JP3992908B2

JP3992908B2 - Transmission apparatus using orthogonal frequency division multiplexing modulation system

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Publication number: JP3992908B2
Application number: JP2000192311A
Authority: JP
Inventors: 俊之秋山
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2000-06-27
Filing date: 2000-06-27
Publication date: 2007-10-17
Anticipated expiration: 2020-06-27
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送方式として、互いに直交する複数本の搬送波(キャリア)で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下ＯＦＤＭ方式と記す）を用いた伝送装置であって、この複数本のキャリアを複数のキャリア区に分離し、各キャリア区を変調する変調方式を各キャリア区毎に設定できる伝送装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線装置の分野では、マルチパスフェージングに強い変調方式として、ＯＦＤＭ方式が脚光を集め、欧州や日本を初めとする各国の次世代のテレビ放送、ＦＰＵ(Field Pick-up Unit)、無線ＬＡＮ等の分野で多くの応用研究が進められている。この内、ＵＨＦ帯の地上波ディジタル放送の開発動向と方式については、「映像情報メディア学会誌」１９９８Ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．１１に、詳しく開示されている。
従来例として、日本のＵＨＦ帯の地上波ディジタル放送方式のシステム構成を取り上げて説明する。但し、このシステムは、非常に複雑な構成であるため、ここでは、本発明の理解に必要な範囲について簡単化して説明する。
図４はこの放送システムのキャリア構造を説明する図である。約１４００本のキャリアは、１３セグメントの区に分割されている。
伝送する信号としては、３チャンネル(３階層)の情報符号まで同時に伝送でき、各階層が使用するセグメント数と変調方式を自由に選択できる。
ここで、変調方式としては、同期検波を用いる変調方式(同期変調方式)と差動検波を用いる変調方式(差動変調方式)が用意されている。但し、差動変調方式で変調されたキャリアは、図５のように帯域の中心部のセグメントに配置され、同期変調方式で変調されるキャリアは、その外側のセグメントに配置される。
同時に伝送する階層数は、１から３階層の中から自由に選択できる。
図５は、Ａ階層を４相差動位相偏移変調(ＤＱＰＳＫ：Differential Quadrature Phase Shift Keying)方式、Ｂ階層を１６値直交振幅変調(１６ＱＡＭ：16 Quadrature Amplitude Modulation)方式、Ｃ階層を６４値直交振幅変調(６４ＱＡＭ：64 Quadrature Amplitude Modulation)方式で変調して伝送する場合の一例である。
【０００３】
ここでは、本発明が、上記変調方式の内の同期変調方式で伝送される情報符号の符号誤り率の低減に関するものであるため、同期変調方式、例えば６４ＱＡＭで変調するキャリア部分の構造について更に詳しく説明する。
図６は、同期変調方式で変調するセグメントのキャリア構造を更に詳しく説明する図である。
ここで、１階層の情報符号の伝送に全セグメントを使用するモードの場合は、同様の構造がその帯域内に渡って繰り返されると考えて良い。
図６において、横方向は周波数、縦方向は時間の経過を表し、横と縦の方向に並んだ四角印「□」は、それぞれが１つのキャリアを表す。従って、縦方向に並ぶ四角印「□」の１列が、ＯＦＤＭ信号を構成する１つのシンボルを表す。
ＳＰと書かれた四角印「□」は、復調の際の基準信号を再生するのに用いられるパイロット信号の位置を示している。また、何も書かれていない「□」は、６４ＱＡＭで変調された信号位置を表している。
ここで、パイロット信号は周波数方向と時間方向にばらまかれた配置になっているため、ＳＰ(Scattered Pilot)と銘々されている。
ただし、図６はＳＰの配置を模式的に示しただけであり、本来であれば記載しなければならない、制御信号伝送用のＴＭＣＣ(Transmission and Multiplexing Configuration Control)キャリア、付加情報ＡＣ(Auxiliary Channel)キャリアは、省略してある。
また、地上波ディジタル放送方式では時間方向にＳＰがあるキャリアの横方向の間隔は３本間隔であるのに対し、図６では５本間隔に変更してある。これは後述の本発明の説明を表現し易いように変更したものであって、本質的な内容は変わらない。つまり、図６は、従来方式の１つのバリエーションと考えることができる。
【０００４】
ところで、６４ＱＡＭ方式の信号点は、図７の直交座標面に破線の丸印「○」で示す６４個の信号点で構成され、各信号点はそれぞれ６ビットからなる、互いに異なる符号列に対応させられている。
６４ＱＡＭ方式による変調処理は、入力された符号列を６ビット単位に分割し、上記６４個の信号点の中から分割した各６ビットの符号に対応する信号点、例えば実線の丸印「○」の信号点を選択し、選択された信号点に対応する変調信号を出力することで実施される。
一方、受信された変調信号は、伝送される過程で雑音、その他の影響を受けて歪み、受信信号の信号点は、例えば、図７の実線の丸印「○」の位置からバツ印「×」の位置に移動してしまう。
６４ＱＡＭの復調処理は、図７の破線の丸印「○」で示す６４ＱＡＭの信号点の中から、バツ印「×」で示す受信信号の信号点に最も近い信号点を選択し、選択した信号点に対応する６ビットの符号を出力することによって実施される。
この復調処理を実施するには、受信信号に対する破線の「○」の正しい信号点位置を知る必要があるが、その位置を再生するには、例えば図７の信号空間上の座標点ａの正確な位置を表す基準信号ベクトルの向きと大きさが分かればよい。
【０００５】
ところで、受信信号の基準信号ベクトルの向きと大きさは、伝送系で発生するマルチパス等の影響を受け、図８のように位相が回転し振幅も変化してしまう。
このように基準信号ベクトルの位相と大きさは、各時間あるいは各キャリア毎に変化するが、その変化の仕方は通常滑らかな曲線を描き、時間方向とキャリア方向に強い相関を持つ。そのため、図６の任意のシンボルの任意のキャリアの変調信号Ａに対する基準信号ベクトルは、まばらに伝送された複数のＳＰ信号を内挿して求めることができる。図６では、この内挿演算を効率的に実施できるようにＳＰを配置している。
図６のキャリア構造の信号から基準信号ベクトルを再生する方法については、地上波ディジタル放送方式には特に規定はない。しかし、例えば、図９に示す回路で実現できる。
【０００６】
図９はＯＦＤＭ方式の受信装置の基準信号ベクトルを再生する回路部分を抜き出したものである。
高速フーリエ変換回路(ＦＦＴ：Fast Fourier Transform)５から出力された受信信号は、時間方向内挿回路６と遅延回路７に入力される。この内、時間方向内挿回路６では、図１０に斜線で示すように、時間方向にパイロット信号ＳＰを含むキャリア毎に所定のタップ数のＬＰＦに通し、時間方向に内挿された基準信号ベクトル信号として出力する。このＳＰが配置されているキャリアを、以後、ＳＰキャリアと記す。
【０００７】
図１１は、図６の一点鎖線３のキャリアを取り上げ、上記の時間方向の内挿方法を模式的に示したものである。横軸は時間軸でありシンボル毎に目盛を付してある。 ○印を付した縦線は、受信されたＳＰの信号ベクトルを表している。ここで、或るＳＰ、例えばＳＰ１が受信された後、次のＳＰ２が受信されるまでの間のシンボルの基準信号ベクトル信号は、時間的に前後する位置にある複数のＳＰの信号ベクトルを用い、一定タップ数のＬＰＦにより内挿して求める。
この時間方向の内挿演算により、図１０の斜線を付した５本間隔のキャリアの基準信号ベクトルが算出される。この時、ＬＰＦの演算では、タップ数と同じシンボル数の信号が必要になり、内挿信号はタップ数の約半分のシンボル数遅れて出力される。
遅延回路７は、受信信号のタイミングをこの内挿信号のタイミングに合わせるために挿入した回路である。
【０００８】
一方、図６のＳＰが配置されていないキャリアにある変調信号Ａの基準信号ベクトルは、ＳＰキャリアの基準信号ベクトルをキャリア方向に内挿して求める。図９のキャリア方向内挿回路８は、この内挿演算を実施する回路である。
図１２は、図１０の一点鎖線４のシンボルを取り上げ、上記のキャリア方向の内挿方法を模式的に示したものである。横軸は周波数軸であり、キャリア位置毎に目盛を付してある。太い矢印は時間軸方向に内挿して求めた図１０の斜線を付したキャリアの基準信号ベクトルＷ(１)，Ｗ(5+1)，Ｗ(2×5+1)，・・・を表している。ここで、括弧内の数字はキャリア番号である。
太い矢印の無いキャリア位置Ａの基準信号ベクトルは次の様にして算出する。まず、図１２の太い矢印が無いキャリアのベクトルの大きさを０として得られる信号Ｗ(１)，０，・・，０，Ｗ(5+1)，０，・・，０，Ｗ(2×5+1)，・・・・を、例えばタップ数２３タップの通常のディジタルＬＰＦに通すことによって、破線で表す滑らかな内挿信号を算出する。この様にして算出した内挿信号を、変調信号Ａの基準信号ベクトルとして出力する。
キャリア方向内挿回路８で再生された基準信号ベクトル信号と、遅延回路７でタップ数の約半分のシンボル数だけ遅延された受信信号は、６４ＱＡＭ復調回路９に入力され、図８のように変形した信号点位置を、図７の正しい位置に直すことにより、情報符号を復調することができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、このようにキャリア方向の相関を利用する基準信号ベクトルの再生方法では、次のような問題が生じる。すなわち、キャリア方向の内挿に用いるディジタルＬＰＦは、例えばタップ数２３タップを持つフィルタであり、任意のキャリア番号の内挿値を求めるには、図１２に示す様に、例えば、そのキャリアの前後１１キャリア分の信号が必要になる。
ここで、帯域の中程にあるキャリアに対する内挿値を算出する際は、その前後に、必要な本数のキャリアが必ずあるので問題は生じない。
しかし、このフィルタの特性を検討する過程で、この内挿演算の処理において、以下のような問題が内在することになる。即ち、帯域の境界近傍では、状況が上記の状況と異なると言う点である。
図１３に示すように、帯域の境界近傍では、内挿値を求めようとしているキャリア位置の一方側、図１３の場合は低周波数側にはキャリアが存在しなくなる。
即ち、この場合、正しい内挿演算が実施されるのに必要な、太い破線の矢印で示す基準信号ベクトルが存在しないので、正しい内挿値が得られなくなる。
ここで、本来あるべき基準信号ベクトルと内挿値との差である歪みベクトルの大きさを図示すると、図１４のようになる。この図では、周波数軸上のキャリア位置に目盛が付してあり、ＳＰキャリアの位置には、周波数軸上に丸印「○」が付してある。
【００１０】
この図１４から、キャリア方向の内挿値の正しい基準信号ベクトルからの歪みは、キャリア方向の内挿に用いるディジタルＬＰＦのタップ数のほぼ１／２のキャリア本数の範囲で、キャリアが帯域の端に近づくに従って急激に増加していることが分かる。
例えば、一番端のＳＰキャリア１０と２番目のＳＰキャリア１１の間のキャリアにおいては、伝送系で混入するマルチパスの条件によっては、正しい基準信号ベクトルの大きさの１／７を越える歪みが生じることになる。
ここで発生する歪みには基準信号ベクトルの方向を回転させる成分と大きさを変える成分があるが、何れにしてもこの基準信号ベクトルに対する歪みの影響は以下に説明するように非常に大きい。
例えば図１５は、基準信号ベクトルの大きさに約１／７の歪みが生じた場合の信号点のずれを示したもので、内挿演算で求めた基準信号ベクトルから算出した信号点は実線の丸印「○」で表され、正しい基準信号ベクトルから算出される信号点は破線の丸印「○」で表されている。
図１５から明らかなように、この場合、例え正しい信号点Ｂの近傍にあるバツ印「×」の位置で信号が受信されたとしても、隣の信号点Ｃと誤って復調されてしまうことになり、非常に高い頻度で、符号誤りが発生する。
【００１１】
例えば変調方式が６４ＱＡＭ、キャリア本数が１４００本のＯＦＤＭにおいては、帯域の端で基準信号ベクトルに大きな歪みが発生してしまうキャリアの本数が、両サイド合わせて僅か約６本であったとしても、システム全体としての符号誤り率は、６／(１４００×６)＝約１×１０^-3程度にも達してしまう。
これでは、ビタビ復号等の誤り訂正を施すシステムの場合には、到底対応できない。つまり、このような誤り訂正を施した場合、誤り訂正前の符号誤り率は、通常、１０^-3程度以下の性能が要求されるからである。なお、ここでは、帯域の端にある６本のキャリアは信号点に対応する６ビットの符号の内の１ビットのみ誤るものとする。
また、この６本のキャリアは必ず誤るとしている。なお、この６本のキャリアで伝送する符号によっては誤りを生じない場合もある。しかし、この点を考慮しても、符号誤り率は１×１０^-3から１×１０^-4程度の、かなり高い頻度で符号誤りが発生する。
この符号誤りは、マルチパスが有ると、受信信号に全く雑音が含まれていない場合でも生じる。これは、受信状態を改善しても、符号誤り率を一定値以下に下げられないことを意味する。
つまり、再生された基準信号ベクトルにこの様に大きな歪みが生じるか否かは、伝送系で混入するマルチパス成分の大きさと遅延時間に依存するもので、常時、発生するものではないが、上記のような従来技術が、伝送系の環境の変化に非常に弱いシステムになることに変わりはない。
本発明は、これらの欠点を除去し、大きな規模の回路を用いることなく、伝送系の環境の変化にも強く、同期変調方式による良好なＯＦＤＭ方式の伝送装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記の目的を達成するため、位相が互いに直交する複数本のキャリアを用いて情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式の伝送装置であって、上記複数本のキャリアを複数のキャリア区に分割し、当該各キャリア区毎に所定の変調方式を用いる伝送装置において、上記複数のキャリア区中に、同期検波による変調方式(同期変調方式)を用いる所定のキャリア区を挟んでその周波数帯域の両側に、当該同期変調方式の多値数が異なるかあるいは当該所定のキャリア区で用いられる誤り訂正符号と訂正能力が異なる同期変調方式のキャリア区を、少なくとも１つ以上連続して割り当てるようにしたものである。
また、上記連続して割り当てられる同期変調方式のキャリア区の周波数帯域の両側に、少なくとも差動検波による変調方式(差動変調方式)を用いるキャリア区を割り当てるようにしたものである。
更に、上記連続して割り当てられる同期変調方式のキャリア区の内の最も外側のキャリア区には、当該キャリア区の内側に位置するキャリア区を変調する同期変調方式の多値数より低い多値数か、あるいは当該キャリア区の内側に位置するキャリア区で用いられる誤り訂正符号より訂正能力が高い誤り訂正符号を用いるキャリア区を割り当てるようにしたものである。
また、位相が互いに直交する複数本のキャリアを用いて情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式の伝送装置であって、上記複数本のキャリアを複数のキャリア区に分割し、当該各キャリア区毎に所定の変調方式を用いる伝送装置において、上記複数のキャリア区中に、同期検波による変調方式を用いる所定のキャリア区(同期式キャリア区)を挟んでその周波数帯域の両側に、少なくとも差動検波による変調方式を用いるキャリア区(差動式キャリア区)を割り当て、当該差動式キャリア区内に、上記同期式キャリア区内に設けられた基準信号の再生に用いるパイロット信号と同じ間隔のパイロット信号を伝送するキャリアを設けるようにしたものである。
更に、上記差動式キャリア区内に設けられるパイロットキャリアは、上記同期式キャリア区との境界部分から所定の範囲内に、当該境界部分における基準信号ベクトルの内挿演算に必要とする本数分、挿入されるようにしたものである。
【００１３】
その結果、本発明によるＯＦＤＭ方式の伝送装置によれば、同期変調方式で変調して伝送する情報符号の符号誤り率を低減できる効果が得られる。
即ち、本発明のＯＦＤＭ方式の伝送装置は、同期検波による変調方式を用いる所定のキャリア区を挟んでその周波数帯域の両側に、当該同期変調方式の多値数が異なるかあるいは当該所定のキャリア区で用いられる誤り訂正符号と訂正能力が異なる同期変調方式のキャリア区を、少なくとも１つ以上連続して割り当て、しかも、この連続するキャリア区の内の最も外側のキャリア区には、内側に位置するキャリア区の多値数より低い多値数か、内側に位置するキャリア区で用いられる誤り訂正符号より訂正能力が高い誤り訂正符号を用いるキャリア区を割り当てている。
連続したキャリア区の最も外側にあって多値数が低い同期変調方式は、その内側にあって多値数が高い同期変調方式に比べ、基準信号ベクトルの歪みの影響を受け難い。特に、多値数の高いキャリア区は、基準信号ベクトルに歪みが生じない連続したキャリア区の内部にある。そのため、基準信号ベクトルの歪みの影響を無視することができるようになる。つまり、各キャリア区の変調方式を全く任意に選んで伝送する従来方式に比べ、同期変調方式で伝送する情報符号の符号誤り率を低減することができる。なお、訂正能力が高い誤り訂正符号を用いても、基準信号ベクトルの歪みの影響を受け難く、同様の効果が得られる。
また、本発明のＯＦＤＭ方式の伝送装置では、同期検波による変調方式を用いる所定のキャリア区(同期式キャリア区)を挟んでその周波数帯域の両側に、少なくとも差動検波による変調方式を用いるキャリア区(差動式キャリア区)を割り当て、当該差動式キャリア区内に、上記同期式キャリア区内に設けられた基準信号の再生に用いるパイロット信号と同じ間隔のパイロット信号を伝送するキャリアを設けている。そのため、同期式キャリア区の境界付近においてもパイロット信号がなくならず、再生する基準信号ベクトルに歪みが生じることがなく、同期式キャリア区で伝送する情報符号の符号誤り率を大幅に低減することができる。この時、差動式キャリア区内のキャリア位置に対して再生された基準信号ベクトルには、従来と同じ歪みが発生する。しかし、差動変調方式で変調された信号の復調では基準信号ベクトルを用いる必要がない。従って、差動式キャリア区で伝送される情報符号の符号誤り率には何ら影響が生じない。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による直交周波数分割多重変調伝送装置について、図示の実施例により詳細に説明する。
図１は、本発明の第１の実施例における複数のキャリア区構造の一例を示すもので、複数本のキャリアを単位としてブロック化し、模式的に示している。
図１に示す様に、伝送帯域Ｗの中央部分には、最も多値数が高い、例えば６４ＱＡＭの同期変調方式で変調された第１のキャリア区１２が形成されている。
そして、このキャリア区１２を挟んでその両側に連続して位置するキャリア区１３とキャリア区１４は、キャリア区１２より多値数が低い、例えば１６ＱＡＭの同期変調方式で変調された第２と第３のキャリア区である。ここで、これら同期変調方式で変調されたキャリア区を、以下、同期式キャリア区とも称す。
この様に本実施例は、異なる同期変調方式で変調された複数のキャリア区が、連続したキャリア区を形成する構成である。なお図１では、キャリア区１３の外側に、ＤＱＰＳＫの様な差動変調方式で変調されたキャリア区（以下、差動式キャリア区とも称す）１５が形成されているが、以下に説明する本実施例の効果は、差動式キャリア区の有無に拘わらず成り立つものである。ここで、図１の各キャリア区のブロック内に記された６４，１６，Ｄは、それぞれ、６４ＱＡＭ，１６ＱＡＭ，ＤＱＰＳＫ変調方式で変調されたキャリア区のブロックであることを表している。
なお本実施例においても、キャリア区１５とキャリア区１３の境界部ｂ、及びキャリア区１４とその外側の帯域外の領域との境界部ｃで、再生された基準信号ベクトルに生じる歪み状況は、従来の方法の場合と何ら変わらない。つまり、それぞれの境界部では、再生された基準信号ベクトルに、図１４に示すものと同じ歪みが発生する。
【００１５】
また、図１に示すキャリア構造は、ＯＦＤＭ信号のＮ本のキャリアを、複数のキャリア区に分離し、各キャリア区毎に異なる変調方式で変調する点においては、図５に示す従来の地上波ディジタル放送方式のキャリア構造と同じである。
ただし、図５の従来のキャリア構造では、同期変調方式のキャリア区を、伝送帯域の中心部を除く任意の位置に配置するキャリア構造である。
つまり、図５の従来のキャリア構造では、６４ＱＡＭで変調されたセグメント(キャリア区)の一方は、パイロット信号が存在しない伝送帯域外の領域に、直接接することになる。
これに対して図１の本実施例では、パイロット信号が存在しない領域に接しているのは、多値数が低い１６ＱＡＭで変調されたキャリア区１３，１４であり、多値数が高い６４ＱＡＭで変調されたキャリア区１２は、多値数は低いが、パイロット信号が存在する１６ＱＡＭで変調された２つのキャリア区の間に位置するよう配置されている点が、従来のキャリア構造と異なる。
即ち本実施例は、伝送帯域の最も外側に位置するキャリア区(最外キャリア区)は、例えば、１６ＱＡＭによって変調されており、その内側に位置するキャリア区(内部キャリア区)は、例えば、６４ＱＡＭによって変調されていると言う様に、最外キャリア区のキャリアを変調する変調方式を、内部キャリア区のキャリアを変調する同期変調方式の多値数より低い多値数の同期変調方式で変調するものとしている点が、従来の図５のキャリア構造と異なるものである。
【００１６】
この様に、本実施例では、多値数の大きさに応じて複数のキャリア区の配置を設定しているため、多値数が高い６４ＱＡＭで変調されるキャリア区１２の両側には、キャリア区１２と同じ間隔でパイロット信号が挿入されている１６ＱＡＭで変調されたキャリア区１３，１４が、必ず存在することになる。
そのため、多値数が高い同期変調方式である６４ＱＡＭで変調されているキャリア区１２の境界部ｄでは、再生された基準信号ベクトルに歪みが生じない。
従って、多値数が高い６４ＱＡＭで変調されているキャリア区１２で伝送された情報符号は、歪みなく再生された基準信号ベクトルを用いて復調することができ、符号誤り率の低い情報符号を復調することができる。
一方、１６ＱＡＭで変調されたキャリア区１３，１４の復調で用いる基準信号ベクトルには、従来と同じ歪みが残ることになる。しかしながら、ここで用いられている変調方式(１６ＱＡＭ)の多値数は、内側のキャリア区１２の同期変調方式(６４ＱＡＭ)の多値数より低く、基準信号ベクトルの歪みに強い。
そのため、総合的にみると、基準信号ベクトルの歪みの影響が少ない伝送装置を構成することができる。
この様に本実施例によるキャリア区の構造を用いると、多値数が高い同期変調方式で変調されている情報符号の復調符号の符号誤り率を低減できる効果が得られる。また、総合的にも符号誤り率の少ない、同期変調方式を用いた伝送装置を構成することができる効果が得られる。
【００１７】
次に本発明による第２の実施例を第１の実施例と同じ図１を用いて説明する。第１の実施例との違いは、連続する複数のキャリア区の内、内部キャリア区１２で伝送される情報符号に用いる誤り訂正符号としては、例えば３／４の畳み込み符号を用い、キャリア区１３，１４で伝送される情報符号に用いる誤り訂正符号としては、キャリア区１２で用いる誤り訂正符号より誤り訂正能力の高い、例えば１／２の畳み込み符号を用いる点にある。ここで、キャリア区１３，１４の変調方式も、キャリア区１２と同じ６４ＱＡＭとしても良い。なお、図１にはキャリア区１３とキャリア区１４を１６ＱＡＭで変調する場合を記してあるが、以下の説明では、キャリア区１３とキャリア区１４も６４ＱＡＭで変調するものとして説明する。
本実施例では、誤り訂正前の復調符号の符号誤り率は、図５の従来のキャリア区構造における、６４ＱＡＭで変調したキャリア区の誤り訂正前の符号誤り率と同じである。
しかしながら、誤り訂正前の符号が符号誤りを起こし易いキャリア区の境界ｂと境界ｃのキャリアは、誤り訂正能力が高い１／２畳込み誤り訂正符号を用いたキャリア区１３とキャリア区１４内のキャリアである。
そのため、誤り訂正後の復号した情報符号の符号誤り率は、図５に示す従来の複数のキャリア区を任意に配置した場合に比べて、低減できる効果が得られる。
従って、総合的に符号誤り率の少ない、同期変調方式を用いた伝送装置を構成することができる効果が得られる。
この様に、第２の実施例においても、第１の実施例と同様に、同期変調方式で変調されている信号を復号して得た情報符号の符号誤り率を、低減できる効果が得られる。また、総合的にも符号誤り率の少ない、同期変調方式を用いた伝送装置を構成することができる効果が得られる。
【００１８】
次に、本発明による第３の実施例におけるキャリア区構造の一例を図２に示し、以下詳しく説明する。
本実施例においては、図２に示す様に、伝送帯域Ｗの中央部分には、多値数が高い、例えば、６４ＱＡＭの同期変調方式で変調された同期式キャリア区１６が形成されている。そして、この同期式キャリア区１６を挟んで、その両側に、第１の差動式キャリア区１７と第２の差動式キャリア区１８が配置されている。
本実施例では更に、同期式キャリア区１６の内部に設けられたパイロット信号と同じ間隔のパイロット信号を伝送するキャリアを、隣接する差動式キャリア区１７，１８の内部に設けるキャリア構成としたものである。
図３は、図２の差動式キャリア区１７と同期式キャリア区１６の境界部分ｅのキャリア構造を拡大して示したもので、図６の従来技術の場合と同じく、横方向は周波数、縦方向は時間の経過を表し、横と縦の方向に並んだ四角印「□」は、それぞれが１つのキャリアを表している。従って、縦方向に並んだ四角印「□」は、ＯＦＤＭ信号を構成する１つのシンボルを表す。
ＳＰと記された四角印「□」は、復調の際の基準信号を再生するのに用いられるパイロット信号の位置を示している。また、何も記されていない「□」は、６４ＱＡＭで変調された信号位置を表している。Ｄと記された四角印「□」は、そのキャリアをＤＱＰＳＫ，８ＤＰＳＫ，１６ＤＡＰＳＫ等の復調に基準信号ベクトルを必要としない差動変調方式で変調された信号位置を表している。
即ち、Ｄと記された「□」が並ぶ領域が差動式キャリア区であり、何も記されていない「□」とＳＰと記された「□」が並ぶ領域が同期式キャリア区である。
また、時間方向の内挿演算により基準信号ベクトルを求めるＳＰキャリアには、図１０と同様に斜線を付してある。
【００１９】
ここで、ＳＰキャリア１９は、従来と同様に同期式キャリア区(図２の１６)の内部に設けられたＳＰキャリアである。ＳＰキャリア２０は、差動式キャリア区(図２の１７)の内部に新たに設けたＳＰキャリアであり、ＳＰキャリア１９と同じ間隔で差動式キャリア区の内部に挿入されるものである。
本実施例の様に、差動式キャリア区内部にもＳＰキャリアを設けておくことによって、基準信号ベクトルを再生するときの実効的な帯域が広がったのと等価になる。
即ち、第３の実施例では、同期式キャリア区の外側に、ＳＰキャリアが設けられた差動式キャリア区が配置されているため、図１４のように大きな歪みが発生することになる帯域の境界部は、同期式キャリア区には存在しなくなり、大きな歪みが発生しなくなる。
従って、第３の実施例によれば、同期式キャリア区により伝送される情報符号の符号誤り率を大幅に低減することができる。
なお、この代償として差動式キャリア区の情報符号を伝送するキャリア本数がＳＰキャリア本数分減り、伝送レートの低下を招くことになる。しかし、挿入されるＳＰキャリアの本数は、数本程度あれば充分効果が得られるものである。
通常、この差動式キャリア区を構成するキャリア本数は１００本から数百本で構成されることを考慮すると、情報符号の伝送レートの低下は、ほとんど問題にならないものである。
【００２０】
ここで、この差動式キャリア区に挿入されるＳＰキャリアは、同期式キャリア区との境界部から所定の範囲内に、例えば、境界部における基準信号ベクトルの内挿演算に必要とされる本数分、挿入されていれば充分である。勿論、回路構成を簡単にするため、差動式キャリア区の全体に、同期式キャリア区の内部に設けられたＳＰキャリアと同じ間隔で、ＳＰキャリアを挿入しても良い。但し、この場合は、差動式キャリア区において伝送する情報符号の伝送レートを下げることになる。
ここで、挿入されるＳＰキャリアが、上記境界部における基準信号ベクトルの内挿演算に必要とされる本数より少ないと、前述のように、基準信号ベクトルに歪みが残ることになる。しかし、ＳＰキャリアが上記境界部から、順に正しく挿入されていれば、その本数に応じて、図１４に示す割合で歪み量を低減できる効果が得られる。
この様に、本実施例による同期方式キャリア区の構造と差動式キャリア区内部のキャリア構造を用いると、同期変調方式で変調されている情報符号の符号誤り率を大幅に低減でき、良好なる同期変調方式を用いた伝送装置を構成することができる。
【００２１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、同期変調方式で変調されている信号を復号して得た情報符号の符号誤り率を、大幅に低減することができる。また、総合的にも符号誤り率の少ない、同期変調方式を用いた伝送装置を構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるＯＦＤＭ伝送装置のキャリア区構造の一実施例を示す模式図
【図２】本発明によるＯＦＤＭ伝送装置のキャリア区構造の他の実施例を示す模式図
【図３】図２のキャリア区構造の他の実施例におけるキャリア配置の一例を示す模式図
【図４】地上波ディジタル放送方式におけるキャリア構造の一例を説明する模式図
【図５】地上波ディジタル放送方式におけるキャリア区構造の一例を説明する模式図
【図６】地上波ディジタル放送方式におけるキャリア配置の一例を説明する模式図
【図７】６４ＱＡＭ方式における信号点配置を説明する模式図
【図８】受信側における受信信号の信号点の位置、位相変化を説明する模式図
【図９】従来の受信装置の基準信号ベクトル再生部の構成を示すブロック図
【図１０】地上波ディジタル放送方式におけるキャリア配置の一例を説明する模式図
【図１１】キャリアの時間方向の内挿状況を説明する模式図
【図１２】キャリアの周波数方向の内挿状況を説明する模式図
【図１３】キャリアの周波数方向の内挿演算における問題点を説明する模式図
【図１４】キャリアの周波数方向の内挿による歪み量を説明する特性図
【図１５】大きな歪みが生じた時の信号点の位置ずれを説明する模式図
【符号の説明】
１，２：ＳＰ、５：ＦＦＴ回路、６：時間方向内挿回路、７：遅延回路、８：キャリア方向内挿回路、９：６４ＱＡＭ復調回路、１０，１１：ＳＰキャリア、１２，１３，１４，１６：同期式キャリア区、１５，１７，１８：差動式キャリア区、１９：同期式キャリア区内部のＳＰキャリア、２０：差動式キャリア区内部に設けたＳＰキャリア。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention is a transmission apparatus using an orthogonal frequency division multiplexing (hereinafter referred to as OFDM), which transmits an information code using a plurality of carriers orthogonal to each other as a transmission method. The present invention relates to a transmission apparatus capable of separating a plurality of carriers into a plurality of carrier sections and setting a modulation scheme for modulating each carrier section for each carrier section.
[0002]
[Prior art]
In recent years, in the field of wireless devices, the OFDM method has attracted attention as a modulation method that is resistant to multipath fading. Next-generation television broadcasting, FPU (Field Pick-up Unit), wireless LAN, and other countries in Europe and Japan Many applied researches are underway in these fields. Among these, the development trend and method of UHF band terrestrial digital broadcasting are described in “The Journal of the Institute of Image Information and Television Engineers” 1998 Vol. 52, no. 11 is disclosed in detail.
As a conventional example, a system configuration of Japanese UHF band terrestrial digital broadcasting will be described. However, since this system has a very complicated configuration, a range necessary for understanding the present invention will be described in a simplified manner.
FIG. 4 is a diagram for explaining the carrier structure of this broadcasting system. About 1400 carriers are divided into 13 segments.
As a signal to be transmitted, up to 3 channels (3 layers) of information codes can be transmitted simultaneously, and the number of segments and the modulation method used by each layer can be freely selected.
Here, as a modulation method, a modulation method using synchronous detection (synchronous modulation method) and a modulation method using differential detection (differential modulation method) are prepared. However, the carrier modulated by the differential modulation method is arranged in the central segment of the band as shown in FIG. 5, and the carrier modulated by the synchronous modulation method is arranged in the outer segment.
The number of layers to be transmitted simultaneously can be freely selected from 1 to 3 layers.
FIG. 5 shows a four-phase differential phase shift keying (DQPSK) system for the A layer, a 16-value quadrature amplitude modulation (16QAM) system for the B layer, and a 64-value quadrature amplitude for the C layer. It is an example in the case of modulating and transmitting by a modulation (64QAM: 64 Quadrature Amplitude Modulation) system.
[0003]
Here, since the present invention relates to the reduction of the code error rate of the information code transmitted by the synchronous modulation method among the above modulation methods, the structure of the carrier portion modulated by the synchronous modulation method, for example, 64QAM, will be described in more detail. explain.
FIG. 6 is a diagram for explaining in more detail the carrier structure of a segment modulated by the synchronous modulation method.
Here, in a mode in which all segments are used for transmission of one-layer information code, it can be considered that the same structure is repeated over the band.
In FIG. 6, the horizontal direction represents frequency, the vertical direction represents the passage of time, and square marks “□” arranged in the horizontal and vertical directions each represent one carrier. Therefore, one column of square marks “□” arranged in the vertical direction represents one symbol constituting the OFDM signal.
A square mark “□” written as SP indicates a position of a pilot signal used for reproducing a reference signal at the time of demodulation. Also, “□” where nothing is written represents a signal position modulated by 64QAM.
Here, since the pilot signals are arranged in the frequency direction and the time direction, they are named SP (Scattered Pilot).
However, FIG. 6 only schematically shows the arrangement of SPs, and it is necessary to describe the TMCC (Transmission and Multiplexing Configuration Control) carrier and additional information AC (Auxiliary Channel) for transmitting control signals. The carrier is omitted.
Further, in the terrestrial digital broadcasting system, the horizontal interval of carriers having SP in the time direction is 3 intervals, whereas in FIG. 6, the interval is changed to 5 intervals. This has been changed so that the description of the present invention to be described later can be easily expressed, and the essential content does not change. That is, FIG. 6 can be considered as one variation of the conventional method.
[0004]
By the way, the 64QAM system signal points are composed of 64 signal points indicated by a dotted circle “◯” on the orthogonal coordinate plane of FIG. 7, and each signal point corresponds to a different code string composed of 6 bits. It has been made.
In the modulation process by the 64QAM system, the input code string is divided into 6-bit units, and signal points corresponding to each 6-bit code divided from the 64 signal points, for example, a solid circle “◯” This is implemented by selecting a signal point of and outputting a modulation signal corresponding to the selected signal point.
On the other hand, the received modulated signal is distorted due to noise and other influences in the transmission process, and the signal point of the received signal is, for example, a cross mark “×” from the position of the solid circle “◯” in FIG. It will move to the position.
In the 64QAM demodulation process, a signal point closest to the signal point of the received signal indicated by the cross mark “X” is selected from the 64QAM signal points indicated by the dotted circle “O” in FIG. This is done by outputting a 6-bit code corresponding to the point.
In order to carry out this demodulation processing, it is necessary to know the correct signal point position of the broken line “◯” with respect to the received signal, but in order to reproduce the position, for example, the accuracy of the coordinate point a in the signal space of FIG. It is only necessary to know the direction and magnitude of the reference signal vector representing the correct position.
[0005]
By the way, the direction and magnitude of the reference signal vector of the received signal are affected by multipath and the like generated in the transmission system, and the phase is rotated and the amplitude is changed as shown in FIG.
As described above, the phase and magnitude of the reference signal vector change for each time or each carrier, but the way of change usually draws a smooth curve and has a strong correlation between the time direction and the carrier direction. Therefore, the reference signal vector for the modulation signal A of any carrier of any symbol in FIG. 6 can be obtained by interpolating a plurality of sparsely transmitted SP signals. In FIG. 6, SPs are arranged so that this interpolation calculation can be efficiently performed.
The method for reproducing the reference signal vector from the signal having the carrier structure shown in FIG. 6 is not particularly defined in the terrestrial digital broadcasting system. However, for example, it can be realized by the circuit shown in FIG.
[0006]
FIG. 9 shows a circuit portion for reproducing the reference signal vector of the OFDM receiver.
A reception signal output from a Fast Fourier Transform (FFT) 5 is input to a time direction interpolation circuit 6 and a delay circuit 7. Among these, the time direction interpolation circuit 6 passes through a LPF having a predetermined number of taps for each carrier including the pilot signal SP in the time direction, as indicated by hatching in FIG. Output as a signal. Hereinafter, the carrier in which the SP is arranged is referred to as an SP carrier.
[0007]
FIG. 11 schematically shows the interpolation method in the above time direction by taking up the carrier indicated by the one-dot chain line 3 in FIG. The horizontal axis is a time axis, and a scale is added for each symbol. A vertical line marked with a circle represents a received SP signal vector. Here, the reference signal vector signal of a symbol after a certain SP, for example, SP1 is received until the next SP2 is received, uses signal vectors of a plurality of SPs at positions that are temporally changed. Then, it is obtained by interpolating with an LPF having a fixed number of taps.
By this time-direction interpolation, the reference signal vectors of the five-interval carriers shown with diagonal lines in FIG. 10 are calculated. At this time, the LPF calculation requires a signal having the same number of symbols as the number of taps, and the interpolation signal is output with a delay of about half the number of taps.
The delay circuit 7 is a circuit inserted to match the timing of the received signal with the timing of the interpolation signal.
[0008]
On the other hand, the reference signal vector of the modulation signal A in the carrier where the SP of FIG. 6 is not arranged is obtained by interpolating the reference signal vector of the SP carrier in the carrier direction. The carrier direction interpolation circuit 8 in FIG. 9 is a circuit that performs this interpolation calculation.
FIG. 12 schematically shows the above-described interpolation method in the carrier direction by taking up the symbol of the alternate long and short dash line 4 in FIG. The horizontal axis is the frequency axis, and a scale is given for each carrier position. Thick arrows represent the carrier reference signal vectors W (1), W (5 + 1), W (2 × 5 + 1),... ing. Here, the numbers in parentheses are carrier numbers.
The reference signal vector of the carrier position A without a thick arrow is calculated as follows. First, the signals W (1), 0,..., 0, W (5 + 1), 0,..., W (2 (2) obtained by setting the carrier vector size without thick arrows in FIG. Is passed through a normal digital LPF having 23 taps, for example, to calculate a smooth interpolation signal represented by a broken line. The interpolation signal calculated in this way is output as a reference signal vector of the modulation signal A.
The reference signal vector signal regenerated by the carrier direction interpolation circuit 8 and the received signal delayed by about half the number of taps by the delay circuit 7 are input to the 64QAM demodulation circuit 9 and transformed as shown in FIG. The information code can be demodulated by changing the signal point position to the correct position in FIG.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, the following problem occurs in the method of reproducing the reference signal vector using the correlation in the carrier direction as described above. That is, the digital LPF used for interpolation in the carrier direction is a filter having, for example, 23 taps. To obtain an interpolation value of an arbitrary carrier number, for example, as shown in FIG. A signal for 11 carriers is required.
Here, when calculating the interpolated value for the carrier in the middle of the band, there is no problem because there are always the required number of carriers before and after that.
However, in the process of examining the characteristics of this filter, the following problems are inherent in the processing of this interpolation operation. That is, the situation is different from the above situation in the vicinity of the band boundary.
As shown in FIG. 13, in the vicinity of the band boundary, there is no carrier on one side of the carrier position for which the interpolation value is to be obtained, in the case of FIG.
In other words, in this case, there is no reference signal vector indicated by the thick dashed arrow necessary for performing a correct interpolation operation, so that a correct interpolation value cannot be obtained.
Here, the magnitude of the distortion vector, which is the difference between the original reference signal vector and the interpolated value, is shown in FIG. In this figure, the carrier position on the frequency axis is marked, and the SP carrier position is marked with a circle “◯” on the frequency axis.
[0010]
From FIG. 14, the distortion from the correct reference signal vector of the interpolation value in the carrier direction is within the range of the number of carriers that is approximately ½ the number of taps of the digital LPF used for the interpolation in the carrier direction. It turns out that it increases rapidly as it approaches.
For example, the carrier between the SP carrier 10 at the extreme end and the second SP carrier 11 has a distortion exceeding 1/7 of the size of the correct reference signal vector depending on the multipath condition mixed in the transmission system. Will occur.
The distortion generated here includes a component for rotating the direction of the reference signal vector and a component for changing the magnitude. In any case, the influence of the distortion on the reference signal vector is very large as described below.
For example, FIG. 15 shows a signal point shift when a distortion of about 1/7 occurs in the size of the reference signal vector. The signal point calculated from the reference signal vector obtained by the interpolation operation is a solid line. A signal point calculated from a circle “o” and calculated from a correct reference signal vector is represented by a dashed circle “o”.
As is clear from FIG. 15, in this case, even if a signal is received at the position of the cross mark “x” in the vicinity of the correct signal point B, it is erroneously demodulated with the adjacent signal point C. Therefore, a code error occurs at a very high frequency.
[0011]
For example, in the case of OFDM with a modulation method of 64QAM and a carrier number of 1400, even if the number of carriers that cause large distortion in the reference signal vector at the end of the band is only about 6 on both sides, The code error rate of the entire system is 6 / (1400 × 6) = about 1 × 10 ^-3 It will reach the degree.
In this case, in the case of a system that performs error correction such as Viterbi decoding, it cannot be dealt with at all. That is, when such error correction is performed, the code error rate before error correction is usually 10 ^-3 This is because the performance below the level is required. Here, it is assumed that the six carriers at the end of the band are erroneous in only one bit of the 6-bit code corresponding to the signal point.
The six carriers are always wrong. There are cases where no error occurs depending on the codes transmitted by these six carriers. However, even if this point is taken into consideration, the code error rate is 1 × 10 ^-3 To 1 × 10 ^-Four A code error occurs at a fairly high frequency.
If there is a multipath, this code error occurs even when the received signal contains no noise. This means that even if the reception state is improved, the code error rate cannot be lowered below a certain value.
In other words, whether or not such a large distortion occurs in the reproduced reference signal vector depends on the size of the multipath component mixed in the transmission system and the delay time, and does not always occur. Such a conventional technology is still a system that is very vulnerable to changes in the environment of the transmission system.
An object of the present invention is to eliminate these drawbacks, and to provide a good OFDM transmission apparatus that is resistant to changes in the environment of a transmission system without using a large-scale circuit and that uses a synchronous modulation system.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention provides an orthogonal frequency division multiplexing modulation transmission apparatus that transmits an information code using a plurality of carriers whose phases are orthogonal to each other, wherein the plurality of carriers are converted into a plurality of carriers. In a transmission apparatus that uses a predetermined modulation method for each carrier section, and sandwiches a predetermined carrier section that uses a modulation method (synchronous modulation scheme) by synchronous detection among the plurality of carrier sections, the frequency thereof At least one or more synchronous modulation scheme carrier sections having different correction values or error correction codes used in the predetermined carrier section are assigned continuously to both sides of the band. It is a thing.
Also, at least the carrier section using the modulation scheme (differential modulation scheme) by the differential detection is assigned to both sides of the frequency band of the synchronous modulation scheme carrier section allocated continuously.
Furthermore, the outermost carrier section of the synchronous modulation scheme carrier sections allocated continuously has a multi-value number lower than the multi-value number of the synchronous modulation scheme that modulates the carrier section located inside the carrier section. Alternatively, a carrier section using an error correction code having a correction capability higher than that of the error correction code used in the carrier section located inside the carrier section is assigned.
An orthogonal frequency division multiplex modulation transmission apparatus that transmits information codes using a plurality of carriers whose phases are orthogonal to each other, and divides the plurality of carriers into a plurality of carrier sections, and In a transmission apparatus that uses a predetermined modulation method for each of the plurality of carrier sections, a predetermined carrier section (synchronous carrier section) that uses a modulation scheme based on synchronous detection is sandwiched between at least differential sides of the frequency band. A carrier section (differential carrier section) that uses a modulation method by detection is allocated, and pilots having the same interval as the pilot signal used for reproducing the reference signal provided in the synchronous carrier section are allocated in the differential carrier section. A carrier for transmitting signals is provided.
Furthermore, the pilot carriers provided in the differential carrier section are within the predetermined range from the boundary portion with the synchronous carrier section, and the number of pilot carriers required for the interpolation operation of the reference signal vector in the boundary section, It is designed to be inserted.
[0013]
As a result, according to the OFDM transmission apparatus of the present invention, it is possible to reduce the code error rate of the information code that is modulated and transmitted by the synchronous modulation method.
That is, the OFDM transmission apparatus according to the present invention has different multi-value numbers of the synchronous modulation scheme on the both sides of the frequency band across the predetermined carrier section using the modulation scheme by synchronous detection, or the predetermined carrier section. At least one or more synchronous modulation type carrier divisions having different correction abilities than the error correction codes used in the above are assigned continuously, and the outermost carrier division of the continuous carrier divisions is located inside. A carrier section that uses an error correction code that has a multi-value number lower than the multi-value number of the carrier section or that has a higher correction capability than an error correction code used in the carrier section located inside is assigned.
A synchronous modulation scheme with a low multi-level number that is located on the outermost side of a continuous carrier section is less susceptible to the influence of the distortion of the reference signal vector than a synchronous modulation scheme with a high multi-level number that is located inside. In particular, the carrier section having a high multi-value number is inside a continuous carrier section where the reference signal vector is not distorted. Therefore, the influence of the distortion of the reference signal vector can be ignored. That is, it is possible to reduce the code error rate of the information code transmitted by the synchronous modulation method as compared with the conventional method in which the modulation method of each carrier section is arbitrarily selected and transmitted. Even if an error correction code having a high correction capability is used, the same effect can be obtained without being affected by the distortion of the reference signal vector.
In the OFDM transmission apparatus of the present invention, at least a carrier section using a modulation scheme based on differential detection on both sides of a predetermined carrier section (synchronous carrier section) using a modulation scheme based on synchronous detection. (Differential carrier zone) is assigned, and a carrier for transmitting a pilot signal having the same interval as the pilot signal used for reproducing the reference signal provided in the synchronous carrier zone is provided in the differential carrier zone. Yes. Therefore, the pilot signal does not disappear near the boundary of the synchronous carrier section, the reference signal vector to be reproduced is not distorted, and the code error rate of the information code transmitted in the synchronous carrier section is greatly reduced. Can do. At this time, the same distortion as in the prior art is generated in the reference signal vector reproduced for the carrier position in the differential carrier section. However, it is not necessary to use a reference signal vector for demodulation of a signal modulated by the differential modulation method. Therefore, there is no effect on the code error rate of the information code transmitted in the differential carrier section.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an orthogonal frequency division multiplexing modulation transmission apparatus according to the present invention will be described in detail with reference to the illustrated embodiments.
FIG. 1 shows an example of a structure of a plurality of carrier sections in the first embodiment of the present invention, schematically showing a plurality of carriers as a block.
As shown in FIG. 1, a first carrier section 12 having the highest multi-value number, for example, modulated by a 64QAM synchronous modulation method is formed in the central portion of the transmission band W.
The carrier section 13 and the carrier section 14 that are continuously located on both sides of the carrier section 12 are lower in the multi-value number than the carrier section 12, for example, the second and second modulated by the 16QAM synchronous modulation method. This is the third carrier zone. Here, the carrier sections modulated by these synchronous modulation schemes are also referred to as synchronous carrier sections hereinafter.
In this way, the present embodiment has a configuration in which a plurality of carrier sections modulated by different synchronous modulation schemes form continuous carrier sections. In FIG. 1, a carrier section (hereinafter also referred to as a differential carrier section) 15 modulated by a differential modulation method such as DQPSK is formed outside the carrier section 13. The effect of the embodiment is established regardless of the presence or absence of the differential carrier section. Here, 64, 16, and D written in the block of each carrier section in FIG. 1 indicate that each block is a carrier section modulated by the 64QAM, 16QAM, and DQPSK modulation schemes.
Also in the present embodiment, the distortion state generated in the reproduced reference signal vector at the boundary portion b between the carrier section 15 and the carrier section 13 and the boundary section c between the carrier section 14 and the outside region outside the band is as follows. This is no different from the conventional method. That is, at each boundary portion, the same distortion as that shown in FIG. 14 occurs in the reproduced reference signal vector.
[0015]
In addition, the carrier structure shown in FIG. 1 separates the N carriers of the OFDM signal into a plurality of carrier sections, and modulates with different modulation schemes for each carrier section, so that the conventional terrestrial wave shown in FIG. The carrier structure is the same as that of the digital broadcasting system.
However, the conventional carrier structure of FIG. 5 is a carrier structure in which the carrier section of the synchronous modulation scheme is arranged at an arbitrary position excluding the central portion of the transmission band.
That is, in the conventional carrier structure of FIG. 5, one of the segments (carrier sections) modulated by 64QAM is in direct contact with an area outside the transmission band where no pilot signal exists.
On the other hand, in the present embodiment of FIG. 1, the areas where the pilot signal does not exist are carrier sections 13 and 14 modulated by 16QAM having a low multilevel number, and 64QAM having a high multilevel number. The modulated carrier section 12 is different from the conventional carrier structure in that it is arranged so as to be positioned between two carrier sections modulated by 16QAM in which a pilot signal exists, although the multi-value number is low.
That is, in the present embodiment, the carrier zone (outermost carrier zone) located on the outermost side of the transmission band is modulated by, for example, 16QAM, and the carrier zone (internal carrier zone) located inside thereof is, for example, 64QAM. The modulation scheme that modulates the carrier in the outermost carrier section is modulated by a multi-level synchronous modulation scheme that is lower than the multi-level number of the synchronous modulation scheme that modulates the carrier in the inner carrier section. This is different from the conventional carrier structure of FIG.
[0016]
In this way, in the present embodiment, since the arrangement of a plurality of carrier sections is set according to the size of the multi-level number, the carrier section 12 that is modulated by 64QAM having a high multi-level number is placed on both sides of the carrier section 12. There are always carrier sections 13 and 14 modulated by 16QAM in which pilot signals are inserted at the same intervals as section 12.
Therefore, the reproduced reference signal vector is not distorted at the boundary portion d of the carrier section 12 that is modulated by 64QAM, which is a synchronous modulation method having a high multilevel number.
Therefore, the information code transmitted in the carrier section 12 which is modulated by 64QAM having a high multi-level number can be demodulated using the reference signal vector reproduced without distortion, and the information code having a low code error rate is demodulated. can do.
On the other hand, the same distortion as in the prior art remains in the reference signal vector used for demodulation of the carrier sections 13 and 14 modulated by 16QAM. However, the multilevel number of the modulation scheme (16QAM) used here is lower than the multilevel number of the synchronous modulation scheme (64QAM) of the inner carrier section 12, and is strong against distortion of the reference signal vector.
Therefore, when viewed comprehensively, it is possible to configure a transmission apparatus that is less affected by the distortion of the reference signal vector.
As described above, when the carrier section structure according to the present embodiment is used, an effect of reducing the code error rate of the demodulated code of the information code modulated by the synchronous modulation method having a high multilevel number can be obtained. In addition, there is an effect that it is possible to configure a transmission apparatus using a synchronous modulation method with a low code error rate overall.
[0017]
Next, a second embodiment according to the present invention will be described with reference to FIG. 1 which is the same as the first embodiment. The difference from the first embodiment is that, for example, a 3/4 convolutional code is used as an error correction code used for an information code transmitted in the internal carrier section 12 among a plurality of continuous carrier sections. The error correction code used for the information code transmitted in, 14 is that, for example, a 1/2 convolutional code having a higher error correction capability than the error correction code used in the carrier section 12 is used. Here, the modulation schemes of the carrier sections 13 and 14 may be the same 64 QAM as the carrier section 12. Although FIG. 1 shows a case where the carrier zone 13 and the carrier zone 14 are modulated by 16 QAM, the following description will be made assuming that the carrier zone 13 and the carrier zone 14 are also modulated by 64 QAM.
In this embodiment, the code error rate of the demodulated code before error correction is the same as the code error rate before error correction of the carrier section modulated by 64QAM in the conventional carrier section structure of FIG.
However, the carriers in the boundary b and the boundary c of the carrier section where the code before error correction is likely to cause a code error are included in the carrier section 13 and the carrier section 14 using the 1/2 convolution error correcting code having a high error correction capability. Is a career.
Therefore, the code error rate of the decoded information code after error correction can be reduced compared to the case where a plurality of conventional carrier sections shown in FIG. 5 are arbitrarily arranged.
Therefore, it is possible to obtain an effect that a transmission apparatus using a synchronous modulation method with a low code error rate can be configured.
As described above, in the second embodiment, as in the first embodiment, it is possible to reduce the code error rate of the information code obtained by decoding the signal modulated by the synchronous modulation method. . In addition, there is an effect that it is possible to configure a transmission apparatus using a synchronous modulation method with a low code error rate overall.
[0018]
Next, an example of the carrier section structure in the third embodiment according to the present invention is shown in FIG.
In the present embodiment, as shown in FIG. 2, a synchronous carrier section 16 having a high multi-level number, for example, modulated by a 64QAM synchronous modulation system, is formed in the central portion of the transmission band W. A first differential carrier zone 17 and a second differential carrier zone 18 are arranged on both sides of the synchronous carrier zone 16.
In the present embodiment, the carrier structure for transmitting a pilot signal having the same interval as the pilot signal provided in the synchronous carrier section 16 is provided in the adjacent differential carrier sections 17 and 18. It is.
FIG. 3 is an enlarged view of the carrier structure at the boundary portion e between the differential carrier section 17 and the synchronous carrier section 16 in FIG. 2, and in the same manner as in the prior art of FIG. The vertical direction represents the passage of time, and the square marks “□” arranged in the horizontal and vertical directions each represent one carrier. Therefore, the square marks “□” arranged in the vertical direction represent one symbol constituting the OFDM signal.
A square mark “□” marked SP indicates the position of the pilot signal used to reproduce the reference signal at the time of demodulation. Also, “□” with nothing written represents a signal position modulated by 64QAM. A square mark “□” marked D represents a signal position obtained by modulating the carrier by a differential modulation method that does not require a reference signal vector for demodulation such as DQPSK, 8DPSK, and 16DAPSK.
That is, a region where “□” marked with D is arranged is a differential carrier zone, and a region where “□” where nothing is written and “□” marked with SP is arranged is a synchronous carrier zone. .
Further, the SP carrier for obtaining the reference signal vector by the time direction interpolation is hatched as in FIG.
[0019]
Here, the SP carrier 19 is an SP carrier provided in the synchronous carrier section (16 in FIG. 2) as in the conventional case. The SP carrier 20 is an SP carrier newly provided in the differential carrier section (17 in FIG. 2), and is inserted into the differential carrier section at the same interval as the SP carrier 19.
By providing the SP carrier inside the differential carrier section as in this embodiment, it is equivalent to the expansion of the effective band for reproducing the reference signal vector.
That is, in the third embodiment, since the differential carrier section provided with the SP carrier is arranged outside the synchronous carrier section, a band in which a large distortion occurs as shown in FIG. The boundary portion does not exist in the synchronous carrier zone, and a large distortion does not occur.
Therefore, according to the third embodiment, the code error rate of the information code transmitted in the synchronous carrier zone can be greatly reduced.
As a compensation, the number of carriers transmitting the information code in the differential carrier section is reduced by the number of SP carriers, resulting in a decrease in transmission rate. However, if the number of SP carriers to be inserted is about several, a sufficient effect can be obtained.
In general, considering that the number of carriers constituting the differential carrier section is from 100 to several hundreds, a decrease in the transmission rate of the information code is hardly a problem.
[0020]
Here, the number of SP carriers inserted in the differential carrier section is within a predetermined range from the boundary with the synchronous carrier section, for example, the number required for interpolation of the reference signal vector at the boundary. It is enough if it is inserted for minutes. Of course, in order to simplify the circuit configuration, SP carriers may be inserted into the entire differential carrier section at the same interval as the SP carriers provided in the synchronous carrier section. However, in this case, the transmission rate of the information code transmitted in the differential carrier zone is lowered.
Here, if the number of SP carriers to be inserted is less than the number required for the interpolation operation of the reference signal vector at the boundary, the reference signal vector remains distorted as described above. However, if the SP carriers are correctly inserted in order from the boundary portion, the effect of reducing the distortion amount at the rate shown in FIG. 14 can be obtained according to the number of SP carriers.
As described above, when the structure of the synchronous carrier section and the carrier structure inside the differential carrier section according to the present embodiment are used, the code error rate of the information code modulated by the synchronous modulation system can be greatly reduced, which is good. A transmission apparatus using a synchronous modulation method can be configured.
[0021]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the code error rate of the information code obtained by decoding the signal modulated by the synchronous modulation method can be greatly reduced. In addition, a transmission apparatus using a synchronous modulation method with a low code error rate can be configured.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic diagram showing an embodiment of a carrier section structure of an OFDM transmission apparatus according to the present invention.
FIG. 2 is a schematic view showing another embodiment of the carrier section structure of the OFDM transmission apparatus according to the present invention.
FIG. 3 is a schematic diagram showing an example of carrier arrangement in another embodiment of the carrier section structure of FIG.
FIG. 4 is a schematic diagram for explaining an example of a carrier structure in a terrestrial digital broadcasting system.
FIG. 5 is a schematic diagram for explaining an example of a carrier section structure in a terrestrial digital broadcasting system.
FIG. 6 is a schematic diagram for explaining an example of carrier arrangement in a terrestrial digital broadcasting system.
FIG. 7 is a schematic diagram for explaining signal point arrangement in the 64QAM system;
FIG. 8 is a schematic diagram for explaining the position and phase change of signal points of a received signal on the receiving side.
FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a reference signal vector reproducing unit of a conventional receiving apparatus.
FIG. 10 is a schematic diagram for explaining an example of carrier arrangement in a terrestrial digital broadcasting system.
FIG. 11 is a schematic diagram for explaining the interpolation state of carriers in the time direction.
FIG. 12 is a schematic diagram for explaining an interpolation situation in the frequency direction of a carrier.
FIG. 13 is a schematic diagram for explaining a problem in the interpolation calculation in the frequency direction of the carrier.
FIG. 14 is a characteristic diagram illustrating the amount of distortion caused by interpolation in the frequency direction of a carrier.
FIG. 15 is a schematic diagram for explaining signal point misalignment when a large distortion occurs.
[Explanation of symbols]
1, 2: SP, 5: FFT circuit, 6: Time direction interpolation circuit, 7: Delay circuit, 8: Carrier direction interpolation circuit, 9: 64QAM demodulation circuit, 10, 11: SP carrier, 12, 13, 14 , 16: synchronous carrier zone, 15, 17, 18: differential carrier zone, 19: SP carrier inside the synchronous carrier zone, 20: SP carrier provided inside the differential carrier zone.

Claims

An orthogonal frequency division multiplex modulation transmission apparatus that transmits information codes using a plurality of orthogonal carriers ( hereinafter referred to as carriers ), and divides the plurality of carriers into a plurality of carrier sections. In a transmission device that uses a predetermined modulation scheme for each carrier section, a predetermined carrier section using a modulation scheme that uses at least synchronous detection is formed among the plurality of carrier sections ( hereinafter referred to as a synchronous carrier section ), and A carrier section ( hereinafter referred to as a differential carrier section ) that uses at least a modulation scheme that uses differential detection is assigned to both sides of the frequency band across the synchronous carrier section, and the above-mentioned differential carrier section A carrier that transmits a pilot signal having the same interval as the pilot signal used to reproduce the reference signal provided in the synchronous carrier zone ( hereinafter referred to as a pilot carrier Vinegar) provided, even pilot carrier provided to the differential equation carrier wards within a predetermined range from the boundary portion between the synchronous carrier ku, required for interpolation calculation of the reference signal vector in the boundary portion The transmission apparatus is inserted by the number of lines to be transmitted .