JP4061034B2 - 半導体集積回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、差動アンプにおいて差動出力の同相成分であるコモンモード電圧を所定値に設定する技術に関し、例えば差動型のサンプル・ホールド・アンプに適用して特に有用な技術に関する。
【0002】
【従来の技術】
正入力と負入力とが完全に平衡形に構成された差動アンプである完全差動アンプにおいては、差動出力の同相成分であるコモンモード電圧を所定値に設定するために、出力信号をフィードバックさせてコモンモード電圧の制御を行うのが一般的である。
【0003】
図13および図14に、コモンモード電圧の制御を行っている完全差動アンプの従来例を示す。
【0004】
このうち、図13の完全差動アンプは、フォルデッド型のメインアンプ50とコモンモードフィードバック回路70とからなるものであり、コモンモードフィードバック回路70は、定電流MOSFET(以下、単にMOSと称する)M75、入力MOS M73,M74および負荷MOS M71,M72からなる第1の差動アンプと、負荷MOS M71,M72を共通にして入力MOS M76,M77および定電流MOS M78からなる第2の差動アンプとを用いて、差動出力とコモンモード電圧として目標とする所定の基準電圧VCMとを比較する方式のものである。すなわち、第1の差動アンプにより一方の差動出力Vo1と所定の基準電圧VCMとを比較し、第2の差動アンプにより他方の差動出力Vo2と所定の基準電圧VCMとを比較し、それらの比較結果の合成となる負荷MOS M72の降下電圧をコモンモード制御信号Vctrとしてフォルデッド型のメインアンプにフィードバックするものである。
【0005】
図14の完全差動アンプは、メインアンプ80とコモンモードフィードバック回路90とからなり、コモンモードフィードバック回路90は、各コンデンサC1,C2の一端側に差動出力Vo1,Vo2を印加し、他端側をそれぞれ結合して差動出力Vo1,Vo2の平均化を行い、この平均化された電圧をコモンモード制御信号Vctrとして、完全差動アンプの出力MOS M82,M84のバイアス電圧に使用することで、差動出力Vo1,Vo2のコモンモード電圧の制御を行う方式のものである。さらに、クロック信号φ1,φ2によりMOSスイッチM91〜M94がオン状態とオフ状態とに順次切り換わることで、所定のコモンモード電圧がコンデンサC1a,C2aに印加され充電されたり、この充電電圧がコンデンサC1,C2に分配されたりする。そして、これが繰り返されることで差動出力Vo1,Vo2のコモンモード電圧を所定の基準電圧VCMに設定することが可能になっている。なお、コモンモード制御信号Vctrが大きく変化すると信号が不安定になるため、この方式の完全差動アンプでは、一般に、コンデンサC1a,C2aの容量値はコンデンサC1,C2より1/10程度小さく構成する。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図13に示したコモンモードフィードバック回路の方式では、差動出力Vo1,Vo2と所定の基準電圧VCMとの比較を2個の差動アンプを用いて個々に行っているので、差動出力Vo1,Vo2の振幅が大きくなるものでは、比較用の差動アンプの入出力特性に広いリニア領域が必要となる。広いリニア領域を確保するためには、比較用の差動アンプの動作電流を大きくしなければならず、消費電力を増大させてしまう。
【0007】
また、図14のコモンモードフィードバック回路の方式では、コンデンサC1,C2により差動出力Vo1,Vo2を平均化してコモンモード制御信号Vctrとするため、差動出力Vo1,Vo2の振幅が大きくなっても問題ない。しかしながら、この方式では、コモンモード制御信号Vctrを保持したり、コモンモード電圧を所定の基準電圧VCMに制御するために、4つのコンデンサC1,C1a,C2,C2aを用いており、各コンデンサの容量は所定比率に構成する必要があるため、結果として、各コンデンサの比精度を上げるためにその容量を大きく形成しなければならず、チップ占有面積が増大するという問題がある。
【0008】
この発明の目的は、コモンモード電圧を制御するためのフィードバック回路を消費電力を低く且つチップ占有面積を小さく構成し、完全差動アンプやサンプル・ホールド・アンプ並びに完全差動アンプを利用したLSIにおいて、消費電力の低減と回路規模の縮小を図ることである。
【0009】
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添附図面から明らかになるであろう。
【0010】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
【0011】
すなわち、差動信号を増幅する差動増幅段と、該差動増幅段の正相の出力ノードと負相の出力ノードとの間に直列接続される少なくとも2個の抵抗手段およびこれら2個の抵抗手段に流れる電流を遮断又は通過させるスイッチ手段と、所定の基準電圧と上記2個の抵抗手段の接続ノードの電圧とを比較してその比較結果を出力する電圧比較器とを備え、上記電圧比較器の出力が差動出力の同相成分を制御するコモンモード制御信号として上記差動増幅段に帰還するように差動増幅回路を構成したものである。
【0012】
このような手段によれば、差動増幅回路の出力利得を低くできるタイミングに、スイッチ手段をオン状態にすることで、上記抵抗手段の間に差動出力の同相成分であるコモンモード電圧を発生させることが出来る。そして、電圧比較器において比較する電圧は、この差動出力の同相成分と、例えば所定のコモンモード電圧となる基準電圧であるので、差動出力の振幅が大きくなっても、比較する電圧値は大きく変動しない。従って、入出力特性のリニア領域が比較的狭い電圧比較器を用いても、差動出力の同相成分の安定的な制御が可能である。また、リニア領域が狭くて良いことから、電圧比較器の消費電力の低減を図れる。
【0013】
望ましくは、上記抵抗手段およびスイッチ手段は、ソース・ドレイン間を抵抗手段とし、ゲートスイッチをスイッチ手段とするMOSトランジスタから構成すると良い。
【0014】
さらに望ましくは、上記差動増幅段の正相出力ノードと負相出力ノードとの間に直列接続される少なくとも2個のコンデンサを備え、上記2個の抵抗手段の接続ノードと上記2個のコンデンサの接続ノードとを結合する構成にすると良い。
【0015】
このような構成によれば、上記抵抗手段により発生させたコモンモード電圧は、スイッチ手段をオフ状態にしたときでもコンデンサにより保持されるので、これを用いて上記の電圧比較および同相成分の制御を行うことが出来る。サンプル・ホールド・アンプなどに適用する場合には、サンプル時に上記スイッチ手段をオンしてコモンモード電圧を発生させ、ホールド時に上記スイッチ手段をオフして利得を正常に保つようにすることで、回路動作中に連続した同相成分の制御が可能である。また、上記のような同相成分の制御に必要な最小数のコンデンサは2個であり、その容量は配線容量やトランジスタの寄生容量より十分に大きければ良いので、従来例の第2の方式として述べたものに比べて、コンデンサが占有するチップ面積を1/10程度に小さくすることが出来る。従って、差動増幅回路の占有面積の縮小が図れる。
【0016】
また望ましくは、上記差動増幅回路の入力端子に電圧保持用のコンデンサを接続したサンプル・ホールド・アンプにおいて、サンプル時に上記差動増幅回路の正相と負相の出力端子を負相と正相の入力端子へ負帰還させるスイッチとを備えると良い。上記の負帰還によりオフセット電圧をキャンセルすることが出来る。
【0017】
更に望ましくは、上記サンプル・ホールド・アンプにおいて、サンプル時に上記差動増幅回路の正相と負相の入力端子に上記基準電圧を供給するスイッチを備えると良い。完全差動増幅回路においては、正相出力を負相入力へ、並びに、負相出力を正相入力へと負帰還させても、内部回路によっては正帰還の成分も発生する場合があり、出力から入力への負帰還だけでは、差動出力の同相成分が安定しない場合がある。そのような場合でも、上記構成を適用すれば、オフセットキャンセルと同相成分の制御とともに安定する。
【0018】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
【0019】
図1は、本発明を適用して好適な完全差動アンプの実施例を示す構成図、図2はその回路図である。
【0020】
この実施例の完全差動アンプは、特に制限されないが図2に示すようなフォルデッド型のメインアンプ50と、差動出力Vo1,Vo2の同相成分を制御するコモンモード制御信号Vctrをメインアンプ50にフィードバックするコモンモードフィードバック回路40とから構成される。
【0021】
コモンモードフィードバック回路40は、メインアンプ50の正相と負相の出力ノードn1,n2の間に直列に接続された2個のMOSトランジスタM1,M2、同様に正相と負相の出力ノードn1,n2の間に直列に接続された2個のコンデンサC1,C2、2個のコンデンサC1,C2の接続ノードn3の電圧と目標のコモンモード電圧となる基準電圧VCMとを比較する電圧比較器40aとから構成される。MOSトランジスタM1,M2の接続ノードとコンデンサC1,C2の接続ノードn3とは結合される。
【0022】
MOSトランジスタM1,M2は、特に制限されないが、オン抵抗が略同一になるように形成される。MOSトランジスタM1,M2は、クロックφ0によりオン状態とオフ状態に切り替えられるが、オン状態のときにはソース・ドレイン間のオン抵抗により、これらの接続ノードに差動出力Vo1,Vo2のほぼ同相成分(コモンモード電圧)となる平均電圧VCM1が発生され、電圧比較器40aに入力される。また、この平均電圧VCM1によりコンデンサC1,C2が充電されるので、MOSトランジスタM1,M2がオフ状態のときにも、オン状態のときに平均電圧VCM1が保持されて電圧比較器40aに入力される。
【0023】
電圧比較器40aは、図2に示すように、差動アンプであり、定電流MOS M45と、該定電流MOS M45にソースがともに接続された入力MOS M43,M44と、ゲートとドレインが結合され入力MOS M43,M44のドレイン側に接続された負荷MOS M41,M42とから構成される。この電圧比較器40aからは、所定の基準電圧VCMと上記平均電圧VCM1との差に比例したコモンモード制御信号Vctrがメインアンプ50にフィードバックされる。
【0024】
メインアンプ50は、特に制限されないが、入力MOS M55,M57と負荷MOS M54,M56,M51,M60と定電流MOS M58からなる差動増幅段、該差動増幅段の出力電流を受ける負荷MOS M53,M62よりなるフォルデッドカスコード段と、該フォルデッドカスコード段の出力をさらに増幅するためのMOS M63〜M65およびM66〜M68からなる出力段とから構成される。電圧比較器40aから出力されるコモンモード制御信号Vctrは、上記差動増幅段の負荷MOS M54,M56のゲートに印加され、コモンモード制御信号Vctrが大きければメインアンプ50の出力を共に高くし、コモンモード制御信号Vctrが小さければメインアンプ50の出力を共に低くするようになっている。
【0025】
以上のような完全差動アンプによれば、電圧比較器40aは、メインアンプ50の差動出力Vo1,Vo2の平均電圧VCM1と所定の基準電圧VCMとの差異をとるので、差動出力Vo1,Vo2の振幅が大きくなっても、比較する電圧は大きくならない。従って、電圧比較器40aの入出力特性として必要なリニア領域は比較的狭くても良く、それゆえ電圧比較器40aに流す電流を小さく設定できる。
【0026】
図3は、上記完全差動アンプが適用される、D/A変換機能および減算機能を有するサンプル・ホールド・アンプ(以下、SHAと称する)の第1実施例を示すもので、(a)はその構成図、(b)はその動作を示すタイムチャートである。
【0027】
この第1実施例のSHAは、3レベルを示す1.5ビットの入力デジタル信号を3レベルのアナログ信号に変換するD/A変換機能と、この変換後のアナログ信号を入力アナログ信号から減算する減算機能とを共に備えたSHAであり、その完全差動アンプ204として図1に示した完全差動アンプが適用されている。
【0028】
図3において、Vi1,Vi2は正負の入力アナログ信号、Vo1,Vo2は正負の出力アナログ信号、VRT,VRBはD/A変換に用いる正負の基準電圧、VCMは差動信号の目標のコモンモード電圧となる基準電圧、Cp1,Cp2,Cn1,Cn2は減算とサンプル・ホールドを行うためのコンデンサ、204は完全差動演算増幅器、φd0,φd1,φd2はD/A変換する1.5ビットの入力デジタル信号の3レベルに対応した入力パルス(いずれか1つが“1”、その他は“0”となる)、φso,φsはサンプリング用のクロック、φhはホールド用のクロックである。
【0029】
各パルスφd0,φd1,φd2と、各クロックφs0,φs,φhとは、内部クロックにそれぞれ同期しており、ホールド用のクロックφhとサンプリング用のクロックφso,φsとは逆相に、ホールド用のクロックφhとスイッチ入力パルスφd0,φd1,φd2とは同相にされる。また、完全差動アンプ204のコモンモードフィードバック回路40(図1)に供給されるクロック信号φ0は、上記サンプリング用のクロックφsと同相に設定される。
【0030】
上記のような構成によれぱ、サンプル用のクロックφsoが“1”になると、コンデンサCp1,Cp2の一端に正相の入力アナログ信号Vi1が、コンデンサCn1,Cn2の一端に負相の入力アナログ信号Vi2が印加される。また同時に、クロックφsが“1”になるので、上記コンデンサCp1,Cp2,Cn1,Cn2の他端と、完全差動アンプ204の入力端子とが、所定の基準電圧VCMにバイアスされる。これらにより、入力アナログ信号Vi1,Vi2が、コンデンサCp1,Cp2,Cn1,Cn2にサンプリングされる。
【0031】
また、このサンプル時において、完全差動アンプ204のMOS M1,M2(図1)はオン状態となりその利得が低下するが、サンプル時であるのでSHAの動作上の問題にならない。また、完全差動アンプ204の入力端子が基準電圧VCMにバイアスされ、差動出力Vo1,Vo2がほぼ等しい電圧となるタイミングにおいて、コモンモード電圧の制御用の平均電圧VCM1(図1)が完全差動アンプ204内で生成されるが、これはコモンモード電圧を制御する上で問題にならない。
【0032】
次に、ホールド用のクロックφhが“1”になると、入力パルスφd0,φd1,φd2の選択により3レベルの電圧(基準電圧VRT,VRBとその中間電圧)の何れかがコンデンサCp1,Cn1の一端にそれぞれ印加され、それに応じてコンデンサCp1,Cn1からコンデンサCp2,Cn2に電荷の再配分が行われる。それにより、先にサンプルされた入力アナログ信号Vi1,Vi2から上記3レベルの電圧の減算と増幅とが同時に行われる。また、同時に、完全差動アンプ204の出力ノードがコンデンサCp2、Cn2の一端に接続され、且つ、完全差動アンプ204のMOS M1,M2はオフ状態となり完全差動アンプ204の利得および出力精度は回復するので、上記減算および増幅された電圧が完全差動アンプ204によりホールドされる。
【0033】
図4は、D/A変換機能および減算機能を有するSHAの第2実施例を示すもので、(a)はその構成図、(b)はその動作を示すタイムチャートである。
【0034】
この第2実施例のSHAは、図3のものに較べて、完全差動アンプ204の入力バイアスを行わずに、サンプル時に完全差動アンプ204の入出力間を短絡させるようにしたものである。
【0035】
この実施例のSHAによれば、サンプル時に完全差動アンプ204が自己バイアスされてオフセット電圧をキャンセルさせることが出来る。
【0036】
図5は、D/A変換機能および減算機能を有するSHAの第3実施例を示すもので、(a)はその構成図、(b)はその動作を示すタイムチャートである。
【0037】
この第3実施例のSHAは、図3の第1実施例で行った完全差動アンプ204の入力端子のバイアスと、図4の第2実施例で行った完全差動アンプ204の自己バイアスとの両方を行うようにしたものであり、完全差動アンプの自己バイアスだけでは、差動出力のコモンモード電圧が安定的に決まらない場合に有効なものである。所定の基準電圧VCMの入力バイアスと自己バイアスによりオフセット電圧のキャンセルとコモンモード電圧の安定化を図ることが出来る。
【0038】
図6には、図3〜図5のSHAの入出力特性を表したグラフを示す。同図において、横軸は入力アナログ信号の差ΔVin、縦軸は出力信号の差ΔVoを示している。
【0039】
図3〜図5に示されるSHAの入出力特性は、入力デジタル信号により示される3レベルのうち、最小レベルが入力されたときにφd0=1、φd1=0、φd2=0となって直線(J)になり、中間レベルが入力されたときにφd0=0、φd1=1、φd2=0となって直線(K)になり、最大レベルが入力されたときにφd0=0、φd1=0、φd2=1となって直線(L)になる。入力デジタル信号と入力アナログ信号の範囲に、例えば、φd0=1、φd1=0、φd2=0の場合にΔVin<−ΔVR/4、φd0=0、φd1=1、φd2=0の場合に−ΔVR/4<ΔVin<ΔVR/4、φd0=0、φd1=0、φd2=1の場合にΔVin<ΔVR/4の関連があるとすれば、その入出力特性は直線(J),(K),(L)のうち実線で示される部分となる。
【0040】
すなわち、その入出力特性は、入力アナログ信号ΔVinから入力デジタル信号に応じてΔVR/2,0,−ΔVR/2の3レベルの電圧を減算し、それを2倍に増幅した特性となっている。
【0041】
図7は、完全差動アンプを適用した1倍利得のSHAの構成図とそのタイムチャートである。
【0042】
この実施例のSHAは、図1のコモンモードフィードバック回路40を有する完全差動アンプ204と、SHAの入力端子と完全差動アンプ204の入力ノードとの間に接続されたコンデンサCp1,Cn1と、クロックφso,φs,φhにより開閉するスイッチ等から構成される1倍利得のSHAである。ホールド用のクロックφhとサンプル用のクロックφs,φsoとは逆相にされる。
【0043】
このような構成によれば、サンプル時にはクロックφsが供給されるスイッチがオン状態に、クロックφhが供給されるスイッチがオフ状態になって、差動入力信号Vi1,Vi2がコンデンサCp1,Cn1の一端側に印加される。同時に、クロックφsoが供給されるスイッチがオン状態となって、完全差動アンプ204の入力ノードが所定の基準電圧VCMにバイアスされる。それにより、差動入力信号Vi1,Vi2がコンデンサCp1,Cn1にサンプルされる。
【0044】
ホールド時には、クロックφhが供給されるスイッチがオン状態となって、差動入力信号Vi1,Vi2がサンプルされているコンデンサCp1,Cn1の一端側が完全差動アンプ204の出力ノードに接続され、このサンプル信号がホールド出力される。
【0045】
図8は、完全差動アンプを適用したn倍利得のSHAの構成図とそのタイムチャートである。
【0046】
この実施例のSHAは、図1のコモンモードフィードバック回路40を有する完全差動アンプ204と、SHAの入力端子と完全差動アンプ204の入力ノードとの間に接続されるコンデンサCp1,Cn1と、完全差動アンプ204の入力ノードと出力ノードとの間に接続されるコンデンサCp2,Cn2と、クロックφso,φs,φhにより開閉するスイッチ等から構成されるn倍利得のSHAである。サンプルされた差動入力信号Vi1,Vi2は基準電圧VRT,VRBを基準としてn倍に増幅出力される。すなわち、Vo1−Vo2=n・((Vi1−Vi2)−(VRT−VRB))となる。
【0047】
ホールド用のクロックφhとサンプル用のクロックφs,φsoは逆相にされ、n倍利得を得るためにコンデンサCp1の容量はCp2のn倍、コンデンサCn1の容量はCn2のn倍としている。
【0048】
このような構成によれば、サンプル時には、コンデンサCp1,Cn1の一端側に入力差動信号Vi1,Vi2が印加されてサンプルされるとともに、完全差動アンプ204の入力ノード、並びに、コンデンサCp2,Cn2の両端を所定の基準電圧VCMにバイアスする。
【0049】
次いで、ホールド時には、入力差動信号Vi1,Vi2をサンプルしたコンデンサCp1,Cn1の一端側に基準電圧VRT,VRBが印加されて、サンプル電圧からこの基準電圧VRT,VRBが減算されるとともに、このサンプル電圧で充電されていた電荷がコンデンサCp2,Cn2に再配分される。また同時に、コンデンサCp2,Cn2を介して、完全差動アンプの入力ノードと出力ノードとが接続される。ここで、コンデンサCp1,Cn1の容量はコンデンサCp2,Cp2のn倍なので、サンプル電圧のほぼn倍の電圧が完全差動アンプ204の出力としてホールドされる。
【0050】
なお、図7や図8に示した利得1倍のSHA、利得n倍のSHAにおいても、図4のようにサンプル時に完全差動アンプ204に自己バイアスがかかるように接続したり、図5のようにサンプル時に自己バイアスとなる接続と、サンプル時に基準電圧VCMが入力バイアスとなる接続の両方を備えるようにも構成可能である。
【0051】
図9〜図12には、上述したSHAが適用されるパイプライン方式のA/D変換器の第1の実施例〜第4の実施例をそれぞれ示す。
【0052】
これらのA/D変換器は、小ビットのA/D変換ステージを複数段縦続接続し、入力アナログ信号をこれら複数段のA/D変換ステージに順次通すことで、上位から小ビットずつA/D変換して最終的に所定ビットのディジタル信号を得るパイプライン方式を採用したものである。
【0053】
図9のA/D変換器は、最も基本的なパイプライン方式のA/D変換器で、9段のA/D変換ステージ6と、各ステージから得られる小ビットのデジタル信号から10ビットのデジタル信号を生成するエンコーダ&デジタル補正回路7と、パイプライン動作用に各ステージ6やエンコーダ&デジタル補正回路7などにクロックを供給するクロック生成回路8と、入力アナログ信号Vinを一時的に保持するサンプルホールドアンプ1等から構成される。
【0054】
各A/D変換ステージ6には、入力アナログ信号を3レベルで示される1.5bitのデジタル信号に変換するサブADC回路2と、このデジタル信号をアナログ信号に変換するサブDAC回路3と、入力アナログ信号から上記サブDAC回路3のアナログ信号を減算して残差信号を抽出する減算回路4と、この残差信号を2倍に増幅して保持するSHA5とが設けられる。このような構成により、入力アナログ信号は各A/D変換ステージ6を通過するごとに上位1.5ビットずつデジタル信号に変換されていき、9段のA/D変換ステージ6を経て10ビットのデジタル信号が得られる。
【0055】
このA/D変換器において、各A/D変換ステージ6に設けられるサブDAC回路3、減算回路4およびSHA5として、図3〜図5に示したD/A変換および減算機能内蔵型のSHAを適用することが出来る。この適用により、A/D変換器の消費電力やチップ占有面積の低減、更に、動作速度の高速化を更に進めることが出来る。
【0056】
図10のA/D変換器は、初段のA/D変換ステージ61を3ビットのタイプで構成し、最終段のA/D変換ステージ62を3ビットの並列ADC回路で構成した例である。このようにA/D変換ステージの段数を減らすことで、同一ビットのA/D変換器であっても、初段のサンプルホールドアンプ51の要求精度を緩和することが出来る。
【0057】
このA/D変換器においては、2〜6段目ステージ6,6…のサブDAC回路3、減算器4、SHA5として、図3〜図5の減算機能内蔵型のSHAを適用し、初段目のSHA51として図8に示したSHAを適用することが出来る。
【0058】
図11のA/D変換器は、特開平10−178345号に開示されているので詳細は省略するが、複数のA/D変換ステージ1041,104…のうち連続する2段のステージに渡って小ビットのA/D変換と同小ビットのD/A変換とを行うようにしたものであり、その動作を補償するために2段目以降のサブADC回路100には、リファレンス電圧が前段のデジタル信号に応じて変更されるようにリファレンス選択回路100aが設けられている。このような構成によれば、個々のA/D変換ステージ1041,104…のクリティカルパスが短縮され、全体的なA/D変換処理を高速に行えるという利点がある。
【0059】
このようなA/D変換器においては、初段ステージ1041のSHA1031に図7に示したSHAを、2段目ステージ104以降のサブDAC回路101、減算回路102および2倍利得のSHA103に、図3〜図5のD/A変換および減算機能内蔵型のSHAを適用することが出来る。
【0060】
図12のA/D変換器は、図11の初段ステージ1041と2段目のステージ104を1段に統合したものである。1段に統合しているため、図11の初段ステージ1041のSHA1031が省かれている。また、初段ステージ1041の1.5ビットサブADC回路1001と2段目ステージ104のリファレンス選択回路100aおよびサブADC回路100とが統合されて、3ビットのサブADC回路1002が設けられている。
【0061】
このような構成とすることで、A/D変換ステージの数を減らして、初段のサンプルホールドアンプ103の要求精度を緩和することが出来るとともに、初段のサブDAC回路100も1.5ビットのもので済むため、回路規模を小さくすることが出来るという利点がある。
【0062】
このようなA/D変換器においても、初段ステージ1042以降のサブDAC回路101、減算回路102および2倍利得のSHA103として、図3〜図5のD/A変換および減算機能内蔵型のSHAを適用することが出来る。
【0063】
以上のように、図1に示した完全差動アンプによれば、MOSトランジスタM1,M2のスイッチ動作により差動出力Vo1,Vo2のコモンモード電圧を所定の電圧VCMに安定的に制御することが出来るとともに、従来に較べて、コモンモード電圧の制御に用いられるコモンモードフィードバック回路40の消費電力の低減やチップ占有面積の縮小を図ることが出来る。
【0064】
さらに、このようにスイッチ動作によりコモンモード電圧の制御を行う完全差動アンプは、MOSトランジスタM1,M2をオンにするタイミングに利得が小さくなってしまうが、例えば図3〜図5、図7、図8に示したようなサンプル・ホールド・アンプに適用することで、利得が小さくなる動作タイミングをサンプル時に設定し、ホールド時には利得を回復させることで、コモンモード電圧の連続的な制御が可能であり、且つ、SHAとしての問題のない動作が得られる。
【0065】
また、このようなSHAを、図9〜図12に示したようなパイプライン方式のA/D変換器に適用することで、A/D変換器の低消費電力化とチップ占有面積の縮小化を図ることが出来る。
【0066】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
【0067】
例えば、完全差動アンプの差動出力のコモンモード電圧を生成する構成として、MOSトランジスタM1,M2を用いたが、何らかの抵抗手段とスイッチ手段を用いて同様の機能を実現することも出来る。また、完全差動アンプを用いたサンプル・ホールド・アンプの回路構成も、実施例に示したものに限られず、様々な構成のサンプル・ホールド・アンプに適用可能である。
【0068】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるパイプライン方式のA/D変換器について説明したがこの発明はそれに限定されるものでなく、完全差動信号を用いる半導体集積回路に広く利用することができる。
【0069】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
【0070】
すなわち、本発明に従うと、完全差動増幅器のコモンモードフィードバック回路を、従来に較べて消費電力が低く、チップ占有面積を小さく構成できるという効果がある。また、その完全差動増幅器をサンプル・ホールド・アンプに適用することで、回路動作に支障なく連続的にコモンモード電圧の制御を行うことが出来るという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明を適用して好適な完全差動アンプの実施例を示す構成図である。
【図2】図1の完全差動アンプの回路図である。
【図3】D/A変換機能および減算機能を有するサンプル・ホールド・アンプの第1実施例を示すもので、(a)はその構成図、(b)はその動作を示すタイムチャートである。
【図4】D/A変換機能および減算機能を有するサンプル・ホールド・アンプの第2実施例を示すもので、(a)はその構成図、(b)はその動作を示すタイムチャートである。
【図5】D/A変換機能および減算機能を有するサンプル・ホールド・アンプの第3実施例を示すもので、(a)はその構成図、(b)はその動作を示すタイムチャートである。
【図6】サンプル・ホールド・アンプの特性グラフである。
【図7】実施例の完全差動アンプを適用した1倍利得のサンプル・ホールド・アンプの構成図とそのタイムチャートである。
【図8】実施例の完全差動アンプを適用したn倍利得のサンプル・ホールド・アンプの構成図とそのタイムチャートである。
【図9】図3〜図5,図7,図8のサンプル・ホールド・アンプが適用されるパイプライン方式のA/D変換器の第1実施例を示す構成図である。
【図10】同、サンプル・ホールド・アンプが適用されるA/D変換器の第2実施例を示す構成図である。
【図11】同、サンプル・ホールド・アンプが適用されるA/D変換器の第3実施例を示す構成図である。
【図12】同、サンプル・ホールド・アンプが適用されるA/D変換器の第4実施例を示す構成図である。
【図13】コモンモードフィードバック回路を有する完全差動アンプの第1の従来例を示す回路図である。
【図14】コモンモードフィードバック回路を有する完全差動アンプの第2の従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
40 コモンモードフィードバック回路
50 メインアンプ
204 完全差動アンプ
M1,M2 MOSトランジスタ
C1,C2 コンデンサ
Vo1,Vo2 差動出力
VCM 基準電圧
VCM1 平均電圧
Vctr コモンモード制御信号
Cp1,Cp2,Cn1,Cn2 電圧のサンプルとホールド用のコンデンサ
Claims (5)
- 入力差動信号を増幅する差動増幅段と、
該差動増幅段の正相の出力ノードと負相の出力ノードとの間に直列接続される少なくとも2個の抵抗手段およびこれら2個の抵抗手段に流れる電流を遮断又は通過させるスイッチ手段と、
所定の基準電圧と上記2個の抵抗手段の接続ノードの電圧とを比較してその比較結果を出力する電圧比較器と、
を備え、上記電圧比較器の出力が、差動出力の同相成分を制御するコモンモード制御信号として上記差動増幅段に帰還されるように構成されている差動増幅回路を有することを特徴とする半導体集積回路。 - 上記抵抗手段およびスイッチ手段は、ソース・ドレイン間チャネルを抵抗手段とし、ゲート端子をスイッチ手段の制御端子とするMOSトランジスタから構成されることを特徴とする請求項1記載の半導体集積回路。
- 上記差動増幅段の正相出力ノードと負相出力ノードとの間に直列接続される少なくとも2個のコンデンサを備え、
上記2個の抵抗手段の接続ノードと上記2個のコンデンサの接続ノードとが結合されていることを特徴とする請求項1又は2に記載の半導体集積回路。 - 上記差動増幅回路の入力端子に電圧保持用のコンデンサを接続したサンプル・ホールド・アンプと、
サンプル時に上記差動増幅回路の正相と負相の出力端子を負相と正相の入力端子へ負帰還させるスイッチと、
を備えたことを特徴とする請求項1〜3の何れかに記載の半導体集積回路。 - サンプル時に上記差動増幅回路の正相の入力端子と負相の入力端子に上記基準電圧を供給するスイッチを備えたことを特徴とする請求項4記載の半導体集積回路。
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