JP4014076B2

JP4014076B2 - Low-pass filter, multistage low-pass filter using the same, multilayer RF package, multilayer RF module

Info

Publication number: JP4014076B2
Application number: JP2001360937A
Authority: JP
Inventors: 哲大和田; 英征大橋; 寛池松
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2001-11-27
Filing date: 2001-11-27
Publication date: 2007-11-28
Anticipated expiration: 2021-11-27
Also published as: JP2003163503A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は低域通過フィルタに関し、特に、ＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯、マイクロ波帯、および、ミリ波帯で用いられる低域通過フィルタに関する。また、この低域通過フィルタを内蔵したＲＦパッケージ及びＲＦモジュールに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１１及び図１２は、例えば、従来のストリップ線路形低域通過フィルタである。この種の低域通過フィルタについては、例えば、特開２０００−１８３６０３号公報に記載されている。これらの図において、１０１ａ，１０１ｂは地導体、１０２ａ，１０２ｂは誘電体基板、１０３はストリップ導体、１０４ａは入力線路、１０４ｂは出力線路、１０５はフィルタ回路内伝送線路、１０６は直列容量回路を示し、１０６ａ，１０６ｂは、直列容量回路１０６を構成するストリップ導体である。
【０００３】
次に、この従来の低域通過フィルタの動作を説明する。伝送線路１０５は直列のインダクタンスとして機能するものであり、通常、入力線路１０４よりも特性インピーダンスが十分高い線路にて構成される。したがって、伝送線路１０５のストリップ導体の幅は入力線路１０４ａのストリップ導体幅よりも狭いものになる。導体幅が狭いので、伝送線路１０５のストリップ導体上を流れる電流が集中して大きな誘導性を得やすくなり、この結果、伝送線路１０５の電気長が短くでき、フィルタを小形に構成できる。一方、ストリップ導体１０６ａと１０６ｂは誘電体基板１０２ｂ上に略平行に配置されており、両者の間で容量性結合をして直列容量回路として機能する。こうして、従来の低域通過フィルタの等価回路は図１３のようになる。図１３における並列容量Ｃｐは、主に、ストリップ導体１０６ａ、１０６ｂが地導体１０１との間になす容量である。等価回路における各素子が、フィルタの遮断周波数において、所望の通過帯域の特性（たとえばチェビシェフ応答など）を有する原形低域通過フィルタの素子と等価となるように、伝送線路１０５やストリップ導体１０６が設計される。図１４に三次の原形低域通過フィルタの等価回路を示す。なお、伝送線路１０５と、２つのストリップ導体１０６ａ，１０６ｂで構成される直列容量回路の組み合わせで構成される並列共振回路は、遮断周波数においては並列共振回路が原形フィルタの直列インダクタンス素子Ｌ _０と等価となるとともに、阻止帯域もしくは阻止帯域近傍においては共振するように設計される。共振する周波数では並列共振回路がオープンとなるため通過零点が形成される。このように、従来の低域通過フィルタは並列共振回路を１組有し、阻止帯域もしくはその近傍において通過損が無限大となる通過零点を１つ有する３次の有極形低域通過フィルタとして動作する。並列共振回路を用いて通過零点を形成することで、並列共振回路のない同次数のフィルタに比べ、従来の低域通過フィルタは急峻な減衰特性を得ることができる特徴がある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図１１及び図１２の従来の低域通過フィルタにおいて、さらに急峻な減衰特性を得ようとする場合、もっとも有効な方法は並列共振回路を１つ追加することである。これにより、通過零点が２つ得られ、減衰特性がさらに急峻になるほか、２つの通過零点の周波数配置次第で、ある一定の帯域幅にわたって大きな減衰量を確保できる。しかしながら、この方法では、共振回路のＱ値が大きくとれない場合、通過帯域における挿入損が大幅に増加することが避けられない。小形化を追求したフィルタでは、基本的に共振回路のＱ値が小さくなってしまう場合が多い。また、フィルタを構成する誘電体材料の損失が少なくない場合も同様に共振回路のＱ値が小さくなる。特に、近年急速に高周波回路で用いられるようになったＬＴＣＣ（Low Temperature Co-fired Ceramics、低温焼成セラミクス）では、多層構造を容易に構成できるため、ストリップ線路構造を有する高周波回路を小形に構成しやすい特徴があるが、焼成温度を下げるためにガラス成分を含んでいる影響もあって、誘電体損失は決して小さいとは言えない。すなわち、複数の共振回路をフィルタ内に形成して急峻な減衰特性を得ようとすると挿入損が大幅に増加してしまうという問題点があった。
【０００５】
加えて、ＬＴＣＣでは、誘電体層の間に形成するストリップ導体を厚膜により形成するため、形成できる最小のストリップ導体幅は比較的大きなものになる。したがって、フィルタ内に高インピーダンス線路を有するということは、地導体間隔の増加を招くこととなり、フィルタの厚さが増すという問題がある。ＬＴＣＣ等で構成した多層パッケージの多層構造内にフィルタを内蔵し、そのパッケージの上表面に、ＭＭＩＣ等のアクティブデバイスを実装すると、フィルタ回路の厚みはパッケージの熱抵抗増加を招き、アクティブデバイスの放熱を妨げることになる。
【０００６】
この発明は、かかる問題点を解決するためになされたもので、急峻な減衰特性を有しながらも低損失な低域通過フィルタ、及び、当該低域通過フィルタを用いた多段低域通過フィルタ、ＲＦパッケージ、ＲＦモジュールを得ることを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この発明は、２つの端子を有する容量値Ｃｓの直列容量回路と、前記端子の一方に接続された入力線路と、前記端子の他方に接続された出力線路と、一端が前記入力線路に接続されるとともに、他端が前記出力線路に接続された伝送線路とを備え、前記伝送線路の特性インピーダンスＺｔを、前記入力線路および出力線路の特性インピーダンスよりも低くするとともに、遮断周波数ωｃにおける前記伝送線路の電気長をθｃとし、また、形成すべき最低次の零点周波数ω p1 を前記遮断周波数より大きい周波数として、下記の連立方程式により定まる前記電気長θｃと直列容量値Ｃｓを有する、低域通過フィルタである。
【数２】

ここで、Ｌ _０は、直列インダクタンスの両端に並列容量を接続して構成され、前記遮断周波数ωｃを有する原形低域通過フィルタの前記直列インダクタンスの素子値とする。
【０００８】
また、前記直列容量回路が第１及び第２のストリップ導体から構成されており、前記第１及び第２のストリップ導体が誘電体基板を挟んで対向して設けられている。
【０００９】
また、前記第１のストリップ導体が設けられている側の前記誘電体基板の主面に前記入力線路および前記出力線路を配設し、前記第２のストリップ導体と前記入力線路との間を、前記誘電体基板を貫通して設けられた導電性を有する接続手段を介して接続している。
【００１１】
また、前記第１のストリップ導体の先端部から前記入力線路へ向かう方向と前記第２のストリップ導体の先端部から前記出力線路へと向かう方向との為す角度が略々９０度となるようにし、前記第１のストリップ導体の先端部を前記誘電体層を介して対向する第２のストリップ導体の縁から突出させ、かつ、前記第２のストリップ導体の先端部を前記誘電体層を介して対向する第１のストリップ導体の縁から突出させるとともに、前記伝送線路を前記直列容量回路を周回するように配置している。
【００１２】
また、本発明の低域通過フィルタを２つ備えた多段低域通過フィルタであって、一方の低域通過フィルタの出力線路側と他方の低域通過フィルタの入力線路側とを縦続接続するとともに、前記２つの低域通過フィルタの接続点を中心としてほぼ点対称となるように前記２つの低域通過フィルタの導体パターンを配置するとともに、前記一方の低域通過フィルタの第２のストリップ導体と、前記他方の低域通過フィルタの第２のストリップ導体とが同一面内に配置されている。
【００１３】
また、本発明の低域通過フィルタを内蔵した多層構造から成り、前記多層構造上に発熱源となるアクティブデバイスが実装された多層ＲＦパッケージである。
【００１４】
また、本発明の低域通過フィルタを内蔵した多層構造から成り、前記多層構造上に発熱源となるアクティブデバイスが実装された多層ＲＦモジュールである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
この発明による実施の形態１を図１〜図７に示す。図１は、本実施の形態に係るストリップ線路形低域通過フィルタの構成を示す分解斜視図である。図２は、図１の低域通過フィルタにおける誘導体基板の上面図で、ストリップ導体のパターン形状を説明する図である。これらの図において、１ａ，１ｂは地導体、２ａ，２ｂ，２ｃは誘電体基板、３ａ，３ｂはストリップ導体、４ａは入力線路、４ｂは出力線路である。５は伝送線路であり、一端が入力線路４ａに接続され、他端が出力線路４ｂに接続されている。ここで、伝送線路５は、入力線路４ａや出力線路４ｂよりも特性インピーダンスの低い線路で構成されている。このため、図２からも明らかなように、伝送線路５を構成するストリップ導体の幅Ｗ２は、入力線路４ａ及び出力線路４ｂを構成するストリップ導体の幅Ｗ１よりも大きくなっている。また、伝送線路５の電気長は、低域通過フィルタの遮断周波数の波長の数分の１程度と、比較的大きくなっていることが特徴である。６は２つの端子を有する直列容量回路を示し、６ａ，６ｂは、直列容量回路６を構成するストリップ導体である。直列容量回路６の一方の端子は、図１に示すように、入力線路４ａに接続され、直列容量回路６の他方の端子は、出力線路４ｂに接続されている。また、ストリップ導体６ａは誘電体基板２ｂ上に設けられ、ストリップ導体６ｂは誘電体基板２ｃ上に設けられている。すなわち、ストリップ導体６ａと６ｂが誘電体基板２ｂに対して平行になるように、誘電体基板２ｂを挟んで対向して設けられており、両者の間で静電容量を成す。７は出力線路４ｂの近傍においてストリップ導体３ａと３ｂとを接続する接続手段である。接続手段７は、図のように、誘電体基板２ｂを貫通して設けられたビア（スルーホール）から構成されている。また、これに限定されるものではなく、誘電体基板２ｂを貫通して、ストリップ導体３ａ及び３ｂを電気的に接続するものであれば、いずれのものでもよく、たとえば、誘電体基板２ｂを貫通するように設けられた円柱型または角柱型の導電性を有する部材から構成するようにしてもよい。導電性部材から構成する場合には、例えば、誘電体基板２ｂ上にマスクを形成し、露光及び現像することにより貫通穴を形成し、当該貫通穴内に導電性ペーストを充填させて形成する。なお、以下の説明においては、わかりやすくするために、接続手段７とせずに、ビア７を例にして説明することとする。
【００１６】
次に、上記の本発明の低域通過フィルタの電気的な動作を説明する。まず、図３に本実施の形態の低域通過フィルタの等価回路を示す。図３において、伝送線路５については電気長が大きいため、特性インピーダンスＺｔ、電気長θｔの分布定数線路として記述している。また、直列容量回路６の容量値をＣｓとし、直列容量回路６が地導体１ａ，１ｂとの間に寄生する静電容量の値をＣｐとしている。次に、図４（ａ）に、伝送線路５の等価回路を示す。一般に分布定数線路の等価回路は直列リアクタンスと並列サセプタンスからなるπ形の回路で表すことが出来、図４（ａ）の回路のリアクタンス値Ｘｔおよびサセプタンス値Ｂｔは、次式（１），（２）のように表されることが知られている。
【００１７】
【数３】

【００１８】
ここで、ωは周波数、ωｃはフィルタの遮断周波数、θｃは遮断周波数に於ける伝送線路５の電気長である。つまり、伝送線路５の電気長θｔが１８０度よりも小さくなる周波数であれば、図４（ａ）の回路におけるＸｔ、Ｂｔのいずれも正の値となり、直列リアクタンス回路は直列インダクタンス素子と等価に、並列サセプタンス回路は並列キャパシタンス素子と等価になる。すなわち、伝送線路５の電気長θｔが１８０度よりも小さくなる周波数であれば、図３の等価回路の伝送線路の部分が直列インダクタンス素子と並列キャパシタンス素子で表されるため、本実施の形態の低域通過フィルタも、上述の従来の低域通過フィルタと同様に、図４（ｂ）に示したような等価回路を有する、並列共振回路を１組有する有極形低域通過フィルタ（フィルタ次数は３次）として動作しうることが分かる。
【００１９】
さて、上述の（１）式を見てもわかるように、Ｘｔは周波数ωを引数とする正弦関数となっている。これはつまり、遮断周波数における線路の電気長θｃが小さい場合には、正弦関数の周期が大きくなることを示しており、遮断周波数の近傍において正弦関数はωの１次関数に漸近し、Ｘｔはωに対してほぼ単調増加する。このことは、Ｘｔが集中定数（インダクタンス）的な性質を呈することに対応する。一方、θｃが大きい場合には正弦関数の周期が小さくなって、Ｘｔの極大値が遮断周波数に接近し、もはやＸｔは周波数ωに対する単調増加関数ではなくなる。低域通過フィルタにおいて、θｃの大小は、遮断周波数でＸｔが所定の値（原形フィルタにおいて対応するインダクタンス素子の為すリアクタンス値）となる必要性から、Ｚｔが大きい場合にはθｃは小さく、Ｚｔが小さい場合にはθｃが大きくなる。
【００２０】
このことに着目して、伝送線路５と直列容量回路６の組み合わせで構成された並列共振回路について考察してみる。図５は、並列共振回路を構成する素子のサセプタンス値を重ね書きしたものである。図５において、一点鎖線５１で示したのは直列容量回路のサセプタンスであり、周波数ωについて単調増加になる。一方、実線５２，５３は、Ｚｔが異なる２つの場合（θｃが小さい場合と大きい場合）における伝送線路５の直列リアクタンスＸｔの逆数をそれぞれ示している。このように、Ｚｔが大きい場合（実線５２（Ｚｔ＝９０Ω）の場合）には、遮断周波数近傍においてサセプタンス値が単調減少し、直列容量回路のサセプタンスとは１点でのみ交差する。すなわち、１周波数ωｐ1でしか共振しない。これに対して、Ｚｔが小さい場合（実線５３（Ｚｔ＝３０Ω）の場合）には、遮断周波数近傍で１／Ｘｔが極小値をとるため、Ｚｔとθｃの選び方によっては、一点鎖線５１とは２カ所で交点をもつ。すなわち、２つの周波数ωｐ1，ωｐ2で共振しうることが明らかである。
【００２１】
本実施の形態の低域通過フィルタは、上記の性質を利用したものであり、１組の並列共振回路を有するフィルタにおいて２つの通過零点を得るとともに、この２つの通過零点周波数をほぼ一致、あるいは、接近させ、良好な減衰特性を得たものである。ここで本実施の形態のフィルタの設計について簡単に説明する。遮断周波数ωｃと、第１零点周波数ωp1（もっとも低い通過零点周波数）と、伝送線路５の特性インピーダンスＺｔとをあらかじめ用意して次の連立方程式をたてる。
【００２２】
【数４】

【００２３】
ここで、式（３）中のＬ _０は、所望の特性を与える原形低域通過フィルタの直列インダクタンスの値である。式（３），（４）を連立方程式とし、これを、遮断周波数における伝送線路５の電気長θｃと容量値Ｃｓとを未知数として解く。次に、得られたθｃとＣｓを次式に適用すると、第２零点周波数（２番目に低い通過零点周波数）が直ちに求められる。
【００２４】
【数５】

【００２５】
得られた第２零点周波数ωp2の値がωp1とほぼ一致する、あるいは、両者が十分接近するように、伝送線路５の特性インピーダンスＺｔをパラメータとして上記の計算を繰り返せばよい。こうして、所望の２つの周波数に通過零点を有する３次の低域通過フィルタの回路構成要素として、伝送線路５の電気長θｃ、特性インピーダンスＺｔ、直列容量回路の容量値Ｃｓが決定される。
【００２６】
図６に、本実施の形態の低域通過フィルタの特性を太線６１にて示す。また、従来の低域通過フィルタの特性を細線６２で併記している。これらの２つのフィルタは特性の比較をしやすくするため、両者の第１零点周波数ωp1が一致するように設計されたものである。図６のグラフから、本実施の形態の低域通過フィルタでは、従来の低域通過フィルタにくらべ、減衰特性が急峻になっていることがわかる。同時に、本実施の形態の低域通過フィルタは、一定量の減衰量が得られる周波数帯域幅が広いだけでなく、極めて大きな減衰量が得られていることがわかる。さらに、本実施の形態の低域通過フィルタは、２つの通過零点を得るための手段として２つの共振回路を使用している訳ではないので、通過帯域の損失については、あくまで共振回路を１つのみ使用した従来の低域通過フィルタと同等であり、減衰特性を改善させた弊害として起こり得る損失増加は発生しない。
【００２７】
ところで、上記の設計方法をもとに、伝送線路５の特性インピーダンスＺｔと第２零点周波数ωp2の関係を求めると、図７のようになる。なお、図７はリプル値を０．０５ｄＢとして計算した結果である。図７の横軸は入力線路４の特性インピーダンスＺ0で規格化したＺｔを示しており、また縦軸はωp2とωp1の比となっている。パラメータは、遮断周波数を基準にしたときのωp1の位置である。この関係を見ると、２つの通過零点を接近させるには、伝送線路５の特性インピーダンスＺｔは、Ｚ０よりも小さい値であることが必要条件とわかる。第１零点周波数ωp1を遮断周波数の２．５倍以上に取ると伝送線路の特性インピーダンスＺｔがＺ０に等しくとも２つの通過零点を接近させることが可能であるが、第１零点周波数が遮断周波数の２．５倍、３倍と離れてくると、通過零点に依存せずとも減衰量が大きくなってくるため、従来の低域通過フィルタのような通過零点１つのみの回路構成で必要十分な減衰特性を得られるようになってくる。すなわち、本実施の形態の低域通過フィルタでは、伝送線路５の特性インピーダンスＺｔの値が入力線路４aもしくは出力線路４bの特性インピーダンスＺ0の同等以下であると考えてよい。この点は、従来の低域通過フィルタでは伝送線路５の特性インピーダンスを高く取って電気長を小さくすることが常識的であることから、本実施の形態の低域通過フィルタの外観上の明確な特徴の一つになっている。
【００２８】
また、フィルタ回路内で入力線路や出力線路の特性インピーダンスより高い特性インピーダンスの線路を必要としないということは、本実施の形態のようにストリップ線路で回路を構成した場合に、地導体１aと１ｂの間の間隔を小さくできる、すなわち、フィルタ回路の厚さを薄くできるということに結びつく。これは、ＬＴＣＣなどの材料で多層回路構造を構成した場合などに有効である。前述したが、ＬＴＣＣでは誘電体層の間に形成するストリップ導体を厚膜により形成するため、形成できる最小のストリップ導体幅は比較的大きい。したがって、フィルタ回路内で最も高い特性インピーダンスの線路に最小のストリップ幅を割り当てることが多い。すなわち、フィルタ回路内で最も高い特性インピーダンスの値が小さいほど地導体間隔は小さくなり、フィルタ回路の厚さが薄くなる。このように、本実施の形態では、フィルタ回路の厚さを薄くできる効果がある。これはすなわち、LTCC等で構成した多層パッケージの多層構造内に本実施の形態のフィルタを内蔵し、そのパッケージの上表面にＭＭＩＣ等のアクティブデバイスを実装する場合などにおいて、ＭＭＩＣ下のパッケージ厚さを抑制することになり、パッケージの熱抵抗を下げることができ、放熱性能に優れたパッケージを提供できるという効果がある。
【００２９】
なお、本実施の形態の動作の説明では、第２零点周波数ω p2 を第１零点周波数ω p1に一致あるいは十分接近させるという説明をしているが、たとえば、ωp1を遮断周波数の略２倍の周波数とし、かつ、ωｐ２をωp1の略１．５倍（遮断周波数の略３倍）に配置しても当然良い。このような通過零点の配置をしたフィルタの用途としては、HPAの出力側に装着する増幅器のスプリアス抑圧フィルタがある。すなわち、本実施の形態は増幅器のスプリアス抑圧フィルタとしても優れた低損失性と良好な減衰特性を提供する。
【００３０】
以上のように、本実施の形態に係る低域通過フィルタは、２つの端子を有する直列容量回路６と、当該端子の一方に接続された入力線路４ａと、当該端子の他方に接続された出力線路４ｂと、一端が入力線路４ａに接続されると共に他端が出力線路４ｂに接続された伝送線路５とを備えて成る低域通過フィルタであり、伝送線路５の特性インピーダンスを、入力線路４ａおよび出力線路４ｂの特性インピーダンスよりも低く設定したため、直列容量回路６と伝送線路５の組み合わせで成る並列共振回路のもっとも低い共振周波数と、その次に低い共振周波数を接近させることができ、これにより、２つの通過零点を接近させて配置することが可能である。この結果、あたかも従来の２つの並列共振回路を用いた低域通過フィルタのような特性を一組の並列共振回路で得ることが可能となる。言い換えれば、伝送線路５の特性インピーダンスを高くとり、伝送線路５の長さを短くした従来の低域通過フィルタに比べ、急峻な減衰特性を得ることが可能になる。また、急峻な減衰特性を得るために複数の並列共振回路を必ずしもフィルタ内に用いる必要がなくなるので、低損失な低域通過フィルタを得ることができる。この特徴は、フィルタ回路を構成する誘電体材料や導体として低損失なものを使用できない場合などで共振回路の損失が小さくない場合に極めて有効である。
【００３１】
また、本実施の形態は、ストリップ線路構造を有する低域通過フィルタにおいて、直列容量回路６として、２つのストリップ導体６ａ，６ｂが誘電体基板２ｂに対して平行に設けられ、誘電体基板２ｂを挟んで（介在させて）対向する、いわゆる平行平板形容量回路を用いている。このため、ＬＴＣＣなどの多層構造を構成しやすい誘電体材料にて、本実施の形態に係る低域通過フィルタを容易に製造することができる。また、特性インピーダンスの高い線路が不要となるために地導体１ａ，１ｂの間隔を小さくすることが可能であり、この特徴は、特に、ＬＴＣＣなどのように、製作できる導体パターン幅の最小値に限界がある場合において、フィルタ回路の薄型化に対して有効である。
【００３２】
さらに、本実施の形態においては、ストリップ線路構造を有する低域通過フィルタとして、直列容量回路６として、第１及び第２のストリップ導体６ａ，６ｂが誘電体基板２ｂを挟んで対向する、いわゆる平行平板形容量回路を用いるとともに、誘電体基板２ｂ上の第１のストリップ導体６ａを形成した主面に入力線路４ａおよび出力線路４ｂを配設し、入力線路４ａと第２のストリップ導体６ｂとの間を誘電体基板２ｂを貫通するビア７を介して接続した。このため、入力線路４ａと出力線路４ｂが、同一面内（同一層内）に存在することとなる。この結果、外部回路の接続が容易になるという効果がある。
【００３３】
また、２つの通過零点周波数がほぼ一致あるいは十分に接近するように、伝送線路５の特性インピーダンスと電気長とを選択するようにしたため、局所的な周波数帯域において大きな減衰量を得ることが可能であるほか、極めて急峻な減衰特性を有する低域通過フィルタが得られる効果がある。
【００３４】
実施の形態２．
この発明による実施の形態２を図８および図９に示す。図８は、本実施の形態を表すストリップ線路形低域通過フィルタの構成を示す分解斜視図である。図９は、図８の低域通過フィルタに設けられた誘電体基板の上面図で、ストリップ導体のパターン形状を説明する図である。これらの図において、１〜４および７については実施の形態１と同様である。１５は伝送線路、１６は直列容量回路であるが、伝送線路１５が直列容量回路１６を周回するように配置され、かつ、直列容量回路１６を構成するストリップ導体１６ａと１６ｂが直交するように配置されているほか、図９に示すように、一方のストリップ導体の先端が、他方のストリップ導体の縁から、寸法Δだけはみ出すように大きめに形成されている。なお、伝送線路１５は、入力線路４ａや出力線路４ｂよりも特性インピーダンスの低い線路で構成されている点は実施の形態１と同様である。また、伝送線路１５の電気長は、フィルタの遮断周波数の波長の数分の１程度と、比較的大きくなっている点も実施の形態１と同様である。
【００３５】
本実施の形態の低域通過フィルタは、実施の形態１と同様な動作をする。このため、実施の形態１の低域通過フィルタと同様な効果を奏する。本発明の低域通過フィルタでは伝送線路１５の電気長が比較的大きくなるが、伝送線路１５が直列容量回路１６の周囲を周回するようにレイアウトされている。このため、電気長の大きい伝送線路１５を面積的に効率よくレイアウトすることが可能となり、通過零点を２つ有する有極形低損失低域通過フィルタがコンパクトに得られるという効果がある。
【００３６】
さらに、直列容量回路１６を構成するストリップ導体１６aと１６ｂが直交しているとともに、図９のように寸法Δだけ他方の縁からはみ出るようにストリップ導体の形状が決められている。この寸法Δは、多層構造における異なる層に設けられた導体パターンの相互の位置ずれ交差に相当する寸法となっている。このため、製造誤差により異なる層にもうけた導体パターン同士がΔだけ位置ずれを起こしても、２つのストリップ導体の対抗する面積は変わることがなく、直列容量回路における静電容量の誤差が少ない。すなわち、導体パターン相互の位置ずれによるフィルタ特性のばらつきが少ないという効果を奏する。ＬＴＣＣなどでは、前記の導体パターン相互の位置ずれが小さくないという課題があり、このような材料で多層回路を構成する際に、本実施の形態の低域通過フィルタは有効である。
【００３７】
以上のように、本実施の形態においては、ストリップ線路構造の低域通過フィルタの直列容量回路１６において、第１のストリップ導体１６ａの先端部から入力線路４ａへ向かう方向と第２のストリップ導体１６ｂの先端部から出力線路４ｂへと向かう方向とのなす角度が略々９０度となるようにし、かつ、第１のストリップ導体１６ａの先端部を誘電体基板（誘電体層）２ｂを介して対向する第２のストリップ導体１６ｂの縁から突出させ、かつ、第２のストリップ導体１６ｂの先端部を誘電体基板（誘電体層）２ｂを介して対向する第１のストリップ導体１６ａの縁から突出させるとともに、さらに、伝送線路５を直列容量回路６を周回するように配置するようにしたため、異なる層に設けられた第１のストリップ導体１６ａと第２のストリップ導体１６ｂとの間に、位置ずれが多少発生しても両者が対向する部分の面積は変わることがない。このため、位置ずれによる特性劣化の少ない低域通過フィルタが得られる効果がある。この点は、ＬＴＣＣなど、層間の位置ずれの少なくない材料でフィルタを構成した場合には有効である。また、伝送線路１５を直列容量回路１６の周囲を周回するように配設したため、伝送線路１５の電気長が大きいフィルタ回路において、面積的に小形化が可能となる効果がある。
【００３８】
実施の形態３．
この発明による実施の形態３を図１０に示す。図１０は、実施の形態２と同様な多層構造を有した低域通過フィルタのストリップ導体のパターン形状を説明する図である。図１０において、２〜７及び１５，１６については実施の形態２と同様である。本実施の形態の低域通過フィルタは、実施の形態２で示した低域通過フィルタを２つ縦続に接続して多段化したものである。すなわち、実施の形態２で示した低域通過フィルタを２つ用意し、図１０に示すように、一方のフィルタの出力線路側と他方のフィルタの入力線路側とを縦続接続するとともに、２つのフィルタの接続点（ビア７）を中心としてほぼ点対称となるように２つのフィルタの導体パターンが配置されている。さらに、一方のフィルタの第２のストリップ導体１６ｂと他方のフィルタの第２のストリップ導体１６ｄとが、図１０の破線で示されるように、同一面内に配置されている。このように、本実施の形態においては、直列容量回路を構成するストリップ導体１６ｂ（１６ｄ）と伝送線路１５ａ，１５bを接続するビア７を中心点にして、略点対称形の導体パターンを有していることが特徴となっている。また、１６ｂと１６ｄは共通の層にもうけられるとともに、ビア７を挟んで一体化されたストリップ導体パターンで形成されている（１６ｂ＝１６ｄ）。
【００３９】
本実施の形態の低域通過フィルタは、実施の形態２と同様な動作をし、同様な効果を奏する。また、本実施の形態の低域通過フィルタは、実施の形態２の低域通過フィルタを２つ縦続接続した形となっており、従って、合計で４つの通過零点を近接配置することが可能であるため、極めて急峻な減衰特性を有する低域通過フィルタとなる。
【００４０】
本実施の形態では、実施の形態２で示したフィルタをビア７を中心に縦続接続した点対称の形状となっているほか、１６ｂと１６ｄは共通の層にもうけられるとともにビア７を挟んで一体化されたストリップ導体パターンで形成されているため、異なる層に設けた導体パターンの間に位置ずれが発生した場合には、２つの直列容量回路での容量値の変化の方向が逆方向になる。このため、通過零点の周波数変化が、互いに逆方向になる。したがって、阻止帯域が、一方的に、低い周波数側へシフトしたり、あるいは、高い周波数側へシフトしたりすることがない。すなわち、本実施の形態の低域通過フィルタでは、実施の形態２の低域通過フィルタ同様に、導体パターン相互の位置ずれによる特性ばらつきがもともと少ないことに加えて、導体パターン相互の位置ずれに起因する阻止帯域のシフトが少なく、阻止減衰量を安定して得ることができるという効果がある。
【００４１】
以上のように、本実施の形態においては、実施の形態２に記載された第１の低域通過フィルタの出力線路側と同第２の低域通過フィルタの入力線路側とを縦続接続するとともに、前記２つのフィルタの接続点を中心としてほぼ点対称となるように前記２つのフィルタの導体パターンを配置するとともに、第１のフィルタの第２のストリップ導体１６ｂと、第２のフィルタの第２のストリップ導体１６ｄとが同一面内に配置されているため、異なる層に設けた導体パターンの間に位置ずれが発生した場合にも、両者が対向する部分の面積は変わることがなく、さらに、２つの直列容量回路での容量値の変化の方向が逆方向となり、通過零点の周波数変化が、互いに逆方向になるため、位置ずれによる特性劣化がなく、阻止減衰量を安定して得ることができる効果がある。
【００４２】
なお、上述の実施の形態１〜３において説明した低域通過フィルタのいずれかを用いて、当該低域通過フィルタを内蔵した多層構造からなり、当該多層構造上に発熱源となるアクティブデバイスが実装された多層ＲＦパッケージまたは多層ＲＦモジュールを生成することができる。内蔵する低域通過フィルタが、上述したように、特性インピーダンスの高い線路を不要とするために、地導体１ａ，１ｂの間隔を小さくすることが可能であり、ＬＴＣＣ等のように製作できる導体パターン幅の最小値に限界がある材料でパッケージやモジュールを構成した場合、パッケージの薄型化が図れるので、パッケージの熱抵抗値の低下が図られ、パッケージ上表面に実装されたＭＭＩＣ等のアクティブデバイスの放熱の点で有利なパッケージやモジュールが得られる効果がある。
【００４３】
【発明の効果】
この発明は、２つの端子を有する容量値Ｃｓの直列容量回路と、前記端子の一方に接続された入力線路と、前記端子の他方に接続された出力線路と、一端が前記入力線路に接続されるとともに、他端が前記出力線路に接続された伝送線路とを備え、前記伝送線路の特性インピーダンスＺｔを、前記入力線路および出力線路の特性インピーダンスよりも低くするとともに、遮断周波数ωｃにおける前記伝送線路の電気長をθｃとし、また、形成すべき最低次の零点周波数ω p1 を前記遮断周波数より大きい周波数として、下記の連立方程式により定まる前記電気長θｃと直列容量値Ｃｓを有する、低域通過フィルタである。
【数６】

ここで、Ｌ _０は、直列インダクタンスの両端に並列容量を接続して構成され、前記遮断周波数ωｃを有する原形低域通過フィルタの前記直列インダクタンスの素子値とする。
これにより、直列容量回路と伝送線路の組み合わせで成る並列共振回路のもっとも低い共振周波数と、その次に低い共振周波数を接近させることができ、すなわち、２つの通過零点を接近させて配置することが可能となり、この結果、急峻な減衰特性を得ることが可能になるとともに、急峻な減衰特性を得るために、複数の並列共振回路をフィルタ内に用いる必要がなくなるので、低損失な低域通過フィルタが得られる効果がある。
【００４４】
また、前記直列容量回路が第１及び第２のストリップ導体から構成されており、前記第１及び第２のストリップ導体が誘電体基板を挟んで対向して設けられているため、ＬＴＣＣなどの多層構造を構成しやすい誘電体材料にて容易に製造できるという効果がある。また、特性インピーダンスの高い線路が不要となるために地導体の間隔を小さくすることが可能であり、この点は特に、ＬＴＣＣなどのように、製作できる導体パターン幅の最小値に限界がある場合において、フィルタ回路の薄型化に対して有効である。
【００４５】
また、前記第１のストリップ導体が設けられている側の前記誘電体基板の主面に前記入力線路および前記出力線路を配設し、前記第２のストリップ導体と前記入力線路との間を前記誘電体基板を貫通して設けられた導電性を有する接続手段を介して接続しているため、入力線路と出力線路とが、同一面内（同一層内）に存在することとなる。この結果、外部回路の接続が容易になる効果がある。
【００４７】
また、前記第１のストリップ導体の先端部から前記入力線路へ向かう方向と前記第２のストリップ導体の先端部から前記出力線路へと向かう方向との為す角度が略々９０度となるようにし、前記第１のストリップ導体の先端部を前記誘電体層を介して対向する第２のストリップ導体の縁から突出させ、かつ、前記第２のストリップ導体の先端部を前記誘電体層を介して対向する第１のストリップ導体の縁から突出させるとともに、前記伝送線路を前記直列容量回路を周回するように配置しているため、異なる層にもうけられた第１のストリップ導体と第２のストリップ導体との間に、位置ずれが発生しても、両者が対向する部分の面積は変わることがないため、位置ずれによる特性劣化の少ない低域通過フィルタが得られる効果がある。また、伝送線路を直列容量回路の周囲を周回するように配設したため、伝送線路の電気長が大きいフィルタ回路において、面積的に小形化が可能となる効果がある。
【００４８】
また、本発明の低域通過フィルタを２つ備えた多段低域通過フィルタであって、一方の低域通過フィルタの出力線路側と他方の低域通過フィルタの入力線路側とを縦続接続するとともに、前記２つの低域通過フィルタの接続点を中心としてほぼ点対称となるように前記２つの低域通過フィルタの導体パターンを配置するとともに、前記一方の低域通過フィルタの第２のストリップ導体と、前記他方の低域通過フィルタの第２のストリップ導体とが同一面内に配置されているため、異なる層に設けた導体パターンの間に位置ずれが発生した場合には、２つの直列容量回路での容量値の変化の方向が逆方向となり、通過零点の周波数変化が、互いに逆方向になる。したがって、阻止帯域が一方的に低い周波数側へ、あるいは、高い周波数帯へとシフトすることがない。すなわち、導体パターン相互の位置ずれによる特性ばらつきがもともと少ないことに加えて、導体パターン相互の位置ずれに起因する阻止帯域のシフトが少なく、阻止減衰量を安定して得ることができる効果がある。
【００４９】
また、本発明の低域通過フィルタを内蔵した多層構造から成り、前記多層構造上に発熱源となるアクティブデバイスが実装された多層ＲＦパッケージを構成すれば、内蔵するフィルタが特性インピーダンスの高い線路が不要であるために、地導体の間隔を小さくすることが可能であり、形成できる導体パターン幅の最小値に限界がある材料でパッケージを構成した場合、パッケージの薄型化がはかれるので、パッケージの熱抵抗値の低下がはかられ、パッケージ上表面に実装されたアクティブデバイスの放熱の点で有利なパッケージが得られる効果がある。
【００５０】
また、本発明の低域通過フィルタを内蔵した多層構造から成り、前記多層構造上に発熱源となるアクティブデバイスが実装された多層ＲＦモジュールを構成すれば、内蔵するフィルタが特性インピーダンスの高い線路が不要であるために、地導体の間隔を小さくすることが可能であり、形成できる導体パターン幅の最小値に限界がある材料でモジュールを構成した場合、パッケージの薄型化がはかれるので、パッケージの熱抵抗値の低下がはかられ、パッケージ上表面に実装されたアクティブデバイスの放熱の点で有利なモジュールが得られる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１による低域通過フィルタの構成を示した分解斜視図である。
【図２】図１の低域通過フィルタのストリップ導体パターン形状を示した説明図である。
【図３】本発明の実施の形態１による低域通過フィルタの回路構成図である。
【図４】本発明の実施の形態１における（ａ）伝送線路５の等価回路、および、（ｂ）低域通過フィルタの等価回路を示した回路構成図である。
【図５】本発明の実施の形態１による低域通過フィルタにおける伝送線路と直列容量回路のそれぞれのサセプタンスの周波数特性を示す説明図である。
【図６】本発明の実施の形態１による低域通過フィルタの反射および通過特性を示す説明図である。
【図７】本発明の実施の形態１における伝送線路と第２零点周波数の関係を示す説明図である。
【図８】本発明の実施の形態２による低域通過フィルタの分解斜視図である。
【図９】図８の低域通過フィルタのストリップ導体パターン形状を示した説明図である。
【図１０】本発明の実施の形態３による低域通過フィルタのストリップ導体パターン形状を示した説明図である。
【図１１】従来の低域通過フィルタを示す分解斜視図である。
【図１２】図１１の低域通過フィルタのストリップ導体パターン形状を示した説明図である。
【図１３】従来の低域通過フィルタの等価回路を示した回路構成図である。
【図１４】従来の低域通過フィルタに対応する３次の原形低域通過フィルタを示す回路構成図である。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a low-pass filter, and more particularly to a low-pass filter used in a VHF band, a UHF band, a microwave band, and a millimeter wave band. The present invention also relates to an RF package and an RF module incorporating this low-pass filter.
[0002]
[Prior art]
11 and 12 show, for example, a conventional stripline type low-pass filter. This type of low-pass filter is described in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-183603. In these figures, 101a and 101b are ground conductors, 102a and 102b are dielectric substrates, 103 is a strip conductor, 104a is an input line, 104b is an output line, 105 is a transmission line in a filter circuit, and 106 is a series capacitance circuit. 106 a and 106 b are strip conductors constituting the series capacitance circuit 106.
[0003]
Next, the operation of this conventional low-pass filter will be described. The transmission line 105 functions as a series inductance, and is normally configured by a line having sufficiently higher characteristic impedance than the input line 104. Therefore, the width of the strip conductor of the transmission line 105 is narrower than the width of the strip conductor of the input line 104a. Since the conductor width is narrow, the current flowing on the strip conductor of the transmission line 105 is concentrated and it becomes easy to obtain a large inductivity. As a result, the electrical length of the transmission line 105 can be shortened, and the filter can be made small. On the other hand, the

strip conductors

106a and 106b are arranged substantially in parallel on the dielectric substrate 102b, and function as a series capacitance circuit by capacitively coupling between them. Thus, an equivalent circuit of the conventional low-pass filter is as shown in FIG. The parallel capacitance Cp in FIG. 13 is a capacitance mainly formed between the

strip conductors

106 a and 106 b and the ground conductor 101. The transmission line 105 and the strip conductor 106 are designed so that each element in the equivalent circuit is equivalent to the element of the original low-pass filter having a desired passband characteristic (for example, Chebyshev response) at the cutoff frequency of the filter. Is done. FIG. 14 shows an equivalent circuit of a third-order original low-pass filter. Note that a parallel resonant circuit configured by a combination of a transmission line 105 and a series capacitance circuit configured by two

strip conductors

106a and 106b has a parallel resonant circuit that is a series inductance element of the original filter at a cutoff frequency.L ₀And is designed to resonate in the stop band or in the vicinity of the stop band. Since the parallel resonant circuit is open at the resonating frequency, a passing zero is formed. Thus, the conventional low-pass filter is a third-order polar low-pass filter having one set of parallel resonant circuits and one pass zero where the pass loss is infinite in or near the stop band. Operate. By forming a pass zero using a parallel resonant circuit, the conventional low-pass filter has a characteristic that a steep attenuation characteristic can be obtained as compared with a filter of the same order without a parallel resonant circuit.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the conventional low-pass filter of FIGS. 11 and 12, when trying to obtain a steeper attenuation characteristic, the most effective method is to add one parallel resonant circuit. As a result, two passing zeros are obtained, the attenuation characteristic becomes steeper, and the two passing zerosfrequencyDepending on the arrangement, a large attenuation can be secured over a certain bandwidth. However, in this method, when the Q value of the resonance circuit cannot be increased, it is inevitable that the insertion loss in the pass band increases significantly. In a filter pursuing miniaturization, the Q value of the resonance circuit is basically reduced in many cases. Similarly, when the loss of the dielectric material constituting the filter is not small, the Q value of the resonance circuit is similarly reduced. In particular, LTCC (Low Temperature Co-fired Ceramics), which has been rapidly used in high frequency circuits in recent years, can easily construct a multi-layer structure. Although there is an easy characteristic, the dielectric loss is never small due to the influence of including a glass component to lower the firing temperature. That is, when a plurality of resonance circuits are formed in the filter to obtain a steep attenuation characteristic, there is a problem in that the insertion loss is greatly increased.
[0005]
In addition, in the LTCC, the strip conductor formed between the dielectric layers is formed of a thick film, so that the minimum strip conductor width that can be formed is relatively large. Therefore, having a high impedance line in the filter causes an increase in the distance between the ground conductors, which increases the thickness of the filter. When a filter is built in the multilayer structure of a multilayer package composed of LTCC, etc., and an active device such as MMIC is mounted on the upper surface of the package, the thickness of the filter circuit causes an increase in the thermal resistance of the package, and the heat dissipation of the active device Will be disturbed.
[0006]
The present invention was made to solve such problems, and has a low-pass low-pass filter having a steep attenuation characteristic, and a multistage low-pass filter using the low-pass filter, An object is to obtain an RF package and an RF module.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
The present invention has a series capacitance circuit having a capacitance value Cs having two terminals, an input line connected to one of the terminals, an output line connected to the other of the terminals, and one end connected to the input line. And having a transmission line connected to the output line at the other end, making the characteristic impedance Zt of the transmission line lower than the characteristic impedance of the input line and the output line,The electrical length of the transmission line at the cutoff frequency ωc is θc, and the lowest-order zero-point frequency ω to be formed p1 Is a low-pass filter having the electrical length θc and the series capacitance value Cs determined by the following simultaneous equations, with a frequency higher than the cutoff frequency.
[Expression 2]

Where L ₀ Is an element value of the series inductance of the original low-pass filter that is configured by connecting a parallel capacitor to both ends of the series inductance and has the cutoff frequency ωc.
[0008]
Further, the series capacitance circuit is constituted by first and second strip conductors, and the first and second strip conductors are provided to face each other with a dielectric substrate interposed therebetween.
[0009]
Further, the input line and the output line are disposed on the main surface of the dielectric substrate on the side where the first strip conductor is provided, and the gap between the second strip conductor and the input line is The dielectric substrate is connected through conductive connection means provided through the dielectric substrate.
[0011]
The angle between the direction from the tip of the first strip conductor to the input line and the direction from the tip of the second strip conductor to the output line is approximately 90 degrees. The front end portion of the first strip conductor is protruded from the edge of the second strip conductor facing through the dielectric layer, and the front end portion of the second strip conductor is opposed through the dielectric layer The transmission line protrudes from the edge of the first strip conductor, and the transmission line is arranged so as to go around the series capacitance circuit.
[0012]
A multi-stage low-pass filter having two low-pass filters of the present invention, wherein the output line side of one low-pass filter and the input line side of the other low-pass filter are cascaded The conductor patterns of the two low-pass filters are arranged so as to be substantially point-symmetric about the connection point of the two low-pass filters, and the second strip conductor of the one low-pass filter The second strip conductor of the other low-pass filter is disposed in the same plane.
[0013]
Further, the present invention is a multilayer RF package having a multilayer structure incorporating the low-pass filter of the present invention, and an active device serving as a heat source mounted on the multilayer structure.
[0014]
Moreover, it is a multilayer RF module which consists of the multilayer structure which incorporated the low-pass filter of this invention, and the active device used as a heat-generation source was mounted on the multilayer structure.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
Embodiment 1 according to the present invention is shown in FIGS. FIG. 1 is an exploded perspective view showing a configuration of a stripline type low-pass filter according to the present embodiment. FIG. 2 is a top view of the dielectric substrate in the low-pass filter of FIG. 1, and is a diagram illustrating the pattern shape of the strip conductor. In these figures, 1a and 1b are ground conductors, 2a, 2b and 2c are dielectric substrates, 3a and 3b are strip conductors, 4a is an input line, and 4b is an output line. 5IsThe transmission line has one end connected to the input line 4a and the other end connected to the output line 4b. here, LegendThe transmission line 5 is composed of a line having a lower characteristic impedance than the input line 4a and the output line 4b. For this reason, as is clear from FIG., LegendThe width W2 of the strip conductor constituting the transmission line 5 is larger than the width W1 of the strip conductor constituting the input line 4a and the output line 4b. Also, LegendThe electrical length of the transmission line 5 is characterized by being relatively large, about a fraction of the wavelength of the cutoff frequency of the low-pass filter. Reference numeral 6 denotes a series capacitance circuit having two terminals, and 6 a and 6 b are strip conductors constituting the series capacitance circuit 6. As shown in FIG. 1, one terminal of the series capacitor circuit 6 is connected to the input line 4a, and the other terminal of the series capacitor circuit 6 is connected to the output line 4b. The strip conductor 6a is provided on the dielectric substrate 2b, and the strip conductor 6b is provided on the dielectric substrate 2c.ing. That is, the

strip conductors

6a and 6b are provided opposite to each other with the dielectric substrate 2b interposed therebetween so as to be parallel to the dielectric substrate 2b, and an electrostatic capacity is formed therebetween. Reference numeral 7 denotes connection means for connecting the

strip conductors

3a and 3b in the vicinity of the output line 4b. As shown in the figure, the connecting means 7 is composed of vias (through holes) provided through the dielectric substrate 2b. Further, the present invention is not limited to this, and penetrates through the dielectric substrate 2b.AndAny of the

strip conductors

3a and 3b may be used as long as the

strip conductors

3a and 3b are electrically connected to each other. For example, the

strip conductors

3a and 3b are formed of a cylindrical or prismatic conductive member provided so as to penetrate the dielectric substrate 2b. You may do it. In the case of the conductive member, for example, a mask is formed on the dielectric substrate 2b, exposed and developed to form a through hole, and the through hole is filled with a conductive paste. In the following description, the via 7 will be described as an example for the sake of simplicity.
[0016]
Next, the electrical operation of the low-pass filter of the present invention will be described. First, FIG. 3 shows an equivalent circuit of the low-pass filter of the present embodiment. In FIG., LegendSince the electrical length of the transmission line 5 is large, the characteristic impedance Zt and the electrical length θtDistributed constant lineIt is described as. Further, the capacitance value of the series capacitance circuit 6 is represented by Cs.AndThe series capacitance circuit 6 is parasitic between the ground conductors 1a and 1b.ElectrostaticcapacityThe value of theCpWhenis doing. Next, in FIG., LegendAn equivalent circuit of the transmission line 5 is shown.Generally distributed constant lineThe equivalent circuit is a series reactorWithParallel susceptanceConsist ofIt can be represented by a π-type circuit, and FIG.TimesThe reactance value Xt and the susceptance value Bt of the road are,It is known that the following expressions (1) and (2) are expressed.
[0017]
[Equation 3]

[0018]
  Here, ω is the frequency, ωc is the cutoff frequency of the filter, and θc is the electrical length of the transmission line 5 at the cutoff frequency. That is, if the electrical length θt of the transmission line 5 is a frequency smaller than 180 degrees, both Xt and Bt in the circuit of FIG. 4A are positive values, and the series reactance circuit is equivalent to the series inductance element. A parallel susceptance circuit is equivalent to a parallel capacitance elementInBecome. That is, if the electrical length θt of the transmission line 5 is a frequency smaller than 180 degrees, the transmission line portion of the equivalent circuit in FIG. 3 is represented by a series inductance element and a parallel capacitance element. Similarly to the above-described conventional low-pass filter, the low-pass filter also has a polarized low-pass filter (filter order) having an equivalent circuit as shown in FIG. Can be operated as a third order).
[0019]
As can be seen from the above equation (1), Xt is a sine function with the frequency ω as an argument. This means that when the electrical length θc of the line at the cutoff frequency is small, the period of the sine function becomes large. In the vicinity of the cutoff frequency, the sine function becomes asymptotic to a linear function of ω, and Xt is It increases almost monotonically with respect to ω. This corresponds to the fact that Xt exhibits a lumped constant (inductance) property. On the other hand, when θc is large, the period of the sine function becomes small, the maximum value of Xt approaches the cutoff frequency, and Xt is no longer a monotonically increasing function with respect to frequency ω. In the low-pass filter, the magnitude of θc depends on the necessity that Xt becomes a predetermined value at the cutoff frequency (reactance value made by the corresponding inductance element in the original filter). Therefore, when Zt is large, θc is small and Zt is small. When it is small, θc becomes large.
[0020]
  Focusing on this point, let us consider a parallel resonant circuit composed of a combination of a transmission line 5 and a series capacitance circuit 6. FIG.Elements constituting a parallel resonant circuitIs the overwriting of the susceptance value of. FigureIn FIG. 5, what is indicated by an alternate long and short dash line 51 is the susceptance of the series capacitance circuit, which increases monotonously with respect to the frequency ω. On the other hand, solid lines 52 and 53IsTwo different ZtCase(When θc is smallAnd largeIf you are)InTransmission line 5Series reactanceThe reverse of XtEach numberShow. Thus, when Zt is large (solid line 52 (Zt = 90Ω)), The susceptance value decreases monotonously in the vicinity of the cut-off frequency.onlyCrossingTo do.Ie,Resonates only at one frequency ωp1. On the other hand, when Zt is small (solid line 53 (Zt = 30Ω))), 1 / Xt takes a minimum value in the vicinity of the cutoff frequency, so Zt and θcSelectionDepending on the method, there are two intersections with the alternate long and short dash line 51.. That is,It is clear that resonance can occur at two frequencies ωp1 and ωp2.
[0021]
  The low-pass filter of the present embodiment utilizes the above-described properties, and obtains two pass zeros in a filter having a set of parallel resonant circuits, and the two pass zeros.frequencyAre substantially matched or brought close to each other to obtain a good attenuation characteristic. Here, the design of the filter of this embodiment will be briefly described. Cutoff frequency ωc and first zero frequency ωp1(Lowest passing zero frequency) andThe characteristic impedance Zt of the transmission line 5WhenPrepare the following simultaneous equations.
[0022]
[Expression 4]

[0023]
Where in equation (3)L ₀Is the value of the series inductance of the original low-pass filter that gives the desired characteristics. Equations (3) and (4) are used as simultaneous equations, and the electric length θc and the capacitance value Cs of the transmission line 5 at the cutoff frequency are solved as unknowns. Next, when the obtained θc and Cs are applied to the following equation, the second zero frequency (second lowest pass zero frequency) is immediately obtained.
[0024]
[Equation 5]

[0025]
  The above calculation may be repeated using the characteristic impedance Zt of the transmission line 5 as a parameter so that the obtained value of the second zero point frequency ωp2 substantially coincides with ωp1 or both are sufficiently close. Thus, the desiredTwofrequencyPass zero point toAs circuit components of the third-order low-pass filter, the electrical length θc of the transmission line 5, the characteristic impedance Zt, and the capacitance value Cs of the series capacitance circuit are determined.
[0026]
  FIG. 6 shows the embodiment.Low pass filterThe characteristic is indicated by a thick line 61. The characteristics of the conventional low-pass filter are also shown by a thin line 62. ThisTheseThese two filters are designed so that their first zero frequency ωp1 matches to facilitate comparison of characteristics.IsIt is a thing.From the graph of FIG.In the low-pass filter of the present embodiment, the conventionalLow passCompared to filters,It can be seen that the attenuation characteristic is steep. at the same time,The low-pass filter of the present embodiment isA certain amount of attenuationButWide frequency bandwidthIdaIt can be seen that an extremely large attenuation is obtained. further,The low-pass filter of the present embodiment isTwoPassingSince the two resonant circuits are not used as a means to obtain the zero point,,It is equivalent to a conventional low-pass filter that uses only one resonant circuit, and has improved damping characteristics.LetAs an evilCan happenThere is no increase in loss.
[0027]
  By the way, when the relationship between the characteristic impedance Zt of the transmission line 5 and the second zero frequency ωp2 is obtained based on the above design method, it is as shown in FIG. FIG. 7 shows the calculation result when the ripple value is 0.05 dB. The horizontal axis of FIG. 7 shows Zt normalized by the characteristic impedance Z0 of the input line 4, and the vertical axis shows the ratio of ωp2 and ωp1. The parameter is the position of ωp1 with reference to the cutoff frequency. Looking at this relationship,PassingIn order to make the zero point approach, it is understood that the characteristic impedance Zt of the transmission line 5 is a value smaller than Z0. First1Zero pointfrequencyIf ωp1 is 2.5 or more times the cut-off frequency, the transmission line characteristic impedance Zt is equal to Z0 even if twoPassingIt is possible to bring the zeros closer, but1Zero pointfrequencyWhen the frequency becomes 2.5 times or 3 times the cut-off frequency, the amount of attenuation increases without depending on the pass zero, so that a circuit configuration with only one pass zero like a conventional low-pass filter The necessary and sufficient attenuation characteristics can be obtained. That is, in the low-pass filter of the present embodiment, it may be considered that the value of the characteristic impedance Zt of the transmission line 5 is equal to or less than the characteristic impedance Z0 of the input line 4a or the output line 4b. This is because, in the conventional low-pass filter, it is common sense to increase the characteristic impedance of the transmission line 5 and reduce the electrical length, so that the appearance of the low-pass filter of this embodiment is clear. It is one of the features.
[0028]
Further, the fact that a line having a characteristic impedance higher than the characteristic impedance of the input line or the output line is not required in the filter circuit means that the

ground conductors

1a and 1b are formed when the circuit is constituted by strip lines as in the present embodiment. The distance between the two can be reduced, that is, the thickness of the filter circuit can be reduced. This is effective when a multilayer circuit structure is formed of a material such as LTCC. As described above, in LTCC, since the strip conductor formed between the dielectric layers is formed of a thick film, the minimum strip conductor width that can be formed is relatively large. Therefore, the minimum strip width is often assigned to the line having the highest characteristic impedance in the filter circuit. In other words, the smaller the value of the highest characteristic impedance in the filter circuit, the smaller the ground conductor interval, and the thinner the filter circuit. Thus, in this embodiment, there is an effect that the thickness of the filter circuit can be reduced. That is, when the filter of the present embodiment is built in a multilayer structure of a multilayer package composed of LTCC or the like and an active device such as MMIC is mounted on the upper surface of the package, the thickness of the package under the MMIC As a result, the thermal resistance of the package can be lowered, and a package with excellent heat dissipation performance can be provided.
[0029]
  In the description of the operation of the present embodiment, the second zero pointFrequency ω p2 The1st zeroFrequency ω p1However, for example, ωp1 is set to approximately twice the cutoff frequency, and ωp2 is set to approximately 1.5 times ωp1 (approximately three times the cutoff frequency). Of course it is good. like thisPassingAs an application of the filter having the zero point arrangement, there is a spurious suppression filter of an amplifier mounted on the output side of the HPA. That is, this embodiment provides a low loss characteristic and a good attenuation characteristic that are excellent as a spurious suppression filter of an amplifier.
[0030]
  As described above, the present embodimentLow pass filter according toIs a series capacitive circuit 6 having two terminals, an input line 4a connected to one of the terminals, an output line 4b connected to the other of the terminals, one end connected to the input line 4a and the other And a transmission line 5 having an end connected to the output line 4b. The characteristic impedance of the transmission line 5 is lower than the characteristic impedance of the input line 4a and the output line 4b.SettingTherefore, the lowest resonance frequency of the parallel resonance circuit composed of the combination of the series capacitance circuit 6 and the transmission line 5 can be brought close to the next lowest resonance frequency,ThisIt is possible to place two passing zeros close to each other. As a result, it is possible to obtain characteristics like a low-pass filter using two conventional parallel resonant circuits with a set of parallel resonant circuits. In other words, it is possible to obtain a steep attenuation characteristic as compared with the conventional low-pass filter in which the characteristic impedance of the transmission line 5 is increased and the length of the transmission line 5 is shortened. In addition, it is not necessary to use a plurality of parallel resonant circuits in the filter in order to obtain a steep attenuation characteristic.TheGainCan. thisCharacteristicIs extremely effective when the loss of the resonance circuit is not small, such as when a low-loss dielectric material or conductor constituting the filter circuit cannot be used.
[0031]
  In the present embodiment, in the low-pass filter having a strip line structure, two

strip conductors

6a and 6b are provided in parallel to the dielectric substrate 2b as the series capacitance circuit 6, and the dielectric substrate 2b is A so-called parallel plate type capacitor circuit that is sandwiched (interposed) is used. For this reason, a dielectric material that easily constitutes a multilayer structure such as LTCC,The low-pass filter according to the present embodiment can be easily manufactured.. Moreover, since a line with high characteristic impedance is not required, the distance between the

ground conductors

1a and 1b can be reduced.CharacteristicIs,Especially like LTCC,When the minimum conductor pattern width that can be manufactured is limitedInThis is effective for reducing the thickness of the filter circuit.
[0032]
Furthermore, in the present embodiment, as a low-pass filter having a strip line structure, the first and

second strip conductors

6a and 6b are opposed to each other with the dielectric substrate 2b interposed therebetween as a series capacitive circuit 6. While using a flat-plate capacity circuit, an input line 4a and an output line 4b are arranged on the main surface on which the first strip conductor 6a is formed on the dielectric substrate 2b, and the input line 4a and the second strip conductor 6b are connected to each other. They were connected via vias 7 penetrating the dielectric substrate 2b. For this reason, the input line 4a and the output line 4b exist in the same plane (in the same layer). As a result, there is an effect that an external circuit can be easily connected.
[0033]
Also, two passing zerosfrequencySince the characteristic impedance and the electrical length of the transmission line 5 are selected so that they substantially coincide with each other or sufficiently close to each other, it is possible to obtain a large attenuation amount in a local frequency band, and extremely steep attenuation There is an effect that a low-pass filter having characteristics can be obtained.
[0034]
Embodiment 2. FIG.
A second embodiment according to the present invention is shown in FIGS. FIG. 8 is an exploded perspective view showing a configuration of a stripline type low-pass filter representing the present embodiment. FIG. 9 is a top view of the dielectric substrate provided in the low-pass filter of FIG. 8, and is a diagram for explaining the pattern shape of the strip conductor. In these drawings, 1 to 4 and 7 are the same as those in the first embodiment. 15IsAlthough the transmission line 16 is a series capacitance circuit, the transmission line 15 is arranged so as to go around the series capacitance circuit 16, and the

strip conductors

16a and 16b constituting the series capacitance circuit 16 are arranged so as to be orthogonal to each other. In addition, as shown in FIG. 9, the tip end of one strip conductor is formed to be larger than the edge of the other strip conductor by a dimension Δ. In addition, LegendThe transmission line 15 is the same as that of the first embodiment in that it is composed of a line having a lower characteristic impedance than the input line 4a and the output line 4b. Further, the electrical length of the transmission line 15 is the same as that of the first embodiment in that the electrical length of the transmission line 15 is about a fraction of the wavelength of the cutoff frequency of the filter.
[0035]
Of this embodimentLow passThe filter operates in the same manner as in the first embodiment. For this reason, there exists an effect similar to the low-pass filter of Embodiment 1. In the low-pass filter of the present invention, the electrical length of the transmission line 15 is relatively large, but the transmission line 15 is laid out so as to circulate around the series capacitance circuit 16. For this reason, it is possible to efficiently lay out the transmission line 15 having a large electrical length in terms of area, and there is an effect that a polarized low-loss low-pass filter having two pass zeros can be obtained in a compact manner.
[0036]
Further, the

strip conductors

16a and 16b constituting the series capacitance circuit 16 are orthogonal to each other, and the shape of the strip conductor is determined so as to protrude from the other edge by a dimension Δ as shown in FIG. This dimension Δ is applied to different layers in the multilayer structure.ProvidedConductor patternofThe dimensions correspond to the mutual misalignment intersections. For this reason, even if conductor patterns provided in different layers are displaced by Δ due to manufacturing errors, the opposing areas of the two strip conductors do not change, and the capacitance error in the series capacitance circuit is small. That is, there is an effect that there is little variation in the filter characteristics due to the positional deviation between the conductor patterns. In the LTCC or the like, there is a problem that the positional deviation between the conductor patterns is not small, and the low-pass filter of the present embodiment is effective when a multilayer circuit is configured with such a material.
[0037]
As described above, in the present embodiment, in the series capacitance circuit 16 of the low-pass filter having the stripline structure, the direction from the front end portion of the first strip conductor 16a toward the input line 4a and the second strip conductor 16b. The angle between the front end of the first strip conductor 16a and the direction toward the output line 4b is approximately 90 degrees, and the front end of the first strip conductor 16a faces the dielectric substrate (dielectric layer) 2b. Projecting from the edge of the second strip conductor 16b, and projecting the tip of the second strip conductor 16b from the edge of the first strip conductor 16a facing each other through the dielectric substrate (dielectric layer) 2b In addition, since the transmission line 5 is arranged so as to circulate around the series capacitance circuit 6, the first strip conductor 16a provided on different layers and the second strip are arranged. Between the lip conductor 16b, the area of the portion where both be slightly occurred misalignment faces have never changed. For this reason, there is an effect that a low-pass filter with little characteristic deterioration due to positional deviation can be obtained. This point is effective when the filter is made of a material such as LTCC that does not have much misalignment between layers. Further, since the transmission line 15 is arranged so as to circulate around the series capacitance circuit 16, there is an effect that the filter circuit having a large electric length of the transmission line 15 can be reduced in area.
[0038]
Embodiment 3 FIG.
A third embodiment according to the present invention is shown in FIG. FIG. 10 is a diagram for explaining a pattern shape of a strip conductor of a low-pass filter having a multilayer structure similar to that of the second embodiment. In FIG. 10, 2-7 and 15, 16 are the same as in the second embodiment. The low-pass filter of the present embodiment is a multi-stage configuration in which two low-pass filters shown in the second embodiment are connected in cascade. That is, two low-pass filters shown in the second embodiment are prepared, and as shown in FIG. 10, the output line side of one filter and the input line side of the other filter are connected in cascade, The conductor patterns of the two filters are arranged so as to be substantially point-symmetric about the connection point (via 7) of the filter. Further, the second strip conductor 16b of one filter and the second strip conductor 16d of the other filter are arranged in the same plane as indicated by a broken line in FIG. As described above, in the present embodiment, a conductor pattern having a substantially point symmetric shape is provided with the via 7 connecting the strip conductor 16b (16d) and the

transmission lines

15a and 15b constituting the series capacitance circuit as the center point. It is a feature. 16b and 16d are provided in a common layer, and are formed by a strip conductor pattern integrated with the via 7 interposed therebetween (16b = 16d).
[0039]
Of this embodimentLow passThe filter operates in the same manner as in the second embodiment and has the same effect.In addition, the low-pass filter of the present embodiment isThe low-pass filter of Embodiment 2TwoIt is in the form of cascade connection,Therefore,A total of four passing zerosCan be placed close togetherTherefore, a low-pass filter having extremely steep attenuation characteristics is obtained.
[0040]
In the present embodiment, the filter shown in the second embodiment has a point-symmetrical shape in which the filter is cascaded around the via 7, and 16 b and 16 d are provided in a common layer and are integrated with the via 7 interposed therebetween. Since the strip conductor pattern is formed, when the positional deviation occurs between the conductor patterns provided in different layers, the direction of change in the capacitance value in the two series capacitance circuits is reversed. . For this reason, the frequency changes of the passing zeros are opposite to each other. Therefore, the stopband is,Unilaterally,To lower frequency sideShiftOr high frequencyTo the sideFtOrThere is nothing to do. Ie,In the low-pass filter according to the present embodiment, in the same way as the low-pass filter according to the second embodiment, the characteristic variation due to the positional deviation between the conductor patterns is inherently small, and the blocking due to the positional deviation between the conductor patterns is prevented. The band shift is small and the blocking attenuation can be obtained stably.Thateffective.
[0041]
As described above, in the present embodiment, the output line side of the first low-pass filter described in the second embodiment and the input line side of the second low-pass filter are cascade-connected. The conductor patterns of the two filters are arranged so as to be substantially point symmetric about the connection point of the two filters, the second strip conductor 16b of the first filter, and the second filter conductor of the second filter. Since the strip conductor 16d is arranged in the same plane, even when a positional deviation occurs between conductor patterns provided in different layers, the area of the portion where both faces does not change. The direction of change of the capacitance value in the two series capacitance circuits is opposite, and the frequency change of the passing zero is opposite to each other. Therefore, there is no characteristic deterioration due to misalignment, and the blocking attenuation amount can be obtained stably. There is an effect that can be bet.
[0042]
It should be noted that any one of the low-pass filters described in the first to third embodiments described above is used to form a multilayer structure including the low-pass filter, and an active device serving as a heat source is mounted on the multilayer structure. Multi-layer RF packages or multi-layer RF modules can be produced. Since the built-in low-pass filter eliminates the need for a line with high characteristic impedance as described above, the distance between the

ground conductors

1a and 1b can be reduced, and a conductor pattern that can be manufactured like LTCC or the like. When a package or module is made of a material whose limit is the minimum width, the package can be made thinner, so that the thermal resistance of the package is reduced, and the active device such as an MMIC mounted on the upper surface of the package can be reduced. There is an effect that a package or module advantageous in terms of heat dissipation can be obtained.
[0043]
【The invention's effect】
The present invention has a series capacitance circuit having a capacitance value Cs having two terminals, an input line connected to one of the terminals, an output line connected to the other of the terminals, and one end connected to the input line. And having a transmission line connected to the output line at the other end, making the characteristic impedance Zt of the transmission line lower than the characteristic impedance of the input line and the output line,The electrical length of the transmission line at the cutoff frequency ωc is θc, and the lowest-order zero-point frequency ω to be formed p1 Is a low-pass filter having the electrical length θc and the series capacitance value Cs determined by the following simultaneous equations, with a frequency higher than the cutoff frequency.
[Formula 6]

  Where L ₀ Is an element value of the series inductance of the original low-pass filter that is configured by connecting a parallel capacitor to both ends of the series inductance and has the cutoff frequency ωc.
  ThisThe lowest resonance frequency of the parallel resonance circuit consisting of a combination of a series capacitance circuit and a transmission line can be brought close to the next lowest resonance frequency, that is, two passing zeros can be placed close to each other, As a result, it is possible to obtain a steep attenuation characteristic, and it is not necessary to use a plurality of parallel resonant circuits in the filter in order to obtain a steep attenuation characteristic, so that a low-pass low-pass filter can be obtained. effective.
[0044]
  Further, since the series capacitance circuit is composed of first and second strip conductors, and the first and second strip conductors are provided to face each other with a dielectric substrate interposed therebetween, a multilayer such as LTCC is provided. With dielectric materials that make up the structure easyIt can be easily manufacturedeffective. In addition, since the line having high characteristic impedance is not required, it is possible to reduce the distance between the ground conductors. This is especially true when there is a limit to the minimum conductor pattern width that can be manufactured, such as LTCC.InThis is effective for reducing the thickness of the filter circuit.
[0045]
Further, the input line and the output line are disposed on the main surface of the dielectric substrate on the side where the first strip conductor is provided, and the gap between the second strip conductor and the input line is Since the connection is made via the conductive connecting means provided through the dielectric substrate, the input line and the output line exist in the same plane (in the same layer). As a result, there is an effect that the connection of the external circuit becomes easy.
[0047]
The angle between the direction from the tip of the first strip conductor to the input line and the direction from the tip of the second strip conductor to the output line is approximately 90 degrees. The front end portion of the first strip conductor is protruded from the edge of the second strip conductor facing through the dielectric layer, and the front end portion of the second strip conductor is opposed through the dielectric layer And the transmission line is arranged so as to circulate around the series capacitance circuit, and therefore, the first strip conductor and the second strip conductor provided in different layers are provided. Even if a positional deviation occurs during this period, the area of the portion where the two are opposed does not change, so that it is possible to obtain a low-pass filter with little characteristic deterioration due to the positional deviation. Further, since the transmission line is arranged so as to circulate around the series capacitance circuit, there is an effect that the filter circuit having a large electric length of the transmission line can be reduced in area.
[0048]
A multi-stage low-pass filter having two low-pass filters of the present invention, wherein the output line side of one low-pass filter and the input line side of the other low-pass filter are cascaded The conductor patterns of the two low-pass filters are arranged so as to be substantially point-symmetric about the connection point of the two low-pass filters, and the second strip conductor of the one low-pass filter When the second strip conductor of the other low-pass filter is disposed in the same plane, if a displacement occurs between conductor patterns provided in different layers, two series capacitance circuits The direction of change in the capacitance value at the reverse is the reverse direction, and the frequency change at the pass zero is in the opposite direction. Therefore, the stop band does not shift to the lower frequency side or to the higher frequency band. That is, in addition to the fact that the characteristic variation due to the positional deviation between the conductor patterns is originally small, there is little shift in the stop band due to the positional deviation between the conductor patterns, and there is an effect that the blocking attenuation amount can be obtained stably.
[0049]
In addition, if a multilayer RF package having a multilayer structure incorporating the low-pass filter of the present invention and having an active device as a heat source mounted on the multilayer structure is configured, the built-in filter has a high characteristic impedance line. Since it is not necessary, the distance between the ground conductors can be reduced, and if the package is made of a material that has a limit on the minimum width of the conductor pattern that can be formed, the package can be made thinner. The resistance value is lowered, and there is an effect that an advantageous package can be obtained in terms of heat dissipation of the active device mounted on the upper surface of the package.
[0050]
Further, if a multi-layer RF module having a multi-layer structure incorporating the low-pass filter of the present invention and having an active device as a heat source mounted on the multi-layer structure is formed, the built-in filter has a high characteristic impedance line. Since it is not necessary, the distance between the ground conductors can be reduced, and if the module is made of a material that has a limit on the minimum width of the conductor pattern that can be formed, the package can be made thinner, so the heat of the package can be reduced. The resistance value is reduced, and an advantageous module can be obtained in terms of heat dissipation of the active device mounted on the upper surface of the package.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an exploded perspective view showing a configuration of a low-pass filter according to a first embodiment of the present invention.
2 is an explanatory diagram showing a strip conductor pattern shape of the low-pass filter of FIG. 1. FIG.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram of a low-pass filter according to the first embodiment of the present invention.
4 is a circuit configuration diagram showing (a) an equivalent circuit of a transmission line 5 and (b) an equivalent circuit of a low-pass filter in Embodiment 1 of the present invention. FIG.
FIG. 5 is an explanatory diagram showing frequency characteristics of susceptances of a transmission line and a series capacitance circuit in the low-pass filter according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is an explanatory diagram showing reflection and pass characteristics of the low-pass filter according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 7 shows the transmission line and the first embodiment according to the first embodiment of the invention.2It is explanatory drawing which shows the relationship of a zero point frequency.
FIG. 8 is an exploded perspective view of a low-pass filter according to Embodiment 2 of the present invention.
9 is an explanatory diagram showing a strip conductor pattern shape of the low-pass filter of FIG. 8. FIG.
FIG. 10 is an explanatory diagram showing a strip conductor pattern shape of a low-pass filter according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 11 is an exploded perspective view showing a conventional low-pass filter.
12 is an explanatory diagram showing a strip conductor pattern shape of the low-pass filter of FIG. 11. FIG.
FIG. 13 is a circuit configuration diagram showing an equivalent circuit of a conventional low-pass filter.
FIG. 14 is a circuit configuration diagram showing a third-order original low-pass filter corresponding to a conventional low-pass filter.

Claims

A series capacitance circuit having a capacitance value Cs having two terminals;
An input line connected to one of the terminals;
An output line connected to the other of the terminals;
A transmission line having one end connected to the input line and the other end connected to the output line;
While making the characteristic impedance Zt of the transmission line lower than the characteristic impedance of the input line and the output line,
The electrical length of the transmission line at the cutoff frequency ωc is θc, and the lowest-order zero frequency ω p1 to be formed is a frequency higher than the cutoff frequency, and the electrical length θc determined by the following simultaneous equations and the series capacitance value Cs Having
A low-pass filter characterized by that.

Here, L ₀ is an element value of the series inductance of the original low-pass filter that is configured by connecting a parallel capacitor to both ends of the series inductance and has the cutoff frequency ωc.

The series capacitance circuit is composed of first and second strip conductors;
The low-pass filter according to claim 1, wherein the first and second strip conductors are provided to face each other with a dielectric substrate interposed therebetween.

The input line and the output line are disposed on the main surface of the dielectric substrate on the side where the first strip conductor is provided,
3. The low frequency band according to claim 2, wherein the second strip conductor and the input line are connected to each other through conductive connection means provided through the dielectric substrate. Pass filter.

The angle formed between the direction from the front end of the first strip conductor to the input line and the direction from the front end of the second strip conductor to the output line is approximately 90 degrees,
The front end portion of the first strip conductor is protruded from the edge of the second strip conductor facing through the dielectric layer, and the front end portion of the second strip conductor is opposed through the dielectric layer Projecting from the edge of the first strip conductor,
The low-pass filter according to any one of claims 2 to 4, wherein the transmission line is arranged so as to circulate around the series capacitance circuit.

A multi-stage low-pass filter comprising two low-pass filters according to claim 4,
The output line side of one low-pass filter and the input line side of the other low-pass filter are connected in cascade, and the two low-pass filters are substantially point symmetrical about the connection point of the two low-pass filters. The conductor pattern of the two low-pass filters is arranged, and the second strip conductor of the one low-pass filter and the second strip conductor of the other low-pass filter are arranged in the same plane. A multi-stage low-pass filter characterized in that

A multi-layer structure including the low-pass filter according to any one of claims 1 to 5,
A multilayer RF package in which an active device serving as a heat source is mounted on the multilayer structure.

A multi-layer structure including the low-pass filter according to any one of claims 1 to 5,
A multilayer RF module in which an active device serving as a heat source is mounted on the multilayer structure.