JP4158089B2

JP4158089B2 - Ultrasonic diagnostic equipment

Info

Publication number: JP4158089B2
Application number: JP2002228789A
Authority: JP
Inventors: 隆一篠村; 浩神田; 光博押木
Original assignee: Hitachi Medical Corp
Current assignee: Hitachi Healthcare Manufacturing Ltd
Priority date: 2002-08-06
Filing date: 2002-08-06
Publication date: 2008-10-01
Anticipated expiration: 2022-08-06
Also published as: JP2004065531A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、医療用等の超音波診断装置に係り、特にディジタル変換された受信信号を整相処理する超音波診断装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
超音波診断装置は、探触子を介して例えば生体等の被検体内に超音波を送信し、これに対するエコー信号に基づいて、例えば診断画像等の有用な情報を得るものである。
【０００３】
超音波診断装置の探触子は通常複数の振動子を有して構成され、被検体からのエコー信号は個々の振動子において音響信号から電気的な信号に変換され、後段の処理に供される。このとき、各振動子がエコー信号を受信するタイミングはエコー信号の反射源から個々の振動子までの超音波の伝播距離の違いに起因してずれる。そこで、各振動子にそれぞれ対応するチャネルの受信信号にそれぞれ異なった時間遅延を与えて各チャネルの波形の位相を揃え、これを加算して受信ビーム信号を得る整相処理が行われている。
【０００４】
一方、近年超音波診断装置のディジタル化が進められており、上述した整相処理をディジタル化された受信信号に対して行うことが提案されている。このようなディジタル化された受信信号に対して整相処理を行なう場合、サンプリングされたサンプル点間のデータを各チャネル毎に補間演算することによって所望の整相遅延時間におけるデータを求め、これを加算することが提案されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述した補間処理を伴なうディジタル整相においては、複雑な補間回路がチャネルの数だけ必要となる結果、装置の回路構成が複雑化してしまう。具体的には、補間は一般に乗算によって行う場合が多いから、補間出力のビット数は増加し、これは信号ライン本数の増加をもたらす。このため、演算処理を簡単化することが要望されている。
【０００６】
上述した問題に鑑み、本発明の課題は、演算処理を簡単化することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、複数の振動子を有してなる超音波探触子と、超音波探触子を介して被検体内に超音波を送信する送信部と、超音波探触子を介して被検体から複数の振動子に対応する複数チャネルの受信信号を受信する受信部と、複数チャネルの受信信号をディジタル化するとともに各チャネル間の位相のずれを補正する受信ビーム生成部と、受信ビーム生成部の出力信号に基づいて画像情報を生成する信号処理部と、画像情報を表示する表示部とを有してなり、受信ビーム生成部は、各チャネル毎に周期的なサンプリング期間にわたって前記受信信号をオーバーサンプリングして当該期間中に得たデータ列をメモリに書込むディジタル化変換部と、各チャネルのデータ列を読み出して加算する加算部とを有し、各チャネルのサンプリング期間はチャネル毎に定められた遅延時間だけ相互にタイミングがずらされてなり、ディジタル変換部はデルタ−シグマ変調手段を含んでなる構成とすることによって上述した課題を解決する。
【０００８】
本発明によれば、受信信号をオーバサンプリングすることによって時間間隔が密であるサンプルを得ることができるから、補間処理をしなくても異なったタイミングでサンプリングされたデータをチャネル間で加算することによって整相精度を確保することができる。このため、補間演算が不要となり、演算処理を簡単化できる効果がある。ちなみに、オーバサンプリングとは、ディジタル信号処理において、所定の標本化周波数よりも高いサンプリング周波数を用いることをいう。
【０００９】
ところで、近年デルタ−シグマ（ΔΣ）変調方式を超音波診断装置に適用することが提案されている。ΔΣ変調方式とは、少ないビット数によって広いダイナミックレンジが得られるアナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換方式である。これは、アナログ信号をオーバサンプリングしてディジタル化し、ノイズシェーピングを行うものである。
【００１０】
このようなΔΣ変調方式は、元来オーバサンプリングをするものであるから、本発明の超音波診断装置のアナログ−ディジタル変調方式として好適である。
【００１１】
また、ΔΣ変調方式は１ビット構成としてもよいが、マルチビット構成とすれば、回路構成は１ビット構成の場合より大型化してしまうが装置の作動周波数を低くしてハードウェアの負荷を低くすることができる。
【００１３】
ところで、このようなオーバサンプリングを行うと、サンプルデータ数が多くなるため、これを一時的に記憶するシフトレジスタ等のメモリ長を長くしなければならず、回路規模や消費電力が大きくなってしまう場合がある。
【００１５】
これに対し、ディジタルフィルタを用いたデシメーション処理に必要なフィルタ演算においては、所望のサンプル点の前後に当該ディジタルフィルタのタップ数のサンプル個数があれば足りる。そこで、本発明によれば、フィルタ演算に使用されないデータの記憶をしなくてもよいから、メモリ長の短縮化による回路規模のコンパクト化および消費電力の低減が図れる。
【００１６】
なお、このときデータ列がそれぞれ前記画像上における異なった画素位置に対応するようにすると、メモリに記憶するデータ量を画像を生成するのに必要最低限な量に近づけることができるからよい。
【００１７】
また、本発明においては各チャネルの受信信号間の整相精度または受信フォーカス精度はオーバサンプリングのサンプリング周波数または周期に依存し、最大で該サンプリング周期に相当する整相誤差が生ずることとなる。一方、通常整相誤差Δτとして、例えば超音波の中心周波数の１／１６程度、好ましくは１／３２程度まで許容されることが知られている。そこで、オーバサンプリングのサンプリング周波数が超音波の中心周波数の１６倍以上、好ましくは３２倍以上であるするとよい。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を適用してなる超音波診断装置の実施形態について説明する。図１は、本実施形態の超音波診断装置の全体構成を示すブロック図である。図１に示すように、超音波診断装置は、図示しない複数の振動子を有する探触子１と、探触子１を介して図示しない被検体に超音波を送信する送信部３と、送信部３に被検体内に送信される超音波ビーム信号を供給する送信整相部５を有する。さらに、超音波診断装置は、探触子１を介して被検体からの受信信号を受信する受波回路７を有し、また送信部３からの送信信号を探触子１に送るとともに、探触子１からの受信信号を受波回路７に送る送受分離部９が設けられている。探触子１と送受分離部９との間には、探触子１が有する複数の振動子のうち選択された口径に対応する振動子を切換える切換スイッチ１１が設けられている。また、受波回路７から出力されたアナログの受信信号をディジタル化するとともに、複数の振動子に対応する複数チャネルの受信振動を整相して受信ビーム信号を生成する受信ビーム生成部１３が設けられている。そして、受波整相部１３から出力された受信ビーム信号に基づいて、画像生成等の信号処理を行なう信号処理部１５と、信号処理部１５が生成した画像を表示するモニタ１７とが設けられている。また、上述した各要素を統括的に制御する図示しない制御装置が設けられている。
【００１９】
次に、超音波診断装置の受信ビーム生成部１３の参考例の詳細な構成について説明する。図２は、受信ビーム生成部１３の詳細な構成を示すブロック図である。図２に示すように、受信ビーム生成部１３は、切換スイッチ１１によって選択された口径に対応する複数の振動子に対応する受信信号チャネルがそれぞれ入力されるデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器１９を有する。つまり、この受信信号のチャネル数がｎである場合には、ΔΣ変調器１９もまたｎ個設けられる。さらに、受信ビーム生成部１３は、個々のΔΣ変調器１９からの出力信号がそれぞれ入力されるｎ個のメモリ２１と、メモリ２１から読み出された信号を加算する加算器２３と、加算器２３の出力信号に対してフィルタ処理およびデシメーション処理をするローパスフィルタ（ＬＰＦ）２５とを有する。そして、それぞれのΔΣ変調器１９にサンプリングクロックを供給するとともに、その出力信号のメモリ２１への書込みを制御するサンプリングクロック発生器２７が設けられている。また、それぞれのメモリ２３に対して整相遅延時間を考慮した異なった読出しタイミングを指示する図示しない読出し制御部が設けられている。
【００２０】
次に、上述した構成の超音波診断装置の動作について説明する。はじめに、送信整相部５は、制御装置からの指示に応じて、被検体に送信される整相処理がなされた超音波ビーム信号を生成し、送信部３に供給する。この超音波ビーム信号には、個々の振動子に対して異なった遅延時間を与えることによって超音波ビームを集束させる送信フォーカス処理が施される。送信部３において、超音波ビーム信号は増幅され、この送信信号は送受分離部９を介して切換スイッチ１１に送られる。そして、切換スイッチ１１は、この送信信号を、探触子１の選択された構成に対応する振動子に供給する。
【００２１】
探触子１を構成する個々の振動子は圧電素子を有してなり、図示しない被検体に対向して列状または面状に並べて配置されている。これらの振動子は、電気的な送信信号が入力されることによってそれぞれ振動し、超音波を発生する。そして、複数の振動子が超音波を発生することによって、各振動子からの超音波の波面が一致する方向に進行する超音波ビームが被検体内に形成される。そして、このような超音波ビームは被検体内を伝播し、例えば臓器の表面等の音響インピーダンスが変化する箇所において反射する。この反射波またはエコーの一部は被検体内を伝播して再び探触子１の各振動子に戻り、ここで音響信号から電気信号に変換されて受信される。したがって、この段階での受信信号は、受信用に選択された口径に対応する振動子の個数と同じチャネル数を有する複数チャネルの信号である。これら各チャネルの受信信号は、切換スイッチ１１および送受分離部９を経て受波回路７に入力され、ここで増幅されてから受信ビーム生成部１３に入力される。
【００２２】
ところで、このような複数チャネルの受信信号は、被検体内のエコーの反射源から個々の振動子までの距離の違いに起因して、相互に受信タイミングおよび位相のずれを有している。図３は、複数の振動子と被検体内の受信信号反射源との位置関係の一例を示す模式図である。図３に示すように、探触子１は、１からｂまでのｂ個の振動子を直列に配列してなる振動子アレイを有する場合、この振動子アレイの中心部に配置される基準となるべき振動子をｎ＋１、隣接する振動子間の間隔、つまり振動子ピッチがＰ０、振動子アレイの長手方向と直交し基準振動子ｎ＋１を通る直線に対するフォーカス点Ｑ０の方向(角度)がθ０、基準振動子ｎ＋１とフォーカス点Ｑ０との距離がｒ０とすると、振動子アレイの一方の短に位置する振動子１からフォーカス点Ｑ０までの距離は、式１によって示される。
【式１】

このとき、被検体内の媒質中の音速をｖ０とすると、基準振動子ｎ＋１と振動子１との間の受信信号の受信タイミングの時間差τ０は、式２によって示される。
【式２】

そこで、超音波診断装置においては通常このような時間差に対応して各チャネルの受信信号を異なった遅延時間を考慮して処理し、各チャネル間の受信信号の位相およびタイミングを揃える整相処理を行なっている。このような整相処理は、受信フォーカス処理と称されることもある。そして、本実施形態の超音波診断装置においては、このような整相処理を受信ビーム生成手段１３において行っている。
【００２３】
先ず、受信ビーム生成手段１３に入力された複数チャネルのアナログ受信信号は、それぞれ対応するΔΣ変調器１９に入力される。そして、ΔΣ変調器１９において、各チャネルの受信信号は、サンプリングクロック発生器２７から供給されるサンプリングクロックにおいてオーバサンプリングされる。このサンプリング周波数ｆｓは、受信信号の基本波成分の周波数または中心周波数ｆ０に対して例えば３２倍以上に設定されている。
【００２４】
ΔΣ変調器１９は、図示しない積分器である予測フィルタと、減算器と、比較器とを有して構成されている。比較器は、入力されるアナログ受信信号と、予測フィルタから出力される１サンプル前のアナログ受信信号とを比較する。そして、比較結果が所定のしきい値よりも大きい場合には比較後の出力を「１」とし、小さい場合には比較後の出力を「０」とする。すなわち、ΔΣ変調器１９の出力信号は、「１」または「０」の１ビット信号列である。そして、予測フィルタからのアナログ受信信号と入力されるアナログ受信信号との差が小さくなるような負帰還動作が行われる。例えば、サンプリング周波数が２０ＭＨｚであって、３２倍のオーバサンプリングを行った場合には、サンプリング周波数６４０ＭＨｚでサンプリングすることになる。したがって、デルタΣ変調器１９の１ビットディジタル出力の最小間隔は、Ｔｓ１＝１／６４０ＭＨｚのディジタル列となる。
【００２５】
図４は、アナログ受信信号とオーバサンプリングされたディジタル信号との関係を示す図である。図４において、実線の正弦波形がアナログ受信信号の信号強度を示す。そして、オーバサンプリングされたサンプリングポイントを白丸印で示している。なお、サンプリングポイントは図示の明瞭のため実際よりも少なく示しており、実際には正弦波形の１周期中に３２点以上のサンプリングがなされる。そして、受信信号は高速標本化１ビット信号として出力される。この信号は、サンプリングクロック発生器から出力される書込みクロックＷに従って対応するチャネルのメモリ２１に、連続したデータ列として記録される。なお、本参考例においては、書込みクロックＷは各チャネル間において共用しており、同一のタイミングとなっている。
【００２６】
そして、各チャネルのメモリ２１に書込まれた各チャネルのディジタル受信信号は、読出し制御部からの各チャネルへの指示信号Ｒ１、Ｒ２、・・Ｒｎに従って、それぞれ個別に設定されたタイミングにおいて読み出される。これらの指示信号は、上述した受信信号の反射源と各振動子までの伝播距離の違いに起因する各チャネル間の受信信号の位相のずれを考慮して設定される。このような読出しは、メモリがＳＲＡＭである場合には、指示信号によりアドレスを指定することによって行われ、またメモリがＦＩＦＯである場合には、各指示信号を出力クロックとして構成することによって実現できる。そして、読み出された各チャネルの受信信号は加算器２３において加算され、受信ビーム信号としてＬＰＦ２５に入力される。なお、この加算器２３の出力信号は、加算の結果、ビット数が例えばａビットに増加する。ＬＰＦ２５において、入力された１ビットディジタル信号列からなる受信信号はローパスフィルタによってフィルタ処理およびデシメーション（間引き）処理が施され、通常必要なビット数、例えばｋビットのディジタル受信ビーム信号として出力される。図５は、オーバサンプリングされたサンプル点と、デシメーション後のサンプル点との関係を示す図である。図中、曲線はアナログ受信信号の波形を示し、丸印はオーバサンプリングされたサンプル点を示している。そして、丸印のうち白抜き丸印で示したサンプル点がデシメーション後のサンプル点である。デシメーション後のサンプル信号間隔Ｔｓ２は、例えば超音波の中心周波数ｆ０の１周期の１／４である。なお、図示の明瞭化のため、オーバサンプリングされたサンプル点は実際よりも疎に描かれている。ディジタル信号列は、ＬＰＦ２５においてフィルタ処理がなされることによって、１ビットであった量子化ノイズが小さくなる。例えば、７ビットの信号対ノイズ（Ｓ／Ｎ）が得られるとすると、さらにデシメート（間引き）して３２個に１個データを取ることによって２０ＭＨｚサンプル７ビットの出力が得られる。
【００２７】
以上のように、図２の受信ビーム生成部１３によれば、アナログ受信信号を超音波の中心周波数の３２倍以上の周波数でオーバサンプリングしているから、時間間隔が許容される整相遅延誤差の範囲内となるサンプルを得ることができ、その結果補間処理をしなくても異なったタイミングでサンプリングされたデータをチャネル間で加算することによって整相精度を確保することができる。このため、補間回路が不要となり、回路構成を簡単化することができる。
【００２８】
次に、図２の受信ビーム生成部１３の他の参考例の受信ビーム生成部１３’の構成ブロック図を図６に示す。以下、図２の受信ビーム生成部１３と同様の要素については同一の符号を付して説明を省略し、相違点についてのみ説明する。図６の受信ビーム生成部１３’は、図２の１ビットΔΣ変調器１９に代えて、例えばａビットのマルチビットΔΣ変調器１９’を適用したことを特徴とする。ΔΣ変調器１９’の出力信号はａ（ａは２以上の自然数）ビットのディジタル信号であり、その結果メモリ２１’もａビットの深さをもったものであり、また加算器２３’の出力信号もｍ＋ａビットとなる。
【００２９】
図６の受信ビーム生成部１３’によれば、受信ビーム生成部１３内の信号線の本数が増える等の理由によって回路規模は増加するが、回路の作動周波数を低くできるからハードウェアの負荷を低くできる効果がある。
【００３０】
次に、本発明を適用してなる超音波診断装置の受信ビーム生成部の実施形態について説明する。図７は、本実施形態の超音波診断装置の受信ビーム生成手段１３”の構成を示すブロック図である。本実施形態についても、図２の受信ビーム生成部との相違点についてのみ説明する。本実施形態は、ΔΣ変調器１９が出力するオーバサンプリングされたディジタルデータを間欠的にメモリ２１”に記録し、これによってメモリ２１”の容量を低減していることを特徴とする。図７に示すように、本実施形態においては、各チャネルの読出しクロックはＲで一定であり、各チャネル間の位相の補正は、各チャネルの書込みクロックＷ１、Ｗ２、・・Ｗｎを異ならせることによって行う。これらの書込みクロックは、図示しない書込みクロック制御部から供給される。そして、書込みクロックＷｉ（ｉ＝１、２、・・ｎ）を受けたメモリは、各チャネル間の受信信号の遅延を考慮して定められた受波波形のポイントＰ１、Ｐ２、・・Ｐｎのサンプルと、その前後に所定の長さにわたって連続するサンプルとからなるデータ列であるパケットを記録する。そして、先の書込みクロックに基づいて記録されるパケットの末尾と後の書込みクロックに基づいて記録されるパケットの先端との間隔にあるデータは記録されず、その結果メモリ２１”にはサンプルの書込みが間欠的になされることになる。図８は、本実施形態におけるメモリへのサンプルの記録方法を示す図である。図８において、実線の曲線は受波回路７から入力されるアナログの受信信号波形を示し、ΔΣ変調器１９においてオーバサンプリングされたサンプル点を丸印で示す。そして、丸印のうち特に中黒丸印で示すポイントＰ１およびＰ２は、それぞれ遅延を考慮した受波波形のポイントである。換言すれば、これらがデシメーション処理後のディジタル受信ビーム信号の生成に必要なサンプル点の位置である。そして、図８の場合には、Ｐ１とＰ２との間隔には２１個のサンプル点が有する。そして、Ｐ１に係るパケットは、Ｐ１に先立つ６つのサンプル点と、Ｐ１と、Ｐ１に続く６つのサンプル点との合計１３個のサンプル点に係るデータ列からなる。Ｐ２についても同様に１３個のサンプル点に係るデータ列からなる。このような各パケットのデータ列に含まれるサンプル点数は、ディジタルフィルタであるＬＰＦ２５”のフィルタ係数の個数、つまりタップ数以上のサンプル点数が、所望のサンプル点Ｐ１、Ｐ２・・Ｐｎの前後にそれぞれ有するように決定される。つまり、フィルタ演算するにあたり、これ以外のサンプル点のデータはなくてもよいからである。
【００３１】
ここで、図８に示すように、Ｐ１に係るパケットとＰ２に係るパケットとの間には９個のサンプル点が存在するが、これらに係るデータ列はメモリ２１”に記憶されない。そして、メモリ２１”にそれぞれ蓄積された各チャネルのそれぞれのパケットに係るデータ列は、チャネル間共通の読出しクロックＲにおいて読み出され、加算器２３”において加算される。これによって受信ビーム信号の整相がなされる。そして、ＬＰＦ２５”は、パケットに係るデータが加算器２３”入力されている期間中は周期Ｔｓ２において動作し、フィルタ処理およびデシメーション処理を行い、Ｐ１、Ｐ２、・・Ｐｎといった必要なサンプル点のデータを出力する。また、本実施形態において、パケット時間がＴｄの１／２以上となる場合には、上述した図２の受信ビーム生成部のように、メモリに連続的にΔΣ変調器１９の出力信号を記録すればよい。なお、本実施形態においては、サンプル点Ｐ１、Ｐ２、・・Ｐｎは、それぞれモニタに表示される画像の画素位置と対応するように設定されている。
【００３２】
以上のように、本実施形態によれば、上述した図２の受信ビーム生成部と同様の効果に加え、隣接するパケット間隔内に存在するΔΣ変調器１９の出力信号はメモリに記憶しなくてもよいから、メモリの規模を低減し、回路構成を低減できる効果がある。また、これによって消費電力が低減される効果もある。
【００３３】
【発明の効果】
本発明によれば、演算処理を簡単化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用してなる超音波診断装置の実施形態の全体構成を示すブロック図である。
【図２】図１の超音波診断装置の受信ビーム生成部の参考例の構成を示すブロック図である。
【図３】図１の超音波診断装置の探触子が有する複数の振動子と被検体内の受信信号反射源との位置関係の一例を示す模式図である。
【図４】アナログ受信信号とオーバサンプリングされたディジタル信号との関係を示す図である。
【図５】オーバサンプリングされたサンプル点とデシメーション後のサンプル点の関係を示す図である。
【図６】図１の超音波診断装置の受信ビーム生成部の他の参考例の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明を適用してなる超音波診断装置の実施形態の受信ビーム生成部の構成を示すブロック図である。
【図８】図７の超音波診断装置におけるメモリへのサンプルの記録方法を示す図である。
【符号の説明】
１探触子
３送信部
５送信整相部
７受波回路
１３受信ビーム生成部
１５信号処理部
１７モニタ
１９ ΔΣ変調器
２１メモリ
２３加算器
２５ローパスフィルタ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an ultrasonic diagnostic apparatus for medical use, and more particularly to an ultrasonic diagnostic apparatus that performs phasing processing on a digitally converted received signal.
[0002]
[Prior art]
An ultrasonic diagnostic apparatus transmits ultrasonic waves into a subject such as a living body via a probe, and obtains useful information such as diagnostic images based on echo signals corresponding thereto.
[0003]
The probe of an ultrasonic diagnostic apparatus is usually configured with a plurality of transducers, and echo signals from the subject are converted from acoustic signals to electrical signals in each transducer and used for subsequent processing. The At this time, the timing at which each transducer receives the echo signal is shifted due to the difference in the propagation distance of the ultrasonic wave from the echo signal reflection source to each transducer. Therefore, phasing processing is performed in which the received signals of the channels corresponding to the respective transducers are given different time delays to align the phases of the waveforms of the channels and are added to obtain a received beam signal.
[0004]
On the other hand, in recent years, digitization of ultrasonic diagnostic apparatuses has been promoted, and it has been proposed to perform the above-described phasing process on a digitized reception signal. When phasing processing is performed on such a digitized received signal, data at a desired phasing delay time is obtained by interpolating the data between the sampled sample points for each channel. It has been proposed to add.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the digital phasing accompanied by the above-described interpolation processing, as many complex interpolation circuits as the number of channels are required, so that the circuit configuration of the apparatus becomes complicated. Specifically, since interpolation is generally performed by multiplication, the number of bits of the interpolation output increases, which leads to an increase in the number of signal lines. For this reason, it is desired to simplify the arithmetic processing.
[0006]
In view of the above problems, an object of the present invention is to simplify arithmetic processing.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
The present invention relates to an ultrasonic probe having a plurality of transducers, a transmitter for transmitting ultrasonic waves into a subject via an ultrasonic probe, and a subject via an ultrasonic probe. A reception unit that receives a reception signal of a plurality of channels corresponding to a plurality of transducers from a specimen, a reception beam generation unit that digitizes the reception signal of the plurality of channels and corrects a phase shift between the channels, and a reception beam generation A signal processing unit that generates image information based on an output signal of the unit, and a display unit that displays the image information. The reception beam generation unit is configured to receive the received signal over a periodic sampling period for each channel. the oversampling has a digitizing converter unit writing data string obtained during the period in the memory, and an addition unit that adds reads the data string of each channel, the sampling period for each channel switch Another would be offset timing delay time determined for each channel, the digital converting section delta - for solving the above problems by adopting a configuration comprising a sigma modulating means.
[0008]
According to the present invention, it is possible to obtain samples with a fine time interval by oversampling the received signal, so that data sampled at different timings can be added between channels without performing interpolation processing. Therefore, phasing accuracy can be ensured. This eliminates the need for an interpolation calculation and has the effect of simplifying the calculation process. Incidentally, oversampling means using a sampling frequency higher than a predetermined sampling frequency in digital signal processing.
[0009]
Incidentally, in recent years, it has been proposed to apply a delta-sigma (ΔΣ) modulation method to an ultrasonic diagnostic apparatus. The ΔΣ modulation method is an analog-digital (A / D) conversion method in which a wide dynamic range can be obtained with a small number of bits. In this method, an analog signal is oversampled and digitized to perform noise shaping .
[0010]
Such a ΔΣ modulation method is inherently oversampling, and is therefore suitable as an analog-digital modulation method for the ultrasonic diagnostic apparatus of the present invention.
[0011]
In addition, the ΔΣ modulation method may have a 1-bit configuration. However, if the multi-bit configuration is used, the circuit configuration becomes larger than that in the case of the 1-bit configuration, but the operating frequency of the device is lowered to reduce the hardware load. be able to.
[0013]
By the way, when such oversampling is performed, the number of sample data increases, so the memory length of a shift register or the like for temporarily storing the data must be increased, resulting in an increase in circuit scale and power consumption. There is a case.
[0015]
On the other hand, in the filter calculation necessary for the decimation process using the digital filter, it is sufficient that there are the number of samples equal to the number of taps of the digital filter before and after the desired sample point. Therefore, according to the present invention, since it is not necessary to store data that is not used for the filter operation, the circuit size can be reduced and the power consumption can be reduced by shortening the memory length.
[0016]
At this time, if the data strings correspond to different pixel positions on the image, the amount of data stored in the memory can be made close to the minimum amount necessary for generating the image.
[0017]
In the present invention, the phasing accuracy or reception focus accuracy between the received signals of each channel depends on the sampling frequency or cycle of oversampling, and a phasing error corresponding to the sampling cycle occurs at the maximum. On the other hand, it is known that the normal phasing error Δτ is allowed, for example, to about 1/16, preferably about 1/32 of the center frequency of the ultrasonic wave. Therefore, the sampling frequency of oversampling may be 16 times or more, preferably 32 times or more of the center frequency of the ultrasonic wave.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The following describes embodiment of the ultrasonic diagnostic apparatus to which the present invention is applied. FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of the ultrasonic diagnostic apparatus of the present embodiment. As shown in FIG. 1, the ultrasonic diagnostic apparatus includes a probe 1 having a plurality of transducers (not shown), a transmission unit 3 that transmits ultrasonic waves to a subject (not shown) via the probe 1, and a transmission. The unit 3 has a transmission phasing unit 5 for supplying an ultrasonic beam signal transmitted into the subject. Further, the ultrasonic diagnostic apparatus includes a wave receiving circuit 7 that receives a reception signal from the subject via the probe 1, and transmits a transmission signal from the transmission unit 3 to the probe 1 and also detects the probe. A transmission / reception separating unit 9 for sending a reception signal from the toucher 1 to the wave receiving circuit 7 is provided. A changeover switch 11 is provided between the probe 1 and the transmission / reception separating unit 9 to switch the transducer corresponding to the selected diameter among the plurality of transducers of the probe 1. In addition, a reception beam generation unit 13 is provided that digitizes the analog reception signal output from the wave receiving circuit 7 and generates a reception beam signal by phasing the reception vibrations of a plurality of channels corresponding to the plurality of transducers. It has been. A signal processing unit 15 that performs signal processing such as image generation based on the received beam signal output from the wave phasing unit 13 and a monitor 17 that displays an image generated by the signal processing unit 15 are provided. ing. In addition, a control device (not shown) that controls the above-described elements in an integrated manner is provided.
[0019]
Next, a detailed configuration of a reference example of the reception beam generation unit 13 of the ultrasonic diagnostic apparatus will be described. FIG. 2 is a block diagram illustrating a detailed configuration of the reception beam generator 13. As shown in FIG. 2, the reception beam generator 13 includes a delta-sigma (ΔΣ) modulator 19 to which reception signal channels corresponding to a plurality of transducers corresponding to the aperture selected by the changeover switch 11 are input. Have. That is, when the number of channels of the received signal is n, n ΔΣ modulators 19 are also provided. Further, the reception beam generating unit 13 includes n memories 21 to which output signals from the individual ΔΣ modulators 19 are input, an adder 23 for adding the signals read from the memory 21, and an adder 23. And a low-pass filter (LPF) 25 that performs filtering and decimation on the output signal. A sampling clock generator 27 is provided for supplying a sampling clock to each ΔΣ modulator 19 and controlling writing of the output signal to the memory 21. Further, a read control unit (not shown) is provided for instructing each memory 23 with different read timings in consideration of the phasing delay time.
[0020]
Next, the operation of the ultrasonic diagnostic apparatus having the above configuration will be described. First, the transmission phasing unit 5 generates an ultrasonic beam signal subjected to phasing processing to be transmitted to the subject in accordance with an instruction from the control device, and supplies the ultrasonic beam signal to the transmission unit 3. The ultrasonic beam signal is subjected to transmission focus processing for focusing the ultrasonic beam by giving different delay times to the individual transducers. In the transmission unit 3, the ultrasonic beam signal is amplified, and this transmission signal is sent to the changeover switch 11 via the transmission / reception separating unit 9. The changeover switch 11 supplies this transmission signal to the transducer corresponding to the selected configuration of the probe 1.
[0021]
Each transducer constituting the probe 1 has a piezoelectric element, and is arranged in a line or a plane so as to face a subject (not shown). Each of these vibrators vibrates by receiving an electrical transmission signal and generates an ultrasonic wave. Then, when a plurality of transducers generate ultrasonic waves, an ultrasonic beam traveling in a direction in which the wavefronts of the ultrasonic waves from the respective transducers coincide with each other is formed in the subject. Such an ultrasonic beam propagates in the subject and is reflected at a location where the acoustic impedance changes, such as the surface of an organ. A part of this reflected wave or echo propagates through the subject and returns to each transducer of the probe 1 where it is converted from an acoustic signal to an electrical signal and received. Therefore, the reception signal at this stage is a signal of a plurality of channels having the same number of channels as the number of transducers corresponding to the aperture selected for reception. The received signals of these channels are input to the wave receiving circuit 7 through the changeover switch 11 and the transmission / reception separating unit 9, amplified there, and then input to the reception beam generating unit 13.
[0022]
By the way, such reception signals of a plurality of channels have a reception timing and a phase shift from each other due to a difference in distance from the reflection source of the echo in the subject to each transducer. FIG. 3 is a schematic diagram illustrating an example of a positional relationship between a plurality of transducers and a reception signal reflection source in a subject. As shown in FIG. 3, when the probe 1 has a transducer array in which b transducers 1 to b are arranged in series, a reference disposed at the center of the transducer array The transducer to be formed is n + 1, the interval between adjacent transducers, that is, the transducer pitch is P0, the direction (angle) of the focus point Q0 with respect to the straight line orthogonal to the longitudinal direction of the transducer array and passing through the reference transducer n + 1 is θ0, Assuming that the distance between the reference vibrator n + 1 and the focus point Q0 is r0, the distance from the vibrator 1 located on one short side of the vibrator array to the focus point Q0 is expressed by Equation 1.
[Formula 1]

At this time, if the sound velocity in the medium in the subject is v0, the time difference τ0 of the reception timing of the reception signal between the reference transducer n + 1 and the transducer 1 is expressed by Equation 2.
[Formula 2]

Therefore, in an ultrasonic diagnostic apparatus, the received signal of each channel is usually processed in consideration of different delay times corresponding to such a time difference, and a phasing process for aligning the phase and timing of the received signal between each channel is performed. Is doing. Such phasing processing is sometimes referred to as reception focus processing. In the ultrasonic diagnostic apparatus of the present embodiment, such phasing processing is performed in the reception beam generating means 13.
[0023]
First, the analog reception signals of a plurality of channels input to the reception beam generating unit 13 are input to the corresponding ΔΣ modulators 19 respectively. In the ΔΣ modulator 19, the received signal of each channel is oversampled by the sampling clock supplied from the sampling clock generator 27. The sampling frequency fs is set to 32 times or more, for example, with respect to the frequency of the fundamental wave component of the received signal or the center frequency f0.
[0024]
The ΔΣ modulator 19 includes a prediction filter that is an integrator (not shown), a subtracter, and a comparator. The comparator compares the input analog reception signal with the analog reception signal one sample before output from the prediction filter. When the comparison result is larger than a predetermined threshold, the output after comparison is “1”, and when it is smaller, the output after comparison is “0”. That is, the output signal of the ΔΣ modulator 19 is a 1-bit signal string of “1” or “0”. Then, a negative feedback operation is performed such that the difference between the analog reception signal from the prediction filter and the input analog reception signal is reduced. For example, when the sampling frequency is 20 MHz and 32 times oversampling is performed, sampling is performed at a sampling frequency of 640 MHz. Therefore, the minimum interval of the 1-bit digital output of the delta sigma modulator 19 is a digital string of Ts1 = 1/640 MHz.
[0025]
FIG. 4 is a diagram illustrating a relationship between an analog reception signal and an oversampled digital signal. In FIG. 4, the solid sine waveform indicates the signal strength of the analog reception signal. The oversampled sampling points are indicated by white circles. It should be noted that the number of sampling points is smaller than the actual number for the sake of clarity of illustration, and actually 32 or more points are sampled during one cycle of the sine waveform. The received signal is output as a high-speed sampling 1-bit signal. This signal is recorded as a continuous data string in the memory 21 of the corresponding channel in accordance with the write clock W output from the sampling clock generator. In this reference example , the write clock W is shared between the channels and has the same timing.
[0026]
Then, the digital reception signal of each channel written in the memory 21 of each channel is read at a timing set individually according to the instruction signals R1, R2,... Rn from the read control unit to each channel. . These instruction signals are set in consideration of the phase shift of the reception signal between the channels due to the difference in propagation distance between the reflection source of the reception signal and each transducer described above. Such reading is performed by designating an address by an instruction signal when the memory is an SRAM, and can be realized by configuring each instruction signal as an output clock when the memory is a FIFO. . The read reception signals of each channel are added by the adder 23 and input to the LPF 25 as a reception beam signal. Note that the number of bits of the output signal of the adder 23 increases to, for example, a bits as a result of the addition. In the LPF 25, the received signal composed of the input 1-bit digital signal sequence is subjected to filter processing and decimation (thinning-out) processing by a low-pass filter, and is output as a digital reception beam signal of normally required number of bits, for example, k bits. FIG. 5 is a diagram illustrating the relationship between oversampled sample points and the sample points after decimation. In the figure, the curve indicates the waveform of the analog received signal, and the circle indicates the oversampled sample point. The sample points indicated by white circles in the circles are sample points after decimation. The sample signal interval Ts2 after decimation is, for example, ¼ of one cycle of the ultrasonic center frequency f0. For clarity of illustration, oversampled sample points are depicted more sparsely than actual. The digital signal sequence is subjected to filtering in the

LPF

25, so that the quantization noise of 1 bit is reduced. For example, if a 7-bit signal-to-noise (S / N) is obtained, further decimating (decimating) and taking 1 data out of 32 gives an output of 7 bits of 20 MHz samples.
[0027]
As described above, according to the reception beam generation unit 13 of FIG. 2 , the analog reception signal is oversampled at a frequency of 32 times or more of the center frequency of the ultrasonic wave. As a result, it is possible to obtain the phasing accuracy by adding the data sampled at different timings between the channels without performing the interpolation process. For this reason, an interpolation circuit becomes unnecessary, and the circuit configuration can be simplified.
[0028]
Next, FIG. 6 shows a configuration block diagram of a reception beam generation unit 13 ′ of another reference example of the reception beam generation unit 13 of FIG. Hereinafter, the same elements as those of the reception beam generation unit 13 of FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, description thereof will be omitted, and only differences will be described. Reception beam generator 13 of FIG. 6 ', instead of the 1-bit ΔΣ modulator 19 of FIG. 2, for example multibit ΔΣ modulator 19 of a bit' you characterized by applying the. The output signal of the

ΔΣ

modulator 19 ′ is an a (a is a natural number of 2 or more) bit digital signal. As a result, the memory 21 ′ also has a bit depth, and the output of the adder 23 ′. The signal is also m + a bits.
[0029]
According to the reception beam generation unit 13 ′ of FIG. 6, the circuit scale increases due to an increase in the number of signal lines in the reception beam generation unit 13, but the operating frequency of the circuit can be lowered, so that the hardware load is reduced. There is an effect that can be lowered.
[0030]
Next, an embodiment of a reception beam generation unit of an ultrasonic diagnostic apparatus to which the present invention is applied will be described. FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the reception beam generating means 13 ″ of the ultrasonic diagnostic apparatus according to the present embodiment. Only the differences from the reception beam generating unit of FIG. The present embodiment is characterized in that the oversampled digital data output from the ΔΣ modulator 19 is intermittently recorded in the memory 21 ″, thereby reducing the capacity of the memory 21 ″. As shown, in this embodiment, the read clock of each channel is constant at R, and the phase correction between the channels is performed by making the write clocks W1, W2,. These write clocks are supplied from a write clock control unit (not shown), and the memory that receives the write clock Wi (i = 1, 2,... N) A packet, which is a data string composed of samples of received waveform points P1, P2,... Pn determined in consideration of the delay of the received signal between channels and samples consecutive over a predetermined length before and after that. Then, data in the interval between the end of the packet recorded based on the previous write clock and the leading end of the packet recorded based on the subsequent write clock is not recorded, and as a result, the memory 21 " Samples are written intermittently. FIG. 8 is a diagram illustrating a method for recording a sample in the memory according to the present embodiment. In FIG. 8, a solid curve indicates an analog received signal waveform input from the wave receiving circuit 7, and sample points oversampled in the ΔΣ modulator 19 are indicated by circles. Of the circle marks, points P1 and P2 indicated by the middle black circle marks are points of the received waveform in consideration of the delay. In other words, these are the positions of the sample points necessary for generating the digital receive beam signal after the decimation process. In the case of FIG. 8, there are 21 sample points in the interval between P1 and P2. The packet related to P1 includes a data string related to a total of 13 sample points including six sample points preceding P1, P1 and six sample points following P1. Similarly, P2 includes a data string related to 13 sample points. The number of sample points included in the data string of each packet is such that the number of filter coefficients of the LPF 25 ″, which is a digital filter, that is, the number of sample points equal to or greater than the number of taps is before and after the desired sample points P1, P2,. That is, there is no need for data of other sample points when performing the filter operation.
[0031]
Here, as shown in FIG. 8, there are nine sample points between the packet related to P1 and the packet related to P2, but the data string related to these is not stored in the memory 21 ″. A data string related to each packet of each channel stored in 21 ″ is read out by a common readout clock R between channels and added by an adder 23 ″. Thereby, the phase of the received beam signal is made. The

LPF

25 ″ operates in the cycle Ts2 during the period when the data related to the packet is input to the adder 23 ″, performs the filtering process and the decimation process, and necessary sample points such as P1, P2,. In this embodiment, when the packet time is ½ or more of Td, the above-described figure is output. In this embodiment, the sample points P1, P2,... Pn are displayed on the monitor, respectively, as long as the output signal of the ΔΣ modulator 19 is continuously recorded in the memory. It is set so as to correspond to the pixel position of the image to be processed.
[0032]
As described above, according to the present embodiment, in addition to the same effect as that of the reception beam generation unit of FIG. 2 described above, the output signal of the ΔΣ modulator 19 existing in the adjacent packet interval is not stored in the memory. Therefore, there is an effect that the scale of the memory can be reduced and the circuit configuration can be reduced. This also has the effect of reducing power consumption.
[0033]
【The invention's effect】
According to the present invention, arithmetic processing can be simplified.
[Brief description of the drawings]
1 is a block diagram showing the overall structure of the implementation form of the ultrasonic diagnostic apparatus to which the present invention is applied.
2 is a block diagram showing a configuration of a reference example of a reception beam generation unit of the ultrasonic diagnostic apparatus in FIG. 1; FIG.
3 is a schematic diagram showing an example of a positional relationship between a plurality of transducers included in the probe of the ultrasonic diagnostic apparatus of FIG. 1 and a reception signal reflection source in a subject. FIG.
FIG. 4 is a diagram illustrating a relationship between an analog reception signal and an oversampled digital signal.
FIG. 5 is a diagram illustrating the relationship between oversampled sample points and sample points after decimation.
6 is a block diagram showing a configuration of another reference example of the reception beam generation unit of the ultrasonic diagnostic apparatus in FIG . 1; FIG.
7 is a block diagram showing a configuration of a reception beam generator of the implementation form of the ultrasonic diagnostic apparatus to which the present invention is applied.
8 is a diagram showing a method of recording a sample in a memory in the ultrasonic diagnostic apparatus of FIG.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Probe 3 Transmission part 5 Transmission phasing part 7 Reception circuit 13 Reception beam generation part 15 Signal processing part 17 Monitor 19 ΔΣ modulator 21 Memory 23 Adder 25 Low-pass filter

Claims

An ultrasonic probe having a plurality of transducers, a transmitter for transmitting ultrasonic waves into the subject via the ultrasonic probe, and the subject via the ultrasonic probe A reception unit that receives a reception signal of a plurality of channels corresponding to the plurality of transducers, a reception beam generation unit that digitizes the reception signal of the plurality of channels and corrects a phase shift between the channels, and the reception A signal processing unit configured to generate image information based on an output signal of the beam generation unit; and a display unit configured to display the image information. The reception beam generation unit includes a periodic sampling period for each channel. A digitizing conversion unit for oversampling the received signal over a period of time and writing a data string obtained during the period to a memory, and an adding unit for reading out and adding the data string of each channel. The sampling period will be shifted timing from each other by a delay time determined for each channel, the digital converting section delta - comprising sigma modulating means ultrasonic diagnostic apparatus.

The ultrasonic diagnostic apparatus according to claim 1 , wherein each of the data strings corresponds to a different pixel position on the image.

The ultrasonic diagnostic apparatus according to claim 1 or 2 , wherein a sampling frequency of the oversampling is 16 times or more, preferably 32 times or more of the center frequency of the ultrasound.

The delta - sigma modulation means, ultrasonic diagnostic apparatus according to any one of claims 1 to 3, characterized in that a multi-bit configuration.