JP4162010B2 - Binary phase shift keying (bpsk) signal system for coherent demodulation of - Google Patents

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Description

本発明は、2値位相シフトキーイング(BPSK)信号の復調のためのシステムに関する。 The present invention relates to a system for the demodulation of Binary Phase Shift Keying (BPSK) signal.

本発明の一般的な適用分野は、デジタル通信、特に、無線デジタル通信である。 General applications of the present invention, digital communication, particularly wireless digital communications.

正弦波信号のデジタル位相シフトキーイング(PSK)は、耐ノイズ性と、必要とされる帯域幅との双方の点から見て、最も効果的な変調技術の1つである。 The digital phase shift keying of a sinusoidal signal (PSK), in terms of both the bandwidth and noise resistance, required, one of the most effective modulation techniques. それにもかかわらず、PSK信号の復調は、複雑な復調器システムを必要とする。 Nevertheless, the demodulation of PSK signals requires complex demodulator systems. 従って、効率が悪いその他のデジタル変調方式、例えば、周波数シフトキーイング(FSK)または振幅シフトキーイング(ASK)は、簡単な復調のため、通常、好まれる。 Thus, inefficient other digital modulation scheme, e.g., frequency shift keying (FSK) or amplitude shift keying (ASK), since simple demodulation usually preferred.

最も単純なPSK信号は、2値PSK(BPSK)信号である。 The simplest PSK signal is the binary PSK (BPSK) signal. この場合、搬送波位相は、ビットストリームに従って、2つの可能な状態、すなわち、0°と180°との間でシフトされる。 In this case, carrier phase, according to the bit stream, two possible states, i.e., is shifted between 0 ° and 180 °. +1(0°位相状態)か、あるいは−1(180°位相状態)を搬送波に掛けることによりBPSK信号を容易に獲得できる。 +1 (0 ° phase state) or -1 BPSK signal can be easily obtained by applying a (180 ° phase state) in a carrier wave. 受信機の観点から、入ってきたBPSK信号の位相が0°状態または180°状態に対応するかを知ることは不可能である。 From the viewpoint of the receiver, it is impossible to know whether the phase of the incoming BPSK signal corresponds to 0 ° state or 180 ° condition. その理由は、放出器から受信機への実際の伝播路が通常、知られていないという事実のためである。 The reason is due to the fact that the actual propagation path from the emitter to the receiver are not generally known. この不確定性を回避するため、送信されるべき情報を、固定位相値として符号化する代わりに、位相状態間の遷移として符号化する。 To avoid this uncertainty, the information to be transmitted, instead encoded as fixed phase values, coded as transitions between phase states. 従って、論理「1」を送信すべきであれば、搬送波信号の位相をシフトする一方で、論理「0」について位相を変えず、逆もまた同様とする。 Accordingly, if should send the logical "1", while shifting the phase of the carrier signal, without changing the phase for a logical "0", the reverse is also the same. このように符号化された信号は、差動BPSK(DBPSK)として既知である。 Such encoded signal is known as differential BPSK (DBPSK). 信号の観点から、BPSKとDBPSKとの間に違いがないことに留意すべきである。 In terms of the signal, it should be noted that there is no difference between the BPSK and DBPSK. これらの間での唯一の相違は、基底帯域信号の(送信機側での)前処理または(受信機側での)後処理である。 The only difference between these is the baseband signal (at the transmitter side) (at the receiver side) pretreatment or aftertreatment. 図1には、(ビットストリームから、または、処理されたビットストリームから派生された)基底帯域信号と、所望の周波数の正弦波搬送波との積として生成されたBPSKまたはDBPSK信号を示す。 FIG 1 shows (from the bit stream, or have been derived from the processed bit stream) and the baseband signal, a BPSK or DBPSK signal generated as a product of the sinusoidal carrier of a desired frequency.

BPSK信号を復調する通常の手続きは、コヒーレント復調手続きである。 Usual procedure for demodulating BPSK signals are coherent demodulation procedure. 基本的には、復調処理は、受信した信号に、元の搬送波と同じ周波数の基準信号を掛けることから成る。 Basically, the demodulation process, the received signal consists of multiplying the reference signal having the same frequency as the original carrier.

BPSK信号を、以下のように数学的に表現できる。 The BPSK signal, can be mathematically expressed as follows.
BPSK=±Acos(ωt+ψ) (1) BPSK = ± Acos (ωt + ψ) (1)

ここで、+の符号は0°位相状態に対応し、−の符号は180°位相状態に対応する。 Here, corresponding to the numerals 0 ° phase state of +, - sign corresponds to 180 ° phase state. Aは、受信した信号の振幅であり、ψは、信号伝播による任意の位相である。 A is the amplitude of the received signal, [psi is any phase due to signal propagation.

基準信号、すなわち、Sは、以下のように得られる(振幅は、簡単化のために1に設定されている)。 Reference signal, i.e., S is obtained as follows (the amplitude is set to 1 for simplicity).
S=cos(ωt) (2) S = cos (ωt) (2)

積、すなわち、Pを、次の通りに表現できる。 Product, i.e., the P, can be expressed as follows.
P=±Acos(ωt+ψ)・cos(ωt)=±A/2cos(ψ)±A/2cos(2ωt+ψ) (3) P = ± Acos (ωt + ψ) · cos (ωt) = ± A / 2cos (ψ) ± A / 2cos (2ωt + ψ) (3)

最終的には、Pを低域通過フィルタ処理することにより、以下の基底帯域表現が得られる。 Finally, by low pass filtering P, is obtained baseband representation below.
LPF =±A/2cos(ψ) (4) P LPF = ± A / 2cos ( ψ) (4)

この結果は、元の変調(±)を再生する信号、すなわち、P LPFである。 As a result, a signal to reproduce the original modulation (±), that is, P LPF. (4)から、伝播位相ψが0°または180°であれば、(位相の不確定性にかかわらず、)復調処理の効率は最大に達する。 (4), if the propagation phase ψ is 0 ° or 180 °, (regardless of the phase ambiguity,) the efficiency of the demodulation process reaches a maximum. これに反して、ψ=±90°であれば、復調処理の効率はゼロである。 On the contrary, [psi = if ± 90 °, the efficiency of the demodulation process is zero. この事実は、伝播位相の不確定性であるPSK信号のコヒーレント復調の第1の欠点を指摘する。 This fact points out the first drawback of the coherent demodulation of PSK signals is uncertainty propagation phase. 第2の欠点であって、最も重要な欠点は、元の搬送波と全く同じ周波数の基準信号の入手可能性である。 A second drawback, the most important drawback is the availability of a reference signal of identical frequency as the original carrier.

双方の問題を克服する通常の方法は、搬送波回復回路を用いることによる。 The usual way to overcome both problems is by using a carrier recovery circuit. 搬送波回復は、同期化ループを用いることにより得られる。 Carrier recovery is obtained by using the synchronization loop. 2乗ループ及びコスタスループは、最も広く用いられている。 Squaring loop and the Costas loop, the most widely used. 2乗ループ及びコスタスループの特性及び動作を、図2及び図3にそれぞれ示す。 The characteristics and operation of the squaring loop and the Costas loop, respectively shown in FIGS.

図2に示すように、2乗ループは、2乗ブロック及び帯域通過フィルタ(BPF)から成り、これにより、BPSK入力信号から、元の搬送波の周波数の2倍の周波数の基準信号を、理想的には、位相変調なしで発生する。 As shown in FIG. 2, the square loop consists square blocks and bandpass filter (BPF), thereby, the BPSK input signal, a reference signal of twice the frequency of the original carrier, ideally in occurs without a phase modulation. 位相/周波数検出器、ループフィルタ及び電圧制御発振器(VCO)から成る位相同期ループ(PLL)は、2倍の周波数の搬送波を回復するのに用いられる。 Phase / frequency detector, phase locked loop comprising a loop filter and a voltage controlled oscillator (VCO) (PLL) is used to recover the carrier at twice the frequency. 元の搬送波は、2により周波数を除算する分割器を用いて最終的に回復される。 Original carrier is finally recovered using a divider that divides the frequency by two. 回復した搬送波に、入ってきたBPSK信号を掛けることにより復調は達成される。 The recovered carrier, demodulated by multiplying the incoming BPSK signal is achieved.

コスタスループ回路は、入ってきた信号と、2つの基準直交信号(0°/90°)との積を発生する2つのミクサより成る。 Costas loop circuit consists of two mixers for generating a product of the entered and has signals, and two reference quadrature signals (0 ° / 90 °). 位相検出器として作用する3番目のミクサは、前の双方のミクサの低域通過フィルタ処理された出力の積としてエラー信号を発生する。 The third mixer which acts as a phase detector, generates an error signal as the product of the output that is low-pass filtering prior to both mixers. エラー信号は、最終的にループフィルタ(すなわち、積分器)に通されて電圧制御発振器(VCO)の制御信号を発生する。 Error signal finally loop filter (i.e., integrator) is passed through a generates a control signal a voltage controlled oscillator (VCO). VCOは、90°移相器と結合されると、基準直交信号を発生し、ループを閉じる。 VCO, when combined with the 90 ° phase shifter, generates the reference quadrature signal, closing the loop. 基準直交信号の周波数が元の搬送波の周波数に等しければ、エラー信号はゼロである。 If the frequency of the reference quadrature signal is equal to the frequency of the original carrier, the error signal is zero. その上、VCO出力基準信号(同相信号)は、搬送波の同じ伝播位相ψを持っているか、あるいは、それとは180°異なる。 Furthermore, VCO output reference signal (in-phase signal), or have the same propagation phase ψ of the carrier, or, from that differs 180 °. すなわち、同期状態で、エラー関数がゼロであれば、コスタスループはBPSK信号の復調として作用する。 That is, in the synchronous state, the error function is equal to zero, the Costas loop acts as a demodulation of BPSK signals. 実際には、基底帯域変調器信号は、(符号の不確定性にかかわらず、)第1低域通過フィルタ(図3のLPF 1 )の出力で検出される。 In fact, the base band modulator signal is detected at the output of (regardless uncertainty code) first low-pass filter (LPF 1 in Fig. 3).

先の方式の双方により実行されたコヒーレント復調の主な利点は、入力信号の追跡である。 The main advantage of the coherent demodulation performed by the both previous schemes is the tracking of the input signal. このことは、周波数偏移、例えば、移動システムにおける放出器と受信機との間の相対運動による周波数偏移の修正を可能にする。 This frequency shift, for example, to allow for correction of frequency shift due to relative movement between emitter and receiver in a mobile system. その上、変調信号に関する前の情報(すなわち、ビット周期)が必要とされない。 Moreover, information before about the modulation signal (i.e., bit period) is not needed. しかし、同期時間は一般に大きく、通信の初めにデータの損失をもたらすか、あるいは、バーストモード送信で正常に機能しない。 However, synchronization time is generally large, or result in the loss of data at the beginning of the communication, or does not function correctly in a burst mode transmission. 同期化ループのもう1つの重要な欠点は、モノリシック形態で実施し難いループフィルタの必要性である。 Another important drawback of the synchronization loops is the need of hard loop filter implemented in a monolithic form.

一例として、(図3に示すような)コスタスループに基づくコヒーレント復調手続きであって、復調器の同調状態(入力信号の位相同調及び正確な復調)または疑似同調状態(誤った変調)を検出する一連の追加の構成要素により補充されたコヒーレント復調手続きを用いるものがある(特許文献1参照)。 As an example, it detects (as shown in FIG. 3) a coherent demodulation procedure based on the Costas loop, (phase tuning and correct demodulation of the input signal) or a pseudo tuning state (erroneous modulation) tuned state of the demodulator it is to use a coherent demodulation procedure supplemented by a series of additional components (see Patent Document 1).

復調を可能にする位相基準を得るのに他の手続きを提案しているものがある(特許文献2参照)。 Are those proposed other procedures for obtaining a phase reference to enable demodulation (see Patent Document 2). この場合、受信したフェーザのある平均を実施し、これにより、位相基準推定値を得る。 In this case, the average performed with phasors received, thereby to obtain the phase reference estimate. 信号を復調するため、受信したフェーザの各々を基準と比較し、その後、位相基準推定値を絞り込むのに用いる。 To demodulate the signal, each of the phasor received compared to a reference, then, we used to refine the phase reference estimate. この手続きは、同調時間と関連する情報の損失なしに、不連続に受信した信号を正確に復調できるという利点を有する。 This procedure, without loss of information associated with the tuning time, has the advantage of accurately demodulate the signal received discontinuously. 不都合は、復調器システムの高い複雑性であり、フェーザの平均化を実行するため、変調信号ビット周期を知る潜在的な要件である。 Disadvantage is the high complexity of the demodulator system, for performing averaging of the phaser, is a potential requirement to know the modulating signal bit period.

デジタル位相変調を用いる信号に対して、もう1つの実行可能な復調手続きも提案されている(特許文献3参照)。 For signals using digital phase modulation, it has been proposed another executable demodulation procedure (see Patent Document 3). この方法は、隣接する位相状態間だけ変化を含むデジタル位相変調された信号に適用できる。 This method is applicable to digital phase modulated signal comprises a change only between adjacent phase states. 基本的には、動作原理は、ある期間に受信した信号に、前の期間に受信した信号を掛けることから成る。 Basically, the operating principle is the signal received in a period of time, consists of multiplying the signal received in the previous period. 時間差は遅延部品の使用により得られ、ビット時間に等しくなるように調節される。 Time difference obtained by the use of a delay component is adjusted to be equal to the bit time. 得られた信号のDC成分を発生させるため、この乗算の結果を、低域通過フィルタによりフィルタリングする。 For generating a DC component of the signal obtained, the results of this multiplication is filtered by a low pass filter. ビット周期中、位相変化がある時だけ、DC成分の値に変化がある。 During bit period, only when there is a phase change, there is a change in the value of the DC component. この場合、同期化を必要とせず、復調が直接行われる。 In this case, without the need for synchronization, demodulation is performed directly. 基本的な不利点は、変調信号ビット周期を事前に知る必要があるということである。 The basic disadvantage is that it is necessary to know the modulating signal bit period in advance.

米国特許第5347228号 US Patent No. 5347228 米国特許第4631486号 US Patent No. 4631486 米国特許第4989220号 US Patent No. 4989220

記載した背景に関して、本発明は、周波数及び位相同期ループ(PLLまたはコスタスループ)の明確な使用を要求されることなく、コヒーレント復調に対応する利点(入力信号の追跡、並びに、変調信号ビット周期から独立する復調処理)を提供する。 Respect background described, the present invention is not required to explicit use of a frequency and phase locked loop (PLL or Costas loop), tracking of advantages (input signal corresponding to coherent demodulation, and, from the modulation signal bit period providing independent demodulates).

本発明の基本的な動作原理は、BPSK信号の搬送波を回復するため、超調波の注入により共振回路を同期することである。 The basic operating principle of the present invention is to recover the carrier of the BPSK signal and to synchronize the resonant circuit by the injection of super harmonic. このように、外部の帰還経路を必要とせず、発振器を同期する超調波の注入により搬送波回復を達成する。 Thus, without the need for external feedback path, by the injection of super harmonic oscillator to be locked to achieve carrier recovery. 結果として、ループフィルタを必要とせず、結果として生じた構造は、モノリシックな一体化に適する。 As a result, without requiring a loop filter, resulting structure is suitable for monolithic integration.

本発明は、請求項1に記載の2値位相シフトキーイング(BPSK)信号の復調のためのシステムと、請求項6に記載の方法とについて言及する。 The present invention includes a system for demodulating binary phase-shift keying (BPSK) signal according to claim 1, refer to the process of claim 6. システム及び方法の好適な実施形態を従属項に規定する。 Defining the preferred embodiments of the systems and methods in the dependent claims.

本発明の第1態様は、周波数fを有する2値位相シフトキーイング(BPSK)信号のコヒーレント復調のためのシステムに関する。 The first aspect of the invention relates to a system for coherent demodulation of binary phase shift keying (BPSK) signal with a frequency f. 復調のためのこのシステムは、 The system for demodulation,
前記BPSK信号から周波数2fの搬送波信号(C)を回復する手段と、 Means for recovering a carrier signal (C) of a frequency 2f from said BPSK signal,
周波数fにほぼ等しい固有共振周波数f rを有する注入同期発振器ILOであって、(θ e −k)/2の位相ずれ、ここで、θ e =arcsin((f r −f)/(αA i f))であり、α及びkは、注入同期発振器ILOにおける支配的な非線形性の種類に依存するパラメータであり、A iは、2fの周波数の回復された搬送波信号の振幅である前記位相ずれを有する元の搬送波を回復する差動出力O p及びO n信号を発生させる注入同期発振器ILOに、周波数2fを有する前記信号を注入する手段と、 A injection locking oscillator ILO, which have approximately equal natural resonant frequency f r to the frequency f, (θ e -k) / 2 phase shift, wherein, θ e = arcsin ((f r -f) / (αA i a f)), alpha and k are parameters that depend on the type of predominant non-linearity in the injection locking oscillator ILO, a i, the phase shift is the amplitude of the recovered carrier signal having a frequency of 2f the injection locking oscillator ILO for generating a differential output O p and O n signal to recover the original carrier with a means for injecting said signal having a frequency 2f,
復調信号(DEMOD)を発生させるために、入ってきたBPSK信号のコピーと、差動出力O p及びO n信号とを結合する手段とを有する。 In order to generate a demodulated signal (DEMOD), it has a copy of the incoming BPSK signal, and means for combining the differential output O p and O n signals.

rがfにほぼ等しくなければ、コヒーレント復調器の歩留りは、f r ≒fの場合よりも低いが、この復調器も役に立つ。 If f r is be approximately equal to f, the yield of the coherent demodulator is lower than that of f r ≒ f, useful also in this demodulator.

本発明の動作原理は、固有共振周波数f rの第2高調波に近い周波数を有する信号が注入された時の注入同期発振器ILOの周波数及び位相の双方の、または、2による分割回路の引数の同期現象である。 The operating principle of the present invention, both the injection locking oscillator ILO frequency and phase of when the signal having a frequency close to the second harmonic of the natural resonant frequency f r is injected, or the division circuit according to the second argument it is a synchronous phenomenon. 発明者により確立され、検証されたものによれば、この引数(周波数及び位相)同期現象は、ILO回路に用いられる部品に多かれ少なかれ存在する非線形応答によるものである。 Established by the inventors, according to what has been verified, the argument (frequency and phase) synchronization phenomenon is due to non-linear response that exists more or less in the components used in ILO circuit.

非線形性の一般的な発生源として下記の事項を指摘することができる。 It is possible to point out the following matters as a general source of nonlinearity.
a)バラクタダイオードが用いられた場合、バイアス電圧が印加されたバラクタダイオードの容量の変動。 A) If the varactor diode is used, variations in the capacitance of the varactor diode bias voltage is applied.
b)バイポーラトランジスタが用いられた場合、バイポーラトランジスタのベース‐エミッタ及びベース‐コレクタ結合の容量の変動。 B) If a bipolar transistor is used, the base of the bipolar transistor - emitter and base - variation of volume of the collector coupling.
c)MOSFETトランジスタが用いられた場合、MOSFETトランジスタのゲート‐ソース、ゲート‐ドレイン及びゲート‐基板の容量の変動。 If c) MOSFET transistor is used, the gate of the MOSFET transistor - the source, gate - drain and gate - variation of volume of the substrate.
d)2乗またはそれよりも高い次数の法則に従って偏極電圧に従属する、MOSFETトランジスタでは、ドレイン電流、そして、バイポーラトランジスタでは、ベース‐コレクタ電流。 d) dependent on polarization voltage in accordance with the laws of higher order than the square or, in MOSFET transistors, drain currents and in bipolar transistor base - collector current.

非線形性は、高調波を混合し、その後、新たなスペクトル成分を発生させる原因になっている。 Nonlinearity, mixed harmonic, then, has become a cause of generating a new spectral component. 2f r (ここで、f rは、ILO固有共振周波数である)に近い周波数2fを有する信号がILOに注入されると、非線形性(特に、2次の非線形性)は、周波数2f−f r ≒f rへの(電圧及び/または電流の)追加の成分につながる。 2f r (where, f r is ILO unique is the resonant frequency) when the signal having a frequency 2f near is injected into ILO, nonlinearity (especially, second-order nonlinearity) is the frequency 2f-f r ≒ to f r (voltage and / or current) leads to additional components. この成分は、同じ周波数で既に存在する成分に追加されるので、ILO共振特性は変更される。 This component, since it is added to the components already present at the same frequency, ILO resonance characteristics are modified. ILO動作状態の変化を共振周波数の変化量Δf rとして表すことができるということが分析的にも実験的にも明らかにされている。 In analytical it is that it can represent the change in ILO operating conditions as variation Delta] f r of the resonance frequency is also revealed experimentally. この変化量Δf rは、 This amount of change Δf r is,
Δf r =αA i fSin(θ) (5) Δf r = αA i fSin (θ ) (5)
により与えられる。 It is given by. ここで、αは、支配的な非線形性の種類に依存するパラメータであり、A iは、2fの周波数の入力信号の振幅であり、角度θを、 Here, alpha is a parameter depending on the type of predominant non-linearity, A i is the amplitude of the input signal frequency of 2f, the angle theta,
θ=2φ(t)−Φ+k (6) θ = 2φ (t) -Φ + k (6)
として表すことができる。 It can be expressed as. ここで、Φ及びφ(t)はそれぞれ入力及び出力信号の位相であり、tは時間である。 Here, [Phi and phi (t) is the phase of each input and output signals, t is the time. kの値も、回路において支配的な非線形性に依存する。 The value of k also depends on the prevailing nonlinearities in the circuit. 例えば、非線形性が、バイアス電圧と共に変化する電流によるものであれば、k=0であり、非線形性が可変容量によるものであれば、k=π/2である。 For example, nonlinearity, as long as due to a current that varies with a bias voltage, a k = 0, as long as nonlinearity by the variable capacitance, which is k = π / 2.

更に、ILOからのO p及びO n出力を、 Further, the O p and O n output from the ILO,
p =Bcos(2πft+φ(t))、O n =O p +π (7) O p = Bcos (2πft + φ (t)), O n = O p + π (7)
として表すことができる。 It can be expressed as. ここで、Bは出力信号の振幅であり、φ(t)は、 Here, B is the amplitude of the output signal, phi (t) is
[数1] [Number 1]
を立証する。 To prove.

(5)及び(6)を(8)と組み合わせれば、注入した入力信号に対するILOの動的応答を決定する微分方程式が得られる。 (5) and Combine (6) and (8) the differential equation which determines the dynamic response of the ILO for the injected input signal is obtained. dφ/dt=0であれば、安定した状態(ロックイン状態)を得る。 If dφ / dt = 0, to obtain a stable state (lock-in state). あるいは、出力信号の周波数が入力信号の周波数のちょうど半分であって、従って、Δf r =f−f rであれば、別の言い方で同じことを言っている。 Alternatively, the frequency of the output signal is a just half the frequency of the input signal, therefore, if Δf r = f-f r, are saying the same thing in another way.

(5)において、この条件を置換することにより、角度θについて、平衡の2つの可能な値が得られる。 In (5), by substituting this condition, the angle theta, 2 two possible values ​​of equilibrium is obtained. これら値をθ e =arcsin((f r −f)/(αA i f))及びθ m =π−θ e (9) These values θ e = arcsin ((f r -f) / (αA i f)) and θ m = π-θ e ( 9)
として表すことができる。 It can be expressed as.

このことは、第1の可能性、すなわち、θ eが、安定した平衡状態に対応し、第2の可能性、すなわち、θ mが準安定の平衡状態であることを示している。 This is the first possibility, namely, theta e is corresponds to a stable equilibrium state, the second possibility, namely, theta m indicates that the equilibrium metastable. 入力信号が、ILOの固有共振周波数の2倍に近い周波数を有するならば、安定した平衡角度θ eは短くなる。 Input signal, if it has a frequency close to twice the natural resonant frequency of the ILO, a stable balance angle theta e is shortened.

(6)から、同期条件が出力位相φに対して一意的でなく、ILO回路により実行される2による引数分割の数学的な結果でしかないπラジアンの不確定性が存在することを推測できる。 From (6), can be inferred that the synchronization condition is not unique for an output phase phi, there is uncertainty no π radians only 2 mathematical result argument divided by performed by the ILO circuit .

入ってきたBPSK信号のコピーと、差動出力O p及びO n信号とを結合する手段は、 And a copy of the incoming BPSK signal, means for combining the differential output O p and O n signals,
入ってきたBPSK信号のコピーであって、同じ周波数と、非常に類似する振幅及び位相とを有する信号i 1 ,i 3を注入同期発振器ILOの差動出力O p及びO n信号に掛け合わせ、出力IF 1及びIF 2信号をそれぞれ発生させる手段Mix 1 ,Mix 2と、 A copy of the incoming BPSK signal, and the same frequency, multiplied very similar signals i 1, i 3 the injection locking oscillator ILO differential output O p and O n signal having an amplitude and phase, and means Mix 1, Mix 2 to output IF 1 and IF 2 signal respectively generated,
基底帯域信号BB p ,BB nをそれぞれ発生させるため、前記出力IF 1及びIF 2信号を低域通過フィルタ処理する手段LPF 1 ,LPF 2と、 Baseband signal BB p, for each generating a BB n, and means LPF 1, LPF 2 to the low-pass filtering the output IF 1 and IF 2 signal,
基底帯域信号を差し引いて復調信号DEMODを発生させる手段とを有することができる。 Subtracting the baseband signal may have a means for generating a demodulated signal DEMOD.

好ましくは、周波数2fの搬送波信号Cを回復する手段が2乗回路を含む。 Preferably, means for recovering a carrier signal C of the frequency 2f comprises squaring circuit.

好ましくは、復調のためのシステムが、2乗回路ブロックと注入同期発振器(ILO)との間に接続された帯域通過フィルタブロックを有する。 Preferably, the system for demodulation has a connected band-pass filter block between the squaring circuit block and the injection locking oscillator (ILO).

BPSK=±Acos(2πft+ψ) (10)と表すことができる周波数fの一般的なBPSK信号を2乗し、帯域通過フィルタ処理して、周波数2fの搬送波Cを得る。 BPSK = squared general BPSK signal ± Acos (2πft + ψ) frequency f can be expressed as (10), and band pass filtering, to obtain a carrier C of the frequency 2f. 搬送波Cは、 The carrier C is,
C=(A 2 /2)cos(4πft+2ψ) (11) C = (A 2/2) cos (4πft + 2ψ) (11)
により与えられる。 It is given by.

式(6)を考慮し、Φを2ψにより置き換えすれば、ILOの出力O pの位相φ eと入力BPSK信号の位相ψとの間にロックイン状態の下記の関係を得ることができる。 Considering equation (6), if replaced by 2ψ the [Phi, it is possible to obtain the relationship between the lock-in condition below between the phase ψ of ILO phase phi e and the input BPSK signal output O p.
φ e =ψ+(θ e −k)/2+nπ ; n=0,1,2... (12) φ e = ψ + (θ e -k) / 2 + nπ; n = 0,1,2 ... (12)

すなわち、ILOの出力O p (同様に、O n )は、(θ e −k)/2の位相ずれとπの位相の不確定性とを伴って元の搬送波を回復する。 That, ILO output O p (Similarly, O n) recovers the original carrier with the uncertainty (θ e -k) / 2 phase shift and π phase.

(12)の位相の関係によれば、Mix 1及びMix 2の出力IF 1 ,IF 2で、 According to the phase relationship of (12), the output IF 1, IF 2 of Mix 1 and Mix 2,
IF 1 =±ABcos(2πft+ψ)・cos(2πft+φ e ) (13) IF 1 = ± ABcos (2πft + ψ) · cos (2πft + φ e) (13)
IF 2 =±ABcos(2πft+ψ)・cos(2πft+φ e +π) (14) IF 2 = ± ABcos (2πft + ψ) · cos (2πft + φ e + π) (14)
を得ることができ、低域通過フィルタ処理後、 It can be obtained, after low-pass filtering,
BB p =±AB/2cos[(θ e −k)/2+nπ] (15) BB p = ± AB / 2cos [ (θ e -k) / 2 + nπ] (15)
BB n =±AB/2cos[(θ e −k)/2+(n+1)π] (16) BB n = ± AB / 2cos [ (θ e -k) / 2 + (n + 1) π] (16)
を得ることができる。 It is possible to obtain.

BB pまたはBB nのどちらかが2値信号(互いに対して相補的なもの)であって、その符号変化が入力BPSK信号の位相変化を既に再現していることに留意すべきである。 Either BB p or BB n is a binary signal (complementary ones with respect to each other), it should be noted that the sign change is already reproduced phase change of the input BPSK signal. しかし、不整合または非対称のため、これら信号が、次の段の正常動作に影響を与える(すなわち、基底帯域増幅器または信号再生器を飽和させる)おそれのある共通モードオフセットにより影響を受けるおそれがある。 However, because of the mismatch or asymmetric, the signals influence the normal operation of the next stage (i.e., the baseband amplifiers or signal regenerators saturated thereby) may be affected by a common mode offset that may . この問題を回避するため、双方の信号を差し引いて、最後の復調された出力DEMODを発生させる。 To avoid this problem, by subtracting both signals, to generate a final demodulated output DEMOD. この出力DEMODを、 This output DEMOD,
DEMOD=±ABcos[(θ e −k)/2+nπ] (17) DEMOD = ± ABcos [(θ e -k) / 2 + nπ] (17)
として表すことができる。 It can be expressed as.

復調処理の最大効率は、θ e =kの場合に対応する。 Maximum efficiency of the demodulation process corresponds to the case of θ e = k. これら条件の下、DEMOD=±AB・(±1)である。 Under these conditions, DEMOD = a ± AB · (± 1).

支配的な非線形性に応じて、2つの異なった場合、すなわち、a)及びb)に区別できる。 Depending on the predominant non-linearity, if two different, i.e., a distinction can be made between a) and b).
a)非線形電流(k=0)。 a) non-linear current (k = 0).
この場合、θ e =0の時に復調処理の最大効率が得られる。 In this case, the maximum efficiency of the demodulation processing when the theta e = 0 is obtained. (9)から、このことは、f=f rに対応する。 From (9), this corresponds to f = f r. これも、同期処理の最大感度に対する条件である(すなわち、ILOを位相同期するのに最小の注入電力が必要とされている)。 This is also the condition for maximum sensitivity of the synchronization process (i.e., the minimum injection power to phase lock the ILO is needed).
b)非線形静電容量(k=π/2)。 b) non-linear capacitance (k = π / 2).
ここでは、最大効率は、θ e =π/2の時に得られる。 Here, the maximum efficiency is obtained when the θ e = π / 2. しかし、(9)によれば、このことは、同期限界にある周波数f,f rに対応する。 However, according to (9), this is, the frequency f, corresponding to f r in the synchronization limits. すなわち、(f r −f)/(αA i f)=1である。 That is, (f r -f) / (αA i f) = 1. 例えば、部品特性における雑音またはドリフトによる固有共振周波数f rの初めの値からの偏差は、同期をゼロにする。 For example, the deviation from the original value of the natural resonant frequency f r due to noise or drift in the component characteristics, the synchronization to zero. 最大復調効率の代わりに、最大同期感度(すなわち、θ e =0)を期待する場合、 Instead of the maximum demodulation efficiency, when to expect the maximum synchronous sensitivity (i.e., θ e = 0),
[数2] DEMOD=±AB・(√2/2)、 [Number 2] DEMOD = ± AB · (√2 / 2),
すなわち、最大効率の70%である。 That is 70% of the maximum efficiency. 従って、最大復調効率と最大同期感度との間にトレードオフを確立すべきであり、あるいは、最適な同期及び最適な復調に対して位相偏差を補償するために遅延パスを含める。 Therefore, it should establish a trade-off between the maximum demodulation efficiency and maximum synchronous sensitivity, or include a delay path to compensate for the phase deviation against optimal synchronization and optimum demodulation. 図4におけるi 2からCまでの連鎖内のどこかに、または、i 1及びi 3の経路に同時に、遅延ブロックを位置付けることができる。 Somewhere in the chain from i 2 to C in FIG. 4, or at the same time the path of i 1 and i 3, it is possible to position the delay block. 最初の場合では、遅延パスはπ/2(2乗段の前に接続された場合ではこの値の半分)の位相ずれを発生させ、次の場合では、−π/2の位相ずれを発生させる必要がある。 In the first case, the delay path generates a phase shift of [pi / 2 (half this value if connected before the squaring stage), in the following cases, to generate a phase shift of - [pi] / 2 There is a need.

本発明の第2態様は、周波数fのBPSK信号のコヒーレント復調のための方法であって、2fの周波数を有する信号の注入による発振器の同期化に基づく方法に関する。 The second aspect of the present invention is a method for coherent demodulation of BPSK signal having a frequency f, to a method based on the synchronization of an oscillator by injection of a signal having a frequency of 2f.

2fの周波数を有する信号を注入した時に、且つ、fにほぼ等しい発振器の固有共振周波数f rである場合に発振器を同期化する。 When injecting a signal having a frequency of 2f, and synchronizes the oscillator when a natural resonant frequency f r substantially equal oscillator f.

周波数fのBPSK信号のコヒーレント復調のための方法は、 Method for coherent demodulation of BPSK signal of the frequency f is,
周波数2fの搬送波信号(C)を前記BPSK信号から回復する工程と、 A step of recovering a carrier signal of frequency 2f and (C) from said BPSK signal,
θ e =arcsin((f r −f)/(αA i f))であり、α及びkは、注入同期発振器(ILO)における支配的な非線形性の種類に依存するパラメータであり、A iは、2fの周波数の回復された搬送波信号の振幅である(θ e −k)/2の位相ずれを持つ元の搬送波を回復するため、注入同期発振器(ILO)に、周波数2fを有する前記信号を注入する工程と、 a θ e = arcsin ((f r -f) / (αA i f)), α and k are parameters that depend on the type of predominant non-linearity in the injection locking oscillator (ILO), A i is , to recover the original carrier with the amplitude of the recovered carrier signal having a frequency of 2f (θ e -k) / 2 phase shift, the injection locking oscillator (ILO), said signal having a frequency 2f and the step of injecting,
復調信号(DEMOD)を発生させるために、入ってきたBPSK信号と、差動出力(O p ,O n )信号とを結合する工程とを有する。 In order to generate a demodulated signal (DEMOD), it has a BPSK signals that have entered, and a step of coupling the differential output (O p, O n) and a signal.

本発明の基本的な動作原理が、超調波の注入により共振回路を同期してBPSK信号の搬送波を回復することであり、このように、外部の帰還経路を必要とせず、発振器を同期する超調波の注入により搬送波回復を達成するので、結果として、ループフィルタを必要とせず、結果として生じた構造は、モノリシックな一体化に適する。 The basic operating principle of the present invention is to recover the carrier of the BPSK signal in synchronization with the resonant circuit by the injection of super harmonic, thus, does not require external feedback path, synchronized oscillator since achieving carrier recovery by injection of super harmonic, as a result, it does not require a loop filter, resulting structure is suitable for monolithic integration.

本発明は、2値デジタル位相シフトキーイング(BPSK)信号の復調のためのシステムについて言及する。 The present invention refers to a system for the demodulation of Binary Digital Phase Shift Keying signals (BPSK). 図4には、復調器システムの実行可能な一例を示す。 4 shows one possible example execution of the demodulator system. この復調器システムは、以下の区分に分割できる。 The demodulator system can be divided into the following categories.
(a)出力分割器PDIV。 (A) power divider PDIV. この出力分割器PDIVの入力は周波数fのBPSK位相変調信号であり、ここで、fは、搬送波信号の周波数である。 The input of the power divider PDIV is BPSK phase modulation signal of frequency f, where, f is the frequency of the carrier signal. この出力分割器は、入力信号と同じ周波数fを有する出力信号i 1 ,i 2 ,i 3を発生させる。 The power divider generates an output signal i 1, i 2, i 3 having the same frequency f as the input signal. その上、i 1及びi 3は、等しい振幅を有し、同じ位相状態にある。 Moreover, i 1 and i 3 are of equal amplitude, in the same phase state. この位相状態を入力信号と同一にすることができ、あるいは、位相状態は、双方とも同一である特定の位相不均衡または遅延を有することができる。 The phase state can be the same as the input signal or the phase state may have a certain phase imbalance or delay is the same both. 信号i 2の振幅及び位相状態を信号i 1 ,i 3の場合と同じにすることができ、あるいは、この振幅及び位相状態は、特定の振幅及び/または位相不均衡を有することができる。 Signal i the amplitude and phase states of the two signals i 1, i that can be the same in the case of 3, or the amplitude and phase state may have a certain amplitude and / or phase imbalance. この出力分割器を受動または能動のどちらかにすることができる。 It can be the output divider to either passive or active.
(b)2乗回路ブロック。 (B) 2 squaring circuit block. この2乗回路ブロックは、入力から出力への伝達関数に2次項を有する能動または受動回路を用いて実施できる。 The squaring circuit blocks may be implemented using an active or passive circuit having a quadratic term in the transfer function from the input to the output. これら回路の具体例は、全波ダイオード整流器、または、アナログ乗算器として動作するミクサである。 Specific examples of these circuits are the full wave diode rectifier or a mixer which operates as an analog multiplier.
(c)帯域通過フィルタ(BPF)。 (C) band-pass filter (BPF). この帯域通過フィルタは、必要に応じて、周波数2fの適切な成分を2乗回路ブロックの出力から選択する。 The bandpass filter, if necessary, select the appropriate components of the frequency 2f from the output of the squaring circuit block.
(d)注入同期発振器(ILO)。 (D) injection-locked oscillator (ILO). このILOは、2による除算アナログ引数分割器として作用し、(注入信号がない場合には)固有共振周波数はf rである。 The ILO acts as a division analog argument divider by 2, (when there is no injection signal) natural resonant frequency is f r. このILOは、周波数fの差動出力信号O p ,O nを発生させる。 The ILO is the differential output signal O p of the frequency f, to generate O n. 差動出力位相は、式(6)に従って周波数2fの信号Cにより固定される。 The differential output phase is fixed by signal C of the frequency 2f in accordance with equation (6).
(e)2つのミクサMix 1 ,Mix 2 (E) 2 one of the mixer Mix 1, Mix 2. これらミクサMix 1 ,Mix 2は受動または能動であって、BPSK入力信号を基底帯域信号BB p ,BB nへダウンコンバートするため、低域通過フィルタLPF 1 ,LPF 2と結合されている。 These mixers Mix 1, Mix 2 is a passive or active, BPSK input signal baseband signals BB p, for down-converting the BB n, is coupled with the low-pass filter LPF 1, LPF 2.
(f)減算器。 (F) the subtractor. この減算器は受動または能動のどちらかであって、基底帯域信号BB p ,BB nからDEMOD出力を発生させる。 The subtractor is a either a passive or active, baseband signal BB p, generates the DEMOD output from the BB n.

図5には、測定したBPSK入力信号と、2乗回路ブロックの出力信号S 2との間の時間的な関係を示す。 FIG. 5 shows the BPSK input signal measured, a temporal relationship between the output signal S 2 of the squaring circuit block. この場合、商用周波数ダブラー回路が、S 2信号を発生させるために用いられている。 In this case, a commercial frequency doubler circuit has been used to generate the S 2 signal.

図4の注入同期発振器(ILO)を幾つかの方法で実施できる。 Injection locked oscillator of FIG. 4 (ILO) can be carried out in several ways. 図6は、優先的であるが、これに限らないILO回路の実施形態を含む。 Figure 6 is a preferential, including embodiments of the ILO circuit not limited thereto. 既に記述したように、周波数分割処理に基づく原理は、基本周波数の第2高調波に近い周波数を有する信号が注入された時の共振回路の周波数及び位相同期現象である。 As already described, the principle based on the frequency division process is a frequency and phase synchronization phenomenon of a resonant circuit when the signal having a frequency close to the second harmonic of the fundamental frequency is injected. この回路は、以下の区分から成る。 This circuit consists of the following sections.
(a)バイアスT回路BT。 (A) bias-T circuit BT. このバイアスT回路BTの目的は、2fの周波数の注入信号iを、共振回路動作に必要とされる連続的なDCバイアスと結合させることにある。 The purpose of this bias-T circuit BT is the injection signal i of a frequency of 2f, it is to be combined with the continuous DC bias required for resonant circuit operation.
(b)インバータ変圧器T1。 (B) an inverter transformer T1. このインバータ変圧器T1は、一端でバイアスネットワーク出力に接続され、他端でバラクタダイオードV1,V2に接続された1次及び2次巻線を有する。 The inverter transformer T1 is connected to the bias network output at one end and a primary and secondary winding connected to the varactor diodes V1, V2 at the other end.
(c)記述したバラクタダイオードV1,V2。 (C) varactor diodes V1, V2 described. これらバラクタダイオードV1,V2の陽極は、制御電圧Vcへ接続されている。 These varactor diodes V1, V2 of the anode is connected to the control voltage Vc.
(d)2つの交差して結合されたトランジスタQ1,Q2。 (D) 2 two intersecting coupled transistors Q1, Q2.
(e)差動出力Op,On。 (E) the differential output Op, On.
(f)電流源S1。 (F) current source S1. この電流源S1は、正確なトランジスタの分極化を保証する。 The current source S1 is to ensure polarization of accurate transistor.

この種類の分割器回路の特性である周波数/位相同期処理が、2乗またはコスタスループと関連する処理よりも高速であり、その理由は、周波数/位相同期処理が事実上の部品に内在し、全体として同期回路に内在しないためであることに注意しなくてはいけない。 Frequency / phase synchronization process is characteristic of this type of divider circuit, it is faster than the processing associated with the square or Costas loop, because the frequency / phase synchronization process is inherent in components practically, You do not have to note that as a whole is because it is not inherent in the synchronization circuit.

変圧器及び2つのバラクタダイオードは共振タンク回路を形成し、この共振タンク回路の共振周波数は、制御電圧Vcの値により固定されている。 Transformers and two varactor diodes form a resonant tank circuit, the resonant frequency of the resonant tank circuit is fixed by the value of the control voltage Vc. これらバラクタダイオードを、固定された値のキャパシタにより置き換えることができ、この場合、共振周波数を制御する可能性は失われる。 These varactor diodes may be replaced by a capacitor of fixed value, in this case, possibility of controlling the resonant frequency is lost. 交差して結合されたトランジスタ対(これらは、図6においてMOSFETであるが、これらをバイポーラとすることができる)の目的は、共振タンク回路損失を補償するのに充分な利得を得るためと、一定振幅の振動を共振周波数f rで発生させるためである。 Intersecting coupled transistor pair and for (These include, but are MOSFET 6, they may be a bipolar) to obtain the object, sufficient gain to compensate for the resonant tank circuit losses, the vibration of constant amplitude in order to generate at the resonant frequency f r. 注入信号が充分な出力を持っていれば、タンクの共振特性は変化する。 If the injection signal has got sufficient power, the resonance characteristics of the tank varies. このことは、バラクタダイオード応答の非線形動作、及び/または、増幅器段のトランジスタによるものである。 This non-linear behavior of the varactor diode response and / or is due to the transistor amplifier stage. 新たな共振周波数は、注入信号の周波数の半分に同調され、位相は、180°の差を有する2つの可能な値のどちらかに調節される。 New resonance frequency is tuned to half the frequency of the injected signal, the phase is adjusted to one of two possible values ​​with a difference of 180 °.

図7には、注入前(free‐running)と、506MHzの周波数の入力信号を注入した後のロックイン状態(Locked)とのILOの出力の一方(OpまたはOn)の測定したスペクトルを示す。 7, the front injected (free-running), shows the ILO of the measured spectra of one of the output (Op or On) of the lock-in state after injection of the input signal of the frequency of 506MHz (Locked). 255.5MHzの固有周波数が同期により−2.5MHzだけシフトされていることに留意すべきである。 Natural frequency of 255.5MHz It should be noted that it is shifted -2.5MHz by synchronization.

図8には、2fのILOの入力波形Cと、fのILO出力の一方(OpまたはOn)との測定した時間領域波形を示す。 Figure 8 shows 2f ILO of the input waveform C of the measured time domain waveforms and one of the ILO output of f (Op or On). fの基本振動と2fの第2高調波との間のロックイン状態の位相関係に留意すべきである。 f It should be noted the phase relationship of the lock-in state between the second harmonic of the fundamental oscillation and 2f of.

図9には、周波数fのBPSK信号と、周波数fのILOの差動出力Op(太線)及びOn(破線)との測定した時間領域波形を示す。 FIG 9 illustrates a BPSK signal of a frequency f, and the measured time domain waveforms of the ILO's differential output, Op frequency f (thick line) and On (dashed line). BPSK信号が180°位相変化前ではOp出力と同相であって、その後、On出力と同相となることに留意すべきである。 Before BPSK signal 180 ° phase shift is an Op output in phase, then, it should be noted that the On output in phase.

図10には、復調出力DEMODと一緒にBPSK入力信号を示す。 Figure 10 shows the BPSK input signal together with the demodulated output DEMOD. 図示の例では、DEMOD信号の立下り時間は、約15〜20nsであり、このことは、約50〜60Mbits/sの最大復調レートを意味する。 In the illustrated example, the fall time of the DEMOD signal is about 15~20Ns, this means maximum demodulation rate of about 50~60Mbits / s.

図11には、500nsごとに180°位相を変化させるBPSK入力信号対応のDEMOD出力を示す。 Figure 11 shows the DEMOD output of BPSK input signal corresponding to change the 180 ° phase for each 500 ns.

BPSK信号の発生を図式的に表す図である。 It is a diagram schematically representing the occurrence of the BPSK signal. 2乗ループを示す線図である。 Is a diagram showing the square loop. コスタスループを示す線図である。 It is a diagram showing a Costas loop. 本発明による好適なBPSK復調器を示す図である。 It illustrates a preferred BPSK demodulator according to the present invention. 周波数fのBPSK信号と、周波数2fのS 2信号との測定した時間領域波形である。 And BPSK signal of the frequency f, a measured time domain waveforms of the S 2 signal frequency 2f. 非線形バラクタダイオードを用いる注入同期発振器(ILO)の優先的な実施形態を示す線図である。 It is a diagram showing a preferential embodiment of the injection-locked oscillator using a non-linear varactor diode (ILO). 2fの入力信号Cの注入前(free‐running)とロックイン状態(Locked)とのILOの出力の一方(OpまたはOn)の測定したスペクトルである。 2f is a measured spectrum of one (Op or On) of the ILO's output before injection of the input signal C and (free-running) and the lock-in state (Locked) of. 2fのILOの入力波形Cと、fのILO出力の一方(OpまたはOn)との測定した時間領域波形である。 2f and ILO input waveform C of a measured time domain waveforms and one of the ILO output of f (Op or On). 周波数fのBPSK信号と、周波数fのILOの差動出力Op(太線)及びOn(破線)との測定した時間領域波形である。 And BPSK signal of the frequency f, a measured time domain waveforms of the ILO's differential output, Op frequency f (thick line) and On (dashed line). 復調出力DEMODと一緒にBPSK入力信号を示すグラフである。 It is a graph showing the BPSK input signal together with the demodulated output DEMOD. 500nsごとに180°位相を変化させるBPSK入力信号対応のDEMOD出力を示すグラフである。 It is a graph showing the DEMOD output of the BPSK input signal corresponding to vary 180 ° phase for each 500 ns.

符号の説明 DESCRIPTION OF SYMBOLS

PDIV 出力分割器 i 1 ,i 2 ,i 3出力信号 S 2 2乗回路ブロックの出力信号 C 搬送波信号 O p ,O n差動出力信号 BPF 帯域通過フィルタ ILO 注入同期発振器 Mix 1 ,Mix 2ミクサ IF 1 ,IF 2ミクサの出力 LPF 1 ,LPF 2低域通過フィルタ BB p ,BB n基底帯域信号 DEMOD 復調信号 PDIV power dividers i 1, i 2, i 3 the output signal S 2 output signals of the squaring circuit block C carrier signal O p, O n differential output signal BPF bandpass filter ILO injection-locked oscillator Mix 1, Mix 2 mixer IF 1, the output LPF 1 of IF 2 mixer, LPF 2 low pass filter BB p, BB n baseband signal DEMOD demodulated signal

Claims (5)

  1. 周波数fの2値位相シフトキーイング(BPSK)信号のコヒーレント復調のためのシステムであって、 A system for coherent demodulation of binary phase shift keying (BPSK) signal of frequency f,
    前記BPSK信号から周波数2fの搬送波信号(C)を回復する手段と、 Means for recovering a carrier signal (C) of a frequency 2f from said BPSK signal,
    周波数fにほぼ等しい固有共振周波数f rを有する注入同期発振器(ILO)であって、(θ e −k)/2の位相ずれ、ここで、θ e =arcsin((f r −f)/(αA i f))であり、α及びkは、前記注入同期発振器(ILO)における支配的な非線形性の種類に依存するパラメータであり、A iは、2fの周波数の回復された搬送波信号の振幅である前記位相ずれを持つ元の搬送波を回復する差動出力(O p ,O n )信号を発生させる注入同期発振器(ILO)に、周波数2fを有する前記信号を注入する手段と、 A injection locking oscillator having a substantially equal natural resonant frequency f r to the frequency f (ILO), (θ e -k) / 2 phase shift, wherein, θ e = arcsin ((f r -f) / ( an αA i f)), α and k are parameters that depend on the type of predominant non-linearity in the injection locking oscillator (ILO), a i is the amplitude of the recovered carrier signal having a frequency of 2f said differential output to recover the original carrier with a phase shift (O p, O n) for injection locking oscillator for generating a signal (ILO), and means for injecting said signal having a frequency 2f is,
    復調信号(DEMOD)を発生させるために、入ってきたBPSK信号のコピーと前記差動出力(O p ,O n )信号とを結合する手段と、 In order to generate a demodulated signal (DEMOD), a copy of the incoming BPSK signal and the differential output (O p, O n) means for combining the signals,
    を有するシステム。 System with.
  2. 請求項1に記載の復調のためのシステムにおいて、前記入ってきたBPSK信号のコピーと、前記差動出力(O p ,O n )信号とを結合する前記手段が、 A system for demodulation according to claim 1, and a copy of the BPSK signals that have the entered, the differential output (O p, O n) wherein the means for coupling the signal,
    前記入ってきたBPSK信号のコピーであって、同じ周波数と、非常に類似する振幅及び位相とを有する信号(i 1 ,i 3 )を前記注入同期発振器(ILO)の差動出力信号(O p ,O n )に掛け合わせる手段(Mix 1 ,Mix 2 )であって、出力(IF 1 ,IF 2 )信号をそれぞれ発生させる手段と、 A copy of the incoming BPSK signal the same frequency and very similar amplitudes and signal (i 1, i 3) having a phase differential output signals (O p of the injection locking oscillator (ILO) and means for a means for multiplying the O n) (Mix 1, Mix 2), and generates output (IF 1, IF 2) signals, respectively,
    基底帯域信号(BB p ,BB n )をそれぞれ発生させるため、前記出力(IF 1 ,IF 2 )信号を低域通過フィルタ処理する手段(LPF 1 ,LPF 2 )と、 Baseband signal (BB p, BB n) for each generating a said output (IF 1, IF 2) signals a low-pass filter processing means (LPF 1, LPF 2),
    前記基底帯域信号を差し引いて復調信号(DEMOD)を発生させる手段と、 It means for generating a demodulated signal (DEMOD) by subtracting the baseband signal,
    を有するシステム。 System with.
  3. 請求項1または2に記載の復調のためのシステムにおいて、周波数2fの搬送波信号(C)を回復する手段が2乗回路を含むシステム。 A system for demodulation according to claim 1 or 2, the system means for recovering a carrier signal (C) of the frequency 2f comprises a squaring circuit.
  4. 請求項3に記載の復調のためのシステムであって、前記2乗回路のブロックと前記注入同期発振器(ILO)との間に接続された帯域通過フィルタブロックを更に有するシステム。 A system for demodulation according to claim 3, further comprising system connected band-pass filter block between the block and the injection locking oscillator of said squaring circuit (ILO).
  5. 請求項2〜4のいずれか一項に記載の復調のためのシステムにおいて、前記掛け合わせる手段(Mix 1 ,Mix 2 )が等しくなっているシステム。 A system for demodulation according to any one of claims 2 to 4, a system means (Mix 1, Mix 2) is equal to the multiplying.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7688918B2 (en) * 2006-07-07 2010-03-30 Alcatel-Lucent Usa Inc. Recursive phase estimation for a phase-shift-keying receiver
US7795984B2 (en) * 2008-06-04 2010-09-14 Seagate Technology, Llc Magnetic oscillator with multiple coherent phase output
EP2396761A4 (en) * 2008-11-14 2013-09-25 Thinkeco Power Inc System and method of democratizing power to create a meta-exchange
KR101151169B1 (en) 2008-12-16 2012-06-01 한국전자통신연구원 Device and method for binary phase shift key demodulator using phase shifter
JP2012060463A (en) * 2010-09-09 2012-03-22 Sony Corp Signal transmission device, electronic apparatus, reference signal output device, communication device, reference signal reception device, and signal transmission method
US9031167B2 (en) * 2012-01-31 2015-05-12 Innophase Inc. Receiver architecture and methods for demodulating quadrature phase shift keying signals
US9083588B1 (en) 2013-03-15 2015-07-14 Innophase, Inc. Polar receiver with adjustable delay and signal processing metho
US9264282B2 (en) 2013-03-15 2016-02-16 Innophase, Inc. Polar receiver signal processing apparatus and methods
US8929486B2 (en) * 2013-03-15 2015-01-06 Innophase Inc. Polar receiver architecture and signal processing methods
US9024696B2 (en) 2013-03-15 2015-05-05 Innophase Inc. Digitally controlled injection locked oscillator
CN104242951A (en) * 2013-06-21 2014-12-24 上海华虹集成电路有限责任公司 Asynchronous decoder for low-speed BPSK signal
TWI533647B (en) * 2014-01-17 2016-05-11 Univ Nat Sun Yat Sen Frequency-shift key receiver
KR20160012662A (en) 2014-07-25 2016-02-03 한국전자통신연구원 Apparatus and method of mpsk demodulation
US9813033B2 (en) 2014-09-05 2017-11-07 Innophase Inc. System and method for inductor isolation
CN105656828B (en) * 2014-11-11 2018-12-11 上海华虹集成电路有限责任公司 Bpsk decoder decodes the modulated signal transmitted from the card type b
US9497055B2 (en) 2015-02-27 2016-11-15 Innophase Inc. Method and apparatus for polar receiver with digital demodulation
US9621197B2 (en) 2015-03-10 2017-04-11 Samsung Electronics Co., Ltd. Bi-phased on-off keying (OOK) transmitter and communication method
US10158509B2 (en) 2015-09-23 2018-12-18 Innophase Inc. Method and apparatus for polar receiver with phase-amplitude alignment
CN105407067B (en) * 2015-10-30 2018-05-01 武汉大学 Coherent carrier recovery method and timing of a burst mode gmsk
US10009167B2 (en) * 2015-11-11 2018-06-26 Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. Carrier synchronization device
CN105490792B (en) * 2015-11-25 2018-10-23 天津航空机电有限公司 A method and apparatus for modulating a carrier signal
US9673828B1 (en) 2015-12-02 2017-06-06 Innophase, Inc. Wideband polar receiver architecture and signal processing methods
US9673829B1 (en) 2015-12-02 2017-06-06 Innophase, Inc. Wideband polar receiver architecture and signal processing methods
CN105721061B (en) * 2016-01-28 2018-05-08 中国科学院上海光学精密机械研究所 Photoelectric detection device based on mixing 2 × 4 90 ° The optical bridge
WO2017220126A1 (en) 2016-06-21 2017-12-28 Institut De Fisica D'altes Energies (Ifae) Method for modulating and demodulating psk signals and demodulator thereof
US10171176B2 (en) * 2016-11-21 2019-01-01 Elenion Technologies, Llc Phase demodulation method and circuit
US10108148B1 (en) 2017-04-14 2018-10-23 Innophase Inc. Time to digital converter with increased range and sensitivity

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
NL242240A (en) * 1958-04-28
US4631486A (en) * 1985-04-01 1986-12-23 Harris Corporation M-phase PSK vector processor demodulator
US4989220A (en) * 1989-02-28 1991-01-29 First Pacific Networks Method and apparatus for demodulating a class of M-ary phase shift keyed (PSK) signals
US5255086A (en) * 1990-03-20 1993-10-19 Scientific-Atlanta, Inc. Method and apparatus for RF data transfer in a CATV system
JPH0654008A (en) * 1992-07-31 1994-02-25 Sony Corp Bpsk demodulator
JP2000358016A (en) 1999-06-15 2000-12-26 Mitsubishi Electric Corp Demodulator and communication system
US20040151237A1 (en) * 2000-05-31 2004-08-05 Bitrage, Inc. Satellite communications system
EP1492291A1 (en) * 2002-03-15 2004-12-29 Seiko Epson Corporation System and method of converting signals with phase-shift-keying (psk) modulation into signals with amplitude-shift-keying (ask) modulation

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