JP4150584B2

JP4150584B2 - Transmission signal demodulation method, receiver, and signal transmission system

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Publication number: JP4150584B2
Application number: JP2002378773A
Authority: JP
Inventors: 誠志坂田; 信夫塚本
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2001-12-26
Filing date: 2002-12-26
Publication date: 2008-09-17
Anticipated expiration: 2022-12-26
Also published as: JP2003258759A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重変調信号伝送方式に関し、特に、受信信号を復調する際のシンボル同期信号の再生に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動体用のデジタル伝送や地上系デジタルテレビジョン放送等に適した伝送方式として、直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multi- plexing：以下ＯＦＤＭと略称する)変調信号伝送方式が注目を浴びている。このＯＦＤＭ変調信号伝送方式は、マルチパスフェージングやゴーストに対して強いと言う特徴がある。
ＯＦＤＭ変調信号伝送方式は、互いに同じ周波数ｆｓ間隔を持って配置された多数の搬送波を、それぞれ同一のシンボル周波数でデジタル変調して情報符号を伝送する方式である。図１３にその一例を示す。図１３において、縦軸は搬送波の電力、横軸は周波数を表し、帯域幅Ｂｗは、例えば、１７ＭＨｚである。この帯域Ｂｗ内に、例えば、２０ＫＨｚ間隔で、約８００本の搬送波が配置されている。
搬送波(キャリア)のディジタル変調方式としては、４相差動位相偏移変調方式(Differential Quadrature Phase Shift Keying)がよく用いられるが、１６値直交振幅変調(16 Quadrature Amplitude Modulation)や６４ＱＡＭなどの多値変調方式を用いることも可能である。
【０００３】
このＯＦＤＭ変調信号伝送方式では、送信すべき所定のデータ量を、例えば、８００個に分割し、その分割されたデータを８００個の搬送波Ｃｆ１、Ｃｆ２、・・・・、Ｃｆｎで変調している。この時、送信側から送出される伝送信号は、図１４に示す信号となる。即ち、伝送信号は、図に示されるように、シンボルＡ、シンボルＢ、・・・・の繰返し信号である。１シンボルは、８００本の搬送波が互いに直交関係を保つように多重され、ＯＦＤＭ変調信号となる。
このＯＦＤＭ変調信号により送信すべき所定のデータ量が伝送される。そして、１シンボルＡ(５０μsec)は、ガードインターバルＧＩとデータインターバルＤＩとから構成されている。更に、詳細に説明すると、例えば、１シンボルＡは、１１５２サンプルで構成され、データインターバルＤＩは、１０２４サンプル、ガードインターバルＧＩは、１２８サンプルから構成されている。ガードインターバルＧＡ(ＧＩと同じもの)は、データインターバルＤＩの一部ＧＡ’を複写した区間である。従ってＧＡとＧＡ’は、同じ信号で構成されている。このデータインターバルＤＩは、有効シンボルとも呼ばれている。なお、１シンボルを特に区別する必要がないときは、シンボルＡと称することにする。
【０００４】
さて、上記のようにＯＦＤＭ変調信号で送られてきた伝送信号を復調する場合、受信側では、図１４に示す受信信号のシンボルの境界位置を表す基準信号Ｓ０を再生する必要がある。
先ず、デジタル受信信号Ｓ１から基準信号Ｓ０を再生する従来例について、図６および図７を用いて説明する。図６は、ＯＦＤＭ変調信号伝送方式の送受信装置の概略構成を示すブロック図、図７は、受信装置の動作を説明するための動作波形を示す図である。
図６の（ａ）において、入力端子６１に印加された送信データは、送信装置のＯＦＤＭ変調部６２で、図１３および図１４で説明したようにＯＦＤＭ変調信号に変換され、ガード付加部６３でガードインターバルが付加され、図１４に示す信号ＳＹとなる。この信号ＳＹは、アップコンバータ６４で周波数変換され、高周波の伝送信号として、アンテナ６５から送信される。
【０００５】
次に、受信装置について図６（ｂ）を用いて説明する。アンテナ６６で受信された受信信号ＳＹは、受信機のダウンコンバータ６７で、ベースバンド信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器６８に入力される。Ａ／Ｄ変換器６８からは図７に示すデジタル受信信号Ｓ１が得られる。この信号は、図１４で示す信号ＳＹと同じ構成である。このデジタル受信信号Ｓ１は、フーリエ変換演算部（以下、ＦＦＴと略称する)６９に印加される。
一方、デジタル受信信号Ｓ１は、遅延部７０と相関演算部７１に供給される。遅延部７０では、デジタル受信信号Ｓ１は、データ区間ＤＩに相当する時間だけ遅延され、デジタル信号Ｓ２となって相関演算部７１に印加される。相関演算部７１では、デジタル受信信号Ｓ１と遅延されたデジタル受信信号Ｓ２との相関が演算される。
而して、デジタル信号Ｓ１の区間ＧＡ’と遅延信号Ｓ２のガード区間ＧＡは、前述したように同じ信号のため、相関演算部７１の出力は、図７で示す相関出力Ｓ３が得られる。なお、このように相関出力Ｓ３が三角波になるのは、相関演算部７１でガードインターバルＧＩに相当する期間のデータが時間軸方向に順次移動しながら取りこまれ、デジタル受信信号Ｓ１と遅延されたデジタル信号Ｓ２との相関が演算されるためである。
【０００６】
この相関信号Ｓ３は、ピーク検出部７２に出力され、ピーク位置が検出され、相関ピーク位置信号Ｓ４が検出される。この相関ピーク位置信号Ｓ４は、タイミング発生部７３に出力される。タイミング発生部７３では、相関ピーク位置信号Ｓ４を基に、シンボルの境界位置を表す基準信号Ｓ５（図１４では、Ｓ０に相当する。）を発生し、ＦＦＴ６９に印加される。この基準信号Ｓ５は、ＦＦＴ６９に印加されるデジタル受信信号Ｓ１のタイミングを制御し、その出力を復調回路７４に印加される。
その結果、デジタル受信信号Ｓ１は、基準信号Ｓ５に基づき、正しく復調される。復調されたデジタル信号は、出力端子７５から出力され、必要な信号処理、例えば、映像信号の場合には、必要な映像信号処理が施され、モニタ(図示せず)等に映像が表示される。また、モニタ以外に映像を記録したり、あるいは別の場所に伝送路を介して送ることができることは言うまでもない。なお、相関ピーク位置信号Ｓ４は、さらに、クロック制御部７６、積算回路７７、Ｄ／Ａ変換器７８及びＶＣＯ７９を介してＡ／Ｄ変換器６８に印加され、シンボルの同期制御が行われる。
【０００７】
而して、送信装置からＯＦＤＭ変調信号が伝送路を介して受信装置に送信される場合、伝送路の状況によっては、伝送信号が送信装置から直接受信装置に到来する、所謂、直接波(または主波とも称す)により伝送される場合と、伝送信号が送信装置から種々ものに反射して伝送される、所謂、遅延波（または反射波とも称す）により伝送される場合とがあり、これら主波と遅延波が混在して伝播されるのが普通である。これは、一般にマルチパス伝播と呼ばれている。このようなマルチパス伝播においては、先に説明した従来装置は、Ｄ／Ｕ(Desired to Undesired Ratio)が、例えば、−２０(ｄＢ)以下になると、主波の受信レベルよりも反射波の受信レベルが大きくなる。そのため、主波の相関ピーク位置より受信レベルの大きい反射波の相関ピーク位置を検出することになる。その結果、ＦＦＴ６９のデータ取り込み区間(以下、ＦＦＴ窓位置)が変化し、正しいシンボル位置を検出できず、デジタル受信信号Ｓ１を正しく復調できないと言う問題があった。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
以下、この従来装置の問題について、更に詳細に説明する。先ず、ＯＦＤＭ変調信号は、前述のように、データ区間ＤＩの一部をコピーして付加したガード区間ＧＡがある。これにより、マルチパスが生じて反射波が受信されたとしても、ガード区間内の遅延であれば、シンボルＡのデータとシンボルＢのデータとの一部が重なる、所謂、シンボル間干渉を避けることが出来るようになっている。従って、ガード区間ＧＡが長ければ長いほど、反射波に対して耐性があることになる。しかしながらシンボル区間は、一定のため、ガード区間ＧＡが長くなると、データ区間ＤＩは短くなり、データの伝送効率が悪くなる。
次に、マルチパス伝播におけるシンボル同期について、検討する。図８は、主波ＭＷの受信レベルが反射波ＤＷの受信レベルよりも大きい場合の動作波形を示す。図８に示すように、実線で示す主波ＭＷと、破線で示す反射波ＤＷとが合成されたデジタル信号Ｓ１として受信される。ここで、図８に示すシンボルの面積は、受信レベルの大きさを表すものとする。
【０００９】
このデジタル受信信号Ｓ１は、図６（ｂ）で説明したと同様に、相関演算部７１で相関演算される。相関演算部７１の出力として、図８に示す相関出力Ｓ３が出力される。この場合の相関出力Ｓ３は、主波ＭＷのシンボル境界位置に第１のピークを持つ相関出力波形の他に、反射波ＤＷのシンボル境界位置に第２のピークを持つ相関出力波形(図では、点線で示す)の２つの相関ピークを持つ相関出力となる。
この相関出力Ｓ３をピーク検出部７２に印加すると、２つの相関ピークの内、高い方、即ち、主波ＭＷの相関ピーク位置信号Ｓ４が検出される。この主波ＭＷの相関ピーク位置信号Ｓ４に基づいて、タイミング発生器７３でシンボルの基準信号Ｓ５を発生させ、ＦＦＴ６９に印加する。
ＦＦＴ６９では、基準信号Ｓ５からＦＦＴ窓位置が決定される。即ち、図８の信号Ｓ６に示す様に、データを取りこむＦＦＴの窓の位置(図では、斜線で示す)は、基準信号Ｓ５からガードインターバルだけずれた位置で、しかも、窓の大きさは、データ区間ＤＩ(有効シンボル区間)となる。このように、反射波ＤＷが受信され、相関出力Ｓ３に２つのピークが現われたとしても、主波ＭＷの受信レベルである第１ピークの方が大きければ、基準信号Ｓ５の生成には、特に問題は生じない。
【００１０】
しかしながら、送信装置を移動体に搭載しているような場合、例えば、マラソンのようなスポーツを移動しながら中継するような場合、伝播路の状況が大きく変化し、マルチパス伝播が起こり得る。このような状況では、主波ＭＷの受信レベルと反射波ＤＷの受信レベルが大きく変化し、デジタル受信信号Ｓ１として、主波ＭＷと反射波ＤＷが混在して受信されるが、図９に示すように、主波ＭＷの受信レベルが反射波ＤＷの受信レベルより小さい場合が起こりうる。即ち、図８の場合とは、逆転する場合である。この場合、相関信号Ｓ３は、図９に示す様に主波ＭＷの相関出力のピークよりも、反射波ＤＷの相関出力ピーク(点線で示す)の方が大きくなってしまう。従って、この相関信号Ｓ３を図６に示すピーク検出部７２に印加すると、ピーク位置検出信号Ｓ４としては、図９に示す反射波ＤＷの相関ピーク位置信号Ｓ４が検出され、基準信号Ｓ５が生成される。
従って、この基準信号Ｓ５に基づきＦＦＴ窓位置を決定すると、図９のＳ６に示すように、ハッチング部分が復調に用いるデータとして復調回路７４に取りこまれる。この場合、シンボルＢの復調データには、シンボルＣの一部（網掛け部で示す）が取り込まれることになり、シンボルＢとシンボルＣとの間でシンボル間干渉が起きる。その結果、復調データの誤り率が大きくなるという問題が発生する。なお、ここではシンボルＢとシンボルＣとの間で説明したが、シンボルＡとシンボルＢとの間でも同様であることは言うまでもない。
また、シンボル間干渉の発生を少なくするため、ＦＦＴ窓位置をシンボルの境界よりＭサンプル分だけずらし、余裕を持たせる方法がある。このように余裕を持たせることにより、図９のＳ６で示されるＦＦＴ窓位置は、シンボルＡの方向にずれる。これによって、シンボルＣのデー夕を取り込む危険性は、減少する。しかし、Ｍサンプル分の余裕を持たせることで、その余裕分だけガードインターバルＧＩが短くなり、遅延時間の長い反射波に対して耐性がなくなるといった問題が発生する。なお、ここでＭの値は、実験的に定められる。
【００１１】
さらに、図１０は、主波ＭＷに対して先行する反射波（ここでは先行波ＰＷと称する）と遅延する反射波ＤＷが発生した場合の受信信号を示す。この受信されたデジタル信号Ｓ１は、図１０に示すように、主波ＭＷ、主波ＭＷより進んだ先行波ＰＷおよび反射波ＤＷが混在したデジタル信号となる。このデジタル受信信号Ｓ１と有効シンボル区間遅延したデジタル信号Ｓ２を相関演算部７１で相関演算を行う。ここで、説明を簡単にするために、先行波ＰＷ、主波ＭＷおよび反射波ＤＷは、それぞれ個別に相関波形を求めることが出来るものとすると、図１０の相関出力Ｓ３、即ち、相関波形Ｓ３−１、Ｓ３−２およびＳ３−３が得られる。この相関出力Ｓ３の波形は、三角形が３つ並んだような波形となり、相関出力信号Ｓ３のピークは、それぞれほぼ等しい。
このような場合、図１０の相関出力信号Ｓ３の最初の相関波形Ｓ３−１のピーク位置を示す時間”ｔ₀”をＦＦＴ窓位置の開始点とすると、シンボルＡの信号のみが復調データとなるため、復調には問題が生じない。しかし、実際の相関波形は、図１０の相関波形Ｓ７に示すように、相関出力信号Ｓ３の３つの三角形を合成した波形となる。その結果、時間ｔ₀の位置の検出が困難となる。なお、図１０に示す先行波ＰＷの相関波形Ｓ３−１は、主波ＭＷと同じ受信レベルの信号を受信したとして描いてあるが、先行波の受信レベルが小さい場合には主波の相関波形に埋もれてしまい、時間ｔ₀の位置の特定は不可能になる。この様に、時間ｔ₀の位置を正確に検出できずに相関波形のピークからＦＦＴ窓位置を決定しようとすると、シンボル間干渉の生じた受信信号を復調データとしてＦＦＴ６９に取り込み、復調データの誤り率が大きくなる。
また、このシンボル間干渉の発生を少なくするため、前述と同様、ＦＦＴ窓位置をシンボルの境界よりＭサンプル分だけずらし、余裕を持たせる方法がある。この方法は、図１０に示すＦＦＴ窓位置をシンボルＡの方向にずらすので、データの取りこみに余裕を持たせることができる。これにより、シンボルＢのデータをＦＦＴ６９へ取り込む危険性は減少する。しかし、Ｍサンプル分の余裕を持たせることで、その余裕分だけガード区間が短くなり、遅延時間の長い反射波に対して耐性がなくなるといった問題が発生する。
【００１２】
本発明の目的は、ガードインターバルを有する伝送信号を正しく再生できる伝送信号の復調装置、信号伝送システムおよび伝送信号の復調方法を提供することである。
本発明の他の目的は、マルチパス伝播においても伝送シンボルの境界を正確に検出できる信号伝送システムを提供することである。
本発明の他の目的は、マルチパス伝播においても伝送シンボルの境界を正確に検出し、正確な復調データを取りこむことのできる信号伝送システムを提供することである。
本発明の他の目的は、異なる変調方式においても伝送シンボルの境界を正確に検出し、伝送データを復調することのできる信号伝送システムを提供することである。
本発明の更に他の目的は、ＯＦＤＭ変調信号をマルチパス伝播においても正しく復調される信号伝送システムを提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するため、ガード区間とデータ区間からなる伝送信号を復調する復調方法において、上記伝送信号を受信するステップと、上記受信した信号を上記データ区間だけ遅延するステップと、上記受信した信号と上記遅延した信号を差分演算するステップと、上記差分結果に基づき上記ガード区間の基準位置を検出するステップと、上記ガード区間の基準位置情報に基づき上記受信信号を復調するステップからなる伝送信号の復調方法である。
また、上記伝送信号はガード区間とデータ区間からなるシンボルの繰返しからなり、上記ガード区間の基準位置を検出するステップは、所定の閾値を発生するステップと上記差分結果と上記閾値とに基づいて、復調するデータの取り込み開始点に対応する基準信号を発生するステップからなるものである。
また、本発明の復調方法は、更に、上記伝送信号の変調タイプを設定するステップを含み、上記閾値は、上記変調タイプに基づいて制御される。
また、上記閾値は、上記伝送信号に用いられる変調方式あるいは誤り訂正方式の少なくとも何れか一方に応じた値に設定される。
また、上記閾値は、上記受信信号から算出した値に設定される。更に、上記受信信号を復調するステップは、上記受信信号を所定区間取り込むＦＦＴ演算窓を有し、ガード区間の基準位置情報に基づき上記ＦＦＴ演算窓の位置を制御する。
また、上記伝送信号は、主波と反射波を含み、そして前のシンボルで検出したＦＦＴ演算窓の基準位置をＷ、上記基準位置Ｗに対し、現シンボルで検出した上記主波の基準位置とのずれ量をｍ、上記反射波の検出回数をｎ、上記ＦＦＴ演算窓位置の制御の定数をＫとした場合、上記主波検出時には、現シンボルの基準位置Ｗ’がＷ’＝Ｗ＋ｍとなるように上記ＦＦＴ窓位置を制御し、また、上記反射波検出時には、現シンボルの基準位置Ｗ’がＷ’＝Ｗ−ｎ／Ｋ、となるよう上記ＦＦＴ窓位置を制御する。また、本発明に使用される受信信号を、ＯＦＤＭ変調信号とする。
【００１４】
更に、本発明は上記目的を達成するため、ガード区間とデータ区間からなる伝送信号を受信する受信装置において、上記伝送信号を受信するユニットと、上記受信ユニットからの信号を上記データ区間だけ遅延する遅延ユニットと、上記受信ユニットおよび上記遅延ユニットからの信号を差分演算する差分演算ユニットと、上記差分演算結果に基づき上記ガード区間の基準位置を検出するガード区間基準位置検出ユニットと、上記ガード区間の基準位置情報に基づき上記受信信号を復調する復調ユニットからなる受信装置である。
また、上記伝送信号はガード区間とデータ区間からなるシンボルの繰返しからなり、上記ガード区間基準位置検出ユニットは、所定の閾値を発生する閾値発生器と上記差分演算結果と上記閾値とに基づいて、復調するデータの取り込み開始点に対応する基準信号発生器からなる。
また、上記受信装置は、上記伝送信号の変調タイプを設定する変調タイプ設定ユニットを含み、上記閾値は、上記変調タイプ設定ユニットの出力に基づいて制御される。
また、上記変調タイプ設定ユニットの出力は、上記伝送信号に用いられる変調方式あるいは誤り訂正方式の少なくとも何れか一方に応じた出力である。
また、上記閾値発生器は、上記受信信号が印加され、上記受信信号から算出し閾値を発生する。
また、上記復調ユニットは、上記受信信号を所定区間取り込むＦＦＴ演算窓生成部を有し、上記ガード区間の基準位置情報に基づき上記ＦＦＴ演算窓生成部から発生される上記ＦＦＴ演算窓の位置を制御する。
更に、本発明の受信装置において、上記伝送信号は、主波と反射波を含み、上記ＦＦＴ演算窓生成部は、前のシンボルで検出したＦＦＴ演算窓の基準位置をＷ、上記基準位置Ｗに対して現シンボルで検出した上記主波の基準位置とのずれ量をｍ、上記反射波の検出回数をｎ、上記ＦＦＴ演算窓位置の制御の定数をＫとした場合、上記主波検出時には、現シンボルの基準位置Ｗ’がＷ’＝Ｗ＋ｍとなるように上記ＦＦＴ窓位置を制御し、また、上記反射波検出時には、現シンボルの基準位置Ｗ’がＷ’＝Ｗ−ｎ／Ｋ、となるよう上記ＦＦＴ窓位置を制御する。
【００１５】
更に、本発明は上記目的を達成するため、送信装置と受信装置を有する信号伝送システムにおいて、ガード区間とデータ区間の繰返しからなる伝送信号を送信する上記送信装置は、上記伝送信号を所定の変調方式で変調する変調ユニットと、上記変調ユニットからの変調信号にガード区間を挿入し、上記ガード区間とデータ区間の繰返しからなる伝送信号を生成するガード挿入ユニットと、上記ガード挿入ユニットの出力を送信するアンテナからなり、上記受信装置は、上記伝送信号を受信するユニットと、上記受信ユニットからの信号を上記データ区間だけ遅延する遅延ユニットと、上記受信ユニットおよび上記遅延ユニットからの信号を差分演算する差分演算ユニットと、上記差分演算結果に基づき上記ガード区間の基準位置を検出するガード区間基準位置検出ユニットと、上記ガード区間の基準位置情報に基づき上記受信信号を復調する復調ユニットからなる。
また、上記信号伝送システムの上記ガード区間基準位置検出ユニットは、所定の閾値を発生する閾値発生器と上記差分演算結果と上記閾値とに基づいて、復調するデータの取り込み開始点に対応する基準信号発生器からなる。
また、上記信号伝送システムは、上記伝送信号の変調タイプを設定する変調タイプ設定ユニットを有し、上記閾値は、上記変調タイプ設定ユニットの出力に基づいて制御される。
また、上記信号伝送システムの上記変調タイプ設定ユニットの出力は、上記伝送信号に用いられる変調方式あるいは誤り訂正方式の少なくとも何れか一方に応じた出力である。
また、上記信号伝送システムの上記閾値発生器は、上記受信信号が印加され、上記受信信号から算出した閾値を発生する。
更にまた、上記信号伝送システムの上記復調ユニットは、上記受信信号を所定区間取り込むＦＦＴ演算窓生成部を有し、上記ガード区間の基準位置情報に基づき上記ＦＦＴ演算窓生成部から発生される上記ＦＦＴ演算窓の位置を制御する。
また、上記信号伝送システムに使用される上記伝送信号を、ＯＦＤＭ変調信号とする。
【００１６】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施例を図１および図４を用いて説明する。図１は、本発明の一実施例の概略構成を示すブロック図、図４は、図１に示す実施例の動作を説明するための図である。なお、図１は、ＯＦＤＭ変調信号の受信装置を示しており、ＯＦＤＭ変調信号の送信装置については、図６（ａ）に示す送信装置と同様であるので、図面および説明を省略する。以後、本発明の実施例の説明では、送信装置は、省略し、受信装置について説明する。
図１において、アンテナ１で受信された受信信号は、受信装置のダウンコンバータ２で、ベースバンド信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器３に入力される。Ａ／Ｄ変換器３からは図７に示すデジタル受信信号Ｓ１が得られる。この信号は、図１４で示す信号ＳＹと同じ構成である。このデジタル受信信号Ｓ１は、フーリエ変換演算部(以下、ＦＦＴと略称する)４に印加される。
一方、デジタル受信信号Ｓ１は、遅延部５と相関演算部６に供給される。遅延部５では、デジタル受信信号Ｓ１は、データ区間ＤＩに相当する時間だけ遅延され、デジタル信号Ｓ２となって相関演算部６に印加される。相関演算部６では、デジタル受信信号Ｓ１と遅延されたデジタル信号Ｓ２との相関が演算される。
【００１７】
而して、デジタル受信信号Ｓ１の区間ＧＡ’と遅延信号Ｓ２のガード区間ＧＡは、前述したように同じ信号のため相関演算部６の出力としては、図７で示す相関出力Ｓ３が得られる。この相関信号Ｓ３は、ピーク検出部７に出力され、ピーク位置が検出され、相関ピーク位置信号Ｓ４(図７に示す)が検出される。なお、相関演算部６およびピーク検出部７は、ピーク検出ブロック１９を構成する。シンボル同期制御ブロック２０は、相関ピーク位置信号Ｓ４をクロック制御部８、積算回路９、Ｄ／Ａ変換器１０およびＶＣＯ１１を介してＡ／Ｄ変換器３に印加し、シンボルの同期制御を行う。なお、ここで説明したピーク検出ブロック１９およびシンボル同期制御ブロック２０は、図６（ｂ）で説明した部分と同じである。
而して、Ａ／Ｄ変換器３から出力されるデジタル受信信号Ｓ１は、差分演算部１６にも供給される。差分演算部１６では、デジタル受信信号Ｓ１とデータ区間ＤＩだけ遅延された遅延信号Ｓ２のレベル差を検出し、絶対値回路１７へ出力する。絶対値回路１７で演算された差分絶対値信号は、図４のＳ８に示すような波形となる。この差分絶対値信号Ｓ８の波形の凹んだ部分は、デジタル受信信号Ｓ１と遅延信号Ｓ２のガード区間が一致した部分である。即ち、前述の様に、デジタル受信信号Ｓ１のＧＡ’の部分とデータ区間だけ遅延された遅延信号Ｓ２のガード区間ＧＡの部分は同じ信号のため、この部分の差分絶対値は０となる。一方、この部分以外では、異なるシンボルの信号間の差分を取るため、差分絶対値は所定レベルとなる。なお、図４のＳ８では、平坦な値として表示されているが、実際は、信号Ｓ１とＳ２の差分信号の絶対値となる。
【００１８】
この差分絶対値信号Ｓ８をタイミング発生部１８に入力し、所定の閾値ＴＨと比較することで、差分絶対値信号Ｓ８の立ち上がり位置、即ち、シンボルの境界位置を検出することができる。タイミング発生ブロック２１は、閾値決定回路１５、絶対値回路１７およびタイミング発生部１８から構成される。なお、シンボルの境界位置の検出方法については、後述する。
なお、閾値ＴＨは、変調方式や誤り訂正方式の設定に応じて実験的に所定の値に設定される。例えば、６４ＱＡＭ変調方式で伝送を行う場合は、搬送波電力対雑音電力比(Ｃ／Ｎ)は、２３［ｄＢ］以上の環境で伝送が行われるし、ＱＰＳＫ変調の場合は、１３［ｄＢ］以上の環境で伝送が行われる等使用環境によって異なるので、閾値ＴＨは、ケース毎に実験的に設定するのが望ましい。
差分絶対値信号Ｓ８の凹みはＣ／Ｎの大きさに依存し、Ｃ／Ｎが小さい程、凹みは浅くなる。そのため、例えば、６４ＱＡＭ変調方式を基準に閾値を決定すると、ＱＰＳＫ変調方式で得られる差分絶対値信号Ｓ８は、閾値ＴＨには達しないことが起こり得る。
【００１９】
従って、これを回避するために、本実施例では、変調モード設定部１４から変調方式や誤り訂正方式の設定に応じた信号を、閾値決定回路１５に入力し、変調モードに応じて閾値を変化させるようにしている。例えば、６４ＱＡＭ変調方式では、平均受信電力Ｃの２５ｄＢ相当の値である、０．０６×Ｃを閾値ＴＨに設定する。また、ＱＰＳＫ(Quadrature phase shift keying)変調方式では、平均受信電力Ｃの１３ｄＢ相当の値である０．２２×Ｃを閾値ＴＨに設定する。
この様にして決定した閾値ＴＨをタイミング発生部１８に入力し、タイミング発生部１８の出力としてＦＦＴ窓位置基準信号Ｓ１０を得る。このＦＦＴ窓位置基準信号Ｓ１０をＦＦＴ４に印加することによりＦＦＴ４に印加されるデジタル受信信号Ｓ１のタイミングが制御され、その出力が復調回路１２に印加される。
一方、変調モード設定部１４の出力は、復調回路１２に印加され、従来周知の必要な復調モードが設定される。その結果、デジタル受信信号Ｓ１は、ＦＦＴ窓位置基準信号Ｓ１０に基づいて、正しく復調される。復調されたデジタル信号は、出力端子１３から出力され、必要な信号処理、例えば、映像信号の場合には、必要な画像信号処理が施され、モニタ(図示せず)等に映像が表示される。また、モニタ以外に映像を記録したり、あるいは別の場所に伝送路を介して送ることができることは言うまでもない。
【００２０】
次に、タイミング発生部１８の処理について、図１１に示すフローチャートを基に説明する。タイミング発生部１８は、例えば、カウンタで構成されている。まずＦＦＴ窓位置を算出するための動作について説明する。ピーク検出部７から出力される相関ピーク位置信号Ｓ４を検出して図１１の動作が開始される。即ち、ステップ８９では、相関ピーク位置信号Ｓ４のパルス位置から、ＮＳＧの数をカウントし、ステップ９０へ進む。ここで、ＮＳＧの数とは、１シンボルのサンプルの数(例えば、１１５２サンプル)から、ガードインターバルのサンプルの数(例えば１２８サンプル)を引いた数である。即ち、差分絶対値信号Ｓ８の立下り部分(時間ｔ₁)に相当する。
ステップ９０では、カウント値Ｃｎおよびサンプル数Ｓｎをそれぞれ“０”にリセットされる。また、このカウント値Ｃｎは、シンボル毎にリセットされる。例えば、図４で示す時間ｔ₁のタイミングで“０”にリセットされる。なお、サンプル数Ｓｎとは、前述したように、各シンボルを構成するサンプルのことである。例えば、各シンボルは、１１５２サンプルで構成され、ガードインターバルは、１２８サンプルから構成されている。
【００２１】
ステップ９１では、差分絶対値信号Ｓ８が入力され、時間ｔ₁からサンプル数Ｓｎのカウントを開始する。
ステップ９２では、差分絶対値信号Ｓ８と閾値ＴＨが比較され、差分絶対値信号Ｓ８が閾値ＴＨより大きい場合は、ステップ９４に進む。一方、差分絶対値信号Ｓ８が閾値ＴＨより小さい場合、即ち、図４の時間ｔ₁−ｔ₃の間は、ステップ９３へ進み、カウント値Ｃｎを増やす。
次に、ステップ９４では、差分絶対値信号Ｓ８の取り込んだサンプル数ＳｎがガードインターバルＧＡの２倍のサンプル数(例えば２５６)を超えたかどうかの判定を行う。超えない場合は、ステップ９１〜９４を繰り返し、超えた場合はステップ９５に進む。ステップ９４で得られるカウンタの出力は、図４で示す信号Ｓ９となる。
ステップ９５では、差分絶対値信号Ｓ８が閾値ＴＨより小さいサンプルが存在するかを判定し、存在しない場合、ステップ９７へ進み、ＦＦＴ窓位置は、動かさず、図１のＦＦＴ４にＦＦＴ窓位置の基準信号Ｓ１０を出力する。即ち、前の窓位置が採用される。一方、差分絶対値信号Ｓ８が閾値ＴＨより小さいサンプルが存在する場合、ステップ９６へ進み、カウント値Ｃｎの値の半分の値を示すサンプル点を演算する。即ち、図４の信号Ｓ１０の時間ｔ₂を発生させ、これをＦＦＴ窓位置の開始点として、ＦＦＴ４にＦＦＴ窓位置の基準信号Ｓ１０を出力する。この時間ｔ₂は、ガードインターバルの真中に位置するため、これを適宜遅延すればシンボルＡとシンボルＢの境界を正しく検出できる。
【００２２】
次に、主波ＭＷと反射波ＤＷが同時に受信されるマルチパス伝播における一実施例について、図５に基づいて説明する。
図５に示すデジタル受信信号Ｓ１は、主波ＭＷのデジタル信号を実線、デジタル受信信号Ｓ１の反射波ＤＷを点線で示したものである。この主波ＭＷと反射波ＤＷが合成された受信信号が遅延部５に入力され、データ区間ＤＩだけ遅延された信号が図５に示す遅延信号Ｓ２である。なお、図５においては、信号Ｓ１およびＳ２は、一部分のみを示しているが、実際の信号は、シンボルの連続した信号である。
デジタル受信信号Ｓ１と遅延信号Ｓ２は、差分演算部１６に入力され、差分演算される。その演算結果は、絶対値回路１７に入力され、得られた差分絶対値信号の波形が図５に示すＳ８である。この場合、反射波が無い状態の図４の信号Ｓ８に比べ、差分出力波形の凹みが凸凹になっている。
【００２３】
即ち、図５の信号Ｓ８のａ点では、主波ＭＷのＧＡ’の部分と、主波ＭＷの遅延信号Ｓ２のＧＡの部分は、同じ信号であるが、レベルの小さい反射波ＤＷと遅延信号Ｓ２の反射波ＤＷの対応する部分が異なるシンボルの信号のため、差分演算により得られる凹みは、その分だけ小さくなる。また、図５のｂ点では、主波ＭＷのデジタル受信信号Ｓ１のＧＡ’と主波ＭＷの遅延信号Ｓ２のＧＡの部分は、同じ信号である。更にデジタル受信信号Ｓ１の反射波ＤＷのＧＡ’と遅延信号Ｓ２の反射波ＤＷのＧＡの部分も同じ信号である。そのため、この部分の差分絶対値は“０”となり、差分演算の結果得られる凹みは最大となる。更に、図５のｃ点では、デジタル信号Ｓ１の反射波ＤＷのＧＡ’と遅延信号Ｓ２の反射波ＤＷのＧＡの部分は同じ信号であるが、レベルの大きい主波ＭＷのデジタル受信信号Ｓ１と主波ＭＷの遅延信号Ｓ２の対応する部分が異なるシンボルの信号であるため、差分演算の結果得られる凹みは、その分だけ、より小さくなる。
【００２４】
この図５で示す差分絶対値信号Ｓ８をタイミング発生部１８に入力し、この差分絶対値信号Ｓ８と閾値決定回路１５からタイミング発生部１８に入力される所定の閾値ＴＨと比較する。タイミング発生部１８では、先に説明した図１１に示される処理が行われる。例えば、閾値ＴＨを、図５のＳ８に示す位置に設定したとすると、閾値以下の差分絶対値信号Ｓ８のサンプル数Ｓｎを数えるカウンタの値Ｃｎは、図５に示す信号Ｓ９のような波形となる。即ち、時間ｔ₄−ｔ₅間では凹みが有るが、設定された閾値ＴＨより差分絶対値信号Ｓ８の方が大きいので、カウント値は変化しない。
時間ｔ₅−ｔ₇間では、差分絶対値信号Ｓ８より閾値ＴＨの方が大きいので、カウント値Ｃｎは増加する。時間ｔ₇以降は、差分絶対値信号Ｓ８より閾値ＴＨが小さいのでカウント値は、変わらない。このカウント値Ｃｎを基に、ＦＦＴ窓位置の基準信号を検出する。即ち、カウント値Ｃｎの１／２が図５の信号Ｓ１０に示す時間ｔ₆となる。
なお、タイミング発生部１８において、ＦＦＴ窓位置を決定する方法には、絶対値回路１７で検出された差分絶対値信号Ｓ８の立ち上がり位置を、そのまま、ＦＦＴ窓位置とすることも可能である。しかし、通常の伝送は、基本的には見通しのきく範囲内で行うことが多く、主波ＭＷが一番早く受信され、その受信電界も大きい。
【００２５】
従って、送信機が動くような移動体伝送を行っている場合、見通し内伝播から見通し外伝播になったとしても、何れは見通し内伝播になるので、ＦＦＴ窓位置は、主波ＭＷの検出位置を保持するようにした方がよい。従って、受信電界の大きい主波受信時には、ＦＦＴ窓位置を主波の検出位置にすぐに移動し、受信電界の大きい反射波のみが受信された場合には、ＦＦＴ窓位置を反射波の検出位置に、ゆっくり移動させるようにした方がよい。
具体的には、前のシンボルで検出したＦＦＴ窓位置をＷとし、現サンプルで検出したＦＦＴ窓位置が、全シンボルのＦＦＴ窓位置に対してｍサンプル分前方にずれているとする。この場合、主波の検出のため、現シンボルのＦＦＴ窓位置Ｗ’が、
Ｗ’＝Ｗ＋ｍ・・・・・・・・・・・・（１）
となるようにＦＦＴ窓位置を移動する。
【００２６】
一方、全シンボルで検出したＦＦＴ窓位置Ｗに対して、現シンボルで検出したＦＦＴ窓位置が後方にずれているような反射波を検出する場合、受信電界の大きい反射波の検出回数がｎ回だとする。この場合は、現シンボルのＦＦＴ窓位置Ｗ’が、
Ｗ’＝Ｗ−（１／１００）×ｎ・・・・・・（２）
となるようにＦＦＴ窓位置を移動する。
ここで、上記（２）式の１／１００は、ＦＦＴ窓位置の移動量を制御するものである。上記（２）式は、仮に、反射波を１００回検出したらＦＦＴ窓位置を１サンプル移動するようにした例であり、１／１００でなくてもよい。この値は、受信電界の状況を見ながら実験的に定められる。
更に、反射波の検出回数ｎは、先行する主波が検出される度にカウント値Ｃｎを“０”にし、反射波に対するＦＦＴ窓位置の移動量を制御することもできる。
【００２７】
図２は、本発明の他の一実施例の概略構成を示すブロック図である。図２において、図１と同じものには、同じ符号が付されている。３０は、閾値算出回路で図１における閾値決定回路１５とは異なっている。３１は、タイミング発生回路であって、図１に示すタイミング発生回路１８と同じようにカウンタで構成することもできるが、本実施例では閾値ＴＨとの比較回路で構成した場合を説明する。デジタル受信信号Ｓ１は、閾値算出回路３０に入力される。閾値算出回路３０では、デジタル受信信号Ｓ１の電力値を算出して、この電力値から閾値ＴＨを算出する。この閾値ＴＨは、差分絶対値回路１７から出力される差分絶対値信号Ｓ８の立ち上がり位置を検出するために用いられる。即ち、この算出された閾値ＴＨと絶対値回路１７より出力された差分絶対値信号Ｓ８をタイミング発生部３１に入力し、差分絶対値信号Ｓ８(図４に示す)の立ち上がり位置を検出する。
【００２８】
タイミング発生部３１は、検出された立ち上がり位置に基づき、シンボルの境界位置を表すＦＦＴ窓位置の基準信号Ｓ１０を発生させる。このＦＦＴ窓位置の基準信号Ｓ１０の発生方法は、後述する。なお、閾値算出回路３０で算出される閾値ＴＨは、上述のようにデジタル受信信号Ｓ１の電力から算出する他に、差分絶対値信号Ｓ８の凹んだ部分の深さ、つまり、ノイズレベルを検出した結果に基づき求めることもできる。例えば、デジタル受信信号Ｓ１の信号レベルをＳ、変調モードに応じた係数をαとすると以下のように求められる。なお、本実施例の場合は、図１に示すように変調モード設定部１９を持たないので、係数αは、所定の変調モードで受信した場合の実験データ等から定められる。
【００２９】
ＴＨ＝Ｓ・α ・・・・・・・・・・・・・・（３）
また、差分絶対値信号Ｓ８の凹みの深さは受信状態によって変わる。そのため、上記（３）式で求めた閾値ＴＨは、差分絶対値信号Ｓ８の凹みより小さくなることがある。従って、差分絶対値信号Ｓ８の凹んだ部分の深さをＤ、オフセット値をβとし、以下の式で閾値ＴＨを補正する。ここに、ＴＨ’は、補正後の閾値を表わす。なお、オフセット値βは、実験的に定められる。
ＴＨ’＝ＴＨ＋β （ＴＨ≦Ｄの時）・・・（４）
次に、タイミング発生部３１の動作について図１２を用いて説明する。タイミング発生部３１に取り込む差分絶対値信号Ｓ８のサンプル数のカウント値をＣｎとし、ＦＦＴ窓位置の差分絶対値信号の値をＳＡとする。
【００３０】
ステップ８９では、図１１で示すステップ８９と同様に、差分絶対値信号Ｓ８の立下り部分（時間ｔ₁）を検出する。
ステップ９０では、Ｓｎ，Ｐｄは、シンボル毎にリセットされる。即ち、サンプル値Ｓｎは、“０”、差分絶対値信号の値ＳＡは、信号Ｓ８の最大振幅(深さ)Ｐｄ(図４のＳ８に示す)となる。
ステップ９１では、１サンプルずつ絶対値回路１７からタイミング発生部３１に入力される。ステップ９２では、各サンプル毎に差分絶対値信号の値ＳＡと閾値ＴＨが比較される。ここで、差分絶対値信号の値ＳＡが閾値ＴＨより大きい場合、ステップ９４に進み、その他の場合は、ステップ９８に進む。
ステップ９８では、ＦＦＴ窓位置の差分絶対値信号の値Ｐｄと、現在入力されているサンプルの差分絶対値信号の値ＳＡとを比較する。その結果、現在の差分絶対値信号ＳＡがＰｄより小さい場合は、ステップ９９へ進み、差分絶対値信号の値ＳＡの最後の立下り位置を検出する。また、現在の差分絶対値信号ＳＡがＰｄより大きい場合は、ステップ９４へ進む。ステップ９４では、ガードインターバルの終了位置、即ち、差分絶対値信号Ｓ８の立ち下がり位置を検出することができ、この立ち下がり位置をＦＦＴ窓位置とする。
【００３１】
図３は、本発明の更に他の一実施例の概略構成を示すブロック図である。図３において、図１と同じものには、同じ符号が付されている。４０は閾値設定回路、４１はタイミング発生回路である。閾値設定回路４０は、本実施例の場合、所定の閾値ＴＨを設定する回路であり、主にマニュアルで設定される。設定のし方は、例えば、モニタに映る映像を見ながら手動により閾値ＴＨを設定するか、あるいは実験的に定めても良い。タイミング発生部４１は、図１に示すカウンタ方式のタイミング発生部１８あるいは図２で示す比較器方式のタイミング発生部３１の何れでも実現が可能であるが、詳細については、既に説明したので、ここでは説明を省略する。
【００３２】
【発明の効果】
以上説明したように、ガード相関方式によりシンボル同期を検出し、その結果によってシンボルの境界を判定するＯＦＤＭ方式の受信装置の場合、算出すべき相関波形が伝送されるデータの内容によってシンボル毎に歪むため、検出される相関ピーク位置がばらついてシンボルの境界位置がずれるという問題がある。
しかし、本発明によれば、この相関ピークのずれには依存せず、安定してシンボルの境界を検出することが可能となり、復調の制度が向上する。
またＦＦＴ演算部にデータを取り込むタイミング範囲を、シンボル境界のごく近傍に設定すると、シンボル境界の検出結果のずれや、先行波発生時に、次のシンボルのデータを復調データと一緒に取り込んでしまう。また、シンボルの先頭近傍に復調データの取り込み位置を設定した場合には、遅延波によってシンボル間干渉が生じて復調が困難となる。
このような場合でも、本発明によれば、先行波や遅延波によって生じるシンボル間干渉を避けて、ＦＦＴ演算への復調データの取り込み位置を決定することが可能となるため、先行波や遅延波の影響を受け難く、デジタル信号の正しい復調が実現できる。なお、本発明の説明では、ＯＦＤＭ変調信号の伝送システムおよびＯＦＤＭ変調信号の復調方式について具体的に説明したが、ＯＦＤＭ変調信号以外に、ガードインターバルを有する信号の伝送および復調に本発明の技術が広く使用できることは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の概略構成を示すプロック図
【図２】本発明の他の一実施例の概略構成を示すプロック図
【図３】本発明の更に他の一実施例の概略構成を示すプロック図
【図４】本発明の図１に示す実施例の動作を説明図するための図
【図５】マルチパス伝播における本発明の図１に示す実施例の動作を説明するための図
【図６】従来のＯＦＤＭ信号伝送方式の送信装置と受信装置の一例を示すプロック図
【図７】図６に示す従来例の動作を説明するための図
【図８】主波受信レベル大の状態におけるガード相関演算値と同期位置の説明図
【図９】主波受信レベル小の状態におけるガード相関演算値と同期位置の説明図
【図１０】マルチパス環境下におけるガード相関演算値と同期位置の説明図
【図１１】図１に示す本発明のタイミング発生部の動作を説明するためのフローチャート
【図１２】図２に示す本発明のタイミング発生部の動作を説明するためのフローチャート
【図１３】ＯＦＤＭ変調信号の概略図をしめす波形図
【図１４】ＯＦＤＭ変調信号のシンボルの概略構成を説明するための図
【符号の説明】
６２：ＯＦＤＭ変調部、６３：ガードインターバル付加部、６４：アップコンバータ、２：ダウンコンバータ、３：Ａ／Ｄ変換器、５：遅延部、６：相関演算部、７：ピーク検出部、１８，３１，４１：タイミング発生部、８：クロック制御部、９：積算回路、１０：Ｄ／Ａ変換器、１１：ＶＣＯ、４：ＦＦＴ、１２：復調回路、１６：差分演算部、１７：絶対値回路、１５：閾値決定回路、１４：変調モード設定部、３０：閾値算出回路、４０：閾値設定回路。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an orthogonal frequency division multiplex modulation signal transmission system, and more particularly to reproduction of a symbol synchronization signal when demodulating a received signal.
[0002]
[Prior art]
In recent years, Orthogonal Frequency Division Multiplexing (hereinafter abbreviated as OFDM) modulation signal transmission system has attracted attention as a transmission system suitable for mobile digital transmission and terrestrial digital television broadcasting. Yes. This OFDM modulation signal transmission system is characterized by being strong against multipath fading and ghosting.
The OFDM modulation signal transmission system is a system in which a large number of carriers arranged with the same frequency fs interval are digitally modulated at the same symbol frequency, and an information code is transmitted. An example is shown in FIG. In FIG. 13, the vertical axis represents carrier power, the horizontal axis represents frequency, and the bandwidth Bw is, for example, 17 MHz. Within this band Bw, for example, about 800 carrier waves are arranged at intervals of 20 KHz.
As a digital modulation method of a carrier wave, a four-phase differential phase shift keying method (Differential Quadrature Phase Shift Keying) is often used. It is also possible to use a method.
[0003]
In this OFDM modulation signal transmission system, a predetermined amount of data to be transmitted is divided into, for example, 800 pieces, and the divided data is modulated with 800 carrier waves Cf1, Cf2,..., Cfn. . At this time, the transmission signal sent from the transmission side is the signal shown in FIG. That is, the transmission signal is a repetitive signal of symbol A, symbol B,... As shown in the figure. One symbol is multiplexed so that 800 carriers are orthogonal to each other, and becomes an OFDM modulated signal.
A predetermined amount of data to be transmitted is transmitted by the OFDM modulation signal. One symbol A (50 μsec) is composed of a guard interval GI and a data interval DI. More specifically, for example, one symbol A is composed of 1152 samples, the data interval DI is composed of 1024 samples, and the guard interval GI is composed of 128 samples. The guard interval GA (same as GI) is a section obtained by copying a part GA ′ of the data interval DI. Therefore, GA and GA ′ are composed of the same signal. This data interval DI is also called a valid symbol. When it is not necessary to distinguish one symbol in particular, it will be referred to as symbol A.
[0004]
Now, when demodulating a transmission signal sent as an OFDM modulated signal as described above, the receiving side needs to reproduce the reference signal S0 representing the boundary position of the symbol of the received signal shown in FIG.
First, a conventional example of reproducing the reference signal S0 from the digital reception signal S1 will be described with reference to FIGS. FIG. 6 is a block diagram illustrating a schematic configuration of a transmission / reception apparatus using the OFDM modulation signal transmission method, and FIG. 7 is a diagram illustrating operation waveforms for explaining the operation of the reception apparatus.
In FIG. 6A, transmission data applied to the input terminal 61 is converted into an OFDM modulation signal by the OFDM modulation unit 62 of the transmission device as described with reference to FIGS. A guard interval is added, resulting in a signal SY shown in FIG. This signal SY is frequency-converted by the up-converter 64 and transmitted from the antenna 65 as a high-frequency transmission signal.
[0005]
Next, the receiving apparatus will be described with reference to FIG. The reception signal SY received by the antenna 66 is converted into a baseband signal by the down converter 67 of the receiver and input to the A / D converter 68. From the A / D converter 68, a digital received signal S1 shown in FIG. This signal has the same configuration as the signal SY shown in FIG. The digital reception signal S1 is applied to a Fourier transform calculation unit (hereinafter abbreviated as FFT) 69.
On the other hand, the digital received signal S <b> 1 is supplied to the delay unit 70 and the correlation calculation unit 71. In the delay unit 70, the digital reception signal S1 is delayed by a time corresponding to the data interval DI, and is applied to the correlation calculation unit 71 as a digital signal S2. The correlation calculation unit 71 calculates the correlation between the digital reception signal S1 and the delayed digital reception signal S2.
Thus, since the section GA ′ of the digital signal S1 and the guard section GA of the delay signal S2 are the same signal as described above, the correlation output S3 shown in FIG. Note that the correlation output S3 becomes a triangular wave in this way because the correlation calculation unit 71 captures data in a period corresponding to the guard interval GI while sequentially moving in the time axis direction, and is delayed from the digital reception signal S1. This is because the correlation with the digital signal S2 is calculated.
[0006]
The correlation signal S3 is output to the peak detector 72, the peak position is detected, and the correlation peak position signal S4 is detected. The correlation peak position signal S4 is output to the timing generator 73. The timing generator 73 generates a reference signal S5 (corresponding to S0 in FIG. 14) representing the symbol boundary position based on the correlation peak position signal S4 and applies it to the FFT 69. This reference signal S5 controls the timing of the digital reception signal S1 applied to the FFT 69, and its output is applied to the demodulation circuit 74.
As a result, the digital reception signal S1 is correctly demodulated based on the reference signal S5. The demodulated digital signal is output from the output terminal 75, and in the case of a video signal, for example, necessary video signal processing is performed and video is displayed on a monitor (not shown) or the like. . Needless to say, video can be recorded in addition to the monitor, or can be sent to another location via a transmission path. The correlation peak position signal S4 is further applied to the A / D converter 68 via the clock controller 76, the integrating circuit 77, the D / A converter 78, and the VCO 79, and symbol synchronization control is performed.
[0007]
Thus, when an OFDM modulated signal is transmitted from a transmission device to a reception device via a transmission path, depending on the state of the transmission path, the transmission signal arrives directly from the transmission device to the reception device, so-called direct wave (or Transmitted by a so-called delayed wave (or also referred to as a reflected wave), which is transmitted by being reflected from the transmitter to various things. It is common for waves and delayed waves to be mixed and propagated. This is generally called multipath propagation. In such multipath propagation, the conventional apparatus described above receives a reflected wave from the reception level of the main wave when the D / U (Desired to Undesired Ratio) is, for example, −20 (dB) or less. The level increases. Therefore, the correlation peak position of the reflected wave having a reception level higher than the correlation peak position of the main wave is detected. As a result, there has been a problem that the data acquisition section (hereinafter referred to as FFT window position) of the FFT 69 changes, the correct symbol position cannot be detected, and the digital received signal S1 cannot be demodulated correctly.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
Hereinafter, the problem of this conventional apparatus will be described in more detail. First, as described above, the OFDM modulated signal has a guard section GA in which a part of the data section DI is copied and added. As a result, even if a reflected wave is received due to multipath, so-called intersymbol interference in which part of the data of symbol A overlaps with the data of symbol B is avoided if the delay is within the guard interval. Can be done. Therefore, the longer the guard section GA, the more resistant to the reflected wave. However, since the symbol interval is constant, if the guard interval GA becomes longer, the data interval DI becomes shorter and the data transmission efficiency becomes worse.
Next, we consider symbol synchronization in multipath propagation. FIG. 8 shows an operation waveform when the reception level of the main wave MW is higher than the reception level of the reflected wave DW. As shown in FIG. 8, the main wave MW indicated by the solid line and the reflected wave DW indicated by the broken line are received as a combined digital signal S1. Here, the area of the symbol shown in FIG. 8 represents the magnitude of the reception level.
[0009]
The digital reception signal S1 is subjected to correlation calculation by the correlation calculation unit 71 as described with reference to FIG. As an output of the correlation calculation unit 71, a correlation output S3 shown in FIG. 8 is output. The correlation output S3 in this case is a correlation output waveform having a second peak at the symbol boundary position of the reflected wave DW in addition to the correlation output waveform having the first peak at the symbol boundary position of the main wave MW (in the figure, The correlation output has two correlation peaks (indicated by dotted lines).
When this correlation output S3 is applied to the peak detector 72, the higher of the two correlation peaks, that is, the correlation peak position signal S4 of the main wave MW is detected. Based on the correlation peak position signal S4 of the main wave MW, the timing generator 73 generates a symbol reference signal S5 and applies it to the FFT 69.
In the FFT 69, the FFT window position is determined from the reference signal S5. That is, as shown in the signal S6 of FIG. 8, the position of the FFT window (indicated by hatching in the figure) that captures the data is a position shifted from the reference signal S5 by the guard interval, and the size of the window is Data interval DI (effective symbol interval). Thus, even if the reflected wave DW is received and two peaks appear in the correlation output S3, if the first peak that is the reception level of the main wave MW is larger, the generation of the reference signal S5 is particularly There is no problem.
[0010]
However, when the transmission device is mounted on a moving body, for example, when a sport such as a marathon is relayed while moving, the state of the propagation path changes greatly, and multipath propagation may occur. In such a situation, the reception level of the main wave MW and the reception level of the reflected wave DW change greatly, and the main wave MW and the reflected wave DW are received as a digital reception signal S1, but this is shown in FIG. As described above, there may occur a case where the reception level of the main wave MW is smaller than the reception level of the reflected wave DW. That is, the case of FIG. 8 is a case of reverse rotation. In this case, the correlation signal S3 has a correlation output peak (indicated by a dotted line) of the reflected wave DW larger than a correlation output peak of the main wave MW as shown in FIG. Therefore, when this correlation signal S3 is applied to the peak detector 72 shown in FIG. 6, the correlation peak position signal S4 of the reflected wave DW shown in FIG. 9 is detected as the peak position detection signal S4, and the reference signal S5 is generated. The
Accordingly, when the FFT window position is determined based on the reference signal S5, the hatched portion is taken into the demodulation circuit 74 as data used for demodulation, as indicated by S6 in FIG. In this case, a part of the symbol C (indicated by the shaded portion) is captured in the demodulated data of the symbol B, and intersymbol interference occurs between the symbol B and the symbol C. As a result, there arises a problem that the error rate of the demodulated data is increased. In addition, although it demonstrated between the symbol B and the symbol C here, it cannot be overemphasized that it is the same also between the symbol A and the symbol B.
In order to reduce the occurrence of intersymbol interference, there is a method in which the FFT window position is shifted by M samples from the symbol boundary to provide a margin. By providing such a margin, the FFT window position indicated by S6 in FIG. This reduces the risk of capturing the symbol C day. However, by providing a margin for M samples, the guard interval GI is shortened by the margin, and there arises a problem that resistance to a reflected wave having a long delay time is lost. Here, the value of M is determined experimentally.
[0011]
Further, FIG. 10 shows a reception signal when a reflected wave preceding the main wave MW (referred to here as a preceding wave PW) and a reflected wave DW delayed are generated. As shown in FIG. 10, the received digital signal S1 is a digital signal in which a main wave MW, a preceding wave PW advanced from the main wave MW, and a reflected wave DW are mixed. The correlation calculation unit 71 performs correlation calculation on the digital reception signal S1 and the digital signal S2 delayed by the effective symbol period. Here, in order to simplify the explanation, if the preceding wave PW, the main wave MW, and the reflected wave DW can individually obtain correlation waveforms, the correlation output S3 in FIG. 10, ie, the correlation waveform S3. -1, S3-2 and S3-3 are obtained. The waveform of the correlation output S3 is a waveform in which three triangles are arranged, and the peaks of the correlation output signal S3 are almost equal to each other.
In such a case, the time “t” indicating the peak position of the first correlation waveform S3-1 of the correlation output signal S3 in FIG. ₀ ”Is the starting point of the FFT window position, only the signal of the symbol A becomes the demodulated data, so no problem occurs in the demodulation. However, the actual correlation waveform is as shown by the correlation waveform S7 in FIG. A waveform is obtained by synthesizing the three triangles of the correlation output signal S3, and as a result, the time t ₀ It becomes difficult to detect the position of. Note that the correlation waveform S3-1 of the preceding wave PW shown in FIG. 10 is drawn on the assumption that a signal having the same reception level as that of the main wave MW is received. Time t ₀ It becomes impossible to specify the position of. In this way, time t ₀ If the FFT window position is determined from the peak of the correlation waveform without accurately detecting the position of the received signal, the received signal in which intersymbol interference occurs is taken into the FFT 69 as demodulated data, and the error rate of the demodulated data increases.
In order to reduce the occurrence of this intersymbol interference, there is a method in which the FFT window position is shifted by M samples from the symbol boundary to give a margin, as described above. In this method, since the FFT window position shown in FIG. 10 is shifted in the direction of the symbol A, it is possible to provide a margin for data acquisition. As a result, the risk of taking the data of symbol B into the FFT 69 is reduced. However, by providing a margin for M samples, the guard interval is shortened by the margin, and there is a problem that resistance to a reflected wave having a long delay time is lost.
[0012]
An object of the present invention is to provide a transmission signal demodulator, a signal transmission system, and a transmission signal demodulation method that can correctly reproduce a transmission signal having a guard interval.
Another object of the present invention is to provide a signal transmission system capable of accurately detecting transmission symbol boundaries even in multipath propagation.
Another object of the present invention is to provide a signal transmission system capable of accurately detecting the boundary of transmission symbols and incorporating accurate demodulated data even in multipath propagation.
Another object of the present invention is to provide a signal transmission system capable of accurately detecting transmission symbol boundaries and demodulating transmission data even in different modulation schemes.
Still another object of the present invention is to provide a signal transmission system capable of correctly demodulating an OFDM modulated signal even in multipath propagation.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention provides a demodulation method for demodulating a transmission signal composed of a guard interval and a data interval, a step of receiving the transmission signal, a step of delaying the received signal by the data interval, A step of calculating a difference between the received signal and the delayed signal, a step of detecting a reference position of the guard section based on the difference result, and a step of demodulating the received signal based on the reference position information of the guard section. This is a method for demodulating a transmission signal.
Further, the transmission signal is composed of repetition of symbols including a guard interval and a data interval, and the step of detecting the reference position of the guard interval is based on the step of generating a predetermined threshold, the difference result, and the threshold. The method includes a step of generating a reference signal corresponding to a start point of taking in data to be demodulated.
The demodulation method of the present invention further includes a step of setting a modulation type of the transmission signal, and the threshold value is controlled based on the modulation type.
The threshold value is set to a value corresponding to at least one of a modulation method and an error correction method used for the transmission signal.
The threshold value is set to a value calculated from the received signal. Furthermore, the step of demodulating the received signal has an FFT calculation window for taking in the received signal for a predetermined section, and controls the position of the FFT calculation window based on the reference position information of the guard section.
The transmission signal includes a main wave and a reflected wave, and the reference position of the FFT operation window detected by the previous symbol is W, and the reference position of the main wave detected by the current symbol with respect to the reference position W is When the deviation amount is m, the number of times of detection of the reflected wave is n, and the constant for controlling the FFT calculation window position is K, the reference position W ′ of the current symbol is W ′ = W + m when the main wave is detected. The FFT window position is controlled as described above, and when the reflected wave is detected, the FFT window position is controlled so that the reference position W ′ of the current symbol is W ′ = Wn / K. The received signal used in the present invention is an OFDM modulated signal.
[0014]
Furthermore, in order to achieve the above object, the present invention delays a signal from the receiving unit and a signal from the receiving unit by the data interval in a receiving apparatus that receives the transmission signal including a guard interval and a data interval. A delay unit; a difference calculation unit that calculates a difference between signals from the reception unit and the delay unit; a guard interval reference position detection unit that detects a reference position of the guard interval based on the difference calculation result; and A receiving apparatus comprising a demodulation unit that demodulates the received signal based on reference position information.
The transmission signal is composed of a repetition of a symbol including a guard interval and a data interval, and the guard interval reference position detection unit is based on a threshold generator that generates a predetermined threshold, the difference calculation result, and the threshold. It consists of a reference signal generator corresponding to the start point of fetching data to be demodulated.
The receiving apparatus includes a modulation type setting unit that sets a modulation type of the transmission signal, and the threshold value is controlled based on an output of the modulation type setting unit.
The output of the modulation type setting unit is an output corresponding to at least one of the modulation method and the error correction method used for the transmission signal.
In addition, the threshold generator is applied with the received signal, calculates from the received signal, and generates a threshold.
In addition, the demodulation unit includes an FFT calculation window generation unit that captures the reception signal for a predetermined interval, and controls the position of the FFT calculation window generated from the FFT calculation window generation unit based on reference position information of the guard interval. To do.
Furthermore, in the receiving apparatus of the present invention, the transmission signal includes a main wave and a reflected wave, and the FFT calculation window generation unit sets the reference position of the FFT calculation window detected by the previous symbol to W and the reference position W. On the other hand, when m is the amount of deviation from the reference position of the main wave detected by the current symbol, n is the number of detections of the reflected wave, and K is a constant for controlling the FFT calculation window position, The FFT window position is controlled so that the current symbol reference position W ′ becomes W ′ = W + m, and when the reflected wave is detected, the current symbol reference position W ′ is W ′ = Wn / K. The FFT window position is controlled so that
[0015]
Furthermore, in order to achieve the above object, the present invention provides a signal transmission system including a transmission device and a reception device, wherein the transmission device that transmits a transmission signal composed of repetition of a guard interval and a data interval modulates the transmission signal with a predetermined modulation. A modulation unit that modulates in accordance with a scheme, a guard insertion unit that inserts a guard interval into the modulation signal from the modulation unit, and generates a transmission signal that is a repetition of the guard interval and the data interval, and transmits the output of the guard insertion unit The receiving device includes a unit that receives the transmission signal, a delay unit that delays the signal from the receiving unit by the data period, and performs a difference operation on the signals from the receiving unit and the delay unit. A reference position of the guard section is detected based on the difference calculation unit and the difference calculation result. And over de period reference position detection unit, it consists of a demodulation unit for demodulating the received signal based on the reference position information of the guard interval.
Further, the guard interval reference position detection unit of the signal transmission system includes a threshold signal that generates a predetermined threshold, a difference signal, and a reference signal corresponding to a start point of data acquisition to be demodulated based on the difference calculation result and the threshold. It consists of a generator.
The signal transmission system includes a modulation type setting unit that sets a modulation type of the transmission signal, and the threshold value is controlled based on an output of the modulation type setting unit.
The output of the modulation type setting unit of the signal transmission system is an output corresponding to at least one of a modulation method and an error correction method used for the transmission signal.
In addition, the threshold generator of the signal transmission system receives the received signal and generates a threshold calculated from the received signal.
Furthermore, the demodulation unit of the signal transmission system includes an FFT calculation window generation unit that captures the received signal for a predetermined interval, and the FFT generated from the FFT calculation window generation unit based on reference position information of the guard interval. Control the position of the calculation window.
The transmission signal used in the signal transmission system is an OFDM modulated signal.
[0016]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of an embodiment of the present invention, and FIG. 4 is a diagram for explaining the operation of the embodiment shown in FIG. FIG. 1 shows an OFDM modulated signal receiving apparatus, and the OFDM modulated signal transmitting apparatus is the same as the transmitting apparatus shown in FIG. Hereinafter, in the description of the embodiments of the present invention, the transmitter is omitted, and the receiver is described.
In FIG. 1, a received signal received by an antenna 1 is converted into a baseband signal by a down converter 2 of the receiving device and input to an A / D converter 3. A digital reception signal S1 shown in FIG. 7 is obtained from the A / D converter 3. This signal has the same configuration as the signal SY shown in FIG. This digital received signal S1 is applied to a Fourier transform operation unit (hereinafter abbreviated as FFT) 4.
On the other hand, the digital reception signal S <b> 1 is supplied to the delay unit 5 and the correlation calculation unit 6. In the delay unit 5, the digital reception signal S1 is delayed by a time corresponding to the data interval DI, and is applied to the correlation calculation unit 6 as a digital signal S2. The correlation calculation unit 6 calculates the correlation between the digital reception signal S1 and the delayed digital signal S2.
[0017]
Thus, since the section GA ′ of the digital received signal S1 and the guard section GA of the delayed signal S2 are the same signal as described above, the correlation output S3 shown in FIG. The correlation signal S3 is output to the peak detection unit 7, the peak position is detected, and the correlation peak position signal S4 (shown in FIG. 7) is detected. The correlation calculation unit 6 and the peak detection unit 7 constitute a peak detection block 19. The symbol synchronization control block 20 applies the correlation peak position signal S4 to the A / D converter 3 via the clock control unit 8, the integrating circuit 9, the D / A converter 10 and the VCO 11, and performs symbol synchronization control. The peak detection block 19 and the symbol synchronization control block 20 described here are the same as those described with reference to FIG.
Thus, the digital reception signal S 1 output from the A / D converter 3 is also supplied to the difference calculation unit 16. The difference calculation unit 16 detects the level difference between the digital reception signal S1 and the delay signal S2 delayed by the data interval DI and outputs the difference to the absolute value circuit 17. The difference absolute value signal calculated by the absolute value circuit 17 has a waveform as shown in S8 of FIG. The concave portion of the waveform of the difference absolute value signal S8 is a portion where the guard intervals of the digital reception signal S1 and the delay signal S2 coincide. That is, as described above, since the GA ′ portion of the digital reception signal S1 and the guard interval GA portion of the delayed signal S2 delayed by the data interval are the same signal, the absolute difference value of this portion is zero. On the other hand, since the difference between signals of different symbols is taken except for this portion, the absolute value of the difference becomes a predetermined level. In addition, although it displays as a flat value in S8 of FIG. 4, it becomes an absolute value of the difference signal of signal S1 and S2 in fact.
[0018]
The difference absolute value signal S8 is input to the timing generator 18 and compared with a predetermined threshold value TH, whereby the rising position of the difference absolute value signal S8, that is, the symbol boundary position can be detected. The timing generation block 21 includes a threshold value determination circuit 15, an absolute value circuit 17, and a timing generation unit 18. A method for detecting the symbol boundary position will be described later.
Note that the threshold value TH is experimentally set to a predetermined value according to the setting of the modulation method and error correction method. For example, when transmission is performed using the 64QAM modulation method, transmission is performed in an environment where the carrier power to noise power ratio (C / N) is 23 [dB] or more, and in the case of QPSK modulation, 13 [dB] or more. Therefore, the threshold value TH is preferably set experimentally for each case.
The dent of the difference absolute value signal S8 depends on the magnitude of C / N, and the dent becomes shallower as C / N is smaller. Therefore, for example, if the threshold value is determined based on the 64QAM modulation method, the difference absolute value signal S8 obtained by the QPSK modulation method may not reach the threshold value TH.
[0019]
Therefore, in order to avoid this, in the present embodiment, a signal corresponding to the setting of the modulation method or error correction method is input from the modulation mode setting unit 14 to the threshold value determination circuit 15, and the threshold value is changed according to the modulation mode. I try to let them. For example, in the 64QAM modulation system, 0.06 × C, which is a value corresponding to 25 dB of the average received power C, is set as the threshold value TH. In the QPSK (Quadrature phase shift keying) modulation method, 0.22 × C, which is a value equivalent to 13 dB of the average received power C, is set as the threshold value TH.
The threshold TH determined in this way is input to the timing generator 18, and an FFT window position reference signal S10 is obtained as an output of the timing generator 18. By applying the FFT window position reference signal S10 to the FFT 4, the timing of the digital reception signal S1 applied to the FFT 4 is controlled, and the output is applied to the demodulation circuit 12.
On the other hand, the output of the modulation mode setting unit 14 is applied to the demodulation circuit 12, and a conventionally well-known necessary demodulation mode is set. As a result, the digital reception signal S1 is correctly demodulated based on the FFT window position reference signal S10. The demodulated digital signal is output from the output terminal 13, and in the case of a video signal, for example, a necessary image signal process is performed and a video is displayed on a monitor (not shown) or the like. . Needless to say, video can be recorded in addition to the monitor, or can be sent to another location via a transmission path.
[0020]
Next, the processing of the timing generator 18 will be described based on the flowchart shown in FIG. The timing generator 18 is constituted by a counter, for example. First, an operation for calculating the FFT window position will be described. The correlation peak position signal S4 output from the peak detector 7 is detected, and the operation of FIG. 11 is started. That is, in step 89, the number of NSGs is counted from the pulse position of the correlation peak position signal S4, and the process proceeds to step 90. Here, the number of NSGs is a number obtained by subtracting the number of samples in the guard interval (for example, 128 samples) from the number of samples in one symbol (for example, 1152 samples). That is, the falling portion of the absolute difference signal S8 (time t ₁ ).
In step 90, the count value Cn and the sample number Sn are reset to “0”, respectively. The count value Cn is reset for each symbol. For example, the time t shown in FIG. ₁ It is reset to “0” at the timing. Note that the number of samples Sn is a sample constituting each symbol as described above. For example, each symbol is composed of 1152 samples, and the guard interval is composed of 128 samples.
[0021]
In step 91, the absolute difference signal S8 is input, and the time t ₁ To start counting the number of samples Sn.
In step 92, the difference absolute value signal S8 is compared with the threshold value TH. If the difference absolute value signal S8 is larger than the threshold value TH, the process proceeds to step 94. On the other hand, when the difference absolute value signal S8 is smaller than the threshold value TH, that is, the time t in FIG. ₁ -T _Three In the meantime, the process proceeds to step 93 to increase the count value Cn.
Next, in step 94, it is determined whether or not the number of samples Sn taken in the difference absolute value signal S8 exceeds the number of samples (for example, 256) twice the guard interval GA. If not, steps 91 to 94 are repeated. The counter output obtained at step 94 is the signal S9 shown in FIG.
In step 95, it is determined whether or not there is a sample whose difference absolute value signal S8 is smaller than the threshold value TH. If not, the process proceeds to step 97 where the FFT window position is not moved, and the FFT window position reference is applied to FFT4 in FIG. The signal S10 is output. That is, the previous window position is adopted. On the other hand, if there is a sample for which the difference absolute value signal S8 is smaller than the threshold value TH, the process proceeds to step 96, and a sample point indicating a half value of the count value Cn is calculated. That is, the time t of the signal S10 in FIG. ₂ This is used as the starting point of the FFT window position, and the FFT window position reference signal S10 is output to FFT4. This time t ₂ Is located in the middle of the guard interval, so that the boundary between the symbol A and the symbol B can be correctly detected by appropriately delaying this.
[0022]
Next, an example of multipath propagation in which the main wave MW and the reflected wave DW are received simultaneously will be described with reference to FIG.
The digital received signal S1 shown in FIG. 5 is a digital signal of the main wave MW indicated by a solid line and a reflected wave DW of the digital received signal S1 indicated by a dotted line. A reception signal obtained by combining the main wave MW and the reflected wave DW is input to the delay unit 5, and a signal delayed by the data interval DI is a delay signal S2 shown in FIG. In FIG. 5, the signals S1 and S2 show only a part, but the actual signal is a continuous signal of symbols.
The digital reception signal S1 and the delay signal S2 are input to the difference calculation unit 16 and subjected to difference calculation. The calculation result is input to the absolute value circuit 17, and the waveform of the obtained difference absolute value signal is S8 shown in FIG. In this case, the dent of the differential output waveform is uneven compared to the signal S8 in FIG.
[0023]
That is, at the point a of the signal S8 in FIG. 5, the GA ′ portion of the main wave MW and the GA portion of the delay signal S2 of the main wave MW are the same signal, but the reflected wave DW and delay signal having a low level are the same. Since the corresponding part of the reflected wave DW of S2 is a signal of a different symbol, the dent obtained by the difference calculation is reduced accordingly. Further, at point b in FIG. 5, the GA portion of the digital reception signal S1 of the main wave MW and the GA portion of the delay signal S2 of the main wave MW are the same signal. Further, the GA ′ portion of the reflected wave DW of the digital reception signal S1 and the GA portion of the reflected wave DW of the delayed signal S2 are the same signal. Therefore, the difference absolute value of this portion is “0”, and the dent obtained as a result of the difference calculation is maximized. Further, at point c in FIG. 5, the GA portion of the reflected wave DW of the digital signal S1 and the GA portion of the reflected wave DW of the delayed signal S2 are the same signal, but the digital received signal S1 of the main wave MW having a large level Since the corresponding part of the delayed signal S2 of the main wave MW is a signal of a different symbol, the dent obtained as a result of the difference calculation becomes smaller accordingly.
[0024]
The difference absolute value signal S8 shown in FIG. 5 is input to the timing generator 18, and the difference absolute value signal S8 is compared with a predetermined threshold TH input from the threshold value determination circuit 15 to the timing generator 18. The timing generator 18 performs the process shown in FIG. 11 described above. For example, if the threshold value TH is set at the position shown in S8 of FIG. 5, the value Cn of the counter that counts the number of samples Sn of the difference absolute value signal S8 that is equal to or smaller than the threshold value has a waveform like the signal S9 shown in FIG. Become. That is, time t _Four -T _Five Although there is a dent between them, the count value does not change because the difference absolute value signal S8 is larger than the set threshold value TH.
Time t _Five -T ₇ Since the threshold value TH is larger than the difference absolute value signal S8, the count value Cn increases. Time t ₇ Thereafter, since the threshold value TH is smaller than the difference absolute value signal S8, the count value does not change. Based on this count value Cn, the reference signal of the FFT window position is detected. That is, 1/2 of the count value Cn is equal to the time t shown in the signal S10 in FIG. ₆ It becomes.
As a method for determining the FFT window position in the timing generator 18, the rising position of the differential absolute value signal S8 detected by the absolute value circuit 17 can be used as the FFT window position as it is. However, normal transmission is basically performed within the range where the line of sight is clearly visible, the main wave MW is received earliest, and the reception electric field is large.
[0025]
Therefore, when performing mobile transmission such that the transmitter moves, even if the transmission from the line-of-sight propagation is changed to the line-of-sight propagation, any of them is the line-of-sight propagation, so the FFT window position is the detection position of the main wave MW. It is better to keep Therefore, when receiving a main wave with a large received electric field, the FFT window position is immediately moved to the detection position of the main wave, and when only a reflected wave with a large received electric field is received, the FFT window position is changed to the detection position of the reflected wave. It is better to move it slowly.
Specifically, it is assumed that the FFT window position detected in the previous symbol is W, and the FFT window position detected in the current sample is shifted forward by m samples from the FFT window position of all symbols. In this case, for detection of the main wave, the FFT window position W ′ of the current symbol is
W '= W + m (1)
The FFT window position is moved so that
[0026]
On the other hand, when detecting a reflected wave in which the FFT window position detected with the current symbol is shifted backward relative to the FFT window position W detected with all symbols, the number of detections of the reflected wave with a large received electric field is n times. Suppose. In this case, the FFT window position W ′ of the current symbol is
W ′ = W− (1/100) × n (2)
The FFT window position is moved so that
Here, 1/100 of the equation (2) controls the amount of movement of the FFT window position. The above equation (2) is an example in which the FFT window position is moved by one sample when the reflected wave is detected 100 times, and may not be 1/100. This value is determined experimentally while observing the situation of the received electric field.
Further, the number n of reflected wave detections can be set such that the count value Cn is set to “0” every time a preceding main wave is detected, thereby controlling the amount of movement of the FFT window position with respect to the reflected wave.
[0027]
FIG. 2 is a block diagram showing a schematic configuration of another embodiment of the present invention. In FIG. 2, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. Reference numeral 30 denotes a threshold value calculation circuit, which is different from the threshold value determination circuit 15 in FIG. Reference numeral 31 denotes a timing generation circuit which can be constituted by a counter in the same manner as the timing generation circuit 18 shown in FIG. 1, but in this embodiment, a case where it is constituted by a comparison circuit with a threshold TH will be described. The digital reception signal S1 is input to the threshold value calculation circuit 30. The threshold value calculation circuit 30 calculates the power value of the digital reception signal S1, and calculates the threshold value TH from this power value. This threshold value TH is used to detect the rising position of the difference absolute value signal S8 output from the difference absolute value circuit 17. That is, the calculated threshold value TH and the difference absolute value signal S8 output from the absolute value circuit 17 are input to the timing generator 31, and the rising position of the difference absolute value signal S8 (shown in FIG. 4) is detected.
[0028]
The timing generation unit 31 generates an FFT window position reference signal S10 representing a symbol boundary position based on the detected rising position. A method of generating the FFT window position reference signal S10 will be described later. The threshold TH calculated by the threshold calculation circuit 30 is calculated from the power of the digital reception signal S1 as described above, and the depth of the recessed portion of the difference absolute value signal S8, that is, the noise level is detected. It can also be determined based on the results. For example, when the signal level of the digital reception signal S1 is S and the coefficient corresponding to the modulation mode is α, the following is obtained. In the case of the present embodiment, since the modulation mode setting unit 19 is not provided as shown in FIG. 1, the coefficient α is determined from experimental data when received in a predetermined modulation mode.
[0029]
TH = S · α (3)
Further, the depth of the recess in the difference absolute value signal S8 varies depending on the reception state. Therefore, the threshold value TH obtained by the above equation (3) may be smaller than the dent of the difference absolute value signal S8. Accordingly, the depth of the recessed portion of the difference absolute value signal S8 is D, the offset value is β, and the threshold value TH is corrected by the following equation. Here, TH ′ represents a corrected threshold value. The offset value β is determined experimentally.
TH ′ = TH + β (when TH ≦ D) (4)
Next, the operation of the timing generator 31 will be described with reference to FIG. The count value of the number of samples of the difference absolute value signal S8 to be taken into the timing generator 31 is Cn, and the value of the difference absolute value signal at the FFT window position is SA.
[0030]
In step 89, as in step 89 shown in FIG. 11, the falling portion of the absolute difference signal S8 (time t ₁ ) Is detected.
In step 90, Sn and Pd are reset for each symbol. That is, the sample value Sn is “0”, and the value SA of the differential absolute value signal is the maximum amplitude (depth) Pd of the signal S8 (indicated by S8 in FIG. 4).
In step 91, one sample is input from the absolute value circuit 17 to the timing generator 31. In step 92, the value SA of the absolute difference signal and the threshold value TH are compared for each sample. Here, when the value SA of the difference absolute value signal is larger than the threshold value TH, the process proceeds to step 94, and in other cases, the process proceeds to step 98.
In step 98, the value Pd of the difference absolute value signal at the FFT window position is compared with the value SA of the difference absolute value signal of the currently input sample. As a result, when the current difference absolute value signal SA is smaller than Pd, the routine proceeds to step 99 where the last falling position of the value SA of the difference absolute value signal is detected. On the other hand, when the current difference absolute value signal SA is larger than Pd, the routine proceeds to step 94. In step 94, the end position of the guard interval, that is, the falling position of the difference absolute value signal S8 can be detected, and this falling position is set as the FFT window position.
[0031]
FIG. 3 is a block diagram showing a schematic configuration of still another embodiment of the present invention. 3, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. Reference numeral 40 denotes a threshold setting circuit, and 41 denotes a timing generation circuit. In the present embodiment, the threshold setting circuit 40 is a circuit that sets a predetermined threshold TH, and is mainly set manually. For example, the threshold value TH may be set manually while watching an image shown on a monitor, or may be determined experimentally. The timing generation unit 41 can be realized by either the counter-type timing generation unit 18 shown in FIG. 1 or the comparator-type timing generation unit 31 shown in FIG. 2, but the details have already been described. Then, explanation is omitted.
[0032]
【The invention's effect】
As described above, in the case of an OFDM receiver that detects symbol synchronization by the guard correlation method and determines the symbol boundary based on the result, the correlation waveform to be calculated is distorted for each symbol depending on the content of the transmitted data. Therefore, there is a problem in that the detected correlation peak position varies and the boundary position of the symbol shifts.
However, according to the present invention, it is possible to stably detect the symbol boundary without depending on the shift of the correlation peak, and the demodulation system is improved.
If the timing range for fetching data into the FFT operation unit is set very close to the symbol boundary, the data of the next symbol is fetched together with the demodulated data when the detection result of the symbol boundary is shifted or when a preceding wave is generated. Also, when the demodulated data capture position is set near the beginning of the symbol, intersymbol interference occurs due to the delayed wave, making demodulation difficult.
Even in such a case, according to the present invention, it is possible to avoid the intersymbol interference caused by the preceding wave and the delayed wave, and to determine the position where the demodulated data is taken into the FFT operation. The digital signal can be correctly demodulated. In the description of the present invention, the OFDM modulation signal transmission system and the OFDM modulation signal demodulation method have been specifically described. However, in addition to the OFDM modulation signal, the technique of the present invention can be used for transmission and demodulation of signals having guard intervals. Needless to say, it can be used widely.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a schematic configuration of another embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing a schematic configuration of still another embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a diagram for explaining the operation of the embodiment shown in FIG. 1 of the present invention;
FIG. 5 is a diagram for explaining the operation of the embodiment shown in FIG. 1 of the present invention in multipath propagation;
FIG. 6 is a block diagram illustrating an example of a transmission apparatus and a reception apparatus of a conventional OFDM signal transmission method.
7 is a diagram for explaining the operation of the conventional example shown in FIG. 6;
FIG. 8 is an explanatory diagram of guard correlation calculation values and synchronization positions when the main wave reception level is high.
FIG. 9 is an explanatory diagram of guard correlation calculation values and synchronization positions when the main wave reception level is low.
FIG. 10 is an explanatory diagram of guard correlation calculation values and synchronization positions in a multipath environment.
FIG. 11 is a flowchart for explaining the operation of the timing generator of the present invention shown in FIG. 1;
FIG. 12 is a flowchart for explaining the operation of the timing generator of the present invention shown in FIG.
FIG. 13 is a waveform diagram showing a schematic diagram of an OFDM modulated signal.
FIG. 14 is a diagram for explaining a schematic configuration of symbols of an OFDM modulation signal;
[Explanation of symbols]
62: OFDM modulation unit, 63: guard interval addition unit, 64: up converter, 2: down converter, 3: A / D converter, 5: delay unit, 6: correlation calculation unit, 7: peak detection unit, 18, 31, 41: Timing generation unit, 8: Clock control unit, 9: Integration circuit, 10: D / A converter, 11: VCO, 4: FFT, 12: Demodulation circuit, 16: Difference calculation unit, 17: Absolute value Circuit: 15: threshold determination circuit; 14: modulation mode setting unit; 30: threshold calculation circuit; and 40: threshold setting circuit.

Claims

In a demodulating method for demodulating a transmission signal composed of repetition of symbols comprising a guard interval and a data interval, a step of receiving the transmission signal, a step of delaying the received signal by the data interval, the received signal, and the above Calculating a difference of the delayed signal; detecting a reference position of the guard interval based on the difference result and a predetermined threshold ; demodulating the received signal based on reference position information of the guard interval ; A step of setting a modulation type of the transmission signal, wherein the threshold is controlled based on the modulation type, and the step of demodulating the reception signal has an FFT calculation window for taking the reception signal in a predetermined section, and a guard section demodulation method of transmitting signals and controls the position of the FFT calculation window based on the reference position information

Claim 1 The transmission signal includes a main wave and a reflected wave, and the reference position of the FFT calculation window detected by the previous symbol is W, and the reference position of the main wave detected by the current symbol with respect to the reference position W is When the deviation amount is m, the number of times of detection of the reflected wave is n, and the constant for controlling the FFT calculation window position is K, the reference position W ′ of the current symbol is W ′ = W + m when the main wave is detected. The FFT window position is controlled as described above, and when the reflected wave is detected, the FFT window position is controlled such that the reference position W ′ of the current symbol is W ′ = Wn / K. A method for demodulating a transmission signal.

In a receiving apparatus for receiving a transmission signal composed of repetition of a symbol consisting of a guard interval and a data interval, a unit for receiving the transmission signal, a delay unit for delaying a signal from the receiving unit by the data interval, and the receiving unit And a difference calculation unit that calculates a difference between signals from the delay unit, a guard section reference position detection unit that detects a reference position of the guard section based on the difference calculation result and a predetermined threshold, and reference position information of the guard section A demodulation unit for demodulating the received signal based on
A modulation type setting unit for setting a modulation type of the transmission signal, wherein the threshold value is controlled based on an output of the modulation type setting unit, and the demodulation unit generates an FFT calculation window generating unit that captures the received signal for a predetermined period And a position of the FFT calculation window generated from the FFT calculation window generator based on the reference position information of the guard section.

In a signal transmission system having a transmitter and a receiver,
The transmission device that transmits a transmission signal composed of repetition of a guard interval and a data interval includes a modulation unit that modulates the transmission signal with a predetermined modulation scheme, and inserts a guard interval into the modulation signal from the modulation unit, A guard insertion unit that generates a transmission signal composed of a repetition of a section and a data section, and an antenna that transmits the output of the guard insertion unit,
The receiving apparatus includes a unit that receives the transmission signal, a delay unit that delays the signal from the receiving unit by the data interval, a difference calculation unit that performs a difference calculation on the signal from the reception unit and the delay unit, A guard section reference position detection unit that detects a reference position of the guard section based on the difference calculation result and a predetermined threshold, and a demodulation unit that demodulates the received signal based on the reference position information of the guard section,
The signal transmission system includes a modulation type setting unit that sets a modulation type of the transmission signal, and the predetermined threshold value is controlled based on an output of the modulation type setting unit, and the demodulation unit A signal transmission system comprising: an FFT calculation window generating unit for taking in a predetermined section of a signal, and controlling the position of the FFT calculation window generated from the FFT calculation window generating unit based on reference position information of the guard section .