JP4000072B2

JP4000072B2 - Low-pass filter built-in wiring board

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Publication number: JP4000072B2
Application number: JP2003048344A
Authority: JP
Inventors: 周一山本; 哲也岡元
Original assignee: Kyocera Corp
Current assignee: Kyocera Corp
Priority date: 2002-12-26
Filing date: 2003-02-25
Publication date: 2007-10-31
Anticipated expiration: 2023-02-25
Also published as: JP2004254257A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、フィルタを有する弾性表面波フィルタ素子を収納する多層配線基板であって、特に、弾性表面波フィルタ素子の通過帯域より高い周波数の電気信号を減衰するローパスフィルタを有するローパスフィルタ内蔵配線基板に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話や移動体通信に用いられる電子機器等の小型化・高密度化・低価格化に対する要求が高まる中、フィルタを基板に内蔵することで部品点数を減少させ、小型化・高密度化を実現する配線基板がある。
【０００３】
このような配線基板として、例えば特開平11−145771号公報には、誘電体層および導体層を積層して積層体を形成し、積層体の少なくとも一方主面に凹部を、また少なくとも側面に外部端子を設けるとともに、積層体の導体層で形成されるインダクタンス素子およびキャパシタンス素子によりＬＣフィルタを構成し、積層体の凹部に弾性表面波フィルタを配置し、凹部をキャップにより封止してなる複合フィルタであって、外部端子のうち２つが弾性表面波フィルタとＬＣフィルタとのそれぞれの入力端子となり、外部端子のうち２つが弾性表面波フィルタとＬＣフィルタとのそれぞれの出力端子となるとともに、弾性表面波フィルタとＬＣフィルタとが積層体内で接続されることなく電気的に独立している複合フィルタが開示されている。
【０００４】
これによれば、弾性表面波フィルタとＬＣフィルタとが１つの積層体を介して一体化しているため、部品点数を低減でき、アッセンブリ工程も容易にできるとともに、ディスクリートのチップ部品の場合とほぼ同等の機能が得られ、従来のディスクリートのチップ部品である弾性表面波フィルタとほぼ同等の大きさで、弾性表面波フィルタおよびＬＣフィルタの２つの機能を備えた複合フィルタを得ることができ、さらに弾性表面波フィルタとＬＣフィルタとが、それぞれ独立した入力端子および出力端子を備えているため、弾性表面波フィルタとＬＣフィルタとの間に他の電子部品を挿入することが可能となり、複合フィルタを搭載する無線装置の設計の自由度を広げることができるというものである。
【０００５】
例えば、弾性表面波フィルタとＬＣフィルタとを、ともに帯域通過フィルタとすることにより、一方のフィルタの後段に他方のフィルタを配置すれば、これらの通過帯域以外の周波数に対する減衰量を大きくすることができるため、比較的広帯域にわたって減衰量を大きくすることができる。
【０００６】
また、ＬＣフィルタの通過帯域が弾性表面波フィルタの通過帯域を含むものとした場合は、通過帯域の狭い弾性表面波フィルタの後段に弾性表面波フィルタよりも通過帯域の広いＬＣフィルタを配置すれば、高周波信号が弾性表面波フィルタを通過した後にＬＣフィルタを通過するため、弾性表面波フィルタの通過帯域以外の周波数に対する減衰量をさらに大きくすることができ、比較的広帯域にわたって減衰量をさらに大きくすることができる。
【０００７】
また、弾性表面波フィルタの通過帯域とＬＣフィルタの通過帯域とが重ならないようにした場合は、異なる周波数を使用する場合に使用することができ、用途の自由度を広げることができる。
【０００８】
また、複合フィルタを構成する弾性表面波フィルタおよびＬＣフィルタを無線装置の送信側無線信号部あるいは受信側無線信号部を構成するフィルタに用いるようにした場合は、無線装置を構成する部品の点数を減らすことができ、無線装置の小型化が可能となる。
【０００９】
【特許文献１】
特開平11−145771号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特開平11−145771号公報に開示された複合フィルタでは、弾性表面波フィルタとＬＣフィルタとを積層体内部で接続することなく電気的に独立させ、それぞれ入力端子および出力端子を設けているため、これらフィルタを積層体内部に内蔵することで部品点数を減少させることができ、小型化することが可能であるが、弾性表面波フィルタとＬＣフィルタとを積層体内部にて接続した場合に比べ、入力端子および出力端子の端子数が増えるという問題点があった。
【００１１】
また、弾性表面波フィルタおよびＬＣフィルタをいずれも帯域通過フィルタとした場合は、帯域通過フィルタの特性により通過帯域の近傍での減衰量は十分に得られやすいが、例えば無線装置の送信側に要求されるパワーアンプにより発生する通過帯域の２倍あるいは３倍の高調波を広帯域にわたって減衰させるという用途には不向きであるという問題点もあった。
【００１２】
本発明は上記のような従来の技術の問題点に鑑みて案出されたものであり、その目的は、ローパスフィルタを積層体から成る基体の内部に構成し、弾性表面波フィルタ素子の送信入力側にこのローパスフィルタを接続することにより、外部との接続端子の数を減少させるとともに、ローパスフィルタにより弾性表面波フィルタ素子の通過帯域より高周波帯域の減衰量を大きくとれることにより、無線装置の送信側に要求されるパワーアンプにより発生する通過帯域の２倍あるいは３倍の高調波を広帯域にわたって減衰させることができるとともに、基体の内部に損失の少ないローパスフィルタを実現することができるローパスフィルタ内蔵配線基板を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板は、複数の誘電体層が積層されて成る基体と、この基体の上面に形成された弾性表面波フィルタ素子を収容するキャビティと、前記基体の内部に内蔵された、前記弾性表面波フィルタ素子の送信入力側に電気的に接続されるローパスフィルタとを具備し、前記ローパスフィルタは、インダクタンスを生じる２つのストリップラインと、接地容量を形成する接地電極および２つの接地容量電極とを有し、前記２つのストリップラインの一方端同士が貫通導体で接続され、前記２つのストリップラインの他方端と前記２つの接地容量電極とがそれぞれ接続され、前記２つのストリップラインの一方の他方端が前記弾性表面波フィルタ素子の送信入力側に接続されており、前記接地電極および前記接地容量電極は前記キャビティの底面より下面側に配置されているとともに、前記２つのストリップラインは前記キャビティの下方部以外の部位に配置されていることを特徴とするものである。
【００１５】
また、本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板は、上記各構成において、前記基体の内部に内蔵された、前記弾性表面波フィルタ素子に電気的に接続される位相調整用ストリップラインを具備することを特徴とするものである。
【００１６】
また、本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板は、上記各構成において、前記２つのストリップラインを前記接地電極および前記接地容量電極よりも前記基体の上面側に配置したことを特徴とするものである。
【００１７】
また、本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板は、上記各構成において、前記２つのストリップラインと前記位相調整用ストリップラインとが、前記基体の前記キャビティを挟んで対向する部位にそれぞれ配置されていることを特徴とするものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板について図面を参照しつつ説明する。
【００１９】
図１は本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板の実施の形態の一例を示す分解斜視図である。図１において、１は第１の誘電体層、２は第２の誘電体層、３は第３の誘電体層、４は第４の誘電体層、５は第５の誘電体層、６はキャビティ、７は第１の接地電極、８は第２の接地電極、９は位相調整用ストリップライン、10は第１の接地容量電極、11は第２の接地容量電極、12は第１のストリップライン、13は第２のストリップライン、14は第１の貫通導体、15は第２の貫通導体、16は第３の貫通導体、17は第４の貫通導体、18はキャビティに収容される弾性表面波フィルタ素子の送信入力側に電気的に接続される送信側出力端子、19はキャビティに収容される弾性表面波フィルタ素子の送信出力側に電気的に接続される送信側入力端子である。
【００２０】
図１に示す例においては、第１の誘電体層１の下面に形成された第１の接地電極７と、第１の誘電体層１および第２の誘電体層２の間に形成された第１の接地容量電極10との間に生じる接地容量をＣ１とし、第１の誘電体層１の下面に形成された第１の接地電極７と、第１の誘電体層１および第２の誘電体層２の間に形成された第２の接地容量電極11との間に生じる接地容量をＣ２とし、第３の誘電体層３および第４の誘電体層４の間に形成された第１のストリップライン12と、第４の誘電体層４および第５の誘電体層５の間に形成された第２のストリップライン13と、第１のストリップライン12および第２のストリップライン13の一方端同士を第４の誘電体層４を貫通することにより接続する第１の貫通導体14により生じるインダクタンスをＬ１としたとき、第１のストリップライン12は他方端を第２の貫通導体15を介して第１の接地容量電極10と接続され、第２のストリップライン13の他方端は第３の貫通導体16を介して第２の接地容量電極11と接続されることにより、Ｌ１・Ｃ１・Ｃ２からなるπ型のローパスフィルタを構成している。
【００２１】
また、第１の誘電体層１および第２の誘電体層２の間に、第１の誘電体層１の下面に形成された第１の接地電極７と、第１の誘電体層１および第２の誘電体層２の間に形成された第２の接地電極８とに挟まれた、位相調整用ストリップライン９にて移相器Ｓを形成している。そして、送信側出力端子18はローパスフィルタの出力側すなわちＬ１とＣ２との接続点に第３の貫通導体16を介して、また送信側入力端子19は位相調整用ストリップライン９に第４の貫通導体17を介してそれぞれ電気的に接続されている。
【００２２】
このような図１に示す本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板の例によれば、その等価回路図は図２に示すようなものとなる。なお、図２において、破線で囲んだ部分が図１に示す本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板の例の等価回路に相当する部分である。
【００２３】
そして、第１〜第５の誘電体層１〜５，第１の接地電極７，第１および第２の接地容量電極10・11によって容量Ｃ１・Ｃ２を調整し、また、第１および第２のストリップライン12・13によってインダクタンスＬ１を調整することにより、所望のローパス特性を有するローパスフィルタを内蔵した配線基板を得ることができる。
【００２４】
また、本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板によれば、弾性表面波フィルタ素子の送信入力側に電気的に接続される送信側出力端子18に電気的に接続されたローパスフィルタを内蔵した配線基板としたことにより、ローパスフィルタ内蔵配線基板の入力端子および出力端子の数を１つずつにすることができ、ローパスフィルタ内蔵配線基板を他の基板に２次実装する場合に必要とされる端子数を少なくできるため、基体の大きさが端子の数に制限されることがなくなり、ローパスフィルタ内蔵配線基板の小型化が容易になるとともに、端子間の距離を離すことができるようになり端子間のアイソレーションも向上させることができる。また、端子１つ当りの端子面積を大きくすることができるため、実装信頼性を向上させることができる。
【００２５】
また、弾性表面波フィルタ素子の通過帯域より遮断周波数の高いローパスフィルタを弾性表面波フィルタ素子の送信入力側に電気的に接続することにより、弾性表面波フィルタ素子の通過帯域より高周波域で広帯域に十分な減衰量をとれないという従来の複合フィルタにおける問題点を補い、高周波帯域で十分に高い減衰量を得ることができ、例えばパワーアンプの通過帯域の２倍あるいは３倍の高調波も効果的に減衰させることができる。また、上記のようなローパスフィルタを基体の内部に内蔵したことにより、部品点数の減少を図ることができる。
【００２６】
また、ローパスフィルタの接地容量Ｃ１・Ｃ２を形成する接地電極７および接地容量電極10・11をキャビティ６の底面より基体の下面側に配置し、ローパスフィルタのインダクタンスＬ１を基体のキャビティ６の下方部以外のキャビティ６の周囲の部位に配置することにより、接地電極７および接地容量電極10・11とストリップライン12・13との距離を離すことができ、ストリップライン12・13の浮遊容量を減らすことができるとともに、接地電極７および接地容量電極10・11とインダクタンスＬ１との相互作用を減らすことができるため、低損失なローパスフィルタを構成することができる。また、ローパスフィルタにおいて比較的大きな面積を必要とする接地容量Ｃ１・Ｃ２を、ローパスフィルタ内蔵配線基板の内部で最も面積を広くとれるキャビティ６の底面より下面側に配置することにより、大きな容量を形成するために新たに誘電体層の層数を増やしたり、接地電極７と接地容量電極10・11との間の誘電体層１を極端に薄くする必要がなくなる。
【００２７】
また、弾性表面波フィルタ素子の送信出力側に電気的に接続される、信号の位相を調整する移相器Ｓとして機能する位相調整用ストリップライン９を内蔵することにより、弾性表面波フィルタ素子の出力側の位相を適切に調整できるものとなる。また、位相調整用ストリップライン９をキャビティ６の底面より基体の下面側に配置すると、十分な長さの位相調整用ストリップライン９を基体を不必要に大きくすることなく内蔵できるようになる。
【００２８】
また、ストリップライン12・13を基体のキャビティ６の下方部以外の部位に配置し、接地電極７および接地容量電極10・11よりも基体の上面側に配置することにより、接地電極７および接地容量電極10・11との距離を離すことができるため、インダクタンスＬ１の浮遊容量をより減らすことができるとともに、接地電極７および接地容量電極10・11との距離をより離すことができてこれらとインダクタンスＬ１との相互作用を減らすことができるため、より低損失なローパスフィルタを構成することができる。
【００２９】
図３は、図１に示す本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板の例におけるローパスフィルタの周波数特性を示す線図である。図３において、横軸は周波数（単位：ＧＨｚ）を、縦軸は送信側の信号通過量Ｓ(２，１)（単位：ｄＢ）を表わし、実線の特性曲線は本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板に弾性表面波フィルタ素子を実装したときの周波数特性を、破線の特性曲線は弾性表面波フィルタ素子のみの周波数特性を示している。図３に示す結果より、本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板によれば、内蔵されたローパスフィルタの高周波数における信号の減衰効果のため、弾性表面波フィルタ素子の通過帯域（1.85ＧＨｚから1.99ＧＨｚ）の高周波側において弾性表面波フィルタ素子のみの周波数特性に比べ大きな減衰量が得られていることが分かる。
【００３０】
なお、本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板におけるローパスフィルタは、例えば誘電体層がセラミックスから成る場合であれば、焼成後に各誘電体層となる誘電体セラミックグリーンシートに所定の孔開け加工を施すとともに各電極のパターン形状および貫通導体となる貫通孔やグリーンシートの側面等に導体ペーストを塗布し、これらを積層して焼成することによって製作される。あるいは、誘電体層がフッ素樹脂やガラスエポキシ樹脂・ポリイミド樹脂のような樹脂から成る場合であれば、樹脂基板を用い、その表面に被着させた銅箔をエッチングして各電極パターンの形成を行ない、層間接続用ビア導体を形成して積層プレスすることによって製作される。
【００３１】
また、第１〜第５の誘電体層１〜５を始めとする誘電体層には、アルミナセラミックス・ムライトセラミックス等のセラミックス材料やガラスセラミックス等の無機系材料、あるいは四フッ化エチレン樹脂（ポリテトラフルオロエチレン；ＰＴＦＥ）・四フッ化エチレン−エチレン共重合樹脂（テトラフルオロエチレン−エチレン共重合樹脂；ＥＴＦＥ）・四フッ化エチレン−パーフルオロアルコキシエチレン共重合樹脂（テトラフルオロエチレン−パーフルテロアルキルビニルエーテル共重合樹脂；ＰＦＡ）等のフッ素樹脂やガラスエポキシ樹脂・ポリイミド等の樹脂系材料等が用いられる。また、第１および第２の接地電極７・８、第１および第２の接地容量電極10・11、第１および第２のストリップライン12・13および位相調整用ストリップライン９、送信側出力端子18、送信側入力端子19には、高周波信号伝送用の金属材料の導体層、例えばＣｕ層・Ｍｏ−Ｍｎのメタライズ層上にＮｉメッキ層およびＡｕメッキ層を被着させたもの・Ｗのメタライズ層上にＮｉメッキ層およびＡｕメッキ層を被着させたもの・Ｃｒ−Ｃｕ合金層・Ｃｒ−Ｃｕ合金層上にＮｉメッキ層およびＡｕメッキ層を被着させたもの・Ｔａ_２Ｎ層上にＮｉ−Ｃｒ合金層およびＡｕメッキ層を被着させたもの・Ｔｉ層上にＰｔ層およびＡｕメッキ層を被着させたもの・またはＮｉ−Ｃｒ合金層上にＰｔ層およびＡｕメッキ層を被着させたもの等が用いられ、厚膜印刷法あるいは各種の薄膜形成方法やメッキ法等により形成される。その厚みや幅は、伝送される高周波信号の周波数や用途等に応じて設定される。
【００３２】
次に、図４に本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板の実施の形態の他の例を、図１と同様の分解斜視図で示す。図４において、１ａは第１の誘電体層、２ａは第２の誘電体層、３ａは第３の誘電体層、４ａは第４の誘電体層、５ａは第５の誘電体層、６ａはキャビティ、７ａは第１の接地電極電極、８ａは第２の接地電極電極、９ａは位相調整用ストリップライン、10ａは第１の接地容量電極、11ａは第２の接地容量電極、12ａは第１のストリップライン、13ａは第２のストリップライン、14ａは第１の貫通導体、15ａは第２の貫通導体、16ａは第３の貫通導体、17ａは第４の貫通導体、18ａはキャビティに収容される弾性表面波フィルタ素子の送信入力側に電気的に接続される送信側出力端子、19ａはキャビティに収容される弾性表面波フィルタ素子の送信出力側に電気的に接続される送信側入力端子、20ａは容量電極である。
【００３３】
図４に示す例においては、第１の誘電体層１ａの下面に形成された第１の接地電極７ａと、第１の誘電体層１ａおよび第２の誘電体層２ａの間に形成された第１の接地容量電極10ａとの間に生じる接地容量をＣ１ａとし、第１の誘電体層１ａの下面に形成された第１の接地電極７ａと、第１の誘電体層１ａおよび第２の誘電体層２ａの間に形成された第２の接地容量電極11ａとの間に生じる接地容量をＣ２ａとし、第２の誘電体層２ａおよび第３の誘電体層３ａの間に形成された容量電極20ａと、第１の誘電体層１ａおよび第２の誘電体層２ａの間に形成された第１の接地容量電極10ａとの間に生じる容量をＣ３ａとし、第３の誘電体層３ａおよび第４の誘電体層４ａの間に形成された第１のストリップライン12ａと、第４の誘電体層４ａおよび第５の誘電体層５ａの間に形成された第２のストリップライン13ａと、第１のストリップライン12ａの一方端と第２のストリップライン13ａの一方端とを第４の誘電体層４ａを貫通することにより接続する第１の貫通導体14ａとにより生じるインダクタンスをＬ１ａとし、第１のストリップライン12ａは他方端を第２の貫通導体15ａを介して第１の接地容量電極10ａと接続され、第２のストリップライン13ａの他方端は第３の貫通導体16ａを介して第２の接地容量電極11ａと接続されることにより、Ｌ１ａ・Ｃ１ａ・Ｃ２ａ・Ｃ３ａからなるπ型のローパスフィルタを構成している。
【００３４】
また、第１の誘電体層１ａおよび第２の誘電体層２ａの間に、第１の誘電体層１ａの下面に形成された第１の接地電極７ａと、第１の誘電体層１ａおよび第２の誘電体層２ａの間に形成された第２の接地電極８ａとに挟まれた位相調整用ストリップライン９ａにて移相器Ｓａを形成している。そして、送信側出力端子18ａはローパスフィルタの出力側すなわちＬ１ａとＣ２ａとＣ３ａとの接続点に第３の貫通導体16ａを介して、また送信側入力端子19ａは位相調整用ストリップライン９ａに第４の貫通導体17ａを介してそれぞれ電気的に接続されている。
【００３５】
この図４に示す例は、図１に示す例に比べて新たに容量Ｃ３ａを設けることにより、インダクタンスＬ１ａおよび容量Ｃ３ａによる並列共振回路を形成し、この並列共振回路の特定の周波数においてより大きな減衰量を得ようというものである。
【００３６】
このような図４に示す本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板の例によれば、その等価回路図は図５に示すようなものとなる。なお、図５において、破線で囲んだ部分が図４に示す本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板の例の等価回路に相当する部分である。
【００３７】
そして、第１〜第５の誘電体層１ａ〜５ａ，第１の接地電極７ａ，第１および第２の接地容量電極10ａ・11ａならびに第１の容量電極17ａによって容量Ｃ１ａ〜Ｃ３ａを調整し、また、第１および第２のストリップライン12ａ・13ａによってインダクタンスＬ１ａを調整することにより、所望のローパス特性を有するローパスフィルタを内蔵した配線基板を得ることができる。
【００３８】
なお、第１および第２のストリップライン12ａ・13ａで形成されるインダクタンスＬ１ａと、第１の接地容量電極10ａおよび第１の容量電極20ａで形成される容量Ｃ３ａとは並列共振回路を形成しており、この並列共振回路の共振周波数を通過帯域の２倍あるいは３倍の周波数に該当させることにより、通過帯域の２倍あるいは３倍の高調波の除去を行なうことが可能となる。
【００３９】
図６は、図４に示す本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板の例におけるローパスフィルタの周波数特性を示す、図３と同様の線図である。図６において、横軸は周波数（単位：ＧＨｚ）を、縦軸は送信側の信号通過量Ｓ(２，１)（単位：ｄＢ）を表わし、破線の特性曲線が弾性表面波フィルタ素子のみの特性を、また実線の特性曲線が弾性表面波フィルタ素子を実装してローパスフィルタを電気的に接続したときの特性を示している。図６に示す結果より、本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板によれば、内蔵されたローパスフィルタの高周波数における信号の減衰効果ならびに並列共振回路の共振周波数における減衰効果のため、通過帯域（1.85ＧＨｚから1.99ＧＨｚ）の２倍の周波数（3.7ＧＨｚから3.95ＧＨｚ）において大きな減衰量が得られていることが分かる。
【００４０】
次に、図７に本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板の実施の形態のさらに他の例を、図１と同様の分解斜視図で示す。図７において、１ｂは第１の誘電体層、２ｂは第２の誘電体層、３ｂは第３の誘電体層、４ｂは第４の誘電体層、５ｂは第５の誘電体層、６ｂはキャビティ、７ｂは第１の接地電極、８ｂは第２の接地電極、９ｂは位相調整用ストリップライン、10ｂは第１の接地容量電極、11ｂは第２の接地容量電極、12ｂは第１のストリップライン、13ｂは第２のストリップライン、14ｂは第１の貫通導体、15ｂは第２の貫通導体、16ｂは第３の貫通導体、17ｂはキャビティに収容される弾性表面波フィルタ素子の受信入力側に電気的に接続される受信側出力端子、18ｂはキャビティに収容される弾性表面波フィルタ素子の送信入力側に電気的に接続される送信側出力端子、19ｂはキャビティに収容される弾性表面波フィルタ素子の送信出力側に電気的に接続される送信側入力端子、20ｂは容量電極である。
【００４１】
図７に示す例においては、第１の誘電体層１ｂの下面に形成された第１の接地電極７ｂと、第１の誘電体層１ｂおよび第２の誘電体層２ｂの間に形成された第１の接地容量電極１０ｂとの間に生じる接地容量をＣ１ｂとし、第１の誘電体層１ｂの下面に形成された第１の接地電極７ｂと、第１の誘電体層１ｂおよび第２の誘電体層２ｂの間に形成された第２の接地容量電極１１ｂとの間に生じる接地容量をＣ２ｂとし、第２の誘電体層２ｂおよび第３の誘電体層３ｂの間に形成された容量電極２０ｂと、第１の誘電体層１ｂおよび第２の誘電体層２ｂの間に形成された第１の接地容量電極１０ｂとの間に生じる容量をＣ３ｂとし、第３の誘電体層３ｂおよび第４の誘電体層４ｂの間に形成された第１のストリップライン１２ｂと、第４の誘電体層４ｂおよび第５の誘電体層５ｂの間に形成された第２のストリップライン１３ｂと、第１のストリップライン１２ｂの一方端と第２のストリップライン１３ｂの一方端とを第４の誘電体層４ｂを貫通することにより接続する第１の貫通導体１４ｂとにより生じるインダクタンスをＬ１ｂとし、第１のストリップライン１２ｂは他方端を第２の貫通導体１５ｂを介して第１の接地容量電極１０ｂと接続され、第２のストリップライン１３ｂの他方端は第３の貫通導体１６ｂを介して第２の接地容量電極１１ｂと接続されることにより、Ｌ１ｂ・Ｃ１ｂ・Ｃ２ｂ・Ｃ３ｂからなるπ型のローパスフィルタを構成している。
【００４２】
また、第１の誘電体層１ｂから第４の誘電体層４ｂの間に、第１の誘電体層１ｂの下面に形成された第１の接地電極７ｂと、第４の誘電体層４ｂおよび第５の誘電体層５ｂの間に形成された第２の接地電極８ｂとに挟まれた位相調整用ストリップライン９ｂにて移相器Ｓｂを形成している。そして、送信側出力端子18ｂはローパスフィルタの出力側すなわちＬ１ｂとＣ２ｂとＣ３ｂとの接続点に第３の貫通導体16ｂを介して、また受信側出力端子17ｂは位相調整用ストリップライン９ｂにそれぞれ電気的に接続されている。
【００４３】
この図７に示す例は、図４に示す例に比べて移相器Ｓｂを受信側に設けることによって、受信側の位相を適切に調整しようというものである。
【００４４】
このような図７に示す本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板の例によれば、その等価回路図は図８に示すようなものとなる。なお、図８において、破線で囲んだ部分が図７に示す本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板の例の等価回路に相当する部分である。
【００４５】
そして、第１および第２のストリップライン12ｂ・13ｂと位相調整用ストリップライン９ｂとを基体のキャビティ６ｂを挟んで対向する部位にそれぞれ配置することで、両ストリップライン12ｂ・13ｂ−９ｂ間の距離を十分に離すとともに、キャビティ６ｂを介在させることでローパスフィルタと移相器Ｓａとの間のアイソレーションが向上するので、より損失の少ないローパスフィルタを内蔵した配線基板を得ることができる。
【００４６】
図９は、図７に示す本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板の例におけるローパスフィルタの周波数特性を示す、図３と同様の線図である。図９において、横軸は周波数（単位：ＧＨｚ）を、縦軸は送信側の信号通過量Ｓ(２，１)（単位：ｄＢ）を表わし、破線の特性曲線が弾性表面波フィルタ素子のみの特性を、また細い実線の特性曲線が第１および第２のストリップライン12ｂ・13ｂと位相調整用ストリップライン９ｂとの距離が近いローパスフィルタを弾性表面波フィルタ素子と電気的に接続したときの特性を、そして太い実線の特性曲線が第１および第２のストリップライン12ｂ・13ｂと位相調整用ストリップライン９ｂとを基体のキャビティ６ｂを挟んで対向する部位に配置したローパスフィルタを弾性表面波フィルタ素子と電気的に接続したときの特性を示している。図９に示す結果より、本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板によれば、内蔵されたローパスフィルタの高周波数における信号の減衰効果ならびに並列共振回路の共振周波数における減衰効果のため、通過帯域（1.85ＧＨｚから1.99ＧＨｚ）の２倍の周波数（3.7ＧＨｚから3.95ＧＨｚ）において大きな減衰量が得られていることが分かる。また、第１および第２のストリップライン12ｂ・13ｂと位相調整用ストリップライン９ｂとの距離が近いと、送信側の信号が受信側に流れるため、送信側の信号通過量Ｓ(２，１)の減少が見られるが、第１および第２のストリップライン12ｂ・13ｂと位相調整用ストリップライン９ｂとを基体のキャビティ６ｂを挟んで対向する部位に配置することで、送信側の信号の減衰が見られないようになることが分かる。
【００４７】
なお、本発明は以上の実施の形態の例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることは何ら差し支えない。例えば、本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板によれば、第１〜第５の誘電体層１〜５および１ａ〜５ａ、１ｂ〜５ｂの厚みを薄くしたり、これらに高誘電率材料を用いたり、第３および第４の誘電体層３・４および３ａ・４ａ、３ｂ・４ｂに磁性体を混ぜたりすることにより、さらなる特性の改善や小型化が可能となる。
【００４８】
また、第５の誘電体層５・５ａ・５ｂの上面にシールド電極を設けたり、第１〜第４の貫通導体14〜17および14ａ〜17ａ、第１〜第３の貫通導体14ｂ〜16ｂの代わりに、誘電体層の側面に各電極の接続用導体を形成して各電極間を電気的に接続してもよい。
【００４９】
また、搭載される弾性表面波フィルタ素子は送信側だけのもののみだけでなく、受信側の弾性表面波フィルタ素子を同じキャビティ６・６ａ・６ｂの内部に搭載したり、送信側と受信側が一体化された弾性表面波フィルタ素子を搭載してもよい。
【００５０】
また、位相調整用ストリップライン９・９ａ・９ｂは、キャビティ６・６ａ・６ｂの底面より上面側に配置するもののみに限られるものではなく、ストリップラインに対してキャビティを挟んで対向するキャビティの底面より下面側に配置してもローパスフィルタと位相器の間のアイソレーションを向上させることができる。
【００５１】
【発明の効果】
本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板によれば、複数の誘電体層が積層されて成る基体と、この基体の上面に形成された弾性表面波フィルタ素子を収容するキャビティと、基体の内部に内蔵された、弾性表面波フィルタ素子の送信入力側に電気的に接続されるローパスフィルタとを具備して成ることから、外部との接続端子の数を減少させるとともに、ローパスフィルタにより弾性表面波フィルタ素子の通過帯域より高周波帯域の減衰量を大きくとれることにより、無線装置の送信側に要求されるパワーアンプにより発生する通過帯域の２倍あるいは３倍の高調波を広帯域にわたって減衰させることができるとともに、基体の内部に損失の少ないローパスフィルタを実現することができる。
【００５２】
例えば、順次積層された第１〜第５の誘電体層と、第１の誘電体層の下面に形成された第１の接地電極と、第３および第４の誘電体層の上面に形成された第１および第２のストリップラインと、第１の誘電体層および第２の誘電体層２の間に形成された第１および第２の接地容量電極とを具備したものとし、第１および第２のストリップラインの一方端同士を接続して第１のストリップラインの他方端を第１の接地容量電極と電気的に接続し、第２のストリップラインの他方端を第２の接地容量電極と電気的に接続するとともに弾性表面波フィルタ素子の送信入力側に電気的に接続されるローパスフィルタ内蔵基板とすることにより、第１〜第５の誘電体層，第１の接地電極ならびに第１および第２の接地容量電極によって接地容量を調整し、また第１および第２のストリップラインによってインダクタンスを調整することにより、所望のローパス特性を有するπ型のローパスフィルタを内蔵した配線基板を得ることができる。
【００５３】
また、ローパスフィルタ内蔵配線基板の入力端子および出力端子の数を１つずつにすることができ、このローパスフィルタ内蔵配線基板を他の基板に２次実装する場合に必要とされる端子数を少なくできるため、基体の大きさが端子の数に制限されることがなくなり、ローパスフィルタ内蔵配線基板の小型化が容易になるとともに、端子間の距離を離すことができるようになり端子間のアイソレーションも向上させることができる。また、端子１つ当りの端子面積を大きくすることができるため、実装信頼性を向上させることができる。
【００５４】
また、弾性表面波フィルタ素子の通過帯域より遮断周波数の高いローパスフィルタを弾性表面波フィルタ素子の送信入力側に電気的に接続することにより、弾性表面波フィルタ素子の通過帯域より高周波域で広帯域に十分な減衰量をとれないという従来の複合フィルタにおける問題点を補い、高周波帯域で十分に高い減衰量を得ることができ、例えばパワーアンプの通過帯域の２倍あるいは３倍の高調波も効果的に減衰させることができる。また、上記のようなローパスフィルタを基体の内部に内蔵したことにより、部品点数の減少を図ることができる。
【００５５】
また、本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板によれば、ローパスフィルタを、インダクタンスを生じる２つのストリップラインと、接地容量を形成する接地電極および２つの接地容量電極とを有し、２つのストリップラインの一方端同士が貫通導体で接続され、２つのストリップラインの他方端と２つの接地容量電極とがそれぞれ接続され、２つのストリップラインの一方の他方端が弾性表面波フィルタ素子の送信入力側に接続されており、接地電極および接地容量電極はキャビティの底面より下面側に配置されているとともに、２つのストリップラインはキャビティの下方部以外の部位に配置されているものとしたことにより、接地電極および接地容量電極と２つのストリップラインとの距離を離すことができ、２つのストリップラインの浮遊容量を減らすことができるとともに、接地電極および接地容量電極と２つのストリップラインによるインダクタンスとの相互作用を減らすことができるため、低損失なローパスフィルタを構成することができる。また、ローパスフィルタにおいて比較的大きな面積を必要とする接地容量をキャビティの底面より下面側に配置することにより、ローパスフィルタ内蔵配線基板の内部で最も面積を広くとれる部分に配置することとなるので、大きな接地容量を形成するために新たに誘電体層の層数を増やしたり、接地電極と接地容量電極との間の誘電体層を極端に薄くしたりする必要がなくなる。
【００５６】
また、本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板によれば、基体の内部に内蔵された、弾性表面波フィルタ素子に電気的に接続される位相調整用ストリップラインを具備するものとした場合は、その位相調整用ストリップラインによる移相器Ｓを弾性表面波フィルタ素子の送信出力側に電気的に接続することにより、弾性表面波フィルタ素子の出力側の位相を適切に調整できるものとなる。また、この位相調整用ストリップラインをキャビティの底面より基体の下面側に配置すると、比較的に長い位相調整用ストリップラインを基体を不必要に大きくすることなく内蔵できるようになる。
【００５７】
また、本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板によれば、２つのストリップラインを接地電極および接地容量電極よりも基体の上面側に配置したものとした場合は、２つのストリップラインによるインダクタンスの浮遊容量をより減らすことができるとともに、２つのストリップラインと接地電極および接地容量電極との距離をより離すことができて接地電極および接地容量電極とインダクタンスとの相互作用を減らすことができるため、より低損失なローパスフィルタを構成することができる。
【００５８】
また、本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板によれば、２つのストリップラインと位相調整用ストリップラインとを基体のキャビティを挟んで対向する部位にそれぞれ配置したものとした場合は、２つのストリップラインと位相調整用ストリップラインとの距離が十分に離れて、ローパスフィルタと移相器との間のアイソレーションを向上させることができるため、より低損失なローパスフィルタを構成することができる。
【００５９】
以上により、本発明によれば、ローパスフィルタを積層体から成る基体の内部に構成し、弾性表面波フィルタの送信出力側にこのローパスフィルタを接続することにより、外部との接続端子の数を減少させるとともに、ローパスフィルタにより弾性表面波フィルタの通過帯域より高周波帯域の減衰量を大きくとれることにより、無線装置の送信側に要求されるパワーアンプにより発生する通過帯域の２倍あるいは３倍の高調波を広帯域にわたって減衰させることができるとともに、基体の内部に損失の少ないローパスフィルタを実現することができるローパスフィルタ内蔵配線基板を提供することができた。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板の実施の形態の一例を示す分解斜視図である。
【図２】図１に示すローパスフィルタ内蔵配線基板の例の等価回路図である。
【図３】図１に示すローパスフィルタ内蔵配線基板の例におけるローパスフィルタの周波数特性を示す線図である。
【図４】本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板の実施の形態の他の例を示す分解斜視図である。
【図５】図４に示すローパスフィルタ内蔵配線基板の例の等価回路図である。
【図６】図４に示すローパスフィルタ内蔵配線基板の例におけるローパスフィルタの周波数特性を示す線図である。
【図７】本発明のローパスフィルタ内蔵配線基板の実施の形態のさらに他の例を示す分解斜視図である。
【図８】図７に示すローパスフィルタ内蔵配線基板の例の等価回路図である。
【図９】図７に示すローパスフィルタ内蔵配線基板の例におけるローパスフィルタの周波数特性を示す線図である。
【符号の説明】
１、１ａ、１ｂ・・・・・第１の誘電体層
２、２ａ、２ｂ・・・・・第２の誘電体層
３、３ａ、３ｂ・・・・・第３の誘電体層
４、４ａ、４ｂ・・・・・第４の誘電体層
５、５ａ、５ｂ・・・・・第５の誘電体層
６、６ａ、６ｂ・・・・・キャビティ
７、７ａ、７ｂ・・・・・第１の接地電極
８、８ａ、８ｂ・・・・・第２の接地電極
９、９ａ、９ｂ・・・・・位相調整用ストリップライン
１０、１０ａ、１０ｂ・・・・・第１の接地容量電極
１１、１１ａ、１１ｂ・・・・・第２の接地容量電極
１２、１２ａ、１２ｂ・・・・・第１のストリップライン
１３、１３ａ、１３ｂ・・・・・第２のストリップライン
１４、１４ａ、１４ｂ・・・・・第１の貫通導体
１５、１５ａ、１５ｂ・・・・・第２の貫通導体
１６、１６ａ、１６ｂ・・・・・第３の貫通導体
１７、１７ａ・・・・・第４の貫通導体
１７ｂ・・・・・弾性表面波フィルタ素子受信入力側に電気的に接続される受信側出力端子
１８、１８ａ、１８ｂ・・・・・弾性表面波フィルタ素子の送信入力側に電気的に接続される送信側出力端子
１９、１９ａ、１９ｂ・・・・・弾性表面波フィルタ素子の送信出力側に電気的に接続される送信側入力端子
２０ａ、２０ｂ・・・・・容量電極[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a multilayer wiring board that houses a surface acoustic wave filter element having a filter, and in particular, has a low-pass filter built-in wiring board having a low-pass filter that attenuates an electric signal having a frequency higher than the passband of the surface acoustic wave filter element. It is about.
[0002]
[Prior art]
As the demand for miniaturization, high density, and low price of electronic devices used in mobile phones and mobile communications is increasing, the number of parts can be reduced by incorporating a filter in the substrate, and miniaturization and high density can be achieved. There is a wiring board to be realized.
[0003]
As such a wiring board, for example, in Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-145771, a laminated body is formed by laminating a dielectric layer and a conductor layer, a recess is formed on at least one main surface of the laminated body, and an external surface is provided on at least a side surface. A composite filter in which an LC filter is configured by an inductance element and a capacitance element formed of a conductor layer of a multilayer body, a surface acoustic wave filter is disposed in a concave portion of the multilayer body, and the concave portion is sealed with a cap, while providing a terminal And two of the external terminals serve as input terminals for the surface acoustic wave filter and the LC filter, and two of the external terminals serve as output terminals for the surface acoustic wave filter and the LC filter, respectively. A composite filter is disclosed in which the wave filter and the LC filter are electrically independent without being connected in the laminate.
[0004]
According to this, since the surface acoustic wave filter and the LC filter are integrated through one laminated body, the number of parts can be reduced, the assembly process can be facilitated, and almost the same as in the case of discrete chip parts. Can be obtained, and a composite filter having two functions of a surface acoustic wave filter and an LC filter can be obtained with the same size as a surface acoustic wave filter which is a conventional discrete chip component. Since the surface wave filter and the LC filter have independent input and output terminals, other electronic components can be inserted between the surface acoustic wave filter and the LC filter, and a composite filter is installed. The degree of freedom in designing the wireless device can be expanded.
[0005]
For example, if the surface acoustic wave filter and the LC filter are both bandpass filters, and the other filter is placed after one of the filters, the amount of attenuation for frequencies other than these passbands can be increased. Therefore, the attenuation can be increased over a relatively wide band.
[0006]
Also, if the LC filter pass band includes the surface acoustic wave filter pass band, an LC filter having a wider pass band than the surface acoustic wave filter can be placed after the surface acoustic wave filter with a narrow pass band. Since the high-frequency signal passes through the LC filter after passing through the surface acoustic wave filter, the amount of attenuation of the surface acoustic wave filter with respect to frequencies other than the pass band can be further increased, and the amount of attenuation can be further increased over a relatively wide band. be able to.
[0007]
Further, when the pass band of the surface acoustic wave filter and the pass band of the LC filter are not overlapped, it can be used when different frequencies are used, and the degree of freedom of application can be expanded.
[0008]
In addition, when the surface acoustic wave filter and the LC filter constituting the composite filter are used for the filter constituting the transmission side radio signal unit or the reception side radio signal unit of the radio device, the number of parts constituting the radio device is This can reduce the size of the wireless device.
[0009]
[Patent Document 1]
JP 11-145771 A
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the composite filter disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-145771, the surface acoustic wave filter and the LC filter are electrically independent without being connected inside the laminate, and each has an input terminal and an output terminal. Therefore, by incorporating these filters inside the laminate, the number of parts can be reduced and the size can be reduced. However, when the surface acoustic wave filter and the LC filter are connected inside the laminate, In comparison, the number of input terminals and output terminals is increased.
[0011]
In addition, when both the surface acoustic wave filter and the LC filter are bandpass filters, attenuation in the vicinity of the passband is easily obtained due to the characteristics of the bandpass filter. There is also a problem that it is not suitable for an application of attenuating harmonics twice or three times the passband generated by the power amplifier over a wide band.
[0012]
The present invention has been devised in view of the above-described problems of the prior art, and an object of the present invention is to construct a low-pass filter inside a substrate made of a laminate and transmit a surface acoustic wave filter element. Enter By connecting this low-pass filter to the force side, the number of connection terminals to the outside is reduced, and the attenuation of the high-frequency band can be made larger than the pass band of the surface acoustic wave filter element by the low-pass filter. Built-in low-pass filter that can attenuate a harmonic that is twice or three times the passband generated by the power amplifier required on the transmission side over a wide band and that can realize a low-pass filter with low loss inside the substrate. It is to provide a wiring board.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
The wiring board with a built-in low-pass filter according to the present invention includes a base body in which a plurality of dielectric layers are stacked, a cavity for accommodating a surface acoustic wave filter element formed on the upper surface of the base body, and a base body. A low-pass filter electrically connected to the transmission input side of the surface acoustic wave filter element, and the low-pass filter generates an inductance. 2 With two strip lines ,Contact A ground electrode to form the earth capacitance and Two With grounded capacitive electrode , One end of the two strip lines is connected by a through conductor, the other end of the two strip lines is connected to the two grounded capacitance electrodes, and the other end of the two strip lines is connected to the other end. Connected to the transmission input side of the surface acoustic wave filter element The ground electrode and the ground capacitance electrode are disposed on the lower surface side of the bottom surface of the cavity, and the two strip lines are disposed in a portion other than a lower portion of the cavity. Is.
[0015]
A wiring board with a built-in low-pass filter according to the present invention includes a strip line for phase adjustment that is electrically connected to the surface acoustic wave filter element built in the base in each of the above-described configurations. It is what.
[0016]
Further, the wiring board with a built-in low-pass filter according to the present invention has the above-described configuration, Two The strip line is arranged on the upper surface side of the substrate with respect to the ground electrode and the ground capacitance electrode.
[0017]
Further, the wiring board with a built-in low-pass filter according to the present invention has the above-described configuration, Two The strip line and the strip line for phase adjustment are respectively disposed at portions of the substrate facing each other with the cavity interposed therebetween.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a wiring board with a built-in low-pass filter according to the present invention will be described with reference to the drawings.
[0019]
FIG. 1 is an exploded perspective view showing an example of an embodiment of a low-pass filter built-in wiring board according to the present invention. In FIG. 1, 1 is a first dielectric layer, 2 is a second dielectric layer, 3 is a third dielectric layer, 4 is a fourth dielectric layer, 5 is a fifth dielectric layer, 6 Is a cavity, 7 is a first ground electrode, 8 is a second ground electrode, 9 is a strip line for phase adjustment, 10 is a first ground capacitance electrode, 11 is a second ground capacitance electrode, and 12 is a first ground electrode. The strip line, 13 is the second strip line, 14 is the first through conductor, 15 is the second through conductor, 16 is the third through conductor, 17 is the fourth through conductor, and 18 is accommodated in the cavity. A transmission-side output terminal electrically connected to the transmission input side of the surface acoustic wave filter element, and 19 is a transmission-side input terminal electrically connected to the transmission output side of the surface acoustic wave filter element accommodated in the cavity .
[0020]
In the example shown in FIG. 1, it is formed between the first ground electrode 7 formed on the lower surface of the first dielectric layer 1 and the first dielectric layer 1 and the second dielectric layer 2. The ground capacitance generated between the first ground capacitance electrode 10 is C1, and the first ground electrode 7 formed on the lower surface of the first dielectric layer 1, the first dielectric layer 1 and the second dielectric layer 1 are formed. A ground capacitance generated between the second ground capacitance electrode 11 formed between the dielectric layers 2 is C2, and a second capacitance formed between the third dielectric layer 3 and the fourth dielectric layer 4 is defined as C2. One strip line 12, a second strip line 13 formed between the fourth dielectric layer 4 and the fifth dielectric layer 5, and the first strip line 12 and the second strip line 13. The inductance generated by the first through conductor 14 that connects one end by passing through the fourth dielectric layer 4 is L The other end of the first strip line 12 is connected to the first grounded capacitance electrode 10 via the second through conductor 15, and the other end of the second strip line 13 is connected to the third through conductor 16. Is connected to the second grounded capacitive electrode 11 to form a π-type low-pass filter composed of L1, C1, and C2.
[0021]
Further, a first ground electrode 7 formed on the lower surface of the first dielectric layer 1 between the first dielectric layer 1 and the second dielectric layer 2, and the first dielectric layer 1 and A phase shifter S is formed by a phase adjustment strip line 9 sandwiched between a second ground electrode 8 formed between the second dielectric layers 2. The transmission-side output terminal 18 is connected to the output side of the low-pass filter, that is, the connection point between L1 and C2 via the third through conductor 16, and the transmission-side input terminal 19 is connected to the phase adjusting strip line 9 through the fourth penetration. The conductors 17 are electrically connected to each other.
[0022]
According to the example of the low-pass filter built-in wiring board of the present invention shown in FIG. 1, the equivalent circuit diagram is as shown in FIG. In FIG. 2, the portion surrounded by a broken line corresponds to the equivalent circuit of the example of the low-pass filter built-in wiring board of the present invention shown in FIG.
[0023]
The capacitors C1 and C2 are adjusted by the first to fifth dielectric layers 1 to 5, the first ground electrode 7, the first and second grounded capacitance electrodes 10 and 11, and the first and second By adjusting the inductance L1 with the strip lines 12 and 13, a wiring board having a built-in low-pass filter having a desired low-pass characteristic can be obtained.
[0024]
Further, according to the wiring board with a built-in low-pass filter of the present invention, a wiring board with a built-in low-pass filter electrically connected to the transmission-side output terminal 18 electrically connected to the transmission input side of the surface acoustic wave filter element; As a result, the number of input terminals and output terminals of the low-pass filter built-in wiring board can be reduced to one, and the number of terminals required for secondary mounting of the low-pass filter built-in wiring board on another board can be reduced. Therefore, the size of the substrate is not limited by the number of terminals, the wiring board with a built-in low-pass filter can be easily downsized, and the distance between the terminals can be increased. Can also be improved. Further, since the terminal area per terminal can be increased, the mounting reliability can be improved.
[0025]
In addition, a low pass filter having a cutoff frequency higher than the pass band of the surface acoustic wave filter element is electrically connected to the transmission input side of the surface acoustic wave filter element, so that the frequency band is wider than the pass band of the surface acoustic wave filter element. It can compensate for the problems of conventional composite filters that cannot provide sufficient attenuation, and can obtain sufficiently high attenuation in the high frequency band. For example, harmonics that are twice or three times the passband of the power amplifier are also effective. Can be attenuated. In addition, since the low-pass filter as described above is built in the base, the number of parts can be reduced.
[0026]
Further, the ground electrode 7 and the ground capacitor electrodes 10 and 11 that form the ground capacitances C1 and C2 of the low-pass filter are disposed on the lower surface side of the base body from the bottom surface of the cavity 6, and the inductance L1 of the low-pass filter is disposed below the cavity 6 of the base body. By disposing them in the area around the cavity 6 other than the above, the distance between the ground electrode 7 and the grounded capacitive electrodes 10 and 11 and the striplines 12 and 13 can be increased, and the stray capacitance of the striplines 12 and 13 is reduced. In addition, since the interaction between the ground electrode 7 and the ground capacitance electrodes 10 and 11 and the inductance L1 can be reduced, a low-loss low-pass filter can be configured. In addition, the grounding capacitors C1 and C2, which require a relatively large area in the low-pass filter, are arranged on the lower surface side of the bottom surface of the cavity 6 that can take the largest area inside the low-pass filter built-in wiring board, thereby forming a large capacity. Therefore, it is not necessary to newly increase the number of dielectric layers, or to make the dielectric layer 1 between the ground electrode 7 and the ground capacitance electrodes 10 and 11 extremely thin.
[0027]
In addition, by incorporating a phase adjustment strip line 9 that functions as a phase shifter S that adjusts the phase of a signal and is electrically connected to the transmission output side of the surface acoustic wave filter element, the surface acoustic wave filter element The phase on the output side can be adjusted appropriately. Further, if the phase adjusting strip line 9 is disposed on the lower surface side of the base body from the bottom surface of the cavity 6, the sufficiently long phase adjusting strip line 9 can be incorporated without unnecessarily increasing the base body.
[0028]
Further, the strip lines 12 and 13 are arranged at a portion other than the lower part of the cavity 6 of the substrate, and are arranged on the upper surface side of the substrate with respect to the ground electrode 7 and the ground capacitance electrodes 10 and 11, whereby the ground electrode 7 and the ground capacitance are arranged. Since the distance between the electrodes 10 and 11 can be increased, the stray capacitance of the inductance L1 can be further reduced, and the distance between the ground electrode 7 and the grounded capacitance electrodes 10 and 11 can be further increased so that they can be separated from the inductance. Since the interaction with L1 can be reduced, a low-pass filter with lower loss can be configured.
[0029]
FIG. 3 is a diagram showing the frequency characteristics of the low-pass filter in the example of the wiring board with a built-in low-pass filter of the present invention shown in FIG. In FIG. 3, the horizontal axis represents the frequency (unit: GHz), the vertical axis represents the signal passing amount S (2, 1) (unit: dB) on the transmission side, and the solid characteristic curve represents the low-pass filter built-in wiring of the present invention. The frequency characteristic when the surface acoustic wave filter element is mounted on the substrate is shown, and the broken line characteristic curve shows the frequency characteristic of only the surface acoustic wave filter element. From the results shown in FIG. 3, according to the wiring board with a built-in low-pass filter of the present invention, the pass band of the surface acoustic wave filter element (1.85 GHz to 1.99 GHz) due to the signal attenuation effect at a high frequency of the built-in low-pass filter. It can be seen that a large amount of attenuation is obtained on the high frequency side as compared with the frequency characteristics of the surface acoustic wave filter element alone.
[0030]
The low-pass filter in the wiring board with a built-in low-pass filter according to the present invention, for example, when the dielectric layer is made of ceramic, performs predetermined perforation processing on the dielectric ceramic green sheet that becomes each dielectric layer after firing. It is manufactured by applying a conductive paste to the pattern shape of each electrode and the through-hole serving as the through-conductor, the side surface of the green sheet, and the like, and laminating them. Alternatively, if the dielectric layer is made of a resin such as a fluororesin, a glass epoxy resin, or a polyimide resin, a resin substrate is used, and the copper foil deposited on the surface is etched to form each electrode pattern. This is manufactured by forming a via conductor for interlayer connection and laminating and pressing.
[0031]
The dielectric layers including the first to fifth dielectric layers 1 to 5 include ceramic materials such as alumina ceramics and mullite ceramics, inorganic materials such as glass ceramics, or tetrafluoroethylene resin (polyethylene). Tetrafluoroethylene; PTFE) / tetrafluoroethylene-ethylene copolymer resin (tetrafluoroethylene-ethylene copolymer resin; ETFE) / tetrafluoroethylene-perfluoroalkoxyethylene copolymer resin (tetrafluoroethylene-perfluteroalkyl) Fluorine resin such as vinyl ether copolymer resin (PFA) or resin-based material such as glass epoxy resin or polyimide is used. The first and second ground electrodes 7 and 8, the first and second ground capacitance electrodes 10 and 11, the first and second strip lines 12 and 13, the phase adjusting strip line 9, and the transmission side output terminal 18. On the transmission side input terminal 19, a conductor layer made of a metal material for high-frequency signal transmission, such as a Cu layer, a Mo-Mn metallization layer, a Ni plating layer and an Au plating layer, and a W metallization. Ni plating layer and Au plating layer deposited on the layer, Cr-Cu alloy layer, Ni plating layer and Au plating layer deposited on the Cr-Cu alloy layer, Ta ₂ Ni-Cr alloy layer and Au plating layer deposited on N layer, Pt layer and Au plating layer deposited on Ti layer, or Pt layer and Au plating on Ni-Cr alloy layer A layer to which a layer is applied is used, and it is formed by a thick film printing method, various thin film forming methods, a plating method, or the like. The thickness and width are set according to the frequency and application of the high-frequency signal to be transmitted.
[0032]
Next, FIG. 4 shows another example of the embodiment of the wiring board with a built-in low-pass filter of the present invention in an exploded perspective view similar to FIG. In FIG. 4, 1a is a first dielectric layer, 2a is a second dielectric layer, 3a is a third dielectric layer, 4a is a fourth dielectric layer, 5a is a fifth dielectric layer, 6a Is a cavity, 7a is a first ground electrode electrode, 8a is a second ground electrode electrode, 9a is a phase adjusting strip line, 10a is a first ground capacitance electrode, 11a is a second ground capacitance electrode, and 12a is a first ground electrode. 1 stripline, 13a is the second stripline, 14a is the first through conductor, 15a is the second through conductor, 16a is the third through conductor, 17a is the fourth through conductor, and 18a is accommodated in the cavity A transmission-side output terminal electrically connected to the transmission input side of the surface acoustic wave filter element to be transmitted; 19a, a transmission-side input terminal electrically connected to the transmission output side of the surface acoustic wave filter element housed in the cavity , 20a are capacitive electrodes.
[0033]
In the example shown in FIG. 4, the first ground electrode 7a formed on the lower surface of the first dielectric layer 1a is formed between the first dielectric layer 1a and the second dielectric layer 2a. The ground capacitance generated between the first ground capacitance electrode 10a is C1a, the first ground electrode 7a formed on the lower surface of the first dielectric layer 1a, the first dielectric layer 1a and the second dielectric layer 1a. The capacitance formed between the second dielectric layer 2a and the third dielectric layer 3a is C2a, and the capacitance formed between the second dielectric capacitance electrode 11a formed between the dielectric layers 2a. The capacitance generated between the electrode 20a and the first grounded capacitance electrode 10a formed between the first dielectric layer 1a and the second dielectric layer 2a is C3a, and the third dielectric layer 3a and A first strip line 12a formed between the fourth dielectric layer 4a, a fourth dielectric layer 4a, A second stripline 13a formed between the fifth dielectric layers 5a, one end of the first stripline 12a and one end of the second stripline 13a are connected to the fourth dielectric layer 4a. L1a is an inductance generated by the first through conductor 14a connected by penetrating, and the other end of the first strip line 12a is connected to the first grounded capacitance electrode 10a via the second through conductor 15a. The other end of the second strip line 13a is connected to the second grounded capacitance electrode 11a through the third through conductor 16a, thereby forming a π-type low-pass filter composed of L1a, C1a, C2a, and C3a. ing.
[0034]
Further, a first ground electrode 7a formed on the lower surface of the first dielectric layer 1a between the first dielectric layer 1a and the second dielectric layer 2a, and the first dielectric layer 1a and A phase shifter Sa is formed by a phase adjustment strip line 9a sandwiched between a second ground electrode 8a formed between the second dielectric layers 2a. The transmission side output terminal 18a is connected to the output side of the low-pass filter, that is, the connection point between L1a, C2a and C3a via the third through conductor 16a, and the transmission side input terminal 19a is connected to the phase adjusting strip line 9a. The through conductors 17a are electrically connected to each other.
[0035]
The example shown in FIG. 4 forms a parallel resonant circuit with an inductance L1a and a capacitor C3a by newly providing a capacitor C3a as compared to the example shown in FIG. 1, and has a greater attenuation at a specific frequency of the parallel resonant circuit. The amount is to get.
[0036]
According to the example of the low-pass filter built-in wiring board of the present invention shown in FIG. 4, the equivalent circuit diagram is as shown in FIG. In FIG. 5, the portion surrounded by a broken line corresponds to the equivalent circuit of the example of the low-pass filter built-in wiring board of the present invention shown in FIG.
[0037]
The capacitors C1a to C3a are adjusted by the first to fifth dielectric layers 1a to 5a, the first ground electrode 7a, the first and second ground capacitor electrodes 10a and 11a, and the first capacitor electrode 17a, Further, by adjusting the inductance L1a by the first and second strip lines 12a and 13a, a wiring board having a built-in low-pass filter having a desired low-pass characteristic can be obtained.
[0038]
The inductance L1a formed by the first and second strip lines 12a and 13a and the capacitor C3a formed by the first ground capacitor electrode 10a and the first capacitor electrode 20a form a parallel resonance circuit. By making the resonance frequency of the parallel resonance circuit correspond to a frequency that is twice or three times the pass band, it is possible to remove harmonics that are twice or three times the pass band.
[0039]
6 is a diagram similar to FIG. 3 showing the frequency characteristics of the low-pass filter in the example of the low-pass filter built-in wiring board of the present invention shown in FIG. In FIG. 6, the horizontal axis represents the frequency (unit: GHz), the vertical axis represents the signal passing amount S (2, 1) (unit: dB) on the transmission side, and the characteristic curve indicated by the broken line is that of the surface acoustic wave filter element only. The solid characteristic curve indicates the characteristic when the surface acoustic wave filter element is mounted and the low-pass filter is electrically connected. From the result shown in FIG. 6, according to the wiring board with a built-in low-pass filter of the present invention, the pass band (1.85 GHz) is obtained due to the signal attenuation effect at a high frequency of the built-in low-pass filter and the attenuation effect at the resonance frequency of the parallel resonance circuit. It can be seen that a large attenuation is obtained at a frequency twice (3.7 GHz to 3.95 GHz).
[0040]
Next, FIG. 7 shows another example of the embodiment of the low-pass filter built-in wiring board of the present invention in an exploded perspective view similar to FIG. In FIG. 7, 1b is the first dielectric layer, 2b is the second dielectric layer, 3b is the third dielectric layer, 4b is the fourth dielectric layer, 5b is the fifth dielectric layer, 6b Is a cavity, 7b is a first ground electrode, 8b is a second ground electrode, 9b is a strip line for phase adjustment, 10b is a first ground capacitor electrode, 11b is a second ground capacitor electrode, and 12b is a first ground electrode. The strip line, 13b is the second strip line, 14b is the first through conductor, 15b is the second through conductor, 16b is the third through conductor, and 17b is the reception input of the surface acoustic wave filter element accommodated in the cavity. A reception-side output terminal electrically connected to the side, 18b a transmission-side output terminal electrically connected to the transmission input side of the surface acoustic wave filter element accommodated in the cavity, and 19b an elastic surface accommodated in the cavity Electrically connected to the transmission output side of the wave filter element Transmission-side input terminal that, 20b is the capacitance electrodes.
[0041]
Figure 7 In the example shown in FIG. 1, the first ground electrode 7b formed on the lower surface of the first dielectric layer 1b and the first dielectric layer 1b formed between the first dielectric layer 1b and the second dielectric layer 2b. The ground capacitance generated between the ground capacitance electrode 10b is C1b, the first ground electrode 7b formed on the lower surface of the first dielectric layer 1b, the first dielectric layer 1b, and the second dielectric The ground capacitance generated between the second ground capacitance electrode 11b formed between the layers 2b is C2b, and the capacitance electrode 20b formed between the second dielectric layer 2b and the third dielectric layer 3b. And a third ground layer electrode 10b formed between the first dielectric layer 1b and the second dielectric layer 2b is C3b, and the third dielectric layer 3b and the fourth dielectric layer 4b A first strip line 12b formed between the first dielectric layer 4b and the fourth dielectric layer. b and the fifth dielectric layer 5b, the second strip line 13b, one end of the first strip line 12b and one end of the second strip line 13b are connected to the fourth dielectric layer. L1b is an inductance generated by the first through conductor 14b connected by penetrating 4b, and the other end of the first strip line 12b is connected to the first grounded capacitance electrode 10b through the second through conductor 15b. The other end of the second strip line 13b is connected to the second grounded capacitance electrode 11b through the third through conductor 16b, thereby providing a π-type low-pass filter composed of L1b, C1b, C2b, and C3b. It is composed.
[0042]
In addition, a first ground electrode 7b formed on the lower surface of the first dielectric layer 1b between the first dielectric layer 1b and the fourth dielectric layer 4b, a fourth dielectric layer 4b, A phase shifter Sb is formed by a phase adjustment strip line 9b sandwiched between a second ground electrode 8b formed between the fifth dielectric layers 5b. The transmission-side output terminal 18b is electrically connected to the output side of the low-pass filter, that is, the connection point between L1b, C2b, and C3b via the third through conductor 16b, and the reception-side output terminal 17b is electrically connected to the phase adjusting strip line 9b. Connected.
[0043]
The example shown in FIG. 7 is intended to appropriately adjust the phase on the receiving side by providing a phase shifter Sb on the receiving side as compared with the example shown in FIG.
[0044]
According to the example of the low-pass filter built-in wiring board of the present invention shown in FIG. 7, the equivalent circuit diagram is as shown in FIG. In FIG. 8, the portion surrounded by a broken line corresponds to the equivalent circuit of the example of the low-pass filter built-in wiring board of the present invention shown in FIG.
[0045]
Then, the first and second strip lines 12b and 13b and the phase adjusting strip line 9b are respectively arranged at the opposing portions with the cavity 6b of the base interposed therebetween, whereby the distance between the two strip lines 12b and 13b-9b. Since the isolation between the low-pass filter and the phase shifter Sa is improved by sufficiently separating the gap 6b and the cavity 6b, the wiring board incorporating the low-pass filter with less loss can be obtained.
[0046]
9 is a diagram similar to FIG. 3 showing the frequency characteristics of the low-pass filter in the example of the low-pass filter built-in wiring board of the present invention shown in FIG. In FIG. 9, the horizontal axis represents the frequency (unit: GHz), the vertical axis represents the signal passing amount S (2, 1) (unit: dB) on the transmission side, and the characteristic curve indicated by the broken line is that of the surface acoustic wave filter element only. The characteristic when the low-pass filter whose distance between the first and second strip lines 12b and 13b and the phase adjusting strip line 9b is close to the surface acoustic wave filter element is electrically connected. And a low-pass filter in which the characteristic curve of the thick solid line is disposed at a portion where the first and second strip lines 12b and 13b and the phase adjusting strip line 9b are opposed to each other with the cavity 6b of the substrate therebetween, is a surface acoustic wave filter element. Shows the characteristics when electrically connected. From the results shown in FIG. 9, according to the wiring board with a built-in low-pass filter of the present invention, the pass band (1.85 GHz) due to the signal attenuation effect at the high frequency of the built-in low-pass filter and the attenuation effect at the resonance frequency of the parallel resonant circuit It can be seen that a large attenuation is obtained at a frequency twice (3.7 GHz to 3.95 GHz). Further, when the distance between the first and second strip lines 12b and 13b and the phase adjusting strip line 9b is short, the signal on the transmission side flows to the reception side, and therefore the signal passing amount S (2, 1) on the transmission side. However, when the first and second strip lines 12b and 13b and the phase adjusting strip line 9b are arranged at the opposite sides of the base cavity 6b, the signal on the transmitting side is attenuated. You can see that you can not see.
[0047]
In addition, this invention is not limited to the example of the above embodiment, A various change may be added in the range which does not deviate from the summary of this invention. For example, according to the wiring board with a built-in low-pass filter of the present invention, the thicknesses of the first to fifth dielectric layers 1 to 5 and 1a to 5a and 1b to 5b are reduced, or a high dielectric constant material is used for them. Further, by mixing a magnetic material in the third and fourth dielectric layers 3 and 4 and 3a, 4a, 3b and 4b, further improvement in characteristics and miniaturization can be achieved.
[0048]
In addition, a shield electrode is provided on the upper surface of the fifth dielectric layer 5, 5a, 5b, and the first to fourth through conductors 14 to 17 and 14a to 17a and the first to third through conductors 14b to 16b are provided. Alternatively, a connection conductor for each electrode may be formed on the side surface of the dielectric layer to electrically connect the electrodes.
[0049]
Further, the surface acoustic wave filter element to be mounted is not limited to the transmission side only, but the surface acoustic wave filter element on the reception side can be mounted inside the same cavity 6, 6a, 6b, or the transmission side and the reception side can be integrated. A structured surface acoustic wave filter element may be mounted.
[0050]
Further, the phase adjusting strip lines 9, 9a, 9b are not limited to those arranged on the upper surface side from the bottom surfaces of the cavities 6, 6a, 6b. Isolation between the low-pass filter and the phase shifter can be improved even if it is arranged on the lower surface side from the bottom surface.
[0051]
【The invention's effect】
According to the wiring board with a built-in low-pass filter of the present invention, the substrate is formed by laminating a plurality of dielectric layers, the cavity for accommodating the surface acoustic wave filter element formed on the upper surface of the substrate, and the substrate is built in the substrate. Since the low-pass filter electrically connected to the transmission input side of the surface acoustic wave filter element is provided, the number of connection terminals to the outside is reduced, and the surface acoustic wave filter element is By making the attenuation amount of the high frequency band larger than the pass band, it is possible to attenuate the harmonics twice or three times the pass band generated by the power amplifier required on the transmission side of the wireless device over a wide band. It is possible to realize a low-pass filter with little loss inside.
[0052]
For example, the first to fifth dielectric layers sequentially stacked, the first ground electrode formed on the lower surface of the first dielectric layer, and the upper surfaces of the third and fourth dielectric layers. The first and second strip lines, and the first and second grounded capacitance electrodes formed between the first dielectric layer and the second dielectric layer 2, One end of the second strip line is connected, the other end of the first strip line is electrically connected to the first grounded capacitance electrode, and the other end of the second strip line is connected to the second grounded capacitive electrode. And a substrate with a built-in low-pass filter that is electrically connected to the transmission input side of the surface acoustic wave filter element, so that the first to fifth dielectric layers, the first ground electrode, and the first And adjusting the ground capacitance by the second ground capacitance electrode By adjusting the inductance by addition first and second strip lines, it is possible to obtain a wiring board with a built-in π-type low-pass filter having a desired low-pass characteristic.
[0053]
Further, the number of input terminals and output terminals of the low-pass filter built-in wiring board can be made one by one, and the number of terminals required when the low-pass filter built-in wiring board is secondarily mounted on another board is reduced. As a result, the size of the substrate is no longer limited by the number of terminals, making it easier to reduce the size of the wiring board with a built-in low-pass filter and increasing the distance between the terminals. Can also be improved. Further, since the terminal area per terminal can be increased, the mounting reliability can be improved.
[0054]
In addition, a low pass filter having a cutoff frequency higher than the pass band of the surface acoustic wave filter element is electrically connected to the transmission input side of the surface acoustic wave filter element, so that the frequency band is wider than the pass band of the surface acoustic wave filter element. It can compensate for the problems of conventional composite filters that cannot provide sufficient attenuation, and can obtain sufficiently high attenuation in the high frequency band. For example, harmonics that are twice or three times the passband of the power amplifier are also effective. Can be attenuated. In addition, since the low-pass filter as described above is built in the base, the number of parts can be reduced.
[0055]
Further, according to the wiring board with a built-in low-pass filter of the present invention, the low-pass filter generates inductance. 2 With two strip lines ,Contact A ground electrode to form the earth capacitance and Two With grounded capacitive electrode One ends of the two strip lines are connected by a through conductor, the other end of the two strip lines is connected to two grounded capacitance electrodes, respectively, and the other end of the two strip lines is the surface acoustic wave filter element Connected to the input side of The ground electrode and the ground capacitance electrode are disposed on the lower surface side from the bottom surface of the cavity, and the two strip lines are disposed at portions other than the lower portion of the cavity. The distance between the capacitive electrode and the two strip lines can be increased, the stray capacitance of the two strip lines can be reduced, and the interaction between the ground electrode and the inductance of the ground capacitive electrode and the two strip lines can be reduced. Therefore, a low-loss low-pass filter can be configured. In addition, by arranging a grounding capacitor that requires a relatively large area in the low-pass filter on the lower surface side from the bottom surface of the cavity, it is arranged in a portion that can take the largest area inside the low-pass filter built-in wiring board. There is no need to newly increase the number of dielectric layers or form an extremely thin dielectric layer between the ground electrode and the ground capacitance electrode in order to form a large ground capacitance.
[0056]
Further, according to the wiring board with a built-in low-pass filter of the present invention, when the phase adjusting strip line that is electrically connected to the surface acoustic wave filter element is built in the base, By electrically connecting the phase shifter S by the stripline for adjustment to the transmission output side of the surface acoustic wave filter element, the phase on the output side of the surface acoustic wave filter element can be appropriately adjusted. If this phase adjustment strip line is arranged on the lower surface side of the substrate from the bottom surface of the cavity, a relatively long phase adjustment strip line can be incorporated without unnecessarily increasing the size of the substrate.
[0057]
Moreover, according to the wiring board with a built-in low-pass filter of the present invention, Two When the strip line is arranged on the upper surface side of the base body than the ground electrode and the ground capacitance electrode, Two In addition to reducing the stray capacitance of the inductance due to the strip line, Two Since the distance between the strip line and the ground electrode and the ground capacitance electrode can be further increased, and the interaction between the ground electrode, the ground capacitance electrode, and the inductance can be reduced, a low-loss low-pass filter can be configured. .
[0058]
Moreover, according to the wiring board with a built-in low-pass filter of the present invention, Two When the stripline and the phase adjustment stripline are respectively arranged at the opposing portions across the cavity of the base, Two Since the distance between the strip line and the phase adjustment strip line is sufficiently large and the isolation between the low-pass filter and the phase shifter can be improved, a low-loss filter with lower loss can be configured.
[0059]
As described above, according to the present invention, the number of connection terminals to the outside is reduced by configuring the low-pass filter inside the base body made of a laminate and connecting this low-pass filter to the transmission output side of the surface acoustic wave filter In addition, since the attenuation amount in the high-frequency band can be made larger than the pass band of the surface acoustic wave filter by the low-pass filter, harmonics that are twice or three times the pass band generated by the power amplifier required on the transmission side of the wireless device Can be attenuated over a wide band, and a low-pass filter built-in wiring board capable of realizing a low-pass filter with low loss inside the substrate can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an exploded perspective view showing an example of an embodiment of a wiring board with a built-in low-pass filter according to the present invention.
FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of the example of the low-pass filter built-in wiring board shown in FIG.
FIG. 3 is a diagram showing frequency characteristics of a low-pass filter in the example of the low-pass filter built-in wiring board shown in FIG. 1;
FIG. 4 is an exploded perspective view showing another example of the embodiment of the wiring board with a built-in low-pass filter of the present invention.
5 is an equivalent circuit diagram of the example of the low-pass filter built-in wiring board shown in FIG. 4;
6 is a diagram showing frequency characteristics of a low-pass filter in the example of the low-pass filter built-in wiring board shown in FIG. 4;
FIG. 7 is an exploded perspective view showing still another example of the embodiment of the wiring board with a built-in low-pass filter according to the present invention.
8 is an equivalent circuit diagram of the example of the low-pass filter built-in wiring board shown in FIG. 7;
9 is a diagram showing frequency characteristics of a low-pass filter in the example of the low-pass filter built-in wiring board shown in FIG.
[Explanation of symbols]
1, 1a, 1b... First dielectric layer
2, 2a, 2 b: Second dielectric layer
3, 3a, 3b... Third dielectric layer
4, 4a, 4b ... 4th dielectric layer
5, 5a, 5b ... fifth dielectric layer
6, 6a, 6b ... cavity
7, 7a, 7b... First ground electrode
8, 8a, 8b ... the second ground electrode
9, 9a, 9b ... Stripline for phase adjustment
10, 10a, 10b... First grounded capacitance electrode
11, 11a, 11b... Second grounded capacitance electrode
12, 12a, 12b... First strip line
13, 13a, 13b ... the second strip line
14, 14a, 14b... First through conductor
15, 15a, 15b ... the second through conductor
16, 16a, 16b... Third through conductor
17, 17a... Fourth through conductor
17b... Reception-side output terminal electrically connected to the reception input side of the surface acoustic wave filter element
18, 18a, 18b... Transmission side output terminal electrically connected to the transmission input side of the surface acoustic wave filter element
19, 19a, 19b... Surface acoustic wave filter element of Transmitter input terminal that is electrically connected to the transmitter output side
20a, 20b ... Capacitance electrodes

Claims

A substrate formed by laminating a plurality of dielectric layers, a cavity for accommodating a surface acoustic wave filter element formed on the upper surface of the substrate, and a transmission input of the surface acoustic wave filter element built in the substrate ; and a low pass filter electrically connected to the side, the low-pass filter has two strip lines arising inductance, a ground electrode and two ground capacitance electrodes forming the grounded capacitance, the One ends of the two strip lines are connected by a through conductor, the other ends of the two strip lines are connected to the two grounded capacitance electrodes, respectively, and the other end of the two strip lines is connected to the elastic surface is connected to the transmission input side of the wave filter elements, the ground electrode and the ground capacitor electrode is disposed on the lower surface side of the bottom surface of the cavity Together and, the two stripline low-pass filter incorporated wiring substrate characterized in that disposed in the portion other than the lower portion of the cavity.

2. The wiring board with a built-in low-pass filter according to claim 1, further comprising a phase adjustment strip line that is built in the base and is electrically connected to the surface acoustic wave filter element.

3. The wiring board with a built-in low-pass filter according to claim 1, wherein the two strip lines are arranged on the upper surface side of the base body with respect to the ground electrode and the ground capacitance electrode.

4. The low-pass filter built-in wiring according to claim 2, wherein the two strip lines and the phase adjustment strip line are respectively disposed at portions of the base that are opposed to each other with the cavity interposed therebetween. 5. substrate.