JP3997898B2

JP3997898B2 - Induction heating cooker

Info

Publication number: JP3997898B2
Application number: JP2002336458A
Authority: JP
Inventors: 篤志藤田; 泉生弘田; 裕二藤井; 貴宏宮内; 浩次新山
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2002-11-20
Filing date: 2002-11-20
Publication date: 2007-10-24
Anticipated expiration: 2022-11-20
Also published as: JP2004171935A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般家庭やオフィス、レストラン、工場等で使用される誘導加熱調理器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
誘導加熱調理器では、誘導加熱コイルから高周波磁界が発生し、加熱コイル近傍に置かれた金属製の鍋等の被加熱体に電磁誘導によって渦電流が発生し、被加熱体が加熱される。このような原理のため、誘導加熱には鉄をはじめとする高抵抗率金属製の被加熱体が適している。
【０００３】
しかしながら近年、誘導加熱調理器には、アルミ、銅等の低抵抗率金属製の鍋も誘導加熱できることが求められている。このような鍋を加熱するために、一般にはインバータの出力周波数を高めることで、被加熱体の表皮抵抗を増加させ、さらに加熱コイルのターン数を増加させると共に、インバータ電源を昇圧することで磁界を強める必要があった。
【０００４】
また、インバータ電源にリプルが生じている場合には、加熱コイルと低抵抗率金属製の鍋間の反発力に起因して、リプル周波数に応じた不快音が発生するため、インバータ電源を平滑する必要があった。
【０００５】
上記課題を解決するため（例えば、特許文献１参照）に開示された従来の誘導加熱調理器があった。図４は、従来の誘導加熱調理器の回路構成を示す図である。図において、電源１は商用電源であり、整流回路２によって整流され、第１の平滑コンデンサ３に伝達される。チョークコイル４は第２のスイッチング素子７の導通時にエネルギを蓄え、第２のスイッチング素子７が遮断された時に第１のダイオード６を通して第２の平滑コンデンサ１２に蓄えたエネルギを放出する。すなわち、チョークコイル４、第２のスイッチング素子７、第１のダイオード６は、昇圧手段を構成している。
【０００６】
また、第２のスイッチング素子７は、加熱コイル９と共振コンデンサ１０の共振周波数で共振する共振電流を発生させ、被加熱体である鍋１１に高周波磁界を供給し、誘導加熱する。第１のスイッチング素子５は、第２のスイッチング素子７が遮断期間中に、第２の平滑コンデンサ１２に蓄えられたエネルギを加熱コイル９及び共振コンデンサ１０に放出し、共振を継続させる。このように、第２の平滑コンデンサ１２に一度エネルギを蓄えることにより、加熱コイル９及び共振コンデンサ１０にかかる電圧及び流れる電流を平滑化することが可能となり、商用周波数で生じるリプルを軽減し、加熱コイル９と鍋１１間の反発力による不快音を抑制することが出来る。
【０００７】
【特許文献１】
特開２００２−７５６２０号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
前記従来の構成では、加熱時において加熱コイル９と鍋１１間の反発力による不快音を抑制するためにインバータ電源を平滑する手段として、第２の平滑コンデンサ１２を備えている。
【０００９】
しかしながら、第２の平滑コンデンサ１２の容量を非常に大きく設定すると、第２の平滑コンデンサ１２の電圧に比べて、整流回路２整流後の低電位側に対する商用電源電圧が高くなる期間が短くなり、図５に示すように商用電源１からの歪んだ入力電流が第２の平滑コンデンサ１２へ流入するために力率が低下していた。力率を改善するためには、図６に示すように、整流回路２整流後の高電位側と第１の平滑コンデンサ３高電位側間にチョークコイル１４を設け、導通角を広げることが、簡易な構成でかつ有効な手段である。
【００１０】
しかしながら、商用電源１からの歪んだ入力電流によるチョークコイル１４での電圧降下は、インバータ出力によって異なるため、その結果、インバータ出力によって第１の平滑コンデンサ３電圧も変化し、インバータ出力の電源電圧補正や、低電圧検知を行うために従来行っていた、第１の平滑コンデンサ３電圧検知（図示せず）を安定して行うことが出来ない。
【００１１】
また、第１の平滑コンデンサ３電圧の代わりに、整流回路２整流直後の電圧を検知した場合、商用電源１電圧ピークには整流回路２整流直後の電圧を精度良く検知できるが、商用電源１からの歪んだ入力電流が停止する時点において、整流回路２整流直後の電圧が不安定となるため、インバータを保護を目的とした整流回路２整流直後の電圧の急激な変化を検知する保護回路（図示せず）が誤動作する。
【００１２】
また、図７に示すように、端子雑音対策のため、整流回路２整流後にコンデンサ１５を設けた場合には、商用電源１からの歪んだ入力電流が停止する時点において、コンデンサ１５と第１の平滑コンデンサ３の電位差を埋めるべく第１の平滑コンデンサ３からコンデンサ１５へ電流が流れるが、それにより、第１の平滑コンデンサ３−チョークコイル１４−コンデンサ１５の閉回路で共振が生じるため、コンデンサ１５電圧が大きく振動する。その結果、インバータ保護を目的とした整流回路２整流直後の電圧の急激な変化を検知する保護回路（図示せず）が誤動作する。このように、従来の構成であれば、上記のような電圧変動のため、第１の平滑コンデンサ３電圧または整流回路２整流直後の電圧検知を安定して行うことが出来ない。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
前記従来の課題を解決するために、本発明は、高周波磁界を発生し低抵抗率かつ低透磁率材質からなる被加熱体を加熱する加熱コイルに高周波電流を供給するインバータと、前記インバータの出力を制御する制御手段と、前記インバータ電源を平滑する平滑手段と、商用電源を整流して前記インバータ電源を供給する整流手段と、前記平滑手段の高電位側と前記整流手段の出力の高電位側とに接続したチョークコイルと整流器の直列接続体を備え、前記整流手段による整流直後の電圧を電圧検出手段により検知するとともに、前記制御手段は、前記電圧検出手段の検知結果に応じた前記インバータ出力の補正または停止制御を行う誘導加熱調理器とするものである。
【００１４】
これによって、商用電源からの入力電流が歪んでおり、力率が低い状態においても、安定した電圧検知を行うことが可能な誘導加熱調理器を提供することが出来る。
【００１５】
【発明の実施の形態】
請求項１に記載の発明は、高周波磁界を発生し低抵抗率かつ低透磁率材質からなる被加熱体を加熱する加熱コイルに高周波電流を供給するインバータと、前記インバータの出力を制御する制御手段と、前記インバータ電源を平滑する平滑手段と、商用電源を整流して前記インバータ電源を供給する整流手段と、前記平滑手段の高電位側と前記整流手段の整流出力の高電位側とに接続したチョークコイルと整流器の直列接続体を備え、前記整流手段の整流出力の電圧を電圧検出手段により検知するとともに、前記制御手段は、前記電圧検出手段の検知結果に応じて前記インバータ出力の補正または停止制御を行う誘導加熱調理器とするものである。
【００１６】
特に、低抵抗率かつ低透磁率からなる被加熱体の誘導加熱時において、加熱コイルと被加熱体の反発力に起因する不快音を抑制するために、平滑手段容量を大きく設定した場合、商用電源からの入力電流が歪む影響により、上記従来の課題で説明したような整流手段整流直後の電圧の変動が発生する。
【００１７】
しかしながら、請求項１に記載の発明によれば、コイルと直列に接続された整流器により、コイルのインバータ側から電源側へ流れる電流が制限されるため、コイルと平滑手段による共振などによる電圧変動が生じない。その結果、通常誘導加熱時における整流手段整流直後の電圧が安定し、インバータ出力の電源電圧補正や、低電圧検知を行うための電圧検知を安定して行うことが可能となる。
【００１８】
また、インバータ保護を目的とした整流手段整流直後の電圧の急激な変化を検知する保護回路も誤動作することなく、正常な検知、保護制御を行うことが出来る。
【００１９】
【実施例】
以下本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。
【００２０】
（実施例１）
図１は、本実施例の誘導加熱調理器の回路構成を示す図である。
【００２１】
電源１６は低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードである整流回路１７の入力端に接続される。整流回路１７の出力端間にはコンデンサ１８が接続される。また、整流回路１７の正極端子には、第１のチョークコイル１９とダイオード２０の直列接続体２１が接続される。直列接続体２１と整流回路１７の負極端子間には、第１の平滑コンデンサ２２と、さらに第２のチョークコイル２３と第１のスイッチング素子２４の直列接続体が接続される。加熱コイル２５は被加熱体である鍋２６と対向して配置されている。
【００２２】
２７はインバータであり、第２の平滑コンデンサ２８の低電位側端子は整流回路１７の負極端子に接続され、第２の平滑コンデンサ２８の高電位側端子は第２のスイッチング素子２９の高電位側端子（コレクタ）に接続され、第２のスイッチング素子２９の低電位側端子（エミッタ）は第２のチョークコイル２３と第１のスイッチング素子２４の高電位側端子（コレクタ）との接続点に接続される。加熱コイル２５と共振コンデンサ３０の直列接続体が第１のスイッチング素子２４に並列に接続される。第１のダイオード３１は第１のスイッチング素子２４に逆並列に接続（第１のダイオード３１のカソードと第１のスイッチング素子２４のコレクタとを接続）され、第２のダイオード３２は第２のスイッチング素子２９に逆並列に接続される。
【００２３】
３８は微分回路を内包する第１の電圧検出手段であり、コンデンサ１８電圧の検知結果を制御手段３３に出力する。また、３９は微分回路を内包しない第２の電圧検出手段であり、同じくコンデンサ１８電圧の検知結果を制御手段３３に出力する。
【００２４】
制御手段３３は、第１のスイッチング素子２４を駆動する第１の駆動手段３５と、第２のスイッチング素子２９を駆動する第２の駆動手段３６に信号を出力する。また、制御手段３３は、電源１６からの入力電流を検知するカレントトランス３４の検知信号を入力する。
【００２５】
以上のように構成された誘導加熱調理器において、以下動作を説明する。電源１６は整流回路１７により全波整流され、第１のチョークコイル１９及びダイオード２０の直列接続体２１を通して、第１の平滑コンデンサ２２に供給される。この第１の平滑コンデンサ２２はインバータ２７に高周波電流を供給する供給源として働く。
【００２６】
図２は上記回路における各部波形を示す図であり、鍋２６の材質が低抵抗率金属であるアルミなどのものの場合である。
【００２７】
図２（ａ）は第１のスイッチング素子２４と第１のダイオード３１に流れる電流を、同図（ｂ）は第２のスイッチング素子２９と第２のダイオード３２に流れる電流を、同図（ｃ）は第１のスイッチング素子２４駆動制御端子（ゲート）電圧を、同図（ｄ）は第２のスイッチング素子２９駆動制御端子（ゲート）電圧を、同図（ｅ）は加熱コイル２５に流れる電流をそれぞれ示している。
【００２８】
第１の駆動手段３５は、制御手段３３からの信号に基づき、時点ｔ０から時点ｔ１まで図２（ｃ）に示すように第１のスイッチング素子２４ゲートに駆動期間がＴ１（約２４μ秒）である駆動信号を出力する。この駆動期間Ｔ１の間では第１のスイッチング素子２４及び第１のダイオード３１と、加熱コイル２５と、共振コンデンサ３０で形成される閉回路で共振し、鍋２６がアルミ製などの鍋であるときの共振周期（１／ｆ）が駆動期間Ｔ１の約２／３倍（約１６μ秒）となるように加熱コイル２５の巻き数（４４Ｔ）と共振コンデンサ３０の容量（０．０３μＦ）と、駆動期間Ｔ１が設定されている。
【００２９】
第２のチョークコイル２３はこの第１のスイッチング素子２４の駆動期間Ｔ１において、第１の平滑コンデンサ２２の静電エネルギを磁気エネルギとして蓄える。
【００３０】
次に、第１のスイッチング素子２４に流れる共振電流の第２番目のピークと共振電流が次に零となる間のタイミングである時点ｔ１、すなわち第１のスイッチング素子２４の順方向に電流が流れている時点で第１のスイッチング素子２４の駆動が停止される。
【００３１】
第１のスイッチング素子２４の遮断後、第１のスイッチング素子２４のコレクタと接続された第２のチョークコイル２３の端子電圧が立ち上がり、この電位が第２の平滑コンデンサ２８の電位を越えると、第２のダイオード３２を通して第２の平滑コンデンサ２８に充電して、第２のチョークコイル２３に蓄えた磁気エネルギを放出する。第２の平滑コンデンサ２８の電圧は、整流回路１７の出力電圧のピーク値よりも高くなるよう昇圧される。すなわち、第２のチョークコイル２３、第１のスイッチング素子２４及び第２のダイオード３２によって昇圧手段３７が構成され、第２の平滑コンデンサ２８は昇圧手段３７の出力を平滑する平滑手段となる。昇圧されるレベルは第１のスイッチング素子２４の駆動期間に依存し、駆動期間が長くなると第２の平滑コンデンサ２８に発生する電圧が高くなる傾向にある。
【００３２】
このように、第２の平滑コンデンサ２８−第２のスイッチング素子２９あるいは第２のダイオード３２−加熱コイル２５−共振コンデンサ３０で形成される閉回路で共振する際に直流電源として働く第２の平滑コンデンサ２８の電圧レベルが昇圧されることにより、図２（ａ）で示す第１のスイッチング素子２４に流れる共振電流の尖頭値、及び共振経路を変えて継続して共振する同図（ｂ）の第２のスイッチング素子２９に流れる共振電流の尖頭値が零とならないように、あるいは小さくならないようにして、高導電率で非磁性であるアルミなどの鍋を高出力で誘導加熱し、かつ出力を連続的に増減して制御するように出来る。
【００３３】
また、図２（ｃ）、（ｄ）で示すように、第２の駆動手段３６は、制御手段３３からの信号に基づき、時点ｔ１から両スイッチング素子が同時遮断期間後の時点ｔ２において、第２のスイッチング素子２９ゲートに駆動信号を出力する。この結果、同図（ｂ）に示すように加熱コイル２５−共振コンデンサ３０−第２のスイッチング素子２９または第２のダイオード３２−第２の平滑コンデンサ２８とからなる閉回路に経路を変えて共振電流が流れることになる。この駆動信号の駆動期間Ｔ２は、この場合にはＴ１とほぼ同じ期間に設定されているので、第１のスイッチング素子２４が導通していた場合と同様に、駆動期間Ｔ１の約２／３倍の周期の共振電流が流れる。
【００３４】
従って、加熱コイル２５に流れる電流は、図２（ｅ）に示すような波形となり、第１及び第２のスイッチング素子２４、２９の駆動周期（Ｔ１とＴ２と同時遮断期間の和）は共振電流の周期の約３倍となり、第１及び第２のスイッチング素子２４、２９の駆動周波数が約２０ｋＨｚであれば、加熱コイル２５に流れる共振電流の周波数は約６０ｋＨｚとなる。
【００３５】
以上のように構成されることで、鍋２６が低抵抗率の材質であっても、第１及び第２のスイッチング素子２４、２９のスイッチング損失を増加させることなく誘導加熱が可能であり、また鍋２６材質が低抵抗率であることに起因して生じる不快音を、第１の平滑コンデンサ２２及び第２の平滑コンデンサ２８による電源平滑により抑えることが出来る。
【００３６】
次に、インバータ２７に電源を供給する構成の動作について図３に基づいて説明する。同図（ａ）は電源１６からの入力電流を、同図（ｂ）は電源１６電圧を、同図（ｃ）はコンデンサ１８電圧を、同図（ｄ）は第１の平滑コンデンサ２２電圧を示している。本実施例の構成によると、第１の平滑コンデンサ２２及び第２の平滑コンデンサ２８により電源平滑を行っているために、電源１６電圧に対して第１の平滑コンデンサ２２電圧が低い期間Ｔ１にのみ、歪んだ入力電流が流れる。電源１６電圧がピークから下がり始め、時点ｔ１において歪んだ入力電流が停止すると、第１の平滑コンデンサ２２電圧に対してコンデンサ１８電圧が低くなるために、コンデンサ１８を充電すべく、第１の平滑コンデンサ２２から電流が流れようとする。
【００３７】
しかしながら、ダイオード２０によってこの電流が制限され、流れない。入力電流が流れない期間Ｔ２では、インバータ２７への電源供給は第１の平滑コンデンサ２２によって行われるため、コンデンサ１８に蓄積されたエネルギは消費されず、コンデンサ１８電圧は下降しない。電源１６電圧が逆位相のピークとなるべく再び上昇し始め、コンデンサ１８電圧を上回る時点ｔ２において、コンデンサ１８電圧は、電源１６電圧に対して整流回路１７の電圧分だけ低くなるよう充電され、ほぼ電源１６電圧と同じ波形となる。
【００３８】
一方、第１の平滑コンデンサ２２は、インバータ２７によって蓄積したエネルギを消費された結果、第１の平滑コンデンサ２２電圧が徐々に下降して、時点ｔ３においてコンデンサ１８電圧を下回る。このとき、電源１６から第１の平滑コンデンサ２２を充電すべく入力電流が流れ始める。
【００３９】
次に、コンデンサ１８電圧を検知する第１の電圧検出手段３８、第２の電圧検出手段３９に関する動作について説明する。
【００４０】
制御手段３３は、電源１６電圧のゼロ点でＨｉからＬｏｗ、ＬｏｗからＨｉに反転するゼロボルトパルス（回路など図示せず、以下ＺＶＰと称す）に同期して、電源１６電圧がほぼピークとなるタイミングで第２の電圧検出手段３９からの信号を取り込む。制御手段３３は、第２の電圧検出手段３９の検知結果が、所定値以下であると判断すると、インバータ２７部品に過大な負荷がかかることを抑制するため、制御手段３３内部に保持しているインバータ２７出力に関する上限値を下げるよう補正する。
【００４１】
また第２の電圧検出手段３９の検知結果が、さらに低く、インバータ２７を動作させるのに不適切な電源状態であると判断した場合には、インバータ２７を停止させる。
【００４２】
また、制御手段３３は、第１の電圧検出手段３８からの信号を常にモニタする。第１の電圧検出手段３８は微分回路を内包しているため、例えば、雷などによるサージや、電源１６の瞬低、瞬断による電源１６の急峻な電圧変化が生じた場合には検知結果を制御手段３３に出力する。制御手段３３は、第１の電圧検出手段３８からの急峻な電圧変化の検知結果を受け取ると、検知に応じた制御を最優先に行う。本実施例では、インバータ２７を所定期間停止させ、再度加熱開始する制御を行っている。
【００４３】
第１の電圧検出手段３８、第２の電圧検出手段３９は、コンデンサ１８の電圧が、電源１６電圧ピークではほぼ電源１６電圧と等しくなること、通常加熱時には急峻な電圧変化が生じないことから、安定した検知を行うことが可能となる。
【００４４】
【発明の効果】
以上のように、本発明は、商用電源からの入力電流が歪んでおり、力率が低い状態においても、安定した電圧検知を行うことで電源電圧が変動しても低抵抗率の鍋に対し安定した加熱が可能な誘導加熱調理器を提供することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１における誘導加熱調理器の回路構成を示す図
【図２】同、各部波形を示す図
【図３】同、各部波形を示す図
【図４】従来の誘導加熱調理器の回路構成を示す図
【図５】同、各部波形を示す図
【図６】従来の誘導加熱調理器の回路構成を示す図
【図７】従来の誘導加熱調理器の回路構成を示す図
【符号の説明】
１６電源
１７整流手段
１９第１のチョークコイル
２０ダイオード（整流器）
２１直列接続体
２２第１の平滑コンデンサ（平滑手段）
２５加熱コイル
２６鍋（被加熱体）
２７インバータ
２８第２の平滑コンデンサ（平滑手段）
３３制御手段
３８第１の電圧検出手段
３９第２の電圧検出手段[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an induction heating cooker used in general homes, offices, restaurants, factories and the like.
[0002]
[Prior art]
In the induction heating cooker, a high-frequency magnetic field is generated from the induction heating coil, an eddy current is generated by electromagnetic induction in a heated object such as a metal pan placed near the heating coil, and the heated object is heated. Due to such a principle, an object to be heated made of high resistivity metal such as iron is suitable for induction heating.
[0003]
However, in recent years, induction heating cookers are required to be able to induction-heat pots made of low resistivity metals such as aluminum and copper. In order to heat such a pan, generally, the output frequency of the inverter is increased to increase the skin resistance of the heated object, further increasing the number of turns of the heating coil, and boosting the inverter power supply to increase the magnetic field. It was necessary to strengthen.
[0004]
In addition, when the inverter power supply has ripples, unpleasant noise corresponding to the ripple frequency is generated due to the repulsive force between the heating coil and the low resistivity metal pan, so the inverter power supply is smoothed. There was a need.
[0005]
There has been a conventional induction heating cooker disclosed in order to solve the above problems (see, for example, Patent Document 1). FIG. 4 is a diagram showing a circuit configuration of a conventional induction heating cooker. In the figure, a power source 1 is a commercial power source, rectified by a rectifier circuit 2 and transmitted to a first smoothing capacitor 3. The choke coil 4 stores energy when the second switching element 7 is turned on, and releases energy stored in the second smoothing capacitor 12 through the first diode 6 when the second switching element 7 is cut off. That is, the choke coil 4, the second switching element 7, and the first diode 6 constitute a boosting unit.
[0006]
The second switching element 7 generates a resonance current that resonates at the resonance frequency of the heating coil 9 and the resonance capacitor 10, supplies a high-frequency magnetic field to the pot 11 that is the object to be heated, and performs induction heating. The first switching element 5 releases the energy stored in the second smoothing capacitor 12 to the heating coil 9 and the resonance capacitor 10 while the second switching element 7 is cut off, and continues resonance. Thus, once energy is stored in the second smoothing capacitor 12, the voltage applied to the heating coil 9 and the resonant capacitor 10 and the flowing current can be smoothed, the ripple generated at the commercial frequency is reduced, and heating is performed. Unpleasant noise due to the repulsive force between the coil 9 and the pan 11 can be suppressed.
[0007]
[Patent Document 1]
JP 2002-75620 A
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional configuration, the second smoothing capacitor 12 is provided as means for smoothing the inverter power supply in order to suppress unpleasant noise caused by the repulsive force between the heating coil 9 and the pan 11 during heating.
[0009]
However, if the capacitance of the second smoothing capacitor 12 is set to be very large, the period during which the commercial power supply voltage for the low potential side after rectification of the rectifier circuit 2 is higher than the voltage of the second smoothing capacitor 12 is shortened. As shown in FIG. 5, the distorted input current from the commercial power source 1 flows into the second smoothing capacitor 12, so that the power factor has decreased. In order to improve the power factor, as shown in FIG. 6, a choke coil 14 is provided between the high potential side after rectification of the rectifier circuit 2 and the high potential side of the first smoothing capacitor 3 to widen the conduction angle. It is a simple configuration and effective means.
[0010]
However, the voltage drop in the choke coil 14 due to the distorted input current from the commercial power supply 1 varies depending on the inverter output. As a result, the first smoothing capacitor 3 voltage also changes depending on the inverter output, and the power supply voltage correction of the inverter output In addition, the first smoothing capacitor 3 voltage detection (not shown) that has been conventionally performed to detect the low voltage cannot be performed stably.
[0011]
Further, when the voltage immediately after rectification of the rectifier circuit 2 is detected instead of the first smoothing capacitor 3 voltage, the voltage immediately after the rectification of the rectifier circuit 2 can be accurately detected at the voltage peak of the commercial power supply 1. Since the voltage immediately after rectification of the rectifier circuit 2 becomes unstable at the time when the distorted input current stops, a protection circuit for detecting a sudden change in the voltage immediately after rectification of the rectifier circuit 2 for the purpose of protecting the inverter (see FIG. Malfunction).
[0012]
Further, as shown in FIG. 7, when the capacitor 15 is provided after the rectification of the rectifier circuit 2 as a countermeasure against terminal noise, the capacitor 15 and the first current are stopped when the distorted input current from the commercial power source 1 is stopped. A current flows from the first smoothing capacitor 3 to the capacitor 15 in order to fill the potential difference of the smoothing capacitor 3, thereby causing resonance in the closed circuit of the first smoothing capacitor 3 -choke coil 14 -capacitor 15. The voltage vibrates greatly. As a result, the protection circuit (not shown) that detects a sudden change in voltage immediately after rectification of the rectifier circuit 2 for the purpose of inverter protection malfunctions. In this way, with the conventional configuration, the first smoothing capacitor 3 voltage or the voltage immediately after rectification of the rectifier circuit 2 cannot be stably detected due to the voltage fluctuation as described above.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above conventional problems, the present invention includes an inverter for supplying Hangzhou wave current to the heating coil for heating materials which generate a high-frequency magnetic field made of a low resistivity and low magnetic permeability material, said inverter and control means for controlling the output of the smoothing means for smoothing the inverter power supply, a rectifying means for supplying the inverter power supply by rectifying the commercial power supply, the output of said rectifying means and the high potential side of the smoothing means high A choke coil and a rectifier connected in series to a potential side are provided , and a voltage immediately after rectification by the rectifier is detected by a voltage detector, and the controller is responsive to a detection result of the voltage detector. The induction heating cooker performs correction or stop control of the inverter output.
[0014]
As a result, it is possible to provide an induction heating cooker capable of performing stable voltage detection even when the input current from the commercial power source is distorted and the power factor is low.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The invention of claim 1 includes an inverter for supplying Hangzhou wave current to the heating coil for heating materials which generate a high-frequency magnetic field made of a low resistivity and low magnetic permeability material, and controls the output of the inverter and control means, and smoothing means for smoothing the inverter power supply, a rectifying means for supplying the inverter power supply by rectifying the commercial power source, to the high potential side of the rectifier output of the high-potential side to the rectifying means of the smoothing means comprises a series connection of a choke coil connected rectifier, as well as detected by the voltage detecting means a voltage of the rectified output of said rectifier means, said control means corrects the inverter output according to a detection result of said voltage detecting means Or it is set as the induction heating cooking appliance which performs stop control.
[0016]
In particular, during induction heating of a heated body having a low resistivity and low magnetic permeability, in order to suppress unpleasant noise caused by the repulsive force between the heating coil and the heated body, when the smoothing means capacity is set large, Due to the influence of the distortion of the input current from the power source, the voltage variation immediately after the rectification means rectification as described in the above conventional problem occurs.
[0017]
However, according to the first aspect of the present invention, the current flowing from the inverter side of the coil to the power supply side is limited by the rectifier connected in series with the coil, so that voltage fluctuation due to resonance by the coil and the smoothing means is not caused. Does not occur. As a result, the voltage immediately after rectification of the rectifying means during normal induction heating is stabilized, and it becomes possible to stably perform power supply voltage correction of the inverter output and voltage detection for performing low voltage detection.
[0018]
In addition, a protection circuit that detects a sudden change in voltage immediately after rectification of the rectifier means for the purpose of inverter protection can perform normal detection and protection control without malfunction.
[0019]
【Example】
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0020]
Example 1
FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration of the induction heating cooker according to the present embodiment.
[0021]
The power source 16 is a 200V commercial power source that is a low-frequency AC power source, and is connected to an input terminal of a rectifier circuit 17 that is a bridge diode. A capacitor 18 is connected between the output terminals of the rectifier circuit 17. In addition, a series connection body 21 of a first choke coil 19 and a diode 20 is connected to the positive terminal of the rectifier circuit 17. Between the series connection body 21 and the negative terminal of the rectifier circuit 17, a first smoothing capacitor 22 and a series connection body of the second choke coil 23 and the first switching element 24 are connected. The heating coil 25 is disposed so as to face the pan 26 which is a heated body.
[0022]
27 is an inverter, the low potential side terminal of the second smoothing capacitor 28 is connected to the negative terminal of the rectifier circuit 17, and the high potential side terminal of the second smoothing capacitor 28 is the high potential side of the second switching element 29. The low potential side terminal (emitter) of the second switching element 29 is connected to the connection point between the second choke coil 23 and the high potential side terminal (collector) of the first switching element 24. Is done. A series connection body of the heating coil 25 and the resonance capacitor 30 is connected to the first switching element 24 in parallel. The first diode 31 is connected to the first switching element 24 in antiparallel (the cathode of the first diode 31 and the collector of the first switching element 24 are connected), and the second diode 32 is the second switching element. The element 29 is connected in antiparallel.
[0023]
Reference numeral 38 denotes first voltage detection means including a differentiation circuit, and outputs the detection result of the capacitor 18 voltage to the control means 33. Reference numeral 39 denotes second voltage detection means that does not include a differentiating circuit, and similarly outputs the detection result of the voltage of the capacitor 18 to the control means 33.
[0024]
The control means 33 outputs a signal to the first drive means 35 that drives the first switching element 24 and the second drive means 36 that drives the second switching element 29. Further, the control means 33 inputs a detection signal of a current transformer 34 that detects an input current from the power supply 16.
[0025]
The operation of the induction cooking device configured as described above will be described below. The power supply 16 is full-wave rectified by the rectifier circuit 17 and supplied to the first smoothing capacitor 22 through the series connection body 21 of the first choke coil 19 and the diode 20. The first smoothing capacitor 22 serves as a supply source for supplying a high frequency current to the inverter 27.
[0026]
FIG. 2 is a diagram showing the waveform of each part in the above circuit, in which the pan 26 is made of aluminum or the like, which is a low resistivity metal.
[0027]
2A shows the current flowing through the first switching element 24 and the first diode 31, and FIG. 2B shows the current flowing through the second switching element 29 and the second diode 32. ) Represents the first switching element 24 drive control terminal (gate) voltage, FIG. 6D represents the second switching element 29 drive control terminal (gate) voltage, and FIG. Respectively.
[0028]
Based on the signal from the control means 33, the first drive means 35 has a drive period of T1 (about 24 μsec) from the gate of the first switching element 24 as shown in FIG. 2C from time t0 to time t1. A certain drive signal is output. During this driving period T1, the first switching element 24 and the first diode 31, the heating coil 25, and the resonance capacitor 30 resonate in a closed circuit, and the pan 26 is a pan made of aluminum or the like. The number of turns of the heating coil 25 (44T), the capacity of the resonant capacitor 30 (0.03 μF), and the drive A period T1 is set.
[0029]
The second choke coil 23 stores the electrostatic energy of the first smoothing capacitor 22 as magnetic energy during the driving period T1 of the first switching element 24.
[0030]
Next, the current flows in the forward direction of the first switching element 24, that is, at the time point t1, which is the timing between the second peak of the resonant current flowing in the first switching element 24 and the resonance current next becoming zero. At this time, the driving of the first switching element 24 is stopped.
[0031]
After the cutoff of the first switching element 24, the terminal voltage of the second choke coil 23 connected to the collector of the first switching element 24 rises, and when this potential exceeds the potential of the second smoothing capacitor 28, The second smoothing capacitor 28 is charged through the second diode 32 and the magnetic energy stored in the second choke coil 23 is released. The voltage of the second smoothing capacitor 28 is boosted so as to be higher than the peak value of the output voltage of the rectifier circuit 17. That is, the booster 37 is constituted by the second choke coil 23, the first switching element 24, and the second diode 32, and the second smoothing capacitor 28 becomes a smoother that smoothes the output of the booster 37. The level to be boosted depends on the driving period of the first switching element 24, and the voltage generated in the second smoothing capacitor 28 tends to increase as the driving period becomes longer.
[0032]
As described above, the second smoothing capacitor 28 -the second switching element 29 or the second diode 32 -the heating coil 25 -the second smoothing functioning as a DC power source when resonating in a closed circuit formed by the resonant capacitor 30. When the voltage level of the capacitor 28 is boosted, the peak value of the resonance current flowing in the first switching element 24 shown in FIG. 2A and the resonance path are changed to continuously resonate (b). In order to prevent the peak value of the resonance current flowing through the second switching element 29 from becoming zero or small, a non-magnetic aluminum pan having high conductivity is induction-heated at high output, and The output can be controlled by increasing or decreasing continuously.
[0033]
Further, as shown in FIGS. 2C and 2D, the second driving unit 36 is configured to perform the first driving from the time point t1 to the time point t2 after the simultaneous cutoff period from the time point t1, based on the signal from the control unit 33. The drive signal is output to the gate of the second switching element 29. As a result, as shown in FIG. 5B, the path is changed to a closed circuit composed of the heating coil 25, the resonant capacitor 30, the second switching element 29 or the second diode 32, and the second smoothing capacitor 28. Current will flow. Since the drive period T2 of this drive signal is set to approximately the same period as T1 in this case, it is about 2/3 times the drive period T1 as in the case where the first switching element 24 is conductive. The resonance current of the period flows.
[0034]
Therefore, the current flowing through the heating coil 25 has a waveform as shown in FIG. 2E, and the driving period (the sum of T1 and T2 and the simultaneous cutoff period) of the first and second switching elements 24 and 29 is the resonance current. If the drive frequency of the first and second switching elements 24 and 29 is about 20 kHz, the frequency of the resonance current flowing through the heating coil 25 is about 60 kHz.
[0035]
By being configured as described above, even if the pan 26 is made of a low resistivity material, induction heating is possible without increasing the switching loss of the first and second switching elements 24 and 29, and Unpleasant noise caused by the material of the pan 26 having a low resistivity can be suppressed by power source smoothing by the first smoothing capacitor 22 and the second smoothing capacitor 28.
[0036]
Next, the operation of the configuration for supplying power to the inverter 27 will be described with reference to FIG. (A) shows the input current from the power supply 16, (b) shows the voltage of the power supply 16, (c) shows the voltage of the capacitor 18, and (d) shows the voltage of the first smoothing capacitor 22. Show. According to the configuration of the present embodiment, since the power smoothing is performed by the first smoothing capacitor 22 and the second smoothing capacitor 28, the first smoothing capacitor 22 voltage is lower than the power supply 16 voltage only during the period T1. , Distorted input current flows. When the power supply 16 voltage starts to decrease from the peak and the distorted input current stops at the time point t1, the capacitor 18 voltage becomes lower than the first smoothing capacitor 22 voltage. A current is about to flow from the capacitor 22.
[0037]
However, this current is limited by the diode 20 and does not flow. In the period T2 in which the input current does not flow, the power supply to the inverter 27 is performed by the first smoothing capacitor 22, so that the energy accumulated in the capacitor 18 is not consumed and the voltage of the capacitor 18 does not drop. The power supply 16 voltage starts to rise again as much as possible in a reverse phase peak, and at time t2 when the voltage exceeds the capacitor 18 voltage, the capacitor 18 voltage is charged so as to be lower than the power supply 16 voltage by the voltage of the rectifier circuit 17, and almost power supply It has the same waveform as 16 voltages.
[0038]
On the other hand, as a result of consuming the energy accumulated by the inverter 27, the first smoothing capacitor 22 gradually decreases the voltage of the first smoothing capacitor 22 and falls below the voltage of the capacitor 18 at time t3. At this time, an input current starts to flow from the power supply 16 to charge the first smoothing capacitor 22.
[0039]
Next, operations relating to the first voltage detection means 38 and the second voltage detection means 39 for detecting the voltage of the capacitor 18 will be described.
[0040]
The control means 33 is a timing at which the voltage of the power supply 16 becomes almost a peak in synchronization with a zero volt pulse (a circuit is not shown, hereinafter referred to as ZVP) that reverses from Hi to Low and Low to Hi at the zero point of the power supply 16 voltage. The signal from the second voltage detecting means 39 is taken in. When the control unit 33 determines that the detection result of the second voltage detection unit 39 is equal to or less than a predetermined value, the control unit 33 holds the control unit 33 in order to prevent an excessive load from being applied to the inverter 27 components. It correct | amends so that the upper limit regarding an inverter 27 output may be reduced.
[0041]
If the detection result of the second voltage detection means 39 is lower and it is determined that the power supply state is inappropriate for operating the inverter 27, the inverter 27 is stopped.
[0042]
The control means 33 always monitors the signal from the first voltage detection means 38. Since the first voltage detector 38 includes a differentiating circuit, for example, when a surge due to lightning or the like, a sudden drop in the power supply 16 or a sudden voltage change in the power supply 16 due to a momentary interruption occurs, a detection result is displayed. It outputs to the control means 33. When the control means 33 receives the detection result of the steep voltage change from the first voltage detection means 38, the control means 33 performs the control according to the detection with the highest priority. In this embodiment, control is performed to stop the inverter 27 for a predetermined period and start heating again.
[0043]
The first voltage detection means 38 and the second voltage detection means 39 are such that the voltage of the capacitor 18 is substantially equal to the power supply 16 voltage at the power supply 16 voltage peak, and no steep voltage change occurs during normal heating. Stable detection can be performed.
[0044]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the input current from the commercial power source is distorted, and even in a state where the power factor is low, even if the power source voltage fluctuates by performing stable voltage detection, An induction heating cooker capable of stable heating can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of an induction heating cooker in Embodiment 1 of the present invention. FIG. 2 is a diagram showing a waveform of each part. FIG. 3 is a diagram showing a waveform of each part. FIG. FIG. 5 is a diagram showing the circuit configuration of the heating cooker. FIG. 5 is a diagram showing the waveform of each part. FIG. 6 is a diagram showing the circuit configuration of the conventional induction heating cooker. FIG. Figure [Explanation of symbols]
16 Power supply 17 Rectifier 19 First choke coil 20 Diode (rectifier)
21 Series connection body 22 First smoothing capacitor (smoothing means)
25 Heating coil 26 Pan (Subject to be heated)
27 Inverter 28 Second smoothing capacitor (smoothing means)
33 Control means 38 First voltage detection means 39 Second voltage detection means

Claims

An inverter for supplying Hangzhou wave current to the heating coil for heating materials which generate a high-frequency magnetic field made of a low resistivity and low magnetic permeability material, and a control means for controlling the output of said inverter, smoothing the inverter power supply and smoothing means for a rectifier means for supplying the inverter power supply by rectifying the commercial power source, a series connection of a choke coil and a rectifier connected to the high potential side of the rectifier output of the rectifier means and a high potential side of the smoothing means An induction heating cooker that includes a body and detects the voltage of the rectified output of the rectifying means by the voltage detecting means, and the control means performs correction or stop control of the inverter output according to the detection result of the voltage detecting means. .