JP4103021B2

JP4103021B2 - Actuator drive

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Publication number: JP4103021B2
Application number: JP34128998A
Authority: JP
Inventors: 板橋　　徹; 新見　　幸秀
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1998-12-01
Filing date: 1998-12-01
Publication date: 2008-06-18
Anticipated expiration: 2018-12-01
Also published as: JP2000161526A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アクチュエータへの通電開始後の突入電流と、その後の保持電流を制限する機能を備えたアクチュエータ駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、電磁弁駆動回路においては、特公平１−３７６３０号公報に示すように、電磁弁への通電開始後に該電磁弁にデューティ比１００％で通電して、図７（ａ）に示すように、通電開始後の突入電流が所定の突入電流制限値Ｉｐに達した時に、該電磁弁の開弁（又は閉弁）動作が終了したと判断して、該電磁弁の電流制限値を、開弁（又は閉弁）状態を保持するのに必要最小限の保持電流制限値Ｉｈに切り換え、該電磁弁の通電電流をデューティ制御により保持電流制限値Ｉｈで制限して該電磁弁を開弁（又は閉弁）状態に保持するようにしている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、電磁弁に印加する電源電圧が低下すると、それに応じて通電開始後の突入電流のピーク値が低下し、図７（ｂ）に示すように、突入電流のピーク値が突入電流制限値Ｉｐに達しない事態が起こりうる。このとき、バッテリ電圧をＶＢ、電磁弁コイル抵抗値をＲ、通電駆動するスイッチング素子のオン抵抗をＲ１、通電電流を検出する検出抵抗の抵抗値をＲ２とすると、通電電流Ｉは、Ｉ＝ＶＢ／（Ｒ＋Ｒ１＋Ｒ２）の関係にあり、図７（ｂ）の様な事態は、通電電流Ｉが突入電流制限値Ｉｐより小さくなるバッテリ電圧ＶＢにおいて発生し、通電電流が突入電流制限値Ｉｐに達しないため、電流制限を受けずに保持制限電流値Ｉｈより高い電流のまま流し続けられることになる。この結果、電磁弁の通電電流を駆動するスイッチング素子にも大きな電流が流れ続けてしまい、スイッチング素子の損失（発熱）が、正常に電流制限が機能する電源電圧の状態での損失（発熱）に比較して、大幅に増加することになる。
【０００４】
従って、この様なスイッチング素子の損失（発熱）の増加にも耐え得る様な定格の大きな大型のスイッチング素子とするか、あるいはスイッチング素子の損失（発熱）を低減するために、チップサイズを大きくすることでオン抵抗を小さくしたスイッチング素子とすることとなり、高価な部品が必要となるため、コストが増大する。特に、自動車に用いられる電磁弁を駆動する場合、電源電圧（バッテリ電圧）が使用環境・状況（バッテリの劣化、温度変化、消費電力変化など）により比較的大きく変動することから電源電圧の低下が発生し易く、突入電流制限値Ｉｐに達しない低電圧動作による上述のスイッチング素子の損失（発熱）の増大が発生する頻度が高い。また、この様な事態を回避するために、バッテリ電圧の低下時でも通電電流Ｉが確保できる程度まで電磁弁のコイル抵抗Ｒを十分に小さく設定することも可能であるが、このような仕様にすると、電磁弁のコイルを設計する上で多大な制約が発生してしまい、且つ、コイル抵抗Ｒが小さくなることにより、通電経路の全抵抗分（Ｒ＋Ｒ１＋Ｒ２）の中でスイッチング素子のオン抵抗Ｒ１および電流検出抵抗の抵抗値Ｒ２が占める割合が増加するため、必然的にスイッチング素子および電流検出抵抗に加わる通電時の電圧が増大してしまい、上述の問題と同様にスイッチング素子および電流検出抵抗の損失（発熱）が増大することとなってしまう。
【０００５】
本発明は、この様な事情を考慮してなされたものであり、従ってその目的は、電磁弁等のアクチュエータを駆動するスイッチング素子の小型化・低コスト化を実現することができるアクチュエータ駆動装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の請求項１のアクチュエータ駆動装置は、アクチュエータへの通電開始後の突入電流が所定の突入電流制限値に達した時に、該アクチュエータの通電電流を前記突入電流制限値より低く設定された電流制限値で制限する電流制限手段を備えたものにおいて、電源電圧低下時に前記通電開始後の突入電流が前記突入電流制限値に達しない場合に該アクチュエータの通電電流を前記電流制限値で制限するまでの設定時間を設定するタイマを備え、前記通電開始後の突入電流が通電開始から前記タイマの設定時間内に前記突入電流制限値に達しない時に、前記電流制限手段によって該アクチュエータの通電電流を前記電流制限値で制限することを特徴とするものである。この構成によれば、通常時には、アクチュエータへの通電開始後の突入電流が所定の突入電流制限値に達した時に、電流制限手段により該アクチュエータの通電電流を突入電流制限値より低く設定された電流制限値で制限する。一方、通電開始後の突入電流が通電開始から前記タイマの設定時間内に突入電流制限値に達しない時には、該アクチュエータの通電電流を電流制限値で制限する。このようにすれば、電源電圧低下により突入電流のピーク値が突入電流制限値に達しない場合でも、通電開始から前記タイマの設定時間経過後にアクチュエータの通電電流を電流制限値で制限することができ、スイッチング素子の損失（発熱）を低減できて、スイッチング素子を小型・低コスト化することができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
［実施形態（１）］
以下、本発明を電磁弁駆動回路に適用した実施形態（１）を図１乃至図３に基づいて説明する。電源であるバッテリ１１のプラス側端子とグランド側との間には、電磁弁（図示せず）を駆動する電磁弁コイル１２（アクチュエータに相当）、スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ１３及び電流検出抵抗１４が直列に接続され、電磁弁コイル１２には、ＭＯＳＦＥＴ１３のオフ時に該電磁弁コイル１２に残留したエネルギを還流させるダイオード３１が接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１３は、ドレインＤが電磁弁コイル１２に接続され、ソースＳが電流検出抵抗１４に接続されている。電磁弁の駆動時に電磁弁コイル１２に流れる電流は、電流制限回路１０（電流制限手段に相当）によって制限される。以下、この電流制限回路１０の構成を説明する。
【００１１】
上記電流検出抵抗１４には、電磁弁コイル１２に流れる電流値Ｉに応じた電圧Ｖi が発生し、この電圧Ｖｉがコンパレータ１５の＋入力端子に入力される。このコンパレータ１５の−入力端子には、基準電圧発生回路１６で発生した基準電圧Ｖref が入力される。この基準電圧発生回路１６は、図示しない安定した電源電圧Ｖccを出力する電源回路（図示せず）に接続された電源電圧Ｖcc端子とグランド端子との間に３個の抵抗１７〜１９を直列に接続すると共に、そのうちのグランド端子側の１つの抵抗１９の両端に基準電圧切換用のトランジスタ２０のコレクタとエミッタを接続し、電源電圧Ｖcc側の２つの抵抗１７，１８の中間接続点をコンパレータ１５の−入力端子に接続している。
【００１２】
基準電圧切換用のトランジスタ２０のオフ時には、基準電圧発生回路１６からコンパレータ１５に入力される基準電圧Ｖref が、突入電流制限値Ｉｐに相当する電圧Ｖref(Ip) に維持される。ここで、基準電圧発生回路１６の３個の抵抗１７〜１９の抵抗値をＲ１７〜Ｒ１９とすると、Ｖref(Ip) は次式で算出される。
Ｖref(Ip) ＝Ｖcc×（Ｒ１８＋Ｒ１９）／（Ｒ１７＋Ｒ１８＋Ｒ１９）
ここで、突入電流制限値Ｉｐは、電磁弁コイル１２への通電開始後の突入電流に対する制限値であり、電源電圧が正常な時には、突入電流が突入電流制限値Ｉｐを越えるまでに電磁弁の開弁（又は閉弁）動作が完了するように突入電流制限値Ｉｐが設定されている。
【００１３】
また、基準電圧切換用のトランジスタ２０がオンすると、１つの抵抗１９の両端が短絡された状態となり、コンパレータ１５に入力される基準電圧Ｖref が、保持電流制限値Ｉｈに相当する電圧Ｖref(Ih) に切り換えられる。この電圧Ｖref(Ih) は次式で算出される。
Ｖref(Ih) ＝Ｖcc×Ｒ１８／（Ｒ１７＋Ｒ１８）
ここで、保持電流制限値Ｉｈは、電磁弁の開弁（又は閉弁）状態を保持するのに必要最小限の保持電流に対する制限値である。従って、保持電流制限値Ｉｈは突入電流制限値Ｉｐよりも低い電流値に設定されている。
【００１４】
コンパレータ１５は、電磁弁コイル１２の通電電流Ｉ（電流検出電圧Ｖｉ）を電流制限値Ｉｐ又はＩｈ［基準電圧Ｖref(Ip) 又はＶref(Ih) ］と比較し、通電電流Ｉが電流制限値を越えた時に、コンパレータ１５の出力がハイレベルに反転し、このハイレベル信号がＲＳラッチ２１のセット端子Ｓに入力され、このＲＳラッチ２１の出力端子Ｑからハイレベル信号が出力される。このハイレベル信号は、インバータ２２でローレベル信号に反転されて、ＡＮＤゲート２３の一方の入力端子に入力される。このＡＮＤゲート２３の他方の入力端子には、制御回路２４から駆動信号Ｖs が入力される。このＡＮＤゲート２３の出力端子は、ＭＯＳＦＥＴ１３のゲートＧに接続され、ＡＮＤゲート２３の出力がハイレベルの期間に、ＭＯＳＦＥＴ１３がオンして電磁弁コイル１２に通電される。
【００１５】
また、ＲＳラッチ２１から出力されるハイレベル信号は、タイマ２５の入力端子Ｔにも入力される。このタイマ２５の出力端子Ｑは、ＡＮＤゲート２６の一方の入力端子に接続され、このＡＮＤゲート２６の他方の入力端子には、制御回路２４から駆動信号Ｖs が入力される。ＡＮＤゲート２６の出力端子は、ＲＳラッチ２１のリセット端子Ｒに接続されている。
【００１６】
タイマ２５は、電磁弁コイル１２の通電電流Ｉが基準電圧Ｖref に相当する電流制限値Ｉｐ又はＩｈを越える度に、電磁弁コイル１２の通電を一時的にオフする時間Ｔ１（図２及び図３参照）を設定するタイマである。このタイマ２５は、ＲＳラッチ２１からハイレベル信号が入力されると、内部カウンタのカウント動作を開始し、予め設定した時間Ｔ１のカウントを終了すると、自身の出力端子Ｑの出力をハイレベルに反転させる。その後、このタイマ２５は、ＲＳラッチ２１からローレベル信号が入力されると、内部カウンタをリセットすると共に、自身の出力端子Ｑの出力をローレベルに反転する。
【００１７】
また、ＲＳラッチ２１から出力されるハイレベル信号は、ＯＲゲート２７の一方の入力端子にも入力され、このＯＲゲート２７の他方の入力端子には、タイマ２８の出力端子Ｑが接続されている。このタイマ２８の入力端子Ｔには、制御回路２４から駆動信号Ｖs が入力される。このタイマ２８は、電源電圧低下時に電磁弁コイル１２の通電電流の制限値（基準電圧Ｖref ）を突入電流制限値Ｉｐ（Ｖref(Ip) ）から保持電流制限値Ｉｈ（Ｖref(Ih) ）に切り換える時間Ｔ２（図３参照）を設定するタイマである。この時間Ｔ２は、電磁弁コイル１２の突入電流が突入電流制限値Ｉｐに達しない場合でも、通電電流の制限値を保持電流制限値Ｉｈに切り換えるまでに電磁弁の開弁（又は閉弁）動作が完了するように設定されている。
【００１８】
このタイマ２８は、制御回路２４からハイレベルの駆動信号Ｖs が入力されると、内部カウンタのカウント動作を開始し、予め設定した時間Ｔ２のカウントを終了すると、自身の出力端子Ｑの出力をハイレベルに反転する。その後、このタイマ２８は、制御回路２４からローレベル信号が入力されると、内部カウンタをリセットすると共に、自身の出力端子Ｑの出力をローレベルに反転する。
【００１９】
このタイマ２８の出力信号が入力されるＯＲゲート２７の出力端子は、ＲＳラッチ２９のセット端子Ｓに接続され、このＲＳラッチ２９の出力端子Ｑが基準電圧切換用のトランジスタ２０のベースに接続されている。このＲＳラッチ２９のリセット端子Ｒには、制御回路２４の出力信号がインバータ３０で反転されて入力される。
【００２０】
次に、図２に基づいてバッテリ１１の電圧（以下「電源電圧」という）が正常な場合の電磁弁コイル１２の通電電流Ｉの制限動作を説明する。ここで、電源電圧が正常とは、タイマ２８で設定された時間Ｔ２内に電磁弁コイル１２の突入電流が突入電流制限値Ｉｐに達する電源状態をいう。
【００２１】
電磁弁の駆動開始時には、制御回路２４からハイレベルの駆動信号Ｖs がＡＮＤゲート２３に出力される。このとき、ＡＮＤゲート２３の他方の入力（インバータ２２の出力）はハイレベルであるため、ＡＮＤゲート２３にハイレベルの駆動信号Ｖs が入力されると、ＡＮＤゲート２３の出力がハイレベルに反転し、このハイレベル信号がＭＯＳＦＥＴ１３のゲートＧに印加されて該ＭＯＳＦＥＴ１３がオンする。これにより、電磁弁コイル１２への通電が開始され、電磁弁コイル１２に突入電流が流れ始める。
【００２２】
このとき、基準電圧切換用のトランジスタ２０はオフ状態であり、基準電圧発生回路１６からコンパレータ１５の−入力端子に入力される基準電圧Ｖref が、突入電流制限値Ｉｐに相当する電圧Ｖref(Ip) に維持される。従って、突入電流が流れている間は、コンパレータ１５で、突入電流の検出値に相当する電流検出抵抗１４の電圧Ｖｉと、突入電流制限値Ｉｐに相当する電圧Ｖref(Ip) とが比較され、突入電流が突入電流制限値Ｉｐを越えるまでは、コンパレータ１５の出力がローレベルに維持され、突入電流が流し続けられて、電磁弁が開弁（又は閉弁）状態に切り換えられる。
【００２３】
その後、突入電流が突入電流制限値Ｉｐを越えると、その時点でコンパレータ１５の出力がハイレベルに反転し、そのハイレベル信号がＲＳラッチ２１のセット端子Ｓに入力され、このＲＳラッチ２１の出力端子Ｑからハイレベル信号が出力される。このハイレベル信号は、インバータ２２でローレベル信号に反転されて、ＡＮＤゲート２３の一方の入力端子に入力される。これにより、ＡＮＤゲート２３の出力がローレベルに反転し、ＭＯＳＦＥＴ１３がオフして、突入電流が遮断される。
【００２４】
このとき、ＲＳラッチ２１から出力されるハイレベル信号は、ＯＲゲート２７を介してＲＳラッチ２９のセット端子Ｓに入力され、該ＲＳラッチ２９の出力端子Ｑから基準電圧切換用のトランジスタ２０のベースにハイレベル信号が出力される。これにより、トランジスタ２０がオンして、基準電圧発生回路１６の１つの抵抗１９の両端が短絡された状態となり、コンパレータ１５に入力される基準電圧Ｖref が保持電流制限値Ｉｈに相当する電圧Ｖref(Ih) に切り換えられる。
【００２５】
更に、ＲＳラッチ２１から出力されるハイレベル信号は、タイマ２５の入力端子Ｔにも入力される。これにより、タイマ２５は、内部カウンタのカウント動作を開始し、予め設定した時間Ｔ１のカウントを終了すると、該タイマ２５からハイレベル信号がＡＮＤゲート２６の一方の入力端子に入力される。このＡＮＤゲート２６の他方の入力端子に入力される駆動信号Ｖs は、電磁弁の駆動中は、ハイレベル状態に維持されるため、タイマ２５からハイレベル信号がＡＮＤゲート２６に入力されると、ＡＮＤゲート２６からハイレベル信号がＲＳラッチ２１のリセット端子Ｒに出力され、該ＲＳラッチ２１がリセットされて、該ＲＳラッチ２１の出力がローレベルに反転する。このローレベル信号は、インバータ２２でハイレベル信号に反転され、ＡＮＤゲート２３の一方の入力端子に入力される。これにより、ＡＮＤゲート２３の出力がハイレベルに反転し、ＭＯＳＦＥＴ１３がオンして、電磁弁コイル１２への通電が再開される。
【００２６】
前述したように突入電流が突入電流制限値Ｉｐに達した後は、通電電流の制限値が突入電流制限値Ｉｐから保持電流制限値Ｉｈに切り換えられるため、電磁弁コイル１２への通電再開後は、通電電流が保持電流制限値Ｉｈを越えると、コンパレータ１５の出力がハイレベルに反転してＭＯＳＦＥＴ１３がオフし、このオフ時間がタイマ２５の設定時間Ｔ１に達すると、ＭＯＳＦＥＴ１３がオンするという動作を繰り返す。これにより、保持電流を保持電流制限値Ｉｈで制限して、電磁弁の開弁（又は閉弁）状態を保持するのに必要最小限の保持電流を電磁弁コイル１２に流す。
【００２７】
その後、制御回路２４の駆動信号Ｖs がローレベルに反転すると、ＡＮＤゲート２３の出力がローレベルに反転して、ＭＯＳＦＥＴ１３がオフし、保持電流が遮断される。これにより、電磁弁が内部の復帰スプリング等により閉弁（又は開弁）状態に戻る。
【００２８】
次に、図３に基づいて電源電圧低下時の電磁弁コイル１２の通電電流Ｉの制限動作を説明する。
電源電圧が低下するに従って、通電開始後の突入電流のピーク値が低下し、タイマ２８で設定された時間Ｔ２内に突入電流のピーク値が突入電流制限値Ｉｐに達しないことがある。この場合、突入電流のピーク値が突入電流制限値Ｉｐに達しなければ、コンパレータ１５の出力がローレベルのままであるため、ＭＯＳＦＥＴ１３がオン状態を維持し、突入電流が流れ続ける。
【００２９】
そこで、突入電流の通電時間を制限するために、通電開始時に駆動信号Ｖs がタイマ２８に入力されて、通電開始後の突入電流の通電時間がタイマ２８によりカウントされ、予め設定された所定時間Ｔ２が経過すると、タイマ２８の出力がハイレベルに反転する。このハイレベル信号は、ＯＲゲート２７を介してＲＳラッチ２９のセット端子Ｓに入力され、このＲＳラッチ２９の出力がハイレベルに反転して基準電圧切換用のトランジスタ２０のベースにハイレベル信号が印加される。これにより、トランジスタ２０がオンして基準電圧発生回路１６の１つの抵抗１９の両端が短絡された状態となり、コンパレータ１５に入力される基準電圧Ｖref が保持電流制限値Ｉｈに相当する電圧Ｖref(Ih) に切り換えられる。
【００３０】
この結果、突入電流の通電時間が所定時間Ｔ２に達すると、自動的に保持電流制限値Ｉｈによる保持電流制御に切り換えられ、図２に示す正常時の保持電流制御と同じく、保持電流が保持電流制限値Ｉｈを越えると、コンパレータ１５の出力がハイレベルに反転してＭＯＳＦＥＴ１３がオフし、このオフ時間がタイマ２５の設定時間Ｔ１に達すると、ＭＯＳＦＥＴ１３がオンするという動作を繰り返す。これにより、保持電流を保持電流制限値Ｉｈで制限して、電磁弁の開弁（又は閉弁）状態を保持するのに必要最小限の保持電流を電磁弁コイル１２に流す。
【００３１】
以上説明した実施形態（１）では、電磁弁コイル１２への通電開始後、突入電流のピーク値が突入電流制限値Ｉｐに達しない場合には、通電開始から所定時間Ｔ２経過後に電磁弁コイル１２の通電電流の制限値が自動的に突入電流制限値Ｉｐから保持電流制限値Ｉｈに切り換えられるので、通電開始から所定時間Ｔ２経過後に電磁弁コイル１２の通電電流を保持電流制限値Ｉｈで制限することができる。このため、電源電圧低下時のＭＯＳＦＥＴ１３の電力損失（発熱）を従来［図７（ｂ）参照］よりも大幅に低減することができ、その分、ＭＯＳＦＥＴ１３として、従来より定格の小さい小型・低コストのＭＯＳＦＥＴを使用することができ、電磁弁駆動回路の小型・低コスト化の要求を満たすことができる。
【００３２】
尚、上記実施形態（１）では、電源電圧低下時に通電電流の制限値を突入電流制限値Ｉｐから保持電流制限値Ｉｈに切り換えられるタイミングを、タイマ２８により一定時間Ｔ２に設定したが、この時間を、例えば電源電圧に応じて変更したり、或は、電磁弁内を流れる流体の圧力等の負荷に応じて変更するようにしても良い。
【００３３】
また、上記実施形態（１）では、電源電圧低下時に通電開始から所定時間Ｔ２経過後に通電電流の制限値を突入電流制限値Ｉｐから保持電流制限値Ｉｈに切り換える動作を、ハードウエアで構成した電流制限回路１０で制御するようにしたが、これをマイクロコンピュータを用いて制御するようにしても良い。
【００３４】
［参考例］
次に、図４乃至図６に基づいて本発明に関連する参考例を説明する。本参考例の電流制限回路３５（電流制限手段）は、電源電圧に応じて突入電流制限値Ｉｐを変更することで、電源電圧低下時でも、突入電流のピーク値が突入電流制限値に達して電磁弁コイル１２の通電電流を保持電流制限値Ｉｐで制限できるようになっている。以下、前記実施形態（１）と異なる部分を主として説明する。
【００３５】
まず、コンパレータ１５の−入力端子に入力する基準電圧Ｖref （通電電流の制限値）を発生する基準電圧発生回路３６の構成を説明する。基準電圧発生回路３６は、突入電流制限値変更回路４４（突入電流制限値変更手段に相当）と、保持電流制限値設定回路４５と、これら両回路４４，４５の出力電圧Ｖref(Ip) ，Ｖref(Ih) のいずれか一方を選択してコンパレータ１５の−入力端子に入力する切換スイッチ３９とから構成されている。
【００３６】
保持電流制限値設定回路４５は、電源電圧Ｖccを２つの抵抗３７，３８で分圧して、保持電流制限値Ｉｈに相当する基準電圧Ｖref(Ih) を発生する。この基準電圧Ｖref(Ih) を発生する両抵抗３７，３８の中間接続点が切換スイッチ３９の接点３９ｃに接続され、この切換スイッチ３９の接点３９ａがコンパレータ１５の−入力端子に接続されている。
【００３７】
一方、突入電流制限値変更回路４４は、突入電流制限値Ｉｐに相当する基準電圧Ｖref(Ip) を電源電圧に応じて変更する回路であり、バッテリ１１のプラス端子側とグランド端子側との間に抵抗４０とツェナーダイオード４１とを直列に接続すると共に、このツェナーダイオード４１に対して２つの抵抗４２，４３を並列に接続し、両抵抗４２，４３の中間接続点を切換スイッチ３９の接点３９ｂに接続している。
【００３８】
切換スイッチ３９は、ＲＳラッチ２９の出力信号によって切り換えられる。ＲＳラッチ２９のセット端子Ｓには、ＲＳラッチ２１の出力信号が入力され、該ＲＳラッチ２９のリセット端子Ｒには、制御回路２４の出力信号がインバータ３０で反転されて入力される。その他の構成は、前記実施形態（１）と同じである。
【００３９】
電磁弁の駆動開始時には、切換スイッチ３９を駆動するＲＳラッチ２９の出力がローレベル状態であり、この状態では、切換スイッチ３９の接点３９ａ，３９ｂ間がオンした状態に維持される。この状態では、突入電流制限値変更回路４４の２つの抵抗４２，４３で分圧した基準電圧Ｖref(Ip) が切換スイッチ３９を介してコンパレータ１５に入力される。この基準電圧Ｖref(Ip) は、突入電流制限値Ｉｐを設定する電圧であり、突入電流制限値Ｉｐは、図６に示すように電源電圧に応じて変化する。
【００４０】
ここで、図６に基づいて突入電流制限値Ｉｐの変化特性を説明する。電源電圧がツェナーダイオード４１のツェナー電圧Ｖｚ以上の領域では、２つの抵抗４２，４３に印加される電圧がツェナー電圧Ｖｚで固定されるため、２つの抵抗４２，４３で分圧した基準電圧Ｖref(Ip) が一定となり、突入電流制限値Ｉｐが一定に保たれる。この時の突入電流制限値Ｉｐは、突入電流が突入電流制限値Ｉｐに達するまでに電磁弁の開弁（又は閉弁）動作が確実に完了するように設定されている。
【００４１】
一方、電源電圧がツェナーダイオード４１のツェナー電圧Ｖｚよりも低下すると、２つの抵抗４２，４３で分圧した基準電圧Ｖref(Ip) で設定される突入電流制限値Ｉｐが電源電圧に応じて変化する。
【００４２】
この突入電流制限値Ｉｐの変化特性は、突入電流ピーク値のばらつきやツェナー電圧Ｖｚのばらつき等を考慮して、突入電流ピーク値が確実に突入電流制限値Ｉｐ以上となる範囲内で、可能な限り突入電流制限値Ｉｐを大きくするために、可能な限り突入電流制限値Ｉｐを突入電流ピーク値に近付けるように設定されている。尚、図６において、電源電圧がｓ以下の領域は、本装置を含むシステムの正常動作が確保されない領域であり、電源電圧が不足と判断して、動作が遮断される。
【００４３】
電磁弁コイル１２への通電開始後、コンパレータ１５で、突入電流の検出値（電流検出電圧Ｖｉ）を電源電圧に応じて設定された突入電流制限値Ｉｐ（基準電圧Ｖref(Ip) ）と比較し、突入電流が突入電流制限値Ｉｐを越えると、その時点でコンパレータ１５の出力がハイレベルに反転し、そのハイレベル信号がＲＳラッチ２１のセット端子Ｓに入力され、このＲＳラッチ２１の出力がハイレベルに反転し、そのハイレベル信号がＲＳラッチ２９のセット端子Ｓに入力される。これに伴って、ＲＳラッチ２９の出力がハイレベルに反転して、切換スイッチ３９の接点３９ａ，３９ｂ間がオフされ、接点３９ａ，３９ｃ間がオンした状態に切り換えられる。これにより、保持電流制限値設定回路４５で発生した保持電流制限値Ｉｈに相当する基準電圧Ｖref(Ih) が切換スイッチ３９を介してコンパレータ１５の−入力端子に入力される。この状態では、保持電流が保持電流制限値Ｉｈを越えると、コンパレータ１５の出力がハイレベルに反転してＭＯＳＦＥＴ１３がオフし、このオフ時間がタイマ２５の設定時間Ｔ１に達すると、ＭＯＳＦＥＴ１３がオンするという動作を繰り返す。これにより、保持電流を保持電流制限値Ｉｈで制限して、電磁弁の開弁（又は閉弁）状態を保持するのに必要最小限の保持電流を電磁弁コイル１２に流す。
【００４４】
以上説明した参考例では、電源電圧に応じて突入電流制限値Ｉｐを変更するようにしたので、電源電圧低下により突入電流のピーク値が低下すれば、それに応じて突入電流制限値Ｉｐも低下させることができる。このため、電源電圧低下時でも、突入電流のピーク値が突入電流制限値Ｉｐに達して突入電流が突入電流制限値で制限されるようになり、ＭＯＳＦＥＴ１３の損失（発熱）を低減できて、ＭＯＳＦＥＴ１３を小型・低コスト化することができる。
【００４５】
更に、上記参考例では、電源電圧が多少低下しても、突入電流のピーク値が十分に確保できることを考慮して、電源電圧が所定電圧（ツェナーダイオード４１のツェナー電圧Ｖｚ）以上の領域では、突入電流制限値Ｉｐを一定に維持するようにしたので、電源電圧の低下による突入電流制限値Ｉｐの低下を必要最小限にとどめることができ、突入電流制限値の低下による電磁弁の駆動力低下を最小限にとどめることができる。
【００４６】
但し、本発明は、電源電圧の全範囲で電源電圧に応じて突入電流制限値Ｉｐを変更するようにしても良く、この場合でも、本発明の所期の目的を十分に達成することができる。
【００４７】
また、上記実施形態（１）では、電源電圧に応じて突入電流制限値Ｉｐを変更する動作を、ハードウエアで構成した電流制限回路３５で制御するようにしたが、これをマイクロコンピュータを用いて制御するようにしても良い。
【００４８】
また、上記実施形態（１）は、本発明を電磁弁駆動回路に適用したものであるが、電磁弁以外のアクチュエータを駆動する装置にも同様に本発明を適用して実施でき、また、ＭＯＳＦＥＴ以外のスイッチング素子を用いても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態（１）の電磁弁駆動回路の構成を示す電気回路図
【図２】実施形態（１）の電磁弁駆動回路の電源電圧正常時の各部の電圧波形を示すタイムチャート
【図３】実施形態（１）の電磁弁駆動回路の電源電圧低下時の各部の電圧波形を示すタイムチャート
【図４】参考例の電磁弁駆動回路の構成を示す電気回路図
【図５】参考例の電磁弁駆動回路の各部の電圧波形を示すタイムチャート
【図６】参考例の電源電圧に対する突入電流制限値Ｉｐと保持電流制限値Ｉｈの特性を示す図
【図７】（ａ）は従来の電磁弁駆動回路の正常時の通電電流とスイッチング素子の電力損失を示すタイムチャート、（ｂ）は従来の電磁弁駆動回路の電源電圧低下時の通電電流とスイッチング素子の電力損失を示すタイムチャート
【符号の説明】
１０…電流制限回路（電流制限手段）、１１…バッテリ（電源）、１２…電磁弁コイル（アクチュエータ）、１３…ＭＯＳＦＥＴ、１４…電流検出抵抗、１５…コンパレータ、１６…基準電圧発生回路、２４…制御回路、２８…タイマ、３５…電流制限回路（電流制限手段）、３６…基準電圧発生回路、３９…切換スイッチ、４１…ツェナーダイオード、４４…突入電流制限値変更回路（突入電流制限値変更手段）、４５…保持電流制限値設定回路。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an actuator driving device having a function of limiting an inrush current after energization of an actuator and a holding current thereafter.
[0002]
[Prior art]
For example, in a solenoid valve drive circuit, as shown in Japanese Patent Publication No. 1-37630, after energization of the solenoid valve is started, the solenoid valve is energized with a duty ratio of 100%, as shown in FIG. When the inrush current after the start of energization reaches a predetermined inrush current limit value Ip, it is determined that the opening (or closing) operation of the solenoid valve is completed, and the current limit value of the solenoid valve is opened. Switching to the minimum holding current limit value Ih necessary for maintaining the valve (or valve closed) state, limiting the energizing current of the solenoid valve to the holding current limit value Ih by duty control, and opening the solenoid valve ( (Or closed valve) state.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, when the power supply voltage applied to the solenoid valve decreases, the peak value of the inrush current after the start of energization correspondingly decreases, and as shown in FIG. 7B, the peak value of the inrush current becomes the inrush current limit value Ip. A situation that does not reach At this time, if the battery voltage is VB, the solenoid valve coil resistance value is R, the on-resistance of the switching element to be energized is R1, and the resistance value of the detection resistor for detecting the energization current is R2, the energization current I is I = VB / (R + R1 + R2), and the situation shown in FIG. 7B occurs at the battery voltage VB where the energization current I is smaller than the inrush current limit value Ip, and the energization current does not reach the inrush current limit value Ip. For this reason, the current is kept higher than the holding limit current value Ih without being subjected to the current limit. As a result, a large current continues to flow in the switching element that drives the energization current of the solenoid valve, and the loss (heat generation) of the switching element is changed to the loss (heat generation) in the state of the power supply voltage where the current limit functions normally. In comparison, it will increase significantly.
[0004]
Therefore, a large switching element with a large rating capable of withstanding such an increase in loss (heat generation) of the switching element or a chip size is increased in order to reduce the loss (heat generation) of the switching element. As a result, the switching element has a reduced on-resistance, and expensive parts are required, which increases the cost. In particular, when driving solenoid valves used in automobiles, the power supply voltage (battery voltage) fluctuates relatively greatly depending on the usage environment and conditions (battery deterioration, temperature change, power consumption change, etc.). The frequency of occurrence of increase in the loss (heat generation) of the switching element due to the low voltage operation that is likely to occur and does not reach the inrush current limit value Ip is high. In order to avoid such a situation, it is possible to set the coil resistance R of the solenoid valve sufficiently small to such an extent that the energization current I can be secured even when the battery voltage is lowered. Then, a great restriction occurs in designing the coil of the solenoid valve, and the coil resistance R becomes small, so that the on-resistance R1 of the switching element and the total resistance (R + R1 + R2) of the energization path are reduced. Since the ratio of the resistance value R2 of the current detection resistor increases, the voltage applied to the switching element and the current detection resistor is inevitably increased, and the loss of the switching element and the current detection resistor is the same as the above problem. (Heat generation) will increase.
[0005]
The present invention has been made in view of such circumstances. Accordingly, the object of the present invention is to provide an actuator driving device that can realize a reduction in size and cost of a switching element that drives an actuator such as an electromagnetic valve. It is to provide.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, an actuator driving device according to claim 1 of the present invention comprises: Provided with current limiting means for limiting the energization current of the actuator with a current limit value set lower than the inrush current limit value when the inrush current after the start of energization to the actuator reaches a predetermined inrush current limit value A timer for setting a set time until the energization current of the actuator is limited by the current limit value when the inrush current after the start of energization does not reach the inrush current limit value when the power supply voltage is reduced, When the inrush current after the start does not reach the inrush current limit value within the set time of the timer from the start of energization, the current limit means limits the energization current of the actuator with the current limit value It is. According to this configuration, In normal times, when the inrush current after the start of energization of the actuator reaches a predetermined inrush current limit value, the energization current of the actuator is limited by the current limit value set lower than the inrush current limit value by the current limiting means. On the other hand, the inrush current after starting energization Within the set time of the timer When the inrush current limit value is not reached, the energization current of the actuator is limited by the current limit value. In this way, even if the peak value of the inrush current does not reach the inrush current limit value due to the power supply voltage drop, Set time of the timer After a lapse of time, the energization current of the actuator can be limited by the current limit value, the loss (heat generation) of the switching element can be reduced, and the switching element can be reduced in size and cost.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
[Embodiment (1)]
Hereinafter, an embodiment (1) in which the present invention is applied to an electromagnetic valve drive circuit will be described with reference to FIGS. Between the positive terminal of the battery 11 as a power source and the ground side, an electromagnetic valve coil 12 (corresponding to an actuator) for driving an electromagnetic valve (not shown), a MOSFET 13 as a switching element, and a current detection resistor 14 are connected in series. The diode 31 is connected to the solenoid valve coil 12 to return the energy remaining in the solenoid valve coil 12 when the MOSFET 13 is turned off. The MOSFET 13 has a drain D connected to the solenoid valve coil 12 and a source S connected to the current detection resistor 14. The current flowing through the solenoid valve coil 12 when the solenoid valve is driven is limited by a current limiting circuit 10 (corresponding to current limiting means). Hereinafter, the configuration of the current limiting circuit 10 will be described.
[0011]
A voltage Vi corresponding to the current value I flowing through the electromagnetic valve coil 12 is generated in the current detection resistor 14, and this voltage Vi is input to the + input terminal of the comparator 15. The reference voltage Vref generated by the reference voltage generation circuit 16 is input to the negative input terminal of the comparator 15. The reference voltage generating circuit 16 includes three resistors 17 to 19 connected in series between a power supply voltage Vcc terminal connected to a power supply circuit (not shown) that outputs a stable power supply voltage Vcc (not shown) and a ground terminal. The collector and emitter of the reference voltage switching transistor 20 are connected to both ends of one resistor 19 on the ground terminal side, and the intermediate connection point between the two resistors 17 and 18 on the power supply voltage Vcc side is connected to the comparator 15. Connected to the-input terminal.
[0012]
When the reference voltage switching transistor 20 is turned off, the reference voltage Vref input from the reference voltage generation circuit 16 to the comparator 15 is maintained at a voltage Vref (Ip) corresponding to the inrush current limit value Ip. Here, when the resistance values of the three resistors 17 to 19 of the reference voltage generation circuit 16 are R17 to R19, Vref (Ip) is calculated by the following equation.
Vref (Ip) = Vcc × (R18 + R19) / (R17 + R18 + R19)
Here, the inrush current limit value Ip is a limit value for the inrush current after the energization of the solenoid valve coil 12 is started. When the power supply voltage is normal, the inrush current limit value Ip is exceeded before the inrush current exceeds the inrush current limit value Ip. The inrush current limit value Ip is set so that the valve opening (or valve closing) operation is completed.
[0013]
When the reference voltage switching transistor 20 is turned on, both ends of one resistor 19 are short-circuited, and the reference voltage Vref input to the comparator 15 is a voltage Vref (Ih) corresponding to the holding current limit value Ih. Can be switched to. This voltage Vref (Ih) is calculated by the following equation.
Vref (Ih) = Vcc × R18 / (R17 + R18)
Here, the holding current limit value Ih is a limit value with respect to the minimum holding current necessary to hold the open (or closed) state of the solenoid valve. Therefore, the holding current limit value Ih is set to a current value lower than the inrush current limit value Ip.
[0014]
The comparator 15 compares the energizing current I (current detection voltage Vi) of the solenoid valve coil 12 with the current limit value Ip or Ih [reference voltage Vref (Ip) or Vref (Ih)], and the energizing current I indicates the current limit value. When exceeded, the output of the comparator 15 is inverted to a high level, the high level signal is input to the set terminal S of the RS latch 21, and a high level signal is output from the output terminal Q of the RS latch 21. This high level signal is inverted to a low level signal by the inverter 22 and input to one input terminal of the AND gate 23. The drive signal Vs is input from the control circuit 24 to the other input terminal of the AND gate 23. The output terminal of the AND gate 23 is connected to the gate G of the MOSFET 13, and the MOSFET 13 is turned on to energize the solenoid valve coil 12 while the output of the AND gate 23 is at a high level.
[0015]
The high level signal output from the RS latch 21 is also input to the input terminal T of the timer 25. The output terminal Q of the timer 25 is connected to one input terminal of the AND gate 26, and the drive signal Vs is input from the control circuit 24 to the other input terminal of the AND gate 26. The output terminal of the AND gate 26 is connected to the reset terminal R of the RS latch 21.
[0016]
The timer 25 temporarily turns off the energization of the solenoid valve coil 12 every time the energization current I of the solenoid valve coil 12 exceeds the current limit value Ip or Ih corresponding to the reference voltage Vref (FIGS. 2 and 3). This is a timer to set When a high level signal is input from the RS latch 21, the timer 25 starts the count operation of the internal counter. When the timer 25 finishes counting for a preset time T 1, the output of its own output terminal Q is inverted to a high level. Let Thereafter, when a low level signal is input from the RS latch 21, the timer 25 resets the internal counter and inverts the output of its output terminal Q to the low level.
[0017]
The high level signal output from the RS latch 21 is also input to one input terminal of the OR gate 27, and the output terminal Q of the timer 28 is connected to the other input terminal of the OR gate 27. . The drive signal Vs is input from the control circuit 24 to the input terminal T of the timer 28. The timer 28 switches the limit value (reference voltage Vref) of the energizing current of the solenoid valve coil 12 from the inrush current limit value Ip (Vref (Ip)) to the holding current limit value Ih (Vref (Ih)) when the power supply voltage is lowered. This is a timer for setting time T2 (see FIG. 3). During this time T2, even when the inrush current of the solenoid valve coil 12 does not reach the inrush current limit value Ip, the solenoid valve is opened (or closed) before the energization current limit value is switched to the holding current limit value Ih. Is set to complete.
[0018]
The timer 28 starts the count operation of the internal counter when the high level drive signal Vs is input from the control circuit 24, and when the timer 28 finishes counting for a preset time T2, the output of its output terminal Q is set high. Invert to level. Thereafter, when a low level signal is input from the control circuit 24, the timer 28 resets the internal counter and inverts the output of its own output terminal Q to the low level.
[0019]
The output terminal of the OR gate 27 to which the output signal of the timer 28 is input is connected to the set terminal S of the RS latch 29, and the output terminal Q of the RS latch 29 is connected to the base of the reference voltage switching transistor 20. ing. The output signal of the control circuit 24 is inverted by the inverter 30 and input to the reset terminal R of the RS latch 29.
[0020]
Next, the operation of limiting the energization current I of the solenoid valve coil 12 when the voltage of the battery 11 (hereinafter referred to as “power supply voltage”) is normal will be described with reference to FIG. Here, the normal power supply voltage means a power supply state in which the inrush current of the solenoid valve coil 12 reaches the inrush current limit value Ip within the time T2 set by the timer 28.
[0021]
At the start of driving of the solenoid valve, a high level drive signal Vs is output from the control circuit 24 to the AND gate 23. At this time, since the other input (output of the inverter 22) of the AND gate 23 is at a high level, when the high level drive signal Vs is input to the AND gate 23, the output of the AND gate 23 is inverted to a high level. The high level signal is applied to the gate G of the MOSFET 13 to turn on the MOSFET 13. As a result, energization of the solenoid valve coil 12 is started, and an inrush current starts to flow through the solenoid valve coil 12.
[0022]
At this time, the reference voltage switching transistor 20 is in an OFF state, and the reference voltage Vref input from the reference voltage generation circuit 16 to the negative input terminal of the comparator 15 is a voltage Vref (Ip) corresponding to the inrush current limit value Ip. Maintained. Therefore, while the inrush current flows, the comparator 15 compares the voltage Vi of the current detection resistor 14 corresponding to the detected value of the inrush current with the voltage Vref (Ip) corresponding to the inrush current limit value Ip. Until the inrush current exceeds the inrush current limit value Ip, the output of the comparator 15 is maintained at a low level, the inrush current continues to flow, and the electromagnetic valve is switched to the open (or closed) state.
[0023]
Thereafter, when the inrush current exceeds the inrush current limit value Ip, the output of the comparator 15 is inverted to a high level at that time, and the high level signal is input to the set terminal S of the RS latch 21, and the output of the RS latch 21 A high level signal is output from the terminal Q. This high level signal is inverted to a low level signal by the inverter 22 and input to one input terminal of the AND gate 23. As a result, the output of the AND gate 23 is inverted to a low level, the MOSFET 13 is turned off, and the inrush current is cut off.
[0024]
At this time, the high level signal output from the RS latch 21 is input to the set terminal S of the RS latch 29 via the OR gate 27, and the base of the reference voltage switching transistor 20 is output from the output terminal Q of the RS latch 29. A high level signal is output. As a result, the transistor 20 is turned on, and both ends of one resistor 19 of the reference voltage generation circuit 16 are short-circuited, and the reference voltage Vref input to the comparator 15 is a voltage Vref (corresponding to the holding current limit value Ih). Ih).
[0025]
Further, the high level signal output from the RS latch 21 is also input to the input terminal T of the timer 25. As a result, the timer 25 starts the count operation of the internal counter, and when the timer 25 finishes counting for a preset time T1, a high level signal is input from the timer 25 to one input terminal of the AND gate 26. Since the drive signal Vs input to the other input terminal of the AND gate 26 is maintained in a high level state while the solenoid valve is driven, when a high level signal is input from the timer 25 to the AND gate 26, A high level signal is output from the AND gate 26 to the reset terminal R of the RS latch 21, the RS latch 21 is reset, and the output of the RS latch 21 is inverted to a low level. This low level signal is inverted to a high level signal by the inverter 22 and input to one input terminal of the AND gate 23. As a result, the output of the AND gate 23 is inverted to a high level, the MOSFET 13 is turned on, and energization of the solenoid valve coil 12 is resumed.
[0026]
As described above, after the inrush current reaches the inrush current limit value Ip, the energization current limit value is switched from the inrush current limit value Ip to the holding current limit value Ih. When the energizing current exceeds the holding current limit value Ih, the output of the comparator 15 is inverted to a high level and the MOSFET 13 is turned off. When the off time reaches the set time T1 of the timer 25, the MOSFET 13 is turned on. repeat. As a result, the holding current is limited by the holding current limit value Ih, and the minimum holding current required to hold the open (or closed) state of the solenoid valve is passed through the solenoid valve coil 12.
[0027]
Thereafter, when the drive signal Vs of the control circuit 24 is inverted to the low level, the output of the AND gate 23 is inverted to the low level, the MOSFET 13 is turned off, and the holding current is cut off. As a result, the solenoid valve returns to the closed (or opened) state by the internal return spring or the like.
[0028]
Next, the operation of limiting the energization current I of the solenoid valve coil 12 when the power supply voltage is lowered will be described with reference to FIG.
As the power supply voltage decreases, the peak value of the inrush current after the start of energization decreases, and the peak value of the inrush current may not reach the inrush current limit value Ip within the time T2 set by the timer 28. In this case, if the peak value of the inrush current does not reach the inrush current limit value Ip, the output of the comparator 15 remains at a low level, so that the MOSFET 13 is kept on and the inrush current continues to flow.
[0029]
Therefore, in order to limit the energization time of the inrush current, the drive signal Vs is input to the timer 28 at the start of energization, the energization time of the inrush current after the energization starts is counted by the timer 28, and a preset predetermined time T2 When elapses, the output of the timer 28 is inverted to a high level. This high level signal is input to the set terminal S of the RS latch 29 via the OR gate 27, the output of the RS latch 29 is inverted to a high level, and the high level signal is applied to the base of the reference voltage switching transistor 20. Applied. As a result, the transistor 20 is turned on and both ends of one resistor 19 of the reference voltage generation circuit 16 are short-circuited, and the reference voltage Vref input to the comparator 15 is a voltage Vref (Ih) corresponding to the holding current limit value Ih. ).
[0030]
As a result, when the energization time of the inrush current reaches the predetermined time T2, the mode is automatically switched to the holding current control based on the holding current limit value Ih, and the holding current becomes the holding current as in the normal holding current control shown in FIG. When the limit value Ih is exceeded, the output of the comparator 15 is inverted to a high level and the MOSFET 13 is turned off. When this off time reaches the set time T1 of the timer 25, the operation of turning on the MOSFET 13 is repeated. As a result, the holding current is limited by the holding current limit value Ih, and the minimum holding current required to hold the open (or closed) state of the solenoid valve is passed through the solenoid valve coil 12.
[0031]
In the embodiment (1) described above, when the peak value of the inrush current does not reach the inrush current limit value Ip after the energization of the solenoid valve coil 12 is started, the solenoid valve coil 12 is passed after a predetermined time T2 has elapsed since the start of energization. Since the energizing current limit value is automatically switched from the inrush current limiting value Ip to the holding current limiting value Ih, the energizing current of the solenoid valve coil 12 is limited by the holding current limiting value Ih after the elapse of a predetermined time T2 from the start of energization. be able to. For this reason, the power loss (heat generation) of the MOSFET 13 when the power supply voltage is lowered can be significantly reduced as compared with the conventional [see FIG. 7B]. MOSFET can be used, and the demand for miniaturization and cost reduction of the solenoid valve drive circuit can be satisfied.
[0032]
In the embodiment (1), the timing at which the limit value of the energization current is switched from the inrush current limit value Ip to the holding current limit value Ih when the power supply voltage is reduced is set to the fixed time T2 by the timer 28. May be changed in accordance with, for example, a power supply voltage, or may be changed in accordance with a load such as a pressure of a fluid flowing in the electromagnetic valve.
[0033]
In the embodiment (1), the operation of switching the current-carrying current limit value from the inrush current limit value Ip to the holding current limit value Ih after a predetermined time T2 has elapsed from the start of energization when the power supply voltage decreases is a current configured by hardware. Although the control is performed by the limiting circuit 10, it may be controlled by using a microcomputer.
[0034]
[ Reference example ]
Next, the present invention will be described with reference to FIGS. Reference examples related to Will be explained. Book Reference example The current limiting circuit 35 (current limiting means) changes the inrush current limit value Ip in accordance with the power supply voltage, so that the peak value of the inrush current reaches the inrush current limit value even when the power supply voltage drops, and the solenoid valve coil The 12 energization currents can be limited by the holding current limit value Ip. In the following, parts different from the embodiment (1) will be mainly described.
[0035]
First, the configuration of the reference voltage generation circuit 36 that generates the reference voltage Vref (the limit value of the energization current) input to the negative input terminal of the comparator 15 will be described. The reference voltage generating circuit 36 includes an inrush current limit value changing circuit 44 (corresponding to an inrush current limit value changing means), a holding current limit value setting circuit 45, and output voltages Vref (Ip) and Vref of both the circuits 44 and 45. It comprises a changeover switch 39 that selects any one of (Ih) and inputs it to the negative input terminal of the comparator 15.
[0036]
The holding current limit value setting circuit 45 divides the power supply voltage Vcc by the two resistors 37 and 38 to generate a reference voltage Vref (Ih) corresponding to the holding current limit value Ih. An intermediate connection point between the resistors 37 and 38 for generating the reference voltage Vref (Ih) is connected to a contact point 39c of the changeover switch 39, and a contact point 39a of the changeover switch 39 is connected to a negative input terminal of the comparator 15.
[0037]
On the other hand, the inrush current limit value changing circuit 44 is a circuit for changing the reference voltage Vref (Ip) corresponding to the inrush current limit value Ip according to the power supply voltage, and between the positive terminal side and the ground terminal side of the battery 11. A resistor 40 and a Zener diode 41 are connected in series to each other, and two resistors 42 and 43 are connected in parallel to the Zener diode 41. An intermediate connection point between the resistors 42 and 43 is connected to a contact 39b of the changeover switch 39. Connected to.
[0038]
The changeover switch 39 is switched by the output signal of the RS latch 29. The output signal of the RS latch 21 is input to the set terminal S of the RS latch 29, and the output signal of the control circuit 24 is inverted and input to the reset terminal R of the RS latch 29 by the inverter 30. Other configurations are the same as those in the embodiment (1).
[0039]
At the start of driving of the solenoid valve, the output of the RS latch 29 for driving the changeover switch 39 is in a low level state. In this state, the contact point 39a, 39b of the changeover switch 39 is maintained in an ON state. In this state, the reference voltage Vref (Ip) divided by the two resistors 42 and 43 of the inrush current limit value changing circuit 44 is input to the comparator 15 via the changeover switch 39. The reference voltage Vref (Ip) is a voltage for setting the inrush current limit value Ip, and the inrush current limit value Ip changes according to the power supply voltage as shown in FIG.
[0040]
Here, the change characteristic of the inrush current limit value Ip will be described with reference to FIG. In a region where the power supply voltage is equal to or higher than the Zener voltage Vz of the Zener diode 41, the voltage applied to the two resistors 42 and 43 is fixed at the Zener voltage Vz, so that the reference voltage Vref (divided by the two resistors 42 and 43) Ip) becomes constant, and the inrush current limit value Ip is kept constant. The inrush current limit value Ip at this time is set so that the opening (or closing) operation of the solenoid valve is reliably completed before the inrush current reaches the inrush current limit value Ip.
[0041]
On the other hand, when the power supply voltage falls below the Zener voltage Vz of the Zener diode 41, the inrush current limit value Ip set by the reference voltage Vref (Ip) divided by the two resistors 42 and 43 changes according to the power supply voltage. .
[0042]
This change characteristic of the inrush current limit value Ip is possible within a range in which the inrush current peak value is surely equal to or greater than the inrush current limit value Ip in consideration of variations in the inrush current peak value, variations in the zener voltage Vz, and the like. In order to increase the inrush current limit value Ip as much as possible, the inrush current limit value Ip is set as close as possible to the inrush current peak value. In FIG. 6, the region where the power supply voltage is s or less is a region where the normal operation of the system including this apparatus is not ensured, and the operation is interrupted when it is determined that the power supply voltage is insufficient.
[0043]
After the energization of the solenoid valve coil 12 is started, the comparator 15 compares the inrush current detection value (current detection voltage Vi) with the inrush current limit value Ip (reference voltage Vref (Ip)) set according to the power supply voltage. When the inrush current exceeds the inrush current limit value Ip, the output of the comparator 15 is inverted to a high level at that time, and the high level signal is input to the set terminal S of the RS latch 21, and the output of the RS latch 21 is The signal is inverted to high level, and the high level signal is input to the set terminal S of the RS latch 29. Along with this, the output of the RS latch 29 is inverted to a high level, the contact 39a, 39b of the changeover switch 39 is turned off, and the contact 39a, 39c is turned on. As a result, the reference voltage Vref (Ih) corresponding to the holding current limit value Ih generated by the holding current limit value setting circuit 45 is input to the negative input terminal of the comparator 15 via the changeover switch 39. In this state, when the holding current exceeds the holding current limit value Ih, the output of the comparator 15 is inverted to a high level and the MOSFET 13 is turned off. When the off time reaches the set time T1 of the timer 25, the MOSFET 13 is turned on. Repeat the operation. As a result, the holding current is limited by the holding current limit value Ih, and the minimum holding current required to hold the open (or closed) state of the solenoid valve is passed through the solenoid valve coil 12.
[0044]
Explained above Reference example Then, since the inrush current limit value Ip is changed according to the power supply voltage, if the peak value of the inrush current decreases due to the power supply voltage decrease, the inrush current limit value Ip can be decreased accordingly. For this reason, even when the power supply voltage is lowered, the peak value of the inrush current reaches the inrush current limit value Ip, the inrush current is limited by the inrush current limit value, the loss (heat generation) of the MOSFET 13 can be reduced, and the MOSFET 13 Can be reduced in size and cost.
[0045]
In addition, the above Reference example Then, considering that the peak value of the inrush current can be sufficiently secured even if the power supply voltage is somewhat reduced, the inrush current limit value Ip is in a region where the power supply voltage is equal to or higher than a predetermined voltage (the Zener voltage Vz of the Zener diode 41). Thus, the reduction of the inrush current limit value Ip due to the reduction of the power supply voltage can be minimized, and the reduction of the driving force of the solenoid valve due to the reduction of the inrush current limit value is minimized. be able to.
[0046]
However, in the present invention, the inrush current limit value Ip may be changed in accordance with the power supply voltage in the entire range of the power supply voltage, and even in this case, the intended purpose of the present invention can be sufficiently achieved. .
[0047]
In the embodiment (1), the operation of changing the inrush current limit value Ip according to the power supply voltage is controlled by the current limit circuit 35 configured by hardware. This is performed using a microcomputer. You may make it control.
[0048]
Further, the above embodiment (1 ) The book Although the invention is applied to a solenoid valve drive circuit, the invention can be similarly applied to a device for driving an actuator other than the solenoid valve, and a switching element other than a MOSFET may be used.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electric circuit diagram showing a configuration of a solenoid valve drive circuit according to an embodiment (1) of the present invention.
FIG. 2 is a time chart showing voltage waveforms of respective parts when the power supply voltage of the solenoid valve drive circuit of the embodiment (1) is normal.
FIG. 3 is a time chart showing voltage waveforms of respective parts when the power supply voltage of the solenoid valve drive circuit of the embodiment (1) is lowered.
[Fig. 4] Reference example Electric circuit diagram showing the configuration of the solenoid valve drive circuit
[Figure 5] Reference example Time chart showing the voltage waveform of each part of the solenoid valve drive circuit
[Fig. 6] Reference example Of the inrush current limit value Ip and the holding current limit value Ih with respect to the power supply voltage
FIG. 7A is a time chart showing a normal energization current of a conventional solenoid valve driving circuit and a power loss of a switching element, and FIG. 7B is a current chart of a conventional solenoid valve driving circuit when a power supply voltage is lowered. Time chart showing power loss of switching element
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Current limiting circuit (current limiting means), 11 ... Battery (power supply), 12 ... Solenoid valve coil (actuator), 13 ... MOSFET, 14 ... Current detection resistor, 15 ... Comparator, 16 ... Reference voltage generating circuit, 24 ... Control circuit 28 ... Timer 35 ... Current limiting circuit (current limiting means) 36 ... Reference voltage generating circuit 39 ... Changeover switch 41 ... Zener diode 44 ... Inrush current limit value changing circuit (Inrush current limit value changing means) 45) Holding current limit value setting circuit.

Claims

Actuator comprising current limiting means for limiting the energization current of the actuator with a current limit value set lower than the inrush current limit value when the inrush current after the start of energization to the actuator reaches a predetermined inrush current limit value In the drive device,
A timer for setting a set time until the energization current of the actuator is limited by the current limit value when the inrush current after the start of energization does not reach the inrush current limit value when the power supply voltage is reduced,
The current limiting means limits the energization current of the actuator with the current limit value when the inrush current after the start of energization does not reach the inrush current limit value within a set time of the timer from the start of energization. Actuator drive device.