JP4842998B2

JP4842998B2 - Electromagnetic induction heating device

Info

Publication number: JP4842998B2
Application number: JP2008158741A
Authority: JP
Inventors: 浩幸庄司; 純平宇留野; 玲彦叶田; 保男神長; 雅之磯貝; 正己中村; 秀昭菅原
Original assignee: Hitachi Appliances Inc
Current assignee: Hitachi Appliances Inc
Priority date: 2008-06-18
Filing date: 2008-06-18
Publication date: 2011-12-21
Anticipated expiration: 2024-06-30
Also published as: JP2008218436A

Description

本発明は、交流を整流した後、高周波インバータで加熱コイルに給電する電磁誘導加熱装置に関するものである。 The present invention relates to an electromagnetic induction heating device that rectifies alternating current and then feeds power to a heating coil with a high-frequency inverter.

近年、火を使わずに鍋などの被加熱物を加熱するインバータ方式の電磁誘導加熱装置が広く用いられるようになってきている。電磁誘導加熱装置では、加熱コイルに高周波電流を流し、コイルに近接して配置された鉄やステンレスなどの材質で作られた被加熱物に渦電流を発生させ、被加熱物自体の電気抵抗により発熱させる。被加熱物の温度制御が可能で安全性が高いことから、新しい熱源として認知されている。 In recent years, an inverter type electromagnetic induction heating apparatus that heats an object to be heated such as a pot without using a fire has been widely used. In an electromagnetic induction heating device, a high-frequency current is passed through a heating coil, and an eddy current is generated in an object to be heated made of a material such as iron or stainless steel arranged in the vicinity of the coil. Causes fever. It is recognized as a new heat source because it can control the temperature of the object to be heated and is highly safe.

特許文献１には、スイッチング素子の導通比を制御して加熱コイルへの供給電力を調整し、ソフトスイッチングによって電磁ノイズの低減、効率の向上並びに冷却装置の小型化、簡略化も期待できる電磁誘導加熱装置が開示されている。その構成は、まず、２個のダイオードを直列接続したダイオード直列回路と、２個の共振コンデンサを直列接続した共振コンデンサ直列回路と、２個のスイッチング素子を直列接続したスイッチングアームとを並列接続している。そして、ダイオード直列回路の直列接続点と共振コンデンサ直列回路の直列接続点間に交流電源を接続し、スイッチングアームの直列接続点と共振コンデンサ直列回路の直列接続点間に加熱コイル及びコンデンサを接続している。この電磁誘導加熱装置は、加熱コイルを複数個備えてそれぞれ別々の被加熱物を加熱する場合でも、インバータの周波数を制御する必要が無いため、複数のインバータの周波数差に起因する干渉音が発生する問題もない。 Patent Document 1 discloses an electromagnetic induction in which the conduction ratio of the switching element is controlled to adjust the power supplied to the heating coil, and soft switching can reduce electromagnetic noise, improve efficiency, and reduce the size and simplification of the cooling device. A heating device is disclosed. First, a diode series circuit in which two diodes are connected in series, a resonance capacitor series circuit in which two resonance capacitors are connected in series, and a switching arm in which two switching elements are connected in series are connected in parallel. ing. An AC power supply is connected between the series connection point of the diode series circuit and the series connection point of the resonance capacitor series circuit, and a heating coil and a capacitor are connected between the series connection point of the switching arm and the series connection point of the resonance capacitor series circuit. ing. This electromagnetic induction heating device is equipped with a plurality of heating coils, and even when heating different objects to be heated, it is not necessary to control the frequency of the inverter, so that interference noise caused by the frequency difference between the plurality of inverters is generated. There is no problem to do.

又、特許文献２には、複数台の電磁誘導加熱装置を備えた場合において、電源フィルタを共用することにより小形化を図る技術が開示されている。すなわち、前記ダイオード直列回路の直列接続点と共振コンデンサ直列回路の直列接続点間に交流電源と単一のリアクトルを直列に接続した構成である。 Patent Document 2 discloses a technique for reducing the size by sharing a power supply filter when a plurality of electromagnetic induction heating devices are provided. In other words, an AC power source and a single reactor are connected in series between the series connection point of the diode series circuit and the series connection point of the resonant capacitor series circuit.

特開２００３−２５７６０６号公報（要約、その他全体）Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-257606 (Summary, Others) 特開２００３−２８２２２６号公報（要約、その他全体）Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-282226 (Summary, Others)

上記従来技術においては、２個の共振コンデンサが、電源フィルタ用のコンデンサを兼ねているため、共振コンデンサの容量が小さいと、電源フィルタ用のリアクトルを大きくせざるを得なくなり、基板への小型化実装が困難となる。 In the above prior art, since the two resonant capacitors also serve as the power filter capacitor, if the resonant capacitor has a small capacity, the power filter reactor must be increased, and the substrate can be downsized. Implementation becomes difficult.

本発明の課題は、小型軽量で所望の電力が得られる電磁誘導加熱装置を提供することである。 An object of the present invention is to provide an electromagnetic induction heating device that is small and light and can obtain desired power.

本発明の他の課題は、複数のインバータを同時に駆動した場合に干渉音の発生を防止できる電磁誘導加熱装置を提供することである。 The other subject of this invention is providing the electromagnetic induction heating apparatus which can prevent generation | occurrence | production of an interference sound, when a some inverter is driven simultaneously.

本発明の実施態様においては、電源側の高調波抑制フィルタ用のコンデンサを、共振用のコンデンサとは独立して設けている。 In the embodiment of the present invention, the capacitor for the harmonic suppression filter on the power source side is provided independently of the resonance capacitor.

本発明の望ましい実施態様においては、共振用コンデンサ直列回路と並列に接続され、２つのコンデンサを直列接続したフィルタ用のコンデンサ直列回路と、これら２つのコンデンサ直列回路の各直列接続点間に接続したリアクトルを備えている。 In a preferred embodiment of the present invention, a filter capacitor series circuit connected in parallel with a resonance capacitor series circuit and two capacitors connected in series is connected between each series connection point of the two capacitor series circuits. A reactor is provided.

本発明の実施態様によれば、共振用のコンデンサとフィルタ用のコンデンサを独立させたことにより、共振コンデンサの実効容量を小さくでき、インバータ直流電圧の上昇を抑えながら、加熱コイルへの供給電力を確保でき、小型軽量の電磁誘導加熱装置を提供することができる。 According to the embodiment of the present invention, since the resonance capacitor and the filter capacitor are made independent, the effective capacity of the resonance capacitor can be reduced, and the power supplied to the heating coil can be reduced while suppressing the increase of the inverter DC voltage. A small and lightweight electromagnetic induction heating device can be provided.

また、本発明の望ましい実施態様によれば、複数のインバータを同時に駆動した場合において、インバータの駆動周波数を固定することができ、干渉音を発生しない電磁誘導加熱装置を提供することができる。 In addition, according to a preferred embodiment of the present invention, it is possible to provide an electromagnetic induction heating device that can fix the drive frequency of an inverter and that does not generate interference sound when a plurality of inverters are driven simultaneously.

本発明のその他の目的と特徴は、以下に述べる実施形態の中で明らかにする。 Other objects and features of the present invention will be clarified in the embodiments described below.

第１の実施形態：
図１は、本発明の第１の実施形態による電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図１において、交流電源１から、ダイオード２，３の直列回路からなる整流回路を通して、電源側の高調波抑制用のフィルタ２０に接続されている。このフィルタ２０の両端電圧は、高周波インバータ５０に供給される。このインバータ５０は、直列接続した共振コンデンサ４、５からなる第１のコンデンサ直列回路と、直列接続したスイッチング素子６、７からなる第１のスイッチング回路とが並列に接続されている。これらのスイッチング素子６、７にはそれぞれダイオード８、９が逆並列に接続されている。更に、第１のコンデンサ直列回路の直列接続点と、第１のスイッチング回路の直列接続点との間には、加熱コイル１１が接続され、この加熱コイル１１の両端にはスナバコンデンサ１０が接続されている。前記フィルタ２０は、直列接続したコンデンサ２２、２３からなる第２のコンデンサ直列回路と、その直列接続点と電源１との間に電源フィルタ用のリアクトル２１を接続している。また、フィルタ用（第２の）コンデンサ直列回路の直列接続点と、インバータ５０内の共振用（第１の）コンデンサ直列回路の直列接続点との間に、両コンデンサを高周波的に絶縁するリアクトル２４を接続している。 First embodiment:
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of an electromagnetic induction heating device according to a first embodiment of the present invention. In FIG. 1, an AC power source 1 is connected to a harmonic suppression filter 20 on the power source side through a rectifier circuit composed of a series circuit of diodes 2 and 3. The voltage across the filter 20 is supplied to the high frequency inverter 50. In the inverter 50, a first capacitor series circuit composed of resonance capacitors 4 and 5 connected in series and a first switching circuit composed of switching elements 6 and 7 connected in series are connected in parallel. Diodes 8 and 9 are connected to these switching elements 6 and 7 in antiparallel, respectively. Further, a heating coil 11 is connected between the series connection point of the first capacitor series circuit and the series connection point of the first switching circuit, and a snubber capacitor 10 is connected to both ends of the heating coil 11. ing. The filter 20 has a second capacitor series circuit composed of capacitors 22 and 23 connected in series, and a power filter reactor 21 connected between the series connection point and the power source 1. Further, a reactor that insulates both capacitors in a high frequency between a series connection point of the filter (second) capacitor series circuit and a series connection point of the resonance (first) capacitor series circuit in the inverter 50. 24 is connected.

図２、３を用いて本実施形態の動作について説明する。 The operation of this embodiment will be described with reference to FIGS.

まず、図２の高周波動作を説明する動作波形図を用いて説明する。図２は、交流電源１の最大電圧付近を拡大した波形を示している。図において、スイッチング素子６、７のゲート信号をそれぞれＶｇ６，Ｖｇ７、コンデンサ２２，２３の電圧をそれぞれＶｃ２２，Ｖｃ２３、共振コンデンサ４，５の電圧をそれぞれＶｃ４，Ｖｃ５とする。また、スイッチング素子６及びダイオード８の電流をＩｃ６、スイッチング素子７及びダイオード９の電流をＩｃ７とする。さらに、スイッチング回路の出力電圧、即ちスイッチング回路の直列接続点の電圧をＶｏ、スイッチング回路に印加される直流電圧をＶｄｃ、加熱コイル１１に流れる電流をＩＬｃとする。ここで、電流ＩＬｃはスイッチング回路から加熱コイル１１に向かって流れる方向を正とする。 First, the operation waveform diagram for explaining the high frequency operation of FIG. 2 will be used. FIG. 2 shows an enlarged waveform near the maximum voltage of the AC power supply 1. In the figure, the gate signals of switching elements 6 and 7 are Vg6 and Vg7, the voltages of capacitors 22 and 23 are Vc22 and Vc23, respectively, and the voltages of resonant capacitors 4 and 5 are Vc4 and Vc5, respectively. The current of the switching element 6 and the diode 8 is Ic6, and the current of the switching element 7 and the diode 9 is Ic7. Furthermore, the output voltage of the switching circuit, that is, the voltage at the series connection point of the switching circuit is Vo, the DC voltage applied to the switching circuit is Vdc, and the current flowing through the heating coil 11 is ILc. Here, the direction in which the current ILc flows from the switching circuit toward the heating coil 11 is positive.

モード１：
交流電源１の電圧が正の期間に、上アームスイッチング素子６のゲート信号Ｖｇ６がオンになり、加熱コイル１１の蓄積エネルギーがゼロになると、電流ＩＬｃの極性が負から正に変わる。電流ＩＬｃは、コンデンサ２３→コンデンサ２２→スイッチング素子６→加熱コイル１１→共振コンデンサ５→コンデンサ２３の経路と、コンデンサ４→スイッチング素子６→加熱コイル１１→コンデンサ４の経路で流れ、加熱コイル１１の電流が増加する。この期間、コンデンサ２２，２３及び共振コンデンサ４は放電状態となり、それらの電圧Ｖｃ２２，Ｖｃ２３及びＶｃ４は徐々に減少する。一方、共振コンデンサ５は電流ＩＬｃによって充電されるため、その電圧Ｖｃ５は徐々に増加する。 Mode 1:
When the voltage of the AC power supply 1 is positive and the gate signal Vg6 of the upper arm switching element 6 is turned on and the stored energy of the heating coil 11 becomes zero, the polarity of the current ILc changes from negative to positive. The current ILc flows through the path of the capacitor 23 → the capacitor 22 → the switching element 6 → the heating coil 11 → the resonant capacitor 5 → the capacitor 23 and the path of the capacitor 4 → the switching element 6 → the heating coil 11 → the capacitor 4. The current increases. During this period, the capacitors 22 and 23 and the resonant capacitor 4 are in a discharged state, and their voltages Vc22, Vc23 and Vc4 gradually decrease. On the other hand, since the resonant capacitor 5 is charged by the current ILc, the voltage Vc5 gradually increases.

モード２：
次に、スイッチング素子６のゲート信号がオフになると、電流ＩＬｃは正の極性を有しており、この電流はスナバコンデンサ１０に流れ、スイッチング回路の出力電圧Ｖｏは徐々に減少する。その後、下アームのダイオード９に順方向の電圧が印加されると、次の２径路で、電流ＩＬｃは環流電流として流れ続ける。すなわち、加熱コイル１１→共振コンデンサ４→コンデンサ２２→コンデンサ２３→ダイオード９→加熱コイル１１の経路と、加熱コイル１１→共振コンデンサ５→ダイオード９→加熱コイル１１の経路である。共振コンデンサ５及びコンデンサ２２、２３は環流電流によって充電されるため、Ｖｃ５及びＶｃ２２、Ｖｃ２３は徐々に増加する。一方、共振コンデンサ４は放電状態となりＶｃ４は徐々に減少する。この期間、下アームスイッチング素子７のゲート信号はオンになるが、電流ＩＬｃの極性が反転しない限り、ダイオード９を流れ続ける。 Mode 2:
Next, when the gate signal of the switching element 6 is turned off, the current ILc has a positive polarity. This current flows through the snubber capacitor 10, and the output voltage Vo of the switching circuit gradually decreases. Thereafter, when a forward voltage is applied to the diode 9 of the lower arm, the current ILc continues to flow as a reflux current in the next two paths. That is, there are a path of heating coil 11 → resonance capacitor 4 → capacitor 22 → capacitor 23 → diode 9 → heating coil 11 and a path of heating coil 11 → resonance capacitor 5 → diode 9 → heating coil 11. Since the resonant capacitor 5 and the capacitors 22 and 23 are charged by the circulating current, Vc5, Vc22, and Vc23 gradually increase. On the other hand, the resonant capacitor 4 is discharged and Vc4 gradually decreases. During this period, the gate signal of the lower arm switching element 7 is turned on, but continues to flow through the diode 9 as long as the polarity of the current ILc is not reversed.

モード３：
次に、加熱コイル１１の蓄積エネルギーがゼロになり、共振により電流ＩＬｃの極性が正から負に変わると、既にスイッチング素子７はオンしている為、電流ＩＬｃは、共振コンデンサ５→加熱コイル１１→スイッチング素子７→共振コンデンサ５の経路で流れる。この期間、共振コンデンサ５は放電状態となりＶｃ５は徐々に減少する。 Mode 3:
Next, when the accumulated energy of the heating coil 11 becomes zero and the polarity of the current ILc changes from positive to negative due to resonance, the switching element 7 is already turned on, so that the current ILc is changed from the resonant capacitor 5 to the heating coil 11. It flows through the path of the switching element 7 → the resonant capacitor 5. During this period, the resonant capacitor 5 is in a discharged state and Vc5 gradually decreases.

モード４：
次に、スイッチング素子７のゲート信号がオフになると、電流ＩＬｃは負の極性を有しており、この電流はスナバコンデンサ１０に流れ、スイッチング回路の出力電圧Ｖｏは徐々に増加する。その後、上アームのダイオード８に順方向の電圧が印加されると、次の２径路で、電流ＩＬｃは環流電流として流れ続ける。すなわち、加熱コイル１１→ダイオード８→コンデンサ２２→コンデンサ２３→共振コンデンサ５→加熱コイル１１の経路と、加熱コイル１１→ダイオード８→共振コンデンサ４→加熱コイル１１の経路である。共振コンデンサ４及びコンデンサ２２、２３は環流電流によって充電されるため、Ｖｃ４及びＶｃ２２、Ｖｃ２３は徐々に増加する。一方、共振コンデンサ５は放電状態となりＶｃ５は徐々に減少する。この期間、上アームスイッチング素子６のゲート信号はオンになるが、電流の極性が反転しない限り、ダイオード８を流れ続ける。 Mode 4:
Next, when the gate signal of the switching element 7 is turned off, the current ILc has a negative polarity, and this current flows through the snubber capacitor 10, and the output voltage Vo of the switching circuit gradually increases. Thereafter, when a forward voltage is applied to the upper arm diode 8, the current ILc continues to flow as a reflux current in the next two paths. That is, there are a path of heating coil 11 → diode 8 → capacitor 22 → capacitor 23 → resonance capacitor 5 → heating coil 11 and a path of heating coil 11 → diode 8 → resonance capacitor 4 → heating coil 11. Since the resonant capacitor 4 and the capacitors 22 and 23 are charged by the circulating current, Vc4 and Vc22 and Vc23 gradually increase. On the other hand, the resonant capacitor 5 is discharged and Vc5 gradually decreases. During this period, the gate signal of the upper arm switching element 6 is turned on, but continues to flow through the diode 8 unless the polarity of the current is reversed.

以上のように、電流ＩＬｃの一周期の間に上記の高周波動作が行われ、以後、この動作を繰り返すことにより、高周波の電流が加熱コイル１１に供給される。交流電源１の電圧が負の期間には、スイッチング素子６及びスイッチング素子７の動作を逆にすることにより、上記と全く同様の動作を行うことができる。 As described above, the above-described high-frequency operation is performed during one cycle of the current ILc, and thereafter, the high-frequency current is supplied to the heating coil 11 by repeating this operation. When the voltage of the AC power supply 1 is negative, the operation of the switching element 6 and the switching element 7 can be reversed to perform the same operation as described above.

被加熱物に供給する電力は、スイッチング素子の導通比を制御することによって調整することができる。例えば、交流電源１の電圧が正の場合、電力を小さくするには上アームスイッチング素子６の導通比を小さくする。本実施形態のような電流共振形インバータでは、共振負荷の特性が誘導性になるように、駆動周波数を共振周波数よりも高くなるように設定する。これにより、インバータの出力電圧Ｖｏに対し、コイル電流ＩＬｃが遅れ位相になり、順方向電圧が印加される前にスイッチング素子をオンするように制御する。従って、スイッチング素子がターンオンする際は、オンする側のスイッチング素子の電圧がゼロボルトとなるため、ゼロボルトスイッチング（以後ＺＶＳという）が可能となり、ターンオン損失は発生しない。 The power supplied to the object to be heated can be adjusted by controlling the conduction ratio of the switching element. For example, when the voltage of the AC power supply 1 is positive, the conduction ratio of the upper arm switching element 6 is reduced to reduce the power. In the current resonance type inverter as in this embodiment, the drive frequency is set to be higher than the resonance frequency so that the characteristic of the resonance load is inductive. As a result, the coil current ILc is in a delayed phase with respect to the output voltage Vo of the inverter, and the switching element is controlled to be turned on before the forward voltage is applied. Therefore, when the switching element is turned on, the voltage of the switching element that is turned on becomes zero volt, so that zero volt switching (hereinafter referred to as ZVS) is possible and no turn-on loss occurs.

図３は、交流電源１の一周期分の動作波形を示している。図３（Ａ）に前述した特許文献１の動作波形を示し、（Ｂ）に本発明の第１の実施形態による動作波形を示しているが、まず、本発明の第１の実施形態について説明し、その後で、比較を述べることとする。 FIG. 3 shows an operation waveform for one cycle of the AC power supply 1. FIG. 3A shows the operation waveform of Patent Document 1 described above, and FIG. 3B shows the operation waveform according to the first embodiment of the present invention. First, the first embodiment of the present invention will be described. After that, a comparison will be described.

図３（Ｂ）において、交流電源１の電圧をＶａｃとし、その他は図２と同じ符号である。電源電圧Ｖａｃが正の場合、コンデンサ２２は、ダイオード２及びリアクトル２１を介して交流電源１に接続され、ダイオード２が導通状態になるため、コンデンサ２２の電圧Ｖｃ２２は交流電源１の電圧となる。一方、コンデンサ２３は、ダイオード３及びリアクトル２１を介して交流電源１に接続されるが、Ｖａｃが正の期間、ダイオード３は非導通状態にあるため、コンデンサ２３には、リアクトル２４を介して共振コンデンサ５の電圧が印加される。ここで、リアクトル２４は、商用周波数の低周波では低インピーダンス、駆動周波数の高周波では高インピーダンスとなるため、コンデンサ２３の電圧Ｖｃ２３は、共振コンデンサ５の駆動周波数成分がカットされ、直流成分の電圧のみが印加される。共振コンデンサ４は、リアクトル２４を介してコンデンサ２２に接続されているため、低周波成分電圧としては、コンデンサ２２の電圧、即ち交流電源１の電圧が印加される。又、電流ＩＬｃによって充放電が繰り返されるため、共振コンデンサ４の電圧Ｖｃ４には、低周波成分電圧｜Ｖａｃ｜に、駆動周波数の高周波成分が重畳した電圧波形となる。一方、共振コンデンサ５は、電流ＩＬｃによって充放電が繰り返され、駆動周波数の高周波で振動した電圧波形となる。スイッチング回路に印加される直流電圧Ｖｄｃは、コンデンサ２２の電圧Ｖｃ２２とコンデンサ２３の電圧Ｖｃ２３を足した値となり、電圧Ｖｃ２３即ち共振コンデンサ５の直流成分が低ければＶｄｃは低くなる。 In FIG. 3B, the voltage of the AC power source 1 is Vac, and the others are the same as those in FIG. When the power supply voltage Vac is positive, the capacitor 22 is connected to the AC power supply 1 via the diode 2 and the reactor 21, and the diode 2 becomes conductive, so that the voltage Vc22 of the capacitor 22 becomes the voltage of the AC power supply 1. On the other hand, the capacitor 23 is connected to the AC power source 1 via the diode 3 and the reactor 21, but the diode 3 is in a non-conducting state while Vac is positive, so that the capacitor 23 resonates via the reactor 24. The voltage of the capacitor 5 is applied. Here, since the reactor 24 has a low impedance at a low commercial frequency and a high impedance at a high driving frequency, the voltage Vc23 of the capacitor 23 is obtained by cutting the driving frequency component of the resonant capacitor 5 and only the DC component voltage. Is applied. Since the resonant capacitor 4 is connected to the capacitor 22 via the reactor 24, the voltage of the capacitor 22, that is, the voltage of the AC power supply 1 is applied as the low frequency component voltage. Further, since charging / discharging is repeated by the current ILc, the voltage Vc4 of the resonance capacitor 4 has a voltage waveform in which the high frequency component of the driving frequency is superimposed on the low frequency component voltage | Vac |. On the other hand, the resonant capacitor 5 has a voltage waveform that is repeatedly charged and discharged by the current ILc and vibrates at a high frequency of the driving frequency. The DC voltage Vdc applied to the switching circuit is a value obtained by adding the voltage Vc22 of the capacitor 22 and the voltage Vc23 of the capacitor 23. If the voltage Vc23, that is, the DC component of the resonant capacitor 5, is low, Vdc is low.

次に、Ｖａｃが負の場合について説明する。コンデンサ２２は、ダイオード２及びリアクトル２１を介して交流電源１に接続されるが、Ｖａｃが負の期間、ダイオード２は非導通状態にあるため、コンデンサ２２には、リアクトル２４を介して共振コンデンサ４の電圧が印加される。前述したように、リアクトル２４は、商用周波数の低周波では低インピーダンス、駆動周波数の高周波では高インピーダンスとなるため、コンデンサ２２の電圧Ｖｃ２２は、共振コンデンサ４の駆動周波数成分がカットされ、直流成分電圧が印加される。他方のフィルタコンデンサ２３は、ダイオード３及びリアクトル２１を介して交流電源１に接続され、ダイオード３が導通状態になるため、コンデンサ２３の電圧Ｖｃ２３は交流電源１の電圧となる。共振コンデンサ４は、電流ＩＬｃによって充放電が繰り返され、駆動周波数の高周波で振動した電圧波形となる。 Next, the case where Vac is negative will be described. The capacitor 22 is connected to the AC power supply 1 via the diode 2 and the reactor 21, but since the diode 2 is in a non-conducting state during a period when Vac is negative, the capacitor 22 is connected to the resonant capacitor 4 via the reactor 24. Is applied. As described above, since the reactor 24 has a low impedance at a low commercial frequency and a high impedance at a high driving frequency, the voltage Vc22 of the capacitor 22 is cut from the driving frequency component of the resonant capacitor 4 and the DC component voltage. Is applied. The other filter capacitor 23 is connected to the AC power source 1 via the diode 3 and the reactor 21, and the diode 3 becomes conductive, so that the voltage Vc 23 of the capacitor 23 becomes the voltage of the AC power source 1. The resonance capacitor 4 has a voltage waveform that is repeatedly charged and discharged by the current ILc and vibrates at a high frequency of the driving frequency.

一方、共振コンデンサ５は、リアクトル２４を介してコンデンサ２３に接続されているため、共振コンデンサ５の電圧Ｖｃ５は、コンデンサ２３の電圧、即ち交流電源１の電圧が印加される。又、電流ＩＬｃによって充放電が繰り返されるため、電圧Ｖｃ５は電圧｜Ｖａｃ｜に駆動周波数の高周波成分が重畳した電圧波形となる。スイッチング回路に印加される直流電圧Ｖｄｃは、コンデンサ２２の電圧Ｖｃ２２とコンデンサ２３の電圧Ｖｃ２３を足した値となり、電圧Ｖｃ２２即ち共振コンデンサ４の直流成分が低ければＶｄｃは低くなる。共振コンデンサの直流成分は、後述するように、共振コンデンサの容量が小さいほど小さくなる。 On the other hand, since the resonant capacitor 5 is connected to the capacitor 23 via the reactor 24, the voltage Vc5 of the resonant capacitor 5 is the voltage of the capacitor 23, that is, the voltage of the AC power supply 1. Further, since charging / discharging is repeated by the current ILc, the voltage Vc5 has a voltage waveform in which a high frequency component of the driving frequency is superimposed on the voltage | Vac |. The DC voltage Vdc applied to the switching circuit is a value obtained by adding the voltage Vc22 of the capacitor 22 and the voltage Vc23 of the capacitor 23. If the voltage Vc22, that is, the DC component of the resonant capacitor 4, is low, Vdc is low. As will be described later, the DC component of the resonant capacitor becomes smaller as the resonant capacitor has a smaller capacity.

これに対して、図３（Ａ）は、特許文献１における交流電源１周期の動作を対比的に示す動作波形図である。電源側の高調波抑制フィルタ用のコンデンサと、高周波インバータの共振用コンデンサとを共用しているので、実効の共振コンデンサ容量がどうしても大きくなっている点が大きな違いである。図３（Ａ）において、Ｖａｃが正の場合、共振コンデンサ４は、交流電源１に接続されているため、共振コンデンサ４の電圧Ｖｃ４は、電圧Ｖａｃに駆動周波数の高周波成分が重畳した電圧波形となる。しかし、実効共振コンデンサ容量が大きいため、高周波成分の振幅は、同図（Ｂ）に比べ小さくなっている。 On the other hand, FIG. 3A is an operation waveform diagram showing the operation of one cycle of the AC power supply in Patent Document 1 in comparison. Since the capacitor for the harmonic suppression filter on the power source side and the resonance capacitor of the high frequency inverter are shared, the significant difference is that the effective resonance capacitor capacity is inevitably increased. In FIG. 3A, when Vac is positive, the resonant capacitor 4 is connected to the AC power supply 1, and therefore the voltage Vc4 of the resonant capacitor 4 has a voltage waveform in which a high frequency component of the drive frequency is superimposed on the voltage Vac. Become. However, since the effective resonance capacitor capacity is large, the amplitude of the high frequency component is smaller than that in FIG.

一方、電圧Ｖｃ５の高周波成分も、電圧Ｖｃ４と同様に小さくなっているが、共振コンデンサの容量が大きいため、電圧Ｖｃ５に含まれる直流成分は大きくなってしまう。Ｖａｃが負の場合、電圧Ｖｃ４は、電圧Ｖａｃが正の場合の電圧Ｖｃ５と同様の電圧波形となり、電圧Ｖｃ５は電圧Ｖａｃが正の場合の電圧Ｖｃ４と同様の電圧波形になる。 On the other hand, the high-frequency component of the voltage Vc5 is also small like the voltage Vc4, but the direct current component included in the voltage Vc5 is large because the capacity of the resonant capacitor is large. When Vac is negative, the voltage Vc4 has a voltage waveform similar to that of the voltage Vc5 when the voltage Vac is positive, and the voltage Vc5 has a voltage waveform similar to that of the voltage Vc4 when the voltage Vac is positive.

スイッチングアームに印加される直流電圧Ｖｄｃは、Ｖｃ４＋Ｖｃ５となり、図示するように、図３（Ｂ）より大きくなってしまう。 The DC voltage Vdc applied to the switching arm is Vc4 + Vc5, which is larger than that shown in FIG.

このように、電源フィルタ用のコンデンサと共振コンデンサを共用すると、実効共振コンデンサの容量が大きくなり、共振周波数から大きく離れた周波数で駆動することになるため、導通比が増加し導通損失の増加を招く。又、直流電圧の上昇によりスイッチング素子の耐圧がアップし効率が低下する。 In this way, if the capacitor for the power supply filter and the resonance capacitor are shared, the capacity of the effective resonance capacitor is increased, and the drive is performed at a frequency far away from the resonance frequency, so that the conduction ratio is increased and the conduction loss is increased. Invite. In addition, the withstand voltage of the switching element increases due to the increase of the DC voltage, and the efficiency decreases.

これに対し、本実施形態では、共振コンデンサと別にフィルタ用のコンデンサを設けているため、共振コンデンサとしての実効容量を大きくすることなく、リアクトル２１のインダクタンスを低減することができ、直流電圧の上昇も抑えることができる。 On the other hand, in the present embodiment, since a filter capacitor is provided in addition to the resonance capacitor, the inductance of the reactor 21 can be reduced without increasing the effective capacity as the resonance capacitor, and the DC voltage rises. Can also be suppressed.

図４は、周波数に対する電力依存性を示したものであり、特性（ａ），（ｂ）はそれぞれ実効共振コンデンサが大きい場合と小さい場合を表している。前記従来技術では、実効共振コンデンサの容量が大きくなり、加熱コイルとの直列共振回路の共振の鋭さを示す先鋭度は低下し、図４に（ａ）で示すとおりである。 FIG. 4 shows the power dependency on the frequency, and the characteristics (a) and (b) represent the cases where the effective resonant capacitor is large and small, respectively. In the prior art, the capacity of the effective resonant capacitor is increased, and the sharpness indicating the sharpness of resonance of the series resonant circuit with the heating coil is reduced, as shown in FIG.

これに対して、本発明の第１の実施形態によれば、共振周波数がｆ２からｆ１へ上昇し、又、使用可能周波数帯域内の駆動周波数ｆｓで定格の電力が得られるようになる。全体的に、図の右上方向にシフトし、得られる電力が上昇することになる。 On the other hand, according to the first embodiment of the present invention, the resonance frequency increases from f2 to f1, and rated power can be obtained at the drive frequency fs within the usable frequency band. As a whole, the power shifts in the upper right direction of the figure, and the obtained power increases.

図５は、スイッチング素子の導通比、即ち、駆動周期に対する導通期間の割合と電力の関係を示したものであり、特性（ａ），（ｂ）は、図４と同様に共振コンデンサの容量がそれぞれ大きい場合と小さい場合を表している。本実施形態による特性（ｂ）に示すように、定格の電力を得るには、（ａ）の導通比ｄ２に比べ、かなり小さい導通比ｄ１で十分である。 FIG. 5 shows the relationship between the conduction ratio of the switching element, that is, the ratio of the conduction period to the driving cycle and the power. The characteristics (a) and (b) are similar to those in FIG. Each represents a large case and a small case. As shown in the characteristic (b) according to the present embodiment, a conduction ratio d1 that is considerably smaller than the conduction ratio d2 in (a) is sufficient to obtain rated power.

図６は、電力と前記スイッチングアームに印加される直流電圧の関係を示したものであり、特性（ａ），（ｂ）は、同様に共振コンデンサの容量がそれぞれ大きい場合と小さい場合を表している。同じ定格の電力における直流電圧をそれぞれＶｄｃ１、Ｖｄｃ２とすると、本発明の実施形態による直流電圧は、Ｖｄｃ１＜Ｖｄｃ２となり、十分に低くなり、スイッチング素子の耐圧を下げることができる。 FIG. 6 shows the relationship between the electric power and the DC voltage applied to the switching arm, and the characteristics (a) and (b) show the case where the capacity of the resonance capacitor is large and the case small respectively. Yes. If the DC voltages at the same rated power are Vdc1 and Vdc2, respectively, the DC voltage according to the embodiment of the present invention is sufficiently low because Vdc1 <Vdc2, and the withstand voltage of the switching element can be lowered.

図７は、本発明の第１の実施形態の変形例を示す要部回路図であり、図１における第１のコンデンサ４，５の直列回路のみを抜き出して図示したものである。第１の実施形態において、駆動周波数を高く設定しても、一方のスイッチング素子の導通比が大きくなった場合は、この導通期間にコイル電流の極性が反転し進相モードへ移行する場合がある。このような場合は、ターンオン損失が発生するため、図７に示すように、共振コンデンサ４，５にそれぞれ並列にダイオード４４，４５を備え、共振コンデンサに流れる電流をバイパスさせることにより、共振負荷の特性を誘導性に維持することができる。 FIG. 7 is a principal circuit diagram showing a modification of the first embodiment of the present invention, in which only the series circuit of the first capacitors 4 and 5 in FIG. 1 is extracted and shown. In the first embodiment, even if the drive frequency is set high, if the conduction ratio of one of the switching elements becomes large, the polarity of the coil current may be reversed during this conduction period and the phase shifts to the advanced mode. . In such a case, since a turn-on loss occurs, as shown in FIG. 7, diodes 44 and 45 are provided in parallel with the resonant capacitors 4 and 5, respectively, and the current flowing through the resonant capacitor is bypassed, so that the resonant load is reduced. Characteristics can be maintained inductive.

又、被加熱物に供給する電力を小さくした場合は、スイッチング素子の遮断電流が小さくなり、スナバコンデンサ１０の充放電が完了する前に上アームまたは下アームがターンオンし、ＺＶＳを満足しない条件が発生する。このような場合にも、ターンオン損失が発生する。これを防止するためには、スナバコンデンサ１０と直列に図示しないスイッチング素子を接続しておき、所定のタイミングでこのスイッチング素子をオフすることによって、スナバコンデンサ１０を加熱コイル１１から切り離すことが望ましい。これにより、常時ＺＶＳを実現することができ、遮断電流が小さい場合においてもターンオン損失を無くすことができる。 In addition, when the power supplied to the object to be heated is reduced, the breaking current of the switching element is reduced, and the upper arm or the lower arm is turned on before the charging / discharging of the snubber capacitor 10 is completed. appear. Even in such a case, turn-on loss occurs. In order to prevent this, it is desirable to disconnect the snubber capacitor 10 from the heating coil 11 by connecting a switching element (not shown) in series with the snubber capacitor 10 and turning off the switching element at a predetermined timing. Thereby, ZVS can always be realized, and even when the cutoff current is small, the turn-on loss can be eliminated.

本実施形態において、直列接続したコンデンサ２２，２３からなる第２のコンデンサ直列回路の充放電電流を低減するために、第２のコンデンサ直列回路と並列に図示しないコンデンサを設けても良い。 In the present embodiment, a capacitor (not shown) may be provided in parallel with the second capacitor series circuit in order to reduce the charge / discharge current of the second capacitor series circuit including the capacitors 22 and 23 connected in series.

第２の実施形態：
図８は、本発明の第２の実施形態による電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図１と同一部分については同一符号を付し、説明は省略する。図８において実施形態１と異なる点は、図１におけるスナバコンデンサ１０の代わりに、各上下アームに並列にスナバコンデンサ１２、１３をそれぞれ接続している点である。実施形態１のスナバコンデンサ１０には、加熱コイル１１の電圧が印加されるが、本実施形態では、インバータの電源電圧が印加されることになるため、スナバコンデンサの耐圧を低減することができる。 Second embodiment:
FIG. 8 is a circuit configuration diagram of an electromagnetic induction heating device according to the second embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. 8 differs from the first embodiment in that snubber capacitors 12 and 13 are connected in parallel to the upper and lower arms, respectively, instead of the snubber capacitor 10 in FIG. Although the voltage of the heating coil 11 is applied to the snubber capacitor 10 of the first embodiment, since the power supply voltage of the inverter is applied in this embodiment, the withstand voltage of the snubber capacitor can be reduced.

次に、本実施形態の高周波動作について、先の実施形態と異なる部分のみを説明する。 Next, only the portions of the high frequency operation of this embodiment that are different from the previous embodiment will be described.

モード１：
前記実施形態と全く同一であるので、重複説明を避ける。 Mode 1:
Since it is exactly the same as the previous embodiment, a duplicate description is avoided.

モード２：
スイッチング素子６のゲート信号がオフになると、電流ＩＬｃは正の極性を有しており、この電流は、次の２つの径路を流れ続け、上アームのスナバコンデンサ１２は充電、下アームのスナバコンデンサ１３は放電される。すなわち、加熱コイル１１→共振コンデンサ４→スナバコンデンサ１２→加熱コイル１１の経路と、加熱コイル１１→共振コンデンサ５→スナバコンデンサ１３→加熱コイル１１の経路である。スイッチング回路の出力電圧Ｖｏが徐々に減少し、下アームのダイオード９に順方向の電圧が印加されると、電流ＩＬｃは環流電流として、次の２つの径路を流れ続ける。すなわち、加熱コイル１１→共振コンデンサ４→コンデンサ２２→コンデンサ２３→ダイオード９→加熱コイル１１の経路と、加熱コイル１１→共振コンデンサ５→ダイオード９→加熱コイル１１の経路である。共振コンデンサ５及びコンデンサ２２，２３は環流電流によって充電されるため、Ｖｃ５及びＶｃ２２，Ｖｃ２３は徐々に増加する。一方、共振コンデンサ４は放電状態となり、Ｖｃ４は徐々に減少する。この期間、下アームスイッチング素子７のゲート信号はオンになるが、電流の極性が変わらない限り、ダイオード９を流れ続ける。 Mode 2:
When the gate signal of the switching element 6 is turned off, the current ILc has a positive polarity. This current continues to flow through the following two paths, the upper arm snubber capacitor 12 is charged, and the lower arm snubber capacitor is charged. 13 is discharged. That is, there are a path of heating coil 11 → resonance capacitor 4 → snubber capacitor 12 → heating coil 11 and a path of heating coil 11 → resonance capacitor 5 → snubber capacitor 13 → heating coil 11. When the output voltage Vo of the switching circuit gradually decreases and a forward voltage is applied to the lower arm diode 9, the current ILc continues to flow through the following two paths as a circulating current. That is, there are a path of heating coil 11 → resonance capacitor 4 → capacitor 22 → capacitor 23 → diode 9 → heating coil 11 and a path of heating coil 11 → resonance capacitor 5 → diode 9 → heating coil 11. Since the resonant capacitor 5 and the capacitors 22 and 23 are charged by the circulating current, Vc5 and Vc22 and Vc23 gradually increase. On the other hand, the resonant capacitor 4 is discharged and Vc4 gradually decreases. During this period, the gate signal of the lower arm switching element 7 is turned on, but continues to flow through the diode 9 as long as the polarity of the current does not change.

モード３：
前記実施形態と全く同一であるので、重複説明を避ける。 Mode 3:
Since it is exactly the same as the previous embodiment, a duplicate description is avoided.

モード４：
次に、スイッチング素子７のゲート信号がオフになると、電流ＩＬｃは負の極性を有しており、この電流は、次の２つの径路で流れ続け、上アームのスナバコンデンサ１２は放電、下アームのスナバコンデンサ１３は充電される。すなわち、加熱コイル１１→スナバコンデンサ１２→共振コンデンサ４→加熱コイル１１の経路と、加熱コイル１１→スナバコンデンサ１３→共振コンデンサ５→加熱コイル１１である。以下、スイッチング回路の出力電圧Ｖｏが徐々に増加し、上アームのダイオード８に順方向の電圧が印加され、電流ＩＬｃが環流電流として流れ続け、その後の動作は前述実施形態と同じである。 Mode 4:
Next, when the gate signal of the switching element 7 is turned off, the current ILc has a negative polarity, and this current continues to flow in the following two paths, the upper arm snubber capacitor 12 is discharged, the lower arm The snubber capacitor 13 is charged. That is, the path of the heating coil 11 → the snubber capacitor 12 → the resonance capacitor 4 → the heating coil 11 and the heating coil 11 → the snubber capacitor 13 → the resonance capacitor 5 → the heating coil 11. Thereafter, the output voltage Vo of the switching circuit gradually increases, a forward voltage is applied to the diode 8 of the upper arm, the current ILc continues to flow as a circulating current, and the subsequent operation is the same as in the previous embodiment.

図９は、本発明の第２の実施形態の変形例を示す要部回路図であり、図８におけるインバータ５０の下アームのみを抜き出して図示したものである。図８の実施形態においても、被加熱物に供給する電力を小さくした場合は、スイッチング素子の遮断電流が小さくなり、スナバコンデンサ１２、１３の充放電が完了する前に上アームまたは下アームがターンオンし、ＺＶＳを満足しない条件が発生する。このような場合には、ターンオン損失が発生するため、スナバコンデンサ１３を下アームから切り離すことが望ましい。そこで、図９に示すように、下アームのスナバコンデンサ１３と直列にスイッチング素子４３を接続し、スイッチング素子４３をオフすることでスナバコンデンサ１３を切り離す。このスイッチング素子４３には、逆並列にダイオード４４を接続する。 FIG. 9 is a principal circuit diagram showing a modification of the second embodiment of the present invention, in which only the lower arm of the inverter 50 in FIG. 8 is extracted and shown. Also in the embodiment of FIG. 8, when the power supplied to the object to be heated is reduced, the cutoff current of the switching element is reduced, and the upper arm or the lower arm is turned on before the charging / discharging of the snubber capacitors 12 and 13 is completed. However, a condition that does not satisfy ZVS occurs. In such a case, turn-on loss occurs, so it is desirable to disconnect the snubber capacitor 13 from the lower arm. Therefore, as shown in FIG. 9, the switching element 43 is connected in series with the lower arm snubber capacitor 13, and the switching element 43 is turned off to disconnect the snubber capacitor 13. A diode 44 is connected to the switching element 43 in antiparallel.

これにより、常時ＺＶＳを実現することができ、遮断電流が小さい場合においても、ターンオン損失を無くすことができる。 Thereby, ZVS can always be realized, and even when the cutoff current is small, the turn-on loss can be eliminated.

第３の実施形態：
図１０は、本発明の第３の実施形態による電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図１と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図１と異なる点は、整流ダイオード１４，１５の第２のダイオード直列回路とスイッチング素子３０が追加された点である。第２のダイオード直列回路と、第１のダイオード直列回路とが並列に接続されており、第１，第２のダイオード直列回路の各直列接続点間に、商用交流電源１とリアクトル２１が直列に接続されている。また、第２のダイオード直列回路と第２のコンデンサ直列回路の各直列接続点間に、スイッチング素子３０が接続されている。 Third embodiment:
FIG. 10 is a circuit configuration diagram of an electromagnetic induction heating device according to the third embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. The difference from FIG. 1 is that a second diode series circuit of rectifier diodes 14 and 15 and a switching element 30 are added. The second diode series circuit and the first diode series circuit are connected in parallel, and the commercial AC power supply 1 and the reactor 21 are connected in series between the series connection points of the first and second diode series circuits. It is connected. A switching element 30 is connected between each series connection point of the second diode series circuit and the second capacitor series circuit.

図１０において、スイッチング素子３０がオン状態の場合、本実施形態では整流ダイオード１４，１５がコンデンサ２２，２３にそれぞれ並列に接続される。しかしながら、コンデンサ２２，２３の電圧が負の電圧にならない限り、整流ダイオード１４，１５は導通状態にならない。このため、動作に影響を与えることはなく、前記実施形態と同様の動作となる。 In FIG. 10, when the switching element 30 is in an ON state, in this embodiment, the rectifier diodes 14 and 15 are connected in parallel to the capacitors 22 and 23, respectively. However, the rectifier diodes 14 and 15 do not become conductive unless the voltages of the capacitors 22 and 23 become negative. For this reason, the operation is not affected, and the operation is the same as that of the embodiment.

スイッチング素子３０がオフ状態の場合、第２のコンデンサ直列回路（２２，２３）は、第１，第２のダイオード直列回路（整流回路）及びリアクトル２１を介して交流電源１に接続される。従って、スイッチング回路に印加される直流電圧Ｖｄｃは、交流電源１の電圧を全波整流した電圧となり、スイッチング素子３０がオン状態の場合と比べて直流電圧は低下する。 When the switching element 30 is in the off state, the second capacitor series circuit (22, 23) is connected to the AC power supply 1 via the first and second diode series circuits (rectifier circuit) and the reactor 21. Therefore, the DC voltage Vdc applied to the switching circuit is a voltage obtained by full-wave rectification of the voltage of the AC power supply 1, and the DC voltage is lower than when the switching element 30 is in the ON state.

本実施形態は、負荷となる被加熱物の材質、形状や電力に応じてスイッチング回路の導通比を制御する以外に、スイッチング素子３０を切替えることで、直流電圧を制御することができ、制御範囲を広げることができる。前記第１、第２の実施形態では、高周波動作をせずに交流電源１の電圧が装置に印加されている待機状態では、コンデンサ２２，２３にそれぞれ交流電源１の電圧が印加され、スイッチング回路に印加される直流電圧は交流電源電圧の２倍となる。これに対して、本実施形態によれば、スイッチング素子３０をオフ状態にすることにより、スイッチング回路に印加される直流電圧を交流電源電圧まで下げることができる。このため、待機時の消費電力を低減できるほか、スイッチング素子や各部品の耐圧に対するマージンを大きくすることができ信頼性を向上できる。 In the present embodiment, in addition to controlling the conduction ratio of the switching circuit according to the material, shape and power of the heated object to be loaded, the DC voltage can be controlled by switching the switching element 30, and the control range Can be spread. In the first and second embodiments, in the standby state in which the voltage of the AC power supply 1 is applied to the apparatus without performing a high frequency operation, the voltage of the AC power supply 1 is applied to the capacitors 22 and 23, respectively. The DC voltage applied to is twice the AC power supply voltage. On the other hand, according to this embodiment, the DC voltage applied to the switching circuit can be lowered to the AC power supply voltage by turning off the switching element 30. For this reason, power consumption during standby can be reduced, and the margin for the breakdown voltage of the switching element and each component can be increased, thereby improving the reliability.

第４の実施形態：
図１１は、本発明の第４の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図１と同一部分については同一符号を付し、重複説明は避ける。図１の実施形態では、直流電圧が非平滑のため、加熱コイルに流れる電流は商用周波数で脈動した波形になる。しかしながら、銅又はアルミ製等の被加熱物を加熱した場合、脈動した電流で誘導加熱を行うと商用周波数に起因したうなり音が被加熱物から発生する。 Fourth embodiment:
FIG. 11 is a circuit configuration diagram of an electromagnetic induction heating device according to the fourth embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is avoided. In the embodiment of FIG. 1, since the DC voltage is non-smooth, the current flowing through the heating coil has a waveform pulsating at the commercial frequency. However, when an object to be heated such as copper or aluminum is heated, when induction heating is performed with a pulsating current, a beat sound caused by the commercial frequency is generated from the object to be heated.

図１２は、図１１の実施形態における動作を説明する動作波形図である。上記脈動電流によるうなり音を防ぐために、図１２に示すように、直流電圧Ｖｄｃを平滑し、コイル電流ＩＬｃの脈動を抑えている。一般的に使用されるコンデンサインプット型の平滑回路では、入力電流に多くの高調波を含むため、直流電圧の平滑と高調波抑制の両者を満足する電源回路が必要となる。図１１に示す本実施形態では、インバータの前段に昇圧チョッパ回路６０を設け、交流電源１の電圧が正の期間、リアクトル２１、スイッチング素子１６、ダイオード１８から構成される第１の昇圧チョッパ回路によりこの課題を解決している。また、交流電源１の電圧が負の期間は、リアクトル２１、スイッチング素子１７、ダイオード１９から構成される第２の昇圧チョッパ回路により前記課題を解決することができる。第１の昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子１６のオン期間に交流電源１の電圧がリアクトル２１に印加されてエネルギーが蓄積され、オフ期間にダイオード１８を介してコンデンサ２２へ放出する。従って、交流電源１の電圧が正の期間、入力電流が正弦波になるようにスイッチング素子１６のオン期間を制御することにより高調波を低減するとともに、コンデンサ２２により直流電圧を平滑することができる。同様に、第２の昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子１７のオン期間に交流電源１の電圧がリアクトル２１に印加されてエネルギーを蓄積し、オフ期間にダイオード１９を介してコンデンサ２３に放出する。従って、交流電源１の電圧の負の期間にも、入力電流が正弦波になるようにスイッチング素子１７のオン期間を制御することにより高調波を低減するとともに、コンデンサ２３により直流電圧を平滑することができる。 FIG. 12 is an operation waveform diagram for explaining the operation in the embodiment of FIG. In order to prevent the beat noise caused by the pulsating current, as shown in FIG. 12, the DC voltage Vdc is smoothed to suppress the pulsation of the coil current ILc. In a generally used capacitor input type smoothing circuit, an input current includes many harmonics, so a power supply circuit that satisfies both DC voltage smoothing and harmonic suppression is required. In the present embodiment shown in FIG. 11, a boost chopper circuit 60 is provided in the previous stage of the inverter, and the first boost chopper circuit configured by the reactor 21, the switching element 16, and the diode 18 is used while the voltage of the AC power supply 1 is positive. This problem is solved. Further, during the period when the voltage of the AC power supply 1 is negative, the above problem can be solved by the second step-up chopper circuit including the reactor 21, the switching element 17, and the diode 19. In the first step-up chopper circuit, the voltage of the AC power supply 1 is applied to the reactor 21 during the ON period of the switching element 16 to accumulate energy, and is discharged to the capacitor 22 via the diode 18 during the OFF period. Therefore, the harmonics can be reduced by controlling the ON period of the switching element 16 so that the input current becomes a sine wave while the voltage of the AC power supply 1 is positive, and the DC voltage can be smoothed by the capacitor 22. . Similarly, in the second step-up chopper circuit, the voltage of the AC power supply 1 is applied to the reactor 21 during the ON period of the switching element 17 to accumulate energy, and is discharged to the capacitor 23 via the diode 19 during the OFF period. Accordingly, even during the negative period of the voltage of the AC power supply 1, harmonics are reduced by controlling the ON period of the switching element 17 so that the input current becomes a sine wave, and the DC voltage is smoothed by the capacitor 23. Can do.

本実施形態は、スイッチング素子１６、１７のオン期間を制御することにより直流電圧の大きさを変えることができるため、直流電圧を制御して電力を調整することが可能となり、干渉音の発生を防ぐことができる。 In this embodiment, since the magnitude of the DC voltage can be changed by controlling the ON period of the switching elements 16 and 17, it is possible to adjust the power by controlling the DC voltage, and the generation of interference sound. Can be prevented.

第５の実施形態：
図１３は、本発明の第５の実施形態による電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図１と同一部分については同一符号を付し、重複説明は避ける。本実施形態では、直流電圧を平滑するために、コンデンサ２２，２３の容量を十分に大きくする。従って、前述したようにコンデンサインプット型の平滑回路となるため、入力電流に多くの高調波を含むことになり、高調波を抑制する回路が必要となる。そこで、本実施形態では、交流電源１に対しリアクトル２１を負荷とする短絡回路４０を設け、商用周波数の半周期毎に短絡回路４０を動作させることにより入力電流の高調波を低減する。短絡回路４０は、ダイオード整流回路４２と、スイッチング素子４１から構成されている。 Fifth embodiment:
FIG. 13 is a circuit configuration diagram of an electromagnetic induction heating device according to the fifth embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is avoided. In the present embodiment, the capacities of the capacitors 22 and 23 are sufficiently increased in order to smooth the DC voltage. Therefore, since it becomes a capacitor input type smoothing circuit as described above, many harmonics are included in the input current, and a circuit for suppressing the harmonics is required. Therefore, in the present embodiment, the short circuit 40 having the reactor 21 as a load is provided for the AC power source 1 and the short circuit 40 is operated every half cycle of the commercial frequency to reduce the harmonics of the input current. The short circuit 40 includes a diode rectifier circuit 42 and a switching element 41.

図１４は、図１３の短絡回路４０の動作について示すタイミングチャートである。スイッチング素子４１は、交流電源１の電圧Ｖａｃのゼロクロスから所望の遅延時間を設けてオンさせ、短絡通電を開始し交流電源１から電流を吸込む。スイッチング素子４１の遅延時間とオン期間は、負荷の大きさ即ち所望の電力に応じて制御し、入力電流Ｉａｃに含まれる高調波を低減する。本実施形態において、短絡回路４０はダイオード整流回路とスイッチング素子を組合せて構成している。しかし、逆方向の耐圧を備えた逆阻止型のスイッチング素子を２個逆並列に接続して置換えれば、整流回路４２とスイッチング素子４１の両者で発生していた損失を、スイッチング素子による損失のみに低減することができる。 FIG. 14 is a timing chart showing the operation of the short circuit 40 of FIG. The switching element 41 is turned on with a desired delay time from the zero cross of the voltage Vac of the AC power supply 1, starts short-circuit energization, and sucks current from the AC power supply 1. The delay time and the ON period of the switching element 41 are controlled according to the size of the load, that is, the desired power, and reduce the harmonics included in the input current Iac. In the present embodiment, the short circuit 40 is configured by combining a diode rectifier circuit and a switching element. However, if two reverse blocking switching elements having reverse breakdown voltages are connected and replaced in reverse parallel, the loss generated in both the rectifier circuit 42 and the switching element 41 can be reduced only to the loss due to the switching element. Can be reduced.

第６の実施形態：
図１５は、本発明の第６の実施形態による電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図１１と同一部分については同一符号を付し、説明は省略する。図１１の実施形態においては、チョッパ回路６０は昇圧形であるため、コンデンサ２２及びコンデンサ２３の電圧は交流電源１の電圧より高くなる。本実施形態では、チョッパ回路６０１は、リアクトル２１、スイッチング素子４６、ダイオード４８から構成される第１の降圧チョッパ回路と、リアクトル２１、スイッチング素子４７、ダイオード４９から構成される第２の降圧チョッパ回路を設けている。これにより、コンデンサ２２及びコンデンサ２３の電圧を交流電源１の電圧より低く、即ち降圧制御を行いながら、入力電流の高調波を抑制することができる。 Sixth embodiment:
FIG. 15 is a circuit configuration diagram of an electromagnetic induction heating device according to the sixth embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG. 11 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. In the embodiment of FIG. 11, since the chopper circuit 60 is a boost type, the voltage of the capacitor 22 and the capacitor 23 is higher than the voltage of the AC power supply 1. In the present embodiment, the chopper circuit 601 includes a first step-down chopper circuit configured from the reactor 21, the switching element 46, and the diode 48, and a second step-down chopper circuit configured from the reactor 21, the switching element 47, and the diode 49. Is provided. As a result, the harmonics of the input current can be suppressed while the voltage of the capacitor 22 and the capacitor 23 is lower than the voltage of the AC power supply 1, that is, the step-down control is performed.

図１６は、図１５の実施形態における降圧制御方法を説明する動作説明図である。交流電源１の電圧が正の期間において、Ｖａｃの絶対値｜Ｖａｃ｜がコンデンサ２２の電圧Ｖｃ２２より低い場合は、スイッチング素子４６をオン固定とし、スイッチング素子１６をスイッチングさせ昇圧動作を行う。逆に、｜Ｖａｃ｜がＶｃ２２より高い場合は、スイッチング素子１６をオフ固定とし、スイッチング素子４６をスイッチングさせ降圧動作を行う。交流電源１の電圧が負の期間では、｜Ｖａｃ｜コンデンサ２３の電圧Ｖｃ２３より低い場合、スイッチング素子４７をオン固定とし、スイッチング素子１７をスイッチングさせ昇圧動作を行う。逆に、｜Ｖａｃ｜がＶｃ２３より高い場合は、スイッチング素子１７をオフ固定とし、スイッチング素子４７をスイッチングさせ降圧動作を行う。 FIG. 16 is an operation explanatory diagram illustrating a step-down control method in the embodiment of FIG. If the absolute value | Vac | of the Vac is lower than the voltage Vc22 of the capacitor 22 while the voltage of the AC power supply 1 is positive, the switching element 46 is fixed on and the switching element 16 is switched to perform a boosting operation. On the other hand, when | Vac | is higher than Vc22, the switching element 16 is fixed to OFF and the switching element 46 is switched to perform the step-down operation. When the voltage of the AC power source 1 is negative, when the voltage | Vac | is lower than the voltage Vc23 of the capacitor 23, the switching element 47 is fixed on and the switching element 17 is switched to perform a boosting operation. On the contrary, when | Vac | is higher than Vc23, the switching element 17 is fixed to OFF and the switching element 47 is switched to perform the step-down operation.

このように、商用周波数の半周期の間に昇圧動作と降圧動作の２つのモードが存在することになる。入力電流Ｉａｃは、昇圧動作と降圧動作のモード切替え時に波形歪みが生じるが、ほぼ正弦波に近い波形となり、高調波を抑制することができる。 As described above, there are two modes of step-up operation and step-down operation during a half cycle of the commercial frequency. The input current Iac has a waveform distortion when switching between the step-up operation and the step-down operation. However, the input current Iac has a waveform almost similar to a sine wave, and can suppress harmonics.

図１７は、図１５の実施形態の別の降圧制御方法を説明する動作説明図である。交流電源１の電圧が正の期間において、第１の降圧チョッパと第１の昇圧チョッパのそれぞれのスイッチング素子１６、４６を同時にオンし、交流電源１の電圧をリアクトル２１に印加してエネルギーを蓄積する。次いで、スイッチング素子１６、４６を同時にオフし、ダイオード１８、４８を介して、リアクトル２１に蓄えたエネルギーをコンデンサ２２側に放出する。交流電源１の電圧が負の期間では、第２の降圧チョッパと第２の昇圧チョッパのそれぞれのスイッチング素子１７、４７を同時にオンし、交流電源１の電圧をリアクトル２１に印加してエネルギーを蓄積する。次いで、スイッチング素子１７、４７を同時にオフし、ダイオード１９、４９を介して、リアクトル２１に蓄えたエネルギーをコンデンサ２３側に放出する。 FIG. 17 is an operation explanatory diagram illustrating another step-down control method of the embodiment of FIG. While the voltage of the AC power supply 1 is positive, the switching elements 16 and 46 of the first step-down chopper and the first step-up chopper are simultaneously turned on, and the voltage of the AC power supply 1 is applied to the reactor 21 to accumulate energy. To do. Next, the switching elements 16 and 46 are turned off simultaneously, and the energy stored in the reactor 21 is released to the capacitor 22 side via the diodes 18 and 48. During periods when the voltage of the AC power supply 1 is negative, the switching elements 17 and 47 of the second step-down chopper and the second step-up chopper are simultaneously turned on, and the voltage of the AC power supply 1 is applied to the reactor 21 to accumulate energy. To do. Next, the switching elements 17 and 47 are simultaneously turned off, and the energy stored in the reactor 21 is released to the capacitor 23 side via the diodes 19 and 49.

これまでの降圧制御方法は、Ｖｃ２２と｜Ｖａｃ｜の大小関係及びＶｃ２３と｜Ｖａｃ｜の大小関係に応じて昇圧動作と降圧動作を切替える方法であったが、本制御方法は、商用周波数の半周期の間、同じ動作を繰り返す。このため、入力電流Ｉａｃには、波形歪みの無い正弦波が得られる。この制御方法によれば、リアクトル２１に流れる電流値は大きくなり損失は増えるものの、切替えが不要なため、制御は容易となる。 The conventional step-down control method has been a method of switching the step-up operation and the step-down operation according to the magnitude relationship between Vc22 and | Vac | and the magnitude relationship between Vc23 and | Vac |. The same operation is repeated for the period. Therefore, a sine wave without waveform distortion is obtained as the input current Iac. According to this control method, the value of the current flowing through the reactor 21 is increased and the loss is increased, but the switching is not required, so that the control becomes easy.

図１８は、図１５の実施形態における昇圧制御方法を説明する動作説明図である。交流電源１の電圧が正の期間、スイッチング素子４６をオン固定とし、スイッチング素子１６をスイッチングさせ昇圧動作を行い、交流電源１の電圧が負の期間では、スイッチング素子４７をオン固定とし、スイッチング素子１７をスイッチングさせ昇圧動作を行う。 FIG. 18 is an operation explanatory diagram illustrating the boost control method in the embodiment of FIG. When the voltage of the AC power supply 1 is positive, the switching element 46 is fixed on, and the switching element 16 is switched to perform a boosting operation. When the voltage of the AC power supply 1 is negative, the switching element 47 is fixed on. 17 is switched to perform a boosting operation.

本実施形態によれば、直流電圧の制御範囲を広げることができるため、電力の調整範囲を大きく採ることができる。 According to this embodiment, since the control range of DC voltage can be expanded, the power adjustment range can be increased.

第７の実施形態：
図１９は、本発明の第７の実施形態による電磁誘導加熱装置の要部回路構成図である。図１と同一部分については同一符号を付し、説明は省略する。図１９において、図１の実施形態と異なる点は、各共振コンデンサ４，５に、それぞれ共振コンデンサ２５，２６とスイッチング素子３１，３２の直列回路を並列に接続した点である。通常、加熱コイル１１側からみたコイル及び磁気結合している被加熱物の等価インピーダンスは、被加熱物の材質によって大きく異なる。一般に材質が磁性の場合は、等価インダクタンス及び等価抵抗は大きく、非磁性の場合は共に小さくなる。従って、材質によって共振周波数が大きく異なるため、共振コンデンサの容量を切替え、ほぼ同一の共振周波数にすることが望ましい。これまでの実施形態では、共振コンデンサの容量は固定であった。本実施形態では、負荷となる被加熱物の材質、形状や電力に応じて、スイッチング素子３１，３２をオンオフ制御し、等価的に共振コンデンサ４，５の容量を変え、被加熱物を最適な条件で加熱することができる。 Seventh embodiment:
FIG. 19 is a circuit diagram of a main part of an electromagnetic induction heating device according to the seventh embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. 19 is different from the embodiment of FIG. 1 in that a series circuit of resonant capacitors 25 and 26 and switching elements 31 and 32 is connected in parallel to the resonant capacitors 4 and 5, respectively. Normally, the equivalent impedance of the coil viewed from the side of the heating coil 11 and the object to be magnetically coupled differs greatly depending on the material of the object to be heated. In general, when the material is magnetic, the equivalent inductance and equivalent resistance are large, and when the material is non-magnetic, both are small. Therefore, since the resonance frequency varies greatly depending on the material, it is desirable to switch the capacitance of the resonance capacitor so that the resonance frequency is substantially the same. In the embodiments so far, the capacity of the resonant capacitor has been fixed. In the present embodiment, the switching elements 31 and 32 are controlled to be turned on and off according to the material, shape and power of the heated object to be a load, and the capacitance of the resonant capacitors 4 and 5 is equivalently changed to optimize the heated object. It can be heated under conditions.

第８の実施形態：
図２０は、本発明の第８の実施形態による電磁誘導加熱装置の要部回路構成図である。図８と同一部分については同一符号を付し、説明は省略する。図２０において、図８の第２の実施形態と異なる点は、加熱コイル１１，１６及び直列接続した共振コンデンサ４，５及び２７，２８からなるコンデンサ直列回路をそれぞれ２組設けている点である。図２０において、直列接続された共振コンデンサ４，５からなるコンデンサ直列回路と、直列接続された共振コンデンサ２７，２８からなるコンデンサ直列回路とが並列に接続されて第１の（共振用の）コンデンサ直列回路を構成している。前記コンデンサ４，５の直列接続点と第１のスイッチング回路の直列接続点間には、スイッチング素子３３を介して加熱コイル１１が接続されている。他方、前記コンデンサ２７，２８の直列接続点と第１のスイッチング回路の直列接続点間には、スイッチング素子３４を介して加熱コイル６１が接続されている。又、第２のコンデンサ直列回路（２２，２３）の直列接続点と前記コンデンサ２７，２８の直列接続点間には、リアクトル２９が接続されている。 Eighth embodiment:
FIG. 20 is a main part circuit configuration diagram of the electromagnetic induction heating device according to the eighth embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG. 8 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. 20 is different from the second embodiment of FIG. 8 in that two sets of capacitor series circuits each including heating coils 11 and 16 and series-connected resonance capacitors 4, 5 and 27 and 28 are provided. . In FIG. 20, a capacitor series circuit comprising resonance capacitors 4 and 5 connected in series and a capacitor series circuit comprising resonance capacitors 27 and 28 connected in series are connected in parallel to form a first (resonance) capacitor. A series circuit is configured. A heating coil 11 is connected via a switching element 33 between the series connection point of the capacitors 4 and 5 and the series connection point of the first switching circuit. On the other hand, a heating coil 61 is connected via a switching element 34 between the series connection point of the capacitors 27 and 28 and the series connection point of the first switching circuit. A reactor 29 is connected between the series connection point of the second capacitor series circuit (22, 23) and the series connection point of the capacitors 27, 28.

本実施形態は、図１９の第７の実施形態と同様に、負荷となる被加熱物の材質、形状や電力に応じて、スイッチング素子３３，３４をオンオフ制御し、使用する加熱コイル１１又は６１を選択することができる。また、加熱コイル１１，６１を同時に使用することもできるため、被加熱物を最適な条件で加熱することができる。 In the present embodiment, similarly to the seventh embodiment of FIG. 19, the switching elements 33 and 34 are controlled to be turned on and off according to the material, shape, and power of the object to be heated, and the heating coil 11 or 61 to be used is used. Can be selected. Moreover, since the heating coils 11 and 61 can also be used simultaneously, a to-be-heated material can be heated on optimal conditions.

本実施形態において、加熱コイル及び直列接続した共振コンデンサからなるコンデンサ直列回路は３組以上設けることもできる。又、共振コンデンサ４，５からなるコンデンサ直列回路を２つ以上の加熱コイルで兼用しても構わない。 In the present embodiment, three or more sets of capacitor series circuits each including a heating coil and series-connected resonant capacitors can be provided. A capacitor series circuit composed of the resonant capacitors 4 and 5 may be shared by two or more heating coils.

第９の実施形態：
図２１は、本発明の第９の実施形態による電磁誘導加熱装置の要部回路構成図である。図２０と同一部分については同一符号を付し、説明は省略する。図２１において、図２０と異なる点は、直列に接続した加熱コイル１１，６２と、直列接続した共振コンデンサ４，５及び２７，２８からなるコンデンサ直列回路を２組設けている点である。図２１において、加熱コイル１１とスイッチング素子３３の直列接続点と、コンデンサ２７，２８の直列接続点間には、スイッチング素子３５を介して加熱コイル６２が接続されている。 Ninth embodiment:
FIG. 21 is a principal circuit configuration diagram of the electromagnetic induction heating device according to the ninth embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG. 20 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. 21 is different from FIG. 20 in that two sets of capacitor series circuits including heating coils 11 and 62 connected in series and resonance capacitors 4, 5 and 27 and 28 connected in series are provided. In FIG. 21, a heating coil 62 is connected via a switching element 35 between a series connection point of the heating coil 11 and the switching element 33 and a series connection point of the capacitors 27 and 28.

本実施形態によれば、図１９の第７の実施形態や図２０の第８の実施形態と同様に、負荷となる被加熱物の材質、形状や電力に応じて最適な条件で加熱することができる。すなわち、スイッチング素子３３，３５をオンオフ制御することにより、加熱コイル１１のみ使用する場合と、加熱コイル１１，６２の両方を使用する場合の選択及び電力制御により、最適な条件で加熱することができる。加熱コイル１１，６２の両方を使用し加熱コイルの巻数を増やすと、磁束が増えるため、銅又はアルミ等の非磁性でかつ抵抗が小さい被加熱物を加熱する場合に適している。 According to the present embodiment, as in the seventh embodiment of FIG. 19 and the eighth embodiment of FIG. 20, heating is performed under optimum conditions according to the material, shape, and power of the object to be heated. Can do. That is, by switching on and off the switching elements 33 and 35, heating can be performed under optimum conditions by selection and power control when only the heating coil 11 is used and when both the heating coils 11 and 62 are used. . When both the heating coils 11 and 62 are used and the number of turns of the heating coil is increased, the magnetic flux increases. Therefore, this is suitable for heating an object to be heated such as copper or aluminum that has a low resistance.

本実施形態において、加熱コイルは、それぞれ２つ以上直列に接続した構成でも構わない。又、第１のコンデンサ直列回路（４，５又は２７，２８）を２つ以上の加熱コイルで兼用しても構わない。 In the present embodiment, two or more heating coils may be connected in series. Further, the first capacitor series circuit (4, 5 or 27, 28) may be shared by two or more heating coils.

以上の実施形態においては、上下アームの導通比を制御するものとして説明したが、本発明による電磁誘導加熱装置は、インバータの駆動周波数を制御して電力を調整することも可能である。特に、加熱部が一つの場合には、うなり発生の惧れが無いので、上下アームの導通比を同一にし、インバータの駆動周波数を制御して電力を調整することは有効である。 In the above embodiment, although it demonstrated as what controls the conduction ratio of an up-and-down arm, the electromagnetic induction heating apparatus by this invention can also control electric power by controlling the drive frequency of an inverter. In particular, when there is only one heating unit, there is no risk of beats occurring. Therefore, it is effective to adjust the power by controlling the drive frequency of the inverter with the same conduction ratio between the upper and lower arms.

本発明は、一般家庭や業務用として使用される誘導加熱調理器をはじめ、温水発生、低温・高温の水蒸気発生装置、金属の溶解、複写機トナー定着用の熱転写ローラドラムなど多岐にわたる熱源の電源として適用できる。 The present invention is a power source for a wide variety of heat sources such as induction heating cookers used for general households and businesses, hot water generation, low temperature / high temperature steam generators, metal melting, thermal transfer roller drums for copying machine toner fixing, etc. As applicable.

本発明の第１の実施形態による電磁誘導加熱装置の回路構成図。The circuit block diagram of the electromagnetic induction heating apparatus by the 1st Embodiment of this invention. 図１の実施形態における高周波動作を説明する動作波形図。The operation | movement waveform diagram explaining the high frequency operation | movement in embodiment of FIG. 図１の実施形態における電源１周期内の動作を説明する動作波形図。The operation | movement waveform diagram explaining the operation | movement within 1 cycle of the power supply in embodiment of FIG. 図１の実施形態における電磁誘導加熱装置の周波数に対する電力依存性を示す特性図。The characteristic view which shows the electric power dependence with respect to the frequency of the electromagnetic induction heating apparatus in embodiment of FIG. 図１の実施形態におけるスイッチング素子の導通比に対する電力依存性を示す特性図。The characteristic view which shows the electric power dependence with respect to the conduction ratio of the switching element in embodiment of FIG. 図１の実施形態による電磁誘導加熱装置の電力に対する直流電圧の関係を示す特性図。The characteristic view which shows the relationship of the DC voltage with respect to the electric power of the electromagnetic induction heating apparatus by embodiment of FIG. 本発明の第１の実施形態である電磁誘導加熱装置の一部を変形した要部回路図。The principal part circuit diagram which deform | transformed a part of electromagnetic induction heating apparatus which is the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第２の実施形態による電磁誘導加熱装置の回路構成図。The circuit block diagram of the electromagnetic induction heating apparatus by the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第２の実施形態の変形例を示す要部回路図。The principal part circuit diagram which shows the modification of the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施形態による電磁誘導加熱装置の回路構成図。The circuit block diagram of the electromagnetic induction heating apparatus by the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施形態である電磁誘導加熱装置の回路構成図。The circuit block diagram of the electromagnetic induction heating apparatus which is the 4th Embodiment of this invention. 図１１の実施形態における動作を説明する動作波形図。The operation | movement waveform diagram explaining the operation | movement in embodiment of FIG. 本発明の第５の実施形態による電磁誘導加熱装置の回路構成図。The circuit block diagram of the electromagnetic induction heating apparatus by the 5th Embodiment of this invention. 図１３の短絡回路４０の動作について示すタイミングチャート。14 is a timing chart showing the operation of the short circuit 40 of FIG. 本発明の第６の実施形態による電磁誘導加熱装置の回路構成図。The circuit block diagram of the electromagnetic induction heating apparatus by the 6th Embodiment of this invention. 図１５の実施形態における降圧制御方法を説明する動作説明図。Operation | movement explanatory drawing explaining the pressure | voltage fall control method in embodiment of FIG. 図１５の実施形態の別の降圧制御方法を説明する動作説明図。Operation | movement explanatory drawing explaining the another pressure | voltage fall control method of embodiment of FIG. 図１５の実施形態における昇圧制御方法を説明する動作説明図。Operation | movement explanatory drawing explaining the pressure | voltage rise control method in embodiment of FIG. 本発明の第７の実施形態による電磁誘導加熱装置の要部回路構成図。The principal part circuit block diagram of the electromagnetic induction heating apparatus by the 7th Embodiment of this invention. 本発明の第８の実施形態による電磁誘導加熱装置の要部回路構成図。The principal part circuit block diagram of the electromagnetic induction heating apparatus by the 8th Embodiment of this invention. 本発明の第９の実施形態による電磁誘導加熱装置の要部回路構成図。The principal part circuit block diagram of the electromagnetic induction heating apparatus by the 9th Embodiment of this invention.

Explanation of symbols

１…交流電源、２，３，８，９，１４，１５，１８，１９，４４，４５，４８，４９…ダイオード、４，５，２５，２６，２７，２８…共振用コンデンサ、１０，１２，１３…スナバコンデンサ、２２，２３…フィルタコンデンサ、６，７，１６，１７，３０〜３５，４１，４３，４６，４７…スイッチング素子、１１，６１，６２…加熱コイル、２０…フィルタ、２１，２４，２９…リアクトル、４０…短絡回路、４２…整流回路、５０…インバータ、６０…昇圧チョッパ回路、６０１…昇降圧チョッパ回路。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... AC power supply 2, 3, 8, 9, 14, 15, 18, 19, 44, 45, 48, 49 ... Diode, 4, 5, 25, 26, 27, 28 ... Resonance capacitor 10, 12 , 13 ... Snubber capacitor, 22, 23 ... Filter capacitor, 6, 7, 16, 17, 30 to 35, 41, 43, 46, 47 ... Switching element, 11, 61, 62 ... Heating coil, 20 ... Filter, 21 , 24, 29 ... reactor, 40 ... short circuit, 42 ... rectifier circuit, 50 ... inverter, 60 ... boost chopper circuit, 601 ... step-up / down chopper circuit.

Claims

An AC power supply, a rectifier that rectifies the voltage of the AC power supply, and an inverter that inputs the output of the rectifier and supplies high-frequency power to the heating coil, the inverter being a first capacitor composed of a resonance capacitor connected in series A series circuit and a switching circuit composed of two switching elements connected in series are connected in parallel, and each of the two switching elements includes a diode in antiparallel, and each series of the first capacitor series circuit and the switching circuit In the electromagnetic induction heating device in which the heating coil is connected between connection points, a series connection point in a second switching circuit including two switching elements connected in series and a series connection point of two diodes in the rectifier A series circuit of the AC power supply and a reactor is connected between the second switching circuit and the second switching circuit. The said two switching elements, in parallel, by connecting the series of diodes and the capacitor, connecting the respective series connection point of the two series body to the DC input terminal of the inverter, the alternating current power supply An electromagnetic induction heating apparatus comprising a step-up chopper connected from the output side of the rectifier toward the inverter so as to form first and second step-up choppers during positive and negative periods, respectively. .

An AC power supply, a rectifier that rectifies the voltage of the AC power supply, and an inverter that inputs the output of the rectifier and supplies high-frequency power to the heating coil, the inverter being a first capacitor composed of a resonance capacitor connected in series A series circuit and a switching circuit composed of two switching elements connected in series are connected in parallel, and each of the two switching elements includes a diode in antiparallel, and each series of the first capacitor series circuit and the switching circuit In the electromagnetic induction heating device in which the heating coil is connected between connection points, a second switching circuit composed of two switching elements connected in series, a second rectifier composed of two rectifying elements connected in series, and the rectifier Connecting the AC power supply between the series connection points of the respective rectifying elements of the second rectifier, The second switching circuit and the second rectifier are connected in parallel, and a series connection point of two switching elements in the second switching circuit and a series connection of two rectifying elements in the second rectifier A reactor is connected between the output terminal of the rectifier and the output terminal of the second rectifier, and each of the two switching elements in the second switching circuit includes: By connecting a series body of a diode and a capacitor in parallel, and connecting a series connection point of each of these two series bodies to a DC input terminal of the inverter , each of the AC power supplies is connected in positive and negative periods. so as to form a first and second buck-boost chopper, further comprising a buck-boost chopper that is connected toward the inverter from the output side of the rectifier Electromagnetic induction heating device according to symptoms.