JP4098271B2 - 雑音抑圧装置 - Google Patents

Description

この発明は、種々の雑音環境下で用いられる音声通信システムや音声認識システム等において、例えば音声信号以外の雑音を抑圧する雑音抑圧装置に関するものである。

音声信号に重畳した雑音等の目的外信号を抑圧する雑音抑圧装置は、例えば、特許文献１に開示されている。これは、非特許文献１に示す振幅スペクトル上で雑音を抑圧する、いわゆるスペクトルサブトラクション（Spectral Subtraction：ＳＳ）法を基本とするものである。

特開平７−３０６６９５号公報 "Steven F．Boll，"Suppression of Acoustic noise in speech using spectral subtraction"，IEEE Trans． ASSP， Vol．ASSP−27， No.2，April 1979

図１０は上記公報に開示された従来の雑音抑制装置の構成を示すブロック図である。図において、１１１は入力端子、１１２はフレーム化・窓掛け処理回路、１１３はＦＦＴ回路、１１４はバンド分割回路、１１５は雑音推定回路、１１６は音声推定回路、１１７はＰｒ（Ｓｐ）計算回路、１１８はＰｒ（Ｓｐ｜Ｙ）計算回路、１１９は最尤フィルタ、１２０は軟判定抑圧回路、１２１はフィルタ処理回路、１２２はバンド変換回路、１２３はスペクトラム修正回路、１２４はＩＦＦＴ回路、１２５はオーバラップ加算回路、１２６は出力端子である。

図１１は従来の雑音抑制装置における雑音推定回路１１５の構成を示すブロック図である。図において、１１５ＡはＲＭＳ計算回路、１１５Ｂは相対エネルギ計算回路、１１５Ｃは最小ＲＭＳ計算回路、１１５Ｄは最大信号計算回路である。

次に動作について説明する。
入力端子１１１には、音声成分と雑音成分とを含む入力信号ｙ［ｔ］が入力される。この入力信号ｙ［ｔ］は、例えばサンプリング周波数ＦＳのディジタル信号であり、フレーム化・窓掛け処理回路１１２に送られてフレーム長がＦＬサンプル、例えば１６０サンプルのフレームに分割され、次のＦＦＴ処理に先立ち窓掛け処理が行われる。

次にＦＦＴ回路１１３では、２５６ポイントのＦＦＴ（Fast Fourier Transform ：高速フーリエ変換）処理が施され、得られた周波数スペクトル振幅値は、バンド分割回路１１４により例えば１８バンドに分割される。
雑音推定回路１１５では、入力信号ｙ［ｔ］中の雑音を音声から区別し、雑音と推定されるフレームを検出する。以下、図１１を用いて雑音推定回路１１５の動作を説明する。

図１１において、入力信号ｙ［ｔ］は、ＲＭＳ（Root Mean Square ：自乗平均の平方根）計算回路１１５Ａに送られて、各フレーム毎の短時間ＲＭＳ値が計算され、この短時間ＲＭＳ値は相対エネルギ計算回路１１５Ｂ、最小ＲＭＳ計算回路１１５Ｃ、最大信号計算回路１１５Ｄ及び雑音スペクトル推定回路１１５Ｅに送られる。また、雑音スペクトル推定回路１１５Ｅには、相対エネルギ計算回路１１５Ｂ、最小ＲＭＳ計算回路１１５Ｃ及び最大信号計算回路１１５Ｄからの各出力と、上記バンド分割回路１１４からの出力とが送られている。

ＲＭＳ計算回路１１５Ａでは、次の式（１）に従い各フレーム毎の信号のＲＭＳ値ＲＭＳ［ｋ］を計算する。また、相対エネルギ計算回路１１５Ｂでは、前フレームからの減衰エネルギ（減衰時間０．６５秒）に対する現フレームの相対エネルギｄＢ＿ｒｅｌ［ｋ］を計算する。

最小ＲＭＳ計算回路１１５Ｃでは、背景雑音レベルを評価するために、現フレームの最小ノイズＲＭＳ値ＭｉｎＮｏｉｓｅ＿ｓｈｏｒｔ、及び０．６秒毎に更新する長期間の最小ノイズＲＭＳ値ＭｉｎＮｏｉｓｅ＿ｌｏｎｇを計算する。なお、長期間の最小ノイズＲＭＳ値ＭｉｎＮｏｉｓｅ＿ｌｏｎｇは、雑音レベルの急激な変化に現フレームの最小ノイズＲＭＳ値ＭｉｎＮｏｉｓｅ＿ｓｈｏｒｔが追従できない場合に代わりに用いられる。

最大信号計算回路１１５Ｄでは、現フレームの最大信号ＲＭＳ値ＭａｘＳｉｇｎａｌ＿ｓｈｏｒｔ、及び例えば０．４秒毎に更新する長期間の最大信号ＲＭＳ値ＭａｘＳｉｇｎａｌ＿ｌｏｎｇを求める。なお、長期間の最大信号ＲＭＳ値ＭａｘＳｉｇｎａｌ＿ｌｏｎｇは、信号レベルの急激な変化に現フレームの最大信号ＲＭＳ値が追従できない場合に代わりに用いられる。上記の短期間の最大信号ＲＭＳ値ＭａｘＳｉｇｎａｌ＿ｓｈｏｒｔと短期間の最小ノイズＲＭＳ値ＭｉｎＮｏｉｓｅ＿ｓｈｏｒｔを用いて、現フレーム信号の最大ＳＮＲ値ＭａｘＳＮＲが推定される。また、最大ＳＮＲ値ＭａｘＳＮＲを用いて、相対ノイズレベルを示す０から１までの範囲の正規化パラメータＮＲ＿ｌｅｖｅｌが算出される。

次に、雑音スペクトル推定回路１１５Ｅでは、相対エネルギ計算回路１１５Ｂ、最小ＲＭＳ計算回路１１５Ｃ及び最大信号計算回路１１５Ｄで算出した値を用いて、現フレームの様態が音声信号であるか雑音であるかの判定を行う。現フレームが雑音と判定される場合、雑音スペクトルの時間平均推定値Ｎ［ｗ，ｋ］は、現フレームの信号スペクトルＹ［ｗ，ｋ］によって更新される。ｗはバンド分割のバンド番号を示す。

図１０における音声推定回路１１６では、上記バンド分割された各周波数バンドｗ毎のＳＮ比を計算する。まず、次の式（２）に従って、雑音が存在しない場合（クリーンな条件）を仮定して音声スペクトルを粗く推定し、音声スペクトル粗推定値Ｓ’［ｗ，ｋ］を求める。この音声スペクトル粗推定値Ｓ’［ｗ，ｋ］は、後述する確率Ｐｒ（Ｓｐ｜Ｙ）を算出するのに用いられる。なお、式（２）中のρは所定の定数であり、例えばρ＝１．０とする。
Ｓ’［ｗ，ｋ］＝
ｓｑｒｔ（ｍａｘ（０，Ｙ［ｗ，ｋ］² −ρＮ［ｗ，ｋ］² ））
・・・・・（２）

次に、音声推定回路１１６は、上述の音声スペクトル粗推定値Ｓ’［ｗ，ｋ］と１フレーム前の音声スペクトル推定値Ｓ［ｗ，ｋ−１］を用いて、現フレームの音声スペクトル推定値Ｓ［ｗ，ｋ］を算出する。得られた音声スペクトル推定値Ｓ［ｗ，ｋ］と、上記雑音スペクトル推定回路１１５Ｅが出力する雑音スペクトルの推定値Ｎ［ｗ，ｋ］を用いて、次の式（３）に従ってサブバンド毎のＳＮ比ＳＮＲ［ｗ，ｋ］を算出する。

続いて、音声推定回路１１６は、広範囲の雑音／音声レベルに対応するために上記のサブバンド毎のＳＮ比ＳＮＲ［ｗ，ｋ］を用いて、可変のＳＮ比ＳＮＲ＿ｎｅｗ［ｗ，ｋ］を次の式（４）により求める。式（３）中のＭＩＮ＿ＳＮＲ（）はＳＮＲ＿ｎｅｗ［ｗ，ｋ］の最小値を決める関数であり、引数ｓｎｒはサブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｗ，ｋ］と同義である。

上記求められるＳＮＲ＿ｎｅｗ［ｗ，ｋ］は、その最小値に制限を加えた現フレームにおける瞬時のサブバンドＳＮ比である。このＳＮＲ＿ｎｅｗ［ｗ，ｋ］は、例えば、有音部のような全体として高ＳＮ比を有する信号に対しては、サブバンドＳＮ比がとる最小値を１．５（ｄＢ）まで落とすことができる。また、例えば雑音部のような低い瞬時ＳＮ比を有する信号に対しては、サブバンドＳＮ比がとる最小値が３（ｄＢ）より小さな値になることはない。

Ｐｒ（Ｓｐ）計算回路１１７では、想定した入力信号中、即ちクリーンな条件で音声信号が存在する確率Ｐｒ（Ｓｐ）を計算する。この確率Ｐｒ（Ｓｐ）は最大信号計算回路１１５Ｄで算出されたＮＲ＿ｌｅｖｅｌ関数を用いて計算される。

Ｐｒ（Ｓｐ｜Ｙ）計算回路１１８では、実際に雑音が混入している入力信号ｙ［ｔ］中において、音声信号が存在する確率Ｐｒ（Ｓｐ｜Ｙ）を計算する。この確率Ｐｒ（Ｓｐ｜Ｙ）は上記Ｐｒ（Ｓｐ）計算回路１１７が出力する確率Ｐｒ（Ｓｐ）と、上記式（４）で計算されるサブバンドＳＮ比ＳＮＲ＿ｎｅｗ［ｗ，ｋ］を用いて算出される。ここで、算出される確率Ｐｒ（Ｓｐ｜Ｙ）のうち、確率Ｐｒ（Ｈ１｜Ｙ）［ｗ，ｋ］が持つ意味は、スペクトル振幅信号Ｙ［ｗ，ｋ］のサブバンドｗの音声事象Ｈ１、即ち、現フレームの入力信号ｙ［ｔ］が音声信号ｓ［ｔ］と雑音信号ｎ［ｔ］との和であって、その中で音声信号ｓ［ｔ］が存在する場合のサブバンドｗ毎の確率を示し、例えばＳＮＲ＿ｎｅｗ［ｗ，ｋ］が大きくなると、確率Ｐｒ（Ｈ１｜Ｙ）［ｗ，ｋ］は１．０に近い値となる。

最尤フィルタ１１９では、バンド分割回路１１４からのスペクトル振幅信号Ｙ［ｗ，ｋ］と雑音推定回路１１５からの雑音スペクトル振幅信号Ｎ［ｗ，ｋ］を用いて、次の式（５）により、スペクトル振幅信号Ｙから雑音信号Ｎの除去を行い、雑音スペクトル除去信号Ｈ［ｗ，ｋ］を出力する。

軟判定抑圧回路１２０では、最尤フィルタ１１９が出力する雑音スペクトル除去信号Ｈ［ｗ，ｋ］と、Ｐｒ（Ｓｐ｜Ｙ）計算回路１１８が出力する確率Ｐｒ（Ｈ１｜Ｙ）［ｗ，ｋ］を用いて、次の式（６）に従って雑音スペクトル除去信号Ｈ［ｗ，ｋ］のサブバンドｗ毎のスペクトル振幅抑圧を行い、スペクトル抑圧信号Ｈｓ［ｗ，ｋ］を出力する。なお、式（６）において、ＭＩＮ＿ＧＡＩＮは最小ゲインを示す所定の定数であり、例えば、ＭＩＮ＿ＧＡＩＮ＝０．１（−１５ｄＢ）とする。式（６）により、音声信号が存在する確率Ｐｒ（Ｈ１｜Ｙ）［ｗ，ｋ］が１．０に近い場合は、雑音除去スペクトル信号Ｈ［ｗ，ｋ］は振幅抑圧を弱め、確率Ｐｒ（Ｈ１｜Ｙ）［ｗ，ｋ］が０．０に近くなるにつれて、雑音除去スペクトル信号Ｈ［ｗ，ｋ］は最小ゲインＭＩＮ＿ＧＡＩＮにまで振幅抑圧される。
Ｈｓ［ｗ，ｋ］＝Ｐｒ（Ｈ１｜Ｙ）［ｗ，ｋ］・Ｈ［ｗ，ｋ］＋
（１−Ｐｒ（Ｈ１｜Ｙ）［ｗ，ｋ］）・ＭＩＮ＿ＧＡＩＮ
・・・・・（６）

フィルタ処理回路１２１では、周波数軸方向と時間軸方向とについて、軟判定抑圧回路１２０が出力するスペクトル抑圧信号Ｈｓ［ｗ，ｋ］の平滑化を行ってスペクトル抑圧信号Ｈｓ［ｗ，ｋ］の不連続感を軽減する。また、バンド変換回路１２２では、フィルタ処理回路１２１が出力する平滑化した信号を補間処理によりバンド拡張変換を行う。

スペクトラム修正回路１２３では、ＦＦＴ回路１１３で得られた入力信号のＦＦＴ係数の虚部と、バンド変換回路１２２で得られたＦＦＴ係数の実部に、バンド分割回路１１４の出力信号を乗じてスペクトラム修正を行う。

ＩＦＦＴ回路１２４では、スペクトラム修正回路１２３で得られた信号を用いて逆ＦＦＴ処理を行う。オーバラップ加算回路１２５では、各フレーム毎のＩＦＦＴ出力信号のフレーム境界部分について重ね合わせ処理を行い、雑音低減処理された出力信号を出力端子１２６より出力する。

このように、従来の雑音抑圧装置は、入力信号の雑音・音声レベルが変動しても、そのサブバンドＳＮ比に応じて雑音抑圧量が調整できる構成であり、例えば、有音部のように全体として高ＳＮ比を有する信号に対しては、各サブバンドＳＮ比の最小値を小さくして、ＳＮ比の低いサブバンドに対して振幅抑圧量を小さくできるので、低レベルの音声信号を抑圧することを防止できる。また、雑音部のように全体として低いＳＮ比を有する信号に対しては、各サブバンドＳＮ比の最小値を大きくして、ＳＮ比の低いサブバンドに対して十分な振幅抑圧を行うので雑音感の発生が抑えられる。

従来の雑音抑圧装置は、以上のように構成されているので、雑音フレームでは、残留雑音を生じさせないようにするために、全帯域で周波数方向に一定の雑音抑圧量特性で雑音抑圧すべきだが、推定された雑音スペクトルは過去の平均的な雑音スペクトルであるために、現フレームにおける実際の雑音スペクトルとスペクトル形状が一致せず、そのためサブバンドＳＮ比の推定誤差が生じ、全帯域で周波数方向に一定の雑音抑圧量特性で雑音抑圧を行うことができないという課題があった。

具体的には、雑音フレームであっても、パワーが大きいスペクトル成分を含む帯域では、そのサブバンドのＳＮ比が大きくなり、その帯域は有音として扱われて抑圧量が不十分となる。その結果、全帯域で一定の抑圧特性とならなくなり、これが残留雑音の原因となるが、従来の方式では推定雑音スペクトルと推定サブバンドＳＮ比に依存した制御を行っているので、雑音スペクトルの推定が間違った場合には、適切な雑音抑圧が行うことができないという課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、簡単な方法で雑音フレームでの残留雑音発生を抑制し、かつ、高雑音下でも品質劣化が少なく雑音レベル変動にも強い雑音抑圧装置を得ることを目的とする。

この発明に係る雑音抑圧方法は、入力信号の現フレームに基づいて入力信号スペクトルをサブバンド単位で得るステップと、前記入力信号の過去のフレームに基づいて推定された推定雑音スペクトルを前記サブバンド単位で得るステップと、前記サブバンド単位で、現フレームから得られた前記入力信号スペクトルと、過去のフレームから得られた前記推定雑音スペクトルと、現フレームから得られた前記入力信号スペクトルの関数である第１の関数とに基づいて、そのサブバンドに関して用いられる第２の関数として、ＳＮ比を得るステップと、前記入力信号と前記サブバンド単位で得られた前記ＳＮ比とに基づいて、雑音抑圧された出力信号を得るステップとを備えたものである。

この発明に係る雑音抑圧装置は、入力信号の現フレームに基づいて入力信号スペクトルをサブバンド単位で得る入力信号スペクトル取得部と、前記入力信号の過去のフレームに基づいて推定された推定雑音スペクトルを前記サブバンド単位で得る推定雑音スペクトル取得部と、前記サブバンド単位で、現フレームから得られた前記入力信号スペクトルと、過去のフレームから得られた前記推定雑音スペクトルと、現フレームから得られた前記入力信号スペクトルの関数である第１の関数とに基づいて、そのサブバンドに関して用いられる第２の関数として、ＳＮ比を得るＳＮ比算出部と、前記入力信号と前記サブバンド単位で得られた前記ＳＮ比とに基づいて、雑音抑圧された出力信号を得る出力信号取得部とを備えたものである。

この発明によれば、入力信号の現フレームに基づいて入力信号スペクトルをサブバンド単位で得るステップと、前記入力信号の過去のフレームに基づいて推定された推定雑音スペクトルを前記サブバンド単位で得るステップと、前記サブバンド単位で、現フレームから得られた前記入力信号スペクトルと、過去のフレームから得られた前記推定雑音スペクトルと、現フレームから得られた前記入力信号スペクトルの関数である第１の関数とに基づいて、そのサブバンドに関して用いられる第２の関数として、ＳＮ比を得るステップと、前記入力信号と前記サブバンド単位で得られた前記ＳＮ比とに基づいて、雑音抑圧された出力信号を得るステップとを備えたことにより、周波数全帯域にわたって変動の少ない特性で雑音抑圧することができ、残留雑音発生を軽減することができるという効果がある。

この発明によれば、入力信号の現フレームに基づいて入力信号スペクトルをサブバンド単位で得る入力信号スペクトル取得部と、前記入力信号の過去のフレームに基づいて推定された推定雑音スペクトルを前記サブバンド単位で得る推定雑音スペクトル取得部と、前記サブバンド単位で、現フレームから得られた前記入力信号スペクトルと、過去のフレームから得られた前記推定雑音スペクトルと、現フレームから得られた前記入力信号スペクトルの関数である第１の関数とに基づいて、そのサブバンドに関して用いられる第２の関数として、ＳＮ比を得るＳＮ比算出部と、前記入力信号と前記サブバンド単位で得られた前記ＳＮ比とに基づいて、雑音抑圧された出力信号を得る出力信号取得部とを備えたことにより、周波数全帯域にわたって変動の少ない特性で雑音抑圧することができ、残留雑音発生を軽減することができるという効果がある。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による雑音抑制装置の構成を示すブロック図である。図において、１は入力信号端子、２は入力信号をフレーム毎に周波数分析して入力信号スペクトルと位相スペクトルに変換する時間／周波数変換手段、３は入力信号のフレームが雑音であるか有音であるかの指標である雑音らしさ信号を算出する雑音らしさ分析手段、４は時間／周波数変換手段２により変換された入力信号スペクトルを入力して小帯域毎の入力信号平均スペクトルを算出し、算出した小帯域毎の入力信号平均スペクトルと、雑音らしさ分析手段３により算出された雑音らしさ信号に基づき、過去のフレームから推定された小帯域毎の推定雑音スペクトルを更新する雑音スペクトル推定手段である。

また、図１において、５は、雑音らしさ分析手段３により算出された雑音らしさ信号と、時間／周波数変換手段２により変換された入力信号スペクトルと、雑音スペクトル推定手段４により更新された小帯域毎の推定雑音スペクトルを入力し、入力した入力信号スペクトルにより小帯域毎の入力信号平均スペクトルを算出し、入力した雑音らしさ信号に基づき、入力した小帯域毎の推定雑音スペクトルと算出した小帯域毎の入力信号平均スペクトルの混合率を算出し、入力した小帯域毎の推定雑音スペクトルと、算出した小帯域毎の入力信号平均スペクトルと、算出した混合率に基づき小帯域毎のＳＮ比を算出するサブバンドＳＮ比算出手段、６はサブバンドＳＮ比算出手段５により算出された小帯域毎のＳＮ比を用いて、雑音スペクトル推定手段４により更新された小帯域毎の推定雑音スペクトルに対する小帯域毎のスペクトル抑圧量を算出するスペクトル抑圧量算出手段、７はスペクトル抑圧量算出手段６により算出された小帯域毎のスペクトル抑圧量を用いて、時間／周波数変換手段２により変換された入力信号スペクトルのスペクトル振幅抑圧を行い、雑音除去スペクトルを出力するスペクトル抑圧手段、８はスペクトル抑圧手段７により出力された雑音除去スペクトルを、時間／周波数変換手段２により変換された位相スペクトルを用いて時間領域の雑音抑圧信号に変換する周波数／時間変換手段、９は周波数／時間変換手段８により変換された雑音抑圧信号のフレーム境界部分について重ね合わせ処理を行い、雑音低減処理された雑音除去信号を出力するオーバラップ加算手段、１０は出力信号端子である。

図２はこの発明の実施の形態１による雑音抑制装置におけるサブバンドＳＮ比算出手段５の構成を示すブロック図である。図において、５Ａは帯域分割フィルタ、５Ｂは混合率算出回路、５ＣはサブバンドＳＮ比算出回路である。

図３はこの発明の実施の形態１による雑音抑制装置における雑音らしさ分析手段３の構成を示すブロック図である。図において、３Ａは窓掛け回路、３Ｂはローパスフィルタ、３Ｃは線形予測分析回路、３Ｄは逆フィルタ、３Ｅは自己相関係数算出回路、３Ｆは最大値検出回路、３Ｇは雑音らしさ信号算出回路である。

図４はこの発明の実施の形態１による雑音抑制装置における雑音スペクトル推定手段４の構成を示すブロック図である。図において、４Ａは更新速度係数算出回路、４Ｂは帯域分割フィルタ、４Ｃは推定雑音スペクトル更新回路である。

図５はこの発明の実施の形態１による雑音抑制装置におけるスペクトル抑圧量算出手段６の構成を示すブロック図である。図において、６Ａはフレーム雑音エネルギ算出回路、６Ｂはスペクトル抑圧量算出回路である。

図６はこの発明の実施の形態１による雑音抑制装置におけるスペクトル抑圧手段７の構成を示すブロック図である。図において、７Ａは補間回路、７Ｂはスペクトル抑圧回路である。

次に動作について説明する。
入力信号ｓ［ｔ］は、所定のサンプリング周波数（例えば８ｋＨｚ）でサンプリングされ、所定のフレーム単位（例えば２０ｍｓ）に分割されて入力信号端子１より入力される。この入力信号ｓ［ｔ］は背景雑音が混入した音声信号、もしくは背景騒音のみの信号である。

時間／周波数変換手段２は、例えば２５６点ＦＦＴを用いて、入力信号ｓ［ｔ］をフレーム単位で入力信号スペクトルＳ［ｆ］と位相スペクトルＰ［ｆ］に変換する。なお、ＦＦＴは公知の手法であるので説明を省略する。

次にサブバンドＳＮ比算出手段５は、時間／周波数変換手段２が出力する入力信号スペクトルＳ［ｆ］と、後述する雑音らしさ分析手段３が出力する雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌと、後述する雑音スペクトル推定手段４が出力する、過去の雑音と判定されたフレームから推定した平均的な雑音スペクトルである推定雑音スペクトルＮａ［ｉ］を用いて、現フレームの周波数帯域別ＳＮ比（以下、サブバンドＳＮ比と称する）ＳＮＲ［ｉ］を次のような方法で求める。

図７はこの発明の実施の形態１による雑音抑制装置における周波数帯域分割テーブルを示す図である。まず、サブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］を求める準備として、例えば、図７に示すように、低域では帯域幅が狭く、高域になるに従って帯域幅が広くなるような１９の小帯域（サブバンド）に分割を行う。この帯域分割には、図２の帯域分割フィルタ５Ａを用いて、入力信号スペクトルＳ［ｆ］のｆ＝０〜１２７までのパワースペクトル成分を、次の式（７）に従いサブバンドｉ毎にサブバンドに属するスペクトル成分の平均値を求め、それぞれを入力信号平均スペクトルＳａ［ｉ］として出力する。

次に、図２の混合率算出回路５Ｂでは、後述する雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌを入力し、サブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］を計算するときに用いる、後述する雑音スペクトル推定手段４が出力する推定雑音スペクトルＮａ［ｉ］と、上記帯域分割フィルタ５Ａが出力する入力信号平均スペクトルＳａ［ｉ］の混合率ｍを算出する。ここでは、雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌを混合率ｍとして用いており、混合率ｍを決定する関数は式（８）のようになる。
ｍ＝Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌ ・・・・・（８）

例えば式（８）のように、雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌに混合率ｍを比例させることで、雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌが大きい値をとる場合には混合率ｍが大きくなり、逆に、雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌが小さい値をとる場合には混合率ｍは小さくなる。

次に図２のサブバンドＳＮ比算出回路５Ｃでは、上記帯域分割フィルタ５Ａが出力する入力信号平均スペクトルＳａ［ｉ］、雑音スペクトル推定手段４が出力する推定雑音スペクトルＮａ［ｉ］と上記混合率算出回路５Ｂで求められた混合率ｍを用いて、次の式（９）に従ってサブバンドｉに対応するサブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］を計算する。

混合率ｍを使ってサブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］を求めることで、現フレームが雑音の度合いが大きい場合には、サブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］の周波数方向の平滑化度合いを強め、雑音の度合いが小さい場合には、サブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］の周波数方向の平滑化度合いを弱めることができる。よって、現フレームの雑音らしさに応じて、サブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］の周波数方向の平滑化を制御することができる。

図８はこの発明の実施の形態１による雑音抑制装置における、現フレームが雑音フレームの場合の入力信号平均スペクトルＳａ［ｉ］（現フレームの雑音スペクトル：実線）と、過去の雑音スペクトルから推定された推定雑音スペクトルＮａ［ｉ］（点線）と、それから得られるサブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］との関係を示す図である。図８（ａ）は、サブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］算出の際に推定雑音スペクトルＮａ［ｉ］に入力信号平均スペクトルＳａ［ｉ］を混合しない場合であり、得られるサブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］は周波数方向に変動の大きい形状となる。一方、図８（ｂ）は、推定雑音スペクトルＮａ［ｉ］に混合率ｍ＝０．９で入力信号平均スペクトルＳａ［ｉ］を混合する場合であり、推定雑音スペクトルＮａ［ｉ］を現フレームの実際の雑音スペクトルに近似させることができるので、サブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］は周波数方向に変動の少ない形状となる。従って、雑音フレームにおいてパワーが大きいスペクトル成分を含む帯域で、サブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］を大きく推定してしまうような（又は小さく推定してしまうような）誤推定を抑えるように、サブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］を平滑化することができる。

次に図３の雑音らしさ分析手段３では、入力信号ｓ［ｔ］を入力し、現フレームの様態が雑音・有音であるかどうかの指標である雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌの算出を以下のような方法で行う。

まず、窓掛け回路３Ａにおいて、次の式（１０）に従って入力信号ｓ［ｔ］の窓掛け処理を行い、窓掛けされた入力信号ｓ＿ｗ［ｔ］を出力する。窓関数としては、例えばＨａｎｎｉｎｇ窓Ｈａｎｗｉｎ［ｔ］を使用する。また、Ｎはフレーム長でありＮ＝１６０とする。
ｓ＿ｗ［ｔ］＝Ｈａｎｗｉｎ［ｔ］＊ｓ［ｔ］，ｔ＝０，．．，Ｎ−１
Ｈａｎｗｉｎ［ｔ］＝０．５＋０．５＊ｃｏｓ（２πｔ／２Ｎ−１）
・・・・・（１０）

ローパスフィルタ３Ｂでは、窓掛け回路３Ａが出力する窓掛けされた入力信号ｓ＿ｗ［ｔ］を入力し、例えばカットオフ周波数２ｋＨｚのローパスフィルタ処理を行ってローパスフィルタ信号ｓ＿ｌｐｆ［ｔ］を得る。ローパスフィルタ処理を行うことで、後述の自己相関分析において高域雑音の影響を取り除くことができ安定した分析が行える。

次に線形予測分析回路３Ｃでは、ローパスフィルタ３Ｂが出力するローパスフィルタ信号ｓ＿ｌｐｆ［ｔ］を入力し、例えばLevinson-Durbinの方法等の公知の手法により線形予測係数（例えば１０次のαパラメータ）ａｌｐｈａを計算し出力する。

逆フィルタ３Ｄでは、ローパスフィルタ３Ｂが出力するローパスフィルタ信号ｓ＿ｌｐｆ［ｔ］と、線形予測分析回路３Ｃが出力する線形予測係数ａｌｐｈａを入力し、ローパスフィルタ信号ｓ＿ｌｐｆ［ｔ］の逆フィルタ処理を行い、ローパス線形予測残差信号ｒｅｓ［ｔ］を出力する。

続いて自己相関係数算出回路３Ｅでは、逆フィルタ３Ｄが出力するローパス線形予測残差信号ｒｅｓ［ｔ］を入力し、次の式（１１）に従ってローパス線形予測残差信号ｒｅｓ［ｔ］の自己相関分析を行い、Ｎ次の自己相関係数ａｃ［ｋ］を求める。

最大値検出回路３Ｆでは、自己相関係数算出回路３Ｅが出力する自己相関係数ａｃ［ｋ］を入力し、自己相関係数ａｃ［ｋ］中から正の最大値となる自己相関係数を検索して自己相関係数最大値ＡＣ＿ｍａｘを出力する。

次に雑音らしさ信号算出回路３Ｇでは、最大値検出回路３Ｆが出力する自己相関係数最大値ＡＣ＿ｍａｘを入力し、次の式（１２）に従って雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌを出力する。式（１２）中のＡＣ＿ｍａｘ＿ｈ及びＡＣ＿ｍａｘ＿ｌはＡＣ＿ｍａｘの値を規制する所定の定数閾値であり、例えばそれぞれＡＣ＿ｍａｘ＿ｈ＝０．７，ＡＣ＿ｍａｘ＿ｌ＝０．２とする。

次に図４に示す雑音スペクトル推定手段４では、雑音らしさ分析手段３が出力する雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌを入力し、以下のような方法で雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌに対応する推定雑音スペクトル更新速度係数ｒを決定した後、入力信号スペクトルＳ［ｆ］を用いて推定雑音スペクトルＮａ［ｉ］の更新を行う。

更新速度係数算出回路４Ａでは、推定雑音スペクトルＮａ［ｉ］を更新するのに用いる推定雑音スペクトル更新速度係数ｒを、雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌの値が１．０に近い程、現フレームは雑音である可能性が大きいと見なして、現フレームの入力信号スペクトルＳ［ｆ］を大きく反映するように設定する。例えば、次の式（１３）のようにＮｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌの値が大きい程、推定雑音スペクトル更新速度係数ｒの値を大きくするようにする。なお、式（１３）におけるＸ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２は各々所定の定数であり、例えばＸ１＝０．９，Ｘ２＝０．５，Ｙ１＝０．１，Ｙ２＝０．０１とする。

続いて、上述のサブバンドＳＮ比算出手段５で用いたのと同一の帯域分割フィルタ４Ｂを用いて、入力信号スペクトルＳ［ｆ］をサブバンド別の平均スペクトルである入力信号平均スペクトルＳａ［ｉ］に変換した後、推定雑音スペクトル更新回路４Ｃで、次の式（１４）に従って過去のフレームから推定された推定雑音スペクトルＮａ［ｉ］の更新を行う。式（１４）におけるＮａ＿ｏｌｄ［ｉ］は更新前の推定雑音スペクトルで雑音抑制装置内のメモリ（記載せず）に格納されており、Ｎａ［ｉ］は更新後の推定雑音スペクトルである。
Ｎａ［ｉ］＝（１−ｒ）・Ｎａ＿ｏｌｄ［ｉ］＋ｒ・Ｓａ［ｉ］
；ｉ＝０，．．．，１８ ・・・・・（１４）

次に図５のスペクトル抑圧量算出手段６では、サブバンドＳＮ比算出手段５が出力するサブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］と、雑音スペクトル推定手段４が出力する推定雑音スペクトルＮａ［ｉ］から求められるフレーム雑音エネルギｎｐｏｗに基づいて、以下のような方法でサブバンドｉ毎のスペクトル抑圧量α［ｉ］を求める。

フレーム雑音エネルギ算出回路６Ａでは、雑音スペクトル推定手段４が出力する推定雑音スペクトルＮａ［ｉ］を入力し、次の式（１５）に従って現フレームの雑音パワーであるフレーム雑音エネルギｎｐｏｗを算出する。

スペクトル抑圧量算出回路６Ｂでは、サブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］とフレーム雑音エネルギｎｐｏｗを入力し、次の式（１６）に従ってスペクトル抑圧量Ａ［ｉ］（ｄＢ）を算出してデシベル→リニア値変換の後、スペクトル抑圧量α［ｉ］を出力する。なお、ｍｉｎ（ａ，ｂ）は２つの引数ａ，ｂのうち小さい方の値を返す関数である。また、式（１６）中のＭＩＮ＿ＧＡＩＮは過度の抑圧を制限するための所定の定数閾値であり、例えばＭＩＮ＿ＧＡＩＮ＝１０（ｄＢ）とする。
Ａ［ｉ］＝ＳＮＲ［ｉ］−ｍｉｎ（ＭＩＮ＿ＧＡＩＮ，ｎｐｏｗ）
α［ｉ］＝１０^A[i]/20 ・・・・・（１６）

次に図６のスペクトル抑圧手段７では、時間／周波数変換手段２が出力する入力信号スペクトルＳ［ｆ］と、雑音スペクトル抑圧量算出手段６が出力するスペクトル抑圧量α［ｉ］を入力し、入力信号スペクトルＳ［ｆ］のスペクトル振幅抑圧を行って雑音除去スペクトルＳｒ［ｆ］を出力する。

補間回路７Ａでは、スペクトル抑圧量α［ｉ］を入力し、サブバンドｉ毎のスペクトル抑圧量を各サブバンドに属するスペクトル成分に展開し、スペクトル成分ｆ毎の値であるスペクトル抑圧量αｗ［ｆ］を出力する。

スペクトル抑圧回路７Ｂでは、次の式（１７）に従って入力信号スペクトルＳ［ｆ］のスペクトル振幅抑圧を行い、雑音除去スペクトルＳｒ［ｆ］を出力する。
Ｓｒ［ｆ］＝αｗ［ｆ］・Ｓ［ｆ］ ・・・・・（１７）

周波数／時間変換手段８では、時間／周波数変換手段２の逆の手順をとり、例えば逆ＦＦＴを行ってスペクトル抑圧手段７が出力する雑音除去スペクトルＳｒ［ｆ］と、時間／周波数変換手段２が出力する位相スペクトルＰ［ｆ］とを用いて時間領域の信号である雑音抑圧信号ｓｒ’［ｔ］に変換し出力する。

オーバラップ加算手段９では、周波数／時間変換手段８が出力する各フレーム毎の逆ＦＦＴ出力信号ｓｒ’［ｔ］のフレーム境界部分について重ね合わせ処理を行い、雑音低減処理された雑音除去信号ｓｒ［ｔ］を出力信号端子１０より出力する。

以上のように、この実施の形態１によれば、図８（ｂ）に示すように、サブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］を算出するときに、推定雑音スペクトルＮａ［ｉ］を現フレームの雑音スペクトルに近似させることができるので、サブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］は周波数方向の変動が小さくなる。従って、雑音フレームにおいてパワーが大きいスペクトル成分を含む帯域でも、サブバンドＳＮ比を大きく推定してしまうような（又は小さく推定してしまうような）誤推定を抑制することができる。この周波数方向に変動が少ないサブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］を用いて、スペクトル抑圧量α［ｉ］を求め、このスペクトル抑圧量α［ｉ］を用いてスペクトル振幅抑圧処理を行うことにより、周波数全帯域にわたって変動の少ない特性で雑音抑圧することができ、残留雑音発生を軽減することができるという効果が得られる。

実施の形態２．
上記実施の形態１において、サブバンドＳＮ比算出手段５にて算出する混合率ｍを、サブバンドｉ毎に、例えば雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌの関数を用いることにより、サブバンド混合率ｍ［ｉ］として制御することも可能である。

例えば次の式（１８）のように、雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌが大きいときには、サブバンドｉ毎の混合率ｍ［ｉ］を大きくし、雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌが小さい場合には、サブバンド混合率ｍ［ｉ］を小さくするような値に設定する。

また、一般に高域になるに従い雑音スペクトルの推定精度が低下するので、式（１８）中のサブバンド混合率ｍ［ｉ］に雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌの値を受け渡す閾値Ｎ＿ＴＨ［ｉ］の値を低く設定する。高域になるに従って閾値Ｎ＿ＴＨ［ｉ］の値を低くすることで、高域のサブバンド混合率ｍ［ｉ］を大きくすることができるので、高域のサブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］の平滑化を強めて高域の雑音スペクトルの推定精度劣化を抑圧でき、その結果、高域の残留雑音を更に抑制することができる。

なお、式（１８）中の閾値Ｎ＿ＴＨ［ｉ］は各サブバンド毎に用意する必要はなく、例えば、サブバンド０と１，サブバンド２と３，．．．というように、２組の隣接するサブバンドで閾値を共有してもかまわない。

この実施の形態において、全てのサブバンドに対して関数を用意し、各々個別にサブバンド混合率の制御を行っているが、例えば、サブバンド０〜９までの低域では、上記実施の形態１での全周波数帯域から求めた混合率ｍをサブバンド混合率ｍ［０］〜ｍ［９］として出力し、それ以外の高域のサブバンド混合率ｍ［１０］〜ｍ［１８］は、この実施の形態２のものを用いるような、複合構成をとることももちろん可能である。この複合構成をとることで混合率を求めるための演算量、メモリ量を削減することができる。

以上のように、この実施の形態２によれば、混合率ｍを、サブバンドｉ毎に、例えば雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌの関数を用いてサブバンド混合率ｍ［ｉ］とし、高域になるに従いサブバンド混合率ｍ［ｉ］に雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌの値を受け渡す閾値Ｎ＿ＴＨ［ｉ］の値を低く設定することにより、高域のサブバンド混合率ｍ［ｉ］を大きくすることができるので、高域のサブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］の平滑化を強めて高域の雑音スペクトルの推定精度劣化を抑圧でき、高域の残留雑音を更に抑制することができるという効果が得られる。

実施の形態３．
上記実施の形態１において、例えば式（１９）に示すように混合率ｍを雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌに対応した複数の所定の値とし、雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌのレベルが高い場合は大きい値を選択し、雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌのレベルが低い場合には小さい値を選択することも可能である。

以上のように、この実施の形態３によれば、雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌに対応した複数の所定の値で混合率ｍを設定することにより、実施の形態１における、時間方向に変動する雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌの関数による混合率ｍの制御に比べて、混合率ｍの時間方向の微細な変動が所定の定数値に吸収されるので、安定して混合率ｍを求めることができ、更に残留雑音の発生を抑制することができるという効果が得られる。

実施の形態４．
上記実施の形態３における混合率ｍの制御を、サブバンド毎に所定の定数値から選択してサブバンド混合率ｍ［ｉ］を求めても、同等な効果が得られることはもちろんである。

以上のように、この実施の形態４によれば、雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌに対応した複数の所定の値でサブバンド混合率ｍ［ｉ］を設定することにより、実施の形態２における、時間方向に変動する雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌの関数によるサブバンド混合率ｍ［ｉ］の制御に比べて、サブバンド混合率ｍ［ｉ］の時間方向の微細な変動が所定の定数値に吸収されるので、安定してサブバンド混合率ｍ［ｉ］を求めることができ、更に残留雑音の発生を抑制することができるという効果が得られる。

実施の形態５．
上記実施の形態２において、サブバンド混合率ｍ［ｉ］に対して、例えば高域になるに従って混合率ｍ［ｉ］が大きくなるように、周波数方向に重み付けすることも可能である。

例えば、次の式（２０）に示すように、周波数に応じた重み係数ｗ［ｉ］を雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌに乗ずることで、高域のサブバンド混合率ｍ［ｉ］を大きくする。式（２０）中に示す重み係数ｗ［ｉ］は、高域のサブバンド混合率ｍ［ｉ］を大きくするような重みである。ただし、重み付け後のサブバンド混合率ｍ［ｉ］が１．０を越える場合はｍ［ｉ］＝１．０とする。

図９は式（２０）の条件で混合率ｍ［ｉ］に周波数方向の重み付けを行った例であり、高域のサブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］の平滑化度合いが強められていることが確認できる。

以上のように、この実施の形態５によれば、高域のサブバンド混合率ｍ［ｉ］を大きくするように周波数方向の重み付けを行うことにより、高域のサブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］の変動が更に小さくなるように平滑化できるので、高域の残留雑音の発生を更に抑制することができるという効果が得られる。

なお、この実施の形態においては、全てのサブバンドに対して周波数方向の重み付けを行っているが、例えば，サブバンド１０〜１８だけといったように、高域のサブバンドに対してだけ重み付けしてもかまわない。

実施の形態６．
上記実施の形態４において、実施の形態２のサブバンド混合率ｍ［ｉ］を決定する関数に代わり、所定の定数とした場合であっても、サブバンド混合率ｍ［ｉ］に重み付けすることはもちろん可能である。式（２１）は所定の定数に周波数方向の重み付けを行った一例である。

以上のように、この実施の形態６によれば、高域のサブバンド混合率ｍ［ｉ］を大きくするように周波数方向の重み付けを行うことにより、所定の定数によるサブバンド混合率ｍ［ｉ］の時間方向変動抑制効果に加えて、高域のサブバンドＳＮ比ＳＮＲ［ｉ］を小さくするように平滑を行うことができる相乗効果により、更に残留雑音の発生を抑制することができるという効果が得られる。

実施の形態７．
上記実施の形態５において、例えば、次の式（２２）に示すように、サブバンド混合率ｍ［ｉ］を現フレームの雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌが所定の閾値ｍ＿ｔｈ［ｉ］に満たない場合は、重み付けを行わないことも可能である。式（２２）は、第０番目のサブバンド混合率ｍ［０］に重み付けを行っている一例である。

以上のように、この実施の形態７によれば、雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌが所定の閾値を越える場合だけ重み付けをすることにより、例えば、音声信号の始まりの子音部等において、仮に当該フレームが雑音と誤判定されたとしても、サブバンドＳＮ比算出手段５が不必要なサブバンドＳＮ比の平滑を行いＳＮ比を小さくすることを防止できるので、出力音声の品質劣化を防止することができるという効果が得られる。

実施の形態８．
上記実施の形態６において、例えば、次の式（２３）に示すように、サブバンド混合率ｍ［ｉ］を、現フレームの雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌが所定の閾値ｍ＿ｔｈ［ｉ］に満たない場合は、重み付けを行わないことも可能である。

以上のように、この実施の形態８によれば、雑音らしさ信号Ｎｏｉｓｅ＿ｌｅｖｅｌが所定の閾値を越える場合だけ重み付けをすることにより、例えば、音声信号の始まりの子音部等において、仮に当該フレームが雑音と誤判定されたとしても、サブバンドＳＮ比算出手段５が不必要なサブバンドＳＮ比の平滑を行いＳＮ比を小さくすることを防止できるので、出力音声の品質劣化を防止することができるという効果が得られる。

以上のように、この発明に係る雑音抑圧装置は、周波数全帯域にわたって変動の少ない特性で雑音を抑圧し、残留雑音発生を軽減するものに適している。

この発明の実施の形態１による雑音抑制装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１による雑音抑制装置におけるサブバンドＳＮ比算出手段の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１による雑音抑制装置における雑音らしさ分析手段の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１による雑音抑制装置における雑音スペクトル推定手段の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１による雑音抑制装置におけるスペクトル抑圧量算出手段の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１による雑音抑制装置におけるスペクトル抑圧手段の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１による雑音抑制装置における周波数帯域分割テーブルを示す図である。 この発明の実施の形態１による雑音抑制装置における入力信号平均スペクトルと推定雑音スペクトルとサブバンドＳＮ比との関係を示す図である。 この発明の実施の形態５による雑音抑制装置における、混合率に周波数方向の重み付けを行った場合の、入力信号平均スペクトルと推定雑音スペクトルとサブバンドＳＮ比との関係を示す図である。 従来の雑音抑制装置の構成を示すブロック図である。 従来の雑音抑制装置における雑音推定回路の構成を示すブロック図である。

Claims (2)

1. 入力信号の現フレームに基づいて入力信号スペクトルをサブバンド単位で得るステップと、
   前記入力信号の過去のフレームに基づいて推定された推定雑音スペクトルを前記サブバンド単位で得るステップと、
   前記サブバンド単位で、現フレームから得られた前記入力信号スペクトルと、過去のフレームから得られた前記推定雑音スペクトルと、現フレームから得られた前記入力信号スペクトルの関数である第１の関数とに基づいて、そのサブバンドに関して用いられる第２の関数として、ＳＮ比を得るステップと、
   前記入力信号と前記サブバンド単位で得られた前記ＳＮ比とに基づいて、雑音抑圧された出力信号を得るステップと
   を有する事を特徴とする雑音抑圧方法。
2. 入力信号の現フレームに基づいて入力信号スペクトルをサブバンド単位で得る入力信号スペクトル取得部と、
   前記入力信号の過去のフレームに基づいて推定された推定雑音スペクトルを前記サブバンド単位で得る推定雑音スペクトル取得部と、
   前記サブバンド単位で、現フレームから得られた前記入力信号スペクトルと、過去のフレームから得られた前記推定雑音スペクトルと、現フレームから得られた前記入力信号スペクトルの関数である第１の関数とに基づいて、そのサブバンドに関して用いられる第２の関数として、ＳＮ比を得るＳＮ比算出部と、
   前記入力信号と前記サブバンド単位で得られた前記ＳＮ比とに基づいて、雑音抑圧された出力信号を得る出力信号取得部と
   を有する事を特徴とする雑音抑圧装置。

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