JP3768090B2

JP3768090B2 - Data transmission apparatus synchronization control method

Info

Publication number: JP3768090B2
Application number: JP2000348709A
Authority: JP
Inventors: 誠一佐野; 敦宮下; 芳克我妻
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 1999-11-16
Filing date: 2000-11-15
Publication date: 2006-04-19
Anticipated expiration: 2020-11-15
Also published as: JP2001211137A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信信号中の無信号区間を検出し、同期再生を行う同期検出方式及びこの方式を有する伝送装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動体や地上系のディジタル無線通信用の多重方式として、マルチパスフェージングやゴーストに強いという特徴を有する直交周波数分割多重伝送方式（Orthogonal Frequency Division Multiplex：ＯＦＤＭ方式）が注目されている。この方式は、互いに同じ周波数間隔ｆｓをもって配置された、数十〜数百種類の多数本の搬送波を、それぞれシンボル周波数ｆsy(＝１／Ｔsy)でディジタル変調した信号、すなわち、ＯＦＤＭ信号(直交周波数分割多重変調信号)を用いて情報符号を伝送する方式である。
【０００３】
この方式で変調送信された伝送信号を、受信側で受信し復調する場合、まず、受信したＯＦＤＭ信号から同期を再生する必要がある。
そのため、送信側で、前もってデータ伝送処理の単位であるフレームの最初に無信号期間であるヌル区間と、所定期間に伝送帯域の最大周波数から最小周波数まで変化する信号成分を持つスイープ信号等の同期シンボル群を挿入し、受信側でこれらを検出して同期を再生する方式が提案（テレビジョン学会技術報告ＶＯＬ．１９，ＮＯ．１８−１９９５年８月発行）されている。また、ヌル区間の検出、スイープ信号を用いたクロック同期の具体的な方法の一例としては、本出願人の発明に係る特開平１１−１６８４４６号の公報に記載の発明がある。
【０００４】
また、特開平７−９９４８６号の公報には、ヌル区間とスイープ信号等の同期シンボルを持たないＯＦＤＭ信号の同期をとる方式が開示されている。この方式において送信されるＯＦＤＭ信号は、後述のように、１シンボルが、ＯＦＤＭ方式で変調して得られた時間軸データ信号と、この時間軸データ信号の最後尾の所定期間の信号がそのシンボルの最前部に複写されたガードインターバルを有する構成である。
【０００５】
この方式は、ＯＦＤＭ受信信号と、該受信信号を１有効シンボル期間（ガードインターバルを除く１シンボル期間）遅延した信号との相互相関値を求める演算を行うものである。この方式では、受信信号と遅延信号が１有効シンボル期間遅延しているので、受信信号のデータシンボルの最後尾の所定期間のデータ信号と遅延信号のデータシンボルの先頭に複写されたガードインターバルとが時間軸上で一致し、相関値が最大値となる点が得られる。この最大値を得るときの時間軸上の位置を基準として受信信号の復調動作が行われる。
【０００６】
以下、同期シンボル群を利用してＯＦＤＭ信号の同期をとる方式について図３を用いて簡単に説明する。
【０００７】
図３は一定周期毎にヌル区間の挿入された伝送信号を受信し、この受信信号の電力値を求め、求めた電力値の大きさを比較器で判定して前述のヌル区間を検出し、受信信号と同期をとるディジタルデータ伝送装置の受信部側の復調部の同期検出部を示したものである。
【０００８】
送信機Ｔｘから送信された一定周期毎にヌル区間の挿入されたＯＦＤＭ方式のＲＦ伝送信号を受信機Ｒｘで受信し、受信機Ｒｘのダウンコンバータ２１でＲＦ信号をベースバンド信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器２２でデジタル変換されたデジタル受信信号が端子１に与えられる。この端子１に与えられたディジタル受信信号は、電力算出器１５で電力値が求められる。電力算出器１５から出力された電力値Ｓ１１は平均電力算出器６で平均電力が求められる。この平均電力は遅延器７で１シンボル以上の遅延がかけられる。乗算器９では遅延器７の出力(平均電力)を１／Ｎ(Ｎは正の実数)して、前述の電力値Ｓ１１と比較するためのしきい値Ｓ１３とする。
【０００９】
そして、適応形受信レベル判定器１４の比較器１２で、電力値の大きさが判定される。電力値Ｓ１１が、しきい値Ｓ１３より大きければ、レベル判定器１４の出力Ｓ１２は、「Ｈ」レベル、しきい値Ｓ１３より小さければ「Ｌ」レベルとなる。ここで、適応形受信レベル判定器１４の出力そのものは、前述のように、受信信号の大きさを判定するだけなので、「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルが、所定の長さ（時間）続くか否かの判定はされていない。
そこで、ヌル区間判定器１９において、受信レベル判定器１４の出力の「Ｌ」レベルが、所定の長さ（時間）、続いている場合に、ヌル区間有りと判定し、ヌル区間検出パルスＳ１９を出力する。
以上のような構成により、受信信号から「Ｌ」レベルが所定の長さ(時間)連続するヌル区間を検出し、フレーム開始点のおおよその同期位置を合わせることができる。
【００１０】
しかし、受信機Ｒｘで受信信号を正しく復調するためには、受信機Ｒｘにおいて、受信した受信信号から受信機Ｒｘのフレームカウンタ２４のカウント開始点(復調器４０でのデータシンボルの復調開始点)を１クロック周期の精度まで一致させる必要がある。
その一方式として、送信機Ｔｘにおいて、伝送する送信信号に、ヌルシンボルの他に、時間軸上の特定の時点を指し示すための同期シンボルを挿入する。
この挿入される同期シンボル信号としては、所定の最大周波数から最小周波数まで変化するスイープ信号やＰＮ符号等がある。
【００１１】
以下、図４に示すように、ヌルシンボルに続いてスイープシンボルを挿入したベースバンド信号Ｓ２１を用いた場合を例にして説明する。ここで、ベースバンド信号Ｓ２１のスイープシンボルに含まれる周波数成分を図４の(ｑ)に示す。まず、図３のスイープ相関演算器２内で受信機Ｒｘに設定されたスイープ信号の周波数パターンと等価な基準信号（図４の（ｑ）と同一のスイープ信号）と、図４の（ｐ）に示す受信したベースバンド信号Ｓ２１との相関演算を行う。
ここで、スイープ相関の演算範囲である、ｋ＝０，ｋ＝１４は、図４に示す様に相関演算窓を表す。
【００１２】
この相関演算は、図４に示すように、相関演算を開始するサンプル点を、順次１クロック期間ずつずらしながら、１シンボル期間における相関値のピークを検出するものである。
例えば、相関演算の回数を１５回として相関演算の開始点を、ｋ＝０からｋ＝１４まで１つずつ順にずらしたとき、その都度相関演算結果をプロットすると、図４の（ｒ）のようになる。ここで、横軸はサンプルポイントで、縦軸は相関値である。なお、図５は、図４の（ｒ）を拡大したものである。
この例では、相関演算開始点から７サンプル目(ｋ＝７)に最大相関があることを示している。
【００１３】
図３のヌル区間判定器１９でヌル検出されたとき出力されるヌル区間検出信号Ｓ１９が、スイープ相関演算開始タイミング調整用のカウンタ２７に入力され、カウンタ値はクリアされる。
そして比較器２６において、このカウンタ２７のカウント出力Ｓ２７が定数レジスタ２８で設定される値に達成した時、相関演算開始信号Ｓ２６を発生する。
この信号Ｓ２６が、スイープ相関演算器２の相関演算開始タイミングとなる。
次に、相関演算器２で算出した相関演算のピークの値に有意性があるか否かを判定する。この有意性判定方法を、図３と図５を用い説明する。なお、相関演算の値は、受信信号のレベルに比例するものである。
【００１４】
図３において、ベースバンド受信信号は、スイープ相関演算器２で前述のスイープ相関演算され、スイープ相関値１２４が求められる。このスイープ相関値１２４を、図５のＣ１に示す。
このスイープ相関演算は、相関演算開始点から１サンプルずらしながら行われるので、スイープ相関演算器２からは、スイープ相関値１２４の値と、その値が何回目（回数をｋで表す）の相関演算値なのかを表す演算回数１２５を、合わせて出力する。
【００１５】
そして、スイープ相関のピーク判定器１７において、スイープ相関値１２４の最大値の大きさの判定を行い、スイープ相関値に有意性があるかを判定する。
ここで、スイープ相関値の最大値の大きさの有意性判定に用いるしきい値は、平均電力算出器６の出力を遅延器７で遅延した受信信号平均電力値Ｓ７を用い、乗算器８でレベル変換したものである。即ち、このしきい値は、受信信号の平均電力値に基づいて決定される。
このしきい値を可変する理由は、受信信号のレベルに比例して、スイープ相関演算結果が変化するためである。
【００１６】
つまり、受信信号が標準的なレベルにおいては、しきい値として図５のＣ４が適していたとしても、受信信号のレベルが変動して小さくなると、図５のＣ５の方が適するためである。
【００１７】
ピーク判定器１７の出力Ｓ１７は、有意性があると判定された相関ピークの得られたサンプル点ｋの値を示す。相関ピークの位置を示す信号Ｓ１７は、加算器２９に入力される。一方、定数レジスタ３０には、例えば、相関演算回数の総回数の約１／２に相当する数値が予め設定してある。本実施例の場合は、レジスタ３０における値は演算回数１５回の約１／２の“７”である。そして、加算器２９において、レジスタ３０の値が実際の相関ピークの時間軸位置を示す信号Ｓ１７と比較されて、両者の差に応じたタイミング補正信号Ｓ２９が出力される。補正信号Ｓ２９は、実際の相関ピークの時間軸位置を示す信号Ｓ１７の値がレジスタ３０に設定された値よりどれだけずれているかを示す。
【００１８】
一方、カウンタ２３は、フレームカウンタ２４のリセットタイミング補正用のカウンタであり、ヌル区間検出信号Ｓ１９でクリアされ、カウントアップが開始される。
このカウンタ２３の出力は、比較器２５で、相関ピーク位置信号Ｓ１７と定数レジスタ３０の値を加算器２９で加算したフレームカウンタリセットタイミング補正値Ｓ２９と比較され、一致したときフレームカウンタリセット信号４を出力する。
フレームカウンタ２４は、フレームカウンタリセット信号４にてクリアされ、受信機Ｒｘの制御信号Ｓ２４を生成する。また、フレームカウンタリセット信号４は、復調器４０の復調開始点を与える。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
空間等の無線伝送路を用いてデータを伝送する場合、受信機には送信機から直接届いた送信信号そのもの（以下、主波という）の他、送信信号が山や建物などで反射して発生する遅延送信信号（以下、反射波という）が合成された、マルチパスフェージングを有する伝送信号を受信することになる。
このマルチパスフェージングを有する伝送信号は、主波と反射波が伝送路上で合成されるので、従来技術に示す様に、スイープシンボルの挿入された伝送信号（主波）に、主波の遅延波（反射波）が加わると、図６の（ａ）のように、相関演算の結果は、主波のピークＣ１の他、反射波によるピークＣ６が生じる。
このマルチパスフェージングは、時間とともに変化するので相関演算の結果は図６の（ｂ）、（ｃ）に示すように、各ピークが刻々変化する。
なお、図において、Ｃ４は相関演算結果の有意性判定用のしきい値である。
このような状況において、受信信号から同期検出を行なう場合、相関演算結果の最大値(有意性判定用のしきい値を越える値)が、受信機の復調を開始する基準タイミング（この例では相関演算回数の約１／２のｋ＝７に選ぶ）の位置に合うように、受信機のフレームタイミングを調整する。
【００２０】
ここで、前述の様なマルチパスフェージングを有する信号が、図６の（ａ）、（ｃ）に示すように、しきい値Ｃ４を越える値の主波ピークＣ１として、受信機で最初に受信される場合には、主波を受信機の基準タイミングｋ＝７に、合わせることができる。
しかし、図６の（ｂ）に示すように、主波ピークＣ１がしきい値Ｃ４を越えず、反射波のピークＣ６がしきい値Ｃ４を越える値の場合は、反射波を同期の基準となる信号であると誤り、図７の（ａ）に示す様に、反射波を受信機の基準タイミングｋ＝７に合せてしまい、反射波に同期してしまうという問題が発生する。本発明は、これらの欠点を除去し、マルチパスフェージングが存在する状況においても、反射波に同期しないようにし、主波に同期する確度を向上させ、安定した同期検出ができるデータ伝送装置を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の目的を達成するため、伝送データシンボルに所定の間隔で、所定の同期シンボル群が挿入されたフレーム構成の信号を伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ伝送装置おいて、受信機側で、受信信号と所定の同期シンボルとの相関演算を行うに際して、当該相関演算により得られる相関演算値の所定期間の値を所定減衰処理したうえで、当該相関演算値の最大値を検出し、当該検出した最大値に基づき、上記受信機の同期検出、制御を行うものである。
また、上記受信信号と所定の同期シンボルとの相関演算を所定の相関演算窓範囲で所定回数ずつ行うに際して、上記所定回数の演算の内、総演算回数の中間から所定番目以降の相関演算により得られる相関演算値を、１／Ｎ倍（Ｎ＞１）とした上で、当該相関演算値の最大値を検出し、当該検出した最大値に基づき、上記受信機の同期検出、制御を行うものである。
また、上記最大値を所定のしきい値と比較し、該最大値が上記所定のしきい値よりも大きい場合に、当該最大値が得られるときの時間軸位置の情報に基づき、上記受信機のフレームタイミングを制御するものである。
また、上記受信信号と所定の同期シンボルとの相関演算を所定の相関演算窓範囲で所定回数ずつ行うに際して、上記所定回数の演算の内、総演算回数の中間から所定番目以降の相関演算により得られる相関演算値を、上記しきい値よりも小さくなるように減衰処理するものである。
さらに、上記相関値を求める所定回数の演算の最終番目より所定番目前に上記最大相関値を得る時間軸位置がくるように上記受信機のフレームタイミングを制御するものである。
【００２２】
また、伝送データシンボルに所定の間隔で、所定の同期シンボル群が挿入されたフレーム構成の信号を伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ伝送装置おいて、受信機側で、上記受信信号と所定の同期シンボルとの相関演算を所定の相関演算窓範囲で所定回数ずつ行い、当該相関演算により得られる相関演算値の最大値を検出し、当該検出した最大値に基づき、上記受信機の同期検出、制御を行い、上記相関値を求める所定回数の演算の最終番目より所定番目前に上記最大相関値を得る時間軸位置がくるように上記受信機のフレームタイミングを制御するものである。
【００２３】
また、ガードインターバルを付加したデータシンボルがつらなった信号を伝送する直交周波数分割多重変調方式を用いたデータ伝送装置おいて、受信機側で、受信信号と、該受信信号を１有効シンボル期間遅延した信号との相関演算を行うに際して、当該相関演算により得られる相関演算値の所定期間の値を所定減衰処理したうえで、当該相関演算値の最大値を検出し、当該検出した最大値に基づき、上記受信機の同期検出、制御を行うものである。
また、上記受信信号と該受信信号を１有効シンボル期間遅延した信号との相関演算を所定の相関演算窓範囲で所定回数ずつ行うに際して、上記所定回数の演算の内、総演算回数の中間から所定番目以降の相関演算により得られる相関演算値を、１／Ｎ倍（Ｎ＞１）とした上で、当該相関演算値の最大値を検出し、当該検出した最大値に基づき、上記受信機の同期検出、制御を行うものである。
さらに、上記最大値を所定のしきい値と比較し、該最大値が上記所定のしきい値よりも大きい場合に、当該最大値が得られるときの時間軸位置の情報に基づき、上記受信機のフレームタイミングを制御するものである。
【００２４】
また、上記受信信号と該受信信号を１有効シンボル期間遅延した信号との相関演算を所定の相関演算窓範囲で所定回数ずつ行うに際して、上記所定回数の演算の内、総演算回数の中間から所定番目以降の相関演算により得られる相関演算値を、上記しきい値よりも小さくなるように減衰処理するものである。
また、上記相関値を求める所定回数の演算の最終番目より所定番目前に上記最大相関値を得る時間軸位置がくるように上記受信機のフレームタイミングを制御するものである。
その結果、マルチパスフェージングにより主波に遅れて発生する反射波の相関演算値が１／Ｎになり、結局、相関演算値のピーク値の有意性を判断するしきい値より小さくすることができるため、反射波を受信機の基準タイミングに合わせてしまい、反射波に同期してしまうという問題が発生しなくなる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施例を、図１、図２、図７及び図８を用いて詳細に説明する。図１は、前述の従来技術の説明に用いた図３のスイープ相関演算器２、スイープ相関ピーク判定器１７の部分に、比較器３１、定数レジスタ３２、乗算器３３を付加した構成であり、他の部分は、図３と同様の構成、動作である。
この動作は、スイープ相関演算器２とスイープ相関ピーク判定器１７の間に、乗算器３３を設け、スイープ相関演算器２から出力される相関演算値を、乗算器３３により、以下のようにして、１／Ｎ（Ｎ＞１）に減衰する。
具体的な例として、乗算器３３のゲインを１／Ｎにするのは、演算回数１５回（本例では１５回であるが、実現可能な回数であれば幾つでも良い）の内、最初の１０回はＮ＝１（１倍）とし、残りの５回はＮ＝２（１／２倍）とする。
即ち、この動作は、スイープ相関演算器２がスイープ相関値１２４と演算回数１２５を合わせて出力するので、例えば、定数レジスタ３２に値“１０”を設定しておくことにより、演算回数１２５が１０回に達すると、比較器３１から比較結果の信号が出力され、乗算器３３の倍率を、１倍から１／２倍に切り替える。
【００２６】
図２は、上記のＮ＝２とした場合のマルチパスフェージングを含む信号の同期検出の例を示すものである。
ここで、マルチパスフェージングの影響で、反射波の相関ピークが主波のそれより大きい場合、図２に示すように、相関演算値を求めた結果において主波Ｃ１の相関値に対し、遅延波Ｃ６の相関値が大きくなる。
そのため、このままでは、反射波の方が相関値が大きいため、反射波に同期することになる。
しかし、本発明では、図２に示すように、相関演算することで得られた相関値を、サンプル点ｋ＝０〜１０までは１倍のままとし、ｋ＝１１〜１４までは１／Ｎ倍（この例ではＮ＝２）としているため、反射波Ｃ６の相関値は反射波Ｃ６Ｓ(破線)の相関値となる。
ここで、この倍率の切替えの設定は、図１の定数レジスタ３２の値を“１１”と指定すれば、１１サンプル目で切り替わることになる。
【００２７】
ここで、Ｎの値は、反射波の相関値が結果的に主波の相関値以下となるような値に設定すればよいが、それぞれの相関値は伝送状況により変化するため、何回化の実測結果をみて、主波の相関値以下となる値に設定する。また、１／Ｎの切り替えの設定は、通常、総演算回数の中間で主波の相関ピークが表れるが、プラス・マイナス数回分ずれて表れることがあるため、総演算回数の中間から数番目(実例では３番目)以降の演算から１／Ｎに切り替える。これにより、総演算回数の中間から数番目以降に表れる反射波の相関値が１／Ｎになる。
即ち、受信した信号では反射波の相関値が大きく、そのままでは反射波に同期してしまうが、上記手段を用いることで、主波の相関値の方が大きいと判定されるため、主波に同期することができる。
【００２８】
次に、第２の実施例として、相関演算の回数の中心、即ち相関値が最大となるサンプル点を、ｋ＝７からｋ＝１１に変更した例を図８を用いて説明する。
従来の技術、第１の実施例共に、送信機と受信機の同期がとれている時、図５に示すように、１５回の相関演算の内、中間の８回目に相関演算の最大値が得られるよう受信機のフレームタイミングを合わせていた。これは、レジスタ２８の設定値で決められる。
ここで、例えば、受信機のＦＦＴ処理するクロックの周波数をｆｓ［Ｈｚ］とし、受信機で最初に同期検出を行う場合、図７の（ｂ）に示すように、主波に対して、（１／ｆｓ）×９［ｓ］の遅延を持ち、かつ遅延波の相関値の方が大きい反射波を持つ受信信号であった場合、従来の構成であれば、反射波Ｃ６を検出してしまう。
【００２９】
そして、次のフレームにおける同期検出が、図７の（ｃ）に示す状況で、以降の相関演算結果が、図７の（ｂ）、（ｃ）の状態を繰り返すとすると、主波が確認できず、反射波に同期したままになる。
そこで、本実施例では、図８の（ａ）に示すように、例えば、１５回の相関演算の内、１２回目に相関演算の最大値が得られるように、受信機のフレーム位置を移動調整する。
具体的には、図１の定数レジスタ２８に設定されている値を第１の実施例での“１５”４つ減らすと相関演算開始点は４サンプル前になるので、図８の（ａ）に示す様に、相関演算値のピーク位置（サンプル点ｋ）は、４つずれて１１となる。
なお、この場合、図１の定数レジスタ３２の値を４つ増やすため、スイープ相関ピーク判定器Ｓ１７の出力は、４つ増す。従って、比較器２５に入力されるフレームカウンタリセットタイミング補正値Ｓ２９が４つ増し、復調器４０に入力されるフレームカウンタリセット信号４が４サンプル遅れることになる。
【００３０】
そこで、図１の定数レジスタ３０の値を４つ減らし、フレームカウンタリセット信号４のタイミングが移動しないようにする。
このようにすると、受信機で最初に同期検出を行なう場合、１５回の相関演算でも、図８の（ｂ）に示すように、１２回目に相関演算の最大値が得られるようにフレームタイミングが調整されているため、主波Ｃ１に対して、（１／ｆｓ）×９［ｓ］の遅延を持つ反射波Ｃ６を確認できる。
また、次のフレームで、図８の（ｃ）のように、反射波Ｃ６の相関値がしきい値Ｃ４以下になれば再同期処理が行われ、図８の（ｄ）のように、しきい値Ｃ４以上の相関値の主波Ｃ１に同期する。
そして、一度、主波Ｃ１に同期すると、図８の（ｄ）のように、反射波Ｃ６は、１５回の相関演算の区間からはずれて確認できなくなるので、以後は主波に安定して同期するようになる。
ここで、相関値の最大値が得られるときの信号の時間軸位置は、実施例では、演算回数１５回で１２回目の演算で最大値が得られるよう、演算の最終番目からずらして設定したが、前述のように、演算回数でプラス・マイナス数回分ずれることを考慮すると、最終番目の演算から数回前の演算において最大値が得られるように上記時間軸位置を設定することでよい。
【００３１】
この第２の実施例では、相関値の最大値が得られるときの信号の時間軸位置を、相関演算回数の中間よりも後ろ側(ｋ＝１１)に配置したので、反射波が相関演算窓の外になる確率が高くなり、受信機が反射波に同期する可能性はかなり少なくなる。従って、第１の実施例のような、乗算器３３により相関演算回数の後半の演算値を１／Ｎにすることを止めてもかまわない。しかし、ｋ＝１２，１３あるいは１４のサンプル点で、主波よりも大きな反射波を受信する場合を考慮すると、第２の実施例においても、乗算器３３によって相関演算回数の後半の演算値を１／Ｎにすることが好ましい。
【００３２】
次に、本発明の第３の実施例について、図９及び図１０を用いて説明する。
既に説明した第１及び第２の実施例においては、データシンボルに同期シンボルを付加したＯＦＤＭ信号の同期処理を例に説明した。しかし、第３の実施例では、同期シンボルを持たないＯＦＤＭ信号における同期処理である。この方式において送信されるＯＦＤＭ信号は、１シンボルが、ＯＦＤＭ方式で変調して得られた時間軸データ信号と、この時間軸データ信号の最後尾の所定期間の信号がそのシンボルの最前部に複写されたガードインターバルを有する信号で構成されている。
図９は、ガードインターバルを用いた相関方式のＯＦＤＭ方式データ伝送装置の構成を示すものである。なお、図１と同符号のものは同一機能要素を示す。送信機ＴｘでＯＦＤＭ変調されたＲＦ伝送信号は、受信機Ｒｘのダウンコンバータ２１においてベースバンド周波数信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器２２においてベースバンド信号に変換されて端子１に出力される。
【００３３】
端子１での信号を図１０の信号ダイヤグラムの一番上に示す。端子１でのディジタル受信信号は、遅延器５２で１有効シンボル(ガードインターバルを含まない有効データを伝送している期間)期間分だけ遅延がかけられ、遅延受信信号Ｓ５２を得る。
ガード相関演算器５１では、端子１でのディジタル受信信号と遅延受信信号Ｓ５２との相互相関値を演算する。ガード相関演算器５１の出力を図１０のガード相関値１２６に示す。
端子１でのディジタル受信信号は、図１０に示す様にデータシンボルの終わりの「ａ’」の区間が、データシンボルの始めの部分である「ａ」の部分（ガードインターバル）に複写され、付加されている。従って、ディジタル受信信号の「ａ’」の区間と１有効シンボル期間遅延した遅延受信信号Ｓ５２の「ａ」の区間が時間軸上で一致し、最も高い相関ピークが得られる。
この場合、ガード相関値１２６は「ａ”」に示す様な相関ピークが得られる。同様に、「ｂ’」と「ｂ」から「ｂ”」を、「ｃ’」と「ｃ」から「ｃ”」をそれぞれ得る。
【００３４】
上記のガードインターバルによる相関方式と第１，第２の実施例でのヌル、スイープシンボルを含む信号から同期をとるスイープ相関方式とは、相関をとる信号が異なる。しかし、図９のガード相関値１２６と図１のスイープ相関値１２４は、第１，第２の実施例と同様の相関ピークが得られる。
従って、第３の実施例においても、相関値を得た後の同期処理の方法は、第１，第２の実施例のやり方と同様であるので、説明を省略するが、第１，第２の実施例と同様に、反射波の影響を低減することができる。
なお、第１，第２，第３の実施例では、乗算器３３によって相関演算回数の中間から所定回数以降の相関値を１／Ｎにして反射波に同期しないようにしていたが、乗算器３３の代わりに、比較器３１の出力で相関演算回数の中間から所定回数以降の相関値１２４あるいは１２６を、所定の小さな値（例えば、相関値の有意性判定に用いるしきい値である乗算器８出力の値以下の値）に切り替え出力する出力切替器としても良い。
また、図１及び図９の受信機Ｒｘは、ダウンコンバータ２１とＡ／Ｄ変換器２２を除く他の部分あるいはそれらの一部の機能を高速のコンピュータを使用したソフトウエア制御によっても実施することができる。
【００３５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明を用いることで、マルチパスフェージングがある信号においても、主波に同期する確度を向上させることができるとともに、相関演算量を増やすことなく、遅延時間の長い反射波の存在に対しても、主波に同期する確度が向上するので、安定した同期検出のできるデータ伝送装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のデータ伝送装置の一実施例の構成を示すブロック図
【図２】本発明のスイープ相関演算の動作を説明するための図
【図３】従来のデータ伝送装置の一例の構成を示すブロック図
【図４】受信信号とスイープ相関演算結果の関係を説明するための図
【図５】従来のスイープ相関演算値と有意性しきい値の関係を説明するための図
【図６】従来のスイープ相関演算値と有意性しきい値の関係を説明するための図
【図７】従来のスイープ相関演算値と有意性しきい値の関係を説明するための図
【図８】本発明のスイープ相関演算値と有意性しきい値の関係を説明するための図
【図９】本発明のデータ伝送装置の他の実施例の構成を示すブロック図
【図１０】図９に示す本発明の相関演算の動作を説明するための図
【符号の説明】
１：デジタル受信信号、２：スイープ相関演算器、６：平均電力算出器、７：遅延器、８，３３：乗算器、１４：適応形受信信号レベル判定器、１５：電力算出器、１７：スイープ相関ピーク判定器、１９：ヌル区間判定器、２０：送信機、２１：ダウンコンバータ、２２：Ａ／Ｄ変換器、２３，２７：カウンタ、２４：フレームカウンタ、２５，２６，３１：比較器、２８，３０，３２：定数レジスタ、２９：加算器、４０：復調器、５１：ガード相関演算器、５２：遅延器。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a synchronization detection method for detecting a no-signal section in a received signal and performing synchronous reproduction, and a transmission apparatus having this method.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art In recent years, an orthogonal frequency division multiplex transmission system (OFDM system) having a feature of being resistant to multipath fading and ghost has attracted attention as a multiplexing system for mobile radio and terrestrial digital radio communications. In this method, a signal obtained by digitally modulating a large number of tens to several hundreds of carriers arranged at the same frequency interval fs at a symbol frequency fsy (= 1 / Tsy), that is, an OFDM signal (orthogonal frequency). This is a method for transmitting an information code using a division multiplexing signal.
[0003]
When a transmission signal modulated and transmitted by this method is received and demodulated on the receiving side, first, it is necessary to regenerate synchronization from the received OFDM signal.
Therefore, on the transmission side, synchronization of a null signal that is a no-signal period at the beginning of a frame that is a unit of data transmission processing in advance and a sweep signal that has a signal component that changes from the maximum frequency to the minimum frequency of the transmission band in a predetermined period There has been proposed a method of inserting symbol groups and detecting them on the receiving side to reproduce synchronization (TVJ Technical Report VOL.19, NO.18-August 1995). Further, as an example of a specific method of detecting a null interval and clock synchronization using a sweep signal, there is an invention described in Japanese Patent Laid-Open No. 11-168446 relating to the invention of the present applicant.
[0004]
Japanese Laid-Open Patent Publication No. 7-99486 discloses a method of synchronizing an OFDM signal having no synchronization symbol such as a null interval and a sweep signal. As will be described later, an OFDM signal transmitted by this method is a time-axis data signal obtained by modulating one symbol by the OFDM method, and a signal of a predetermined period at the end of this time-axis data signal is the symbol. This is a configuration having a guard interval copied at the forefront of the.
[0005]
This method performs an operation for obtaining a cross-correlation value between an OFDM received signal and a signal obtained by delaying the received signal by one effective symbol period (one symbol period excluding the guard interval). In this method, since the received signal and the delayed signal are delayed by one effective symbol period, the data signal of the last predetermined period of the data symbol of the received signal and the guard interval copied at the head of the data symbol of the delayed signal are A point that matches on the time axis and has a maximum correlation value is obtained. The demodulating operation of the received signal is performed with reference to the position on the time axis when obtaining the maximum value.
[0006]
Hereinafter, a method of synchronizing OFDM signals using a synchronization symbol group will be briefly described with reference to FIG.
[0007]
FIG. 3 receives a transmission signal in which a null interval is inserted every fixed period, obtains a power value of the received signal, determines the magnitude of the obtained power value with a comparator, and detects the aforementioned null interval, 2 shows a synchronization detector of a demodulator on the receiver side of a digital data transmission apparatus that synchronizes with a received signal.
[0008]
The receiver Rx receives an OFDM RF transmission signal transmitted from the transmitter Tx with a null interval inserted at regular intervals, and the downconverter 21 of the receiver Rx converts the RF signal into a baseband signal. The digital reception signal digitally converted by the / D converter 22 is supplied to the terminal 1. The power value of the digital reception signal applied to the terminal 1 is obtained by the power calculator 15. From the power value S11 output from the power calculator 15, the average power is obtained by the average power calculator 6. This average power is delayed by one symbol or more by the delay unit 7. In the multiplier 9, the output (average power) of the delay device 7 is set to 1 / N (N is a positive real number) and is set as a threshold value S13 for comparison with the power value S11.
[0009]
Then, the comparator 12 of the adaptive reception level determiner 14 determines the magnitude of the power value. If the power value S11 is greater than the threshold value S13, the output S12 of the level determiner 14 is at the “H” level, and if it is less than the threshold value S13, it is at the “L” level. Here, since the output itself of the adaptive reception level determination unit 14 only determines the magnitude of the reception signal as described above, the “H” level or the “L” level continues for a predetermined length (time). It is not determined whether or not.
Therefore, when the “L” level of the output of the reception level determiner 14 continues for a predetermined length (time) in the null interval determiner 19, it is determined that there is a null interval, and the null interval detection pulse S19 is set. Output.
With the configuration as described above, it is possible to detect a null section in which the “L” level continues for a predetermined length (time) from the received signal, and to adjust the approximate synchronization position of the frame start point.
[0010]
However, in order to correctly demodulate the received signal at the receiver Rx, the receiver Rx starts the count start point of the frame counter 24 of the receiver Rx from the received received signal (demodulation start point of the data symbol at the demodulator 40). Must be matched to the accuracy of one clock period.
As one method, the transmitter Tx inserts a synchronization symbol for indicating a specific point in time on the time axis in addition to a null symbol in a transmission signal to be transmitted.
Examples of the synchronization symbol signal to be inserted include a sweep signal changing from a predetermined maximum frequency to a minimum frequency, a PN code, and the like.
[0011]
Hereinafter, as shown in FIG. 4, a case where a baseband signal S21 in which a sweep symbol is inserted after a null symbol is used will be described as an example. Here, the frequency component included in the sweep symbol of the baseband signal S21 is shown in (q) of FIG. First, the reference signal equivalent to the frequency pattern of the sweep signal set in the receiver Rx in the sweep correlation calculator 2 in FIG. 3 (the same sweep signal as (q) in FIG. 4), and (p) in FIG. The correlation calculation with the received baseband signal S21 is performed.
Here, the calculation range of the sweep correlation, k = 0, k = 14, represents a correlation calculation window as shown in FIG.
[0012]
In this correlation calculation, as shown in FIG. 4, the peak of the correlation value in one symbol period is detected while sequentially shifting the sampling points for starting the correlation calculation by one clock period.
For example, when the number of correlation calculations is set to 15 and the correlation calculation start point is shifted one by one from k = 0 to k = 14, the correlation calculation result is plotted as shown in FIG. become. Here, the horizontal axis is a sample point, and the vertical axis is a correlation value. FIG. 5 is an enlarged view of (r) of FIG.
This example shows that there is a maximum correlation at the seventh sample (k = 7) from the correlation calculation start point.
[0013]
A null interval detection signal S19 output when null detection is performed by the null interval determiner 19 of FIG. 3 is input to the counter 27 for adjusting the sweep correlation calculation start timing, and the counter value is cleared.
In the comparator 26, when the count output S27 of the counter 27 reaches the value set in the constant register 28, a correlation calculation start signal S26 is generated.
This signal S26 is the correlation calculation start timing of the sweep correlation calculator 2.
Next, it is determined whether or not the peak value of the correlation calculation calculated by the correlation calculator 2 is significant. This significance determination method will be described with reference to FIGS. The correlation calculation value is proportional to the level of the received signal.
[0014]
In FIG. 3, the baseband received signal is subjected to the above-described sweep correlation calculation by the sweep correlation calculator 2 to obtain a sweep correlation value 124. The sweep correlation value 124 is indicated by C1 in FIG.
Since this sweep correlation calculation is performed while shifting by one sample from the correlation calculation start point, the sweep correlation calculator 2 gives the value of the sweep correlation value 124 and the correlation calculation number of times (the number of times is represented by k). The operation count 125 indicating whether the value is a value is output together.
[0015]
Then, the sweep correlation peak determination unit 17 determines the maximum value of the sweep correlation value 124 to determine whether the sweep correlation value is significant.
Here, the threshold value used for determining the significance of the maximum value of the sweep correlation value is the received signal average power value S7 obtained by delaying the output of the average power calculator 6 by the delay unit 7, and the multiplier 8 uses it. Level-converted. That is, this threshold value is determined based on the average power value of the received signal.
The reason for changing the threshold value is that the result of the sweep correlation calculation changes in proportion to the level of the received signal.
[0016]
That is, when the received signal is at a standard level, even if C4 in FIG. 5 is suitable as a threshold value, C5 in FIG. 5 is more suitable when the level of the received signal fluctuates and becomes smaller.
[0017]
The output S17 of the peak determiner 17 indicates the value of the sample point k from which the correlation peak determined to be significant is obtained. A signal S17 indicating the position of the correlation peak is input to the adder 29. On the other hand, in the constant register 30, for example, a numerical value corresponding to about ½ of the total number of correlation calculations is set in advance. In the case of the present embodiment, the value in the register 30 is “7”, which is about ½ of 15 operations. Then, in the adder 29, the value of the register 30 is compared with a signal S17 indicating the time axis position of the actual correlation peak, and a timing correction signal S29 corresponding to the difference between the two is output. The correction signal S <b> 29 indicates how much the value of the signal S <b> 17 indicating the actual correlation peak time axis position deviates from the value set in the register 30.
[0018]
On the other hand, the counter 23 is a counter for correcting the reset timing of the frame counter 24, and is cleared by the null section detection signal S19 and starts counting up.
The output of the counter 23 is compared by the comparator 25 with the frame counter reset timing correction value S29 obtained by adding the correlation peak position signal S17 and the value of the constant register 30 by the adder 29. Output.
The frame counter 24 is cleared by the frame counter reset signal 4 and generates a control signal S24 for the receiver Rx. The frame counter reset signal 4 gives a demodulation start point of the demodulator 40.
[0019]
[Problems to be solved by the invention]
When data is transmitted using a wireless transmission line such as space, the transmission signal is reflected directly by the mountain or building in addition to the transmission signal itself (hereinafter referred to as the main wave) that has arrived directly from the transmitter to the receiver. A transmission signal having multipath fading, which is a combination of delayed transmission signals (hereinafter referred to as reflected waves) to be received, is received.
In the transmission signal having multipath fading, the main wave and the reflected wave are combined on the transmission path, so that the main signal delay wave is added to the transmission signal (main wave) in which the sweep symbol is inserted as shown in the prior art. When (reflected wave) is added, as shown in FIG. 6 (a), the result of correlation calculation includes a peak C6 due to the reflected wave in addition to the peak C1 of the main wave.
Since this multipath fading changes with time, as shown in FIGS. 6B and 6C, the peaks of the correlation calculation result change every moment.
In the figure, C4 is a threshold value for determining the significance of the correlation calculation result.
In such a situation, when performing synchronization detection from the received signal, the maximum correlation calculation result (value exceeding the threshold for significance determination) is the reference timing (in this example, the correlation is started). The frame timing of the receiver is adjusted so as to match the position of k = 7, which is about half the number of operations.
[0020]
Here, as shown in FIGS. 6A and 6C, a signal having multipath fading as described above is first received by the receiver as a main wave peak C1 having a value exceeding the threshold C4. In this case, the main wave can be adjusted to the reference timing k = 7 of the receiver.
However, as shown in FIG. 6B, when the main wave peak C1 does not exceed the threshold value C4 and the reflected wave peak C6 exceeds the threshold value C4, the reflected wave is used as a reference for synchronization. As shown in FIG. 7A, there is a problem that the reflected wave is synchronized with the reference timing k = 7 of the receiver and is synchronized with the reflected wave. The present invention eliminates these drawbacks and provides a data transmission apparatus that can be synchronized with the reflected wave, improve the accuracy of synchronization with the main wave, and perform stable synchronization detection even in a situation where multipath fading exists. The purpose is to do.
[0021]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention provides a data transmission apparatus using an orthogonal frequency division multiplex modulation system that transmits a frame-structured signal in which a predetermined synchronization symbol group is inserted into a transmission data symbol at a predetermined interval. When the correlation calculation between the received signal and the predetermined synchronization symbol is performed on the receiver side, the correlation calculation value obtained by the correlation calculation is subjected to predetermined attenuation processing, and then the maximum correlation calculation value is obtained. A value is detected, and synchronization detection and control of the receiver are performed based on the detected maximum value.
Further, when the correlation calculation between the received signal and the predetermined synchronization symbol is performed a predetermined number of times within a predetermined correlation calculation window range, the correlation calculation is performed by a predetermined correlation calculation from the middle of the total number of calculations. The correlation calculation value to be obtained is 1 / N times (N> 1), the maximum value of the correlation calculation value is detected, and synchronization detection and control of the receiver is performed based on the detected maximum value. It is.
Further, the receiver compares the maximum value with a predetermined threshold value, and when the maximum value is larger than the predetermined threshold value, based on the information on the time axis position when the maximum value is obtained, the receiver The frame timing is controlled.
Further, when the correlation calculation between the received signal and the predetermined synchronization symbol is performed a predetermined number of times within a predetermined correlation calculation window range, the correlation calculation is performed by a predetermined correlation calculation from the middle of the total number of calculations. The obtained correlation calculation value is attenuated so as to be smaller than the threshold value.
Further, the frame timing of the receiver is controlled so that the time axis position for obtaining the maximum correlation value comes a predetermined time before the final number of calculations for obtaining the correlation value.
[0022]
Further, in a data transmission apparatus using an orthogonal frequency division multiplexing modulation system for transmitting a frame-structured signal in which a predetermined synchronization symbol group is inserted into a transmission data symbol at a predetermined interval, the reception signal is received on the receiver side. And a predetermined synchronization symbol are calculated a predetermined number of times within a predetermined correlation calculation window range, the maximum value of the correlation calculation value obtained by the correlation calculation is detected, and based on the detected maximum value, the receiver Synchronous detection and control are performed, and the frame timing of the receiver is controlled so that the time axis position for obtaining the maximum correlation value comes a predetermined time before the final number of calculations for obtaining the correlation value.
[0023]
Further, in a data transmission apparatus using an orthogonal frequency division multiplex modulation system for transmitting a signal in which data symbols to which a guard interval is added is transmitted, the receiver side delays the received signal and the received signal by one effective symbol period. When performing the correlation calculation with the signal, the correlation calculation value obtained by the correlation calculation is subjected to a predetermined attenuation process, and the maximum value of the correlation calculation value is detected. Based on the detected maximum value The synchronization detection and control of the receiver is performed.
Further, when performing the correlation calculation between the received signal and the signal delayed by one effective symbol period by a predetermined number of times within a predetermined correlation calculation window range, the predetermined number of times from the middle of the total number of calculations is included in the predetermined number of calculations. The correlation calculation value obtained by the first and subsequent correlation calculations is set to 1 / N times (N> 1), the maximum value of the correlation calculation value is detected, and based on the detected maximum value, the receiver Synchronous detection and control are performed.
Further, the receiver compares the maximum value with a predetermined threshold value, and when the maximum value is larger than the predetermined threshold value, based on the information on the time axis position when the maximum value is obtained, the receiver The frame timing is controlled.
[0024]
Further, when performing the correlation calculation between the received signal and the signal delayed by one effective symbol period by a predetermined number of times within a predetermined correlation calculation window range, the predetermined number of times from the middle of the total number of calculations is included in the predetermined number of calculations. Attenuation processing is performed so that the correlation calculation values obtained by the th and subsequent correlation calculations become smaller than the threshold value.
In addition, the frame timing of the receiver is controlled so that the time axis position for obtaining the maximum correlation value comes before the final number of the predetermined number of operations for obtaining the correlation value.
As a result, the correlation calculation value of the reflected wave generated behind the main wave due to multipath fading becomes 1 / N, and can eventually be made smaller than the threshold value for determining the significance of the peak value of the correlation calculation value. Therefore, the problem that the reflected wave is synchronized with the reference timing of the receiver and synchronized with the reflected wave does not occur.
[0025]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to FIG. 1, FIG. 2, FIG. 7, and FIG. FIG. 1 shows a configuration in which a comparator 31, a constant register 32, and a multiplier 33 are added to the parts of the sweep correlation calculator 2 and the sweep correlation peak determiner 17 of FIG. The other parts have the same configuration and operation as in FIG.
In this operation, a multiplier 33 is provided between the sweep correlation calculator 2 and the sweep correlation peak determiner 17, and a correlation calculation value output from the sweep correlation calculator 2 is obtained by the multiplier 33 as follows. , 1 / N (N> 1).
As a specific example, the gain of the multiplier 33 is set to 1 / N. The first of the 15 times of calculation (in this example, 15 times, but any number is possible). N = 1 (1 time) for 10 times, and N = 2 (1/2 time) for the remaining 5 times.
That is, in this operation, since the sweep correlation computing unit 2 outputs the sweep correlation value 124 and the number of operations 125 together, for example, by setting the value “10” in the constant register 32, the number of operations 125 becomes 10 When the number of times reaches, the comparator 31 outputs a comparison result signal and switches the multiplier 33 from 1 × to 1/2 ×.
[0026]
FIG. 2 shows an example of signal synchronization detection including multipath fading when N = 2.
Here, when the correlation peak of the reflected wave is larger than that of the main wave due to the influence of multipath fading, as shown in FIG. 2, in the result of obtaining the correlation calculation value, the delayed wave is compared with the correlation value of the main wave C1. The correlation value of C6 increases.
Therefore, as it is, the reflected wave has a larger correlation value, and thus is synchronized with the reflected wave.
However, in the present invention, as shown in FIG. 2, the correlation value obtained by performing the correlation calculation is left as a single value up to sample points k = 0 to 10 and 1 / N until k = 11 to 14. Since it is doubled (N = 2 in this example), the correlation value of the reflected wave C6 is the correlation value of the reflected wave C6S (broken line).
Here, the setting for switching the magnification is switched at the 11th sample if the value of the constant register 32 in FIG. 1 is designated as “11”.
[0027]
Here, the value of N may be set to a value that results in the correlation value of the reflected wave being equal to or less than the correlation value of the main wave. Is set to a value that is equal to or lower than the correlation value of the main wave. In addition, the setting of 1 / N switching usually shows the correlation peak of the main wave in the middle of the total number of calculations, but it may appear shifted by plus or minus several times, so it is several times from the middle of the total number of calculations ( In the actual example, the third and subsequent operations are switched to 1 / N. As a result, the correlation value of the reflected waves appearing several times after the middle of the total number of calculations becomes 1 / N.
In other words, the correlation value of the reflected wave is large in the received signal and it is synchronized with the reflected wave as it is, but it is determined that the correlation value of the main wave is larger by using the above means. Can be synchronized.
[0028]
Next, as a second embodiment, an example in which the center of the number of correlation operations, that is, the sample point where the correlation value is maximized is changed from k = 7 to k = 11 will be described with reference to FIG.
In both the conventional technique and the first embodiment, when the transmitter and the receiver are synchronized, as shown in FIG. 5, the maximum value of the correlation calculation is the eighth in the middle of the 15 correlation calculations. The frame timing of the receiver was adjusted so that it could be obtained. This is determined by the set value of the register 28.
Here, for example, when the frequency of the FFT processing of the receiver is set to fs [Hz], and the synchronization detection is first performed by the receiver, as shown in FIG. If the received signal has a reflected wave having a delay of 1 / fs) × 9 [s] and a delayed wave having a larger correlation value, the reflected wave C6 is detected with the conventional configuration. .
[0029]
If the synchronization detection in the next frame is the situation shown in FIG. 7C, and the subsequent correlation calculation results repeat the states of FIGS. 7B and 7C, the main wave can be confirmed. Instead, it remains synchronized with the reflected wave.
Therefore, in this embodiment, as shown in FIG. 8A, for example, the frame position of the receiver is moved and adjusted so that the maximum value of the correlation calculation is obtained at the 12th out of the 15 correlation calculations. To do.
Specifically, if the value set in the constant register 28 of FIG. 1 is reduced by four “15” in the first embodiment, the correlation calculation start point becomes 4 samples before, so that FIG. As shown in FIG. 4, the peak position (sample point k) of the correlation calculation value shifts to 4 and becomes 11.
In this case, since the value of the constant register 32 of FIG. 1 is increased by four, the output of the sweep correlation peak determination unit S17 is increased by four. Therefore, the frame counter reset timing correction value S29 input to the comparator 25 is increased by four, and the frame counter reset signal 4 input to the demodulator 40 is delayed by 4 samples.
[0030]
Therefore, the value of the constant register 30 in FIG. 1 is reduced by four so that the timing of the frame counter reset signal 4 does not move.
In this way, when synchronization detection is first performed by the receiver, the frame timing is set so that the maximum value of the correlation calculation is obtained at the twelfth time as shown in FIG. Since it is adjusted, the reflected wave C6 having a delay of (1 / fs) × 9 [s] can be confirmed with respect to the main wave C1.
Further, in the next frame, as shown in FIG. 8C, when the correlation value of the reflected wave C6 becomes equal to or lower than the threshold value C4, resynchronization processing is performed, and as shown in FIG. It is synchronized with the main wave C1 having a correlation value equal to or greater than the threshold value C4.
Once synchronized with the main wave C1, as shown in FIG. 8 (d), the reflected wave C6 deviates from the interval of 15 correlation computations and can no longer be confirmed. To come.
Here, the time axis position of the signal when the maximum value of the correlation value is obtained is set to be shifted from the final calculation so that the maximum value can be obtained by the twelfth calculation at the number of calculations of 15 in the embodiment. However, as described above, in consideration of the deviation of the number of calculations by plus or minus several times, the time axis position may be set so that the maximum value is obtained in the calculation several times before the final calculation.
[0031]
In this second embodiment, since the time axis position of the signal when the maximum correlation value is obtained is arranged behind the middle of the number of correlation calculations (k = 11), the reflected wave is reflected in the correlation calculation window. There is a high probability that the receiver will be out of the range and the possibility that the receiver will synchronize with the reflected wave is much less. Therefore, it is possible to stop the calculation value of the second half of the number of correlation calculations from being set to 1 / N by the multiplier 33 as in the first embodiment. However, considering the case where a reflected wave larger than the main wave is received at a sampling point of k = 12, 13 or 14, the second half of the number of correlation calculations is also calculated by the multiplier 33 in the second embodiment. 1 / N is preferable.
[0032]
Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
In the first and second embodiments which have already been described, the description has been given by taking as an example the synchronization processing of an OFDM signal in which a synchronization symbol is added to a data symbol. However, in the third embodiment, the synchronization process is performed on an OFDM signal having no synchronization symbol. The OFDM signal transmitted in this method is a time-axis data signal obtained by modulating one symbol with the OFDM method, and a signal of a predetermined period at the end of this time-axis data signal is copied to the forefront of the symbol. The signal has a guard interval.
FIG. 9 shows a configuration of a correlation-type OFDM data transmission apparatus using a guard interval. 1 denote the same functional elements. The RF transmission signal OFDM-modulated by the transmitter Tx is converted to a baseband frequency signal by the downconverter 21 of the receiver Rx, converted to a baseband signal by the A / D converter 22, and output to the terminal 1.
[0033]
The signal at terminal 1 is shown at the top of the signal diagram in FIG. The digital reception signal at the terminal 1 is delayed by the delay unit 52 by one effective symbol (period during which effective data not including the guard interval is transmitted), and a delayed reception signal S52 is obtained.
The guard correlation calculator 51 calculates a cross-correlation value between the digital reception signal at the terminal 1 and the delayed reception signal S52. The output of the guard correlation calculator 51 is shown as a guard correlation value 126 in FIG.
As shown in FIG. 10, the digital received signal at terminal 1 is copied by adding the “a ′” section at the end of the data symbol to the “a” portion (guard interval) that is the beginning of the data symbol. Has been. Therefore, the section “a ′” of the digital reception signal and the section “a” of the delayed reception signal S52 delayed by one effective symbol period coincide on the time axis, and the highest correlation peak is obtained.
In this case, as the guard correlation value 126, a correlation peak as shown by “a ″” is obtained. Similarly, "b""is obtained from" b '"and" b ", and" c "" is obtained from "c'" and "c".
[0034]
The correlation signal based on the guard interval described above and the sweep correlation method that synchronizes from the signal including null and sweep symbols in the first and second embodiments are different in the signal to be correlated. However, the guard correlation value 126 in FIG. 9 and the sweep correlation value 124 in FIG. 1 are the same correlation peaks as in the first and second embodiments.
Therefore, also in the third embodiment, the method of the synchronization processing after obtaining the correlation value is the same as the method of the first and second embodiments, and thus the description thereof is omitted. As in the first embodiment, the influence of the reflected wave can be reduced.
In the first, second and third embodiments, the multiplier 33 sets the correlation value after the predetermined number of times from the middle of the number of correlation calculations to 1 / N so as not to synchronize with the reflected wave. Instead of 33, a correlation value 124 or 126 after the predetermined number of times from the middle of the number of correlation operations is output from the comparator 31 as a predetermined small value (for example, a multiplier which is a threshold value used for determining the significance of the correlation value). It is good also as an output switch which switches and outputs to the value below the value of 8 outputs.
In addition, the receiver Rx of FIGS. 1 and 9 also implements other parts excluding the down converter 21 and the A / D converter 22 or some of those functions by software control using a high-speed computer. Can do.
[0035]
【The invention's effect】
As described above, by using the present invention, it is possible to improve the accuracy of synchronization with the main wave even in a signal with multipath fading, and it is a reflected wave having a long delay time without increasing the amount of correlation calculation. Therefore, the accuracy of synchronization with the main wave is improved, and a data transmission device capable of stable synchronization detection can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of a data transmission apparatus of the present invention.
FIG. 2 is a diagram for explaining the operation of the sweep correlation calculation according to the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an example of a conventional data transmission apparatus.
FIG. 4 is a diagram for explaining a relationship between a received signal and a sweep correlation calculation result
FIG. 5 is a diagram for explaining the relationship between a conventional sweep correlation calculation value and a significance threshold value;
FIG. 6 is a diagram for explaining the relationship between a conventional sweep correlation calculation value and a significance threshold value;
FIG. 7 is a diagram for explaining a relationship between a conventional sweep correlation calculation value and a significance threshold value;
FIG. 8 is a diagram for explaining a relationship between a sweep correlation calculation value and a significance threshold value according to the present invention;
FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of another embodiment of the data transmission apparatus of the present invention.
10 is a diagram for explaining the operation of the correlation calculation of the present invention shown in FIG. 9;
[Explanation of symbols]
1: Digital received signal, 2: Sweep correlation calculator, 6: Average power calculator, 7: Delay unit, 8, 33: Multiplier, 14: Adaptive received signal level determiner, 15: Power calculator, 17: Sweep correlation peak determiner, 19: Null interval determiner, 20: Transmitter, 21: Down converter, 22: A / D converter, 23, 27: Counter, 24: Frame counter, 25, 26, 31: Comparator 28, 30, 32: constant register, 29: adder, 40: demodulator, 51: guard correlation calculator, 52: delay unit.

Claims

At predetermined intervals in the transmission data symbols, Oite the synchronous control method of the data transmission apparatus using orthogonal frequency division multiplexing modulation scheme for transmitting a predetermined signal of the synchronous symbol group is inserted frame structure,
On the receiver side, correlation calculation between the received signal and a predetermined synchronization symbol is performed a predetermined number of times within a predetermined correlation calculation window range, and from among the correlation calculation values obtained by the predetermined number of correlation calculations , from the middle of the total number of calculations A predetermined attenuation process is performed on each correlation calculation value obtained in the correlation calculation after the predetermined number , and the maximum value among all the correlation calculation values obtained is detected. Based on the detected maximum value, the receiver And a synchronization control method for a data transmission apparatus.

At predetermined intervals in the transmission data symbols, Oite the synchronous control method of the data transmission apparatus using orthogonal frequency division multiplexing modulation scheme for transmitting a predetermined signal of the synchronous symbol group is inserted frame structure,
On the receiver side, correlation calculation between the received signal and a predetermined synchronization symbol is performed a predetermined number of times within a predetermined correlation calculation window range, and the maximum correlation calculation value is detected from each correlation calculation value obtained by the predetermined number of correlation calculations. Then, based on the detected maximum value, synchronization detection and control of the receiver are performed, and the maximum correlation calculation value is obtained before the final number after the middle of the total number of calculation times for obtaining the correlation calculation value. A method for controlling synchronization of a data transmission device, wherein the frame timing of the receiver is controlled so that the time axis position comes.

Oite the synchronous control method of the data transmission apparatus using orthogonal frequency division multiplexing modulation scheme for transmitting a signal in which data symbols are continuous with the addition of the guard interval,
At the receiver side, when the correlation calculation between the received signal and the signal delayed by one effective symbol period is performed a predetermined number of times within a predetermined correlation calculation window range , the total number of the calculation is included in the predetermined number of correlation calculations. The correlation calculation value obtained by the correlation calculation after the predetermined number from the middle is subjected to predetermined attenuation processing, and the maximum value among all the correlation calculation values obtained is detected, and the reception is performed based on the detected maximum value. A synchronization control method for a data transmission apparatus, characterized in that synchronization detection and control of an apparatus is performed.

In claim 3,
Of the correlation calculation of the predetermined number of times, when the correlation calculated values obtained by the correlation calculation of a predetermined -th from the middle of the total number of operations for a predetermined attenuation processing, obtained by a predetermined second subsequent correlation calculation from the middle of the total number of operations synchronization control method for data transmission device characterized by the correlation calculation value, and 1 / N times (N> 1).

In a synchronization control method of a data transmission apparatus using an orthogonal frequency division multiplex modulation method for transmitting a signal in which data symbols added with a guard interval are combined,
On the receiver side, a correlation operation between the received signal and a signal obtained by delaying the received signal by one effective symbol period is performed a predetermined number of times within a predetermined correlation calculation window range, and from each correlation calculation value obtained by the predetermined number of correlation operations. The maximum value of the correlation calculation value is detected, and based on the detected maximum value, synchronization detection and control of the receiver is performed, and a predetermined number is given after the final number after the middle of the total calculation number for obtaining the correlation calculation value. A method for controlling synchronization of a data transmission apparatus, comprising: controlling frame timing of the receiver so that a time axis position for obtaining the maximum correlation calculation value is immediately present.