ってきたＢＰＳＫ信号と、差動出力（Ｏp，Ｏn）信号とを結合する工程と
を有する。
The method for coherent demodulation of a BPSK signal of frequency f is
Recovering a carrier signal (C) of
θ e = arcsin ((f r −f) / (αA i f)), α and k are parameters depending on the type of dominant nonlinearity in the injection locked oscillator (ILO), and A i is In order to recover the original carrier having a phase shift of (θ e −k) / 2, which is the amplitude of the recovered carrier signal having a frequency of 2f, the injection-locked oscillator (ILO) is supplied with the signal having the
In order to generate a demodulated signal (DEMOD), it has a BPSK signals that have entered, and a step of coupling the differential output (O p, O n) and a signal.
本発明の基本的な動作原理が、超調波の注入により共振回路を同期してＢＰＳＫ信号の搬送波を回復することであり、このように、外部の帰還経路を必要とせず、発振器を同期する超調波の注入により搬送波回復を達成するので、結果として、ループフィルタを必要とせず、結果として生じた構造は、モノリシックな一体化に適する。 The basic operating principle of the present invention is to recover the carrier wave of the BPSK signal by synchronizing the resonance circuit by superharmonic injection, thus synchronizing the oscillator without requiring an external feedback path. Since carrier recovery is achieved by superharmonic injection, the result is that no loop filter is required and the resulting structure is suitable for monolithic integration.
本発明は、２値デジタル位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）信号の復調のためのシステムについて言及する。図４には、復調器システムの実行可能な一例を示す。この復調器システムは、以下の区分に分割できる。
（ａ）出力分割器ＰＤＩＶ。この出力分割器ＰＤＩＶの入力は周波数ｆのＢＰＳＫ位相変調信号であり、ここで、ｆは、搬送波信号の周波数である。この出力分割器は、入力信号と同じ周波数ｆを有する出力信号ｉ1，ｉ2，ｉ3を発生させる。その上、ｉ1及びｉ3は、等しい振幅を有し、同じ位相状態にある。この位相状態を入力信号と同一にすることができ、あるいは、位相状態は、双方とも同一である特定の位相不均衡または遅延を有することができる。信号ｉ2の振幅及び位相状態を信号ｉ1，ｉ3の場合と同じにすることができ、あるいは、この振幅及び位相状態は、特定の振幅及び／または位相不均衡を有することができる。この出力分割器を受動または能動のどちらかにすることができる。
（ｂ）２乗回路ブロック。この２乗回路ブロックは、入力から出力への伝達関数に２次項を有する能動または受動回路を用いて実施できる。これら回路の具体例は、全波ダイオード整流器、または、アナログ乗算器として動作するミクサである。
（ｃ）帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）。この帯域通過フィルタは、必要に応じて、周波数２ｆの適切な成分を２乗回路ブロックの出力から選択する。
（ｄ）注入同期発振器（ＩＬＯ）。このＩＬＯは、２による除算アナログ引数分割器として作用し、（注入信号がない場合には）固有共振周波数はｆrである。このＩＬＯは、周波数ｆの差動出力信号Ｏp，Ｏnを発生させる。差動出力位相は、式（６）に従って周波数２ｆの信号Ｃにより固定される。
（ｅ）２つのミクサＭｉｘ1，Ｍｉｘ2。これらミクサＭｉｘ1，Ｍｉｘ2は受動または能動であって、ＢＰＳＫ入力信号を基底帯域信号ＢＢp，ＢＢnへダウンコンバートするため、低域通過フィルタＬＰＦ1，ＬＰＦ2と結合されている。
（ｆ）減算器。この減算器は受動または能動のどちらかであって、基底帯域信号ＢＢp，ＢＢnからＤＥＭＯＤ出力を発生させる。
The present invention refers to a system for demodulation of binary digital phase shift keying (BPSK) signals. FIG. 4 shows one possible implementation of the demodulator system. This demodulator system can be divided into the following sections:
(A) Output divider PDIV. The input of the output divider PDIV is a BPSK phase modulation signal of frequency f, where f is the frequency of the carrier signal. This output divider generates output signals i 1 , i 2 , i 3 having the same frequency f as the input signal. Moreover, i 1 and i 3 have equal amplitude and are in the same phase state. This phase state can be the same as the input signal, or the phase state can have a particular phase imbalance or delay that is both the same. The amplitude and phase state of signal i 2 can be the same as in signals i 1 and i 3 , or the amplitude and phase state can have a specific amplitude and / or phase imbalance. This output divider can be either passive or active.
(B) A square circuit block. This squaring circuit block can be implemented using an active or passive circuit having a quadratic term in the transfer function from input to output. Specific examples of these circuits are mixers that operate as full-wave diode rectifiers or analog multipliers.
(C) Band pass filter (BPF). The band pass filter selects an appropriate component of the
(D) Injection locked oscillator (ILO). The ILO acts as a division analog argument divider by 2, (when there is no injection signal) natural resonant frequency is f r. The ILO is the differential output signal O p of the frequency f, to generate O n. The differential output phase is fixed by the signal C having the
(E) Two mixers Mix 1 and Mix 2 . These mixers Mix 1 and Mix 2 are passive or active and are coupled with low-pass filters LPF 1 and LPF 2 to downconvert the BPSK input signal to baseband signals BB p and BB n .
(F) Subtractor. This subtractor is either passive or active and generates a DEMOD output from the baseband signals BB p , BB n .
図５には、測定したＢＰＳＫ入力信号と、２乗回路ブロックの出力信号Ｓ2との間の時間的な関係を示す。この場合、商用周波数ダブラー回路が、Ｓ2信号を発生させるために用いられている。 FIG. 5 shows the BPSK input signal measured, a temporal relationship between the output signal S 2 of the squaring circuit block. In this case, a commercial frequency doubler circuit has been used to generate the S 2 signal.
図４の注入同期発振器（ＩＬＯ）を幾つかの方法で実施できる。図６は、優先的であるが、これに限らないＩＬＯ回路の実施形態を含む。既に記述したように、周波数分割処理に基づく原理は、基本周波数の第２高調波に近い周波数を有する信号が注入された時の共振回路の周波数及び位相同期現象である。この回路は、以下の区分から成る。
（ａ）バイアスＴ回路ＢＴ。このバイアスＴ回路ＢＴの目的は、２ｆの周波数の注入信号ｉを、共振回路動作に必要とされる連続的なＤＣバイアスと結合させることにある。
（ｂ）インバータ変圧器Ｔ１。このインバータ変圧器Ｔ１は、一端でバイアスネットワーク出力に接続され、他端でバラクタダイオードＶ１，Ｖ２に接続された１次及び２次巻線を有する。
（ｃ）記述したバラクタダイオードＶ１，Ｖ２。これらバラクタダイオードＶ１，Ｖ２の陽極は、制御電圧Ｖｃへ接続されている。
（ｄ）２つの交差して結合されたトランジスタＱ１，Ｑ２。
（ｅ）差動出力Ｏｐ，Ｏｎ。
（ｆ）電流源Ｓ１。この電流源Ｓ１は、正確なトランジスタの分極化を保証する。
The injection locked oscillator (ILO) of FIG. 4 can be implemented in several ways. FIG. 6 includes a preferred but not limited embodiment of an ILO circuit. As already described, the principle based on the frequency division processing is the frequency and phase synchronization phenomenon of the resonance circuit when a signal having a frequency close to the second harmonic of the fundamental frequency is injected. This circuit consists of the following sections:
(A) Bias T circuit BT. The purpose of this bias T circuit BT is to couple the injected signal i of
(B) Inverter transformer T1. This inverter transformer T1 has primary and secondary windings connected at one end to the bias network output and connected at the other end to varactor diodes V1, V2.
(C) The described varactor diodes V1, V2. The anodes of these varactor diodes V1, V2 are connected to the control voltage Vc.
(D) Two cross-coupled transistors Q1, Q2.
(E) Differential output Op, On.
(F) Current source S1. This current source S1 ensures accurate transistor polarization.
この種類の分割器回路の特性である周波数／位相同期処理が、２乗またはコスタスループと関連する処理よりも高速であり、その理由は、周波数／位相同期処理が事実上の部品に内在し、全体として同期回路に内在しないためであることに注意しなくてはいけない。 The frequency / phase synchronization process that is characteristic of this type of divider circuit is faster than the process associated with a square or Costas loop because the frequency / phase synchronization process is inherent in the component, It must be noted that this is because it is not inherent in the synchronous circuit as a whole.
変圧器及び２つのバラクタダイオードは共振タンク回路を形成し、この共振タンク回路の共振周波数は、制御電圧Ｖｃの値により固定されている。これらバラクタダイオードを、固定された値のキャパシタにより置き換えることができ、この場合、共振周波数を制御する可能性は失われる。交差して結合されたトランジスタ対（これらは、図６においてＭＯＳＦＥＴであるが、これらをバイポーラとすることができる）の目的は、共振タンク回路損失を補償するのに充分な利得を得るためと、一定振幅の振動を共振周波数ｆrで発生させるためである。注入信号が充分な出力を持っていれば、タンクの共振特性は変化する。このことは、バラクタダイオード応答の非線形動作、及び／または、増幅器段のトランジスタによるものである。新たな共振周波数は、注入信号の周波数の半分に同調され、位相は、１８０°の差を有する２つの可能な値のどちらかに調節される。 The transformer and the two varactor diodes form a resonant tank circuit, and the resonant frequency of the resonant tank circuit is fixed by the value of the control voltage Vc. These varactor diodes can be replaced by fixed value capacitors, in which case the possibility of controlling the resonant frequency is lost. The purpose of the cross-coupled transistor pairs (these are MOSFETs in FIG. 6, but they can be bipolar) is to obtain sufficient gain to compensate for resonant tank circuit losses, the vibration of constant amplitude in order to generate at the resonant frequency f r. If the injection signal has sufficient power, the tank's resonance characteristics will change. This is due to the non-linear behavior of the varactor diode response and / or the amplifier stage transistors. The new resonant frequency is tuned to half the frequency of the injected signal and the phase is adjusted to one of two possible values with a 180 ° difference.
図７には、注入前（ｆｒｅｅ‐ｒｕｎｎｉｎｇ）と、５０６ＭＨｚの周波数の入力信号を注入した後のロックイン状態（Ｌｏｃｋｅｄ）とのＩＬＯの出力の一方（ＯｐまたはＯｎ）の測定したスペクトルを示す。２５５．５ＭＨｚの固有周波数が同期により−２．５ＭＨｚだけシフトされていることに留意すべきである。 FIG. 7 shows a measured spectrum of one of the ILO outputs (Op or On) before the injection (free-running) and in the locked-in state (Locked) after injecting an input signal having a frequency of 506 MHz. Note that the natural frequency of 255.5 MHz is shifted by -2.5 MHz due to synchronization.
図８には、２ｆのＩＬＯの入力波形Ｃと、ｆのＩＬＯ出力の一方（ＯｐまたはＯｎ）との測定した時間領域波形を示す。ｆの基本振動と２ｆの第２高調波との間のロックイン状態の位相関係に留意すべきである。 FIG. 8 shows a measured time-domain waveform of an input waveform C of 2f ILO and one of f ILO outputs (Op or On). Note the phase relationship of the lock-in state between the fundamental vibration of f and the second harmonic of 2f.
図９には、周波数ｆのＢＰＳＫ信号と、周波数ｆのＩＬＯの差動出力Ｏｐ（太線）及びＯｎ（破線）との測定した時間領域波形を示す。ＢＰＳＫ信号が１８０°位相変化前ではＯｐ出力と同相であって、その後、Ｏｎ出力と同相となることに留意すべきである。 FIG. 9 shows measured time-domain waveforms of the BPSK signal having the frequency f and the differential outputs Op (thick lines) and On (dashed lines) of the ILO having the frequency f. It should be noted that the BPSK signal is in phase with the Op output before the 180 ° phase change and then in phase with the On output.
図１０には、復調出力ＤＥＭＯＤと一緒にＢＰＳＫ入力信号を示す。図示の例では、ＤＥＭＯＤ信号の立下り時間は、約１５〜２０ｎｓであり、このことは、約５０〜６０Ｍｂｉｔｓ／ｓの最大復調レートを意味する。 FIG. 10 shows the BPSK input signal together with the demodulated output DEMOD. In the example shown, the fall time of the DEMOD signal is about 15-20 ns, which means a maximum demodulation rate of about 50-60 Mbits / s.
図１１には、５００ｎｓごとに１８０°位相を変化させるＢＰＳＫ入力信号対応のＤＥＭＯＤ出力を示す。 FIG. 11 shows a DEMOD output corresponding to a BPSK input signal that changes the phase by 180 ° every 500 ns.
ＰＤＩＶ 出力分割器
ｉ1，ｉ2，ｉ3 出力信号
Ｓ2 ２乗回路ブロックの出力信号
Ｃ 搬送波信号
Ｏp，Ｏn 差動出力信号
ＢＰＦ 帯域通過フィルタ
ＩＬＯ 注入同期発振器
Ｍｉｘ1，Ｍｉｘ2 ミクサ
ＩＦ1，ＩＦ2 ミクサの出力
ＬＰＦ1，ＬＰＦ2 低域通過フィルタ
ＢＢp，ＢＢn 基底帯域信号
ＤＥＭＯＤ 復調信号
PDIV power dividers i 1, i 2, i 3 the output signal S 2 output signals of the squaring circuit block C carrier signal O p, O n differential output signal BPF bandpass filter ILO injection-locked oscillator Mix 1, Mix 2 mixer IF 1 , IF 2 mixer output LPF 1 , LPF 2 low-pass filter BB p , BB n baseband signal DEMOD demodulated signal
Claims (5)
前記ＢＰＳＫ信号から周波数２ｆの搬送波信号（Ｃ）を回復する手段と、
周波数ｆにほぼ等しい固有共振周波数ｆrを有する注入同期発振器（ＩＬＯ）であって、（θe−ｋ）／２の位相ずれ、ここで、θe＝ａｒｃｓｉｎ（（ｆr−ｆ）／（αＡiｆ））であり、α及びｋは、前記注入同期発振器（ＩＬＯ）における支配的な非線形性の種類に依存するパラメータであり、Ａiは、２ｆの周波数の回復された搬送波信号の振幅である前記位相ずれを持つ元の搬送波を回復する差動出力（Ｏp，Ｏn）信号を発生させる注入同期発振器（ＩＬＯ）に、周波数２ｆを有する前記信号を注入する手段と、
復調信号（ＤＥＭＯＤ）を発生させるために、入ってきたＢＰＳＫ信号のコピーと前記差動出力（Ｏp，Ｏn）信号とを結合する手段と、
を有するシステム。
A system for coherent demodulation of a binary phase shift keying (BPSK) signal of frequency f, comprising:
Means for recovering a carrier signal (C) of frequency 2f from the BPSK signal;
A injection locking oscillator having a substantially equal natural resonant frequency f r to the frequency f (ILO), (θ e -k) / 2 phase shift, wherein, θ e = arcsin ((f r -f) / ( αA i f)), α and k are parameters that depend on the type of dominant nonlinearity in the injection locked oscillator (ILO), and A i is the amplitude of the recovered carrier signal at a frequency of 2f. said differential output to recover the original carrier with a phase shift (O p, O n) for injection locking oscillator for generating a signal (ILO), and means for injecting said signal having a frequency 2f is,
In order to generate a demodulated signal (DEMOD), a copy of the incoming BPSK signal and the differential output (O p, O n) means for combining the signals,
Having a system.
前記入ってきたＢＰＳＫ信号のコピーであって、同じ周波数と、非常に類似する振幅及び位相とを有する信号（ｉ1，ｉ3）を前記注入同期発振器（ＩＬＯ）の差動出力信号（Ｏp，Ｏn）に掛け合わせる手段（Ｍｉｘ1，Ｍｉｘ2）であって、出力（ＩＦ1，ＩＦ2）信号をそれぞれ発生させる手段と、
基底帯域信号（ＢＢp，ＢＢn）をそれぞれ発生させるため、前記出力（ＩＦ1，ＩＦ2）信号を低域通過フィルタ処理する手段（ＬＰＦ1，ＬＰＦ2）と、
前記基底帯域信号を差し引いて復調信号（ＤＥＭＯＤ）を発生させる手段と、
を有するシステム。
A system for demodulation according to claim 1, and a copy of the BPSK signals that have the entered, the differential output (O p, O n) wherein the means for coupling the signal,
A copy of the incoming BPSK signal having the same frequency and very similar amplitude and phase (i 1 , i 3 ) is converted to a differential output signal (O p ) of the injection locked oscillator (ILO). and means for a means for multiplying the O n) (Mix 1, Mix 2), and generates output (IF 1, IF 2) signals, respectively,
Means (LPF 1 , LPF 2 ) for low-pass filtering the output (IF 1 , IF 2 ) signal to generate baseband signals (BB p , BB n ), respectively;
Means for subtracting the baseband signal to generate a demodulated signal (DEMOD);
Having a system.
A system for demodulation according to claim 1 or 2, wherein the means for recovering the carrier signal (C) of frequency 2f comprises a squaring circuit.
4. The system for demodulation according to claim 3, further comprising a band-pass filter block connected between the square circuit block and the injection locked oscillator (ILO).
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