JP4026419B2

JP4026419B2 - Capacitor charger

Info

Publication number: JP4026419B2
Application number: JP2002168100A
Authority: JP
Inventors: 康夫片岡; 寛材津
Original assignee: Meidensha Corp
Current assignee: Meidensha Corp
Priority date: 2002-06-10
Filing date: 2002-06-10
Publication date: 2007-12-26
Anticipated expiration: 2022-06-10
Also published as: JP2004015939A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、パルス電源などに備える電力用コンデンサを設定電圧まで繰り返し充電するためのコンデンサの充電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
パルスレーザ励起やパルスプラズマ発生、パルス脱硝装置等のパルス電源には、半導体スイッチと磁気スイッチになる可飽和トランスや可飽和リアクトルを組み合わせたものがある。
【０００３】
このパルス電源は、例えば、図５に示す構成にされる。高圧充電装置ＨＤＣによってコンデンサＣ₀を初期充電しておき、半導体スイッチＳＷのオンによってコンデンサＣ₀の電圧を可飽和リアクトルＳＩ₀を通してパルストランスＰＴの一次側に印加し、可飽和リアクトルＳＩ₀の飽和動作（磁気スイッチ動作）によりコンデンサＣ₀からパルストランスＰＴに放電させ、トランスＰＴの二次側に昇圧したパルス電流を発生させる。このパルス電流でコンデンサＣ₁を充電し、可飽和リアクトルＳＩ₁の飽和動作によりパルス圧縮した放電電流で次段のコンデンサＣ₂を充電し、さらに可飽和リアクトルＳＩ₂の飽和動作でパルス圧縮する。これらコンデンサと可飽和リアクトルの組として、最終段のコンデンサＣｎ（ピーキングコンデンサ）が高圧充電され、最終段の可飽和リアクトルＳＩｎの飽和動作により、負荷となるレーザ発振器ＬＨへ超短パルスを発生させる。
【０００４】
ここで、負荷に供給するエネルギーは、１０数ｋＶ〜数１０ｋＶで数１０ｎｓ〜２００ｎｓのパルスエネルギーが必要となる。そして、スイッチＳＷの長寿命化や信頼性の向上（ミスファイアーの撲滅）を図るため、サイラトロンに代わってＧＴＯサイリスタやＩＧＢＴ等の電力用半導体素子を用いる場合、そのパルス通電能力（耐電圧や高いｄｉ／ｄｔ）不足を補うため、図５のように磁気回路を併用して昇圧やパルス幅圧縮を行う。
【０００５】
この場合、コンデンサＣ₀の充電電圧としては、半導体スイッチＳＷの耐電圧の範囲内でできるだけ高くしたほうが初段のパルス幅が短くなり有利である。電力用半導体素子の耐電圧は、各種あるが、通常パルス電源に適用する場合は１２００Ｖ以上、なかでも３３００Ｖや４５００Ｖ耐圧などの高耐圧品を使用するケースが多い。それにともなって、コンデンサＣ₀の定格充電電圧としても、２０００Ｖ〜３０００Ｖ以上に設定する例が多い。
【０００６】
しかるに、充電器の入力電源になる商用の交流電源電圧は、３相２００Ｖｒｍｓが一般的なため、充電器の小型・軽量化のため、充電器の入力段トランスを省き、交流電源からダイレクトに３相全波整流する構成とする場合、昇圧動作が不可欠である。この他、コンデンサの充電器として求められる要件として、以下の項目が挙げられる。
【０００７】
（１）所定の時間内にコンデンサＣ₀の充電動作が完了すること。例えば、ｋＨ_Zオーダーの高い繰り返しパルス電源用では、許容される充電時間も極端に短いものが要求される。
【０００８】
（２）同一の充電電圧指令値に対して充電電圧の再現性は、例えば±０.１〜±０.５％以内が好ましく、高い分解能が要求される。
【０００９】
（３）コンデンサＣ₀の充電電圧は、広い範囲（例えば６０〜１００％）に対して優れた直線性をもつこと。
【００１０】
（４）交流電源の電圧変動などの外乱に対して、出力電圧等の特性が影響されないこと。
【００１１】
（５）電力変換効率が高いこと。
【００１２】
（６）装置が小型、軽量であること。
【００１３】
以上までの事情を考慮した充電装置としては、図６に示す主回路構成のものがある。交流電源を電源とする整流器と直流リアクトルとコンデンサ等により直流電源１が構成され、これを電圧形インバータ２、３の直流電源にする。
【００１４】
インバータ２、３は、パワートランジスタやＩＧＢＴ、ＧＴＯなどの半導体素子とダイオードの組みをスイッチＳ１〜Ｓ４、Ｓ５〜Ｓ８としてブリッジ接続した主回路構成にされ、パルス幅制御（又はパルス幅変調）した交流電力を共振用コンデンサ５、６と共振用リアクトル７、８の直列接続になるＬＣ共振回路で決まる共振周波数を持って出力する共振形にされる。
【００１５】
出力トランス９、１０は、それぞれインバータ２、３からの交流出力電圧不足を補うよう一定の昇圧比で昇圧する。整流回路１１、１２は、ダイオードブリッジ接続で構成され、トランス９、１０の出力をそれぞれ交流入力とし、その全波整流を行い、整流出力を並列接続してコンデンサＣ₀の充電出力を得る。
【００１６】
ここで、インバータ２はコンデンサＣ₀の初期充電用であり、インバータ３は充電電圧微調整用である。これらインバータ２、３は、図７に示すように、コンデンサＣ₀の初期充電にはインバータ２と３が同時に運転されてコンデンサＣ₀を設定電圧近くまで充電し、この後はインバータ２を止めて微調整用インバータ３の運転により設定電圧まで徐々に精度良く充電して行く。
【００１７】
なお、微調整用インバータ３は、初期充電用インバータ２に比べ、スイッチング周波数を高くし、１サイクル当たりの充電電圧が小さくなるように設計される。
【００１８】
図８は、図６の変形例を示し、２つのトランス９、１０に代えて、３巻線構成の１つのトランス１３を設け、その出力巻線には初期充電用インバータ２の出力に微調整用インバータ３の出力を重畳させ、１つの整流回路１４の出力によりコンデンサＣ₀の充電を行う。
【００１９】
以上に示した図６または図８の構成において、インバータ２、３を高周波化するのは、前記の（２）と（３）および（６）項への対策である。また、インバータ２、３を共振型としたのは、前記の（５）項への対策である。また、前記の（４）項についてはインバータ３の制御に際して、コンデンサＣ₀の充電電圧を検出値とするフィードバック制御を行う。
【００２０】
また、前記の（１）、（２）項に対しては充電初期には低い分解能で高出力かつ高速充電を行い、充電末期には高い分解能にするために低出力の低速充電に切換るなど充電速度を可変にする制御方式とする。この制御は、図６では共振周波数が低く１サイクル当たりの出力エネルギーが大きいインバータ２と、共振周波数が高く１サイクル当たりの出力エネルギーが小さいインバータ３とからなる２台のインバータを切換え、図７に示すように充電初期には２台で運転し、充電末期には微調整用インバータ３のみを運転する。また、図８に示す構成の場合、両インバータ２、３は同じ共振周波数と出力エネルギーを有する２台のインバータ２、３を組み合わせ、充電初期には共振周波数の同期をとって同位相で運転し、充電が進むに伴って双方の位相をずらして充電末期にはほとんど逆位相による運転をすることで充電速度を可変にする。この位相制御方式のベクトル図を図９に示す。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
マイクロプロセッサやメモリなどの超ＬＳＩ素子の製造に用いられるリソグラフィ機器においては、生産性のスループットを上げるため、その光源であるエキシマレーザの高い繰り返し運転が要求されてきている。この繰り返し周波数とコンデンサＣ₀の充電可能時間の関係は、単純に反比例しない。それは図１０に示す模式図のようになり、コンデンサＣ₀の繰り返し周波数を２ｋＨ_Zから４ｋＨ_Zに倍増させると、充電禁止期間（次ぎサイクルの充電電圧設定値の演算等に必要な時間）の存在により充電可能期間は１／３程度まで短縮されてしまい、充電装置の責務は厳しくなってくる。このため、従来の充電装置構成では、高い繰り返し動作を可能とするには、装置が大型化する。
【００２２】
この対策として、本願出願人は、高周波インバータと昇圧チョッパで構成した充電装置を既に提案している（特願２０００−８１７７）。この提案では、図１１に例を示すように、１台のインバータ２の出力をトランス９で昇圧し、この出力を整流回路１１で全波整流し、この整流出力でコンデンサＣ₀を充電するのに、チョッパ回路１５の制御でコンデンサ充電電圧を連続的に制御する。
【００２３】
しかし、この提案方式においても、電力変換のステージがインバータとチョッパ回路の２段縦列接続構成となるため、小型化には限界があった。
【００２４】
そこで、これらの問題を解決するために、本願出願人は、特願２００１−１４０１４において、図１２に示す充電器の装置を提案している。同図では、非絶縁形の昇圧チョッパ回路１６と全波整流器１７との間に半導体スイッチＱ₁を設け、負荷であるコンデンサＣ₀への充電動作終了後に、スイッチＱ₁をオフ制御し、コンデンサＣ₀を直流入力側から遮断させてパルス発生動作に影響を与えないようにしている。なお、リアクトルＬからコンデンサＣ₀への充電のための充電電流路はダイオードＤ₁の導通で形成する。
【００２５】
この方式では、装置の小型化のためにインバータ及びトランスを省略していて交流電源との絶縁がとれないことから、出力段のＰ側、Ｎ側とも非接地としている。それは充電器の入力は前記のように交流３相の２００Ｖをトランスレスで整流して直流入力部を作っているが、通常、３相のうち１相は接地されているため、Ｐ側，Ｎ側いずれかを接地すると二重接地になり、整流器１７が正常に動作しなくなるためである。
【００２６】
図１２の充電器構成において、負荷であるコンデンサＣ₀の両極が非接地であることは、図５に示すパルス電源の構成例では、パルストランスＰＴの箇所で絶縁されているのでパルス電源の負荷の一極が接地されていることが必要であっても、直接的には不都合はない。しかしながら、パルス電源の用途によっては、エキシマレーザほど高電圧を要求されないものもあり、数ｋＶクラスの場合は、パルストランスＰＴを使用しない方が小型化でき、かつコストも安くて済む。その場合は、図１２の充電器のＰ側、Ｎ側いずれかを接地することが必要になる。この場合には、特願２００１−１４０１４の方式は採用できない。
【００２７】
次に、さらなる高繰り返し化にともなう特願２００１−１４０１４の問題点を記す。この方式のベースとなっている昇圧チョッパ回路１６の動作は、入力側の直流電圧源からいったんリアクトルＬに電磁エネルギーの形でエネルギーを蓄積させ、その電磁エネルギーを今度は負荷であるＣ₀に移行させることで成り立っている。そのため、充電時間の短縮化には直流電圧を高くするか、リアクトルＬのインダクタンス値を下げるか、のいずれかである。どちらの方法が良いか回路シミュレータを用いて試作設計した結果を下表に示す。
【００２８】
【表１】

【００２９】
この試作設計では与えた充電条件（負荷静電容量、充電電圧、充電時間）に対して、直流入力電圧を２５０Ｖと７００Ｖの２種類について、必要なインダクタンス値、Ｌへのエネルギー蓄積が終了してＩＧＢＴ（Ｑ₁）をターンオフさせるときの遮断電流、運転効率から比較するものである。この結果から、明らかに直流入力電圧を高くした方が有利なことが分かる。なお、実際には運転効率は下表ほど差がでないよラに、２５０Ｖ入力ならば等価損失抵抗がもっと小さくなるようにＬの巻線の線径を太くしたり、Ｑ₁の並列個数を増やしたりするが、そうした対策は逆にコスト高になるから、直流入力電圧を上げた方がよいことに変わりはない。しかしながら、特願２００１−１４０１４の回路では、交流側の入力電圧は３相２００Ｖの場合、それを整流しても高々２５０Ｖ程度しか得られないという問題があった。
【００３０】
本発明の目的は、パルス発生回路のコンデンサの１極を接地した構成で、充電器さらにはパルス発生回路の小型化・軽量化・コスト低減を図って高速充電できるコンデンサの充電装置を提供することにある。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、前記の課題を解決するため、１相が接地された３相３線式の交流電源から、Ｖ結線のダイオード整流器またはＰＷＭコンバータにより、交流電源の接地相および電力用コンデンサの接地電極に対して正負の直流電圧出力を得、この直流電力から非絶縁形の昇圧チョッパ回路で昇圧して電力用コンデンサに充電電流を供給する構成、または、３相４線式で中性点が接地された交流電源から、ダイオード整流器またはＰＷＭコンバータにより、交流電源の中性点および電力用コンデンサの接地電極に対して正負の直流電圧出力を得、この直流電力から非絶縁形の昇圧チョッパ回路で昇圧して電力用コンデンサに充電電流を供給する構成としたもので、以下の構成を特徴とする。
【００３２】
（１）一方の電極を接地した電力用コンデンサを設定電圧まで繰り返し充電するためのコンデンサの充電装置であって、
３相３線式で１相が接地された交流電源を入力とし、４アーム方式のダイオード整流器またはＰＷＭコンバータ回路構成で整流・平滑し、前記交流電源の接地相および電力用コンデンサの接地電極に対して正負の直流電圧出力を得るコンバータ部と、
前記コンバータ部の正負の直流出力でリアクトルに短絡電流を流す第１の半導体スイッチを有し、この半導体スイッチのオフ制御で該リアクトルから電力用コンデンサへの充電電流路形成用ダイオードを通して電力用コンデンサに昇圧した充電電流を供給する非絶縁形の昇圧チョッパ回路とを備えたことを特徴とする。
【００３５】
（２）前記昇圧チョッパ回路は、前記電力用コンデンサの充電動作後に前記コンバータ部との間を遮断する第２の半導体スイッチを備え、
電力用コンデンサの充電動作開始前の残留電圧Ｅ₀₀、前記コンバータ部の出力電圧Ｅ_in、電力用コンデンサの充電電圧目標値Ｅ₀＊、電力用コンデンサの容量Ｃ₀、前記リアクトルのインダクタンスＬから、下記の式、
【００３６】
【数５】

【００３７】
または、移行効率ηを含めた、
【００３８】
【数６】

【００３９】
に従って前記第１の半導体スイッチ及び第２の半導体スイッチの導通時間ｔ_onを制御する手段を備えたことを特徴とする。
【００４０】
（３）前記昇圧チョッパ回路は、前記電力用コンデンサの充電動作後に前記コンバータ部との間を遮断する第２の半導体スイッチを備え、
電力用コンデンサの充電動作開始前の残留電圧Ｅ₀₀、電力用コンデンサの充電電圧目標値Ｅ₀＊、電力用コンデンサの容量Ｃ₀、前記リアクトルのインダクタンスＬから、下記の式、
【００４１】
【数７】

【００４２】
または、移行効率ηを含めた、
【００４３】
【数８】

【００４４】
に前記昇圧チョッパ回路のインダクタンスの短絡電流Ｉが一致するときに前記第１の半導体スイッチ及び第２の半導体スイッチをターンオフ制御する手段を備えたことを特徴とする。
【００４５】
（４）前記リアクトルに蓄える電磁エネルギーが前記電力用コンデンサを目標電圧まで充電するよりも若干多めになるよう前記導通時間ｔ_onまたは短絡電流Ｉを設定しておき、電力用コンデンサの電圧検出値が前記目標値に一致したときに、前記第２の半導体スイッチはオフ制御し、前記第１の半導体スイッチはオン制御のままにして、前記リアクトルに残留する電磁エネルギーを回路損失で吸収する手段を備えたことを特徴とする。
【００４６】
【発明の実施の形態】
図１〜図４は、本発明の実施形態１〜４を示す主回路結線図であり、コンデンサＣ₀の両端電極のいずれか１極を接地し、３相２００Ｖ系列の交流入力にも高速充電するのに必要な高圧充電電圧を得るものである。
【００４７】
図１と図２は、３相３線式の交流入力で１相が接地された電源に適用する場合であり、いずれも、図１２の全波整流器１７に代えて、接地相に対して正負の直流出力を得るＶ結線（４アーム方式）のコンバータ１８または１９を設け、この接地相をコンデンサＣ０の片方の極（図示ではＮ極）にダイレクトに結線している。
【００４８】
また、図３と図４は３相４線式で中性点が接地された交流入力の電源に適用する場合であり、接地された交流電源の中性点に対して正負の直流出力を得るコンバータ２０または２１を設け、コンデンサＣ₀の片方の極（図示ではＮ極）を接地相と同電位にしている。
【００４９】
また、図１と図２および図３と図４の違いは、コンバータ１８、２０をダイオード整流器とするのに対して、コンバータ１９、２１をＰＷＭコンバータとする点にある。
【００５０】
充電装置の基本動作としては、コンバータ１８〜２１の直流出力を電源として半導体スイッチＱ₁，Ｑ₂の同時オン制御で昇圧チョッパ回路１６のリアクトルＬに電磁エネルギーとして蓄積し、半導体スイッチＱ₁，Ｑ₂の同時オフ制御でリアクトルＬ→ダイオードＤ₂→コンデンサＣ₀→ダイオードＤ₁の経路でコンデンサＣ₀を充電する。
【００５１】
また、コンデンサＣ₀の充電電圧制御には、半導体スイッチＱ₁，Ｑ₂の導通時間制御またはリアクトルＬに流す電流Ｉの制御でなされる。これら制御は、充電動作開始前のコンデンサＣ₀の残留電圧Ｅ₀₀、コンバータ出力電圧（直流電圧）Ｅ_in、充電電圧目標値Ｅ₀＊、半導体スイッチＱ₁，Ｑ₂をターンオフさせる直前のリアクトルＬの電流Ｉ、コンデンサＣ₀の容量をＣ₀、リアクトルＬのインダクタンスをＬとして、回路損失を０とした場合、以下の関係式で表すことができる。
【００５２】
【数９】

【００５３】
上記の関係式から、半導体スイッチＱ₁，Ｑ₂の導通時間ｔ_onを決定する。また、半導体スイッチＱ₁，Ｑ₂の導通時間ｔ_onを決定する代わりに、上記の式に示すリアクトルＬに流す電流値Ｉを計算しておき、半導体スイッチＱ₁，Ｑ₂を導通させてリアクトルＬに流れる電流をセンサで検出し、目標の電流値Ｉに達したときに半導体スイッチＱ₁，Ｑ₂をターンオフさせる。
【００５４】
実際には、回路損失や半導体スイッチのターンオン・ターンオフ時間を考慮し、コンデンサＣ₀へのエネルギー移行効率η（おおよそ０.８５〜０.９５）を含めた以下の関係式から半導体スイッチＱ₁，Ｑ₂の導通時間ｔ_on制御またはリアクトルＬの電流Ｉの検出から半導体スイッチＱ₁，Ｑ₂をターンオフ制御する。
【００５５】
【数１０】

【００５６】
上記のいずれの制御方式にしても、回路損失を正確に予測することは難しいため、コンデンサＣ₀の充電電圧目標値に完全に合致させた高精度の充電電圧制御が困難となる。そこで、図１〜図４中に示すように、リアクトルＬの電磁エネルギーの全てをコンデンサＣ₀の充電電流に充てるのに代えて、コンデンサＣ₀の充電電圧が目標電圧に達したときに、リアクトルＬに残留する電磁エネルギーを半導体スイッチＱ₂を通して回路損失として吸収することで高精度の充電電圧制御が可能となる。
【００５７】
この充電制御には、図１〜図４に示すように、リアクトルＬに残留する電磁エネルギーを半導体スイッチＱ₂からダイオードＤ₁を介してリアクトルＬに循環させるためのダイオードＤ₃を設けておく。また、リアクトルＬに蓄える電磁エネルギーは回路損失見込み分よりも若干多めになるように半導体スイッチＱ₁，Ｑ₂の導通時間もしくはリアクトルＬの電流値Ｉを設定する。そして、リアクトルＬからコンデンサＣ₀へのエネルギー移行中に、コンデンサＣ₀電圧が目標値に達した（電圧センサで検出）とき、半導体スイッチＱ₁はオフのまま、半導体スイッチＱ₂のみを導通させ、リアクトルＬの残留エネルギーをＬ→Ｑ₂→Ｄ₃→Ｄ₁のループで電流を循環させることにより、コンデンサＣ₀の充電をストップさせる。
【００５８】
なお、リアクトルＬに残留する電磁エネルギーは、リアクトルＬや半導体スイッチＱ₂に内在する損失分で吸収させて、もしくはダイオードＤ₃に直列に介挿する抵抗器によって吸収させて、次の充電サイクルまでに消滅させる。
【００５９】
なお、図２と図４では、コンバータ部１９、２１をＰＷＭコンバータとしている。これらＰＷＭコンバータ方式の場合、図１または図３のダイオード整流器に較べて、直流電圧を高く設定でき、高速充電に適する。また、交流入力電圧の変動に拘わらず、直流電圧を一定電圧に制御できるため、半導体スイッチＱ₁，Ｑ₂の導通時間もしくはリアクトルＬの電流値Ｉを計算する際の入力パラメータである直流電圧Ｅ_inが定数となるため演算が簡単になり、より高速な充電に適する。また、交流入力電流の高調波も抑制できるという利点もある。ただし、交流入力ラインにリアクトルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗが必要なこと、自己消弧素子が４〜６アーム分必要なため、ゲート駆動回路も必要で、コスト的に不利である。したがって、交流入力電圧が４００Ｖ系で、高速充電がそれほど厳しく求められない用途では、図１または図３の回路が適する。
【００６０】
なお、各実施形態では、コンデンサＣ₀のＮ極側を接地する場合を示すが、Ｐ極側を接地する構成にして同等の作用効果を得ることができる。
【００６１】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明によれば、図１〜図４の回路構成とすることで、交流入力が１相接地の３相３線式の２００Ｖ／４００Ｖ系、もしくは中性点接地の３相４線式の２００Ｖ／４００Ｖ系においても．充電装置に変圧器を使用せずに負荷コンデンサの１極を接地でき、これによりコンデンサに蓄えられた電荷をエネルギー源とするパルス発生器が昇圧を必要としない場合においては、パルストランスで絶縁をとる必要がなくなり、パルス発生器を小型・軽量化、さらにコストを下げることができる。
【００６２】
また、充電装置の入力部のＡＣ／ＤＣ変換部にＰＷＭコンバータを採用した回路においては、直流電圧部が昇圧されるため、昇圧チョッパ回路の責務が軽減され、これにより昇圧チョッパ回路部分の小型・軽量化、コスト低減に効果がある。さらに、直流電圧部は昇圧されると同時に定電圧に制御されるため、充電量の演算に際して、直流入力電圧を定数として扱えるため演算が容易になる。このため、充電量を制御するための演算時間のオーバーヘッド部分が縮減されるため、充電動作に割り当てる時間が増大して昇圧チョッパの責務が軽減され、さらにこの回路部分の小型・軽量化、コスト低減に効果をもたらす。また、充電電圧の精度も向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１を示すコンデンサの充電装置の主回路結線図。
【図２】本発明の実施形態２を示すコンデンサの充電装置の主回路結線図。
【図３】本発明の実施形態３を示すコンデンサの充電装置の主回路結線図。
【図４】本発明の実施形態４を示すコンデンサの充電装置の主回路結線図。
【図５】パルス電源の構成例。
【図６】従来のコンデンサ充電装置（その１）。
【図７】２台のインバータによる充電特性。
【図８】従来のコンデンサ充電装置（その２）。
【図９】従来装置の位相制御方式の動作説明図。
【図１０】高繰り返しになるほど充電可能な時間が短くなることの説明図。
【図１１】従来のコンデンサ充電装置（その３）。
【図１２】従来のコンデンサ充電装置（その４）。
【符号の説明】
１６…昇圧チョッパ回路
１７…整流回路
１８…ダイオード整流器構成のＶ結線コンバータ
１９…ＰＷＭ構成のＶ結線コンバータ
２０…ダイオード整流器構成のコンバータ
２１…ＰＷＭ構成のコンバータ
Ｃ₀…電力用コンデンサ
Ｌ…リアクトル
Ｑ₁，Ｑ₂…半導体スイッチ
Ｄ₁〜Ｄ₃…ダイオード[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a capacitor charging device for repeatedly charging a power capacitor provided in a pulse power source or the like up to a set voltage.
[0002]
[Prior art]
Some pulse power sources for pulse laser excitation, pulse plasma generation, pulse denitration devices, etc., combine a semiconductor switch and a saturable transformer or a saturable reactor that become a magnetic switch.
[0003]
This pulse power supply is configured, for example, as shown in FIG. The capacitor C ₀ is initially charged by the high-voltage charger HDC, and the voltage of the capacitor C ₀ is applied to the primary side of the pulse transformer PT through the saturable reactor SI ₀ by turning on the semiconductor switch SW, so that the saturable reactor SI ₀ is saturated. By the operation (magnetic switch operation), the capacitor C ₀ is discharged to the pulse transformer PT, and a boosted pulse current is generated on the secondary side of the transformer PT. The capacitor C ₁ is charged with this pulse current, the capacitor C ₂ in the next stage is charged with the discharge current pulse-compressed by the saturation operation of the saturable reactor SI ₁ , and further pulse-compressed with the saturation operation of the saturable reactor SI ₂ . As a set of these capacitors and a saturable reactor, a capacitor Cn (peaking capacitor) in the final stage is charged with a high voltage, and an ultrashort pulse is generated in the laser oscillator LH serving as a load by the saturation operation of the saturable reactor SIn in the final stage.
[0004]
Here, the energy supplied to the load requires pulse energy of several tens ns to 200 ns at 10 tens kV to tens kV. In order to extend the life of the switch SW and improve the reliability (eradication of misfire), when a power semiconductor element such as a GTO thyristor or IGBT is used in place of the thyratron, its pulse energization capability (withstand voltage or high voltage) In order to compensate for the shortage of di / dt), boosting and pulse width compression are performed using a magnetic circuit as shown in FIG.
[0005]
In this case, it is advantageous to increase the charging voltage of the capacitor C ₀ as much as possible within the withstand voltage range of the semiconductor switch SW because the pulse width of the first stage is shortened. There are various withstand voltages of power semiconductor elements, but when applied to a normal pulse power supply, 1200V or more, and in particular, high withstand voltage products such as 3300V or 4500V withstand voltage are often used. Accordingly, there are many examples in which the rated charging voltage of the capacitor C ₀ is set to 2000 V to 3000 V or more.
[0006]
However, since the commercial AC power supply voltage used as the charger's input power is generally three-phase 200 Vrms, the charger input stage transformer is omitted to reduce the size and weight of the charger. When the phase full-wave rectification is adopted, the boosting operation is indispensable. In addition, the following items are listed as requirements for a capacitor charger.
[0007]
(1) The charging operation of the capacitor C ₀ is completed within a predetermined time. For example, in a high repetition pulse power supply of kH _Z-order, shorter extreme even charged time allowed is required.
[0008]
(2) The reproducibility of the charging voltage with respect to the same charging voltage command value is preferably within ± 0.1 to ± 0.5%, for example, and high resolution is required.
[0009]
(3) The charging voltage of the capacitor C ₀ has excellent linearity over a wide range (for example, 60 to 100%).
[0010]
(4) The characteristics such as the output voltage are not affected by disturbance such as voltage fluctuation of the AC power supply.
[0011]
(5) High power conversion efficiency.
[0012]
(6) The apparatus is small and light.
[0013]
As a charging device considering the above circumstances, there is a main circuit configuration shown in FIG. A DC power source 1 is constituted by a rectifier, an AC reactor, a DC reactor, a capacitor, and the like. The voltage source inverters 2 and 3 are used as DC power sources.
[0014]
Inverters 2 and 3 have a main circuit configuration in which a combination of a semiconductor element such as a power transistor, IGBT, and GTO and a diode is bridge-connected as switches S1 to S4 and S5 to S8, and pulse width controlled (or pulse width modulated) AC The resonance type is such that electric power is output with a resonance frequency determined by an LC resonance circuit in which

resonance capacitors

5 and 6 and resonance reactors 7 and 8 are connected in series.
[0015]
The

output transformers

9 and 10 step up with a constant step-up ratio so as to compensate for the shortage of the AC output voltage from the inverters 2 and 3, respectively. The rectifier circuits 11 and 12 are configured by diode bridge connection, and the outputs of the

transformers

9 and 10 are AC input, respectively, perform full-wave rectification, and the rectified outputs are connected in parallel to obtain the charge output of the capacitor C ₀ .
[0016]
Here, the inverter 2 is for initial charging of the capacitor C ₀ , and the inverter 3 is for fine adjustment of the charging voltage. These inverters 2 and 3, as shown in FIG. 7, the initial charging of the capacitor C ₀ is operated and the inverter 2 3 simultaneously charged to the set voltage near the capacitor C _0, the later stop the inverter 2 By the operation of the fine adjustment inverter 3, the battery is gradually and accurately charged to the set voltage.
[0017]
The fine adjustment inverter 3 is designed to have a higher switching frequency and a smaller charge voltage per cycle than the initial charge inverter 2.
[0018]
FIG. 8 shows a modification of FIG. 6. One transformer 13 having a three-winding configuration is provided in place of the two

transformers

9 and 10, and the output winding is finely adjusted to the output of the initial charging inverter 2. The output of the inverter 3 is superimposed and the capacitor C ₀ is charged by the output of one rectifier circuit 14.
[0019]
In the configuration of FIG. 6 or FIG. 8 described above, the frequency of the inverters 2 and 3 is increased as a countermeasure to the above items (2), (3), and (6). Moreover, the reason why the inverters 2 and 3 are of the resonance type is a countermeasure to the above item (5). As for the item (4), when the inverter 3 is controlled, feedback control is performed using the charging voltage of the capacitor C ₀ as a detected value.
[0020]
For the above items (1) and (2), high output and high speed charging are performed at a low resolution at the beginning of charging, and switching to low power low speed charging is performed at the end of charging to achieve high resolution. Use a control method that makes the charging speed variable. This control is performed by switching between two inverters consisting of an inverter 2 having a low resonance frequency and a large output energy per cycle in FIG. 6 and an inverter 3 having a high resonance frequency and a small output energy per cycle. As shown, two units are operated at the beginning of charging, and only the fine adjustment inverter 3 is operated at the end of charging. In the case of the configuration shown in FIG. 8, both inverters 2 and 3 combine two inverters 2 and 3 having the same resonance frequency and output energy, and operate at the same phase by synchronizing the resonance frequency at the initial stage of charging. As charging progresses, both phases are shifted, and the charging speed is made variable by operating in the opposite phase almost at the end of charging. A vector diagram of this phase control method is shown in FIG.
[0021]
[Problems to be solved by the invention]
In lithography equipment used for manufacturing VLSI elements such as microprocessors and memories, high repetition operation of an excimer laser, which is a light source thereof, has been demanded in order to increase productivity throughput. The charging time of the relationship between the repetition frequency and the capacitor C ₀ is not simply inversely proportional. It would be schematically illustrated in FIG. 10, the presence of the doubles the repetition frequency of the capacitor C ₀ from 2KH _Z to 4kH _Z, (time required for operations such as charging voltage set value of the next cycle) charge inhibit period As a result, the chargeable period is shortened to about 1/3, and the duty of the charging device becomes severe. For this reason, in the conventional charging device structure, in order to enable high repetitive operation, the device becomes large.
[0022]
As a countermeasure, the applicant of the present application has already proposed a charging device composed of a high-frequency inverter and a step-up chopper (Japanese Patent Application No. 2000-8177). In this proposal, as shown in an example in FIG. 11, the output of one inverter 2 is boosted by a transformer 9, this output is full-wave rectified by a rectifier circuit 11, and the capacitor C ₀ is charged by this rectified output. In addition, the capacitor charging voltage is continuously controlled by the control of the chopper circuit 15.
[0023]
However, even in this proposed method, the power conversion stage has a two-stage cascade connection configuration of an inverter and a chopper circuit, so there is a limit to downsizing.
[0024]
Therefore, in order to solve these problems, the applicant of the present application has proposed a charger device shown in FIG. 12 in Japanese Patent Application No. 2001-14014. In the figure, a semiconductor switch Q ₁ is provided between the non-insulated step-up chopper circuit 16 and the full-wave rectifier 17, and after the charging operation to the capacitor C _{0 as} a load is completed, the switch Q ₁ is controlled to be off. C ₀ is cut off from the DC input side so as not to affect the pulse generation operation. A charging current path for charging the reactor L to the capacitor C ₀ is formed by conduction of the diode D ₁ .
[0025]
In this system, since the inverter and the transformer are omitted for miniaturization of the apparatus and insulation from the AC power supply cannot be obtained, the P side and the N side of the output stage are not grounded. As described above, the input of the charger is made by rectifying 200V of AC three-phase without a transformer as described above to make a DC input part. Usually, one of the three phases is grounded, so the P side, N This is because if either side is grounded, double grounding occurs and the rectifier 17 does not operate normally.
[0026]
In the charger configuration of FIG. 12, the fact that both poles of the capacitor C _{0 as} the load are not grounded is insulated at the location of the pulse transformer PT in the configuration example of the pulse power source shown in FIG. Even if one pole needs to be grounded, there is no direct disadvantage. However, depending on the application of the pulse power supply, there is a pulse voltage that is not required to be as high as that of an excimer laser. In the case of several kV class, the pulse transformer PT can be downsized and the cost can be reduced. In that case, it is necessary to ground either the P side or the N side of the charger in FIG. In this case, the method of Japanese Patent Application No. 2001-14014 cannot be adopted.
[0027]
Next, problems of Japanese Patent Application No. 2001-14014 accompanying higher repetition will be described. The operation of the step-up chopper circuit 16 which is the base of this system is to temporarily store energy in the form of electromagnetic energy from the DC voltage source on the input side into the reactor L, and this electromagnetic energy is now transferred to C ₀ which is a load. It is made up of. Therefore, to shorten the charging time, either the DC voltage is increased or the inductance value of the reactor L is decreased. The table below shows the results of trial design using a circuit simulator to determine which method is better.
[0028]
[Table 1]

[0029]
In this prototype design, with respect to the given charging conditions (load capacitance, charging voltage, charging time), the required inductance value and energy accumulation in L have been completed for two types of DC input voltages of 250V and 700V. The comparison is made based on the cutoff current and the operation efficiency when the IGBT (Q ₁ ) is turned off. This result clearly shows that it is advantageous to increase the DC input voltage. Actually, the operation efficiency in the I La no difference appears as the following table, or thicker wire diameter of the windings of the L, as if 250V input equivalent loss resistance becomes even smaller, increasing the parallel number for Q ₁ However, since such measures are costly, it is still better to increase the DC input voltage. However, in the circuit of Japanese Patent Application No. 2001-14014, when the input voltage on the AC side is three-phase 200V, there is a problem that only about 250V can be obtained even if it is rectified.
[0030]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a capacitor charging device that can charge at high speed by reducing the size, weight, and cost of a charger and further a pulse generation circuit with a configuration in which one pole of a capacitor of the pulse generation circuit is grounded. It is in.
[0031]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problems, the present invention provides a ground phase of an AC power source and a ground electrode of a power capacitor by using a V-connected diode rectifier or a PWM converter from a three-phase three-wire AC power source with one phase grounded. A positive or negative DC voltage output is obtained, and this DC power is boosted by a non-insulated boost chopper circuit to supply a charging current to the power capacitor, or the neutral point is grounded in a three-phase four-wire system A positive or negative DC voltage output is obtained from the AC power supply to the neutral point of the AC power supply and the ground electrode of the power capacitor by a diode rectifier or PWM converter, and the DC power is boosted by a non-insulated boost chopper circuit. Thus, the charging current is supplied to the power capacitor, which has the following configuration.
[0032]
(1) A capacitor charging device for repeatedly charging a power capacitor with one electrode grounded to a set voltage,
AC power supply with one phase grounded in a three-phase three-wire system is input, rectified and smoothed with a 4-arm type diode rectifier or PWM converter circuit configuration, to the ground phase of the AC power supply and the ground electrode of the power capacitor Converter unit to obtain positive and negative DC voltage output,
A first semiconductor switch that causes a short-circuit current to flow through a reactor with positive and negative DC outputs of the converter unit, and by turning off the semiconductor switch, a charging current path forming diode from the reactor to the power capacitor is passed to the power capacitor. And a non-insulated boost chopper circuit for supplying a boosted charging current.
[0035]
( 2 ) The step-up chopper circuit includes a second semiconductor switch that disconnects from the converter unit after the power capacitor is charged.
From the residual voltage E ₀₀ before starting the charging operation of the power capacitor, the output voltage E _{in of} the converter unit, the charging voltage target value E ₀ * of the power capacitor, the capacitance C ₀ of the power capacitor, and the inductance L of the reactor, The following formula,
[0036]
[Equation 5]

[0037]
Or, including the transition efficiency η
[0038]
[Formula 6]

[0039]
According to the invention, there is provided means for controlling a conduction time t _on of the first semiconductor switch and the second semiconductor switch .
[0040]
( 3 ) The step-up chopper circuit includes a second semiconductor switch that disconnects from the converter unit after the power capacitor is charged.
From the residual voltage E ₀₀ before starting the charging operation of the power capacitor, the charging voltage target value E ₀ * of the power capacitor, the capacitance C ₀ of the power capacitor, and the inductance L of the reactor,
[0041]
[Expression 7]

[0042]
Or, including the transition efficiency η
[0043]
[Equation 8]

[0044]
And a means for turning off the first semiconductor switch and the second semiconductor switch when the short circuit current I of the inductance of the step-up chopper circuit matches.
[0045]
( 4 ) The conduction time t _on or the short circuit current I is set so that the electromagnetic energy stored in the reactor is slightly larger than charging the power capacitor to the target voltage, and the voltage detection value of the power capacitor is When the target value is reached, the second semiconductor switch is controlled to be off, and the first semiconductor switch is left on, and electromagnetic energy remaining in the reactor is absorbed by circuit loss. It is characterized by that.
[0046]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
1 to 4 are main circuit connection diagrams showing Embodiments 1 to 4 of the present invention, in which any one of both end electrodes of the capacitor C ₀ is grounded, and high-speed charging is also performed for a three-phase 200 V series AC input. The high-voltage charging voltage necessary for this is obtained.
[0047]
1 and 2 show a case where the power supply is applied to a power source in which one phase is grounded by a three-phase three-wire AC input, and both are positive or negative with respect to the ground phase instead of the full-wave rectifier 17 in FIG. A V-connection (4-arm type)

converter

18 or 19 for obtaining a direct current output is provided, and this ground phase is directly connected to one pole (N pole in the figure) of the capacitor C0.
[0048]
FIGS. 3 and 4 show a case where the three-phase four-wire system is applied to an AC input power source having a neutral point grounded, and positive and negative DC outputs are obtained with respect to the neutral point of the grounded AC power source.

Converter

20 or 21 is provided, and one pole (N pole in the figure) of capacitor C ₀ is set to the same potential as the ground phase.
[0049]
Further, the difference between FIGS. 1 and 2 and FIGS. 3 and 4 is that the

converters

18 and 20 are diode rectifiers, whereas the

converters

19 and 21 are PWM converters.
[0050]
The basic operation of the charging device, and accumulate in the reactor L of boost chopper circuit 16 simultaneously on the control of the semiconductor switches Q _1, Q ₂ the DC output of the converter 18 to 21 as a power supply as the electromagnetic energy, the semiconductor switches Q _1, Q _In the simultaneous OFF control of ₂ , the capacitor C ₀ is charged through the path of the reactor L → the diode D ₂ → the capacitor C ₀ → the diode D ₁ .
[0051]
The charging voltage of the capacitor C ₀ is controlled by controlling the conduction time of the semiconductor switches Q ₁ and Q ₂ or controlling the current I flowing through the reactor L. These controls include the residual voltage E ₀₀ of the capacitor C ₀ before starting the charging operation, the converter output voltage (DC voltage) E _in , the charging voltage target value E ₀ *, and the reactor L just before turning off the semiconductor switches Q ₁ and Q _2. Current I, the capacitance of the capacitor C ₀ is C ₀ , the inductance of the reactor L is L, and the circuit loss is 0, it can be expressed by the following relational expression.
[0052]
[Equation 9]

[0053]
From the above relational expression, the conduction time t _on of the semiconductor switches Q ₁ and Q ₂ is determined. Further, instead of determining the conduction time t _on of the semiconductor switches Q ₁ and Q ₂ , the current value I flowing through the reactor L shown in the above formula is calculated, and the semiconductor switches Q ₁ and Q ₂ are made conductive to react. The current flowing through L is detected by a sensor, and when the target current value I is reached, the semiconductor switches Q ₁ and Q ₂ are turned off.
[0054]
Actually, the semiconductor switch Q ₁ , from the following relational expression including the energy transfer efficiency η (approximately 0.85 to 0.95) to the capacitor C _{0 in} consideration of the circuit loss and the turn-on / turn-off time of the semiconductor switch. The semiconductor switches Q ₁ and Q ₂ are turned off based _on the conduction time t _on control of Q ₂ or the detection of the current I of the reactor L.
[0055]
[Expression 10]

[0056]
In any control method described above, it is difficult to predict the circuit loss accurately, high-precision charge voltage control of the fully is matched to the charging voltage target value of the capacitor C ₀ is difficult. Therefore, as shown in FIGS. 1 to 4, all of the electromagnetic energy of the reactor L in place of devote to the charging current of the capacitor C _0, when the charging voltage of the capacitor C ₀ is reached the target voltage, reactor precision charge voltage control by absorbing a circuit loss of electromagnetic energy through the semiconductor switch Q ₂ to which remaining L becomes possible.
[0057]
This charging control, as shown in FIGS. 1 to 4, preferably provided a diode D ₃ for circulating the electromagnetic energy from the semiconductor switch Q ₂ in the reactor L through the diode D ₁ remaining in the reactor L. Further, the conduction time of the semiconductor switches Q ₁ and Q ₂ or the current value I of the reactor L is set so that the electromagnetic energy stored in the reactor L is slightly larger than the expected circuit loss. During the energy transfer from the reactor L to the capacitor C ₀ , when the voltage of the capacitor C ₀ reaches the target value (detected by a voltage sensor), the semiconductor switch Q ₁ remains off and only the semiconductor switch Q ₂ is turned on. The current in the reactor L is circulated through a loop of L → Q ₂ → D ₃ → D ₁ to stop the charging of the capacitor C ₀ .
[0058]
The electromagnetic energy remaining in the reactor L is absorbed by the loss inherent in the reactor L and the semiconductor switches Q _2, or a diode D ₃ is absorbed by resistor that interposed in series, until the next charging cycle To disappear.
[0059]
2 and 4, the

converter units

19 and 21 are PWM converters. In the case of these PWM converter systems, the DC voltage can be set higher than that of the diode rectifier of FIG. 1 or FIG. 3, which is suitable for high-speed charging. Further, since the DC voltage can be controlled to a constant voltage regardless of the fluctuation of the AC input voltage, the DC voltage E, which is an input parameter when calculating the conduction time of the semiconductor switches Q ₁ and Q ₂ or the current value I of the reactor L, is obtained. _{Since in} is a constant, the calculation is simple and suitable for faster charging. There is also an advantage that harmonics of the AC input current can be suppressed. However, since the reactors Lu, Lv, and Lw are required for the AC input line and the self-extinguishing elements are required for 4 to 6 arms, a gate driving circuit is also necessary, which is disadvantageous in terms of cost. Therefore, the circuit shown in FIG. 1 or FIG. 3 is suitable for applications where the AC input voltage is 400V and high-speed charging is not so demanding.
[0060]
In each embodiment, the case where the N pole side of the capacitor C ₀ is grounded is shown. However, the same effect can be obtained by grounding the P pole side.
[0061]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, by adopting the circuit configurations of FIGS. 1 to 4, a three-phase three-wire 200V / 400V system in which the AC input is one-phase grounding, or a three-phase neutral point grounding. Even in a 4-wire 200V / 400V system. If one of the load capacitors can be grounded without using a transformer in the charging device, and the pulse generator that uses the electric charge stored in the capacitor as an energy source does not require boosting, the pulse transformer should be insulated. Therefore, the pulse generator can be reduced in size and weight, and the cost can be reduced.
[0062]
In addition, in a circuit that employs a PWM converter for the AC / DC conversion unit of the input unit of the charging device, the DC voltage unit is boosted, thereby reducing the duty of the boost chopper circuit, thereby reducing the size of the boost chopper circuit part. Effective for weight reduction and cost reduction. Further, since the DC voltage unit is boosted and controlled to a constant voltage at the same time, the DC input voltage can be handled as a constant when calculating the amount of charge, so that the calculation becomes easy. For this reason, the overhead part of the calculation time for controlling the charge amount is reduced, so that the time allocated to the charging operation is increased, the duty of the boost chopper is reduced, and further, the circuit part is reduced in size and weight, and the cost is reduced. Has an effect. In addition, the accuracy of the charging voltage is improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a main circuit connection diagram of a capacitor charging device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a main circuit connection diagram of a capacitor charging device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a main circuit connection diagram of a capacitor charging apparatus according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a main circuit connection diagram of a capacitor charging device according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 5 shows a configuration example of a pulse power supply.
FIG. 6 shows a conventional capacitor charging device (part 1).
FIG. 7 shows the charging characteristics of two inverters.
FIG. 8 shows a conventional capacitor charging device (part 2).
FIG. 9 is an operation explanatory diagram of a phase control method of a conventional apparatus.
FIG. 10 is an explanatory diagram showing that the chargeable time becomes shorter as the repetition rate becomes higher.
FIG. 11 shows a conventional capacitor charging device (part 3).
FIG. 12 shows a conventional capacitor charging device (part 4).
[Explanation of symbols]
16 ... step-up chopper circuit 17 ... rectifying circuit 18 ... diode rectifier arrangement of V connection converter 19 ... V connection Converter PWM configuration 20 ... diode rectifier configuration capacitors of the converter 21 ... converter C ₀ ... power of the PWM configuration L ... reactor Q ₁ , Q ₂ ... semiconductor switches D _{1 to} D ₃ ... diodes

Claims

A capacitor charging device for repeatedly charging a power capacitor with one electrode grounded to a set voltage,
AC power supply with one phase grounded in a three-phase three-wire system is input, rectified and smoothed with a 4-arm type diode rectifier or PWM converter circuit configuration, to the ground phase of the AC power supply and the ground electrode of the power capacitor Converter unit to obtain positive and negative DC voltage output,
A first semiconductor switch that causes a short-circuit current to flow through a reactor with positive and negative DC outputs of the converter unit, and by turning off the semiconductor switch, a charging current path forming diode from the reactor to the power capacitor is passed to the power capacitor. A capacitor charging apparatus comprising: a non-insulated boost chopper circuit that supplies a boosted charging current.

The step-up chopper circuit includes a second semiconductor switch that disconnects from the converter unit after the charging operation of the power capacitor,
From the residual voltage E ₀₀ before starting the charging operation of the power capacitor, the output voltage E _{in of} the converter unit, the charging voltage target value E ₀ * of the power capacitor, the capacitance C ₀ of the power capacitor, and the inductance L of the reactor, The following formula,

Or, including the transition efficiency η

2. The capacitor charging device according to claim 1, further comprising means for controlling a conduction time t _on of the first semiconductor switch and the second semiconductor switch according to the above.

The step-up chopper circuit includes a second semiconductor switch that disconnects from the converter unit after the charging operation of the power capacitor,
From the residual voltage E ₀₀ before starting the charging operation of the power capacitor, the charging voltage target value E ₀ * of the power capacitor, the capacitance C ₀ of the power capacitor, and the inductance L of the reactor,

Or, including the transition efficiency η

2. The capacitor charging device according to claim 1, further comprising means for turning off the first semiconductor switch and the second semiconductor switch when the short circuit current I of the inductance of the step-up chopper circuit coincides. apparatus.

The conduction time t _on or the short circuit current I is set so that the electromagnetic energy stored in the reactor is slightly longer than charging the power capacitor to the target voltage, and the voltage detection value of the power capacitor is the target value. The second semiconductor switch is controlled to be off and the first semiconductor switch is kept on, and electromagnetic energy remaining in the reactor is absorbed by circuit loss. The capacitor charging device according to claim 1 , wherein the capacitor charging device is a capacitor.