JP4118725B2 - Control drive apparatus and control method for motor actuator - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明はモータアクチュエータに関し、特に自動車用空調装置内に設けられたエアミックスドアなどのドアの開閉作動角度を制御するモータアクチュエータの制御駆動装置および制御方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
自動車用空調装置のドアの開閉を制御駆動するモータアクチュエータは、一般にモータと、ギヤボックスと、出力軸の回転位置を検出するセンサとを備えている。センサとしては、このモータアクチュエータの出力軸に設けられた摺動子が抵抗膜を摺動することによって変化する抵抗比で出力軸の回転位置を検出するようにしたポテンショメータが知られており、それ以外に、出力軸がどの回転範囲の位置にあるかをスイッチパターンにて検出するもの、出力軸の回転位置を直接検出するロータリエンコーダ、あるいは直流モータの極切り替わりパルスをトロイダルコイルにより検出してパルス数によりカウントするもの(たとえば、特許文献1参照。)、漏洩磁束の変化を検出するインダクタおよびコンデンサからなる共振回路を用いるもの(たとえば、特許文献2参照。)が知られている。
【0003】
このようなセンサは、検出した出力軸の回転位置を制御装置にフィードバックさせることによって出力軸が目標の回転位置にて停止させるようにしている。そのため、モータアクチュエータは、モータに給電するための2本の電源端子とセンサの検出信号を制御装置にフィードバックするための出力端子が少なくとも2〜3本必要になる。自動車用空調装置には多くのドアが設けられており、それぞれにモータアクチュエータが付いている。そのため、ドアの数が多くなると、モータアクチュエータとその制御装置とを個々に配線するハーネスも、多くの本数が必要になってくる。
【0004】
そこで、モータにステッピングモータを使用してオープンループ制御すれば、ハーネスの本数を減らすことができる。しかし、ステッピングモータは、回転位置を高精度に制御できる反面、駆動トルクが直流モータに比べて小さいことから、大型のステッピングモータを使用しなければならず、そのため、小型化および低コストが要求される自動車用のモータアクチュエータには向いていない。
【0005】
また、ハーネスの本数を減らすには、制御装置と複数のモータアクチュエータとをLAN(Local Area Network)で結ぶことが有効である(たとえば、特許文献3参照。)。制御装置とモータアクチュエータとの間をLAN化したものは、モータアクチュエータを増やしたことによるハーネス本数の増加はないため、ハーネスの引き回しを簡素化することができる。
【0006】
したがって、自動車用のモータアクチュエータには直流モータを使い、LAN化することで、モータアクチュエータを小型化でき、ハーネスの本数を軽減できるので、軽量・コンパクト化が可能になる。
【0007】
【特許文献1】
特開平7−298689号公報(図1)
【特許文献2】
特開平6−339252号公報(段落番号〔0021〕,図6)
【特許文献3】
特開平10−230736号公報(段落番号〔0026〕〜〔0027〕,図3)
【0008】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、直流モータは、回転位置を検出するセンサが必要になり、精度よく回転位置を検出するには、モータの回転に伴って発生するパルスを検出することになるが、従来のモータアクチュエータでセンサとして用いられているトロイダルコイルまたは共振回路のインダクタは、形状が大きく高価であるため、小型化および低コスト化が難しいという問題点があった。
【0009】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、小型化および低コスト化を可能としたモータアクチュエータの制御駆動装置を提供することを目的とする。
【0010】
【課題を解決するための手段】
本発明では上記問題を解決するために、出力軸が外部から設定された停止位置まで回転されるモータアクチュエータの制御駆動装置において、直流モータの回転に伴ってブラシおよび整流子から発生する回転パルスを前記直流モータに流れる電流から微分コンデンサを介して直接取得するようにしたパルス検出回路を備え、前記パルス検出回路は、前記直流モータに直列に配置された電流検出抵抗から前記微分コンデンサを介して得られたパルスを増幅するパルス増幅回路と、前記パルス増幅回路で増幅されたパルスを所定のしきい値と比較する比較回路とを有し、前記比較回路は、前記パルス増幅回路で増幅されたパルスを異なる2つの所定のしきい値と比較して前記直流モータの正転時の回転パルスと逆転時の回転パルスとを独立して出力する2つの比較器を有していることを特徴とするモータアクチュエータの制御駆動装置が提供される。
【0011】
このようなモータアクチュエータによれば、モータアクチュエータの出力軸の回転位置を微分コンデンサで検出するようにしたことで、高価で形状の大きなトロイダルコイルまたは共振回路のインダクタを用いる必要がないため、コンパクトかつ低コストのモータアクチュエータを構成することができる。
【0012】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、モータアクチュエータ側にモータの回転位置検出を含む制御駆動装置を備えた構成にしてLAN化を可能にした自動車用空調装置のドア開閉用モータアクチュエータを例に図面を参照して詳細に説明する。まず、モータアクチュエータの出力軸の回転位置を算出するのに必要な、モータの回転に伴って発生する回転パルスを検出するためのパルス検出回路について説明する。
【0013】
図1は関連技術に係るパルス検出回路を示す回路図、図2はパルス検出回路の要部波形を示す図、図3はパルス増幅回路の周波数特性を示す図である。
このパルス検出回路は、モータドライバ1のグランド側に接続された電流検出抵抗Rからモータ2に流れる貫通電流を検出し、その貫通電流に含まれる、モータ2の回転に伴って発生するパルスを検出するものである。
【0014】
パルス検出回路は、微分コンデンサCおよび反転増幅回路からなるパルス増幅回路および比較判定回路から構成されている。モータドライバ1と電流検出抵抗Rとの接続点は微分コンデンサCの一方の端子が接続され、この微分コンデンサCの他方の端子は抵抗R1を介して演算増幅器OAの反転入力に接続されている。この演算増幅器OAの非反転入力は電源電圧Vccの電源端子とグランドとの間に直列に接続された2つの抵抗R2,R3からなる分圧器の中点に接続されている。この分圧器は、電源電圧Vccを1/2に分圧して演算増幅器OAの非反転入力に供給する。演算増幅器OAの反転入力と出力との間には、積分コンデンサC1および抵抗R4の並列接続回路が接続されている。
【0015】
演算増幅器OAの出力は、比較器Compの非反転入力に接続され、その反転入力は、電源端子とグランドとの間に直列に接続された2つの抵抗R5,R6からなる分圧器の中点に接続されている。この分圧器は、電源電圧Vccをパルス増幅回路の分圧器の分圧比よりも高いたとえば2/3に分圧して比較器Compの非反転入力に基準電圧として供給する。比較器Compの出力が、このパルス検出回路の出力OUTを構成する。
【0016】
この構成のパルス検出回路において、モータ2が正転または逆転するとき、モータ2の回転に伴ってそのブラシと整流子とにより整流の終了時に発生するパルスが電流検出抵抗Rを流れる。このパルスは、微分コンデンサCおよび抵抗R1を介して演算増幅器OAに入力され、パルス増幅される。このとき、演算増幅器OAの出力には、電流検出抵抗Rに現れたパルス電圧の時間微分に比例した出力電圧が得られる。すなわち、演算増幅器OAの出力のa点には、図2に示したように、抵抗R2,R3による電源電圧Vccの中点電位によってバイアスされた微分信号が得られる。なお、このパルス増幅回路において、微分コンデンサC、演算増幅器OAおよび帰還抵抗R4からなる微分回路では、交流利得が周波数に比例して増加する特性を有しているので、帰還抵抗R4に並列に積分コンデンサC1を接続し、抵抗R1と積分コンデンサC1とによりこの演算増幅器OAに積分特性を持たせて、微分特性が必要な周波数よりも高い周波数帯域のノイズはカットするようにしている。したがって、このパルス増幅回路は、図3に示したように、バンドパスフィルタの特性を有している。この図3によれば、モータ2が定常回転数で回転しているときに発生するパルスが約3.4KHz〜4KHzの周波数を有しているので、この周波数帯域で最も減衰がないようにしている。
【0017】
パルス増幅回路を出力したパルス信号は、比較器Compに入力される。この比較器Compは、その反転入力に電源電圧Vccの2/3の電圧がしきい値として入力されているので、入力されたパルス信号の電圧がしきい値を超えたときに、図2に示したパルスを出力する。このパルスは、モータ2のブラシと整流子とによる整流の終了時に発生したパルスに対応するもので、モータ2がたとえば三相直流モータの場合、モータ2が1回転するごとに6個のパルスが発生するので、これに対応して6個のパルスがパルス検出回路から出力されることになる。
【0018】
なお、パルス検出回路は、モータが正転している場合または逆転している場合のいずれにおいても、同じ比較器Compの出力OUTからモータ2の回転数に相当する数のパルスが出力されるが、モータ2が正転しているか逆転しているかは、モータドライバ1に供給される回転方向指定信号から分かるので、比較器Compから出力されたパルスが正転時のものか逆転時のものかは区別することができる。
【0019】
図4はパルス検出回路の第1の実施の形態を示す回路図、図5はパルス検出回路の要部波形を示す図、図6はモータ停止時に発生するパルスを示す図である。なお、図4において、図1に示した構成要素と同じ構成要素については同じ符号を付してある。
【0020】
このパルス検出回路は、モータドライバ1とモータ2の一方の端子に接続された電流検出抵抗Rからモータ2に流れる電流を検出し、その電流に含まれる、モータ2の回転に伴って発生するパルスを回転方向別に検出するものである。
【0021】
パルス検出回路は、微分コンデンサCおよび反転増幅回路からなるパルス増幅回路および2つの比較判定回路から構成されている。モータ2と電流検出抵抗Rとの接続点aには微分コンデンサCの一方の端子が接続され、この微分コンデンサCの他方の端子は抵抗R1を介して演算増幅器OAの反転入力に接続されている。この演算増幅器OAの非反転入力は電源電圧Vccの電源端子とグランドとの間に直列に接続された2つの抵抗R2,R3からなる分圧器の中点に接続されている。この分圧器は、電源電圧Vccを1/2に分圧して演算増幅器OAの非反転入力に供給する。演算増幅器OAの反転入力と出力との間には、積分コンデンサC1および抵抗R4の並列接続回路が接続されている。
【0022】
演算増幅器OAの出力は、比較器Comp1,Comp2の非反転入力にそれぞれ接続され、それらの反転入力は、電源端子とグランドとの間に直列に接続された3つの抵抗R7,R8,R9からなる分圧器のそれぞれの接続点に接続されている。この分圧器は、電源電圧Vccを3等分した電圧を作るもので、比較器Comp1の反転入力、比較器Comp2の非反転入力のそれぞれに電源電圧Vccの2/3および1/3の電圧を基準電圧として供給する。比較器Comp1,Comp2の各出力OUT1,OUT2が、このパルス検出回路の出力を構成している。
【0023】
この構成のパルス検出回路において、モータ2がたとえば逆転方向に回転するとき、モータ2から発生するパルスが電流検出抵抗Rを流れ、a点には、図5に示したように、パルスが重畳した信号が現れる。この信号は、微分コンデンサCおよび抵抗R1を介してパルス成分が取り出され、演算増幅器OAに入力されて、反転増幅される。このとき、演算増幅器OAの出力のb点には、図5に示したように、抵抗R2,R3による電源電圧Vccの中点電位によってバイアスされたパルス信号が得られる。
【0024】
パルス増幅回路を出力したパルス信号は、比較器Comp1,Comp2に入力される。ここで、比較器Comp1は、その反転入力に電源電圧Vccの2/3の電圧がしきい値として入力され、比較器Comp2は、その非反転入力に電源電圧Vccの1/3の電圧がしきい値として入力されている。したがって、モータ2が逆転方向に回転しているときは、パルス増幅回路から出力されるパルス信号は、電源電圧Vccの中点電位より低い電位のパルス信号が出力されているので、比較器Comp1は、何も出力せず、比較器Comp2は、入力されたパルス信号の電圧が電源電圧Vccの1/3のしきい値を超えたときに、その出力OUT2にパルスを出力する。
【0025】
モータが正転方向に回転しているときは、パルス増幅回路から出力されるパルス信号は、電源電圧Vccの中点電位より高い電位のパルス信号が出力されているので、比較器Comp1は、入力されたパルス信号の電圧が電源電圧Vccの2/3のしきい値を超えたときに、その出力OUT1にパルス信号を出力し、比較器Comp2は、何も出力しない。
【0026】
モータ2がある回転方向に回転駆動されていて停止するとき、モータ2は、その慣性により回り続けようとする。その停止すべき位置からオーバーランしている間、モータ2は発電機として働き、モータドライバ1は、発電された電力を消費させるブレーキモードに入る。このとき、電流検出抵抗Rには、駆動電流と逆向きの発電電流が流れる。
【0027】
たとえば、モータ2が逆転方向に回転しているときに停止の指示があったとすると、図6に示したように、電流検出抵抗Rのa点に現れる信号の波形は、その時点から逆転し、正転方向に回転していたときの波形に相似した波形の信号になる。このため、パルス検出回路は、停止前まで出力のなかった出力OUT1に、モータ2がオーバーランした回転数に相当する数のパルスが出力されることになる。逆に、モータ2が正転方向に回転しているときに停止の指示があった場合には、出力OUT2に、オーバーラン量に相当する数のパルスが出力される。
【0028】
図7はパルス検出回路の第2の実施の形態を示す回路図、図8はパルス検出回路の要部波形を示す図、図9はモータ起動時におけるパルス増幅回路の出力波形を示す図である。なお、図7において、図4に示した構成要素と同じ構成要素については同じ符号を付してある。
【0029】
このパルス検出回路は、モータ2の回転に伴って発生するパルスを回転方向別に検出する際に、モータ2の起動時に発生する突入電流のパルスをキャンセルして回転に関わるパルスのみを出力するようにした機能を有するものである。
【0030】
パルス検出回路は、微分コンデンサC,C0および反転増幅回路からなる2組のパルス増幅回路および4つの比較判定回路から構成されている。モータドライバ1とモータ2の両端子との間には、それぞれ電流検出抵抗R,R0が接続されている。モータ2と電流検出抵抗Rとの接続点aには微分コンデンサCの一方の端子が接続され、この微分コンデンサCの他方の端子は抵抗R1を介して演算増幅器OAの反転入力に接続されている。この演算増幅器OAの非反転入力は電源電圧Vccの電源端子とグランドとの間に直列に接続された2つの抵抗R2,R3からなる分圧器の中点に接続されている。この分圧器は、電源電圧Vccを1/2に分圧して演算増幅器OAの非反転入力に供給する。演算増幅器OAの反転入力と出力との間には、積分コンデンサC1および抵抗R4の並列接続回路が接続されている。同様に、モータ2と電流検出抵抗R0との接続点bには微分コンデンサC0の一方の端子が接続され、この微分コンデンサC0の他方の端子は抵抗R10を介して演算増幅器OA0の反転入力に接続されている。この演算増幅器OA0の非反転入力は、抵抗R2,R3からなる分圧器の中点に接続されている。演算増幅器OA0の反転入力と出力との間には、積分コンデンサC2および抵抗R11の並列接続回路が接続されている。
【0031】
これらパルス増幅回路の後段には、4つの比較器Comp3,Comp4,Comp5,Comp6と2つのインバータINV1,INV2および2つのNANDゲートNAND1,NAND2からなる比較判定回路が設けられている。演算増幅器OAの出力は、比較器Comp3,Comp5の非反転入力にそれぞれ接続され、それらの反転入力は、電源電圧Vccの2/3の電圧を基準電圧として受けるよう抵抗R7と抵抗R8との接続点に接続されている。演算増幅器OA0の出力は、比較器Comp4,Comp6の非反転入力にそれぞれ接続され、それらの反転入力は、電源電圧Vccの1/3の電圧を基準電圧として受けるよう抵抗R8と抵抗R9との接続点に接続されている。比較器Comp3の出力は、NANDゲートNAND1の一方の入力に接続され、比較器Comp4の出力は、インバータINV1を介してNANDゲートNAND1の他方の入力に接続され、このNANDゲートNAND1の出力は、このパルス検出回路の正転時回転パルス出力用の出力OUT1を構成している。比較器Comp5の出力は、インバータINV2を介してNANDゲートNAND2の一方の入力に接続され、比較器Comp6の出力は、NANDゲートNAND2の他方の入力に接続され、このNANDゲートNAND2の出力は、このパルス検出回路の逆転時回転パルス出力用の出力OUT2を構成している。
【0032】
この構成のパルス検出回路において、モータ2がたとえば正転方向に回転するとき、モータ2の駆動電流が電流検出抵抗R0、モータ2および電流検出抵抗Rを通って流れる。そのとき、モータ2と電流検出抵抗Rとの接続点aおよびモータ2と電流検出抵抗R0との接続点bには、図8に示したように、互いに反転された信号が現れる。これらの信号は、それぞれ微分コンデンサC,抵抗R1および微分コンデンサC0,抵抗R10を介して演算増幅器OA,OA0に入力され、反転増幅される。演算増幅器OAの出力のd点には、増幅された下向きのパルスが現れ、演算増幅器OA0の出力のc点には、上向きのパルスが出力される。
【0033】
演算増幅器OAから出力されたパルスは、比較器Comp3,Comp5によって電源電圧Vccの2/3のしきい値と比較され、演算増幅器OA0から出力されたパルスは、比較器Comp4,Comp6によって電源電圧Vccの1/3のしきい値と比較される。
【0034】
次に、電流検出抵抗Rから得た比較器Comp3の出力パルスと電流検出抵抗R0から得た比較器Comp4の出力パルスをインバータINV1で反転したものとをNANDゲートNAND1で論理積を取って出力OUT1に出力する。同様に、電流検出抵抗Rから得た比較器Comp5の出力パルスインバータINV2で反転したものと電流検出抵抗R0から得た比較器Comp6の出力パルスとをNANDゲートNAND2で論理積を取って出力OUT1に出力する。これは、モータ2が起動したときに発生する突入電流のパルスをキャンセルして回転に関わるパルスのみを出力するためのものである。
【0035】
モータ2が起動したときに電流検出抵抗R,R0で検出され、パルス増幅回路でパルス増幅された信号は、図9に示したように、起動直後に、演算増幅器OA,OA0のいずれの出力も立下りの特性を示し、その後は、モータ2の回転に伴うパルスが出力されていることが分かる。ここで、演算増幅器OAの出力の点dに現れる突入パルスは、回転パルスと逆向きに出力されており、演算増幅器OA0の出力の点cに現れる突入パルスは、回転パルスと同じ向きに出力されている。このため、点dに現れる突入パルスは、比較器Comp3,Comp5によって検出されないが、点cに現れる突入パルスは、比較器Comp4,Comp6によって検出されてしまう。
【0036】
そこで、一方の電流検出抵抗Rから得られた比較器Comp3の出力パルスと他方の電流検出抵抗R0から得られた比較器Comp4の出力パルスとを比較し、比較器Comp3,Comp4が同時にパルスを検出したとき、そのパルスを回転パルスとして出力するようにしている。この実施の形態では、比較器Comp3,Comp4から出力される点eおよび点fの検出パルスの向きが反対であるため、比較器Comp4の出力パルスをインバータINV1で反転し、NANDゲートNAND1で比較している。この結果、パルス検出回路の出力OUT1には、回転パルスだけが出力されることになる。これにより、モータ2が起動したときの突入電流による突入パルスが回転パルスとして検出されないので、突入パルスが回転パルスとしてカウントすることにより求められるモータアクチュエータの出力軸の回転位置に誤差が生じことはない。
【0037】
このとき、比較器Comp5は、回転パルスだけを検出し、比較器Comp6が突入パルスを含めた回転パルスを検出するが、比較器Comp5からの回転パルスはインバータINV2で反転されてNANDゲートNAND2に入力されるので、NANDゲートNAND2の2入力が同時にハイレベルになることはない。したがって、NANDゲートNAND2の出力OUT2は、ハイレベルのままで回転パルスは出力しない。
【0038】
同様に、モータ2が逆転方向に駆動されるときは、モータ2の駆動電流が電流検出抵抗R、モータ2および電流検出抵抗R0を通って流れる。そのとき、モータ2と電流検出抵抗Rとの接続点aおよびモータ2と電流検出抵抗R0との接続点bに現れる信号は、図8に示したa点出力とb点出力の波形が逆になり、パルス検出回路の出力パルスも、図9に示したc点出力とd点出力の波形が逆になる。この場合は、比較器Comp3の出力をインバータINV1で反転した出力パルスと比較器Comp6の出力パルスとをNANDゲートNAND2で比較し、パルス検出回路の出力OUT2に回転パルスだけを出力するようにしている。この場合、他方の出力OUT1には、何も出力されない。
【0039】
次に、異所説明したパルス検出回路を備えたモータアクチュエータの制御駆動装置について説明する。
図10は本発明によるモータアクチュエータの制御駆動装置の構成を示すブロック図である。
【0040】
このモータアクチュエータの制御駆動装置10は、空調装置の主制御装置であるLIN(Local Interconnect Network)マスタとの間でLINバスを介して通信を行うLINトランシーバ11を備え、複数のモータアクチュエータを少ない本数のハーネスで接続できるようにしている。制御駆動装置10はまた、全体の制御を行うマイクロコントローラ(CPU)12、ROM(Read Only Memory),RAM(Random Access Memory)などのメモリ13、モータドライバ14、前述のパルス検出回路15、分周回路16、パルスカウンタ17を備え、さらに、このモータアクチュエータをLAN構成ではなく、単独もしくは少ない数の組み合わせで用いるときのためのデューティ入力回路18、入力をLINバスにするかデューティ入力にするかを切り換える入力切換回路19および各回路へ安定化された電圧を供給する定電圧電源20を備えている。
【0041】
モータドライバ14は、直流モータ21に接続され、このモータドライバ14と直流モータ21との間には、パルス検出回路15のための電流検出抵抗R0,Rが接続されている。この電流検出抵抗R0、Rは、微分コンデンサC0,Cを介して制御駆動装置10のパルス検出回路15に接続されている。
【0042】
マイクロコントローラ12は、メモリ13に格納されたプログラムに従ってこの制御駆動装置10の全体を制御する。
モータドライバ14は、制御回路14aと4つの出力トランジスタからなり、出力トランジスタは、Hブリッジ回路を構成し、マイクロコントローラ12からの指示により、直流モータ21に流れる電流の方向を切り換え、正転方向の回転、逆転方向の回転および停止ができるようになっている。
【0043】
パルス検出回路15は、前述の第1または第2の実施の形態のパルス検出回路が用いられる。分周回路16は、パルス検出回路15にて検出されるパルス数が多い場合に、マイクロコントローラ12の処理時間、メモリ13およびパルスカウンタ17の規模が大きくなる場合に必要に応じて使用される。パルスカウンタ17は、後述するように、モータアクチュエータの出力軸の位置を表すパルス数を計数する位置カウンタ、出力軸の旋回範囲を表すパルス数を保持するフルストロークカウンタ、停止指示があった後に直流モータ21が回転してしまうことによる過回転分のパルス数を保持しておくオーバーランカウンタを有している。
【0044】
以上の構成の制御駆動装置10は、集積回路化され、直流モータ21、ギヤボックスおよびコネクタと一体にすることにより、モータアクチュエータの小型化と各種仕様のモータアクチュエータの共通化を計っている。
【0045】
次に、制御駆動装置10の制御の詳細について説明する。
図11は制御駆動装置の全体処理の流れを示すフローチャートである。
まず、自動車用空調装置の電源が投入されると、モータアクチュエータが駆動するドアの旋回範囲を回転させるのに必要なフルストロークのパルス数および原点を検出する(ステップS1)。次に、LINトランシーバ11またはデューティ入力回路18を介して入力された回転指示信号に基づいて直流モータ21を目標位置まで回転させて停止させ(ステップS2)、直流モータ21が実際に停止するまでに回転したオーバーラン量に相当するパルス数を検出する(ステップS3)。次に、自動車用空調装置の制御を終了するかどうかが判断され(ステップS4)、制御終了でなければ、ステップS2に戻って次の回転指示に備える。自動車用空調装置の制御を終了する指示がLINマスタからあったなら、制御終了処理をし(ステップS5)、この制御駆動装置10の制御を終了する。
【0046】
次に、以上の処理の詳細について説明するが、ここでは、外部から指示される停止位置は、フルストロークの百分率で与えられ、自動車用空調装置の電源が投入される前、駆動されるドアが直流モータ21の逆転方向にフルストロークした位置、つまり100%の位置で待機しているものとする。
【0047】
図12はフルストローク原点検出処理の流れを示すフローチャートである。
まず、自動車用空調装置の電源が投入されると、パルスカウンタ17にある位置カウンタ、フルストロークカウンタ、オーバーランカウンタをリセットして、位置カウンタの値x、フルストロークカウンタの値m、オーバーランカウンタの値OPをクリアする(ステップS11)。次に、モータドライバ14に正転方向の回転指示を与えて直流モータ21をフルストロークの100%の位置から正転方向へ回転させる(ステップS12)。次に、直流モータ21が正転方向へ回転することによりパルス検出回路15によって検出された正転時回転パルス出力用の出力OUT1のパルス数を計数し(ステップS13)、フルストロークカウンタにその値mを加算する(ステップS14)。次に、パルス検出回路15が回転パルスを検出しているかどうかを判断する(ステップS15)。ここで、パルス検出回路15が回転パルスを検出している場合は、ステップS12に戻り、引き続き直流モータ21を正転方向へ回転させる。もし、モータドライバ14に正転方向の回転指示を与えているにも拘わらず、パルス検出回路15が回転パルスを検出しなくなり、最後に回転パルスを検出した時点から所定時間経過した場合には、ドアはストローク原点、つまり0%の位置に到達したと判断して、このフルストローク原点検出処理から抜ける。以上のようにして加算されたフルストロークカウンタの値mは、図11に示した処理が終了するまで保持される。
【0048】
図13は設定位置停止処理の流れを示すフローチャートである。
まず、LINマスタから停止位置を表す信号がフルストロークの百分率で入力されると(ステップS21)、直流モータ21を原点から停止位置まで回転するときに検出されなければならない目標パルス数nを算出する(ステップS22)。目標パルス数nは、フルストロークカウンタに保持された値mに入力された停止位置の百分率を掛けることで求められる。
【0049】
次に、目標パルス数nと位置カウンタの値xを比較し(ステップS23)、目標パルス数nと値xとが等しいかどうかを判断する(ステップS24)。自動車用空調装置の電源を投入してから最初の停止位置信号の入力があったときは、値x=0であって目標パルス数nと等しくないので、次に、その目標パルス数nが位置カウンタの値xより大きいかどうかを判断する(ステップS25)。最初の停止位置信号の入力があったときは、目標パルス数nが位置カウンタの値xより大きいので、ステップS26の処理に進む。ステップS26では、目標パルス数nからオーバーランカウンタの値OPを減算し、新たな目標パルス数nとし、目標パルス数nを前回の停止位置信号の入力で直流モータ21が回転したときに発生したオーバーランパルス数分だけ手前に設定する。次に、直流モータ21を逆転方向へ回転させ(ステップS27)、そのときにパルス検出回路15の逆転時回転パルス出力用の出力OUT2に出力されたパルス数を検出し(ステップS28)、位置カウンタの値xに1を加算し(ステップS29)、ステップS23に戻る。このようにして、直流モータが回転するのに伴って位置カウンタの値xが増えていき、ステップS24で、目標パルス数nと等しいと判断されると、直流モータ21を停止させ(ステップS30)、この設定位置停止処理から抜ける。
【0050】
ステップS25にて、目標パルス数nが位置カウンタの値xより大きくないと判断されると、目標パルス数nにオーバーランカウンタの値OPを加算して新たな目標パルス数nとし、目標パルス数nを前回の停止位置信号の入力で直流モータ21が回転したときに発生したオーバーランパルス数分だけ先に設定する(ステップS31)。次に、直流モータ21を正転方向へ回転させ(ステップS32)、そのときにパルス検出回路15の正転時回転パルス出力用の出力OUT1に出力されたパルス数を検出し(ステップS33)、位置カウンタの値xから1を減算し(ステップS34)、ステップS23に戻る。このようにして、直流モータが回転するのに伴って位置カウンタの値xが減っていき、ステップS24で、目標パルス数nと等しいと判断されると、直流モータ21を停止させ(ステップS30)、この設定位置停止処理から抜ける。
【0051】
図14はオーバーラン量検出処理の流れを示すフローチャートである。
オーバーラン量検出処理は、設定位置停止処理のステップS30にて直流モータ21を停止させた直後から開始される。まず、パルス検出回路15から出力されたオーバーランパルスを計数する(ステップS41)。この処理では、パルス検出回路15が直流モータ21の回転方向に対応して回転パルスを出力していた出力とは別の出力に現れるパルスをオーバーランパルスとして計数する。たとえば、直流モータ21を正転方向へ回転させたときの回転パルスは、パルス検出回路15の正転時回転パルス出力用の出力OUT1に出力されるが、直流モータ21を停止した直後、直流モータ21は発電機として働くので、オーバーランパルスは、逆転時回転パルス出力用の出力OUT2から出力される。次に、このオーバーランパルスを計数していって、モータドライバ14が停止の指示を受けてから所定時間、たとえば0.2秒経過したかどうかを判断し(ステップS42)、この所定時間を計数していたタイマがタイムアウトした場合は、そこでオーバーランパルスの計数を終了し、オーバーランカウンタを計数したオーバーランパルスの値OPに更新して(ステップS43)、この処理から抜ける。
【0052】
図15は制御終了処理の流れを示すフローチャートである。
自動車用空調装置の電源を切るときは、まず、直流モータ21を逆転方向へ回転させ、直流モータ21をフルストロークの100%の位置に戻す(ステップS51)。次に、パルス検出回路15が回転パルスを検出しているかどうかを判断する(ステップS52)。ここで、パルス検出回路15が回転パルスを検出している場合は、ステップS51に戻り、引き続き直流モータ21を逆転方向へ回転させる。もし、モータドライバ14に逆転方向の回転指示を与えているにも拘わらず、パルス検出回路15が回転パルスを検出しなくなり、最後に回転パルスを検出した時点から所定時間経過した場合、ドアはフルストローク位置、つまり100%の位置に到達したと判断し、ここで電源を切る(ステップS53)。
【0053】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明では、モータアクチュエータの出力軸の回転位置を直流モータの回転に伴って発生されるパルスを微分回路で検出し、これをカウントすることで求めるよう構成した。これにより、モータアクチュエータの出力軸の回転位置検出をトロイダルコアやインダクタとコンデンサによる共振回路を用いた誘導検出センサではなく、コイルよりも小型の微分コンデンサで行うようにしたことで、小型化が可能になり、誘導ノイズによる誤検出もない。
【0054】
また、モータアクチュエータの制御駆動装置として、LINトランシーバ、マイクロコントローラ、モータドライバ、微分回路によるパルス検出回路、などを一体に備え、これらを集積回路化することで、モータアクチュエータの小型化と共通化が計れ、さらに、LAN化のためのLINトランシーバ以外に、停止位置を直接入力できる回路を備えることで、少数のモータアクチュエータしか必要としない機器への適用もできるため、汎用性のあるモータアクチュエータを構成することができる。
【0055】
また、電源を切っているときは、モータアクチュエータをフルストローク位置にしておき、電源投入時に、フルストロークさせて原点位置に戻すことで、原点を1回のフルストローク操作で得るようにした。これにより、従来は、往復動作により原点を求めていたのに対し、モータアクチュエータを半分の動作で原点に持っていくことができるので、目標の停止位置までの制御時間を短縮することができる。
【0056】
さらに、停止位置信号をドアのような被駆動体の回転範囲に対する百分率で入力し、回転位置をフルストロークに対する百分率で制御することで、同一回転範囲を有する被駆動体の製品ばらつきを吸収することができる。しかも、モータアクチュエータの出力軸に連結されるレバーの組み立て初期値が自由となるので、組み立て性を向上させることができる。
【0057】
また、電源の投入ごとに、パルスカウンタの内容をクリアするようにしたことで、誤差が累積することがなく、検出精度を維持することができる。
さらに、モータがたとえば三相直流モータの場合、モータが1回転するごとに6個のパルスが発生するので、たとえばギヤ比が300のギヤボックスと組み合わせた場合、出力軸が1回転したときに、1800個の回転パルスを得ることができるので、分解能が高く、高精度の回転位置の検出が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 関連技術に係るパルス検出回路を示す回路図である。
【図2】パルス検出回路の要部波形を示す図である。
【図3】パルス増幅回路の周波数特性を示す図である。
【図4】 パルス検出回路の第1の実施の形態を示す回路図である。
【図5】パルス検出回路の要部波形を示す図である。
【図6】モータ停止時に発生するパルスを示す図である。
【図7】 パルス検出回路の第2の実施の形態を示す回路図である。
【図8】パルス検出回路の要部波形を示す図である。
【図9】モータ起動時におけるパルス増幅回路の出力波形を示す図である。
【図10】本発明によるモータアクチュエータの制御駆動装置の構成を示すブロック図である。
【図11】制御駆動装置の全体処理の流れを示すフローチャートである。
【図12】フルストローク原点検出処理の流れを示すフローチャートである。
【図13】設定位置停止処理の流れを示すフローチャートである。
【図14】オーバーラン量検出処理の流れを示すフローチャートである。
【図15】制御終了処理の流れを示すフローチャートである。
【符号の説明】
1 モータドライバ
2 モータ
10 制御駆動装置
11 LINトランシーバ
12 マイクロコントローラ
13 メモリ
14 モータドライバ
14a 制御回路
15 パルス検出回路
16 分周回路
17 パルスカウンタ
18 デューティ入力回路
19 入力切換回路
20 定電圧電源
21 直流モータ
C,C0 微分コンデンサ
OA,OA0 演算増幅器
OUT1 正転時回転パルス出力用の出力
OUT2 逆転時回転パルス出力用の出力[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor actuator, and more particularly to a motor actuator control drive device and a control method for controlling an opening / closing operation angle of a door such as an air mix door provided in an automotive air conditioner.
[0002]
[Prior art]
A motor actuator that controls and opens / closes a door of an automotive air conditioner generally includes a motor, a gear box, and a sensor that detects a rotational position of an output shaft. A known potentiometer is a potentiometer that detects the rotational position of the output shaft with a resistance ratio that changes as the slider provided on the output shaft of the motor actuator slides on the resistance film. In addition, the rotation range of the output shaft is detected by a switch pattern, the rotary encoder that directly detects the rotation position of the output shaft, or the pulse switching pulse of a DC motor is detected by a toroidal coil. One that counts by number (see, for example, Patent Document 1) and one that uses a resonance circuit including an inductor and a capacitor that detect changes in leakage magnetic flux (for example, see Patent Document 2) are known.
[0003]
Such a sensor feeds back the detected rotational position of the output shaft to the control device so that the output shaft stops at the target rotational position. Therefore, the motor actuator needs at least two to three output terminals for feeding back two power terminals for supplying power to the motor and a sensor detection signal to the control device. An automobile air conditioner has many doors, each with a motor actuator. Therefore, when the number of doors increases, a large number of harnesses for individually wiring the motor actuators and their control devices are required.
[0004]
Therefore, if the stepping motor is used for the motor and the open loop control is performed, the number of harnesses can be reduced. However, the stepping motor can control the rotational position with high accuracy, but the driving torque is smaller than that of the DC motor. Therefore, a large stepping motor must be used, and therefore, miniaturization and low cost are required. It is not suitable for motor actuators for automobiles.
[0005]
In order to reduce the number of harnesses, it is effective to connect the control device and a plurality of motor actuators via a LAN (Local Area Network) (see, for example, Patent Document 3). Since the LAN between the control device and the motor actuator does not increase the number of harnesses due to the increase in the number of motor actuators, the routing of the harness can be simplified.
[0006]
Therefore, by using a direct current motor as the motor actuator for automobiles and making it into a LAN, the motor actuator can be miniaturized and the number of harnesses can be reduced, so that the weight and size can be reduced.
[0007]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Laid-Open No. 7-298689 (FIG. 1)
[Patent Document 2]
JP-A-6-339252 (paragraph number [0021], FIG. 6)
[Patent Document 3]
Japanese Patent Laid-Open No. 10-230736 (paragraph numbers [0026] to [0027], FIG. 3)
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, a DC motor requires a sensor that detects the rotational position, and in order to detect the rotational position with high accuracy, it detects pulses generated as the motor rotates. Since the toroidal coil or the inductor of the resonance circuit used as the above has a large shape and is expensive, there is a problem that it is difficult to reduce the size and cost.
[0009]
The present invention has been made in view of these points, and an object of the present invention is to provide a motor actuator control drive device that can be reduced in size and cost.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In the present invention, in order to solve the above problem, in a motor actuator control / drive device in which an output shaft is rotated to a stop position set from the outside, a rotation pulse generated from a brush and a commutator with rotation of a DC motor is generated. Provided with a pulse detection circuit that directly acquires the current flowing through the DC motor via a differential capacitor The pulse detection circuit includes a pulse amplification circuit that amplifies a pulse obtained through the differential capacitor from a current detection resistor arranged in series with the DC motor, and a pulse amplified by the pulse amplification circuit. A comparison circuit for comparing with a threshold value, the comparison circuit comparing the pulse amplified by the pulse amplification circuit with two different predetermined threshold values, and rotating pulses during forward rotation of the DC motor And two comparators that independently output rotation pulses during reverse rotation A motor actuator control drive device is provided.
[0011]
According to such a motor actuator, since the rotational position of the output shaft of the motor actuator is detected by the differential capacitor, it is not necessary to use an expensive and large-sized toroidal coil or an inductor of a resonance circuit, so that the compact and A low-cost motor actuator can be configured.
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the embodiment of the present invention will be described with reference to an example of a motor actuator for opening and closing a door of an air conditioner for an automobile, in which a control drive device including a rotational position detection of a motor is provided on the motor actuator side, and which can be made into a LAN. Will be described in detail with reference to FIG. First, a description will be given of a pulse detection circuit for detecting a rotation pulse generated with the rotation of the motor, which is necessary for calculating the rotation position of the output shaft of the motor actuator.
[0013]
Figure 1 Related technology Pulse detection times The road FIG. 2 is a diagram showing the main waveform of the pulse detection circuit, and FIG. 3 is a diagram showing the frequency characteristics of the pulse amplification circuit.
This pulse detection circuit detects a through current flowing through the
[0014]
The pulse detection circuit includes a pulse amplification circuit including a differential capacitor C and an inverting amplification circuit, and a comparison / determination circuit. A connection point between the
[0015]
The output of the operational amplifier OA is connected to the non-inverting input of the comparator Comp. The inverting input is connected to the midpoint of the voltage divider composed of two resistors R5 and R6 connected in series between the power supply terminal and the ground. It is connected. This voltage divider divides the power supply voltage Vcc into, for example, 2/3, which is higher than the voltage dividing ratio of the voltage divider of the pulse amplifier circuit, and supplies it as a reference voltage to the non-inverting input of the comparator Comp. The output of the comparator Comp constitutes the output OUT of this pulse detection circuit.
[0016]
In the pulse detection circuit having this configuration, when the
[0017]
The pulse signal output from the pulse amplifier circuit is input to the comparator Comp. Since the comparator Comp has a voltage of 2/3 of the power supply voltage Vcc inputted as its threshold value at its inverting input, when the voltage of the inputted pulse signal exceeds the threshold value, it is shown in FIG. Outputs the indicated pulse. This pulse corresponds to a pulse generated at the end of commutation by the brush and commutator of the
[0018]
Note that the pulse detection circuit outputs a number of pulses corresponding to the number of revolutions of the
[0019]
FIG. 4 shows the first example of the pulse detection circuit. 1 FIG. 5 is a diagram showing the main part waveform of the pulse detection circuit, and FIG. 6 is a diagram showing pulses generated when the motor is stopped. In FIG. 4, the same components as those shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals.
[0020]
The pulse detection circuit detects a current flowing through the
[0021]
The pulse detection circuit includes a pulse amplification circuit including a differential capacitor C and an inverting amplification circuit, and two comparison determination circuits. One terminal of the differential capacitor C is connected to the connection point a between the
[0022]
The output of the operational amplifier OA is connected to the non-inverting inputs of the comparators Comp1 and Comp2, respectively, and these inverting inputs are composed of three resistors R7, R8, and R9 connected in series between the power supply terminal and the ground. Connected to each connection point of voltage divider. This voltage divider creates a voltage obtained by dividing the power supply voltage Vcc into three equal parts. The inverting input of the comparator Comp1 and the non-inverting input of the comparator Comp2
[0023]
In the pulse detection circuit of this configuration, when the
[0024]
The pulse signal output from the pulse amplifier circuit is input to the comparators Comp1 and Comp2. Here, the comparator Comp1 has a voltage that is 2/3 of the power supply voltage Vcc as a threshold value at its inverting input, and the comparator Comp2 has a voltage that is 1/3 of the power supply voltage Vcc at its non-inverting input. It is entered as a threshold. Therefore, when the
[0025]
When the motor is rotating in the forward direction, the pulse signal output from the pulse amplifier circuit is a pulse signal having a potential higher than the midpoint potential of the power supply voltage Vcc. When the voltage of the applied pulse signal exceeds the 2/3 threshold value of the power supply voltage Vcc, the pulse signal is output to the output OUT1, and the comparator Comp2 outputs nothing.
[0026]
When the
[0027]
For example, if there is an instruction to stop when the
[0028]
FIG. 7 shows the first example of the pulse detection circuit. 2 FIG. 8 is a diagram showing the main waveform of the pulse detection circuit, and FIG. 9 is a diagram showing the output waveform of the pulse amplification circuit when the motor is started. In FIG. 7, the same components as those shown in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals.
[0029]
This pulse detection circuit cancels the inrush current pulse generated when the
[0030]
The pulse detection circuit is composed of two sets of pulse amplification circuits including differential capacitors C and C0 and an inverting amplification circuit, and four comparison determination circuits. Current detection resistors R and R0 are connected between both terminals of the
[0031]
A comparison / determination circuit including four comparators Comp3, Comp4, Comp5, Comp6, two inverters INV1 and INV2, and two NAND gates NAND1 and NAND2 is provided at the subsequent stage of these pulse amplifier circuits. The output of the operational amplifier OA is connected to the non-inverting inputs of the comparators Comp3 and Comp5, respectively, and these inverting inputs are connected to the resistors R7 and R8 so as to receive 2/3 of the power supply voltage Vcc as a reference voltage. Connected to a point. The output of the operational amplifier OA0 is connected to the non-inverting inputs of the comparators Comp4 and Comp6, respectively, and these inverting inputs are connected to the resistors R8 and R9 so as to receive 1/3 of the power supply voltage Vcc as a reference voltage. Connected to a point. The output of the comparator Comp3 is connected to one input of the NAND gate NAND1, the output of the comparator Comp4 is connected to the other input of the NAND gate NAND1 via the inverter INV1, and the output of the NAND gate NAND1 is An output OUT1 for rotating pulse output during forward rotation of the pulse detection circuit is configured. The output of the comparator Comp5 is connected to one input of the NAND gate NAND2 via the inverter INV2, the output of the comparator Comp6 is connected to the other input of the NAND gate NAND2, and the output of the NAND gate NAND2 is An output OUT2 for rotating pulse output during reverse rotation of the pulse detection circuit is configured.
[0032]
In the pulse detection circuit having this configuration, when the
[0033]
The pulse output from the operational amplifier OA is compared with the
[0034]
Next, the NAND gate NAND1 ANDs the output pulse of the comparator Comp3 obtained from the current detection resistor R and the output pulse of the comparator Comp4 obtained from the current detection resistor R0 inverted by the inverter INV1, and outputs the output OUT1. Output to. Similarly, the output pulse inverter INV2 of the comparator Comp5 obtained from the current detection resistor R and the output pulse of the comparator Comp6 obtained from the current detection resistor R0 are logically ANDed to the output OUT1 by the NAND gate NAND2. Output. This is for canceling the pulse of the inrush current generated when the
[0035]
As shown in FIG. 9, the signals detected by the current detection resistors R and R0 when the
[0036]
Therefore, the output pulse of the comparator Comp3 obtained from one current detection resistor R is compared with the output pulse of the comparator Comp4 obtained from the other current detection resistor R0, and the comparators Comp3 and Comp4 simultaneously detect the pulses. When this occurs, the pulse is output as a rotation pulse. In this embodiment, since the directions of the detection pulses at points e and f output from the comparators Comp3 and Comp4 are opposite, the output pulse of the comparator Comp4 is inverted by the inverter INV1 and compared by the NAND gate NAND1. ing. As a result, only the rotation pulse is output to the output OUT1 of the pulse detection circuit. As a result, the inrush pulse due to the inrush current when the
[0037]
At this time, the comparator Comp5 detects only the rotation pulse, and the comparator Comp6 detects the rotation pulse including the inrush pulse. However, the rotation pulse from the comparator Comp5 is inverted by the inverter INV2 and input to the NAND gate NAND2. Therefore, the two inputs of the NAND gate NAND2 do not become high level at the same time. Therefore, the output OUT2 of the NAND gate NAND2 remains at the high level and no rotation pulse is output.
[0038]
Similarly, when the
[0039]
Next, a control drive device for a motor actuator provided with the pulse detection circuit described in another place will be described.
FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of the motor actuator control drive device according to the present invention.
[0040]
This motor actuator
[0041]
The
[0042]
The
The
[0043]
The
[0044]
The
[0045]
Next, details of the control of the
FIG. 11 is a flowchart showing the overall processing flow of the control drive device.
First, when the vehicle air conditioner is turned on, the number of full stroke pulses and the origin necessary to rotate the turning range of the door driven by the motor actuator are detected (step S1). Next, based on the rotation instruction signal input via the
[0046]
Next, the details of the above processing will be described. Here, the stop position indicated from the outside is given as a percentage of the full stroke, and the door to be driven is turned on before the automobile air conditioner is turned on. It is assumed that the
[0047]
FIG. 12 is a flowchart showing the flow of the full stroke origin detection process.
First, when the automobile air conditioner is turned on, the position counter, full stroke counter, and overrun counter in the
[0048]
FIG. 13 is a flowchart showing the flow of the setting position stop process.
First, when a signal representing the stop position is input from the LIN master as a percentage of the full stroke (step S21), the target pulse number n that must be detected when the
[0049]
Next, the target pulse number n is compared with the position counter value x (step S23), and it is determined whether the target pulse number n is equal to the value x (step S24). When the first stop position signal is input after turning on the power supply of the automobile air conditioner, the value x = 0 and is not equal to the target pulse number n. It is determined whether or not the value is greater than the counter value x (step S25). When the first stop position signal is input, the target pulse number n is larger than the position counter value x, and the process proceeds to step S26. In step S26, the value OP of the overrun counter is subtracted from the target pulse number n to obtain a new target pulse number n. The target pulse number n is generated when the
[0050]
If it is determined in step S25 that the target pulse number n is not larger than the position counter value x, the overrun counter value OP is added to the target pulse number n to obtain a new target pulse number n. n is set earlier by the number of overrun pulses generated when the
[0051]
FIG. 14 is a flowchart showing the flow of overrun amount detection processing.
The overrun amount detection process is started immediately after the
[0052]
FIG. 15 is a flowchart showing the flow of the control end process.
When turning off the power of the automobile air conditioner, first, the
[0053]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the rotational position of the output shaft of the motor actuator is obtained by detecting the pulse generated with the rotation of the DC motor with the differential circuit and counting it. As a result, the rotational position of the output shaft of the motor actuator can be detected with a differential capacitor that is smaller than the coil instead of an induction detection sensor that uses a resonant circuit with a toroidal core or an inductor and a capacitor. Therefore, there is no false detection due to induction noise.
[0054]
In addition, as a motor actuator control drive device, a LIN transceiver, microcontroller, motor driver, pulse detection circuit using a differentiation circuit, etc. are integrated, and these are integrated into an integrated circuit, which makes the motor actuator smaller and more common. In addition to the LIN transceiver for LAN implementation, it can be applied to equipment that requires only a small number of motor actuators by providing a circuit that can directly input the stop position. can do.
[0055]
In addition, when the power is turned off, the motor actuator is set to the full stroke position, and when the power is turned on, the full stroke is returned to the home position so that the home position can be obtained by one full stroke operation. As a result, the origin is obtained by the reciprocating operation in the past, but the motor actuator can be brought to the origin by half the operation, so that the control time to the target stop position can be shortened.
[0056]
Furthermore, by inputting the stop position signal as a percentage of the rotational range of the driven body such as a door, and controlling the rotational position as a percentage of the full stroke, it is possible to absorb product variations of the driven body having the same rotational range. Can do. Moreover, the assembly initial value of the lever connected to the output shaft of the motor actuator becomes free, so that the assemblability can be improved.
[0057]
In addition, since the contents of the pulse counter are cleared each time the power is turned on, errors are not accumulated and detection accuracy can be maintained.
Furthermore, when the motor is, for example, a three-phase DC motor, six pulses are generated every time the motor rotates once. For example, when combined with a gear box with a gear ratio of 300, when the output shaft rotates once, Since 1800 rotation pulses can be obtained, it is possible to detect the rotational position with high resolution and high accuracy.
[Brief description of the drawings]
[Figure 1] Related technology Pulse detection times The road FIG.
FIG. 2 is a diagram showing a main waveform of a pulse detection circuit.
FIG. 3 is a diagram illustrating frequency characteristics of a pulse amplifier circuit.
FIG. 4 shows the first pulse detection circuit. 1 It is a circuit diagram which shows an embodiment.
FIG. 5 is a diagram showing a main waveform of a pulse detection circuit.
FIG. 6 is a diagram showing pulses generated when the motor is stopped.
FIG. 7 shows the first pulse detection circuit. 2 It is a circuit diagram which shows an embodiment.
FIG. 8 is a diagram showing a main waveform of a pulse detection circuit.
FIG. 9 is a diagram showing an output waveform of a pulse amplifier circuit when the motor is started.
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a motor actuator control drive device according to the present invention.
FIG. 11 is a flowchart showing the flow of overall processing of the control drive device.
FIG. 12 is a flowchart showing a flow of full stroke origin detection processing.
FIG. 13 is a flowchart showing the flow of a setting position stop process.
FIG. 14 is a flowchart showing a flow of overrun amount detection processing;
FIG. 15 is a flowchart showing a flow of control end processing.
[Explanation of symbols]
1 Motor driver
2 Motor
10 Control drive
11 LIN transceiver
12 Microcontroller
13 memory
14 Motor driver
14a Control circuit
15 Pulse detection circuit
16 divider circuit
17 Pulse counter
18 Duty input circuit
19 Input switching circuit
20 constant voltage power supply
21 DC motor
C, C0 differential capacitor
OA, OA0 operational amplifier
OUT1 Output for rotation pulse output during forward rotation
OUT2 Output for rotation pulse output during reverse rotation
Claims (9)
直流モータの回転に伴ってブラシおよび整流子から発生する回転パルスを前記直流モータに流れる電流から微分コンデンサを介して直接取得するようにしたパルス検出回路を備え、
前記パルス検出回路は、前記直流モータに直列に配置された電流検出抵抗から前記微分コンデンサを介して得られたパルスを増幅するパルス増幅回路と、前記パルス増幅回路で増幅されたパルスを所定のしきい値と比較する比較回路とを有し、
前記比較回路は、前記パルス増幅回路で増幅されたパルスを異なる2つの所定のしきい値と比較して前記直流モータの正転時の回転パルスと逆転時の回転パルスとを独立して出力する2つの比較器を有していることを特徴とするモータアクチュエータの制御駆動装置。In a motor actuator control drive device in which an output shaft is rotated to a stop position set from outside,
A pulse detection circuit configured to directly acquire a rotation pulse generated from a brush and a commutator as the DC motor rotates from a current flowing in the DC motor through a differential capacitor ;
The pulse detection circuit has a pulse amplification circuit for amplifying a pulse obtained through a differential capacitor from a current detection resistor arranged in series with the DC motor, and a pulse amplified by the pulse amplification circuit is predetermined. A comparison circuit for comparing with a threshold value;
The comparison circuit compares the pulse amplified by the pulse amplification circuit with two different predetermined threshold values, and independently outputs a rotation pulse during forward rotation and a rotation pulse during reverse rotation of the DC motor. A motor actuator control drive device comprising two comparators .
直流モータの回転に伴ってブラシおよび整流子から発生する回転パルスを前記直流モータに流れる電流から直接取得するようにしたパルス検出回路を備え、 A pulse detection circuit configured to directly acquire a rotation pulse generated from a brush and a commutator as the DC motor rotates, from a current flowing through the DC motor,
前記パルス検出回路は、前記直流モータの両端子に直列にそれぞれ配置された第1および第2の電流検出抵抗からそれぞれ第1および第2の微分コンデンサを介して得られたパルスを増幅する第1および第2のパルス増幅回路と、前記第1のパルス増幅回路で増幅されたパルスを第1のしきい値と比較して前記直流モータの正転時の回転パルスを出力する第1および第2の比較器と、前記第2のパルス増幅回路で増幅されたパルスを第2のしきい値と比較して前記直流モータの逆転時の回転パルスを出力する第3および第4の比較器と、前記第1の比較器の出力パルスと前記第4の比較器の出力パルスを反転したパルスとの論理積を取って前記正転時の回転パルスのみを出力する第1のゲート回路と、前記第2の比較器の出力パルスを反転したパルスと前記第3の比較器の出力パルスとの論理積を取って前記逆転時の回転パルスのみを出力する第2のゲート回路とを有していることを特徴とするモータアクチュエータの制御駆動装置。 The pulse detection circuit amplifies a pulse obtained through first and second differential capacitors from first and second current detection resistors respectively arranged in series at both terminals of the DC motor. And a first pulse amplifying circuit that compares the pulse amplified by the first pulse amplifying circuit with a first threshold value and outputs a rotation pulse during forward rotation of the DC motor. A third and a fourth comparator for comparing the pulse amplified by the second pulse amplifier circuit with a second threshold value and outputting a rotation pulse at the time of reverse rotation of the DC motor; A first gate circuit that calculates a logical product of an output pulse of the first comparator and a pulse obtained by inverting the output pulse of the fourth comparator and outputs only the rotation pulse at the time of the forward rotation; Invert the output pulse of 2 comparator And a second gate circuit for taking the logical product of the pulse and the output pulse of the third comparator and outputting only the rotation pulse during the reverse rotation. .
直流モータを第1の方向に回転させて停止するまでに検出した、前記直流モータの回転に伴ってブラシおよび整流子から発生する回転パルスの数から被駆動体のフルストローク時のパルス数と被駆動体の原点とを求め、 Based on the number of rotation pulses generated from the brush and commutator with the rotation of the DC motor detected until the DC motor is rotated in the first direction and stopped, the number of pulses during the full stroke of the driven body and Find the drive origin and
前記停止位置に相当する前記原点からのパルス数を求め、 Obtain the number of pulses from the origin corresponding to the stop position,
前記回転パルスの数が前記停止位置に相当するパルス数になるまで前記直流モータを前記第1の方向と逆方向の第2の方向に回転させ、 Rotating the DC motor in a second direction opposite to the first direction until the number of rotation pulses is equal to the number of pulses corresponding to the stop position;
制御を終了するときは、前記直流モータを前記第2の方向に回転させて前記出力軸をフルストロークさせる、 When ending the control, rotate the DC motor in the second direction to make the output shaft full stroke.
ようにしたことを特徴とするモータアクチュエータの制御方法。 A method of controlling a motor actuator, characterized in that it is configured as described above.
次の停止位置の設定時には、外部より設定された停止位置に相当する前記原点からの目標パルス数を求め、 When setting the next stop position, obtain the target pulse number from the origin corresponding to the stop position set from the outside,
前記目標パルス数と前記位置カウンタのパルス数と比較し、 Compare the target pulse number with the pulse number of the position counter,
前記目標パルス数が前記位置カウンタのパルス数より大きいとき、前記直流モータを前記第2の方向に、小さいときは前記第1の方向に回転させ、 When the target number of pulses is larger than the number of pulses of the position counter, the DC motor is rotated in the second direction, and when it is smaller, the first direction is rotated.
前記目標パルス数が前記位置カウンタのパルス数に等しくなったときに前記直流モータを停止させる、 Stopping the DC motor when the target pulse number becomes equal to the pulse number of the position counter;
ようにしたことを特徴とする請求項5記載のモータアクチュエータの制御方法。 6. The motor actuator control method according to claim 5, wherein the motor actuator control method is used.
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