JP4054702B2

JP4054702B2 - 光送信器

Info

Publication number: JP4054702B2
Application number: JP2003078813A
Authority: JP
Inventors: 康一渡辺; 信彦菊池
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2003-03-20
Filing date: 2003-03-20
Publication date: 2008-03-05
Anticipated expiration: 2023-03-20
Also published as: JP2004287071A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光ファイバ通信システムなどに用いられる光送信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光ファイバ通信システムにおいては、データ伝送の大容量化及び長距離化が進んでいる。長距離伝送ではデータ伝送速度の高速化に伴い、電気領域でのＲＺ（Return to Zero）信号生成が困難になってきている。ＲＺ信号でのデータ伝送は、伝送信号１bit毎にクロック周波数の成分を持っていることから、受信端でクロックの再生を容易に実現できるため、長距離データ伝送の一つの符号化方法として頻繁に利用されている。このため、何らかの方法により伝送信号のＲＺ符号化を実現させる必要がある。
【０００３】
一方、光領域でのＲＺ符号化は、図３に示すように、２つの電界吸収型光変調器を直列接続することで比較的容易に実現可能である。一方の光変調器１５に高周波データ信号としてＮＲＺ（Non Return to Zero）信号を入力し、入力側光ファイバ４１から入力された光ＣＷ（Continuous Wave）信号を一次光変調（データ変調）する。もう一方の光変調器１６には高周波データ信号に同期したクロック信号を入力し、光ファイバ４２から入力される上記光データ変調された信号を二次光変調（光信号でのＲＺ信号化）する。この二段の光変調より、出力側光ファイバ４３からＲＺ符号化された光変調信号を出力することができる。
【０００４】
図３に示した構造によりＲＺ符号化された光変調波を得ることができるが、その実現にはＮＲＺ信号とクロック信号間の同期をとる必要がある。従って、同期補償装置が必要となり、高価な装置になる。また、駆動回路と光変調器間の高周波電気信号の伝送には高周波伝送線路が用いられるが、高周波伝送線路設計及び高周波伝送線路基板も光送信器のコスト高の原因となる。
【０００５】
図４は、ＮＲＺ信号とクロック信号間の同期ずれの発生を回避するために考えられる構造を示す図である。２個の光変調器１７，１８を同一基板内に形成し、両者を同一基板内において光導波路によって直列接続する。このように光変調器１７，１８を直列集積化して２つの光変調器を近接配置することにより、同期ずれの発生を回避する。伝送線路６１，６２と光変調器１７，１８の間はボンディングワイヤ５１，５２で接続する。
【０００６】
なお、電界吸収型（ＥＡ）光変調器やマッハツェンダ（ＭＺ）型光変調器の動作原理などについては、例えば非特許文献１に記載されている。
【０００７】
【特許文献１】
特開２００２−２９６５５２号公報参照
【非特許文献１】
山本杲也著「光ファイバ通信技術」日刊工業新聞社（１９９５年発行）、第１３０−１３３頁
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図４の構造を採用しても、光変調器と駆動回路を近接配置できないため、環境温度変化よる位相ずれが起こる。この位相ずれの影響を図５及び図６を用いて説明する。図５に示すように、ＲＺ信号はＮＲＺ信号とクロック信号の合成により生成される。図５（Ａ）に示すＮＲＺ信号と図５（Ｂ）に示すクロック信号が最適な位相で合成された場合、図５（Ｃ）に示すように理想的なＲＺ信号が得られる。しかし、両者の位相がずれると、図５（Ｄ）に示すように波形に劣化がみられる。図６は、位相ずれと受信感度劣化の関係をプロットした図である。このように位相ずれが感度劣化を引き起こすため、位相調整のための補償装置が必要となる。また、光変調器と駆動回路の高周波電気伝送にボンディングワイヤがあると、寄生インダクタンスによって電気波形の劣化が生じ、結局光波形劣化を引き起こす。
【０００９】
本発明は、このような従来技術の問題点に鑑み、電界吸収型光変調器やマッハツェンダ型光変調器を用い、ＲＺ信号や位相多値信号、強度多値信号を簡素な構成で実現できる光送信器を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
前記従来技術の欠点を解消する光送信器の構造として、２つの光変調器を集積した基板を駆動回路基板上に実装する方法が考えられる。この構造によれば高周波伝送線路やボンディングワイヤなどは必要なく、部品数低減につながりコストが下がる。また、電気信号路が短くなり、２つの光変調器間への入力信号の環境温度変化による位相ずれを抑制できる。しかし、駆動回路基板上に光変調器を集積した基板を実装すると、駆動回路から放出される熱によって光変調器の性能が劣化する。従来は光変調器の駆動回路の消費電力が大きく、駆動回路と光変調器を近接配置すると駆動回路の発熱によって光変調器が性能劣化するため両者を近接配置することはできなかった。つまり、２つの光変調器を集積した基板を駆動回路基板上に実装するためには、駆動回路の低消費電力化が必須である。
【００１１】
ここで従来の光変調器の駆動形式について検討する。図７は、従来の光送信器の一般的な回路図である。図７に示すように、従来の回路構成はコレクタ出力形式である。駆動回路と光変調器１０はインピーダンスＺの伝送線路９１によって結合されている。この出力に着目して図７の回路を概略的に等価回路化したものが図８である。図８に示すように、光変調器１０自身が有する容量Ｃ２と配線容量などの他の寄生容量Ｃ１とによる容量（Ｃ）と駆動回路の抵抗Ｚ１と終端抵抗Ｚ２による抵抗（Ｒ）とにより大きなＣＲ時定数を有する低域通過フィルタが形成され、ＣＲ時定数により帯域が制限され、高周波域の信号が遮断されてしまう。
【００１２】
例えば、図８において、光変調器の容量Ｃ２が０．５ｐＦであり、寄生容量を含めた駆動回路側の容量Ｃ１が０．５ｐＦであると仮定する。また、光変調器を駆動する駆動電圧を２Ｖとする。この場合、並列のＺは共に５０Ωが通常であるため、実質的な抵抗は２５Ωとなる。従って、ＣＲ時定数は２５ｐｓとなる。この場合には、動作周波数は最大（ｆｍ）でも１０ＧＨｚ程度が限界となってしまう。すなわち、高速（高周波域）で動作させた場合に、“０”と“１”の信号が切り替わる、いわゆる立ち上がり／立ち下がりに要する遅延時間が大きくなり、光送信器が正常に動作しなくなる可能性が高い。
【００１３】
上記の回路においては、５０Ω整合をとる必要があるためにＲの値は固定されている。従って、ＣＲ時定数を小さくするためには容量Ｃを小さくする必要がある。容量Ｃを小さくするには、光変調器の容量Ｃ２を小さくする必要があるが、光変調器の容量Ｃ２を小さくすると駆動電圧を大きくしなければならなくなる。つまり動作帯域と駆動電圧とはトレードオフの関係にある。駆動電圧を大きくすると、駆動回路の高速動作に困難をきたす。また駆動電圧が大きいと駆動回路の消費電力が大きくなり、回路の周辺の温度上昇につながる。
【００１４】
本発明では、光変調器自身が有する容量Ｃ２に関してはある程度の値を保ちつつ、高速性を追求できる回路構成とするため、まず第１に、ＣＲ時定数により動作周波数が制限される上記回路に代えて、新しい駆動方式の回路を用いる。具体的には、ＣＲ時定数制限を受けないエミッタフォロワ出力駆動回路を採用することにより、光変調器の低電圧駆動化による駆動回路の低消費電力化を実現する。エミッタフォロワ出力駆動回路では、光変調器の高速動作を維持しつつ光変調器の容量値を大きくでき、駆動電圧を小さくできる設計が可能である。これにより駆動回路を低消費電力化でき、駆動回路と光変調器の間の距離を短くしても光変調器の性能を温度劣化させずに光送信器を構成できる。
【００１５】
すなわち、本発明による光送信器は、出力形式にエミッタフォロワ回路を採用した複数の駆動回路を集積した第１の半導体基板と、第１の半導体基板上に搭載され、複数の駆動回路によってそれぞれ駆動される複数の光変調器を直列に集積した第２の半導体基板とを備える。複数の駆動回路の少なくとも１つは電圧振幅を調整できる電圧調整回路及び／又は位相を調節できる位相調整回器を有するのが好ましい。光変調器は電界吸収型光変調器又はマッハツェンダ型光変調器とすることができる。
【００１６】
駆動回路の出力端子と光変調器の電圧入力端子との間隔Ｌは、当該光送信器の最大動作周波数ｆｍにおいて集中定数とみなせる距離（後述する）以下であるのが好ましい。
【００１７】
また、第１の半導体基板は複数の駆動回路の前に集積された多重回路を有し、多重回路に入力された入力電気信号のデータ速度やクロック速度より速いデータ速度の光信号を生成するようにすることもできる。その際、多重回路の出力段をエミッタフォロワ回路とすると、多重回路の出力によって光変調器を直接駆動することも可能である。この場合には、独立した駆動回路は特に必要とされず、多重回路が複数の駆動回路を兼用することになる。
【００１８】
本発明によると、光送信器の動作周波数を高くしても正常に動作させることが可能である。加えて、ＥＡ光変調器の容量Ｃを大きくしたままでも光送信器の高速性を維持できる。従って、同じ動作周波数において光変調器の駆動電圧を下げることも可能であり、駆動回路の低消費電力化が可能である。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。理解を容易にするため、以下の図において同じ機能部分には同じ符号を付して説明する。
【００２０】
最初に、エミッタフォロワ出力駆動回路について説明する。図９は、本発明で採用した、駆動回路の出力にエミッタフォロワを用いて光変調器を駆動する光送信器の回路例を示す図である。光変調器としてＥＡ型（Electro Absorption Type）光変調器を用いた例を示す。ＥＡ型光変調器は、印加電圧（駆動電圧）に応じてキャリア光の吸収量を調整することにより、強度変調された信号光を生成する。
【００２１】
図９に示すように、パッケージＰＫ１内には、駆動回路Ａ１と光変調器Ａ２とを有する光送信器Ａが集積化されている。駆動回路Ａ１は、差動増幅器Ａ３−１と、その差動出力端子に接続された第１エミッタフォロワ回路Ａ３−２と、反転出力端子に接続された第２のエミッタフォロワ回路Ａ３−３とを有している。差動増幅器Ａ３−１は、エミッタが共通接続された２つのバイポーラトランジスタ８１，８２と、それぞれのトランジスタと直列接続された負荷抵抗９１，９２とを含んでいる。共通接続されたエミッタは、電源に接続され、その間には電流源（例えば、エミッタ−ベース間が接続されたバイポーラトランジスタなど）１２−１が設けられている。負荷抵抗９１，９２のバイポーラトランジスタ８１，８２と反対側の端子は、接地（ＧＮＤ）されている。２つのバイポーラトランジスタ８１，８２のそれぞれのベース端子には、ＤＡＴＡ信号とその反転ＤＡＴＡ信号とが入力される。
【００２２】
第１のエミッタフォロワ回路Ａ３−２は、トランジスタ８４と電流源１２−３との直列接続を有しており、第２のエミッタフォロワ回路Ａ３−３は、トランジスタ８３と電流源１２−２との直列接続を有している。トランジスタ８４のベースに差動増幅器Ａ３−１の差動出力信号が入力され、トランジスタ８３のベースに差動増幅器Ａ３−１の反転差動出力信号が入力される。電流源１２−３及び電流源１２−２のトランジスタと反対側の端子は、それぞれ電源に接続されている。両エミッタフォロワ回路のうちトランジスタ８３，８４のコレクタ側も、接地されている。
【００２３】
上記駆動回路Ａ１においては、トランジスタ８１，８２と、抵抗９１，９２とに流れる電流で決まる出力電圧がトランジスタ８３，８４のベースに印加される。トランジスタ８３，８４はコレクタが接地された、いわゆるエミッタフォロワ形式である。このエミッタフォロワを出力回路として用いる駆動用回路Ａ１により光変調器Ａ２を駆動する（ここではＥＡ型光変調器を用いる）。第１のエミッタフォロワ回路Ａ３−２は、差動増幅器の出力と接続されて駆動回路Ａ１の出力段を構成している。その出力端子Ｔ１は、ＥＡ型光変調器１０のアノード側の端子Ｔ２と、配線により接続されている。ＥＡ型光変調器２のカソード側の端子Ｔ３は接地（ＧＮＤ）されている。
【００２４】
エミッタフォロワを出力回路として用いることにより、出力インピーダンスを低くできる。すなわち、駆動回路Ａ１の出力段にエミッタフォロワ型回路Ａ３−２を設けることにより、ＣＲ時定数制限のある駆動方式から容量の低インピーダンス駆動に置き換わる。動作周波数は、エミッタフォロワに流す電流Ｉによる光変調器の容量Ｃの充放電時間によって決まるため、エミッタフォロワ型回路Ａ３−２に流れる電流Ｉを調整することにより、最大動作周波数を高くすることも可能である。この場合に、駆動回路Ａ１と光変調器Ａ２間は、最大動作周波数においても集中定数とみなせる距離に配置することが好ましい。このとき、通常用いられる光変調器側の終端抵抗は必要ない。
【００２５】
なお、図９の回路例ではトランジスタとしてバイポーラトランジスタを用いているが、例えば、高移動度トランジスタ（ハイエレクトロンモビリティトランジスタ：ＨＥＭＴ）などの電界効果型トランジスタを用いても同様に構成することが可能である。また、図９には、差動増幅器Ａ３−１のコレクタ側共通端子とエミッタフォロワ回路Ａ３−２，Ａ３−３のコレクタ側端子とが、いずれも接地（ＧＮＤ）されている例を示したが、両者に共通の一定電圧を印加することも可能である。或いは、差動増幅器Ａ３−１とエミッタフォロワ回路とで異なる電圧を印加できるように構成しても良い。
【００２６】
図１０は、図９の回路の概略的な等価回路図である。図１０に示すように、光送信器Ａは、駆動回路Ａ１側の出力段（出力回路）であるエミッタフォロワ型回路Ａ３−２と、光変調器Ａ２側のＥＡ変調器（ここでは、容量Ｃ２のみを示している）Ａ２とを含む。エミッタフォロワ型回路Ａ３−２は、駆動電圧ＶｍをＥＡ型光変調器の電圧入力端子Ｔ２に印加する。
【００２７】
上記の光送信器Ａにおいては、遅延時間τ₁は基本的にエミッタフォロワに流す電流Ｉと、ＥＡ型光変調器の容量Ｃ２とにより決まる。すなわち、Ｃ２×Ｖ＝Ｑ＝Ｉτ₁である。従ってＥＡ型光変調器の容量Ｃ２を小さくしなくても、エミッタフォロワに流す電流Ｉの大きさに反比例して、遅延時間τ₁を小さくすることができる。駆動回路の出力回路（出力段）にエミッタフォロワ回路を用いればＣＲ時定数による高速性の制限を受けにくい。
【００２８】
このとき、駆動回路−光変調器間の距離を、光送信器の最大動作周波数ｆｍにおいて、駆動回路と光変調器とを集中定数的に取り扱える距離以下にするのが好ましい。高周波信号が駆動回路−光変調器間の距離を感じなければ、多重反射を防ぐことができ、５０Ωのインピーダンス整合を考えずに回路を設計できる。集中定数とみなせる距離Ｌとは、光送信器の最大動作周波数ｆｍから求められる電気信号（電磁波）の波長λよりも短い距離であり、より好ましくは、ｆｍから求められる波長λよりも十分に短い距離である。この距離Ｌについて以下により具体的に説明する。
【００２９】
λ＝ｃ／ｆ、
ｃ＝（μ₀ε₀）^-0.5
である。ここで、λは波長であり、ｆは周波数、ｃは真空中の光速、μ_０は真空透磁率であり、１．２５６×１０^-6（Ｈ／ｍ）である。ε_０は真空誘電率であり、８．８５×１０^-12（Ｆ／ｍ）である。真空中の光速ｃは、２．９９８×１０⁸（ｍ／ｓ）である。
【００３０】
例えば、動作周波数ｆが１０ＧＨｚであれば、真空中を伝播する電気信号の波長λは、約３ｃｍとなる。動作周波数ｆが４０ＧＨｚであれば、波長λは、約７．５ｍｍとなる。誘電率が異なる場合は比誘電率ε_sの平方根で上記の式を除算すれば良い。比誘電率ε_sは、駆動回路の出力端とＥＡ型光変調器の電圧入力端子との間を接続する配線の周辺材料により決まる。例えば、ＩｎＰ基板上に素子を形成し、Ａｕで配線を行えば、電界がもれているＩｎＰ層（比誘電率ε_s＝１２．１）と空気層（比誘電率ε＝１）とのほぼ平均的な値（配線形状などにより多少変化する）が実効的な比誘電率となる。実際の距離Ｌは、上記の式により求まる波長λより小さいことが好ましい。好ましくは、例えばλの１／３、より好ましくは１／１０以下である。
【００３１】
以上の考察に基づき、図１と図２を参照して、本発明の第１の実施形態による光送信器について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態による光送信器の概略斜視図である。図２は、この光送信器の機能ブロック図である。
【００３２】
本実施形態による光送信器は、光変調器が直列に集積された半導体基板３１と２つの駆動回路２１，２２が形成された半導体基板３２とを有する。半導体基板３２上に形成された２つの駆動回路２１，２２は、いずれも上記で説明した出力段にエミッタフォロア回路を採用した駆動回路である。また、駆動回路２１，２２は増幅器を含む。一方の駆動回路は光変調器の最適な条件で駆動できるために電圧振幅を調整できる電圧調整回路を有し、他方の駆動回路は電圧調整回路を有し、さらに２つの変調器間の位相を最適な条件で合わせるために増幅器の位相を調整できる位相調整回路を有する。このように２つの駆動回路２１，２２が形成された半導体基板３２に光変調器が直列に集積された半導体基板３１を搭載した光送信器の構成は、駆動回路２１，２２として出力段にエミッタフォロア回路を採用した駆動回路を採用することによって始めて可能になったものである。
【００３３】
入力側光ファイバ４１から光送信器に入射されたキャリア光は、Ｘbit/sデータ電気信号が入力された駆動回路２１の出力によって駆動される光変調器１１を通って光変調され、続いてＸＨｚクロック電気信号が入力された駆動回路２２の出力によって駆動される光変調器２２で更に光変調される。こうして、出力側光ファイバ４３にＸbit/sのＲＺ光信号が出力される。本発明の第１の実施形態によれば、ＲＺ光送信器が簡易な構造で提供される。
【００３４】
次に、図１１を参照して、本発明の第２の実施形態による光送信器について説明する。図１１にブロック図を示すこの光送信器の構成は基本的に第１の実施形態と同じであるが、第１の実施形態での駆動回路への入力信号がＮＲＺ信号とクロック信号であったのに対し、この第２の実施形態では２つの異なるＮＲＺ信号を駆動回路２１，２２の入力とする。この時、２つの駆動回路２１，２２の出力振幅を異なる振幅とすることで、２つの光変調器１１，１２によってＮＲＺの強度多値光信号を生成できる。位相調整に関しては第１の実施形態と同じく、どちらかの駆動回路に位相調整機能を設ける。
【００３５】
本発明の第２の実施形態によれば、ＮＲＺの強度多値光送信器が簡易な構造で提供される。なお、多値変調技術自体については、例えば、文献「Sheldon Waklin and Jan Conradi, "Multilevel Signaling for Increasing the Reach of 10Gb/s Lightwave Systems", Journal of Lightwave technology, Vol.17, No.11,
pp.2235-2248, 1999」に紹介されている。
【００３６】
また、図１１にブロック図を示した光送信器において、光変調器１１．１２の一方を、いままで述べてきた強度光変調器から位相変調器に代えることで、位相多値光送信器が構成できる。
【００３７】
次に、図１２を参照して、本発明の第３の実施形態による光送信器について説明する。ブロック図を図１２に示した光送信器は、第１の実施形態における駆動回路２１，２２の前に多重回路（Multiplexer：ＭＵＸ）７を集積したものである。ＭＵＸ回路７はデータ信号とクロック信号の２つを扱う回路であるため、同期のとれたデータ信号とクロック信号を出力できる。本実施形態ではｎ：１ＭＵＸ回路を集積することにより入力信号速度を出力信号速度に対して１／ｎに低速化することが可能である。つまり、劣化の大きい高周波の電気信号をモジュールの外に出さずに、高周波でも劣化の少ない光信号に変換できる。
【００３８】
次に、図１３を参照して、本発明の第４の実施形態による光送信器について説明する。図１３にブロック図を示した本例の光送信器は、第３の実施形態のＭＵＸ回路７の出力段にこれまで考察したエミッタフォロア駆動形式を導入し、光変調器の駆動電圧を小さくするように設計したものである。これにより、ＭＵＸ回路が駆動回路を含む構成となり、独立した駆動回路が不要となる。このような構成の光送信器は、光変調器の高速動作を維持しつつ光変調器の容量値を大きくでき、駆動電圧を小さくできる設計が可能なエミッタフォロア駆動形式の採用により始めて実現できたものである。ＭＵＸ回路７は、電圧調整機能、位相調整機能を有するものとする。
【００３９】
次に、図１４を参照して、本発明の第５の実施形態による光送信器について説明する。図１４にブロック図を示した光送信器は、図１及び図２に示した光送信器の構成に加えて、さらに、半導体基板３１に、光変調器１１，１２とともに、キャリア光を発するレーザダイオード（半導体レーザ）１４を集積化したものである。レーザダイオード１４から出射されたキャリア光は光変調器１１に入射される。これにより光源も集積され、さらなる低コストや部品点数の減少が見込まれる。
【００４０】
以上、実施の形態に沿って本発明を説明したが、本発明はこれらに制限されるものではない。その他、種々の変更、改良、組み合わせが可能なことは当業者に自明であろう。
【００４１】
【発明の効果】
本発明によると、簡易かつコンパクトな構成によってＲＺ光信号や強度多値光信号あるいは位相多値光信号を生成することのできる光送信器が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態による光送信器の概略斜視図。
【図２】図１の概略的なブロック図。
【図３】光領域でのＲＺ符号化された光変調信号の生成の例の説明図。
【図４】ＮＲＺ信号とクロック信号間の同期ずれの発生を回避するために考えられる構造を示す図。
【図５】ＲＺ信号生成における位相ずれの波形への影響を示す図。
【図６】ＲＺ信号生成における位相ずれの受信感度劣化への影響を示す図。
【図７】従来の光送信器の一般的な回路図。
【図８】図７の概略的な等価回路図。
【図９】駆動回路の出力にエミッタフォロワを用いて光変調器を駆動する光送信器の回路例を示す図。
【図１０】図９の回路の概略的な等価回路図。
【図１１】本発明の第２の実施形態による光送信器のブロック図。
【図１２】本発明の第３の実施形態による光送信器のブロック図。
【図１３】本発明の第４の実施形態による光送信器の全体構成を示す機能ブロック図。
【図１４】本発明の第５の実施形態による光送信器の全体構成を示す機能ブロック図。
【符号の説明】
１０，１１，１２…光変調器、２１，２２…駆動回路、３１，３２…半導体基板、４１，４２，４３…光ファイバ、５１，５２…ボンディング、６１，６２…伝送線路、７…多重回路（ＭＵＸ：Mutiplexer）、１４…半導体レーザ，９１…インピーダンスＺの伝送線路

Claims

出力段にエミッタフォロワ回路を採用した第１の駆動回路と、出力段にエミッタフォロワ回路を採用した第２の駆動回路を集積した第１の半導体基板と、
前記第１の半導体基板上に搭載され、前記第１の駆動回路によって駆動される第１の光変調器と、前記第２の駆動回路によって駆動される第２の光変調器を直列に集積した第２の半導体基板とを備える光送信器。
請求項１記載の光送信器において、前記第１及び第２の駆動回路の少なくとも１つは電圧振幅を調整できる電圧調整回路及び／又は位相を調節できる位相調整回器を有する光送信器。
請求項１記載の光送信器において、前記光変調器は電界吸収型光変調器又はマッハツェンダ型光変調器である光送信器。
請求項１〜３のいずれか１項記載の光送信器において、前記駆動回路の出力端子と前記光変調器の電圧入力端子との間隔Ｌが、当該光送信器の最大動作周波数ｆｍにおいて集中定数とみなせる距離以下である光送信器。
請求項１〜４のいずれか１項記載の光送信器において、前記第１の半導体基板は前記第１及び第２の駆動回路の前に集積された多重回路を有し、前記多重回路に入力された入力電気信号のデータ速度やクロック速度より速いデータ速度の光信号を生成する光送信器。
請求項５記載の光送信器において、前記多重回路は出力段にエミッタフォロワ回路を有し、前記第１と第２の駆動回路を兼用する光送信器。