JP4031257B2

JP4031257B2 - AC motor control device

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Publication number: JP4031257B2
Application number: JP2002037864A
Authority: JP
Inventors: 彰佐竹; 文則中村; 善博畠山
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-02-15
Filing date: 2002-02-15
Publication date: 2008-01-09
Anticipated expiration: 2022-02-15
Also published as: JP2003244981A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は交流電動機の制御装置に関し、特に、交流電動機に印加する交流電圧を制御するための交流電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電圧一定の交流電源からの電力を制御する方法として、サイリスタやトライアックなどの他励半導体素子（自ら電流を遮断することが出来ない半導体素子）を用いて、交流電圧の位相制御を行う電力調整回路が良く知られている。図６は、オーム社刊「パワーエレクトロニクス入門」（昭和５９年５月初版）の１４９ページに記載された、サイリスタを用いた単相用の交流電力調整回路の構成を示した図であり、以降は、当該文献を文献１と称する。図６において、１，２は逆並列接続された２つのサイリスタ、４は負荷であり、３は単相交流電源である。図６の構成の交流電力調整回路において、サイリスタ１，２は、交流電源３の電圧位相が所定の値になった時に点呼するようサイリスタ駆動回路（図示されていない）により点弧信号が入力され、交流電源３の発生する電圧の内の一部の位相区間だけが負荷４に印加されることにより電力調整回路として機能する。なお、図６においては、サイリスタを逆並列に接続して使用している例を示したが、上記文献１には、これらを一つのトライアックに置き換えた構成についても記載されている。
【０００３】
図７は、上記文献１の１５０ページに示された、負荷４が抵抗性負荷の場合の負荷４への印加電圧波形を示すグラフである。交流電源３の電圧位相がαの時にサイリスタ１に、また、α＋πの時にサイリスタ２に点弧信号が入力される。サイリスタ１，２は他励半導体素子であるため、通電方向に正電圧が印加されている場合は、点弧信号により絶縁状態から導通状態に変化して電流が流れ、印加電圧の変化により素子を流れる電流が０になると導通状態から絶縁状態に変化する。負荷４が抵抗性負荷の場合は電圧が０になると負荷４に流れる電流も０になるため、負荷４にはαからπ、および、α＋πから２πの区間の間が通電区間となるので、図７に示すような電圧波形が負荷に印加されることになり、印加電圧の実効値を操作することが出来る。なお、上記の位相角αは点弧角と呼ばれている。
【０００４】
ところで、近年、交流電動機、特に、誘導電動機の駆動制御において、部分負荷時の効率を印加電圧を下げることにより改善する手法に関する提案が行われている。図８は電気学会回転機研究会の平成１２年度研究会資料（資料番号ＲＭ−００−１０７）に記載された、出力２．２ｋｗの三相誘導電動機における印加電圧と効率の関係を示したグラフの一部であり、以降は同文献を文献２と称する。図８のグラフにおいて、横軸は誘導電動機の出力、縦軸は効率を表し、印加交流電圧の実効値が２００Ｖの場合を破線、１００Ｖの場合を実線で表している。図８を参照すれば、出力が大きいときには電圧が２００Ｖの場合の方が効率が良いが、出力が小さいときは電圧が１００Ｖの方が効率が良く、８００Ｗ付近がその境目であることが理解できる。
【０００５】
図９は、上記文献２に示された三相交流電動機の電圧制御装置の構成であるが、この回路構成は、図６の回路を三相電源に対して構成し、素子をサイリスタからトライアックに変更したものであって、同様の回路構成が文献１にも記載されている。なお、図９では、高周波電流抑制用のリアクトルおよび実験用の電力計・電流計・電圧計が加えられている。図９の回路構成の装置において、図６同様に、点弧角αを操作する位相制御を行えば、先に説明したように、三相誘導電動機に加える印加交流電圧の実効値を操作することが出来、三相誘導電動機の部分負荷時の効率を改善することが出来る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図６の電圧制御装置において負荷４が誘導性負荷の場合は、電圧と電流に位相差が生じるために通電区間が図７に比べて長くなる。図１０は文献１の１５３ページに示された誘導性負荷の場合の印加電圧波形および負荷電流波形を示すグラフである。図１０において、実線の波形が印加電圧波形、破線の波形が負荷電流波形であり、誘導性負荷のため電圧と電流に位相差が生じて、通電区間がαからβ＋πまでになることが分かる。なお、図中で斜線の区間は、交流電源３の電圧が負荷４に印加されない区間であり、負荷４に印加される電圧の実効値は、電源電圧の実効値より斜線の区間の実効値を除いたものである。
【０００７】
以上に述べたように、図６の電圧制御装置においては、点弧角αが同じでも力率角φによって出力電圧が変化する。図１１はその関係を示したグラフであって、横軸は点弧角α、縦軸は電源電圧実効値Ｅに対する出力電圧実効値Ｅ_Ｌの比である。図１１より分かるように、力率ｃｏｓφにより、点弧角αと出力電圧比の関係が変化することが理解できる。
【０００８】
一般的に、交流電動機は負荷により力率が変化するため、図６あるいは図９に示した交流電力調整回路を用いて電動機に印加する交流電圧実効値を正確に制御することは、これまで説明した理由により、難しく、特に、負荷変動が大きい装置に使用される交流電動機の電圧実効値の制御に、図６あるいは図９の交流電圧制御装置を適用することは困難であった。
【０００９】
この発明はかかる問題点を解決するためになされたものであり、負荷変動が大きく力率が急激に変動するような交流電動機に対して、印加する交流電圧実効値を正確に制御できる交流電動機の制御装置を得ることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
この発明は、交流電源と交流電動機との間に接続された他励半導体素子を位相制御することにより、上記交流電動機に印加する交流電圧の制御を行う交流電動機の制御装置であって、上記交流電源の電圧の位相角の値が点弧角の値に一致するタイミングで、上記他励半導体素子を駆動させる他励半導体素子駆動手段と、上記交流電動機に印加されるべき所望の電圧値を示す電圧指令値を入力する電圧指令値入力手段と、上記交流電動機に印加された実際の電圧値を検出して検出電圧値を出力する電圧検出手段と、上記電圧指令値と上記検出電圧値とを比較して、上記電圧指令値が上記検出電圧値より大きい場合には、上記電圧指令値と上記検出電圧値との差を補償する分だけ点弧角の値を減少させて、上記電圧指令値が上記検出電圧値より小さい場合には、上記電圧指令値と上記検出電圧値との差を補償する分だけ点弧角の値を増加させるための点弧角指令信号を出力する点弧角制御手段と、上記交流電動機に流れる電流を検出して検出電流値を出力する電流検出手段と、検出された上記検出電流値および上記電圧検出手段により検出された上記検出電圧値から上記交流電動機の力率角を演算する力率演算手段と、上記点弧角制御手段の上記点弧角の出力に上記力率角を加算して、上記点弧角の補償を行う補償手段とを備え、上記他励半導体素子駆動手段が、上記点弧角制御手段により出力される上記点弧角指令信号により指定された点弧角の値を用いて、上記他励半導体素子を駆動させる交流電動機の制御装置である。
【００１２】
また、上記点弧角制御手段が、上記交流電源の電圧と上記検出電圧値との比が、上記点弧角の変化に伴って変化する非線形な変化率を、上記点弧角に略比例する線形化値に換算することで線形化して、上記電圧検出手段から入力された上記検出電圧値の値に対して上記変化率に基づく補償を行う線形化演算部を含んでいる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１による交流電動機の制御装置の構成を示す図である。本実施の形態における制御装置は、単相の交流電源と制御対象である交流電動機との間に接続され、サイリスタやトライアック等の（自ら電流を遮断することが出来ない半導体素子である）他励半導体素子の位相制御を行って、交流電動機に印加する交流電圧の実効値を変化させて交流電圧の制御を行うための交流電動機の制御装置である。図１において、１，２，３，４は、図６と同様であるため、ここでは説明を省略する。なお、本実施の形態においては、負荷４は、制御対象となる交流電動機であり、例えば、誘導電動機から構成されているものとする。また、５は単相交流電源３の電圧位相に同期した電源同期信号Ｖsyncを発生する電源位相検出器であり、６は、負荷（交流電動機）４に印加される電圧を検出して検出電圧ｖ⁻を出力する電圧検出器である。７は検出電圧ｖ⁻からその実効値相当信号ｖ⁻rmsを求める電圧実効値演算器、８は負荷（交流電動機）４に印加されるべき電圧値を示す電圧指令値信号ｖ^＊rmsが入力されて、当該電圧指令値信号ｖ^＊rmsから検出電圧実効値相当信号ｖ⁻rmsを減じて電圧誤差信号ｖerrを出力する加算器、９は電圧誤差信号ｖerrに所定の制御演算を行って点弧角指令信号αrefを出力する制御演算器である。なお、電圧実効値演算器７、加算器８および制御演算器９は、電圧指令値と上記検出電圧値とを比較して、電圧指令値が上記検出電圧値より大きい場合には、電圧指令値と検出電圧値との差を補償する分だけ点弧角の値を減少させて、電圧指令値が検出電圧値より小さい場合には、電圧指令値と検出電圧値との差を補償する分だけ点弧角の値を増加させて、検出電圧値が電圧指令値と等しい値になるように制御するための点弧角指令信号を出力する電圧制御器１８を構成している。１０は点弧角指令信号αrefに従って電源同期信号Ｖsyncを参照しながらサイリスタ１，２に対して点呼信号を出力するサイリスタ点弧信号発生回路である。すなわち、具体的には、交流電源３の電圧位相の値を電源同期信号Ｖsyncから求め、交流電源３の電圧位相の値がαrefになった時にサイリスタ１に点呼信号が入力され、交流電源３の電圧位相の値がαref＋πになった時にサイリスタ２に点呼信号が入力される。なお、サイリスタ１，２は他励半導体素子であるため、通電方向に正電圧が印加されている場合は、点弧信号により絶縁状態から導通状態に変化して電流が流れ、印加電圧の変化により素子を流れる電流が０になると導通状態から絶縁状態に変化する。負荷（交流電動機）４が抵抗性負荷の場合は電圧が０になると負荷（交流電動機）４に流れる電流も０になるため、負荷（交流電動機）４は、αrefからπ、および、αref＋πから２πの区間の間が通電区間となる。
【００１４】
次に動作について説明する。本実施の形態の交流電動機の制御装置では、負荷（交流電動機）４に印加する所望の電圧実効値は電圧指令値信号ｖ^＊rmsで与えられる。一方、実際に負荷（交流電動機）４に印加されている電圧実効値は、電圧検出器６からの検出電圧ｖ⁻を電圧実効値演算器７に入力して得られる検出電圧実効値相当信号ｖ⁻rmsとして求められており、電圧指令値信号ｖ^＊rmsと検出電圧実効値相当信号ｖ⁻rmsの差を加算器８により演算して得られる電圧誤差信号ｖerrは、制御演算器９に入力される。上述の図１１に示すように、位相制御による交流電力制御回路では、点弧角αが増加すると出力電圧実効値は小さくなるので、この制御演算器９は、電圧誤差信号ｖerrが正の場合、即ち、電圧指令値信号ｖ^＊rmsが検出電圧実効値相当信号ｖ⁻rmsより大きい場合には点弧角を減少させ、電圧誤差信号ｖerrが負の場合、即ち、電圧指令値信号ｖ^＊rmsが検出電圧実効値相当信号ｖ⁻rmsより小さい場合には点弧角を増加させるような点弧角指令信号αrefを出力するよう、例えば、下記（１）式に伝達関数が表されるような、負のゲインをもつ比例積分器で構成されている。なお（１）式において、ｋ_ｐは比例ゲイン、Ｔ_ｉは積分時定数であり、ｓは微分演算子である。
【００１５】
【数１】

【００１６】
この点弧角指令信号αrefは電源位相検出器５からの電源同期信号Ｖsyncとともにサイリスタ点弧信号発生回路１０に入力され、当該点弧角指令信号αrefに従って、サイリスタ点呼信号発生回路１０が、サイリスタ１，２を点呼する。この際に、制御演算器９は、検出電圧実効値相当信号ｖ⁻rmsが電圧指令値信号ｖ^＊rmsに一致するよう、点弧角指令信号αrefを調整する。このようなフィードバック制御を行うことにより、負荷変動が大きく力率が急激に変動するような交流電動機に対しても、印加する交流電圧実効値を正確に制御することができる。
【００１７】
以上のように、本実施の形態に係る交流電動機の制御装置においては、交流電動機に印加される電圧を検出して検出電圧を出力する電圧検出器６と、その検出電圧値が所望の値になるように点弧角を操作する電圧制御器１８とを設けるようにしたので、負荷変動が大きく力率が急激に変動するような交流電動機に対しても、印加する交流電圧実効値を正確に制御することが出来る。
【００１８】
実施の形態２．
力率ｃｏｓφが急激に変化した場合、例えば、力率が１の負荷状態から負荷が減少すると、そのとき負荷（交流電動機）４に印加される電圧波形は、上述の図７の状態から同じく上述の図１０の状態に変化し、過渡的に電圧実効値が増加する。また逆に、例えば、力率が低い低負荷状態から負荷が増加すると、電圧波形は図１０の状態から図７の状態に変化し、過渡的に電圧実効値が減少する。これらの電圧誤差は制御演算器９により時間とともに補償されるが、その応答性を改善する方法として、力率角φを点弧角αに加えて補償を行う方法が考えられる。
【００１９】
図２は本発明の実施の形態２に係る交流電動機の制御装置であり、図１に示しした実施の形態１の構成に、符号１１，１２，１３の構成を追加したものである。図２において、１１は負荷（交流電動機）４に流れる電流を検出して検出電流ｉ⁻を出力する電流検出器、１２は検出電流ｉ⁻および検出電圧ｖ⁻から負荷（交流電動機）４の力率を演算して力率補償信号φcompを出力する力率演算器、１３は力率補償信号φcompを点弧角指令信号αrefに加えて補正済みの点弧角指令信号αcompを出力する加算器である。
【００２０】
動作について説明する。負荷（交流電動機）４の負荷が変動して力率が変化すると、それに応じた力率補償信号φcompが力率演算器１２により出力され、加算器１３により直ちにαrefが補正された点弧角指令信号αcompが出力されるので、制御演算器９のみで制御するよりも応答性が向上する。なお、検出電流ｉ⁻および検出電圧ｖ⁻にノイズが混入した場合に備えて、力率演算器１２と加算器１３の間にフィルタを挿入しても良い。
【００２１】
以上のように、本実施の形態においては、上述の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、さらに、負荷（交流電動機）４に流れる電流を検出して検出電流を出力する電流検出器１１と、検出電流および検出電圧から負荷（交流電動機）４の力率を演算する力率演算器１２を設け、電圧制御器１８が点弧角を操作する際に、制御装置の出力電流を検出して負荷力率を算出し、この負荷力率に基づく点弧角出力の補償を行うようにしたので、力率の変動に対する電圧制御の応答性を改善することが出来る。
【００２２】
実施の形態３．
図１１に示すように、点弧角αの増加により出力電圧実効値が減少する変化率は力率ｃｏｓφおよび出力電圧により非線形に変化する。このため、上記の式（１）に示したような線形の制御演算器を使用すると、広い範囲の力率ｃｏｓφおよび出力電圧に対応して安定かつ高応答に制御演算器１０を調整することが困難な場合がある。その対策として、図１１の関係が線形で近似できるような状態量を用いて制御を行う方法がある。
【００２３】
図３は図１１において、縦軸を１から電源電圧実効値Ｅに対する出力電圧実効値Ｅ_Ｌの比を減じた値の平方根としたものである。図より分かるように、前記の縦軸の状態量でみると横軸である点弧角αと縦軸はほぼ比例関係と見なせることがわかる。このことより、前記の１から電源電圧実効値Ｅに対する出力電圧実効値Ｅ_Ｌの比を減じた値の平方根を用いて制御系を構成すれば、広い範囲の力率ｃｏｓφおよび出力電圧に対応して安定かつ高応答な制御系が構成できる。
【００２４】
図４は、本実施の形態に係る交流電動機の制御装置の構成を示したものであり、図２に示した実施の形態２の構成に、符号１５ａ，１５ｂ，１６ａ，１６ｂ，１７で示される構成を追加したものである。図４において、１５ａは電源電圧相当信号Ｖsourceから検出電圧実効値相当信号ｖ⁻rmsを減じる加算器、１５ｂは電源電圧相当信号Ｖsourceから電圧指令値信号ｖ^＊rmsを減じる加算器、１６ａ，１６ｂは加算器１５ａ，１５ｂのそれぞれの出力の平方根を演算する平方根演算器であり、１６ａが線形化後の検出電圧実効値相当信号ｖ⁻rms'、１６ｂが線形化後の電圧指令値信号ｖ^＊rms'を出力する。
【００２５】
動作について説明すれば、加算器１５ａおよび平方根演算器１６ａにより、検出電圧実効値相当信号ｖ⁻rmsが図３の縦軸相当値である検出電圧実効値相当信号ｖ⁻rms'に、また、加算器１５ｂおよび平方根演算器１６ｂにより、電圧指令値信号ｖ^＊rmsが電圧指令値信号ｖ^＊rms'に変換されて線形化が行われる。以上の加算器１５ａ，１５ｂ、平方根演算器１６ａ，１６ｂにより線形化演算器１７が構成されており、その出力である検出電圧実効値相当信号ｖ⁻rms'および電圧指令値信号ｖ^＊rms'を用いて、これまでの実施の形態同様に加算器８および制御演算器９により電圧制御器１８が構成されている。なお、本実施の形態では、図３に示すような線形化が行われているので正のゲインを持つ制御演算器が使用される。なお、本実施の形態は、実施の形態２に制御系の線形化の改良を加えたものであるが、この場合に限らず、実施の形態１に同様の改良を加えても効果があるのはいうまでもない。また、本実施の形態では、図３のグラフの縦軸に示した計算式を用いて線形化を行う線形化演算器について説明したが、ルックアップテーブルを用いるなどのその他の線形化手法を用いても同様の効果があることはもちろんである。
【００２６】
以上のように、本実施の形態においては、上述の実施の形態１または２と同様の効果が得られるとともに、さらに、電圧制御器１８の内部に、図１１に示した点弧角αと出力電圧比の非線形な特性を補償するような、線形化演算器１７を設けるようにしたので、広い範囲の力率および出力電圧に対応して安定かつ高応答な制御系を構成することが出来る。
【００２７】
実施の形態４．
ここまでの実施の形態１〜３においては、単相交流電動機に対する制御装置の構成について説明してきたが、多相の交流電動機に対応した制御装置ももちろん構成することが出来る。
【００２８】
図５は、実施の形態１で示した交流電動機の制御装置の構成を三相交流電動機に適用した本実施の形態の構成を示したものである。図５において、１ａ，２ａはサイリスタ、３は三相交流電源（多相の交流電源）であって、４は負荷であり、三相交流電動機、例えば、誘導電動機から構成されている。サイリスタ１ａ、２ａは、負荷（三相交流電動）４のＵ相と交流電源３のＲ相の間に逆並列に接続して挿入され、負荷（三相交流電動機）４のＵ相と交流電源３のＲ相の導通を制御する。同じように負荷（三相交流電動機）４のＶ相と交流電源３のＷ相の間にサイリスタ１ｂ，２ｂが挿入されて、負荷（三相交流電動機）４のＶ相と交流電源３のＳ相間の導通を制御し、同じく交流電動機４のＷ相と交流電源３のＴ相の間にサイリスタ１ｃ，２ｃが挿入されて負荷（三相交流電動機）４のＷ相と交流電源３のＴ相間の導通を制御する。
【００２９】
５は三相電源３の電圧位相に同期した電源同期信号Ｖsyncを発生する電源位相検出器であり、６は負荷（三相交流電動機）４の各相に印加される電圧を検出して検出電圧信号ｖ^―（図５においてはｖ^―の流れは一つの線で表されているが実際にはＵ，Ｖ，Ｗの各相の電圧を表す３つの電圧検出信号の組である）を出力する電圧検出器である。７は三相の検出電圧ｖ^―からその合成された実効値相当信号ｖ^―rmsを求める電圧実効値演算器、８は電圧指令値信号ｖ^＊rmsから検出電圧実効値相当信号ｖ^―rmsを減じて電圧誤差信号ｖerrを出力する加算器、９は電圧誤差信号ｖerrに制御演算を行って点弧角指令信号αrefを出力する制御演算器であり、電圧実効値演算器７、加算器８および制御演算器９で電圧制御器１８を構成している。１０は点弧角指令信号αrefに従って電源同期信号Ｖsyncを参照しながらサイリスタ１ａ，２ａ，１ｂ，２ｂ，１ｃ，２ｃを所望のタイミングで点呼するサイリスタ点弧信号発生回路である。
【００３０】
本実施の形態は、以上のように構成されているので、実施の形態１同様に三相交流電動機４に印加する三相交流の実効値を所望の値ｖ^＊rmsに制御することが出来、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
【００３１】
なお、本実施の形態では、実施の形態１に示した交流電動機の制御装置の構成を三相交流電動機に適用した場合を示したが、この場合に限らず、実施の形態２および３の交流電動機の制御装置についても同様に三相交流電動機に適用できることは言うまでもない。
【００３２】
【発明の効果】
この発明は、交流電源と交流電動機との間に接続された他励半導体素子を位相制御することにより、上記交流電動機に印加する交流電圧の制御を行う交流電動機の制御装置であって、上記交流電源の電圧の位相角の値が点弧角の値に一致するタイミングで、上記他励半導体素子を駆動させる他励半導体素子駆動手段と、上記交流電動機に印加されるべき所望の電圧値を示す電圧指令値を入力する電圧指令値入力手段と、上記交流電動機に印加された実際の電圧値を検出して検出電圧値を出力する電圧検出手段と、上記電圧指令値と上記検出電圧値とを比較して、上記電圧指令値が上記検出電圧値より大きい場合には、上記電圧指令値と上記検出電圧値との差を補償する分だけ点弧角の値を減少させて、上記電圧指令値が上記検出電圧値より小さい場合には、上記電圧指令値と上記検出電圧値との差を補償する分だけ点弧角の値を増加させるための点弧角指令信号を出力する点弧角制御手段と、上記交流電動機に流れる電流を検出して検出電流値を出力する電流検出手段と、検出された上記検出電流値および上記電圧検出手段により検出された上記検出電圧値から上記交流電動機の力率角を演算する力率演算手段と、上記点弧角制御手段の上記点弧角の出力に上記力率角を加算して、上記点弧角の補償を行う補償手段とを備え、上記他励半導体素子駆動手段が、上記点弧角制御手段により出力される上記点弧角指令信号により指定された点弧角の値を用いて、上記他励半導体素子を駆動させる交流電動機の制御装置であるので、負荷変動が大きく力率が急激に変動するような交流電動機に対しても、印加する交流電圧実効値を正確に制御することが出来る。また、点弧角制御手段の点弧角の出力に力率角を加算して、点弧角の補償を行う補償手段を備えて、点弧角制御手段が点弧角を操作する際に、上記交流電動機の電流を検出して負荷力率角を算出し、この負荷力率角を加えて点弧角出力の補償を行うようにしたので、力率角の変動に対する電圧制御の応答性を改善することが出来る。
【００３４】
また、上記点弧角制御手段が、上記交流電源の電圧と上記検出電圧値との比が、上記点弧角の変化に伴って変化する非線形な変化率を、上記点弧角に略比例する線形化値に換算することで線形化して、上記電圧検出手段から入力された上記検出電圧値の値に対して上記変化率に基づく補償を行う線形化演算部を含み、点弧角と検出電圧比との非線形な特性を補償するようにしたので、広い範囲の力率および検出電圧に対応して安定かつ高応答な制御系を構成することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る交流電動機の制御装置の構成を示した構成図である。
【図２】本発明の実施の形態２に係る交流電動機の制御装置の構成を示した構成図である。
【図３】本発明の実施の形態３に係る交流電動機の制御装置に設けられた線形化演算器による演算結果が線形化されていることを示す説明図である。
【図４】本発明の実施の形態３に係る交流電動機の制御装置の構成を示した構成図である。
【図５】本発明の実施の形態４に係る交流電動機の制御装置の構成を示した構成図である。
【図６】サイリスタを用いた従来の交流電力調整回路の構成を示した回路図である。
【図７】負荷が抵抗性負荷の場合の負荷への印加電圧波形を示す説明図である。
【図８】従来の三相誘導電動機における印加電圧と効率の関係を示した説明図である。
【図９】従来の三相交流電動機の電圧制御装置の構成を示した構成図である。
【図１０】従来の誘導性負荷の場合の印加電圧波形および負荷電流波形を示す説明図である。
【図１１】図６の従来の電圧制御装置における各力率角における点弧角と検出電圧比との関係を示した説明図である。
【符号の説明】
１，１ａ，１ｂ，１ｃ，２，２ａ，２ｂ，２ｃサイリスタ、３（単相または多相の）交流電源、４負荷、５電源位相検出器、６電圧検出器、７電圧実効値演算部、８加算器、９制御演算器、１０サイリスタ点弧信号発生回路、１１電流検出器、１２力率演算器、１３加算器、１５ａ加算器、１５ｂ加算器、１６ａ平方根演算器、１６ｂ平方根演算器、１７線形化演算器、１８電圧制御器。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an AC motor control device, and more particularly to an AC motor control device for controlling an AC voltage applied to the AC motor.
[0002]
[Prior art]
As a method of controlling the power from an AC power source with a constant voltage, a power adjustment circuit that controls the phase of the AC voltage using a separately excited semiconductor element such as a thyristor or triac (a semiconductor element that cannot cut off the current itself). Is well known. FIG. 6 is a diagram showing the configuration of a single-phase AC power adjusting circuit using a thyristor described on page 149 of “Introduction to Power Electronics” (first edition of May 1984) published by Ohm. Refers to the document as document 1. In FIG. 6, 1 and 2 are two thyristors connected in reverse parallel, 4 is a load, and 3 is a single-phase AC power source. In the AC power adjustment circuit having the configuration shown in FIG. 6, the

thyristors

1 and 2 are input with an ignition signal by a thyristor driving circuit (not shown) so as to be turned on when the voltage phase of the AC power supply 3 reaches a predetermined value. Only a part of the phase section of the voltage generated by the AC power supply 3 is applied to the load 4 to function as a power adjustment circuit. Although FIG. 6 shows an example in which thyristors are connected in antiparallel, the above document 1 also describes a configuration in which these are replaced with one triac.
[0003]
FIG. 7 is a graph showing a voltage waveform applied to the load 4 when the load 4 is a resistive load, shown on page 150 of the above-mentioned document 1. An ignition signal is input to the thyristor 1 when the voltage phase of the AC power supply 3 is α, and to the thyristor 2 when the voltage phase is α + π. Since the

thyristors

1 and 2 are separately excited semiconductor elements, when a positive voltage is applied in the energization direction, a current flows from the insulation state to the conduction state by the ignition signal, and the element is changed by the change in the applied voltage. When the flowing current becomes zero, the conductive state changes to the insulating state. When the load 4 is a resistive load, when the voltage is 0, the current flowing through the load 4 is also 0. Therefore, the load 4 is a current-carrying section between α and π and α + π to 2π. The voltage waveform as shown in FIG. 7 is applied to the load, and the effective value of the applied voltage can be manipulated. The above phase angle α is called a firing angle.
[0004]
By the way, in recent years, in the drive control of AC motors, in particular, induction motors, proposals have been made regarding methods for improving the efficiency at the partial load by lowering the applied voltage. FIG. 8 is a graph showing the relationship between the applied voltage and the efficiency in a three-phase induction motor with an output of 2.2 kW, which is described in the 2000 study group materials (material number RM-00-107) of the IEEJ rotating machine study group. Hereinafter, this document is referred to as Document 2. In the graph of FIG. 8, the horizontal axis represents the output of the induction motor, the vertical axis represents the efficiency, the broken line indicates the effective value of the applied AC voltage is 200V, and the solid line indicates the case where the applied AC voltage is 100V. Referring to FIG. 8, when the output is large, the efficiency is better when the voltage is 200V, but when the output is small, the efficiency is better when the voltage is 100V, and the boundary is around 800W. .
[0005]
FIG. 9 shows the configuration of the voltage control device for a three-phase AC motor shown in the above-mentioned document 2. This circuit configuration is configured by configuring the circuit of FIG. 6 for a three-phase power source and changing the element from a thyristor to a triac. A similar circuit configuration is also described in Document 1, which has been changed. In FIG. 9, a reactor for suppressing high-frequency current and an experimental wattmeter / ammeter / voltmeter are added. In the apparatus having the circuit configuration shown in FIG. 9, if the phase control for operating the firing angle α is performed as in FIG. 6, the effective value of the applied AC voltage applied to the three-phase induction motor can be controlled as described above. It is possible to improve the efficiency at the partial load of the three-phase induction motor.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, when the load 4 is an inductive load in the voltage control apparatus of FIG. FIG. 10 is a graph showing an applied voltage waveform and a load current waveform in the case of the inductive load shown on page 153 of Document 1. In FIG. 10, the waveform of the solid line is the applied voltage waveform, and the waveform of the broken line is the load current waveform. It can be seen that a phase difference occurs between the voltage and current due to the inductive load, and the energization interval is from α to β + π. In the figure, the shaded section is a section where the voltage of the AC power supply 3 is not applied to the load 4, and the effective value of the voltage applied to the load 4 is the effective value of the shaded section from the effective value of the power supply voltage. Excluded.
[0007]
As described above, in the voltage control device of FIG. 6, the output voltage varies depending on the power factor angle φ even when the firing angle α is the same. Figure 11 is a graph illustrating the relationship, the horizontal axis represents the firing angle alpha, and the vertical axis is the ratio of the output voltage effective value E _L with respect to the power supply voltage effective value E. As can be seen from FIG. 11, it can be understood that the relationship between the firing angle α and the output voltage ratio changes depending on the power factor cos φ.
[0008]
In general, since the power factor of an AC motor changes depending on the load, it has been explained so far that the AC voltage effective value applied to the motor is accurately controlled using the AC power adjustment circuit shown in FIG. 6 or FIG. For this reason, it is difficult to apply the AC voltage control device of FIG. 6 or FIG. 9 to the control of the effective voltage value of the AC motor used in a device having a large load fluctuation.
[0009]
The present invention has been made to solve such a problem, and is an AC motor that can accurately control the effective value of the AC voltage to be applied to an AC motor having a large load fluctuation and a sudden change in power factor. The object is to obtain a control device.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
The present invention provides a control apparatus for an AC motor that controls an AC voltage applied to the AC motor by phase-controlling a separately excited semiconductor element connected between the AC power source and the AC motor. A separately excited semiconductor element driving means for driving the separately excited semiconductor element and a desired voltage value to be applied to the AC motor at a timing when the value of the phase angle of the voltage of the power supply coincides with the value of the firing angle. Voltage command value input means for inputting a voltage command value, voltage detection means for detecting an actual voltage value applied to the AC motor and outputting a detected voltage value, the voltage command value and the detected voltage value In comparison, if the voltage command value is greater than the detected voltage value, the value of the firing angle is decreased by an amount to compensate for the difference between the voltage command value and the detected voltage value, and the voltage command value is Is smaller than the detected voltage If stomach, a firing angle control means that outputs a firing angle command signal point for increasing the value of the amount corresponding to the firing angle to compensate for the difference between the voltage command value and the detected voltage value, the AC electric motor Current detecting means for detecting a current flowing through the output and outputting a detected current value; and a force for calculating a power factor angle of the AC motor from the detected current value detected and the detected voltage value detected by the voltage detecting means And a compensation means for compensating the firing angle by adding the power factor angle to the output of the firing angle of the firing angle control means. A control device for an AC electric motor that drives the separately excited semiconductor element using a value of the ignition angle designated by the ignition angle command signal output by the ignition angle control means.
[0012]
Further, the firing angle control means is configured so that a non-linear rate of change in which the ratio between the voltage of the AC power supply and the detected voltage value changes as the firing angle changes is substantially proportional to the firing angle. A linearization calculation unit is included that performs linearization by converting to a linearized value and performs compensation based on the change rate with respect to the value of the detected voltage value input from the voltage detecting unit.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a diagram showing the configuration of an AC motor control device according to Embodiment 1 of the present invention. The control device according to the present embodiment is connected between a single-phase AC power source and an AC motor to be controlled, and is separately excited such as a thyristor or a triac (a semiconductor element that cannot cut off current itself). A control apparatus for an AC motor for controlling the AC voltage by changing the effective value of the AC voltage applied to the AC motor by performing phase control of the semiconductor element. In FIG. 1, 1, 2, 3, and 4 are the same as those in FIG. In the present embodiment, the load 4 is an AC motor to be controlled, and is composed of, for example, an induction motor. Reference numeral 5 denotes a power supply phase detector that generates a power supply synchronization signal Vsync synchronized with the voltage phase of the single-phase AC power supply 3. Reference numeral 6 denotes a detection voltage v detected by detecting a voltage applied to the load (AC motor) 4. ^- a voltage detector for outputting. 7 detects the voltage v ^- its effective value equivalent signal from v ^- voltage effective value calculator for obtaining the rms, 8 is the voltage command value signal v ^* rms indicating the voltage value to be applied to the load (AC motor) 4 is inputted Te, the voltage command value signal v ^* detecting the rms voltage effective value equivalent signal v ^- adder for outputting a voltage error signal verr subtracting the rms, the firing angle by performing a predetermined control operation on the voltage error signal verr 9 It is a control arithmetic unit that outputs a command signal αref. The voltage effective value calculator 7, the adder 8 and the control calculator 9 compare the voltage command value with the detected voltage value, and if the voltage command value is larger than the detected voltage value, the voltage command value If the voltage command value is smaller than the detected voltage value by reducing the firing angle value to compensate for the difference between the detected voltage value and the detected voltage value, only the amount to compensate for the difference between the voltage command value and the detected voltage value. The voltage controller 18 is configured to output a firing angle command signal for controlling the detected voltage value to be equal to the voltage command value by increasing the value of the firing angle. Reference numeral 10 denotes a thyristor firing signal generating circuit that outputs a firing signal to the

thyristors

1 and 2 while referring to the power supply synchronization signal Vsync in accordance with the firing angle command signal αref. Specifically, the voltage phase value of the AC power supply 3 is obtained from the power supply synchronization signal Vsync, and when the voltage phase value of the AC power supply 3 becomes αref, a call signal is input to the thyristor 1, and the AC power supply 3 When the voltage phase value becomes αref + π, a call signal is input to the thyristor 2. Since the

thyristors

1 and 2 are separately excited semiconductor elements, when a positive voltage is applied in the energization direction, a current flows from the insulation state to the conduction state due to the ignition signal, and the change in the applied voltage causes the current to flow. When the current flowing through the element becomes zero, the conductive state changes to the insulating state. When the load (AC motor) 4 is a resistive load, when the voltage becomes 0, the current flowing through the load (AC motor) 4 also becomes 0. Therefore, the load (AC motor) 4 has αref to π and αref + π to 2π. Between these sections is the energization section.
[0014]
Next, the operation will be described. In the control apparatus for an AC motor of the present embodiment, a desired voltage effective value to be applied to the load (AC motor) 4 is given by a voltage command value signal v ^* rms. On the other hand, the voltage effective value actually applied to the load (AC motor) 4 is the detected voltage effective value equivalent signal v obtained by inputting the detected voltage v ⁻ from the voltage detector 6 to the voltage effective value calculator 7. ^The voltage error signal verr obtained by calculating the difference between the voltage command value signal v ^* rms and the detected voltage effective value equivalent signal v ⁻ rms by the adder 8 is input to the control calculator 9. The As shown in FIG. 11 described above, in the AC power control circuit based on phase control, the effective value of the output voltage decreases as the firing angle α increases. Therefore, the control arithmetic unit 9 performs the following operation when the voltage error signal verr is positive: That is, when the voltage command value signal v ^* rms is larger than the detected voltage effective value equivalent signal v ⁻ rms, the firing angle is decreased, and when the voltage error signal verr is negative, that is, the voltage command value signal v ^* rms is In order to output a firing angle command signal αref that increases the firing angle when it is smaller than the detection voltage effective value equivalent signal v ⁻ rms, for example, the transfer function is expressed by the following equation (1): It consists of a proportional integrator with negative gain. In equation (1), k _p is a proportional gain, T _i is an integration time constant, and s is a differential operator.
[0015]
[Expression 1]

[0016]
This firing angle command signal αref is input to the thyristor firing signal generation circuit 10 together with the power supply synchronization signal Vsync from the power supply phase detector 5, and the thyristor call signal generation circuit 10 operates in accordance with the firing angle command signal αref. , 2 is called. At this time, the control arithmetic unit 9 adjusts the firing angle command signal αref so that the detected voltage effective value equivalent signal v ⁻ rms matches the voltage command value signal v ^* rms. By performing such feedback control, it is possible to accurately control the effective value of the AC voltage to be applied even to an AC motor in which the load variation is large and the power factor varies rapidly.
[0017]
As described above, in the control device for an AC motor according to the present embodiment, the voltage detector 6 that detects the voltage applied to the AC motor and outputs the detected voltage, and the detected voltage value becomes a desired value. Since the voltage controller 18 for operating the firing angle is provided so that the AC voltage effective value to be applied can be accurately determined even for an AC motor having a large load variation and a rapid power factor variation. Can be controlled.
[0018]
Embodiment 2. FIG.
When the power factor cosφ changes abruptly, for example, when the load decreases from a load state with a power factor of 1, the voltage waveform applied to the load (AC motor) 4 at that time is the same as described above from the state of FIG. The state changes to the state of FIG. 10 and the effective voltage value transiently increases. Conversely, for example, when the load increases from a low load state with a low power factor, the voltage waveform changes from the state of FIG. 10 to the state of FIG. 7, and the effective voltage value decreases transiently. These voltage errors are compensated with time by the control arithmetic unit 9, and as a method for improving the response, a method of compensating by adding the power factor angle φ to the firing angle α is conceivable.
[0019]
FIG. 2 shows an AC motor control apparatus according to Embodiment 2 of the present invention, in which the configurations of

reference numerals

11, 12, and 13 are added to the configuration of Embodiment 1 shown in FIG. 2, 11 load by detecting a current flowing through the (AC motor) 4 detection current i ^- current detector for outputting, 12 detection current i ^- and the detected voltage v ^- load from (AC motor) 4 forces A power factor calculator 13 that calculates a factor and outputs a power factor compensation signal φcomp, and 13 is an adder that outputs a corrected firing angle command signal αcomp by adding the power factor compensation signal φcomp to the firing angle command signal αref. is there.
[0020]
The operation will be described. When the load of the load (AC motor) 4 fluctuates and the power factor changes, a power factor compensation signal φcomp corresponding to the load factor is output by the power factor calculator 12 and the ignition angle command in which αref is immediately corrected by the adder 13. Since the signal αcomp is output, the responsiveness is improved as compared with the case where the control operation unit 9 alone is used. Note that a filter may be inserted between the power factor calculator 12 and the adder 13 in preparation for the case where noise is mixed in the detection current i ⁻ and the detection voltage v ⁻ .
[0021]
As described above, in the present embodiment, the same effect as in the first embodiment described above can be obtained, and furthermore, a current detector that detects a current flowing through the load (AC motor) 4 and outputs a detected current 11 and a power factor calculator 12 that calculates the power factor of the load (AC motor) 4 from the detected current and the detected voltage, and detects the output current of the control device when the voltage controller 18 operates the firing angle. Thus, the load power factor is calculated, and the firing angle output is compensated based on the load power factor, so that the responsiveness of the voltage control to the power factor fluctuation can be improved.
[0022]
Embodiment 3 FIG.
As shown in FIG. 11, the rate of change in which the output voltage effective value decreases as the firing angle α increases increases non-linearly with the power factor cos φ and the output voltage. Therefore, when a linear control arithmetic unit as shown in the above equation (1) is used, the control arithmetic unit 10 can be adjusted stably and with a high response corresponding to a wide range of power factor cosφ and output voltage. It can be difficult. As a countermeasure, there is a method of performing control using state quantities that can approximate the relationship of FIG. 11 linearly.
[0023]
3 11, in which the vertical axis was the square root of the value obtained by subtracting the ratio of the output voltage effective value E _L 1 with respect to the power supply voltage effective value E. As can be seen from the figure, it can be seen from the state quantity on the vertical axis that the firing angle α, which is the horizontal axis, and the vertical axis are almost proportional. This shows that, when constituting a control system using the square root of the value obtained by subtracting the ratio of the output voltage effective value E _L 1 of the relative power supply voltage effective value E, corresponding to a wide range of power factor cosφ and the output voltage A stable and highly responsive control system can be configured.
[0024]
FIG. 4 shows the configuration of the control apparatus for an AC motor according to the present embodiment, which is indicated by

reference numerals

15a, 15b, 16a, 16b, and 17 in the configuration of the second embodiment shown in FIG. A configuration is added. 4, 15a is an adder that subtracts the detected voltage effective value equivalent signal v ^- rms from the power supply voltage equivalent signal Vsource, 15b is an adder that subtracts the voltage command value signal v ^* rms from the power supply voltage equivalent signal Vsource, and 16a and 16b are It is a square root calculator that calculates the square root of each output of the

adders

15a and 15b, 16a is a detected voltage effective value equivalent signal v ⁻ rms ′ after linearization, and 16b is a voltage command value signal v ^* rms after linearization. 'Is output.
[0025]
In terms of operation, the adder 15a and the square root calculator 16a add the detected voltage effective value equivalent signal v ^- rms to the detected voltage effective value equivalent signal v ^- rms', which is the vertical axis equivalent value of FIG. The voltage command value signal v ^* rms is converted into the voltage command value signal v ^* rms ′ by the unit 15b and the square root calculator 16b, and linearization is performed. The

adder

15a, 15b and the

square root calculators

16a, 16b constitute a linearization calculator 17, and the output of the detected voltage effective value equivalent signal v ^- rms 'and the voltage command value signal v ^* rms' is obtained. The voltage controller 18 is configured by the adder 8 and the control arithmetic unit 9 as in the previous embodiments. In this embodiment, since linearization as shown in FIG. 3 is performed, a control arithmetic unit having a positive gain is used. The present embodiment is obtained by adding control system linearization to the second embodiment. However, the present embodiment is not limited to this, and the same improvement can be added to the first embodiment. Needless to say. Further, in this embodiment, the linearization computing unit that performs linearization using the calculation formula shown on the vertical axis of the graph of FIG. 3 has been described, but other linearization methods such as using a lookup table are used. Of course, there are similar effects.
[0026]
As described above, in the present embodiment, the same effects as those in the first or second embodiment described above can be obtained, and further, the ignition angle α and the output shown in FIG. Since the linearization computing unit 17 that compensates for the non-linear characteristic of the voltage ratio is provided, a stable and highly responsive control system can be configured corresponding to a wide range of power factor and output voltage.
[0027]
Embodiment 4 FIG.
In the first to third embodiments so far, the configuration of the control device for the single-phase AC motor has been described, but a control device corresponding to a multi-phase AC motor can also be configured.
[0028]
FIG. 5 shows a configuration of the present embodiment in which the configuration of the control device for the AC motor shown in the first embodiment is applied to a three-phase AC motor. In FIG. 5, 1a and 2a are thyristors, 3 is a three-phase AC power supply (multi-phase AC power supply), 4 is a load, and is composed of a three-phase AC motor, for example, an induction motor. The

thyristors

1a and 2a are inserted in antiparallel between the U phase of the load (three-phase AC motor) 4 and the R phase of the AC power source 3, and the U phase of the load (three-phase AC motor) 4 and the AC power source. 3 R phase conduction is controlled. Similarly, thyristors 1b and 2b are inserted between the V phase of the load (three-phase AC motor) 4 and the W phase of the AC power supply 3, and the V phase of the load (three-phase AC motor) 4 and the S of the AC power supply 3 are inserted. The continuity between the phases is controlled, and the thyristors 1c and 2c are inserted between the W phase of the AC motor 4 and the T phase of the AC power source 3, and between the W phase of the load (three-phase AC motor) 4 and the T phase of the AC power source 3. To control the conduction.
[0029]
Reference numeral 5 denotes a power supply phase detector that generates a power supply synchronization signal Vsync synchronized with the voltage phase of the three-phase power supply 3, and reference numeral 6 denotes a detection voltage by detecting a voltage applied to each phase of the load (three-phase AC motor) 4. The signal v ⁻ (the flow of v ⁻ in FIG. 5 is represented by a single line, but is actually a set of three voltage detection signals representing the voltages of the U, V, and W phases). It is a voltage detector. 7 three-phase of the detected voltage v ^- subtracting the rms ^- the combined effective value equivalent signal v from ^- voltage effective value calculator for obtaining the rms, 8 is the voltage command value signal v ^* detecting the rms voltage effective value equivalent signal v And an adder 9 for outputting a voltage error signal verr, and a control arithmetic unit 9 for performing a control operation on the voltage error signal verr and outputting a firing angle command signal αref. The voltage effective value calculator 7, the adder 8 and the control A voltage controller 18 is configured by the arithmetic unit 9. Reference numeral 10 denotes a thyristor firing signal generating circuit that calls the

thyristors

1a, 2a, 1b, 2b, 1c, and 2c at a desired timing while referring to the power supply synchronization signal Vsync in accordance with the firing angle command signal αref.
[0030]
Since the present embodiment is configured as described above, the effective value of the three-phase AC applied to the three-phase AC motor 4 can be controlled to the desired value v ^* rms as in the first embodiment. The same effect as in the first embodiment can be obtained.
[0031]
In the present embodiment, the case where the configuration of the AC motor control device shown in the first embodiment is applied to a three-phase AC motor is shown. However, the present invention is not limited to this case, and the AC of the second and third embodiments is used. It goes without saying that the motor control device can be applied to a three-phase AC motor as well.
[0032]
【The invention's effect】
The present invention provides a control apparatus for an AC motor that controls an AC voltage applied to the AC motor by phase-controlling a separately excited semiconductor element connected between the AC power source and the AC motor. A separately excited semiconductor element driving means for driving the separately excited semiconductor element and a desired voltage value to be applied to the AC motor at a timing when the value of the phase angle of the voltage of the power supply coincides with the value of the firing angle. Voltage command value input means for inputting a voltage command value, voltage detection means for detecting an actual voltage value applied to the AC motor and outputting a detected voltage value, the voltage command value and the detected voltage value In comparison, if the voltage command value is greater than the detected voltage value, the value of the firing angle is decreased by an amount to compensate for the difference between the voltage command value and the detected voltage value, and the voltage command value is Is smaller than the detected voltage If stomach, a firing angle control means that outputs a firing angle command signal point for increasing the value of the amount corresponding to the firing angle to compensate for the difference between the voltage command value and the detected voltage value, the AC electric motor Current detecting means for detecting a current flowing through the output and outputting a detected current value; and a force for calculating a power factor angle of the AC motor from the detected current value detected and the detected voltage value detected by the voltage detecting means And a compensation means for compensating the firing angle by adding the power factor angle to the output of the firing angle of the firing angle control means. Since the control device of the AC motor that drives the separately excited semiconductor element using the value of the ignition angle specified by the ignition angle command signal output by the ignition angle control means, the load fluctuation is AC electric motor with large power factor fluctuation Respect also, it is possible to accurately control the alternating voltage effective value applied. Further, the power factor angle is added to the output of the ignition angle of the ignition angle control means, and the compensation means for compensating the ignition angle is provided, and when the ignition angle control means operates the ignition angle, Since the load power factor angle is calculated by detecting the current of the AC motor and the load power factor angle is added to compensate for the firing angle output, the voltage control response to fluctuations in the power factor angle is improved. It can be improved.
[0034]
Further, the firing angle control means is configured so that a non-linear rate of change in which the ratio between the voltage of the AC power supply and the detected voltage value changes as the firing angle changes is substantially proportional to the firing angle. A linearization calculation unit that performs linearization by converting to a linearized value and performs compensation based on the change rate with respect to the value of the detected voltage value input from the voltage detecting unit, and includes an ignition angle and a detected voltage Since the nonlinear characteristic with the ratio is compensated, a stable and highly responsive control system can be configured corresponding to a wide range of power factor and detection voltage.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing a configuration of a control device for an AC motor according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram showing a configuration of a control device for an AC motor according to Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 3 is an explanatory diagram showing that a calculation result obtained by a linearization calculator provided in the control device for an AC motor according to Embodiment 3 of the present invention is linearized.
FIG. 4 is a configuration diagram showing the configuration of a control device for an AC motor according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 5 is a configuration diagram illustrating a configuration of a control device for an AC motor according to Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional AC power adjustment circuit using a thyristor.
FIG. 7 is an explanatory diagram showing a waveform of a voltage applied to a load when the load is a resistive load.
FIG. 8 is an explanatory diagram showing the relationship between applied voltage and efficiency in a conventional three-phase induction motor.
FIG. 9 is a configuration diagram showing a configuration of a voltage control device of a conventional three-phase AC motor.
FIG. 10 is an explanatory diagram showing an applied voltage waveform and a load current waveform in the case of a conventional inductive load.
11 is an explanatory diagram showing the relationship between the firing angle at each power factor angle and the detected voltage ratio in the conventional voltage control apparatus of FIG. 6. FIG.
[Explanation of symbols]
1, 1a, 1b, 1c, 2, 2a, 2b, 2c thyristor, 3 (single-phase or multi-phase) AC power supply, 4 load, 5 power supply phase detector, 6 voltage detector, 7 voltage effective value calculation unit, 8 Adder, 9 Control calculator, 10 Thyristor firing signal generator, 11 Current detector, 12 Power factor calculator, 13 Adder, 15a Adder, 15b Adder, 16a Square root calculator, 16b Square root calculator, 17 linearization calculator, 18 voltage controller.

Claims

By controlling the phase of a separately-excited semiconductor element connected between an AC power source and an AC motor, the AC motor control device controls the AC voltage applied to the AC motor,
Separately excited semiconductor element driving means for driving the separately excited semiconductor element at a timing at which the value of the phase angle of the voltage of the AC power supply matches the value of the firing angle;
Voltage command value input means for inputting a voltage command value indicating a desired voltage value to be applied to the AC motor;
Voltage detection means for detecting an actual voltage value applied to the AC motor and outputting a detected voltage value;
When the voltage command value is compared with the detected voltage value and the voltage command value is greater than the detected voltage value, the firing angle is compensated for by compensating for the difference between the voltage command value and the detected voltage value. When the voltage command value is smaller than the detected voltage value by decreasing the value of the point, a point for increasing the firing angle value to compensate for the difference between the voltage command value and the detected voltage value. An ignition angle control means for outputting an arc angle command signal ;
Current detection means for detecting a current flowing through the AC motor and outputting a detected current value;
Power factor calculating means for calculating a power factor angle of the AC motor from the detected current value detected and the detected voltage value detected by the voltage detecting means;
Compensating means for compensating for the firing angle by adding the power factor angle to the output of the firing angle of the firing angle control means ,
The separately excited semiconductor element driving means drives the separately excited semiconductor element by using a value of the firing angle designated by the firing angle command signal output from the firing angle control means. AC motor control device.

The firing angle control means is
The nonlinear change rate in which the ratio between the voltage of the AC power supply and the detected voltage value changes with the change in the firing angle is linearized by converting to a linearized value approximately proportional to the firing angle. The control apparatus for an AC motor according to claim 1 , further comprising a linearization calculation unit that performs compensation based on the rate of change with respect to the value of the detected voltage value input from the voltage detection unit. .