JP4075688B2

JP4075688B2 - Bandpass filter

Info

Publication number: JP4075688B2
Application number: JP2003143759A
Authority: JP
Inventors: 直樹溝口; 尚武岡村
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2003-05-21
Filing date: 2003-05-21
Publication date: 2008-04-16
Anticipated expiration: 2023-05-21
Also published as: JP2004349960A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば準ミリ波やミリ波帯で用いられるバンドパスフィルタに関し、より詳細には、誘電体基板に共振器電極を形成してなる構造を備えたバンドパスフィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、準ミリ波帯やミリ波帯で用いられるバンドパスフィルタとして、誘電体基板に共振器電極を形成してなる構造を有する積層構造のフィルタが種々提案されている。上記共振器電極としては、λ共振器や、デュアルモード・バンドパスフィルタとして動作させるための共振器電極などが用いられている。例えば、下記の特許文献１には、図２９及び図３０に示すデュアルモード・バンドパスフィルタが開示されている。
【０００３】
デュアルモード・バンドパスフィルタ１０１では、誘電体基板１０２内に共振器電極１０３が設けられている。共振器電極１０３は、貫通孔１０３ａを有する。貫通孔１０３ａが形成されているため、共振器電極１０３では、共振器電極に生じた２つの共振が結合され、デュアルモード・バンドパスフィルタとしての特性が得られる。
【０００４】
図３０に略図的に示すように、デュアルモード・バンドパスフィルタ１０１では、上記共振器電極１０３に結合するように入力電極１０４及び出力電極１０５が設けられている。
【０００５】
また、上記共振器電極１０３及び入力電極１０４及び出力電極１０５が形成されている部分を挟むように、誘電体基板１０２の上面及び下面には、グラウンド電極１０６，１０７が形成されている。すなわち、デュアルモード・バンドパスフィルタ１０１では、共振器電極１０３の上下にグラウンド電極１０６，１０７が配置された、いわゆるトリプレート構造を有する。トリプレート構造を採用することにより、共振器電極１０３において生じた共振の不要輻射や放射を抑制することができる。そのため、準ミリ波帯やミリ波帯において十分な周波数特性を有するフィルタを得ることができる。
【０００６】
【特許文献１】
特開２００１−２３７６１０号公報
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
デュアルモード・バンドパスフィルタ１０１のように、トリプレート構造を有するバンドパスフィルタでは、グラウンド電極１０６，１０７で囲まれた空間が実質的に導波管として機能する。従って、上記入力電極１０４及び上記出力電極１０５が誘電体基板面に直交する方向に延びる部分を有する場合、チップの外形形状に起因する共振が生じていた。そして、フィルタ特性において上記共振がスプリアスとして現れがちであった。
【０００８】
上記のようなスプリアスを抑制する方法としては、チップの外形形状において電界が強くなる部分をグラウンド電位に接続するようにグラウンド電極を形成してスプリアスを抑制する方法、あるいは入出力電極をグラウンド電位に近づけてスプリアスを抑制する方法が知られている。
【０００９】
しかしながら、前者の方法では、電界の強度を抑制するために、チップ外形形状の電界が強くなる部分にグラウンド電極を設ける必要があり、グラウンド電極が形成された箇所には、共振器電極を形成することができないため、チップ内部に作製される共振器電極の形状に制約があった。また、後者の方法では、入出力とグラウンド電位との距離を近づけなければならないため、トリプレート構造のグラウンド電極１０６及び１０７の間の距離が制限され、Ｑ値が劣化するという問題があった。
【００１０】
本発明の目的は、上述した従来技術の欠点を解消し、チップの外形形状の共振のスプリアスによる周波数特性の劣化を抑制することができ、さらに共振器電極の形状の制約が少なく、かつＱ値の劣化が生じ難い、バンドパスフィルタを提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るバンドパスフィルタは、誘電体基板と、前記誘電体基板において前記誘電体基板面に平行な面に設けられた共振器電極と、前記共振器電極に結合されており、前記誘電体基板面に直交する方向に延びる部分を有する一対の入出力電極と、前記誘電体基板の上面、下面及び対向し合う一対の側面に設けられたグラウンド電極とを備え、前記グランド電極で囲まれており、導波管として作用する形状に起因する共振が前記共振器電極の共振と結合されるように、双方の共振の共振周波数が近接されていることを特徴とする。
【００１２】
本発明に係るバンドパスフィルタのある特定の局面では、前記誘電体基板の上面に設けられたグラウンド電極と、下面に設けられたグラウンド電極とに接続されたビアホール電極が前記誘電体基板内に形成されている。
【００１３】
本発明に係るバンドパスフィルタでは、上記共振器電極については特に限定されないが、例えば、ストリップ線路からなる共振器や平板状のλ共振器により共振器電極が構成され得る。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
【００１５】
図１（ａ）及び（ｂ）は、本発明の第１の実施形態に係るバンドパスフィルタの正面断面図及び平面断面図である。なお、図１（ａ）の正面断面図は、図１（ｂ）のＸ−Ｘ線に沿う部分に相当する断面図である。
【００１６】
また、図２（ａ）〜（ｄ）は、バンドパスフィルタ１の種々の高さ位置における平面断面図である。
バンドパスフィルタ１は、矩形板状の誘電体基板２を用いて構成されている。誘電体基板２を構成する材料としては、誘電体セラミックスまたは合成樹脂などの適宜の誘電体材料を用いることができる。本実施形態では、上記誘電体材料として、比誘電率εｒ＝７．３、ｔａｎδ＝０．００１のＭｇ，Ｓｉ，ガラスを主成分とする誘電体セラミックスが用いられている。誘電体基板２は、複数枚の誘電体セラミックグリーンシートを後述の各種電極材料とともに積層し、一体焼成することにより得られている。すなわち、誘電体基板２は、セラミックス一体焼成技術を用いて構成された多層基板である。
【００１７】
誘電体基板２は、上面２ａ、下面２ｂ、対向し合う端面２ｃ，２ｄ及び対向し合う側面２ｅ，２ｆを有する。
誘電体基板２内には、共振器電極が配置されている。すなわち、図１（ｂ）に示すように、λ／２ストリップ線路３，４が共振器電極を構成するために配置されている。また、λ／２ストリップ線路３，４が形成されている平面内において、λ／２ストリップ線路３，４と結合されるように、入力結合電極５及び出力結合電極６が配置されている。なお、入力結合電極５及び出力結合電極６は、λ／２ストリップ線路３，４と異なる高さ位置に形成されていてもよい。すなわち、入力結合電極５及び出力結合電極６は、λ／２ストリップ線路３，４に結合される限り、誘電体基板２の様々な位置に配置され得る。
【００１８】
図１（ａ）に示すように、上記入力結合電極５及び出力結合電極６の上面には、ビアホール電極７，８の下端がそれぞれ接続されている。なお、図２（ｃ）は、ビアホール電極７，８の中間高さ位置における平面断面図である。ビアホール電極７，８の上端は、接続電極９，１０に接続されている。図１（ａ）及び図２（ｂ）に示されているように、接続電極９，１０は、外側端が誘電体基板２の端面２ｃ，２ｄに至っている。
【００１９】
誘電体基板２の端面２ｃ，２ｄには、入力端子電極１１及び出力端子電極１２が、それぞれ、誘電体基板２の上下方向に延びるように形成されている。
他方、誘電体基板２の上記接続電極９，１０が形成されている位置よりも上方には、第１のグラウンド電極１３が形成されている。グラウンド電極１３の平面形状は、図２（ａ）に示されている。グラウンド電極１３は、誘電体基板２の上面２ａにおいて、上面２ａと側面２ｅ，２ｆとのなす端縁に至るように形成されている。また、グラウンド電極１３は、上面２ａと、端面２ｅ，２ｆとの端縁には至らないように配置されている。
【００２０】
図１（ａ）に示されているように、誘電体基板２の下方部分においては、第２のグラウンド電極１４が埋設されている。第２のグラウンド電極１４は、λ／２ストリップ線路３，４、入力結合電極５及び出力結合電極６が形成されている平面位置よりも下方に配置されている。第２のグラウンド電極１４の平面形状は、特に図示はしないが、第１のグラウンド電極１３と同様とされている。
【００２１】
従って、第１，第２のグラウンド電極１３，１４間に、共振器電極としてのλ／２ストリップ線路３，４が配置されているため、本実施形態のバンドパスフィルタ１の主たる共振器は、いわゆるトリプレート構造を有する。
【００２２】
なお、誘電体基板２の側面２ｅ，２ｆの全面を覆うように、第３，第４のグラウンド電極１５，１６が形成されている。グラウンド電極１５，１６は、上述した第１，第２のグラウンド電極１３，１４に電気的に接続されている。第１，第２のグラウンド電極１３，１４は、誘電体基板２内に埋設されていたが、誘電体基板２の上面２ａ及び下面２ｂにそれぞれ露出するように形成されてもよい。
【００２３】
また、第３，第４のグラウンド電極１５，１６についても、誘電体基板２内に埋設されていてもよい。
また、第３，第４のグラウンド電極１５，１６は、グラウンド電極１３，１４に電気的に接続されるようなビア電極で形成されてもよい。
【００２４】
バンドパスフィルタ１では、グラウンド電極１３〜１６で構成される筒状体内に上記λ／２ストリップ線路３，４、入力結合電極５、出力結合電極６、ビアホール電極７，８及び接続電極９，１０が配置されている。よって、上記グラウンド電極１３〜１６で囲まれている部分が実質的に導波管として機能する。
【００２５】
他方、バンドパスフィルタ１では、入力電極は、上記入力結合電極５、ビアホール電極７、接続電極９及び入力端子電極１１により構成されており、出力電極は、上記出力結合電極６、ビアホール電極８、接続電極１０及び出力端子電極１２により構成されている。入力及び出力電極のうち、ビアホール電極７，８並びに入力端子電極１１及び出力端子電極１２が誘電体基板２の上面２ａ及び下面２ｂに直交する方向に延ばされている。もっとも、本実施形態では、入力側のビアホール電極７と、出力側のビアホール電極８とがチップの高さ方向に形成されることにより、チップ外形形状に給電され、バンドパスフィルタ１のチップ外形形状、すなわち上記グラウンド電極１３〜１６で囲まれている形状に起因する共振が生じる。
【００２６】
本実施形態のバンドパスフィルタ１では、このチップ外形形状に起因するスプリアスが、λ／２ストリップ線路３，４を用いて得られる共振と結合され、それによって通過帯域が構成される。すなわち、本実施形態のバンドパスフィルタ１は、従来スプリアスとしてその抑圧が求められていたチップ外形形状に起因するスプリアスを、あえてバンドパスフィルタ１の通過帯域を構成するための共振として利用したことに特徴を有する。これを具体的な実験例に基づき説明する。
【００２７】
上記誘電体基板２として、比誘電率εｒ＝７．３及びｔａｎδ＝０．００１のＭｇ，Ｓｉ，ガラスを主成分とする誘電体セラミックスからなる矩形板状の誘電体基板を用意した。なお、誘電体基板の寸法は、幅３．２ｍｍ×長さ４．５ｍｍ×厚み１．０ｍｍとした。また、λ／２ストリップ線路３，４の平面形状は、幅０．４ｍｍ×長さ２．１ｍｍとした。また、λ／２ストリップ線路３，４と、入力結合電極５及び出力結合電極６との距離は０．２ｍｍとした。この距離とは、入力結合電極５とλ／２ストリップ線路３との間の距離を例にとると、図１（ｂ）に示す距離Ｙである。すなわち、入力結合電極５とλ／２ストリップ線路３との対向距離をいうものとする。
【００２８】
また、入力側のビアホール電極７と出力側のビアホール電極の距離は２．０ｍｍとした。この距離は、図１（ａ）に示す距離Ｚである。
なお、誘電体基板２に構成された各種電極の材料としては伝導度が５．８×１０⁷Ｓ／ｍのＣｕを用いた。
【００２９】
上記のようにして得られたバンドパスフィルタ１の周波数特性を図３に示す。図３において、実線が反射量を、破線が通過量を示す。図３から明らかなように、通過帯域が２２．１〜２３．８ＧＨｚの良好なフィルタ特性が得られ、従って、準ミリ波帯で良好なフィルタ特性を実現し得ることがわかる。また、図３に示す周波数特性において、チップ外形形状に起因するスプリアスの現れていないことがわかる。
【００３０】
上記のように、チップ外形形状に起因するスプリアスが現れていないのは、該スプリアスが、上記通過帯域を構成するための共振として利用されていることによる。すなわち、チップ外形形状に起因するスプリアスが、λ／２ストリップ線路３，４による共振と結合されるように、両者の共振周波数が近接されている。これを、図４及び図５を参照して説明する。
【００３１】
すなわち、本実施形態のバンドパスフィルタ１では、１つ目の共振として、チップ外形形状に起因する共振を利用している。図４は、チップ外形形状に起因する共振の周波数特性を示す図であり、実線は反射量を、破線は通過量を示す。この共振特性は、３．２×４．５×１．０ｍｍの上記寸法の誘電体基板２に、上述した入力電極及び出力電極と、グラウンド電極１３〜１６とのみを形成した構造の共振特性である。すなわち、グラウンド電極１３〜１６が誘電体基板２に形成されていた場合、グラウンド電極１３〜１６で囲まれている部分が導波管として作用するため、上記ビアホール電極７，８を含む入出力電極が形成されると、図４に示す共振が生じる。
【００３２】
他方、本実施形態のバンドパスフィルタ１では、通過帯域を構成するための２つ目の共振として、λ／２ストリップ線路３，４による共振が用いられている。図５は、λ／２ストリップ線路３，４による共振の共振周波数における電界分布を模式的に示す図である。なお、図５における曲線状の等高線Ａ１〜Ａ４は、それぞれ、電界強度が等しい部分を示す等高線であり、等高線Ａ１に囲まれている領域が電界部分が最も強く、等高線Ａ４の外側の領域が最も電界強度が低くなっている。図５から明らかなように、λ／２ストリップ線路３，４による共振では、当然のことながら、λ／２波長で共振していることがわかる。ここで、λ／２ストリップ線路による共振の共振周波数は２３．６ＧＨｚである。
【００３３】
本実施形態では、第１〜第４のグラウンド電極１３〜１６で囲まれている空間の外形寸法を、幅３．２ｍｍ×長さ４．５ｍｍ×高さ１．０ｍｍとすることにより、チップ外形形状に起因する共振の共振周波数が約２２．２ＧＨｚとされている。
【００３４】
すなわち、チップ外形形状に起因する共振の共振周波数が、上記λ／２ストリップ線路３，４による共振に結合するように、外形形状に起因する共振の共振周波数が、λ／２ストリップ線路３，４による共振の共振周波数２３．６ＧＨｚに近づけられており、それによって図３に示したように、上記チップ外形形状に起因する共振がスプリアスとして現れない、良好なフィルタ特性が得られている。
【００３５】
本実施形態のバンドパスフィルタ１では、上記λ／２ストリップ線路３，４の長さを変更することにより、様々なフィルタ特性のバンドパスフィルタ１を容易に提供することができる。これを、図６及び図７を参照して説明する。
【００３６】
上記バンドパスフィルタ１において、λ／２ストリップ線路の長さを２．４ｍｍ及び２．０ｍｍとしたことを除いては、上記実施形態のバンドパスフィルタ１と同様にしてバンドパスフィルタを作製した。このようにして得られたバンドパスフィルタの周波数特性を図６及び図７に示す。図６は、λ／２ストリップ線路の長さが２．４ｍｍの場合の結果を、図７は２．０ｍｍの場合の結果を示す。なお、図６及び図７において、実線は反射量を、破線は通過量を示す。
【００３７】
図６及び図７をλ／２ストリップ線路の長さが２．１ｍｍである場合の図３と比較すれば明らかなように、λ／２ストリップ線路３，４の長さを短くすることにより、減衰極の周波数をバンドパスフィルタの中心周波数よりも高周波数側から低周波数側に移動させ得ることがわかる。すなわち、λ／２ストリップ線路３，４の長さを変更することにより、バンドパスフィルタ１の通過帯域幅及び減衰極の周波数位置を容易に変更し得ることがわかる。
【００３８】
また、上記バンドパスフィルタ１では、入出力結合電極５，６と、λ／２ストリップ線路３，４との距離Ｙを変更することによって、バンドパスフィルタ１のインピーダンスを容易に変更することができ、所望とするインピーダンス値のバンドパスフィルタ１を容易に提供することができる。これを、図８〜図１３を参照して説明する。
【００３９】
上記バンドパスフィルタ１において、入力結合電極５及び出力結合電極６と、λ／２ストリップ線路３，４との距離Ｙを、０．１０ｍｍ、及び０．３０ｍｍとしたことを除いては、上記バンドパスフィルタ１と同様にしてバンドパスフィルタを作製した。このようにして得られた２種のバンドパスフィルタと、距離Ｙが０．２ｍｍである上記バンドパスフィルタ１のインピーダンスを図８〜図１０においてスミスチャートで示す。また、図１１〜図１３は、このようにして得られたバンドパスフィルタの周波数特性を示す図である。なお、図８及び図１１が上記距離が０．１０ｍｍの場合、図９及び図１２が０．２０ｍｍの場合、図１０及び図１３が０．３０ｍｍの場合の結果を示し、図１１〜図１３において、実線は反射量を、破線を通過量を示す。
【００４０】
図８〜図１０から明らかなように、上記距離を変更することにより、バンドパスフィルタ１のインピーダンスを容易に変更し得ることがわかる。また、図１１〜図１３から明らかなように、上記距離の変更により、減衰極の周波数位置をシフトさせ得ることがわかる。すなわち、上記距離を拡大することにより、減衰極の周波数位置をフィルタの中心周波数から遠ざけることができ、従って該距離を調整することにより、減衰極による跳ね返りレベルを調整し得ることがわかる。
【００４１】
また、上記実施形態のバンドパスフィルタ１では、図１（ａ）に示す入出力間距離Ｚを変更することによっても、周波数特性を変更することができる。なお、入出力間距離Ｚとは、入力結合電極５に接続されているビアホール電極７と、出力結合電極６に接続されているビアホール電極８との間の中心間距離である。チップ形状に起因する共振とは、グラウンド電極１３〜１６で構成された導波管内において、λ／２ストリップ線路３，４が形成されている平面と垂直な方向に位置している電極、すなわちビアホール電極７，８が配置されている場合、ビアホール電極７，８が直接結合され、特定の周波数で特に結合度が高くなることによるものである。従って、上記ビアホール電極７，８間の距離、すなわち入出力間距離Ｚを変更することにより、バンドパスフィルタ１の周波数を調整することができる。これを、図１４〜図１６を参照して説明する。
【００４２】
上記バンドパスフィルタ１において、上記入出力間距離Ｚを１．６ｍｍ及び１．８ｍｍとしたことを除いては、上記実施形態と同様にして２種のバンドパスフィルタを作製した。入出力間距離１．６ｍｍまたは１．８ｍｍであるこれらのバンドパスフィルタと、距離Ｚが２．０ｍｍである上記バンドパスフィルタ１の周波数特性を図１４〜図１６にそれぞれ示す。なお、図１４〜図１６において、実線が反射量を、破線が通過量を示す。
【００４３】
図１４〜図１６から明らかなように、入出力間距離Ｚを長くするほど、減衰極Ｃの周波数が、フィルタの中心周波数に近づき、減衰極Ｄの周波数は中心周波数よりも遠ざけられることがわかる。また、図１４〜図１６の周波数特性における減衰極の跳ね返りレベルは、入出力間距離Ｚを短くすると小さくなり、従ってより大きな減衰量を確保し得ることがわかる。このように、入出力間距離Ｚを変更することにより、減衰極の周波数位置及び減衰極による跳ね返りレベルが容易に変更され得ることがわかる。
【００４４】
図１７は、上記実施形態のバンドパスフィルタ１の変形例に係るバンドパスフィルタ２１を示す模式的平面断面図である。本変形例のバンドパスフィルタ２１では、ビアホール電極２２〜２５が誘電体基板２内において上下方向に延びるように配置されている。ビアホール電極２２〜２５の上端は、図１に示した第１のグラウンド電極１３に接続されており、ビアホール電極２２〜２５の下端は、図１（ａ）に示した第２のグラウンド電極１４に電気的に接続されている。すなわち、ビアホール電極２２〜２４は、グラウンド電位に接続されるビアホール電極であり、上下のグラウンド電極１３，１４に電気的に接続されている。
【００４５】
また、ビアホール電極２２〜２５は、上記λ／２ストリップ線路３，４とビアホール電極７，８とが対向している部分を取り囲むように、該対向領域の周囲に配置されている。さらに、ビアホール電極２２，２３は、ビアホール電極７の誘電体基板２の幅方向両側に配置されており、ビアホール電極２４，２５は、ビアホール電極８の誘電体基板２の幅方向両側に配置されている。
【００４６】
このように、グラウンド電位に接続されるビアホール電極２２〜２５を配置することにより、バンドパスフィルタ２１では、中心周波数をバンドパスフィルタ１に比べてシフトさせることができる。これを、図１８〜図２０を参照して説明する。
【００４７】
上記ビアホール電極２２〜２５の径を０．２ｍｍとし、ビアホール電極２２〜２５の近接している誘電体基板２の側面及び端面からの距離Ｗ１，Ｌ１をそれぞれ、Ｗ１＝０．９ｍｍ、Ｌ１＝０．６ｍｍとするように、ビアホール電極２２〜２５を形成したことを除いては、バンドパスフィルタ１と同様にしてバンドパスフィルタ２１を作製した。このようにして得られたバンドパスフィルタ２１の周波数特性を図１８に示す。図１８に示した周波数特性を、図３の周波数特性と比較すれば明らかなように、ビアホール電極２２〜２５の形成により、チップ外形形状に起因する共振周波数が高周波数側に移動し、それによってフィルタの通過帯域幅が広がることがわかる。
【００４８】
図１９は、上記ビアホール電極２２〜２５の誘電体基板２の近接している側面からの距離Ｗ１を１．１ｍｍとしたことを除いては、上記と同様にしてバンドパスフィルタ２１を構成した場合の周波数特性を示す。図１９から明らかなように、通過帯域幅がさらに広がり、チップ外形形状に起因する共振の共振周波数が高周波数側に移動されることがわかる。
【００４９】
他方、減衰極をフィルタの中心周波数よりも低周波数側に移動させるには、前述したようにλ／２ストリップ線路３，４の長さを短くし、λ／２ストリップ線路３，４による共振の周波数を、チップ外形形状に起因する共振の共振周波数よりも高周波数側に移動させればよい。例えば、λ／２ストリップ線路３，４の長さを１．８ｍｍと短くしたことを除いては、図１８に示した周波数特性を得たバンドパスフィルタ２１と同様にしてバンドパスフィルタを構成した場合の周波数特性を図２０に示す。図２０と図１８を比較すれば明らかなように、中心周波数が２５．５ＧＨｚに変化されたバンドパスフィルタの得られることがわかる。
【００５０】
このように、バンドパスフィルタ２１では、第２のビアホール電極２２〜２５を設けたことにより、該ビアホール電極２２〜２５の位置等を変更することにより、フィルタの中心周波数を移動させたり、通過帯域幅を変更したりすることができる。
【００５１】
なお、図２１（ａ）及び（ｂ）は、本発明の第２の実施形態に係るデュアルモード・バンドパスフィルタ３１を示す正面断面図及び共振器電極が形成されている部分の平面断面図である。また、図２２（ａ）〜（ｅ）は、バンドパスフィルタ３１において、上方のグラウンド電極、接続電極、ビアホール電極及び入出力結合電極が形成されている各高さ位置における平面断面図である。
【００５２】
バンドパスフィルタ３１は、共振器電極の形状は異なること、並びに入出力結合電極と共振器電極との結合の態様が異なることを除いては、第１の実施形態のバンドパスフィルタ１と同様に構成されている。従って、同一部分については、同一の参照番号を付することにより、第１の実施形態の説明を援用することとする。
【００５３】
誘電体基板２の内部に、図２１（ｄ）に示す平板状の共振器として矩形の共振器電極３２が埋設されている。共振器電極３２と誘電体基板２の一部の層を介して対向するように、共振器電極３２の上方に、入力結合電極３３と、出力結合電極３４とが配置されている。すなわち、本実施形態では、入力結合電極３３及び出力結合電極３４は、共振器電極３２と誘電体基板層を介して対向配置されている。このように、本発明のバンドパスフィルタでは、入出力結合電極と、共振器電極との配置は、入出力結合電極が共振器電極に結合され得る限り、特に限定されるものではない。
【００５４】
バンドパスフィルタ３１においても、誘電体基板２の上方には、図２２（ａ）に示す第１のグラウンド電極１３が配置されており、第１のグラウンド電極１３と同様の形状を有する第２のグラウンド電極１４が、誘電体基板２の下方部分に埋設されている。
【００５５】
また、上記入力結合電極３３及び出力結合電極３４は、図２２（ｄ）に示されているように、ビアホール電極７，８に接続されている。また、図２２（ｂ），（ｃ）及び図２１（ａ）から明らかなように、本実施形態においても、ビアホール電極７，８は、誘電体基板２内において上下方向に延びるように構成されており、かつ上端が接続電極９，１０に接続されている。
【００５６】
図３に示した特性の第１の実施形態のバンドパスフィルタ１と同様にして、バンドパスフィルタ３１を作製した。但し、バンドパスフィルタ３１の作製に際しては、共振器電極３２の寸法は、幅１．４ｍｍ×長さＬａ＝１．９ｍｍの長方形の形状とした。また、入力結合電極３３及び出力結合電極３４と共振器電極３２との対向距離を０．１ｍｍとした。また、入力側ビアホール電極７と出力側電極８との間の距離Ｚを２．０ｍｍとした。このようにして得られたバンドパスフィルタ３１の周波数特性を、図２３に示す。図２３において、実線は反射量を、破線は通過量を示す。
【００５７】
なお、本実施形態でも、グラウンド電極１３〜１６で囲まれた部分が導波管のように作用し、該導波管内に上記ビアホール電極７，８が共振器電極３２に対して直交する方向に延びているため、チップ外形形状に起因する共振が強く現れる。しかしながら、本実施形態においても、チップ外形形状に起因する上記共振の共振周波数が、共振器電極３２による共振の共振周波数と両者が結合するように近づけられている。従って、図２３に示すように、チップ外形形状に起因する共振の影響が生じず、すなわち該外形形状に起因する共振を利用してバンドパスフィルタの通過帯域が構成されることがわかる。なお、本実施形態においても、上記共振器電極３２の長さを変更することにより、共振器電極３２による共振の共振周波数を容易に変更することができる。
【００５８】
バンドパスフィルタ３１においても、入出力間距離、すなわち入力側ビアホール電極７と出力側ビアホール電極８との間の入出力間距離Ｚを変更することにより周波数特性を変更することができる。これを図２４〜図２６を参照して説明する。
【００５９】
バンドパスフィルタ３１において、入出力間距離Ｚを、１．６ｍｍ、２．０ｍｍ及び２．４ｍｍとし、他はバンドパスフィルタ３１と同様にして、３種類のバンドパスフィルタを作製した。入出力間距離Ｚが１．６ｍｍ、２．０ｍｍ及び２．４ｍｍの各バンドパスフィルタの周波数特性を、それぞれ、図２４〜図２６に示す。
【００６０】
図２４〜図２６から明らかなように、入出力間距離Ｚを変化させることにより、第１の実施形態の場合と同様に、減衰極の周波数位置と、減衰極による跳ね返りレベルを調整し得ることがわかる。すなわち、入出力間距離Ｚを長くすることにより、一方の減衰極Ａの周波数位置を中心周波数に近づけることができ、他方の減衰極Ｂの周波数位置を中心周波数から遠ざけることができる。また、入出力間距離Ｚを短くすることにより、減衰極の跳ね返りレベルを小さくすることができ、十分な減衰量を確保し得ることがわかる。
【００６１】
図２７は、バンドパスフィルタ３１の変形例を示す平面断面図である。バンドパスフィルタ３１では、λ共振器を構成する共振器電極３２の平面形状は長方形とされていたが、λ共振器は様々な平面形状を有するように構成され得る。例えば、図２７に示す変形例のバンドパスフィルタ４１では、共振器電極４２が円形の形状を有する。バンドパスフィルタ４１において、共振器電極の平面形状を、２．４ｍｍの円形としたことを除いては、バンドパスフィルタ３１と同様にしてバンドパスフィルタ４１を作製した。このようにして得られたバンドパスフィルタ４１の周波数特性を図２８に示す。図２８において、実線は反射量を、破線は通過量を示す。
【００６２】
図２８から明らかなように、バンドパスフィルタ４１においても、チップ外形形状に起因するスプリアスが現れず、良好な周波数特性の得られることがわかる。
【００６３】
上記のように、本発明において用いられる共振器電極としてのλ共振器は、様々な平面形状を有するように構成されることができ、矩形や円形等の様々な形状とすることができる。
【００６４】
なお、上述した実施形態では、共振器は、λ共振器により構成されていたが、共振器電極は、貫通孔を有し、該貫通孔の形成により２つの共振が結合される共振器電極、すなわち特許文献１に記載の共振器電極の他、従来より公知のリング状共振器電極など様々な共振器電極により構成され得る。
【００６５】
また、上記各実施形態では、入力側のビアホール電極７と、出力側のビアホール電極８とをチップの高さ方向に形成することにより、チップ外形形状に起因する共振が現れていたが、ビアホール電極７，８を有しない構造であってもよい。すなわち、ビアホール電極７，８を有せず、入力電極及び出力電極の、誘電体基板面に直交する方向に延びる部分が、入力端子電極１１及び出力端子電極１２のみの場合にもチップ外形形状に起因する共振が現れる。従って、該共振に給電されるようにチップの高さ方向に入出力電極を形成すれば、本発明に従ってチップ外形形状に起因する共振を利用した良好なフィルタ特性を得ることができる。
【００６６】
【発明の効果】
本発明に係るバンドパスフィルタでは、誘電体基板面に平行な面に設けられた共振器電極と、共振器電極に結合されており、誘電体基板面に直交する方向に誘電体基板に設けられた一対の入出力電極と、誘電体基板の上面、下面及び対向し合う一対の側面に設けられたグラウンド電極とを備え、前記グランド電極で囲まれており、導波管として作用する形状に起因する共振が共振器電極による共振に結合されるように、該一対の入出力電極の互いに対向する部分で決定される通過域の周波数が共振器電極の共振周波数に近接されているため、一対の入出力電極が互いに対向する部分で決定される通過域の周波数を積極的に利用して通過帯域が構成されている。従って、該一対の入出力電極が互いに対向している部分で決定される通過域がバンドパスフィルタの通過帯域を構成するために積極的に利用されているため、該一対の入出力電極が互いに対向する部分で決定される通過域がスプリアスとして現れない。
【００６７】
従来のこの種のバンドパスフィルタでは、上記のようなチップ高さ方向に形成される一対の入出力電極により決定される共振がスプリアスの通過帯域に対してスプリアスとして現れるため、その抑圧が種々の方法で図られていたため、前述のように共振器電極の形状に制約があったり、Ｑ値が劣化するという問題があった。これに対して、本発明に係るバンドパスフィルタでは、チップの高さ方向に形成される一対の入出力電極で決定される共振が積極的に利用されているため、共振器電極の形状の制約が少なく、またＱ値の劣化も生じ難い。
【００６８】
よって、本発明によれば、不要スプリアスの影響が少なく、良好なフィルタ特性を有し、かつ様々な形状の共振器電極を利用して、バンドパスフィルタを構成することができ、よって所望とする通過帯域及び周波数特性を有するバンドパスフィルタを容易に提供することが可能となる。
【００６９】
また、共振器電極の形状の制約が少ないため、共振器電極の寸法や共振器電極と入出力結合電極との距離などを変更することにより、様々な周波数特性のバンドパスフィルタを容易に提供することが可能となる。
【００７０】
誘電体基板の上面に設けられたグラウンド電極と、下面に設けられたグラウンド電極の少なくとも一方に接続されたビアホール電極が誘電体基板内に形成されている場合には、該ビアホール電極の数及び形成位置を変更することにより、様々な周波数特性のバンドパスフィルタを本発明に従って構成することができる。
【００７１】
上記共振器電極がストリップ線路である場合には、該ストリップ線路の長さを変更することにより、またストリップ線路と入出力電極との距離を変更することにより、様々な周波数特性のバンドパスフィルタを本発明に従って容易に構成することができる。
【００７２】
また、共振器電極が平板状のλ共振器である場合には、該平板状の形状を変更することにより、様々な周波数特性のバンドパスフィルタを本発明に従って容易に提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）及び（ｂ）は、本発明の第１の実施形態に係るバンドパスフィルタの正面断面図及び模式的平面断面図。
【図２】（ａ）〜（ｄ）は、第１の実施形態のバンドパスフィルタの各模式的平面断面図であり、（ａ）は上方のグラウンド電極が配置されている部分の平面断面図、（ｂ）は接続電極が形成されている高さ位置の平面断面図、（ｃ）はビアホール電極が形成されている部分の中間高さ位置における平面断面図、（ｄ）は共振器電極が配置されている部分の平面断面図。
【図３】第１の実施形態のデュアルモード・バンドパスフィルタの周波数特性を示す図。
【図４】第１の実施形態のデュアルモード・バンドパスフィルタのチップ外形形状に起因する共振の周波数特性を示す図。
【図５】第１の実施形態において、λ／２ストリップ線路からなる共振器電極による共振の電界分布を模式的に示す斜視図。
【図６】第１の実施形態のデュアルモード・バンドパスフィルタにおいて、λ／２ストリップ線路の長さを２．４ｍｍに変更した場合のバンドパスフィルタの周波数特性を示す図。
【図７】第１の実施形態のデュアルモード・バンドパスフィルタにおいて、λ／２ストリップ線路の長さを２．０ｍｍに変更した場合のバンドパスフィルタの周波数特性を示す図。
【図８】第１の実施形態のバンドパスフィルタにおいて、入出力結合電極とλ／２ストリップ線路との間の距離を０．１０ｍｍに変化させた場合のバンドパスフィルタのインピーダンスを示すスミスチャート。
【図９】第１の実施形態のバンドパスフィルタにおいて、入出力結合電極とλ／２ストリップ線路との間の距離を０．２０ｍｍに変化させた場合のバンドパスフィルタのインピーダンスを示すスミスチャート。
【図１０】第１の実施形態のバンドパスフィルタにおいて、入出力結合電極とλ／２ストリップ線路との間の距離を０．３０ｍｍに変化させた場合のバンドパスフィルタのインピーダンスを示すスミスチャート。
【図１１】第１の実施形態のバンドパスフィルタにおいて、λ／２ストリップ線路と入力結合電極及び出力結合電極との間の距離を０．１０ｍｍに変更した場合のバンドパスフィルタの周波数特性を示す図。
【図１２】第１の実施形態のバンドパスフィルタにおいて、λ／２ストリップ線路と入力結合電極及び出力結合電極との間の距離を０．２０ｍｍに変更した場合のバンドパスフィルタの周波数特性を示す図。
【図１３】第１の実施形態のバンドパスフィルタにおいて、λ／２ストリップ線路と入力結合電極及び出力結合電極との間の距離を０．３０ｍｍに変更した場合のバンドパスフィルタの周波数特性を示す図。
【図１４】第１の実施形態のバンドパスフィルタにおいて、入力側ビアホール電極と出力側ビアホール電極との間の距離である入出力間距離を１．６ｍｍとした場合の周波数特性を示す図。
【図１５】第１の実施形態のバンドパスフィルタにおいて、入力側ビアホール電極と出力側ビアホール電極との間の距離である入出力間距離を１．８ｍｍとした場合の周波数特性を示す図。
【図１６】第１の実施形態のバンドパスフィルタにおいて、入力側ビアホール電極と出力側ビアホール電極との間の距離である入出力間距離を２．０ｍｍとした場合の周波数特性を示す図。
【図１７】第１の実施形態のバンドパスフィルタの変形例に係るバンドパスフィルタであって、上下のグラウンド電極を接続するビアホール電極が設けられた変形例の模式的平面断面図。
【図１８】図１７に示した変形例に係るバンドパスフィルタの周波数特性を示す図。
【図１９】図１７に示した変形例のバンドパスフィルタにおいて、グラウンド電位に接続されるビアホール電極の位置を変更した場合の周波数特性を示す図。
【図２０】図１７に示した変形例のバンドパスフィルタにおいて、グラウンド電位に接続されるビアホール電極の位置を変更した場合の周波数特性を示す図。
【図２１】（ａ）及び（ｂ）は、第２の実施形態に係るバンドパスフィルタの正面断面図及び模式的平面断面図。
【図２２】（ａ）〜（ｅ）は、第２の実施形態のバンドパスフィルタの種々の高さ位置における模式的平面断面図であり、（ａ）は上方のグラウンド電極が配置されている高さ位置の平面断面図、（ｂ）は接続電極が配置されている高さ位置における平面断面図、（ｃ）は入力側ビアホール電極及び出力側ビアホール電極の中間高さ位置における平面断面図、（ｄ）は入出力結合電極が設けられている高さ位置における平面断面図、（ｅ）は平板共振器電極が配置されている平面断面図。
【図２３】第２の実施形態のバンドパスフィルタの周波数特性を示す図。
【図２４】第２の実施形態のバンドパスフィルタにおいて、入出力間距離、すなわち入力側ビアホール電極と出力側ビアホール電極との間の距離を１．６ｍｍに変更した場合の周波数特性を示す図。
【図２５】第２の実施形態のバンドパスフィルタにおいて、入出力間距離、すなわち入力側ビアホール電極と出力側ビアホール電極との間の距離を２．０ｍｍに変更した場合の周波数特性を示す図。
【図２６】第２の実施形態のバンドパスフィルタにおいて、入出力間距離、すなわち入力側ビアホール電極と出力側ビアホール電極との間の距離を２．４ｍｍに変更した場合の周波数特性を示す図。
【図２７】第２の実施形態のバンドパスフィルタの変形例であって、共振器電極の平面形状が円形とされているバンドパスフィルタの模式的平面断面図。
【図２８】図２７に示した変形例に係るバンドパスフィルタの周波数特性を示す図。
【図２９】従来のデュアルモード・バンドパスフィルタを示す正面断面図。
【図３０】従来のデュアルモード・バンドパスフィルタを示す略図的平面図。
【符号の説明】
１…バンドパスフィルタ
２…誘電体基板
２ａ…上面
２ｂ…下面
２ｃ，２ｄ…端面
２ｅ，２ｆ…側面
３，４…λ／２ストリップ線路
５…入力結合電極
６…出力結合電極
７…入力側のビアホール電極
８…出力側のビアホール電極
９，１０…接続電極
１１…入力側外部電極
１２…出力側外部電極
１３〜１６…第１〜第４のグラウンド電極
２１…バンドパスフィルタ
２２〜２５…第２のビアホール電極
３１…バンドパスフィルタ
３２…共振器電極
３３…入力側結合電極
３４…出力側結合電極
４１…バンドパスフィルタ
４２…共振器電極[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a band-pass filter used in, for example, a quasi-millimeter wave or millimeter-wave band, and more particularly to a band-pass filter having a structure in which a resonator electrode is formed on a dielectric substrate.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, various multilayer filters having a structure in which a resonator electrode is formed on a dielectric substrate have been proposed as bandpass filters used in a quasi-millimeter wave band or a millimeter wave band. As the resonator electrode, a λ resonator, a resonator electrode for operating as a dual mode bandpass filter, or the like is used. For example, Patent Document 1 below discloses a dual mode bandpass filter shown in FIGS. 29 and 30.
[0003]
In the dual mode bandpass filter 101, a resonator electrode 103 is provided in a dielectric substrate 102. The resonator electrode 103 has a through hole 103a. Since the through-hole 103a is formed, in the resonator electrode 103, two resonances generated in the resonator electrode are coupled, and a characteristic as a dual mode bandpass filter is obtained.
[0004]
As schematically shown in FIG. 30, the dual mode bandpass filter 101 is provided with an input electrode 104 and an output electrode 105 so as to be coupled to the resonator electrode 103.
[0005]
In addition, ground electrodes 106 and 107 are formed on the upper and lower surfaces of the dielectric substrate 102 so as to sandwich the portion where the resonator electrode 103, the input electrode 104, and the output electrode 105 are formed. That is, the dual-mode bandpass filter 101 has a so-called triplate structure in which ground electrodes 106 and 107 are disposed above and below the resonator electrode 103. By adopting the triplate structure, unnecessary radiation and radiation of resonance generated in the resonator electrode 103 can be suppressed. Therefore, it is possible to obtain a filter having sufficient frequency characteristics in the quasi-millimeter wave band and the millimeter wave band.
[0006]
[Patent Document 1]
JP 2001-237610 A
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
In a bandpass filter having a triplate structure like the dual mode bandpass filter 101, the space surrounded by the ground electrodes 106 and 107 substantially functions as a waveguide. Therefore, when the input electrode 104 and the output electrode 105 have a portion extending in a direction orthogonal to the dielectric substrate surface, resonance due to the outer shape of the chip has occurred. In the filter characteristics, the resonance tends to appear as spurious.
[0008]
As a method of suppressing the spurious as described above, a method of suppressing the spurious by forming a ground electrode so as to connect a portion where the electric field is strong in the outer shape of the chip to the ground potential, or setting the input / output electrode to the ground potential. A method of suppressing spuriousness by approaching is known.
[0009]
However, in the former method, in order to suppress the strength of the electric field, it is necessary to provide a ground electrode in a portion where the electric field of the outer shape of the chip is strong, and a resonator electrode is formed in a place where the ground electrode is formed. As a result, the shape of the resonator electrode fabricated inside the chip is limited. Further, in the latter method, since the distance between the input / output and the ground potential has to be reduced, the distance between the ground electrodes 106 and 107 of the triplate structure is limited and the Q value is deteriorated.
[0010]
The object of the present invention is to eliminate the above-mentioned drawbacks of the prior art, to suppress the deterioration of the frequency characteristics due to the resonance spurious of the outer shape of the chip, to further reduce the shape of the resonator electrode, and to reduce the Q value. It is an object of the present invention to provide a band-pass filter that is difficult to deteriorate.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
The band-pass filter according to the present invention is coupled to a dielectric substrate, a resonator electrode provided on the dielectric substrate in a plane parallel to the surface of the dielectric substrate, and the resonator electrode. A pair of input / output electrodes having portions extending in a direction orthogonal to the substrate surface, and a ground electrode provided on the upper surface, the lower surface and a pair of opposing side surfaces of the dielectric substrate, Surrounded by the ground electrode, resulting from the shape acting as a waveguide The resonance frequencies of both resonances are close to each other so that the resonance is coupled with the resonance of the resonator electrode.
[0012]
In a specific aspect of the band-pass filter according to the present invention, a via hole electrode connected to a ground electrode provided on the upper surface of the dielectric substrate and a ground electrode provided on the lower surface is formed in the dielectric substrate. Has been.
[0013]
In the band-pass filter according to the present invention, the resonator electrode is not particularly limited. For example, the resonator electrode can be configured by a stripline resonator or a plate-like λ resonator.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be clarified by describing specific embodiments of the present invention with reference to the drawings.
[0015]
FIGS. 1A and 1B are a front sectional view and a plan sectional view of a bandpass filter according to the first embodiment of the present invention. In addition, the front sectional view of FIG. 1A is a sectional view corresponding to a portion along the line XX of FIG.
[0016]
2A to 2D are cross-sectional plan views at various height positions of the bandpass filter 1. FIG.
The bandpass filter 1 is configured using a rectangular plate-shaped dielectric substrate 2. As a material constituting the dielectric substrate 2, an appropriate dielectric material such as dielectric ceramics or synthetic resin can be used. In the present embodiment, dielectric ceramics mainly composed of Mg, Si and glass having a relative dielectric constant εr = 7.3 and tan δ = 0.001 is used as the dielectric material. The dielectric substrate 2 is obtained by laminating a plurality of dielectric ceramic green sheets together with various electrode materials described later and firing them integrally. That is, the dielectric substrate 2 is a multilayer substrate configured using a ceramics integrated firing technique.
[0017]
The dielectric substrate 2 has an upper surface 2a, a lower surface 2b, opposed end surfaces 2c and 2d, and opposed side surfaces 2e and 2f.
A resonator electrode is disposed in the dielectric substrate 2. That is, as shown in FIG. 1B, the λ / 2 strip lines 3 and 4 are arranged to form a resonator electrode. Further, the input coupling electrode 5 and the output coupling electrode 6 are arranged so as to be coupled to the λ / 2 strip lines 3 and 4 in the plane where the λ / 2 strip lines 3 and 4 are formed. The input coupling electrode 5 and the output coupling electrode 6 may be formed at different height positions from the λ / 2 strip lines 3 and 4. That is, the input coupling electrode 5 and the output coupling electrode 6 can be arranged at various positions on the dielectric substrate 2 as long as they are coupled to the λ / 2 strip lines 3 and 4.
[0018]
As shown in FIG. 1A, the lower ends of the via-hole electrodes 7 and 8 are connected to the upper surfaces of the input coupling electrode 5 and the output coupling electrode 6, respectively. FIG. 2C is a cross-sectional plan view of the via hole electrodes 7 and 8 at the intermediate height position. The upper ends of the via-hole electrodes 7 and 8 are connected to the connection electrodes 9 and 10. As shown in FIGS. 1A and 2B, the connection electrodes 9 and 10 have the outer ends reaching the end faces 2 c and 2 d of the dielectric substrate 2.
[0019]
An input terminal electrode 11 and an output terminal electrode 12 are formed on the end faces 2c and 2d of the dielectric substrate 2 so as to extend in the vertical direction of the dielectric substrate 2, respectively.
On the other hand, a first ground electrode 13 is formed above the position on the dielectric substrate 2 where the connection electrodes 9 and 10 are formed. The planar shape of the ground electrode 13 is shown in FIG. The ground electrode 13 is formed on the upper surface 2a of the dielectric substrate 2 so as to reach an edge formed by the upper surface 2a and the side surfaces 2e and 2f. The ground electrode 13 is arranged so as not to reach the edge between the upper surface 2a and the end surfaces 2e and 2f.
[0020]
As shown in FIG. 1A, a second ground electrode 14 is embedded in a lower portion of the dielectric substrate 2. The second ground electrode 14 is disposed below the plane position where the λ / 2 strip lines 3, 4, the input coupling electrode 5 and the output coupling electrode 6 are formed. The planar shape of the second ground electrode 14 is the same as that of the first ground electrode 13 although not particularly illustrated.
[0021]
Therefore, since λ / 2 strip lines 3 and 4 as resonator electrodes are arranged between the first and second ground electrodes 13 and 14, the main resonator of the bandpass filter 1 of the present embodiment is It has a so-called triplate structure.
[0022]
The third and fourth ground electrodes 15 and 16 are formed so as to cover the entire surfaces 2e and 2f of the dielectric substrate 2. The ground electrodes 15 and 16 are electrically connected to the first and second ground electrodes 13 and 14 described above. Although the first and second ground electrodes 13 and 14 are embedded in the dielectric substrate 2, they may be formed so as to be exposed on the upper surface 2a and the lower surface 2b of the dielectric substrate 2, respectively.
[0023]
Further, the third and fourth ground electrodes 15 and 16 may also be embedded in the dielectric substrate 2.
The third and fourth ground electrodes 15 and 16 may be formed of via electrodes that are electrically connected to the ground electrodes 13 and 14.
[0024]
In the band pass filter 1, the λ / 2 strip lines 3, 4, the input coupling electrode 5, the output coupling electrode 6, the via-hole electrodes 7 and 8, and the connection electrodes 9 and 10 are disposed in a cylindrical body composed of ground electrodes 13 to 16. Is arranged. Therefore, a portion surrounded by the ground electrodes 13 to 16 substantially functions as a waveguide.
[0025]
On the other hand, in the band pass filter 1, the input electrode is composed of the input coupling electrode 5, the via hole electrode 7, the connection electrode 9, and the input terminal electrode 11, and the output electrode is the output coupling electrode 6, the via hole electrode 8, The connection electrode 10 and the output terminal electrode 12 are configured. Among the input and output electrodes, the via-hole electrodes 7 and 8 and the input terminal electrode 11 and the output terminal electrode 12 are extended in a direction perpendicular to the upper surface 2 a and the lower surface 2 b of the dielectric substrate 2. However, in the present embodiment, the input-side via hole electrode 7 and the output-side via hole electrode 8 are formed in the chip height direction so that power is supplied to the chip outer shape, and the chip outer shape of the bandpass filter 1 is supplied. That is, resonance due to the shape surrounded by the ground electrodes 13 to 16 occurs.
[0026]
In the band pass filter 1 of the present embodiment, the spurious attributed to the chip outer shape is coupled with the resonance obtained by using the λ / 2 strip lines 3 and 4, thereby forming a pass band. That is, the bandpass filter 1 of the present embodiment uses the spurious attributed to the outer shape of the chip, which has been conventionally required to suppress the spurious as the spurious, as a resonance for configuring the passband of the bandpass filter 1. Has characteristics. This will be described based on a specific experimental example.
[0027]
As the dielectric substrate 2, a rectangular plate-shaped dielectric substrate made of dielectric ceramics mainly composed of Mg, Si, glass having a relative dielectric constant εr = 7.3 and tan δ = 0.001 was prepared. The dimensions of the dielectric substrate were 3.2 mm width × 4.5 mm length × 1.0 mm thickness. The planar shape of the λ / 2 strip lines 3 and 4 was 0.4 mm wide × 2.1 mm long. The distance between the λ / 2 strip lines 3 and 4 and the input coupling electrode 5 and the output coupling electrode 6 was 0.2 mm. This distance is a distance Y shown in FIG. 1B, taking the distance between the input coupling electrode 5 and the λ / 2 strip line 3 as an example. That is, it means the facing distance between the input coupling electrode 5 and the λ / 2 strip line 3.
[0028]
The distance between the input-side via-hole electrode 7 and the output-side via-hole electrode was 2.0 mm. This distance is the distance Z shown in FIG.
In addition, as a material of various electrodes formed on the dielectric substrate 2, the conductivity is 5.8 × 10. ⁷ S / m Cu was used.
[0029]
FIG. 3 shows the frequency characteristics of the bandpass filter 1 obtained as described above. In FIG. 3, the solid line indicates the amount of reflection, and the broken line indicates the amount of passage. As is apparent from FIG. 3, it can be seen that good filter characteristics with a passband of 22.1 to 23.8 GHz can be obtained, and therefore good filter characteristics can be realized in the quasi-millimeter wave band. Further, it can be seen that in the frequency characteristics shown in FIG. 3, no spurious due to the outer shape of the chip appears.
[0030]
As described above, the spurious due to the outer shape of the chip does not appear because the spurious is used as resonance for constituting the pass band. That is, the resonance frequencies of the two are close to each other so that the spurious due to the outer shape of the chip is coupled with the resonance by the λ / 2 strip lines 3 and 4. This will be described with reference to FIGS.
[0031]
That is, in the band pass filter 1 of this embodiment, the resonance resulting from the chip outer shape is used as the first resonance. FIG. 4 is a diagram showing the frequency characteristics of resonance caused by the outer shape of the chip. The solid line shows the reflection amount, and the broken line shows the passage amount. This resonance characteristic is a resonance characteristic of a structure in which only the input electrode and the output electrode described above and the ground electrodes 13 to 16 are formed on the dielectric substrate 2 having the dimensions of 3.2 × 4.5 × 1.0 mm. is there. That is, when the ground electrodes 13 to 16 are formed on the dielectric substrate 2, the portion surrounded by the ground electrodes 13 to 16 acts as a waveguide, so that the input / output electrodes including the via-hole electrodes 7 and 8 are included. Is formed, the resonance shown in FIG. 4 occurs.
[0032]
On the other hand, in the bandpass filter 1 of the present embodiment, the resonance by the λ / 2 striplines 3 and 4 is used as the second resonance for configuring the passband. FIG. 5 is a diagram schematically showing the electric field distribution at the resonance frequency of resonance by the λ / 2 strip lines 3 and 4. Note that the curved contour lines A1 to A4 in FIG. 5 are contour lines indicating portions where the electric field strength is equal, and the region surrounded by the contour line A1 is the strongest in the electric field portion, and the region outside the contour line A4 is the most. The electric field strength is low. As is apparent from FIG. 5, it is understood that the resonance by the λ / 2 strip lines 3 and 4 resonates at the λ / 2 wavelength. Here, the resonance frequency of the resonance by the λ / 2 strip line is 23.6 GHz.
[0033]
In the present embodiment, the outer dimensions of the space surrounded by the first to fourth ground electrodes 13 to 16 are as follows: width 3.2 mm × length 4.5 mm × height 1.0 mm. The resonance frequency of resonance caused by the shape is about 22.2 GHz.
[0034]
In other words, the resonance frequency of the resonance caused by the outer shape is λ / 2 strip lines 3 and 4 so that the resonance frequency of the resonance caused by the chip outer shape is coupled to the resonance by the λ / 2 strip lines 3 and 4. Thus, as shown in FIG. 3, a good filter characteristic is obtained in which the resonance due to the outer shape of the chip does not appear as spurious.
[0035]
In the band pass filter 1 of the present embodiment, the band pass filter 1 having various filter characteristics can be easily provided by changing the length of the λ / 2 strip lines 3 and 4. This will be described with reference to FIGS.
[0036]
A bandpass filter was produced in the same manner as the bandpass filter 1 of the above embodiment except that the length of the λ / 2 strip line in the bandpass filter 1 was 2.4 mm and 2.0 mm. The frequency characteristics of the bandpass filter thus obtained are shown in FIGS. FIG. 6 shows the result when the length of the λ / 2 strip line is 2.4 mm, and FIG. 7 shows the result when the length is 2.0 mm. 6 and 7, the solid line indicates the amount of reflection, and the broken line indicates the amount of passage.
[0037]
6 and 7 are compared with FIG. 3 in the case where the length of the λ / 2 strip line is 2.1 mm, by shortening the length of the λ / 2 strip lines 3 and 4, It can be seen that the frequency of the attenuation pole can be moved from the higher frequency side to the lower frequency side than the center frequency of the bandpass filter. That is, it can be seen that the pass band width of the bandpass filter 1 and the frequency position of the attenuation pole can be easily changed by changing the length of the λ / 2 strip lines 3 and 4.
[0038]
In the bandpass filter 1, the impedance of the bandpass filter 1 can be easily changed by changing the distance Y between the input / output coupling electrodes 5 and 6 and the λ / 2 strip lines 3 and 4. The bandpass filter 1 having a desired impedance value can be easily provided. This will be described with reference to FIGS.
[0039]
In the band-pass filter 1, except that the distance Y between the input coupling electrode 5 and the output coupling electrode 6 and the λ / 2 strip lines 3 and 4 is set to 0.10 mm and 0.30 mm. A band pass filter was produced in the same manner as the pass filter 1. The impedances of the two types of bandpass filters thus obtained and the bandpass filter 1 having a distance Y of 0.2 mm are shown by Smith charts in FIGS. 11 to 13 are diagrams showing the frequency characteristics of the bandpass filter obtained in this way. 8 and 11 show the results when the distance is 0.10 mm, FIGS. 9 and 12 are 0.20 mm, FIGS. 10 and 13 are 0.30 mm, and FIGS. The solid line indicates the amount of reflection, and the broken line indicates the amount of passage.
[0040]
As apparent from FIGS. 8 to 10, it can be seen that the impedance of the bandpass filter 1 can be easily changed by changing the distance. Further, as apparent from FIGS. 11 to 13, it can be seen that the frequency position of the attenuation pole can be shifted by changing the distance. That is, it can be seen that by increasing the distance, the frequency position of the attenuation pole can be moved away from the center frequency of the filter, and thus the rebound level by the attenuation pole can be adjusted by adjusting the distance.
[0041]
Moreover, in the band pass filter 1 of the said embodiment, a frequency characteristic can be changed also by changing the input-output distance Z shown to Fig.1 (a). The inter-input / output distance Z is a center-to-center distance between the via-hole electrode 7 connected to the input coupling electrode 5 and the via-hole electrode 8 connected to the output coupling electrode 6. The resonance caused by the chip shape is an electrode located in a direction perpendicular to the plane on which the λ / 2 strip lines 3 and 4 are formed in the waveguide constituted by the ground electrodes 13 to 16, that is, a via hole. This is because when the electrodes 7 and 8 are arranged, the via-hole electrodes 7 and 8 are directly coupled, and the degree of coupling is particularly high at a specific frequency. Therefore, the frequency of the band-pass filter 1 can be adjusted by changing the distance between the via-hole electrodes 7 and 8, that is, the input / output distance Z. This will be described with reference to FIGS.
[0042]
In the band-pass filter 1, two types of band-pass filters were produced in the same manner as in the above-described embodiment except that the distance Z between the input and output was 1.6 mm and 1.8 mm. The frequency characteristics of these bandpass filters having an input / output distance of 1.6 mm or 1.8 mm and the bandpass filter 1 having a distance Z of 2.0 mm are shown in FIGS. 14 to 16, the solid line indicates the amount of reflection, and the broken line indicates the amount of passage.
[0043]
As apparent from FIGS. 14 to 16, the longer the input-output distance Z is, the closer the frequency of the attenuation pole C is to the center frequency of the filter, and the frequency of the attenuation pole D is further away from the center frequency. . Further, it can be seen that the bounce level of the attenuation pole in the frequency characteristics of FIGS. 14 to 16 decreases as the distance Z between the input and output is shortened, and therefore a larger attenuation can be ensured. Thus, it can be seen that the frequency position of the attenuation pole and the rebound level due to the attenuation pole can be easily changed by changing the distance Z between the input and output.
[0044]
FIG. 17 is a schematic plan sectional view showing a bandpass filter 21 according to a modification of the bandpass filter 1 of the above embodiment. In the bandpass filter 21 of this modification, the via-hole electrodes 22 to 25 are disposed so as to extend in the vertical direction in the dielectric substrate 2. The upper ends of the via-hole electrodes 22 to 25 are connected to the first ground electrode 13 shown in FIG. 1, and the lower ends of the via-hole electrodes 22 to 25 are connected to the second ground electrode 14 shown in FIG. Electrically connected. That is, the via-hole electrodes 22 to 24 are via-hole electrodes connected to the ground potential, and are electrically connected to the upper and lower ground electrodes 13 and 14.
[0045]
The via-hole electrodes 22 to 25 are arranged around the facing region so as to surround a portion where the λ / 2 strip lines 3 and 4 and the via-hole electrodes 7 and 8 face each other. Furthermore, the via-hole electrodes 22 and 23 are disposed on both sides of the via-hole electrode 7 in the width direction of the dielectric substrate 2, and the via-hole electrodes 24 and 25 are disposed on both sides of the via-hole electrode 8 in the width direction of the dielectric substrate 2. Yes.
[0046]
As described above, by arranging the via-hole electrodes 22 to 25 connected to the ground potential, the bandpass filter 21 can shift the center frequency compared to the bandpass filter 1. This will be described with reference to FIGS.
[0047]
The diameters of the via-hole electrodes 22 to 25 are set to 0.2 mm, and the distances W1 and L1 from the side surface and the end surface of the dielectric substrate 2 adjacent to the via-hole electrodes 22 to 25 are respectively W1 = 0.9 mm and L1 = 0. A band-pass filter 21 was produced in the same manner as the band-pass filter 1 except that the via-hole electrodes 22 to 25 were formed so as to be .6 mm. FIG. 18 shows the frequency characteristics of the bandpass filter 21 obtained in this way. As apparent from comparing the frequency characteristics shown in FIG. 18 with the frequency characteristics shown in FIG. 3, the formation of the via-hole electrodes 22 to 25 moves the resonance frequency due to the outer shape of the chip to the high frequency side, thereby It can be seen that the passband width of the filter is widened.
[0048]
FIG. 19 shows a case where the band pass filter 21 is configured in the same manner as described above except that the distance W1 from the side surface of the via hole electrodes 22 to 25 close to the dielectric substrate 2 is 1.1 mm. The frequency characteristics of are shown. As is apparent from FIG. 19, it can be seen that the passband width is further increased, and the resonance frequency of resonance caused by the outer shape of the chip is moved to the high frequency side.
[0049]
On the other hand, in order to move the attenuation pole to a lower frequency side than the center frequency of the filter, as described above, the length of the λ / 2 strip lines 3 and 4 is shortened, and the resonance of the λ / 2 strip lines 3 and 4 is reduced. What is necessary is just to move a frequency to the high frequency side rather than the resonant frequency of the resonance resulting from chip | tip external shape. For example, except that the length of the λ / 2 strip lines 3 and 4 is shortened to 1.8 mm, a bandpass filter is configured in the same manner as the bandpass filter 21 that obtains the frequency characteristics shown in FIG. The frequency characteristics in this case are shown in FIG. As is clear from comparison between FIG. 20 and FIG. 18, it can be seen that a band-pass filter having a center frequency changed to 25.5 GHz can be obtained.
[0050]
Thus, in the band pass filter 21, by providing the second via-hole electrodes 22 to 25, the position of the via-hole electrodes 22 to 25 is changed to move the center frequency of the filter, The width can be changed.
[0051]
21A and 21B are a front sectional view showing a dual mode bandpass filter 31 according to the second embodiment of the present invention and a plan sectional view of a portion where a resonator electrode is formed. is there. FIGS. 22A to 22E are plan sectional views at respective height positions where the upper ground electrode, connection electrode, via hole electrode, and input / output coupling electrode are formed in the band-pass filter 31. FIG.
[0052]
The band-pass filter 31 is the same as the band-pass filter 1 of the first embodiment except that the shape of the resonator electrode is different and the coupling mode between the input / output coupling electrode and the resonator electrode is different. It is configured. Therefore, about the same part, suppose that the description of 1st Embodiment is used by attaching | subjecting the same reference number.
[0053]
A rectangular resonator electrode 32 is embedded in the dielectric substrate 2 as a flat plate resonator shown in FIG. An input coupling electrode 33 and an output coupling electrode 34 are arranged above the resonator electrode 32 so as to face the resonator electrode 32 with a part of the layer of the dielectric substrate 2 interposed therebetween. That is, in the present embodiment, the input coupling electrode 33 and the output coupling electrode 34 are disposed to face the resonator electrode 32 with the dielectric substrate layer interposed therebetween. Thus, in the band-pass filter of the present invention, the arrangement of the input / output coupling electrode and the resonator electrode is not particularly limited as long as the input / output coupling electrode can be coupled to the resonator electrode.
[0054]
Also in the band pass filter 31, the first ground electrode 13 shown in FIG. 22A is disposed above the dielectric substrate 2, and a second shape having the same shape as the first ground electrode 13 is disposed. A ground electrode 14 is embedded in the lower part of the dielectric substrate 2.
[0055]
The input coupling electrode 33 and the output coupling electrode 34 are connected to the via-hole electrodes 7 and 8 as shown in FIG. Further, as is apparent from FIGS. 22B, 22C and 21A, in this embodiment, the via-hole electrodes 7 and 8 are configured to extend in the vertical direction in the dielectric substrate 2. In addition, the upper end is connected to the connection electrodes 9 and 10.
[0056]
A bandpass filter 31 was produced in the same manner as the bandpass filter 1 of the first embodiment having the characteristics shown in FIG. However, when the band-pass filter 31 was manufactured, the resonator electrode 32 had a rectangular shape with a width of 1.4 mm and a length La = 1.9 mm. Further, the facing distance between the input coupling electrode 33 and the output coupling electrode 34 and the resonator electrode 32 was set to 0.1 mm. The distance Z between the input side via hole electrode 7 and the output side electrode 8 was set to 2.0 mm. FIG. 23 shows the frequency characteristics of the bandpass filter 31 obtained in this way. In FIG. 23, the solid line indicates the amount of reflection, and the broken line indicates the amount of passage.
[0057]
Also in this embodiment, the portion surrounded by the ground electrodes 13 to 16 acts like a waveguide, and the via-hole electrodes 7 and 8 are in a direction perpendicular to the resonator electrode 32 in the waveguide. Since it extends, resonance due to the outer shape of the chip appears strongly. However, also in this embodiment, the resonance frequency of the resonance caused by the outer shape of the chip is brought close to the resonance frequency of the resonance caused by the resonator electrode 32. Therefore, as shown in FIG. 23, it can be seen that there is no influence of resonance caused by the chip outer shape, that is, the pass band of the bandpass filter is configured using the resonance caused by the outer shape. Also in this embodiment, the resonance frequency of resonance by the resonator electrode 32 can be easily changed by changing the length of the resonator electrode 32.
[0058]
Also in the band pass filter 31, the frequency characteristics can be changed by changing the distance between input and output, that is, the distance Z between input and output between the input side via hole electrode 7 and the output side via hole electrode 8. This will be described with reference to FIGS.
[0059]
In the bandpass filter 31, the input / output distance Z was set to 1.6 mm, 2.0 mm, and 2.4 mm, and the others were the same as the bandpass filter 31, and three types of bandpass filters were manufactured. FIG. 24 to FIG. 26 show the frequency characteristics of the band-pass filters whose input / output distances Z are 1.6 mm, 2.0 mm, and 2.4 mm, respectively.
[0060]
As is apparent from FIGS. 24 to 26, the frequency position of the attenuation pole and the bounce level by the attenuation pole can be adjusted by changing the distance Z between the input and output, as in the first embodiment. I understand. That is, by increasing the distance Z between the input and output, the frequency position of one attenuation pole A can be brought closer to the center frequency, and the frequency position of the other attenuation pole B can be moved away from the center frequency. It can also be seen that by shortening the distance Z between the input and output, the rebound level of the attenuation pole can be reduced, and a sufficient amount of attenuation can be ensured.
[0061]
FIG. 27 is a plan sectional view showing a modification of the bandpass filter 31. In the band-pass filter 31, the planar shape of the resonator electrode 32 constituting the λ resonator is rectangular, but the λ resonator may be configured to have various planar shapes. For example, in the bandpass filter 41 of the modification shown in FIG. 27, the resonator electrode 42 has a circular shape. In the bandpass filter 41, the bandpass filter 41 was manufactured in the same manner as the bandpass filter 31 except that the planar shape of the resonator electrode was a circle of 2.4 mm. FIG. 28 shows the frequency characteristics of the bandpass filter 41 obtained in this way. In FIG. 28, the solid line indicates the amount of reflection, and the broken line indicates the amount of passage.
[0062]
As can be seen from FIG. 28, in the band pass filter 41 as well, spurious due to the outer shape of the chip does not appear, and it can be seen that good frequency characteristics can be obtained.
[0063]
As described above, the λ resonator as the resonator electrode used in the present invention can be configured to have various planar shapes, and can have various shapes such as a rectangle and a circle.
[0064]
In the above-described embodiment, the resonator is configured by a λ resonator, but the resonator electrode has a through hole, and the resonator electrode in which two resonances are coupled by the formation of the through hole, In other words, in addition to the resonator electrode described in Patent Document 1, various resonator electrodes such as a conventionally known ring resonator electrode can be used.
[0065]
In each of the above embodiments, the resonance due to the outer shape of the chip appears by forming the via hole electrode 7 on the input side and the via hole electrode 8 on the output side in the height direction of the chip. 7 or 8 may be employed. In other words, even when the input electrode electrode 11 and the output terminal electrode 12 are the only parts that do not have the via-hole electrodes 7 and 8 and extend in the direction orthogonal to the dielectric substrate surface of the input electrode and the output electrode, the outer shape of the chip is obtained. The resulting resonance appears. Therefore, if the input / output electrodes are formed in the height direction of the chip so that power is supplied to the resonance, it is possible to obtain good filter characteristics using the resonance caused by the chip outer shape according to the present invention.
[0066]
【The invention's effect】
In the bandpass filter according to the present invention, a resonator electrode provided on a plane parallel to the surface of the dielectric substrate, coupled to the resonator electrode, and provided on the dielectric substrate in a direction perpendicular to the surface of the dielectric substrate. A pair of input / output electrodes and a ground electrode provided on a top surface, a bottom surface and a pair of opposing side surfaces of the dielectric substrate, Surrounded by the ground electrode, resulting from the shape acting as a waveguide Since the passband frequency determined by the mutually facing portions of the pair of input / output electrodes is close to the resonance frequency of the resonator electrode so that the resonance is coupled to the resonance by the resonator electrode, The pass band is configured by actively using the frequency of the pass band determined by the portions where the output electrodes face each other. Therefore, since the pass band determined by the portion where the pair of input / output electrodes face each other is actively used to configure the pass band of the bandpass filter, the pair of input / output electrodes are mutually connected. The passbands determined by the opposing parts do not appear as spurious.
[0067]
In the conventional band-pass filter of this type, the resonance determined by the pair of input / output electrodes formed in the chip height direction as described above appears as spurious with respect to the spurious pass band, so that the suppression is various. As described above, there are problems in that the shape of the resonator electrode is limited and the Q value is deteriorated. On the other hand, in the bandpass filter according to the present invention, since the resonance determined by the pair of input / output electrodes formed in the height direction of the chip is actively used, the shape of the resonator electrode is limited. And the Q value hardly deteriorates.
[0068]
Therefore, according to the present invention, it is possible to configure a band-pass filter by using resonator electrodes having various filter shapes with little influence of unnecessary spurious, good filter characteristics, and thus desired. A bandpass filter having a passband and frequency characteristics can be easily provided.
[0069]
In addition, since there are few restrictions on the shape of the resonator electrode, bandpass filters with various frequency characteristics can be easily provided by changing the dimensions of the resonator electrode and the distance between the resonator electrode and the input / output coupling electrode. It becomes possible.
[0070]
When a via-hole electrode connected to at least one of the ground electrode provided on the upper surface of the dielectric substrate and the ground electrode provided on the lower surface is formed in the dielectric substrate, the number and formation of the via-hole electrodes By changing the position, bandpass filters having various frequency characteristics can be configured according to the present invention.
[0071]
When the resonator electrode is a stripline, bandpass filters having various frequency characteristics can be obtained by changing the length of the stripline and changing the distance between the stripline and the input / output electrodes. It can be easily configured according to the present invention.
[0072]
Further, when the resonator electrode is a flat plate λ resonator, bandpass filters having various frequency characteristics can be easily provided according to the present invention by changing the flat plate shape.
[Brief description of the drawings]
1A and 1B are a front sectional view and a schematic plan sectional view of a bandpass filter according to a first embodiment of the present invention.
FIGS. 2A to 2D are schematic plan sectional views of the bandpass filter according to the first embodiment, and FIG. 2A is a plan sectional view of a portion where an upper ground electrode is arranged. , (B) is a plan sectional view at the height position where the connection electrode is formed, (c) is a plan sectional view at the intermediate height position of the portion where the via hole electrode is formed, and (d) is a diagram showing the resonator electrode The plane sectional view of the portion arranged.
FIG. 3 is a view showing frequency characteristics of the dual mode bandpass filter according to the first embodiment;
FIG. 4 is a diagram showing the frequency characteristics of resonance caused by the chip outer shape of the dual mode bandpass filter of the first embodiment.
FIG. 5 is a perspective view schematically showing an electric field distribution of resonance by a resonator electrode formed of a λ / 2 strip line in the first embodiment.
FIG. 6 is a diagram showing the frequency characteristics of the bandpass filter when the length of the λ / 2 strip line is changed to 2.4 mm in the dual mode bandpass filter of the first embodiment.
FIG. 7 is a diagram showing the frequency characteristics of the bandpass filter when the length of the λ / 2 strip line is changed to 2.0 mm in the dual mode bandpass filter of the first embodiment.
8 is a Smith chart showing the impedance of the bandpass filter when the distance between the input / output coupling electrode and the λ / 2 strip line is changed to 0.10 mm in the bandpass filter of the first embodiment. FIG.
FIG. 9 is a Smith chart showing the impedance of the bandpass filter when the distance between the input / output coupling electrode and the λ / 2 stripline is changed to 0.20 mm in the bandpass filter of the first embodiment.
FIG. 10 is a Smith chart showing the impedance of the bandpass filter when the distance between the input / output coupling electrode and the λ / 2 stripline is changed to 0.30 mm in the bandpass filter of the first embodiment.
FIG. 11 shows the frequency characteristics of the bandpass filter when the distance between the λ / 2 strip line, the input coupling electrode, and the output coupling electrode is changed to 0.10 mm in the bandpass filter of the first embodiment. Figure.
FIG. 12 shows the frequency characteristics of the bandpass filter when the distance between the λ / 2 strip line, the input coupling electrode, and the output coupling electrode is changed to 0.20 mm in the bandpass filter of the first embodiment. Figure.
FIG. 13 shows the frequency characteristics of the bandpass filter when the distance between the λ / 2 strip line, the input coupling electrode, and the output coupling electrode is changed to 0.30 mm in the bandpass filter of the first embodiment. Figure.
FIG. 14 is a diagram showing frequency characteristics when a distance between input and output, which is a distance between an input-side via hole electrode and an output-side via hole electrode, is 1.6 mm in the band-pass filter according to the first embodiment.
FIG. 15 is a diagram showing frequency characteristics when the distance between input and output, which is the distance between the input-side via-hole electrode and the output-side via-hole electrode, is 1.8 mm in the band-pass filter of the first embodiment.
FIG. 16 is a view showing frequency characteristics when the distance between input and output, which is the distance between the input-side via-hole electrode and the output-side via-hole electrode, is 2.0 mm in the band-pass filter of the first embodiment.
FIG. 17 is a schematic cross-sectional plan view of a modified example in which a via-hole electrode for connecting the upper and lower ground electrodes is provided, which is a band-pass filter according to a modified example of the band-pass filter of the first embodiment.
18 is a view showing frequency characteristics of a bandpass filter according to the modification shown in FIG.
19 is a diagram showing frequency characteristics when the position of the via-hole electrode connected to the ground potential is changed in the bandpass filter of the modification shown in FIG.
20 is a diagram showing frequency characteristics when the position of the via-hole electrode connected to the ground potential is changed in the band-pass filter of the modified example shown in FIG.
FIGS. 21A and 21B are a front sectional view and a schematic plan sectional view of a bandpass filter according to a second embodiment. FIGS.
FIGS. 22A to 22E are schematic plan cross-sectional views at various height positions of the bandpass filter of the second embodiment, and FIG. 22A is a diagram in which an upper ground electrode is arranged; (B) is a plan sectional view at a height position where the connection electrode is arranged, (c) is a plan sectional view at an intermediate height position between the input side via hole electrode and the output side via hole electrode, (D) is a plane sectional view at the height position where the input / output coupling electrode is provided, and (e) is a plan sectional view in which the plate resonator electrode is disposed.
FIG. 23 is a diagram illustrating frequency characteristics of the bandpass filter according to the second embodiment.
FIG. 24 is a diagram showing frequency characteristics when the distance between input and output, that is, the distance between the input-side via-hole electrode and the output-side via-hole electrode is changed to 1.6 mm in the band-pass filter of the second embodiment.
FIG. 25 is a diagram showing frequency characteristics when the distance between input and output, that is, the distance between the input-side via-hole electrode and the output-side via-hole electrode is changed to 2.0 mm in the band-pass filter of the second embodiment.
FIG. 26 is a diagram showing frequency characteristics when the distance between input and output, that is, the distance between the input-side via-hole electrode and the output-side via-hole electrode is changed to 2.4 mm in the band-pass filter of the second embodiment.
FIG. 27 is a schematic plan cross-sectional view of a bandpass filter that is a modification of the bandpass filter of the second embodiment and in which the planar shape of the resonator electrode is circular.
FIG. 28 is a view showing the frequency characteristics of the bandpass filter according to the modification shown in FIG. 27;
FIG. 29 is a front sectional view showing a conventional dual mode bandpass filter.
FIG. 30 is a schematic plan view showing a conventional dual mode bandpass filter.
[Explanation of symbols]
1 ... Band pass filter
2. Dielectric substrate
2a ... Upper surface
2b ... bottom surface
2c, 2d ... end face
2e, 2f ... side
3, 4 ... λ / 2 stripline
5 ... Input coupling electrode
6 ... Output coupling electrode
7: Via hole electrode on the input side
8 ... Output side via hole electrode
9, 10 ... connection electrode
11 ... Input side external electrode
12 ... Output side external electrode
13 to 16: first to fourth ground electrodes
21 ... Band pass filter
22 to 25: Second via hole electrode
31 ... Band pass filter
32. Resonator electrode
33 ... Input side coupling electrode
34 ... Output side coupling electrode
41 ... Band pass filter
42. Resonator electrode

Claims

A dielectric substrate;
A resonator electrode provided on a surface of the dielectric substrate parallel to the surface of the dielectric substrate;
A pair of input / output electrodes coupled to the resonator electrode and having a portion extending in a direction orthogonal to the dielectric substrate surface;
A ground electrode provided on an upper surface, a lower surface and a pair of opposing side surfaces of the dielectric substrate;
Surrounded by the ground electrode, the resonance frequencies of both resonances are close to each other so that the resonance caused by the shape acting as a waveguide is coupled with the resonance of the resonator electrode. , Bandpass filter.

The via hole electrode connected to the ground electrode provided on the upper surface of the dielectric substrate and the ground electrode provided on the lower surface is formed in the dielectric substrate. Bandpass filter.

The band pass filter according to claim 1, wherein the resonator electrode is a resonator composed of a strip line.

The bandpass filter according to any one of claims 1 to 3, wherein the resonator electrode is a plate-like λ resonator.