JP5872235B2 - Electromagnetic induction heating device - Google Patents
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Description
本発明は、誘導加熱調理器などインバータ方式の電磁誘導加熱装置に関するものである。 The present invention relates to an inverter type electromagnetic induction heating apparatus such as an induction heating cooker.
電磁誘導加熱装置は、加熱コイルに高周波電流を流し、コイルに近接して配置された金属製の被加熱物に渦電流を発生させ、被加熱物自体の電気抵抗により発熱させる。被加熱物の温度制御が可能で安全性が高いことから、新しい熱源として認知されている。 The electromagnetic induction heating device causes a high-frequency current to flow through a heating coil, generates an eddy current in a metal heated object disposed close to the coil, and generates heat by the electric resistance of the heated object itself. It is recognized as a new heat source because it can control the temperature of the object to be heated and is highly safe.
電磁誘導加熱装置の従来例として、特許第４１８６９４６号公報に開示されるような誘導加熱装置がある。この装置は、交流電源を直流に変換する整流回路と、加熱コイルと、加熱コイルと直列に接続されたスイッチング素子と加熱コイルまたはスイッチング素子に並列に接続した共振コンデンサを有し整流回路により変換された直流を高周波電流に変換して加熱コイルに流し、加熱コイル近傍に設置した負荷を誘導加熱するインバータ回路とで構成される。 As a conventional example of the electromagnetic induction heating device, there is an induction heating device as disclosed in Japanese Patent No. 4186946. This device has a rectifier circuit that converts AC power into DC, a heating coil, a switching element connected in series with the heating coil, and a resonant capacitor connected in parallel to the heating coil or switching element, and is converted by the rectifier circuit. The inverter circuit is configured to convert the direct current into a high-frequency current to flow through a heating coil and to inductively heat a load installed in the vicinity of the heating coil.
特許文献１に開示された従来技術において、インバータ回路は整流回路により変換された非平滑の直流電圧を高周波電流に変換するため、加熱コイルには脈動電流が流れる。そのため、加熱コイルから発生する磁界も脈動するため、被加熱物の材質によってはうなり音が発生する問題がある。従って、これを防ぐためには、インバータ回路に印加する直流電圧を平滑し、加熱コイル電流の変動を抑制する必要がある。一般的に使用されるコンデンサインプット型の平滑回路では入力電流に多くの高調波を含むため、電圧平滑と高調波抑制の両者を満足する電源回路が必要となる。 In the prior art disclosed in Patent Document 1, since the inverter circuit converts the non-smooth DC voltage converted by the rectifier circuit into a high-frequency current, a pulsating current flows through the heating coil. Therefore, since the magnetic field generated from the heating coil also pulsates, there is a problem that a beat sound is generated depending on the material of the object to be heated. Therefore, in order to prevent this, it is necessary to smooth the DC voltage applied to the inverter circuit and suppress the fluctuation of the heating coil current. A generally used capacitor input type smoothing circuit includes a large number of harmonics in the input current. Therefore, a power supply circuit that satisfies both voltage smoothing and harmonic suppression is required.
また、加熱コイルを複数個備えた装置において、それぞれ別々の被加熱物を加熱する場合、インバータの駆動周波数を制御して電力制御を行うとインバータ間の差分周波数に起因した干渉音が発生する問題もある。 In addition, in a device equipped with a plurality of heating coils, when different objects to be heated are heated, if the power control is performed by controlling the drive frequency of the inverter, an interference sound due to the difference frequency between the inverters is generated. There is also.
本発明は、加熱コイルから発生する磁界の変動を抑制し被加熱物から発生するうなり音を防止し、かつ複数のインバータを同時に駆動した場合にも干渉音の発生を防止できる電磁誘導加熱装置を提供することである。 The present invention provides an electromagnetic induction heating device that suppresses fluctuations in a magnetic field generated from a heating coil, prevents a beep generated from an object to be heated, and can prevent generation of interference sound even when a plurality of inverters are driven simultaneously. Is to provide.
上記課題は、直流電源と、該直流電源からの直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、該チョッパ回路からの直流電圧を交流電圧に変換する電圧共振形インバータと、を具備する電磁誘導加熱装置であって、前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、第１のスイッチング素子とインダクタと第２のスイッチング素子の直列回路を備え、前記電圧共振形インバータは、加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と、前記加熱コイルに並列に設けられた共振コンデンサとを備えたものであり、前記加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と並列になるように、前記チョッパ回路から出力される直流電圧を平滑する平滑回路を設け、前記チョッパ回路と前記インバータで兼用される前記第２のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用する電磁誘導加熱装置によって解決される。
An object of the present invention is to provide an electromagnetic induction heating apparatus comprising: a DC power supply; a chopper circuit that boosts or reduces a DC voltage from the DC power supply; and a voltage resonance inverter that converts the DC voltage from the chopper circuit into an AC voltage. The chopper circuit includes a series circuit of a first switching element, an inductor, and a second switching element between a positive electrode and a negative electrode of the DC power supply, and the voltage resonance inverter is a heating circuit. A series circuit of a coil and the second switching element, and a resonance capacitor provided in parallel to the heating coil, are arranged in parallel with the series circuit of the heating coil and the second switching element. Is provided with a smoothing circuit for smoothing the DC voltage output from the chopper circuit, and the second scoping circuit shared by the chopper circuit and the inverter is provided. Switching element is solved by the electromagnetic induction heating device which acts as the step-up switching element of the chopper circuit.
また、上記課題は、直流電源と、該直流電源からの直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、該チョッパ回路からの直流電圧を交流電圧に変換する電圧共振形インバータと、を具備する電磁誘導加熱装置であって、前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、第１のスイッチング素子とインダクタと第２のスイッチング素子の直列回路を備え、前記電圧共振形インバータは、加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と、前記加熱コイルに並列に設けられた共振コンデンサと第３のスイッチング素子を備えたものであり、前記加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と並列になるように、前記チョッパ回路から出力される直流電圧を平滑する平滑回路を設け、前記チョッパ回路と前記インバータで兼用される前記第２のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用する電磁誘導加熱装置によって解決される。
Further, the above-described problem is an electromagnetic induction comprising: a DC power supply; a chopper circuit that boosts or steps down a DC voltage from the DC power supply; and a voltage resonance inverter that converts the DC voltage from the chopper circuit into an AC voltage. In the heating device, the chopper circuit includes a series circuit of a first switching element, an inductor, and a second switching element between a positive electrode and a negative electrode of the DC power supply, and the voltage resonance inverter includes A series circuit of a heating coil and the second switching element, a resonance capacitor provided in parallel with the heating coil, and a third switching element, wherein the heating coil and the second switching element A smoothing circuit for smoothing the DC voltage output from the chopper circuit is provided so as to be in parallel with the series circuit, and the chopper circuit and the inverter are provided. The second switching element that is shared by others, is solved by the electromagnetic induction heating device which acts as the step-up switching element of the chopper circuit.
本発明によれば、少ない部品点数にもかかわらず、加熱コイルの電流脈動を抑え、複数のインバータを同時に駆動した場合にも干渉音の発生を防止し、かつスイッチング素子の耐圧を抑えて負荷に所望の電力を効率良く供給することができる。 According to the present invention, despite the small number of parts, the current pulsation of the heating coil is suppressed, the occurrence of interference noise is prevented even when a plurality of inverters are driven simultaneously, and the switching element withstand voltage is suppressed to the load. Desired power can be efficiently supplied.
以下に、図面を参照して、本発明の望ましい実施例を説明する。 Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図１は、実施例１の電磁誘導加熱装置の回路構成図であり、図示しない被加熱物（例えば、調理鍋）が加熱コイル１１と磁気結合し被加熱物（調理鍋）に電力が供給される。図１において、直流電源１の正電極と負電極間には、パワー半導体スイッチング素子３ａ、インダクタ４１、スイッチング素子３ｂが直列に接続されている。また、インダクタ４１の両端には、共振負荷回路６０、平滑コンデンサ４４、ダイオード４３が直列に接続されている。共振負荷回路６０は、並列接続された加熱コイル１１と共振コンデンサ１３により構成されている。スイッチング素子３ａ、３ｂにはそれぞれダイオード４ａ、４ｂが逆方向に並列接続されている。 FIG. 1 is a circuit configuration diagram of the electromagnetic induction heating apparatus according to the first embodiment. A heated object (for example, a cooking pot) (not shown) is magnetically coupled to the heating coil 11 and power is supplied to the heated object (cooking pot). The In FIG. 1, a power semiconductor switching element 3a, an inductor 41, and a switching element 3b are connected in series between a positive electrode and a negative electrode of a DC power supply 1. A resonant load circuit 60, a smoothing capacitor 44, and a diode 43 are connected in series to both ends of the inductor 41. The resonant load circuit 60 includes a heating coil 11 and a resonant capacitor 13 connected in parallel. Diodes 4a and 4b are connected in parallel to the switching elements 3a and 3b in opposite directions, respectively.
図１において、スイッチング素子３ａ、３ｂ、インダクタ４１、ダイオード４３はチョッパ回路１０を構成しており、スイッチング素子３ａ、３ｂをオンオフ制御することにより平滑コンデンサ４４の直流電圧を制御することが可能である。平滑コンデンサ４４の正電極と負電極間には、共振負荷回路６０とスイッチング素子３ｂが直列に接続されており電圧共振形インバータ２０が構成されている。スイッチング素子３ｂは、電圧共振形インバータ２０のスイッチング素子として利用されるとともに、インダクタ４１をチョッパ用のインダクタとするチョッパ回路１０の昇圧チョッパ用または昇降圧チョッパ用のスイッチング素子としても利用される。スイッチング素子３ａは、インダクタ４１をチョッパ用のインダクタとするチョッパ回路１０の降圧チョッパ用のスイッチング素子として動作し、ダイオード４３は環流ダイオードとして動作する。 In FIG. 1, the switching elements 3a and 3b, the inductor 41, and the diode 43 constitute a chopper circuit 10, and the DC voltage of the smoothing capacitor 44 can be controlled by turning on and off the switching elements 3a and 3b. . Between the positive electrode and the negative electrode of the smoothing capacitor 44, the resonant load circuit 60 and the switching element 3b are connected in series, and the voltage resonant inverter 20 is configured. The switching element 3b is used as a switching element for the voltage resonance type inverter 20, and also as a switching element for a step-up / step-down chopper of the chopper circuit 10 using the inductor 41 as an inductor for a chopper. The switching element 3a operates as a step-down chopper switching element of the chopper circuit 10 using the inductor 41 as a chopper inductor, and the diode 43 operates as a freewheeling diode.
以下、本実施例の動作について説明する。図２に本実施例の各部の動作波形を示す。図２（ａ）は低電力出力時、図２（ｂ）は高電力出力時の動作波形を示しており、スイッチング素子３ａ、３ｂの駆動周波数およびスイッチング素子３ｂのオン時間Ｄｕｔｙを固定し、スイッチング素子３ａのオン時間Ｄｕｔｙを制御することで出力電力を制御することが可能である。 Hereinafter, the operation of this embodiment will be described. FIG. 2 shows operation waveforms of each part of the present embodiment. 2A shows an operation waveform at the time of low power output, and FIG. 2B shows an operation waveform at the time of high power output. The switching frequency of the switching elements 3a and 3b and the ON time Duty of the switching element 3b are fixed and switching is performed. The output power can be controlled by controlling the on-time duty of the element 3a.
各図において、ｖｇ（３ａ）はスイッチング素子３ａのゲート信号、ｖｇ（３ｂ）はスイッチング素子３ｂのゲート信号、ｉ（３ａ）はスイッチング素子３ａの電流、ｉ（３ｂ）はスイッチング素子３ｂの電流、ｉ（４ｂ）はダイオード４ｂの電流、ｉ（４１）はインダクタ４１の電流、ｉ（１１）は加熱コイル１１の電流、ｉ（１３）は共振コンデンサ１３の電流、ｖｃ（３ｂ）はスイッチング素子３ｂにかかる電圧、ｖ（４４）は平滑コンデンサ４４の電圧を表している。 In each figure, vg (3a) is the gate signal of the switching element 3a, vg (3b) is the gate signal of the switching element 3b, i (3a) is the current of the switching element 3a, i (3b) is the current of the switching element 3b, i (4b) is the current of the diode 4b, i (41) is the current of the inductor 41, i (11) is the current of the heating coil 11, i (13) is the current of the resonant capacitor 13, and vc (3b) is the switching element 3b. , V (44) represents the voltage of the smoothing capacitor 44.
図２（ａ）において、スイッチング素子３ａがオン（ｖｇ（３ａ）：Ｈｉｇｈ）している期間、チョッパ回路１０は直流電源１を電圧源としてインダクタ４１にエネルギーを蓄積する。次にスイッチング素子３ａがオフ（ｖｇ（３ａ）：Ｌｏｗ）し、直流電源１からインダクタ４１が切り離されると、スイッチング素子３ｂはまだオン状態（ｖｇ（３ｂ）：Ｈｉｇｈ）にあるため、インダクタ４１はスイッチング素子３ｂ、ダイオード４３の経路で短絡状態となり、インダクタ４１の電流ｉ（４１）はほとんど変化せず維持される。一方、電圧共振形インバータ２０は、平滑コンデンサ４４、加熱コイル１１、スイッチング素子３ｂの経路で電流が流れ、スイッチング素子３ｂにはインダクタ４１と加熱コイル１１との合成電流ｉ（３ｂ）が流れる。次にスイッチング素子３ｂがオフ（ｖｇ（３ｂ）：Ｌｏｗ）すると、インダクタ４１に蓄積されたエネルギーは共振コンデンサ１３を介して平滑コンデンサ４４に供給される。一方、加熱コイル１１に蓄積されたエネルギーは共振コンデンサ１３に供給される。加熱コイル１１のエネルギーがゼロになると、加熱コイル１１にはインダクタ４１から電流が供給され、加熱コイル１１の電流がインダクタ４１の電流値に達すると共振コンデンサ１３が放電を開始する。スイッチング素子３ｂの電圧ｖｃ（３ｂ）は次第に減少しダイオード４ｂが導通状態になると、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）は平滑コンデンサ４４、ダイオード４ｂの経路で還流する。加熱コイル１１の電流ｉ（１１）が減少し、インダクタ４１の電流値ｉ（４１）に低下するまでの期間ダイオード４ｂは導通状態となる。ダイオード４ｂが導通状態の期間にスイッチング素子３ｂをターンオンすればスイッチング素子３ｂはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。 In FIG. 2A, the chopper circuit 10 accumulates energy in the inductor 41 using the DC power source 1 as a voltage source while the switching element 3a is on (vg (3a): High). Next, when the switching element 3a is turned off (vg (3a): Low) and the inductor 41 is disconnected from the DC power supply 1, the switching element 3b is still in the on state (vg (3b): High), so that the inductor 41 is A short circuit occurs in the path of the switching element 3b and the diode 43, and the current i (41) of the inductor 41 is maintained almost unchanged. On the other hand, in the voltage resonance inverter 20, a current flows through the path of the smoothing capacitor 44, the heating coil 11, and the switching element 3b, and a combined current i (3b) of the inductor 41 and the heating coil 11 flows through the switching element 3b. Next, when the switching element 3b is turned off (vg (3b): Low), the energy accumulated in the inductor 41 is supplied to the smoothing capacitor 44 via the resonance capacitor 13. On the other hand, the energy accumulated in the heating coil 11 is supplied to the resonance capacitor 13. When the energy of the heating coil 11 becomes zero, current is supplied to the heating coil 11 from the inductor 41. When the current of the heating coil 11 reaches the current value of the inductor 41, the resonant capacitor 13 starts discharging. When the voltage vc (3b) of the switching element 3b gradually decreases and the diode 4b becomes conductive, the current i (11) of the heating coil 11 circulates through the path of the smoothing capacitor 44 and the diode 4b. The diode 4b is in a conductive state for a period until the current i (11) of the heating coil 11 decreases and decreases to the current value i (41) of the inductor 41. If the switching element 3b is turned on while the diode 4b is in the conductive state, the switching element 3b becomes a zero current switching operation and no switching loss occurs.
図２（ｂ）は、スイッチング素子３ａのオン期間がスイッチング素子３ｂのオン期間より長いため、スイッチング素子３ｂがオフするまでの間、チョッパ回路１０は直流電源１を電圧源としてインダクタ４１にエネルギーを蓄積する。スイッチング素子３ｂがオフすると、インダクタ４１に蓄積されたエネルギーは共振コンデンサ１３を介して平滑コンデンサ４４に供給される。一方、加熱コイル１１に蓄積されたエネルギーは共振コンデンサ１３に供給される。加熱コイル１１のエネルギーがゼロになると、加熱コイル１１にはインダクタ４１から電流が供給され、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）がインダクタ４１の電流値ｉ（４１）に達すると共振コンデンサ１３が放電を開始する。スイッチング素子３ａがオフし、直流電源１からインダクタ４１が切り離されると、インダクタ４１の蓄積エネルギーはダイオード４３を介して平滑コンデンサ４４に供給される。スイッチング素子３ｂの電圧が次第に減少しダイオード４ｂが導通状態になると、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）は平滑コンデンサ４４、ダイオード４ｂの経路で還流する。加熱コイル１１の電流が減少し、インダクタ４１の電流値に低下するまでの期間ダイオード４ｂは導通状態となる。図２（ａ）の場合と同様にダイオード４ｂが導通状態の期間にスイッチング素子３ｂをターンオンすればスイッチング素子３ｂはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。 In FIG. 2B, since the ON period of the switching element 3a is longer than the ON period of the switching element 3b, the chopper circuit 10 supplies energy to the inductor 41 using the DC power source 1 as a voltage source until the switching element 3b is turned off. accumulate. When the switching element 3b is turned off, the energy accumulated in the inductor 41 is supplied to the smoothing capacitor 44 via the resonance capacitor 13. On the other hand, the energy accumulated in the heating coil 11 is supplied to the resonance capacitor 13. When the energy of the heating coil 11 becomes zero, current is supplied to the heating coil 11 from the inductor 41. When the current i (11) of the heating coil 11 reaches the current value i (41) of the inductor 41, the resonant capacitor 13 is discharged. To start. When the switching element 3 a is turned off and the inductor 41 is disconnected from the DC power supply 1, the energy stored in the inductor 41 is supplied to the smoothing capacitor 44 via the diode 43. When the voltage of the switching element 3b gradually decreases and the diode 4b becomes conductive, the current i (11) of the heating coil 11 circulates through the path of the smoothing capacitor 44 and the diode 4b. The diode 4b is in a conductive state for a period until the current of the heating coil 11 decreases and the current value of the inductor 41 decreases. As in the case of FIG. 2A, if the switching element 3b is turned on while the diode 4b is in the conductive state, the switching element 3b becomes a zero current switching operation and no switching loss occurs.
図２（ｂ）は図２（ａ）に対しスイッチング素子３ａのオン時間が長いため、インダクタ４１に蓄積されるエネルギーも多くなり、平滑コンデンサ４４の電圧ｖ（４４）は、図２（ａ）よりも図２（ｂ）が高くなる。これにより、インバータ２０に印加される電源電圧が高くなるため、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）も増えて電力が増加する。 In FIG. 2B, since the ON time of the switching element 3a is longer than that in FIG. 2A, the energy stored in the inductor 41 also increases, and the voltage v (44) of the smoothing capacitor 44 is as shown in FIG. FIG. 2B becomes higher than FIG. Thereby, since the power supply voltage applied to the inverter 20 becomes high, the electric current i (11) of the heating coil 11 also increases and electric power increases.
本実施例は駆動周波数を固定した状態で電力制御ができるため、加熱コイルを複数個備えた装置においても、駆動周波数を同一にすることができる。これにより、差分周波数に起因した干渉音の発生も合わせて防止することが可能である。 In this embodiment, power control can be performed in a state where the drive frequency is fixed, so that the drive frequency can be made the same even in an apparatus including a plurality of heating coils. Thereby, it is also possible to prevent the generation of interference sound due to the difference frequency.
以上で説明した本実施例の電磁誘導加熱装置は、一般家庭や業務用として使用される誘導加熱調理器をはじめ、温水発生、低温・高温の水蒸気発生装置、金属の溶解、複写機トナー定着用の熱転写ローラドラムなど多岐にわたる熱源の電源として利用できる。 The electromagnetic induction heating apparatus of the present embodiment described above is for induction heating cookers used for general households and businesses, hot water generation, low / high temperature steam generation apparatus, metal melting, copier toner fixing. It can be used as a power source for a wide variety of heat sources such as heat transfer roller drums.
図３は、実施例２の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。実施例１の図１、図２と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。 FIG. 3 is a circuit configuration diagram of the electromagnetic induction heating device according to the second embodiment. Parts identical to those in FIGS. 1 and 2 of the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
図３において、図１と異なる点は、共振コンデンサ１３とスイッチング素子３ｂとの間にスイッチング素子３ｃが接続され、スイッチング素子３ｃにはダイオード４ｃが逆方向に並列接続されている点と、スイッチング素子３ｂに並列にスナバコンデンサ１４が接続された点である。なお、スナバコンデンサ１４の容量は、共振コンデンサ１３の容量と比べると小さい値となる。 3 differs from FIG. 1 in that a switching element 3c is connected between the resonant capacitor 13 and the switching element 3b, and a diode 4c is connected in parallel in the reverse direction to the switching element 3c. A snubber capacitor 14 is connected in parallel with 3b. Note that the capacity of the snubber capacitor 14 is smaller than the capacity of the resonant capacitor 13.
以下、本実施例の動作について説明する。図４に本実施例の各部の動作波形を示す。図４（ａ）は低電力出力時、図４（ｂ）は高電力出力時の動作波形を示している。図４において、図２に追加した波形はスイッチング素子３ｃのゲート信号ｖｇ（３ｃ）と、スイッチング素子３ｃの電流ｉ（３ｃ）、ダイオード４ｃの電流ｉ（４ｃ）、スイッチング素子３ｃにかかる電圧ｖｃ（３ｃ）である。本実施例では、スイッチング素子３ａ、３ｂ、３ｃの駆動周波数およびスイッチング素子３ｂ、３ｃのオン時間Ｄｕｔｙを固定し、スイッチング素子３ａのオン時間Ｄｕｔｙを制御することで電力を制御することが可能である。 Hereinafter, the operation of this embodiment will be described. FIG. 4 shows operation waveforms of each part of the present embodiment. FIG. 4A shows an operation waveform at the time of low power output, and FIG. 4B shows an operation waveform at the time of high power output. In FIG. 4, the waveforms added to FIG. 2 are the gate signal vg (3c) of the switching element 3c, the current i (3c) of the switching element 3c, the current i (4c) of the diode 4c, and the voltage vc ( 3c). In this embodiment, the driving frequency of the switching elements 3a, 3b, and 3c and the on-time duty of the switching elements 3b and 3c are fixed, and the power can be controlled by controlling the on-time duty of the switching element 3a. .
図４（ａ）において、スイッチング素子３ａがオンしている期間、チョッパ回路１０は直流電源１を電圧源としてインダクタ４１にエネルギーを蓄積する。次にスイッチング素子３ａがオフし、直流電源１からインダクタ４１が切り離されると、スイッチング素子３ｂはまだオン状態にあるため、インダクタ４１はスイッチング素子３ｂ、ダイオード４３の経路で短絡状態となり、インダクタ４１の電流はほとんど変化せず維持される。一方、インバータ２０は、平滑コンデンサ４４、加熱コイル１１、スイッチング素子３ｂの経路で電流が流れ、スイッチング素子３ｂにはインダクタ４１と加熱コイル１１との合成電流が流れる。次にスイッチング素子３ｂがオフすると、インダクタ４１と加熱コイル１１の電流はスナバコンデンサ１４を充電した後、ダイオード４ｃを介して共振コンデンサ１３に流れる。従って、インダクタ４１のエネルギーは共振コンデンサ１３を介して平滑コンデンサ４４に供給される。ダイオード４ｃが導通状態の期間にスイッチング素子３ｃをターンオンすればスイッチング素子３ｃはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。 In FIG. 4A, during the period when the switching element 3a is on, the chopper circuit 10 stores energy in the inductor 41 using the DC power source 1 as a voltage source. Next, when the switching element 3 a is turned off and the inductor 41 is disconnected from the DC power supply 1, the switching element 3 b is still in the on state, so that the inductor 41 is short-circuited along the path of the switching element 3 b and the diode 43. The current is maintained almost unchanged. On the other hand, in the inverter 20, a current flows through the path of the smoothing capacitor 44, the heating coil 11, and the switching element 3b, and a combined current of the inductor 41 and the heating coil 11 flows in the switching element 3b. Next, when the switching element 3b is turned off, the current of the inductor 41 and the heating coil 11 flows to the resonant capacitor 13 via the diode 4c after charging the snubber capacitor 14. Therefore, the energy of the inductor 41 is supplied to the smoothing capacitor 44 via the resonance capacitor 13. If the switching element 3c is turned on while the diode 4c is in the conducting state, the switching element 3c becomes a zero current switching operation and no switching loss occurs.
加熱コイル１１のエネルギーがゼロになると、加熱コイル１１にはインダクタ４１から電流が供給され、加熱コイル１１の電流がインダクタ４１の電流値に達するとスイッチング素子３ｃはオン状態にあるため共振コンデンサ１３は放電を開始する。次にスイッチング素子３ｃがオフすると、加熱コイル１１の電流はスナバコンデンサ１４を放電する。スイッチング素子３ｂの電圧は次第に減少しダイオード４ｂが導通状態になると、加熱コイル１１の電流は平滑コンデンサ４４、ダイオード４ｂの経路で還流する。加熱コイル１１の電流が減少し、インダクタ４１の電流値に低下するまでの期間ダイオード４ｂは導通状態となる。ダイオード４ｂが導通状態の期間にスイッチング素子３ｂをターンオンすればスイッチング素子３ｂはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。 When the energy of the heating coil 11 becomes zero, a current is supplied to the heating coil 11 from the inductor 41. When the current of the heating coil 11 reaches the current value of the inductor 41, the switching element 3c is in an on state, so that the resonance capacitor 13 Start discharging. Next, when the switching element 3 c is turned off, the current in the heating coil 11 discharges the snubber capacitor 14. When the voltage of the switching element 3b gradually decreases and the diode 4b becomes conductive, the current of the heating coil 11 circulates through the path of the smoothing capacitor 44 and the diode 4b. The diode 4b is in a conductive state for a period until the current of the heating coil 11 decreases and the current value of the inductor 41 decreases. If the switching element 3b is turned on while the diode 4b is in the conductive state, the switching element 3b becomes a zero current switching operation and no switching loss occurs.
図４（ｂ）は、スイッチング素子３ａのオン期間がスイッチング素子３ｂのオン期間より長いため、スイッチング素子３ｂがオフするまでの間、チョッパ回路１０は直流電源１を電圧源としてインダクタ４１にエネルギーを蓄積する。スイッチング素子３ｂがオフすると、インダクタ４１と加熱コイル１１の電流はスナバコンデンサ１４を充電した後、ダイオード４ｃを介して共振コンデンサ１３に流れる。従って、インダクタ４１のエネルギーは共振コンデンサ１３を介して平滑コンデンサ４４に供給される。ダイオード４ｃが導通状態の期間にスイッチング素子３ｃをターンオンすればスイッチング素子３ｃはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。 In FIG. 4B, since the ON period of the switching element 3a is longer than the ON period of the switching element 3b, the chopper circuit 10 supplies energy to the inductor 41 using the DC power source 1 as a voltage source until the switching element 3b is turned off. accumulate. When the switching element 3b is turned off, the current of the inductor 41 and the heating coil 11 flows to the resonant capacitor 13 via the diode 4c after charging the snubber capacitor 14. Therefore, the energy of the inductor 41 is supplied to the smoothing capacitor 44 via the resonance capacitor 13. If the switching element 3c is turned on while the diode 4c is in the conducting state, the switching element 3c becomes a zero current switching operation and no switching loss occurs.
加熱コイル１１のエネルギーがゼロになると、加熱コイル１１にはインダクタ４１から電流が供給され、加熱コイル１１の電流がインダクタ４１の電流値に達するとスイッチング素子３ｃはオン状態にあるため共振コンデンサ１３は放電を開始する。スイッチング素子３ａがオフし、直流電源１からインダクタ４１が切り離されると、インダクタ４１の蓄積エネルギーはダイオード４３を介して平滑コンデンサ４４に供給される。次にスイッチング素子３ｃがオフすると、加熱コイル１１の電流はスナバコンデンサ１４を放電する。スイッチング素子３ｂの電圧は次第に減少しダイオード４ｂが導通状態になると、加熱コイル１１の電流は平滑コンデンサ４４、ダイオード４ｂの経路で還流する。加熱コイル１１の電流が減少し、インダクタ４１の電流値に低下するまでの期間ダイオード４ｂは導通状態となる。ダイオード４ｂが導通状態の期間にスイッチング素子３ｂをターンオンすればスイッチング素子３ｂはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。 When the energy of the heating coil 11 becomes zero, a current is supplied to the heating coil 11 from the inductor 41. When the current of the heating coil 11 reaches the current value of the inductor 41, the switching element 3c is in an on state, so that the resonance capacitor 13 Start discharging. When the switching element 3 a is turned off and the inductor 41 is disconnected from the DC power supply 1, the energy stored in the inductor 41 is supplied to the smoothing capacitor 44 via the diode 43. Next, when the switching element 3 c is turned off, the current in the heating coil 11 discharges the snubber capacitor 14. When the voltage of the switching element 3b gradually decreases and the diode 4b becomes conductive, the current of the heating coil 11 circulates through the path of the smoothing capacitor 44 and the diode 4b. The diode 4b is in a conductive state for a period until the current of the heating coil 11 decreases and the current value of the inductor 41 decreases. If the switching element 3b is turned on while the diode 4b is in the conductive state, the switching element 3b becomes a zero current switching operation and no switching loss occurs.
図４（ｂ）は図４（ａ）に対し、スイッチング素子３ａのオン時間が長いため、図２と同様にインダクタ４１に蓄積されるエネルギーも多くなり、平滑コンデンサ４４の電圧ｖ（４４）は図に示すように、図４（ａ）より高くなる。これにより、インバータ２０に印加される電源電圧が高くなるため、加熱コイル１１の電流ｉ（１１）も増えて電力が増加する。 In FIG. 4B, the on-time of the switching element 3a is longer than that in FIG. 4A, so that the energy stored in the inductor 41 increases as in FIG. 2, and the voltage v (44) of the smoothing capacitor 44 is As shown in the figure, it becomes higher than FIG. Thereby, since the power supply voltage applied to the inverter 20 becomes high, the electric current i (11) of the heating coil 11 also increases and electric power increases.
実施例１と比べると本実施例はスイッチング素子３ｂにかかる電圧がクランプされるため、スイッチング素子３ｂの耐圧を抑えることが可能である。図５にスイッチング素子３ａのオン時間Ｄｕｔｙと平滑電圧との関係、図６に平滑電圧と入力電力との関係を示す。平滑電圧は図５に示すようにスイッチング素子３ａのオン時間Ｄｕｔｙに比例して増加し、入力電力は図６に示すように平滑電圧の二乗に比例して増加する。 Compared with the first embodiment, in this embodiment, the voltage applied to the switching element 3b is clamped, so that the withstand voltage of the switching element 3b can be suppressed. FIG. 5 shows the relationship between the on-time duty of the switching element 3a and the smoothing voltage, and FIG. 6 shows the relationship between the smoothing voltage and the input power. The smoothing voltage increases in proportion to the ON time Duty of the switching element 3a as shown in FIG. 5, and the input power increases in proportion to the square of the smoothing voltage as shown in FIG.
また、図７に入力電力とスイッチング素子３ｂに印加される電圧との関係、図８に入力電力と共振コンデンサ電圧との関係を示す。実線は本実施例の特性、点線はチョッパ回路１０を外した場合の特性を表している。 FIG. 7 shows the relationship between the input power and the voltage applied to the switching element 3b, and FIG. 8 shows the relationship between the input power and the resonant capacitor voltage. The solid line represents the characteristics of this embodiment, and the dotted line represents the characteristics when the chopper circuit 10 is removed.
図７より、インバータは電圧共振形を基本構成としているため、入力電力の増加とともにスイッチング素子３ｂの印加電圧も増加するが、本実施例では印加電圧の上昇が抑えられている。これは、本実施例において入力電力の制御方法として、スイッチング素子３ｂ、３ｃのオン時間を変化させず、スイッチング素子３ａのオン時間を主に制御しているため、図８の実線で示すように電力増加にともなう共振コンデンサの電圧上昇を抑えているからである。 As shown in FIG. 7, since the inverter is based on a voltage resonance type, the applied voltage to the switching element 3b increases as the input power increases, but the increase in the applied voltage is suppressed in this embodiment. This is because, as a control method of the input power in this embodiment, the on-time of the switching element 3a is mainly controlled without changing the on-time of the switching elements 3b and 3c. This is because the increase in voltage of the resonant capacitor accompanying the increase in power is suppressed.
このように、スイッチング素子３ａのＤｕｔｙを制御することで、平滑電圧を制御しスイッチング素子に印加される電圧上昇を抑えられることから電圧共振形インバータにおいても素子耐圧を低減し低オン抵抗の素子を利用することができる。 Thus, by controlling the duty of the switching element 3a, it is possible to control the smoothing voltage and suppress the voltage rise applied to the switching element. Can be used.
図９は、実施例２において、商用交流電源を入力とした回路構成図である。図９に示すように、商用交流電源ＡＣはダイオード整流回路２の交流入力端子に接続され、ダイオード整流回路２の直流出力端子には、インダクタ８とコンデンサ９から構成されるフィルタが接続されている。コンデンサ９の両端には商用周波数に起因した脈動を含む直流電圧が出力され、直流電源１として作用する。コンデンサ９の後段には図３の回路が接続されるが、ダイオード整流回路２によって整流された電圧は０Ｖから最大電圧値まで変動するため、インバータ側からコンデンサ９側に電流が逆流しないようにダイオード４２を介して接続している。なお、スイッチング素子３ａを逆耐圧のある逆阻止型スイッチング素子に置き換えれば、ダイオード４２を削除しても構わない。 FIG. 9 is a circuit configuration diagram in which commercial AC power is input in the second embodiment. As shown in FIG. 9, the commercial AC power supply AC is connected to an AC input terminal of the diode rectifier circuit 2, and a filter composed of an inductor 8 and a capacitor 9 is connected to the DC output terminal of the diode rectifier circuit 2. . A DC voltage including pulsation caused by the commercial frequency is output to both ends of the capacitor 9, and acts as a DC power source 1. The circuit shown in FIG. 3 is connected to the subsequent stage of the capacitor 9, but the voltage rectified by the diode rectifier circuit 2 varies from 0V to the maximum voltage value, so that the diode does not flow backward from the inverter side to the capacitor 9 side. 42 is connected. If the switching element 3a is replaced with a reverse blocking switching element having a reverse breakdown voltage, the diode 42 may be omitted.
次に、本実施例における各スイッチング素子を制御するために必要となる電圧電流検出箇所について説明する。 Next, voltage / current detection points necessary for controlling each switching element in the present embodiment will be described.
商用交流電源ＡＣから入力される電力や被加熱物の材質を検知するには、商用交流電源ＡＣから流れるＡＣ電流を検出する必要がある。本実施例では、商用交流電源ＡＣから流れるＡＣ電流を電流センサ７３により電圧に変換した後、ＡＣ電流検出回路７４により検出する。 In order to detect the power input from the commercial AC power source AC and the material of the object to be heated, it is necessary to detect the AC current flowing from the commercial AC power source AC. In the present embodiment, the AC current flowing from the commercial AC power supply AC is converted into a voltage by the current sensor 73 and then detected by the AC current detection circuit 74.
また、商用交流電源ＡＣの電圧に応じてＡＣ電流の波形生成を行うことにより力率を改善するには、電流波形の基準となる信号が必要となる。一般にはダイオードブリッジの出力電圧、すなわち整流された直流電圧を検出する。本実施例では、ダイオード整流回路２の直流出力端子間の電圧を入力電圧検出回路７７により検出する。部品削減を図るために、入力電圧を検出せずに制御回路内部で基準波形を求め、ＡＣ電流の波形生成を行うことも可能であり、その場合には入力電圧検出回路７７を削除することができる。 In addition, in order to improve the power factor by generating the waveform of the AC current according to the voltage of the commercial AC power supply AC, a signal serving as a reference for the current waveform is required. In general, the output voltage of the diode bridge, that is, the rectified DC voltage is detected. In the present embodiment, the voltage between the DC output terminals of the diode rectifier circuit 2 is detected by the input voltage detection circuit 77. In order to reduce the number of components, it is also possible to obtain a reference waveform inside the control circuit without detecting the input voltage and generate an AC current waveform. In this case, the input voltage detection circuit 77 can be deleted. it can.
ＡＣ電流の波形生成を行うには、チョッパ回路に流れる電流波形を制御することにより実現できる。本実施例では、スイッチング素子３ａに流れる電流を電流センサ７５により電圧に変換した後、入力電流検出回路７６により検出する。 The AC current waveform generation can be realized by controlling the current waveform flowing in the chopper circuit. In this embodiment, the current flowing through the switching element 3a is converted into a voltage by the current sensor 75 and then detected by the input current detection circuit 76.
入力電力の制御や被加熱物の材質、状態を検知するには、加熱コイルに流れる電流を検出する必要がある。本実施例では、加熱コイル１１に流れる電流を電流センサ７１により電圧に変換した後、コイル電流検出回路７２により検出する。 In order to control the input power and to detect the material and state of the object to be heated, it is necessary to detect the current flowing through the heating coil. In this embodiment, the current flowing through the heating coil 11 is converted into a voltage by the current sensor 71 and then detected by the coil current detection circuit 72.
また、負荷の出力電力を制御するためには、平滑電圧すなわちインバータの電源電圧を検出しフィードバック制御を行う必要がある。本実施例では、平滑コンデンサ４４の両端の電圧をＩＮＶ電圧検出回路７８により検出する。制御回路７０は、前記各検出回路の検出値と入力電力設定部８０からの電力指令値に基づいて各スイッチング素子の駆動信号を生成する。 Further, in order to control the output power of the load, it is necessary to detect the smoothed voltage, that is, the power supply voltage of the inverter and perform feedback control. In this embodiment, the voltage across the smoothing capacitor 44 is detected by the INV voltage detection circuit 78. The control circuit 70 generates a drive signal for each switching element based on the detection value of each detection circuit and the power command value from the input power setting unit 80.
スイッチング素子３ａから３ｃは制御回路７０から与えられた制御信号に基づいてドライブ回路６１により駆動される。 The switching elements 3 a to 3 c are driven by the drive circuit 61 based on the control signal given from the control circuit 70.
図１０に商用周波数の一周期における商用交流電源ＡＣの電圧ｖ（ａｃ）、商用交流電源ＡＣから入力電流ｉ（ａｃ）、加熱コイルの電流ｉ（１１）、平滑コンデンサ４４の電圧ｖ（４４）を示す。スイッチング素子３ａ、３ｂを制御することで、平滑コンデンサ４４の電圧を平滑しながら振幅を制御し加熱コイル１１の電流脈動を抑制することができる。また、インダクタ４１の電流を制御することで入力電流ｉ（ａｃ）の導通期間を広げ高調波も抑制できる。 FIG. 10 shows the voltage v (ac) of the commercial AC power supply AC in one cycle of the commercial frequency, the input current i (ac) from the commercial AC power supply AC, the current i (11) of the heating coil, and the voltage v (44) of the smoothing capacitor 44. Indicates. By controlling the switching elements 3a and 3b, the amplitude can be controlled while smoothing the voltage of the smoothing capacitor 44, and the current pulsation of the heating coil 11 can be suppressed. Further, by controlling the current of the inductor 41, the conduction period of the input current i (ac) can be extended and harmonics can be suppressed.
図１１は実施例３の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図３と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。 FIG. 11 is a circuit configuration diagram of the electromagnetic induction heating device according to the third embodiment. The same parts as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
図１１において、図３と異なる点はスイッチング素子３ｃを昇圧チョッパまたは昇降圧チョッパ用スイッチング素子として兼用している点である。スイッチング素子３ｃにはインダクタ４１と加熱コイル１１の合成電流が流れ、前述と同様にチョッパ動作とインバータ動作を行う。 11 is different from FIG. 3 in that the switching element 3c is also used as a step-up chopper or a step-up / step-down chopper switching element. A combined current of the inductor 41 and the heating coil 11 flows through the switching element 3c, and a chopper operation and an inverter operation are performed as described above.
制御方法としては前記実施例２と同様にスイッチング素子３ａ、３ｂ、３ｃの駆動周波数およびスイッチング素子３ｂ、３ｃのオン時間Ｄｕｔｙを固定し、スイッチング素子３ａのオン時間Ｄｕｔｙを制御することで電力を制御することが可能である。 As a control method, the driving frequency of the switching elements 3a, 3b, and 3c and the on-time duty of the switching elements 3b and 3c are fixed and the power is controlled by controlling the on-time duty of the switching element 3a as in the second embodiment. Is possible.
１ 直流電源
２ ダイオード整流回路
３ａ〜３ｃ スイッチング素子
４ａ〜４ｃ、４２、４３ ダイオード
８、４１ インダクタ
９ コンデンサ
１１ 加熱コイル
１３ 共振コンデンサ
１４ スナバコンデンサ
４４ 平滑コンデンサ
６０ 共振負荷回路
６１ ドライブ回路
７０ 制御回路
７１、７３、７５ 電流センサ
７２ コイル電流検出回路
７４ ＡＣ電流検出回路
７６ 入力電流検出回路
７８ ＩＮＶ電圧検出回路
ＡＣ 商用交流電源
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 DC power supply 2 Diode rectifier circuit 3a-3c Switching element 4a-4c, 42, 43 Diode 8, 41 Inductor 9 Capacitor 11 Heating coil 13 Resonant capacitor 14 Snubber capacitor 44 Smoothing capacitor 60 Resonant load circuit 61 Drive circuit 70 Control circuit 71, 73, 75 Current sensor 72 Coil current detection circuit 74 AC current detection circuit 76 Input current detection circuit 78 INV voltage detection circuit AC Commercial AC power supply
Claims (7)
該直流電源からの直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、
該チョッパ回路からの直流電圧を交流電圧に変換する電圧共振形インバータと、
を具備する電磁誘導加熱装置であって、
前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、第１のスイッチング素子とインダクタと第２のスイッチング素子の直列回路を備え、
前記電圧共振形インバータは、加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と、前記加熱コイルに並列に設けられた共振コンデンサとを備えたものであり、
前記加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と並列になるように、前記チョッパ回路から出力される直流電圧を平滑する平滑回路を設け、
前記チョッパ回路と前記インバータで兼用される前記第２のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用することを特徴とする電磁誘導加熱装置。 DC power supply,
A chopper circuit for boosting or stepping down a DC voltage from the DC power supply;
A voltage resonant inverter that converts a DC voltage from the chopper circuit into an AC voltage;
An electromagnetic induction heating apparatus comprising:
The chopper circuit includes a series circuit of a first switching element, an inductor, and a second switching element between a positive electrode and a negative electrode of the DC power supply,
The voltage resonance type inverter includes a series circuit of a heating coil and the second switching element, and a resonance capacitor provided in parallel to the heating coil,
A smoothing circuit is provided for smoothing a DC voltage output from the chopper circuit so as to be in parallel with a series circuit of the heating coil and the second switching element,
The electromagnetic induction heating apparatus according to claim 1, wherein the second switching element that is shared by the chopper circuit and the inverter acts as a switching element for boosting the chopper circuit.
該直流電源からの直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、
該チョッパ回路からの直流電圧を交流電圧に変換する電圧共振形インバータと、
を具備する電磁誘導加熱装置であって、
前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、第１のスイッチング素子とインダクタと第２のスイッチング素子の直列回路を備え、
前記電圧共振形インバータは、加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と、前記加熱コイルに並列に設けられた共振コンデンサと第３のスイッチング素子を備えたものであり、
前記加熱コイルと前記第２のスイッチング素子の直列回路と並列になるように、前記チョッパ回路から出力される直流電圧を平滑する平滑回路を設け、
前記チョッパ回路と前記インバータで兼用される前記第２のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用することを特徴とする電磁誘導加熱装置。 DC power supply,
A chopper circuit for boosting or stepping down a DC voltage from the DC power supply;
A voltage resonant inverter that converts a DC voltage from the chopper circuit into an AC voltage;
An electromagnetic induction heating apparatus comprising:
The chopper circuit includes a series circuit of a first switching element, an inductor, and a second switching element between a positive electrode and a negative electrode of the DC power supply,
The voltage resonance type inverter includes a series circuit of a heating coil and the second switching element, a resonance capacitor provided in parallel with the heating coil, and a third switching element.
A smoothing circuit is provided for smoothing a DC voltage output from the chopper circuit so as to be in parallel with a series circuit of the heating coil and the second switching element,
The electromagnetic induction heating apparatus according to claim 1, wherein the second switching element that is shared by the chopper circuit and the inverter acts as a switching element for boosting the chopper circuit.
前記チョッパ回路と前記インバータで兼用される前記第３のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用することを特徴とする電磁誘導加熱装置。 The electromagnetic induction heating device according to claim 2,
3. The electromagnetic induction heating device according to claim 1, wherein the third switching element shared by the chopper circuit and the inverter functions as a switching element for boosting the chopper circuit.
前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、前記第１のスイッチング素子と環流ダイオードの直列回路を備えたものであり、
前記第１のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の降圧用のスイッチング素子として作用することを特徴とする電磁誘導加熱装置。 In the electromagnetic induction heating device according to claim 1 or 2,
The chopper circuit includes a series circuit of the first switching element and a free-wheeling diode between a positive electrode and a negative electrode of the DC power supply,
The electromagnetic induction heating device, wherein the first switching element acts as a switching element for stepping down the chopper circuit.
前記直流電源は、商用交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、該整流回路に並列に設けられ、インダクタとコンデンサで構成されるフィルタと、を具備することを特徴とする電磁誘導加熱装置。 In the electromagnetic induction heating device according to claim 1 or 2,
The DC power supply includes a rectifier circuit that converts an AC voltage of a commercial AC power supply into a DC voltage, and a filter that is provided in parallel with the rectifier circuit and includes an inductor and a capacitor. Heating device.
前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、前記第１のスイッチング素子と環流ダイオードの直列回路を備えたものであり、
前記第１のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の降圧用のスイッチング素子として作用し、
前記直流電源は、商用交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、該整流回路に並列に設けられ、インダクタとコンデンサで構成されるフィルタと、を具備し、
前記第１のスイッチング素子を、逆阻止型スイッチング素子としたことを特徴とする電磁誘導加熱装置。 In the electromagnetic induction heating device according to claim 1 or 2,
The chopper circuit includes a series circuit of the first switching element and a free-wheeling diode between a positive electrode and a negative electrode of the DC power supply,
The first switching element acts as a switching element for stepping down the chopper circuit,
The DC power source includes a rectifier circuit that converts an AC voltage of a commercial AC power source into a DC voltage, and a filter that is provided in parallel with the rectifier circuit and includes an inductor and a capacitor.
An electromagnetic induction heating device, wherein the first switching element is a reverse blocking type switching element.
前記第２のスイッチング素子のＤｕｔｙを固定し、前記第１のスイッチング素子のＤｕｔｙを可変とすることで、前記チョッパ回路の出力電圧を制御することを特徴とする電磁誘導加熱装置。 In the electromagnetic induction heating device according to any one of claims 1 to 6,
An electromagnetic induction heating apparatus, wherein the output voltage of the chopper circuit is controlled by fixing the duty of the second switching element and making the duty of the first switching element variable.
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