JP4734080B2 - OFDM receiver for performing channel estimation correction - Google Patents
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Description
本発明は、デジタル信号の伝送に係わり、特に、直交周波数分割多重伝送方式(OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex)伝送方式)におけるチャンネル等化技術に関する。 The present invention relates to digital signal transmission, and more particularly, to a channel equalization technique in an orthogonal frequency division multiplex transmission system (OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) transmission system).
直交周波数分割多重(OFDM)方式は、マルチパスに対して強いことから、地上デジタル放送や番組素材伝送等の広帯域移動体伝送の分野で広く用いられている。OFDM方式では、周波数軸上に等間隔に配置した複数のサブキャリアに、送信したいデータを割り振り、この割り振られたデータに応じて個々のサブキャリアを位相変調(PSK)や直交振幅変調(QAM)等によりマッピングし、これを逆フーリエ変換(IDFT、その高速版がIFFT)して時間軸の情報(有効シンボル)を生成する。 The orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) scheme is widely used in the field of broadband mobile transmission such as terrestrial digital broadcasting and program material transmission because it is strong against multipath. In the OFDM method, data to be transmitted is allocated to a plurality of subcarriers arranged at equal intervals on the frequency axis, and individual subcarriers are phase-modulated (PSK) or quadrature amplitude modulation (QAM) according to the allocated data. The time axis information (valid symbol) is generated by performing inverse Fourier transform (IDFT, its high-speed version is IFFT).
OFDM方式の大きな特徴は、有効シンボルの前にマルチパス対策のためのガード信号を付加することにある。ガード信号は、有効シンボルの後ろの部分をコピーしたものである。このようなガード信号を付加することにより、ガード信号と有効シンボルとのつながりが連続になる。マルチパスが存在する場合、ガード信号の期間は前の無関係な有効シンボルが重なり合うためシンボル間干渉を起こしてしまうが、有効シンボルの期間は、自分自身の分身であるガード信号が重なり合うため、シンボル間干渉が起こらない。このため、有効シンボルを抜き出してチャンネル等化することにより、送信信号を再現することができる。 A major feature of the OFDM system is that a guard signal for multipath countermeasures is added before an effective symbol. The guard signal is a copy of the portion after the effective symbol. By adding such a guard signal, the connection between the guard signal and the effective symbol becomes continuous. When there are multipaths, inter-symbol interference occurs because the previous irrelevant effective symbol overlaps during the guard signal period. No interference occurs. For this reason, a transmission signal can be reproduced by extracting effective symbols and performing channel equalization.
一般に、チャンネル等化方法は、送信機が既知の信号を送信し、受信機がその信号を受信し、当該受信信号からチャンネル応答を推定し、その逆特性を受信信号に掛けて等化するものである。この既知信号を送信信号に挿入する方法として、特定のサブキャリア(パイロットキャリア)を既知信号の情報で変調することが行われる。例えば、非特許文献1の地上デジタル放送の伝送方式では、4OFDMシンボル周期で埋め込まれたスキャッタードパイロット(SP)と呼ばれるパイロットキャリアをチャンネル推定のために用いる。また、非特許文献2の番組素材伝送用の方式では、高速な移動伝送に対応するため、OFDMシンボル毎に同じ位置に埋め込まれたコンティニュアルパイロット(CP)と呼ばれるパイロットキャリアをチャンネル推定のために用いる。
In general, a channel equalization method is a method in which a transmitter transmits a known signal, a receiver receives the signal, estimates a channel response from the received signal, and applies the inverse characteristic to the received signal for equalization. It is. As a method of inserting the known signal into the transmission signal, a specific subcarrier (pilot carrier) is modulated with information of the known signal. For example, in the transmission system of terrestrial digital broadcasting in Non-Patent
一方、送信アンテナと受信アンテナを複数用いて同じ周波数で異なる情報を伝送するMIMO(Multiple Input Multiple Output)伝送方式が近年盛んに研究されている。このMIMOの変調方式にOFDM方式を用いることにより、マルチパスに強いMIMO伝送方式を実現することができる。この場合のチャンネル推定は、送信機が、当該送信機毎に異なる固有の既知信号をパイロットキャリアに時分割多重して伝送し(特許文献1を参照)、または符号分割多重して伝送し(特許文献2を参照)、受信機が多重を解くことにより、各々固有の既知信号のチャンネル応答を求めることが行われる。 On the other hand, a MIMO (Multiple Input Multiple Output) transmission system that uses a plurality of transmission antennas and reception antennas to transmit different information at the same frequency has been actively studied in recent years. By using the OFDM scheme as the MIMO modulation scheme, a MIMO transmission scheme that is resistant to multipath can be realized. In this case, the channel estimation is performed by a transmitter transmitting a unique known signal that is different for each transmitter in a time division multiplexed manner on a pilot carrier (see Patent Document 1) or by code division multiplexing (see Patent Literature 1). (See Document 2), the receiver solves the multiplex and obtains the channel response of each unique known signal.
送信及び受信が1対向であるSISO(Single Input Single Output)−OFDMシステムにおいて、チャンネル推定を1つのOFDMシンボルのパイロットキャリアのみを用いて行うと、パイロットキャリアに加わっている雑音成分も含めてチャンネル応答とみなしてしまう。このため、特にSN比が小さい場合は、チャンネル等化によりデータが誤って等化され、誤り率が劣化する恐れがある。その対処法として、数OFDMシンボル分のパイロットキャリアの値を平均化する等してチャンネル推定を行う。これにより、雑音成分を抑圧することができる。 In a SISO (Single Input Single Output) -OFDM system in which transmission and reception are one-sided, when channel estimation is performed using only a pilot carrier of one OFDM symbol, a channel response including a noise component added to the pilot carrier is included. Will be considered. For this reason, especially when the S / N ratio is small, data may be erroneously equalized by channel equalization, and the error rate may deteriorate. As a countermeasure, channel estimation is performed by averaging pilot carrier values for several OFDM symbols. Thereby, a noise component can be suppressed.
一方、MIMO−OFDMシステムにおいて、各送信機の固有の既知信号がパイロットキャリアに時分割多重されている場合は、当該送信機の既知信号が時分割多重されたOFDMシンボルの時しかチャンネル推定が行えない。このため、次のチャンネル推定が行えるまでのOFDMシンボル期間中は、そのチャンネル推定により得られた同じチャンネル応答行列を用いてチャンネル等化を行わなければならない。また、各送信機の固有の既知信号がパイロットキャリアに符号分割多重されている場合は、通常複数のOFDMシンボルに渡って符号分割多重されているので、符号分割多重を解くときにも複数のOFDMシンボルを必要とする。 On the other hand, in the MIMO-OFDM system, when the unique known signal of each transmitter is time-division multiplexed on the pilot carrier, channel estimation can be performed only when the known signal of the transmitter is the time-division multiplexed OFDM symbol. Absent. Therefore, during the OFDM symbol period until the next channel estimation can be performed, channel equalization must be performed using the same channel response matrix obtained by the channel estimation. In addition, when a unique known signal of each transmitter is code division multiplexed on a pilot carrier, it is usually code division multiplexed over a plurality of OFDM symbols. Requires a symbol.
このように、複数のOFDMシンボルから求めたチャンネル応答を用いて個々のOFDMシンボルのチャンネル等化を行う場合や、一つのOFDMシンボルから求めたチャンネル応答を用いて複数のOFDMシンボルのチャンネル等化を行う場合は、その複数のOFDMシンボルの間で、チャンネルの状況(伝搬環境)を同一とみなすことができるのが前提である。また、自動周波数調整AFC(Automatic Frequency Control)により受信側で送信側の周波数・位相の追従が正しく行われていることが前提である。これらの前提が満たされなかった場合は、チャンネル等化されたOFDM信号のコンスタレーションが、図9に示すように回転・伸縮してしまい、誤り率の劣化につながるという問題が生じる。 In this way, channel equalization of individual OFDM symbols is performed using channel responses obtained from a plurality of OFDM symbols, or channel equalization of a plurality of OFDM symbols is performed using a channel response obtained from one OFDM symbol. When performing, it is a premise that the channel state (propagation environment) can be regarded as the same among the plurality of OFDM symbols. Further, it is assumed that the frequency and phase of the transmission side are correctly tracked on the reception side by automatic frequency adjustment AFC (Automatic Frequency Control). When these assumptions are not satisfied, the constellation of the channel-equalized OFDM signal rotates and expands and contracts as shown in FIG.
そこで、本発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、コンスタレーションが回転・伸縮した場合に、コンスタレーションを補正して誤り率特性の劣化を抑えることが可能なOFDM受信装置を提供することにある。また、本発明の他の目的は、MIMO−OFDMシステムにおいて、時分割多重や符号分割多重の多重数が大きくなった場合に、信号処理によりコンスタレーションを補正して誤り率特性の劣化を抑え、結果として多重数を大きくすることが可能なOFDM受信装置を提供することにある。 Accordingly, the present invention has been made to solve such a problem, and the object thereof is to correct the constellation when the constellation rotates or expands and suppresses the deterioration of the error rate characteristic. An object of the present invention is to provide an OFDM receiver. Another object of the present invention is to suppress deterioration of error rate characteristics by correcting constellation by signal processing when the number of multiplexing of time division multiplexing or code division multiplexing increases in a MIMO-OFDM system. As a result, an object of the present invention is to provide an OFDM receiver capable of increasing the number of multiplexing.
〔本発明の原理〕
上記の問題は、チャンネル推定の結果であるチャンネル応答が、それを作用させて等化する個々のOFDMシンボルに対して適切に求められていないことに起因する。本発明は、以下に示すようにチャンネル推定結果(チャンネル応答)を補正することにより、上記問題を解決する。本発明は、図10に示すように、複数のOFDMシンボルで1度チャンネル推定を行い(ステップS1001)、OFDMシンボル毎に既知情報で変調されたパイロットキャリアが存在するか否かにより(ステップS1002)、2つの補正機能(第1及び第2の機能と第3の機能)に大別され、OFDMシンボル毎に既知情報で変調されたパイロットキャリアが存在する場合は、さらに2つ(第1の機能と第2の機能)に分類される(ステップS1003〜1005)。そして、ステップ1003〜1005により求めた補正値を用いて、ステップ1001のチャンネル推定結果を補正する(ステップS1006)。
[Principle of the present invention]
The above problem is due to the fact that the channel response, which is the result of channel estimation, is not properly determined for each OFDM symbol that acts and equalizes it. The present invention solves the above problem by correcting the channel estimation result (channel response) as described below. As shown in FIG. 10, the present invention performs channel estimation once with a plurality of OFDM symbols (step S1001), and determines whether there is a pilot carrier modulated with known information for each OFDM symbol (step S1002). When there are pilot carriers that are roughly divided into two correction functions (first and second functions and third function) and are modulated with known information for each OFDM symbol, two more (first function) And second function) (steps S1003 to 1005). Then, the channel estimation result in step 1001 is corrected using the correction values obtained in steps 1003 to 1005 (step S1006).
第1の補正機能(ステップS1003)は、OFDMシンボル毎にパイロットキャリアのチャンネル等化結果に対してもう1度チャンネル推定を行い、補正値を求める。すなわち、従来法によりチャンネル等化を行ったパイロットキャリアのコンスタレーション上におけるシンボル点と、本来のあるべきシンボル点との間の比(誤差)を検出し、これから全てのサブキャリアについての誤差を補間処理により求めて補正値とする。そして、従来法により推定したチャンネル応答にこの補正値を掛けることにより、チャンネル応答を補正する。この利点は、周波数軸上でパイロットキャリア間隔毎の細かなチャンネル推定ずれを補正することができることにある。 The first correction function (step S1003) performs channel estimation once again on the pilot carrier channel equalization result for each OFDM symbol to obtain a correction value. That is, the ratio (error) between the symbol points on the constellation of pilot carriers that have been channel equalized by the conventional method and the symbol points that should be originally detected is detected, and the errors for all subcarriers are interpolated from this. The correction value is obtained by processing. Then, the channel response is corrected by multiplying the channel response estimated by the conventional method by this correction value. The advantage is that a fine channel estimation deviation can be corrected at every pilot carrier interval on the frequency axis.
第2の補正機能(ステップS1004)は、OFDMシンボル毎に隣接するサブキャリアでグループを作り、グループ内でパイロットキャリアのチャンネル等化結果について既知シンボル点との比(誤差)を平均して補正値を求める。サブキャリアのグループ化では、図11に示すように、全てのサブキャリアで1つのグループ、または隣接する複数のサブキャリアを単位に複数のグループを作る。この補正機能では、グループ内で共通のチャンネル推定ずれを補正することができるので、グループ内のサブキャリア数を少なくした方が周波数軸上での細かなチャンネル推定ずれを補正することができる。但し、後述するように、チャンネル推定ずれを検出するためにグループ内のパイロットキャリアで平均化する必要があるので、グループ内にパイロットキャリアが多数あることが望ましい。また、周波数ずれや位相雑音が原因で起きるチャンネル推定ずれは全サブキャリアで共通の値となるので、伝搬環境が変動して周波数軸上で細かいチャンネル推定ずれが起きる場合を除き、全てのサブキャリアで1つのグループを作ることにより十分に適用することができる。この補正機能では、処理が比較的簡単であることに加えて、等化結果はノイズ強調されることがない。 The second correction function (step S1004) forms a group of adjacent subcarriers for each OFDM symbol, and averages the ratio (error) of the pilot carrier channel equalization result with the known symbol point for the correction value. Ask for. In the subcarrier grouping, as shown in FIG. 11, one group is formed for all subcarriers, or a plurality of groups are formed in units of a plurality of adjacent subcarriers. Since this correction function can correct a common channel estimation deviation within a group, a smaller channel estimation deviation on the frequency axis can be corrected by reducing the number of subcarriers within the group. However, as described later, since it is necessary to average the pilot carriers in the group in order to detect the channel estimation deviation, it is desirable that there are many pilot carriers in the group. In addition, since channel estimation deviation caused by frequency deviation and phase noise is a common value for all subcarriers, all subcarriers are excluded except when the propagation environment fluctuates and fine channel estimation deviation occurs on the frequency axis. It can be fully applied by creating one group. In this correction function, in addition to the processing being relatively simple, the equalization result is not subjected to noise enhancement.
第3の補正機能(ステップS1005)は、OFDMシンボル毎に既知情報で変調されたパイロットキャリアが存在しない場合の機能であり、OFDMシンボル毎にTMCC(Transmission and Multiplexing Configulation Control)等の変調多値数の小さいサブキャリアのチャンネル等化結果に対して硬判定を行い、等化結果と硬判定結果との間の比(誤差)をサブキャリアのグループ内で平均して補正値を求める。このようなサブキャリアの数は一般に少ないので、実質的にこのようなサブキャリア全てについて平均化して補正値を求めることになる。 The third correction function (step S1005) is a function when there is no pilot carrier modulated with known information for each OFDM symbol, and the number of modulation multilevels such as TMCC (Transmission and Multiplexing Configuration Control) for each OFDM symbol. A hard decision is performed on the channel equalization result of a small subcarrier, and a correction value is obtained by averaging the ratio (error) between the equalization result and the hard decision result within the subcarrier group. Since the number of such subcarriers is generally small, the correction value is obtained by averaging substantially all such subcarriers.
〔数式による説明〕
本発明の原理について、送信2系統及び受信4系統のMIMO−OFDMシステムを例に数式を用いて説明する。i番目のサブキャリアに関して、Yiを受信信号ベクトル、Xiを送信信号ベクトル、Hiをチャンネル応答行列、Niを雑音ベクトルとすると、このシステムは(1)式のように数式表現することができる。
但し、
[Explanation using mathematical formulas]
The principle of the present invention will be described using mathematical expressions by taking a MIMO-OFDM system with two transmission systems and four reception systems as an example. For the i-th subcarrier, if Y i is a received signal vector, X i is a transmitted signal vector, H i is a channel response matrix, and N i is a noise vector, this system can be expressed as equation (1). Can do.
However,
ここで、ベクトル及び行列の各要素は以下のとおりである。Yiについて、y1iは受信機1の受信信号、y2iは受信機2の受信信号、y3iは受信機3の受信信号、y4iは受信機4の受信信号を示す。Hiについて、hjkiは受信機jと送信機kとの間のチャンネル応答を示す。Xiについて、X1iは送信機1の送信信号、X2iは送信機2の送信信号を示す。Niについて、n1iは受信信号1の雑音成分、n2iは受信信号2の雑音成分、n3iは受信信号3の雑音成分、n4iは受信信号4の雑音成分を示す。
Here, each element of the vector and the matrix is as follows. As for Y i , y 1i represents a received signal from the
チャンネル推定が正しく行われた場合(Hiが正しく推定できた場合)には、(1)式にHi −1を左から掛けることにより、チャンネル等化を行うことができる。チャンネル等化結果は、(2)式のとおりである。ここで、(2)式の右辺第2項は、等化で残った雑音成分である。
複数のOFDMシンボルから得たチャンネル推定結果(チャンネル応答行列)を、個々のOFDMシンボルのチャンネル等化に用いる場合や、その逆に一つのOFDMシンボルから得たチャンネル推定結果を複数のOFDMシンボルのチャンネル等化に用いる場合等、チャンネル推定結果に誤差があるときは、(2)式のようなチャンネル等化を行うことができない。送信機1に対するチャンネル応答のずれをΔh1i、送信機2に対するチャンネル応答のずれをΔh2iとし、チャンネル応答行列が、
ここで、チャンネル応答行列Hiの逆行列の要素を(5)式のように表すと、(4)式の各要素は、(6−1)式及び(6−2)式のようになる。
本発明による第1及び第2の補正機能では、パイロットキャリアを用いてこのΔh1i、Δh2iを検出する。パイロットキャリアについてはその値x1i、x2iが既知なので、(6−1)式及び(6−2)式をそれぞれx1i、x2iで割り算する。
推定したチャンネル応答行列に補正値を対角要素とする(9−1)式及び(9−2)式の対角行列(補正値行列)を右から掛けることにより、(10−1)式及び(10−2)式のように、ほぼ正しいチャンネル応答行列を得ることができる。そして、(10−1)式及び(10−2)式により補正されたチャンネル応答行列をZF(zero Forcing)やMLD(Maximum Likelihood Detection)に用いることにより、チャンネル推定が正しく行われた場合に近い復調結果を得ることができる。
(第1の補正機能について)
(About the first correction function)
(第1の補正機能について)
このように、本発明をMIMO−OFDMに適用できることが数式により確認することができる。 Thus, it can be confirmed by mathematical formulas that the present invention can be applied to MIMO-OFDM.
そこで、本発明によるMIMO−OFDM受信機は、前記補正機能2を実現するものであり、OFDMシンボルを用いて推定したチャンネル応答行列により、OFDMシンボルをチャンネル等化するMIMO−OFDM受信機において、既知情報により変調したパイロットキャリアの受信信号ベクトルと、該受信信号ベクトルから推定したチャンネル応答行列とを用いてチャンネル等化を行い、チャンネル等化結果を出力する等化手段と、前記パイロットキャリアの既知情報を記憶する記憶手段と、隣接する複数のパイロットキャリアをグループ化し、前記等化手段により出力されたチャンネル等化結果の要素を、前記記憶手段から読み出したパイロットキャリアの既知情報の要素で除算して除算結果をそれぞれ求め、該パイロットキャリア毎に求めた除算結果を、前記グループ毎に平均して補正値をそれぞれ求める補正値計算手段と、該補正値計算手段により求めた補正値を対角要素とした対角行列を生成し、前記受信信号ベクトルから推定したチャンネル応答行列に該対角行列を乗算し、チャンネル応答行列を補正する補正手段とを備えることを特徴とする。
Therefore , a MIMO-OFDM receiver according to the present invention realizes the correction function 2 and is known in a MIMO-OFDM receiver that equalizes an OFDM symbol using a channel response matrix estimated using the OFDM symbol. An equalization means for performing channel equalization using a received signal vector of a pilot carrier modulated by information and a channel response matrix estimated from the received signal vector, and outputting a channel equalization result, and known information of the pilot carrier And a plurality of adjacent pilot carriers are grouped, and the channel equalization result element output by the equalization means is divided by the known information element of the pilot carrier read from the storage means. Each division result is obtained, and the pilot carrier A correction value calculation means for averaging the division results obtained for each group to obtain a correction value, and generating a diagonal matrix having the correction values obtained by the correction value calculation means as diagonal elements; Correction means for correcting the channel response matrix by multiplying the channel response matrix estimated from the signal vector by the diagonal matrix.
また、本発明によるMIMO−OFDM受信機は、前記補正機能3を実現するものであり、OFDMシンボルを用いて推定したチャンネル応答行列により、OFDMシンボルをチャンネル等化するMIMO−OFDM受信機において、変調多値数の小さいサブキャリアの受信信号ベクトルと、既知情報により変調したパイロットキャリアの受信信号ベクトルから推定したチャンネル応答行列とを用いてチャンネル等化を行い、チャンネル等化結果を出力する等化手段と、該等化手段により出力されたチャンネル等化結果を硬判定し、該硬判定等化結果を出力する硬判定手段と、隣接する前記サブキャリアをグループ化し、前記等化手段により出力されたチャンネル等化結果の要素を、前記硬判定手段により出力された硬判定等化結果の要素で除算して除算結果をそれぞれ求め、該サブキャリア毎に求めた除算結果を、前記グループ毎に平均して補正値をそれぞれ求める補正値計算手段と、該補正値計算手段により求めた補正値を対角要素とした対角行列を生成し、前記受信信号ベクトルから推定したチャンネル応答行列に該対角行列を乗算し、チャンネル応答行列を補正する補正手段とを備えたことを特徴とする。 Further, the MIMO-OFDM receiver according to the present invention realizes the correction function 3 and performs modulation in the MIMO-OFDM receiver that equalizes the OFDM symbol by the channel response matrix estimated using the OFDM symbol. An equalization means for performing channel equalization using a received signal vector of a subcarrier having a small multi-value number and a channel response matrix estimated from a received signal vector of a pilot carrier modulated by known information , and outputting a channel equalization result The channel equalization result output by the equalization means is hard-determined, the hard-decision means for outputting the hard-decision equalization result, and the adjacent subcarriers are grouped and output by the equalization means The element of the channel equalization result is the element of the hard decision equalization result output by the hard decision means. Each of the division results is calculated to obtain a division result, and the division result obtained for each subcarrier is averaged for each group to obtain a correction value, respectively, and a correction value obtained by the correction value calculation means. Correction means for generating a diagonal matrix as a corner element, multiplying the channel response matrix estimated from the received signal vector by the diagonal matrix, and correcting the channel response matrix is provided.
本発明によれば、パイロットキャリアの既知情報、または変調多値数の小さいサブキャリアを硬判定した等化結果を用いて補正値を求め、当該補正値によりチャンネル応答を補正するようにしたから、OFDMシンボルに対して適切なチャンネル応答を求めることができる。したがって、コンスタレーションが回転・伸縮した場合に、コンスタレーションを補正して誤り率特性の劣化を抑えることが可能となる。また、MIMO−OFDMシステムにおいて、コンスタレーションを補正して誤り率特性の劣化を抑えることができるから、結果として時分割多重や符号分割多重の多重数を大きくすることが可能となる。 According to the present invention, the correction value is obtained using the known information of the pilot carrier or the equalization result obtained by making a hard decision on the subcarrier having a small modulation multi-value number, and the channel response is corrected by the correction value. An appropriate channel response can be determined for the OFDM symbol. Therefore, when the constellation rotates or expands / contracts, it is possible to correct the constellation and suppress deterioration of the error rate characteristics. Further, in the MIMO-OFDM system, it is possible to correct the constellation and suppress the deterioration of the error rate characteristic. As a result, it is possible to increase the number of multiplexing of time division multiplexing and code division multiplexing.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。本発明の実施例1〜3は、送信2系統及び受信4系統のMIMO−OFDMシステムに適用した受信機の例であり、実施例4〜6は、送信及び受信が1対向のSISO−OFDMシステムに適用した受信機の例である。また、実施例1,4は前述の第1の補正機能を、実施例2,5は第2の補正機能を、実施例3,6は第3の補正機能をそれぞれ実現する。いずれの実施例も、受信機に備えたチャンネル推定補正回路が、チャンネル推定結果であるチャンネル応答を補正することにより、コンスタレーションの補正を実現し、誤り率特性の劣化を抑えるものである。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
尚、実施例1〜6を説明するための図1〜6に示す変数は、前述した課題を解決するための手段で用いたものと一致している。また、共通する手段のブロックには同じ番号を付けてある。
The variables shown in FIGS. 1 to 6 for explaining the
まず、実施例1について説明する。この実施例1は、第1の補正機能を送信2系統及び受信4系統のMIMO−OFDMシステムに適用した例である。図1は、本発明による実施例1のMIMO−OFDM受信機に備えたチャンネル推定補正回路の全体ブロック図である。このMIMO−OFDM受信機100は、チャンネル推定手段6及びチャンネル推定補正回路1を備えている。
First, Example 1 will be described. The first embodiment is an example in which the first correction function is applied to a MIMO-OFDM system with two transmission systems and four reception systems. FIG. 1 is an overall block diagram of a channel estimation correction circuit provided in the MIMO-OFDM receiver according to the first embodiment of the present invention. The MIMO-
この補間処理は、サブキャリアの補正値を、その近くのパイロットキャリアの補正値を用いて直線近似または多項式近似により計算する処理をいう。具体的には、補正値行列計算手段3は、パイロットキャリア以外のサブキャリアの補正値を予めゼロとしておいて、周波数軸上に並んだサブキャリアの順番でローパスフィルタ(デジタルフィルタ)に対し補正値を入力し、その出力として全てのサブキャリアについての補正値を得る。この場合、補正値行列計算手段3の出力である全てのサブキャリアについての補正値は、パイロットキャリアの補正値に基づいて計算された滑らに変動する値となる。 This interpolation processing is processing for calculating a correction value of a subcarrier by linear approximation or polynomial approximation using a correction value of a pilot carrier nearby. Specifically, the correction value matrix calculation means 3 sets correction values for subcarriers other than the pilot carrier to zero in advance, and corrects the correction values for the low-pass filter (digital filter) in the order of the subcarriers arranged on the frequency axis. And a correction value for all subcarriers is obtained as its output. In this case, the correction values for all subcarriers, which are the output of the correction value matrix calculation means 3, are values that vary smoothly based on the correction values of the pilot carriers.
このように、実施例1のMIMO−OFDM受信機100によれば、チャンネル推定補正回路1が、全てのサブキャリアに関して補正処理を行うようにしたから、周波数軸上においてパイロットキャリア間隔毎の細かなチャンネル推定のずれを補正することができる。これにより、コンスタレーションが回転・伸縮した場合には、コンスタレーションを補正し、誤り率特性の劣化を抑えることができる。また、時分割多重または符号分割多重の多重数を大きくすることができる。
As described above, according to the MIMO-
次に、実施例2について説明する。この実施例2は、第2の補正機能を送信2系統及び受信4系統のMIMO−OFDMシステムに適用した例である。図2は、本発明による実施例2のMIMO−OFDM受信機に備えたチャンネル推定補正回路の全体ブロック図である。このMIMO−OFDM受信機200は、チャンネル推定回路6及びチャンネル推定補正回路7を備えている。
Next, Example 2 will be described. The second embodiment is an example in which the second correction function is applied to a MIMO-OFDM system with two transmission systems and four reception systems. FIG. 2 is an overall block diagram of a channel estimation correction circuit provided in the MIMO-OFDM receiver according to the second embodiment of the present invention. The MIMO-
このように、実施例2のMIMO−OFDM受信機200によれば、チャンネル推定補正回路7が、サブキャリアのグループ毎に平均の補正値を求め、そのグループ毎に補正処理を行うようにしたから、グループ内における共通のチャンネル推定のずれを補正することができる。これにより、コンスタレーションが回転・伸縮した場合には、コンスタレーションを補正し、誤り率特性の劣化を抑えることができる。また、時分割多重または符号分割多重の多重数を大きくすることができる。
As described above, according to the MIMO-
次に、実施例3について説明する。この実施例3は、第3の補正機能を送信2系統及び受信4系統のMIMO−OFDMシステムに適用した例である。図3は、本発明による実施例3のMIMO−OFDM受信機に備えたチャンネル推定補正回路の全体ブロック図である。このMIMO−OFDM受信機300は、チャンネル推定手段6及びチャンネル推定補正回路10を備えている。
Next, Example 3 will be described. The third embodiment is an example in which the third correction function is applied to a MIMO-OFDM system with two transmission systems and four reception systems. FIG. 3 is an overall block diagram of a channel estimation correction circuit provided in the MIMO-OFDM receiver according to the third embodiment of the present invention. The MIMO-OFDM receiver 300 includes channel estimation means 6 and a channel
ここで、チャンネル等化手段11は、TMCCやBPSK等の変調多値数の小さい変調方式で送信されるサブキャリアの番号を予め認識しており、当該サブキャリアの番号により、チャンネル等化を行うサブキャリアを特定する。 Here, the channel equalization means 11 recognizes in advance the number of a subcarrier transmitted by a modulation scheme with a small modulation multi-level number such as TMCC or BPSK, and performs channel equalization based on the number of the subcarrier. Identify subcarriers.
ここで、硬判定手段14は、等化結果を硬判定することにより、受信信号に対して変調方式が予めわかっているシンボル点のうち最も近いシンボル点Xiを特定する。 Here, the hard decision means 14, by hard decision equalization result, the modulation scheme to identify the closest symbol point X i of the symbol points are known in advance to the received signal.
このように、実施例3のMIMO−OFDM受信機300によれば、チャンネル推定補正回路10が、TMCC等の変調多値数の小さいサブキャリアのチャンネル等化結果に対して硬判定を行い、補正値を求めて補正処理を行うようにしたから、パイロットキャリアが存在しない場合であっても、チャンネル推定のずれを補正することができる。これにより、コンスタレーションが回転・伸縮した場合には、コンスタレーションを補正し、誤り率特性の劣化を抑えることができる。また、時分割多重または符号分割多重の多重数を大きくすることができる。
As described above, according to the MIMO-OFDM receiver 300 of the third embodiment, the channel
以上、実施例1〜3は、第1〜3の補正機能をMIMO−OFDMシステムにそれぞれ適用した例であるが、これらの補正機能を、送信及び受信が1対向のSISO−OFDMシステムにも適用することができる。以下、第1〜第3の補正機能をSISO−OFDMシステムに適用した場合について、数式を用いて説明する。 As described above, the first to third embodiments are examples in which the first to third correction functions are applied to the MIMO-OFDM system. However, these correction functions are also applied to the SISO-OFDM system in which transmission and reception are one-facing. can do. Hereinafter, the case where the first to third correction functions are applied to the SISO-OFDM system will be described using mathematical expressions.
〔SISO−OFDMシステムにおける補正機能の説明〕
i番目のサブキャリアに関して、xiを送信信号、yiを受信信号、hiをチャンネル応答、niを雑音成分とすると、このシステムは(12)式のように数式表現することができる。
With respect to the i-th subcarrier, if x i is a transmission signal, y i is a reception signal, h i is a channel response, and n i is a noise component, this system can be expressed by the following equation (12).
チャンネル推定が正しく行われた場合(Hiが正しく推定できた場合)には、(12)式の両辺をhiで割ることにより、チャンネル等化を行うことができる。チャンネル等化結果は、(13)式のとおりである。ここで、(13)式の右辺第2項は、等化で残った雑音成分である。
複数のOFDMシンボルから得たチャンネル推定結果(チャンネル応答)を個々のOFDMシンボルのチャンネル等化に用いる場合や、その逆に一つのOFDMシンボルから得たチャンネル推定結果を複数のOFDMシンボルのチャンネル等化に用いる場合等、チャンネル推定結果に誤差があるときは、(13)式のようなチャンネル等化を行うことができない。本来hiであるはずのチャンネル応答のずれをΔhiとし、チャンネル応答が、
第1及び第2の補正機能では、パイロットキャリアを用いてこのΔhiを検出する。パイロットキャリアについてはその値xiが既知なので、(15)式をxiで割り算する。
ここで、E[ci]はciの期待値を示す。(17)式の右辺の第2項は、独立な確率変数の割り算の期待値なので、その期待値は各々の期待値の割り算になる。ここで、雑音成分niの期待値はゼロであり、hiとxiの期待値は非ゼロであるので、(17)式の右辺の第2項は結局ゼロになる。したがって、グループ内で共通の補正値は、
Here, E [c i ] indicates the expected value of c i . Since the second term on the right side of the equation (17) is an expected value for division of independent random variables, the expected value is a division of each expected value. Here, since the expected value of the noise component n i is zero and the expected values of h i and x i are non-zero, the second term on the right side of the equation (17) is eventually zero. Therefore, the common correction value within the group is
第3の補正機能では、シンボル毎に既知情報で変調されたパイロットキャリアが存在しないので、TMCC等の変調多値数が小さい特定のサブキャリアについての等化結果である(15)式を硬判定し、Xiとおく。この場合も、Δhiが複数サブキャリアから成るグループ単位で共通のΔhであることを前提として、第2の補正機能と同様にグループ内で共通の補正値を(16)〜(18)式により求める。 In the third correction function, since there is no pilot carrier modulated with known information for each symbol, Equation (15), which is an equalization result for a specific subcarrier having a small modulation multilevel number such as TMCC, is hard-decision and, put the X i. Also in this case, assuming that Δh i is a common Δh in a group unit composed of a plurality of subcarriers, a common correction value within the group is obtained by the equations (16) to (18) similarly to the second correction function. Ask.
推定したチャンネル応答に補正値を掛けることにより、(19−1)式及び(19−2)式のようにほぼ正しいチャンネル応答を得ることができるので、(19−1)式及び(19−2)式により補正されたチャンネル応答をZFやMLD等の復調方法に用いることにより、チャンネル推定が正しく行われた場合に近い復調結果を得ることができる。
(第1の補正機能について)
(About the first correction function)
(第1の補正機能に対して)
まず、実施例4について説明する。この実施例4は、第1の補正機能を送信及び受信が1対向のSISO−OFDMシステムに適用した例である。図4は、本発明による実施例4のSISO−OFDM受信機に備えたチャンネル推定補正回路の全体ブロック図である。このSISO−OFDM受信機400は、チャンネル推定手段20及びチャンネル推定補正回路15を備えている。
First, Example 4 will be described. The fourth embodiment is an example in which the first correction function is applied to a SISO-OFDM system in which transmission and reception are one-facing. FIG. 4 is an overall block diagram of a channel estimation correction circuit provided in the SISO-OFDM receiver according to the fourth embodiment of the present invention. The SISO-
ここで、補間処理は、実施例1に示したものと同様である。 Here, the interpolation processing is the same as that shown in the first embodiment.
このように、実施例4のSISO−OFDM受信機400によれば、チャンネル推定補正回路15が、全てのサブキャリアに関して補正処理を行うようにしたから、周波数軸上においてパイロットキャリア間隔毎の細かなチャンネル推定のずれを補正することができる。これにより、コンスタレーションが回転・伸縮した場合には、コンスタレーションを補正し、誤り率特性の劣化を抑えることができる。
As described above, according to the SISO-
次に、実施例5について説明する。この実施例5は、第2の補正機能を送信及び受信が1対向のSISO−OFDMシステムに適用した例である。図5は、本発明による実施例5のSISO−OFDM受信機に備えたチャンネル推定補正回路の全体ブロック図である。このSISO−OFDM受信機500は、チャンネル推定手段20及びチャンネル推定補正回路21を備えている。
Next, Example 5 will be described. The fifth embodiment is an example in which the second correction function is applied to a SISO-OFDM system in which transmission and reception are opposed to each other. FIG. 5 is an overall block diagram of a channel estimation correction circuit provided in the SISO-OFDM receiver according to the fifth embodiment of the present invention. The SISO-
このように、実施例5のSISO−OFDM受信機500によれば、チャンネル推定補正回路21が、サブキャリアのグループ毎に平均の補正値を求め、そのグループ毎に補正処理を行うようにしたから、グループ内における共通のチャンネル推定のずれを補正することができる。これにより、コンスタレーションが回転・伸縮した場合には、コンスタレーションを補正し、誤り率特性の劣化を抑えることができる。
As described above, according to the SISO-
次に、実施例6について説明する。この実施例6は、第3の機能を送信及び受信が1対向のSISO−OFDMシステムに適用した例である。図6は、本発明による実施例6のSISO−OFDM受信機に備えたチャンネル推定補正回路の全体ブロック図である。このSISO−OFDM受信機600は、チャンネル推定手段20及びチャンネル推定補正回路24を備えている。
Next, Example 6 will be described. The sixth embodiment is an example in which the third function is applied to a SISO-OFDM system in which transmission and reception are one-facing. FIG. 6 is an overall block diagram of a channel estimation correction circuit provided in the SISO-OFDM receiver according to the sixth embodiment of the present invention. The SISO-
ここで、チャンネル等化手段25は、実施例3に示したチャンネル等化手段11のように、変調多値数の小さい変調方式で送信されるサブキャリアの番号を予め認識しており、当該サブキャリアの番号により、チャンネル等化を行うサブキャリアを特定する。 Here, the channel equalization means 25 recognizes in advance the number of the subcarrier transmitted in the modulation scheme with a small modulation multi-level number, like the channel equalization means 11 shown in the third embodiment, and The subcarrier for channel equalization is specified by the carrier number.
ここで、硬判定手段28は、実施例3に示した硬判定手段14のように、受信信号に対して変調方式が予めわかっているシンボル点のうち最も近いシンボル点xiを特定する。
Here, the
このように、実施例6のSISO−OFDM受信機600によれば、チャンネル推定補正回路24が、TMCC等の変調多値数の小さいサブキャリアのチャンネル等化結果に対して硬判定を行い、補正値を求めて補正処理を行うようにしたから、パイロットキャリアが存在しない場合であっても、チャンネル推定のずれを補正することができる。これにより、コンスタレーションが回転・伸縮した場合には、コンスタレーションを補正し、誤り率特性の劣化を抑えることができる。
As described above, according to the SISO-
以上説明したように、実施例1〜6によれば、数式の上でも個々のOFDMシンボルに対して適切なチャンネル応答行列またはチャンネル応答を求めることができる。図7及び図8は、送信2系統及び受信4系統のMIMO−OFDMシステムに適用した場合のコンスタレーションの例を示す。図7は、従来法により4つのOFDMシンボルを用いたチャンネル推定によりチャンネル等化を行った場合のコンスタレーションの例であり、図8は、全サブキャリアで1つにグループ化した本発明を適用し、チャンネル推定を補正してチャンネル等化を行った場合のコンスタレーションの例である。図7及び図8における(a)は、受信機に対し送信機1の周波数を+1kHzオフセットさせた場合、(b)は、受信機に対し送信機2の周波数を−1kHzオフセットさせた場合のそれぞれのコンスタレーションの例である。図中のMER(Moduration Error Ratio)は、コンスタレーション上において雑音成分により受信シンボル点が本来のシンボル点からどれだけ離れているかを示すパラメータであり、この値が大きいほど誤り率が向上する。図7及び図8を比較すると、図8に示したように、本発明の適用によりコンスタレーションの回転がSN比の劣化なしに補正されていること、及びMERが改善されていることが確認できる。
As described above, according to the first to sixth embodiments, an appropriate channel response matrix or channel response can be obtained for each OFDM symbol in terms of mathematical expressions. FIGS. 7 and 8 show examples of constellations when applied to a MIMO-OFDM system with two transmission systems and four reception systems. FIG. 7 shows an example of constellation when channel equalization is performed by channel estimation using four OFDM symbols by the conventional method, and FIG. 8 applies the present invention grouped into one for all subcarriers. This is an example of constellation when channel equalization is performed by correcting channel estimation. 7 and 8, (a) shows a case where the frequency of the
以上、実施例を挙げて本発明を説明したが、本発明は上記実施例1〜6に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、実施例1〜3は、送信2系統及び受信4系統のMIMO−OFDMシステムに適用する例であるが、送信系統数及び受信系統数はこれに限定されるものではない。MIMO−OFDMシステムには送信系統数及び受信系統数の組み合わせが無数に存在するが、実施例1〜3を応用して、送信信号ベクトル、受信信号ベクトル、チャンネル応答行列、補正値行列等の要素を拡張することにより、送信系統数2及び受信系統数4の他にも任意の系統数のシステムに適用することができる。 The present invention has been described with reference to the embodiments. However, the present invention is not limited to the first to sixth embodiments, and various modifications can be made without departing from the technical idea thereof. For example, although the first to third embodiments are examples applied to a MIMO-OFDM system with two transmission systems and four reception systems, the number of transmission systems and the number of reception systems are not limited thereto. There are an infinite number of combinations of the number of transmission systems and the number of reception systems in the MIMO-OFDM system, but elements such as a transmission signal vector, a reception signal vector, a channel response matrix, and a correction value matrix are applied by applying the first to third embodiments. Can be applied to a system having an arbitrary number of systems other than 2 transmission systems and 4 reception systems.
1,7,10,15,21,24 チャンネル推定補正回路
2,16 パイロットキャリア等化手段
3,8,12 補正値行列計算手段
4,9,13 チャンネル応答行列補正手段
5,19 パイロット情報記憶手段
6,20 チャンネル推定手段
11,25 チャンネル等化手段
14,28 硬判定手段
17,22,26 補正値計算手段
18,23,27 チャンネル応答補正手段
100,200,300 MIMO−OFDM受信機
400,500,600 SISO−OFDM受信機
1, 7, 10, 15, 21, 24 Channel
Claims (2)
既知情報により変調したパイロットキャリアの受信信号ベクトルと、該受信信号ベクトルから推定したチャンネル応答行列とを用いてチャンネル等化を行い、チャンネル等化結果を出力する等化手段と、 Equalization means for performing channel equalization using a received signal vector of a pilot carrier modulated by known information and a channel response matrix estimated from the received signal vector, and outputting a channel equalization result;
前記パイロットキャリアの既知情報を記憶する記憶手段と、 Storage means for storing known information of the pilot carrier;
隣接する複数のパイロットキャリアをグループ化し、前記等化手段により出力されたチャンネル等化結果の要素を、前記記憶手段から読み出したパイロットキャリアの既知情報の要素で除算して除算結果をそれぞれ求め、該パイロットキャリア毎に求めた除算結果を、前記グループ毎に平均して補正値をそれぞれ求める補正値計算手段と、 A plurality of adjacent pilot carriers are grouped, and the channel equalization result element output by the equalization means is divided by the known information element of the pilot carrier read from the storage means to obtain the division results, respectively, Correction value calculation means for averaging the division results obtained for each pilot carrier for each group to obtain correction values;
該補正値計算手段により求めた補正値を対角要素とした対角行列を生成し、前記受信信号ベクトルから推定したチャンネル応答行列に該対角行列を乗算し、チャンネル応答行列を補正する補正手段とを備えることを特徴とするMIMO−OFDM受信機。 Correction means for generating a diagonal matrix having the correction value obtained by the correction value calculation means as a diagonal element, multiplying the channel response matrix estimated from the received signal vector by the diagonal matrix, and correcting the channel response matrix And a MIMO-OFDM receiver.
変調多値数の小さいサブキャリアの受信信号ベクトルと、既知情報により変調したパイロットキャリアの受信信号ベクトルから推定したチャンネル応答行列とを用いてチャンネル等化を行い、チャンネル等化結果を出力する等化手段と、 Equalization that performs channel equalization using the received signal vector of the subcarrier with a small number of modulation multilevels and the channel response matrix estimated from the received signal vector of the pilot carrier modulated by known information, and outputs the channel equalization result Means,
該等化手段により出力されたチャンネル等化結果を硬判定し、該硬判定等化結果を出力する硬判定手段と、 Hard decision means for making a hard decision on the channel equalization result output by the equalization means and outputting the hard decision equalization result;
隣接する前記サブキャリアをグループ化し、前記等化手段により出力されたチャンネル等化結果の要素を、前記硬判定手段により出力された硬判定等化結果の要素で除算して除算結果をそれぞれ求め、該サブキャリア毎に求めた除算結果を、前記グループ毎に平均して補正値をそれぞれ求める補正値計算手段と、 The adjacent subcarriers are grouped, and the channel equalization result elements output by the equalization means are divided by the hard decision equalization result elements output by the hard decision means to obtain division results, respectively. Correction value calculation means for obtaining a correction value by averaging the division results obtained for each subcarrier for each group;
該補正値計算手段により求めた補正値を対角要素とした対角行列を生成し、前記受信信号ベクトルから推定したチャンネル応答行列に該対角行列を乗算し、チャンネル応答行列を補正する補正手段とを備えたことを特徴とするMIMO−OFDM受信機。 Correction means for generating a diagonal matrix having the correction value obtained by the correction value calculation means as a diagonal element, multiplying the channel response matrix estimated from the received signal vector by the diagonal matrix, and correcting the channel response matrix And a MIMO-OFDM receiver.
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