JP3983692B2 - Microwave power transmission device, microwave power reception device, microwave power transmission method, and microwave power transmission system - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マイクロ波によって電力を伝送するマイクロ波送電装置、マイクロ波受電装置、マイクロ波送電法及びマイクロ波送電システムに関する。
【0002】
【従来の技術】
電波からエネルギーを得ようというコンセプトの一つに宇宙太陽光発電衛星(Solar Power Station:以下、SPSという)計画がある。これは、地球の衛星軌道上に太陽電池パネルを並べた巨大な衛星を打ち上げ、そこで作った電力をマイクロ波で地球に送るものである。また、有線送電が難しい離島や山頂などへの送電にもマイクロ波送電を利用する計画がある。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
マイクロ波送電においては、発電量変動と負荷変動に対応して送電量を調整する必要がある。現在、SPS計画で使用が想定されているマイクロ波は連続波(Continuous Wave)であるので、送電量を調整するには送電電力を変化させなければならない。しかし、受電装置で使用される整流回路は、図4に示すように受電電力がP0の時、整流効率が最大になる特性があるため、送電電力を変化させると、整流効率が悪くなり、損失が大きくなってしまう。
【0004】
本発明は、このような事情に鑑み、整流効率を損なうことなく、送電量を調整することができるマイクロ波によって電力を伝送するマイクロ波送電法、マイクロ波送電装置及びマイクロ波受電装置を提供することを目的とする。
【0005】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための、請求項1に記載の発明は、送電側のアンテナからマイクロ波を放射し、受電側のアンテナでマイクロ波を捕らえて整流するマイクロ波送電法に用いられるマイクロ波送電装置において、アンテナから放射されるマイクロ波を時間的に断続するパルスにし、該パルスのデューティ比を変化させて送電量を調整していると共に、周波数がパルス継続時間内で単調に低くしていることを特徴とする。
【0006】
【0007】
請求項2に記載の発明は、請求項1に記載のマイクロ波送電装置を用いたマイクロ波送電方法であって、上記パルス継続時間を変化させることで、送電側から受電側へ信号を送ることを特徴とする。
【0008】
【0009】
【0010】
請求項3に記載の発明は、請求項1に記載のマイクロ波送電装置からのマイクロ波を受電して整流するマイクロ波受電装置であって、整流に先立って、周波数成分の高いものを遅延して周波数成分の低いものと干渉させており、且つ上記マイクロ波パルスを整流し、マイクロ波パルスに基づいて生じる電荷を充電する2次電池を備えることを特徴とする。
【0011】
【0012】
【0013】
請求項4に記載の発明は、請求項1に記載のマイクロ波送電装置と、このマイクロ波送電装置からのマイクロ波を受電して整流するマイクロ波受電装置とからなるマイクロ波送電システムであって、マイクロ波受電装置は、受電アンテナと、受電アンテナに対して同調周波数を可変可能なバリアブルキャパシタ要素と、電圧監視回路部と、電圧発生回路部とを備え、電圧監視回路部は出力の電圧をモニタし、電圧発生回路部を通じて、バリアブルキャパシタの値を常に出力が最大の値を取るように調整することを特徴とする。
【0014】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を添付図面に基づいて詳細に説明する。
(第1の実施形態)
図1は本発明のマイクロ波受電装置を示している。
このマイクロ波受電装置には、図3(a)に示すような時間的に断続するマイクロ波パルスが送電装置(図示せず)から送られてくる。
【0015】
マイクロ波パルスはアンテナ1で捕らえられてフィルタ2に送られる。このフィルタ2はコンデンサ3,4とインダクタ5で構成されていて、後段の整流回路8で発生する高調波がアンテナ1から放射されるのを防止すべく高調波の通過を阻止する。フィルタ2を通過したマイクロ波パルスは、2つのショットキーバリアダイオード(以下、SBDという)6,7からなる整流回路8に送られる。この整流回路8は、半波・倍圧整流回路であり、4Di方式に比べて1Dしかドロップせず、全波整流が可能で、図3(b)に示すような直流パルスが出力される。
【0016】
整流回路8から出力された直流パルスは、スイッチ手段としてのスイッチドキャパシタ回路9に入力される。このスイッチドキャパシタ回路9は、複数のコンデンサCと、MOSFETで構成したスイッチSWと、インバータ10とで構成されている。すなわち、複数のコンデンサCの一端をそれぞれスイッチSWを介して並列接続すると共に、これら並列接続されたコンデンサCの両端をそれぞれスイッチSWを介して整流回路8と蓄電用コンデンサ11に接続してある。
【0017】
奇数番目のSWを構成するMOSFETのゲートには、クロック信号CKが入力される一方、偶数番目のSWを構成するMOSFETのゲートには、反転クロック信号CKバーが入力される。更に、奇数番目のコンデンC1、C3・・・には1つのインバータ10を介してクロック信号CKが入力される一方、偶数番目のコンデンサC2、C4・・・には2つのインバータ10を介してクロック信号CKが入力される。つまり、各コンデンサCにはブースト電圧が印加されるようになっているので、段数分だけ昇圧されて最終段の蓄電用コンデンサ11に蓄えられることになる。
【0018】
クロック信号CKがHレベルになると、図2(a)に示すように奇数番目のスイッチSW1、SW3・・・がONになると共に、偶数番目のコンデンサC2、C4・・・にブースト電圧が印加される。よって、先頭のコンデンサC1に整流回路6から電荷が流れ込むと共に、偶数番目のコンデンサC2、C4・・・の電荷が後段のコンデンサC3、C5・・・に汲み出される。
【0019】
クロック信号CKがLレベルになると、図2(b)に示すように偶数番目のスイッチSW2、SW4・・・がONになると共に、奇数番目のコンデンサC1、C3・・・にブースト電圧が印加される。よって、奇数番目のコンデンサC1、C3・・・の電荷が後段のコンデンサC2、C3・・・に汲み出される。このようにクロック信号CKに同期して、各コンデンサCの電荷が後段のコンデンサCに順次汲み出されていく。スイッチドキャパシタ回路9から汲み出された電荷は蓄電用コンデンサ11に一旦蓄えられ、出力端子12から負荷に供給される。
【0020】
クロック信号CKの周波数は、図3(b)に示す整流回路8からの出力パルスの周波数よりも高く設定されている。ただし、整流回路8からパルスが出力されない期間は、クロック信号CKと反転クロック信号CKバーの何れもLレベルにして、全てのスイッチSWをOFFにする。
【0021】
この受電装置には、図3(a)に示すようなマイクロ波パルスが送電装置から送られてくるので、送電量の調整にあたっては、マイクロ波パルスのデューティ比t/Tを変化させればよい。ところで、整流回路8には図4に示すような効率特性があるため、受電電力をPoにして整流効率を最大にしてある。従来の連続波による送電法では、送電量を調整しようとする場合には、送電電力を変化させなければならないため、受電電力が最大効率となる値Poから外れて、整流効率が悪くなってしまう。一方、本発明のパルス送電法では、PWM変調によってマイクロ波パルスのデューティ比t/Tを変化させるので、つまり、受電電力は変化しないので、整流効率を最大に保つことができる。
【0022】
ところで、スイッチドキャパシタ回路9を省いて、整流回路8と蓄電用コンデンサ11を直接接続すると、SBD6,7の逆方向リーク特性によって、蓄電用コンデンサ11からSBD6,7へ電流が逆流し、図3(c)に示すような整流波形になってしまう。このため、整流回路6から直流パルスが出力されない期間は、クロック信号CKの発生を停止して全てのSWをOFFにすることで、コンデンサCや蓄電用コンデンサ11からSBD6,7への逆流を阻止して、出力の低下を防止している。
【0023】
更に、スイッチドキャパシタ回路9の各コンデンサCにブースト電圧が印加されて、電荷の汲み出しが行われるようにしてあるので、蓄電用コンデンサに蓄えられる電荷が大きくなる。
【0024】
図3(a)に示すマイクロ波パルスは、パルス幅tを2〜18msec、周期Tを20msec、したがってデューティ比t/Tを10〜90%にするのが好ましい。また、クロック信号CKの周波数は10K〜500KHzにするのが好ましい。
【0025】
(第2の実施形態)
図5はマイクロ波送電システムを示している。
送電装置は、周波数掃引信号発生器20の出力信号をアンプ21で増幅してアンテナ22から放射させる。周波数掃引信号発生器20は、図6に示すようなマイクロ波のパルス信号を発生する。すなわち、周波数がパルス継続時間t内で単調に低くなっている信号を発生する。
【0026】
受電装置は、送電装置からのマイクロ波パルスをアンテナ23で捕らえてディレイフィルタ24に通す。このディレイフィルタ24は、図8に示すように周波数が高くなるほど遅延時間が大きくなる特性を持っている。図7は、マイクロ波パルスのディレイフィルタ24通過による波形変化を示している。すなわち、周波数の高い波形が遅延して周波数の低い波形と重なって干渉し、パルス幅が狭まって波高値を高くする。
【0027】
ディレイフィルタ24を通過したマイクロ波パルスは、整流回路25で整流されて直流パルスとなる。直流パルスはスイッチドキャパシタ回路26を経由して負荷27に供給される。尚、整流回路25,スイッチドキャパシタ回路26は第1の実施形態の整流回路8,スイッチドキャパシタ回路9と同じものである。
【0028】
図9はマイクロ波のパワー・スペクトラムの変化を示している。すなわち、送電装置から送られるマイクロ波は、スペクトラム成分が小さい振幅で広い帯域に分布している(同図aの曲線)。一方、ディレイフィルタ24を通過したマイクロ波は、スペクトラム成分が大きい振幅で狭い帯域に分布している(同図bの曲線)。つまり、送電側で広い帯域に拡散させておいたスペクトラム成分を、受電側で狭い帯域に圧縮することで、スペクトラム分布の振幅を大きくしている。
【0029】
マイクロ波送電においては、マイクロ波の生態系への影響や通信電波との干渉などを考慮すると、マイクロ波の電力密度を大きくすることには限界がある。つまり、受電装置の単位モジュールから得られる電力には限界がある。ところが、上述の送電方法によると、受電側での帯域圧縮によってスペクトラム分布の振幅を大きくしているので、マイクロ波の電力密度を大きくしなくても、送電電力を大きくすることができる。
【0030】
更に、整流回路25からは直流パルスが出力されることになるが、整流回路25の後段にはスイッチドキャパシタ回路26を設けてあるので、整流回路25のSBDへの電流リークを阻止することができ、出力の低下防止に役立つ。
【0031】
周波数掃引信号発生器20が発生する周波数は、例えば2.4〜2.5GHzのように100MHz程度の範囲で変化させるのが好ましい。また、パルス継続時間tは10msec位に、デューティ比は10〜90%するのが好ましい。
【0032】
(第3の実施形態)
次に、第2の実施形態のマイクロ波送電法をIDタグシステムに適用する場合について説明する。尚、第2の実施形態と同一の構成要素は同一の符号を付し説明を省略する。
【0033】
図10はリーダ側のブロック図である。
アンプ21とアンテナ22の間にはサーキュレータ28が設けてあり、このサーキュレータ28にはアンプ21を介して復調器29を接続してある。つまり、サーキュレータ28は、周波数掃引信号発生器20からアンテナ22への信号伝達と、アンテナ22から復調器29への信号伝達とを可能にするものである。尚、サーキュレータ28とアンプ21との間に整流回路25を設けてもよい。
【0034】
図11はタグ側のブロック図である。
整流回路25にはロードスイッチ30を介して負荷抵抗31を接続してあり、ロードスイッチ30はマイクロコンピュータ32からの信号によって開閉される。スイッチドキャパシタ回路26から出力される直流パルスは2次電池33を充電すると共に、マイクロコンピュータ32は2次電池33を電源として起動される。
【0035】
次に、このIDタグシステムの動作について説明する。
タグには、図6に示すようなマイクロ波パルスがリーダから送られる。リーダは、このマイクロ波パルスを整流回路26で整流し、直流パルスがスイッチドキャパシタ回路26を介して2次電池33に供給する。2次電池33の電圧が規定値に達すると、マイクロコンピュータ32が起動し、ロードスイッチ30をマイクロ波パルスに同期して開閉させる。つまり、このタグはマイクロ波送電によってリーダから電力を供給される電池レスタイプのものである。尚、ロードスイッチ30の開閉はリーダ側へ送信すべきシリアルデータに対応して行われる。
【0036】
ロードスイッチ30を開閉させると、整流回路25から負荷抵抗31へ流れる電流が断続されるが、ロードスイッチ30の開閉にともなって、タグ側のアンテナ23で反射するマイクロ波の反射率が変化する。この反射波は入射波と干渉して定在波を生じるが、その波高値もロードスイッチ30の開閉によって変化することになる。つまり、リーダ側から見たVSWR(Voltage Standing Wave Ratio)が変化する。
【0037】
この定在波はリーダ側のアンテナ22で受信され、サーキュレータ28とアンプ21を通して復調器29に入力される。タグからリーダへのデータ送信はこのように行われる。図12(a)はリーダから送られるマイクロ波パルスを、同図(b)はリーダに戻ってくる定在波をそれぞれ模式的に示したものである。
【0038】
このIDタグシステムでは、図6に示すようなマイクロ波パルスによってタグ側への電力供給を行っているので、マイクロ波の電力密度を電波法の許容範囲に保っても、大きな電力の供給が可能になる。つまり、タグ側の2次電池33の充電時間を短くするためには、図3(a)に示すようなマイクロ波パルスを用いる場合、そのデューティ比をできるだけ大きくしなければならないが、図6に示すようなマイクロ波パルスを用いると、図7に示すように整流後はいずれにしてもパルスになり、大きな電力を得るためにデューティ比をできるだけ大きく取る必要がないので、このパルス巾をある範囲(10〜90%)で可変することが可能であり、デューティ比は小さくて済む。このデューティ比の変調でデジタル信号データのやりとりも可能になる。
【0039】
このため、パルス周波数を高くすることができ、通信速度が速くなる。
更に、ASK(Amplitude shift Keying)以外の変調方式を採用することができ、変調の自由度が高くなる。
また、電波の到達距離が画期的に長くなるという効果もある。
【0040】
以上、3つの実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。
例えば、図13に示すように、整流回路8に複数のスイッチドキャパシタ回路9(又は26、以下同じ)をそれぞれ逆流防止ダイオード41と共に並列に配列して、スイッチング素子のON/OFFを制御するクロック信号の位相を各スイッチドキャパシタ回路9ごとにずらすものであっても良い。例えば、この回路では3つのスイッチドキャパシタ回路があるので、位相を90度ずつずらせばバランスが良い。そうすることで、スイッチのON/OFFによるデッドタイムを低減でき効率が良い。
【0041】
また、スイッチドキャパシタ回路9としては、図14及び図15に示すものであってもよい。このスイッチドキャパシタ回路9において、SW1〜SW2nはスイッチ、CPT1〜CPTnはキャパシタ(コンデンサ)である。その他、図14及び図15において、符号9b、9cは入力端子であり、9a、9fは出力端子である。
クロック入力端子9dにはスイッチSW1〜SW2nを各々“1”側(状態1)に切り換えるクロック信号が、反転クロック入力端子9eにはスイッチSW1〜SW2nを各々“2”側(状態2)に切り換える反転クロック信号が各々入力される。
【0042】
上記キャパシタCPT1〜CPTnは、状態1においては直列接続されてHV出力端子9a及びLV出力端子9f相互間に挿入され、状態2においては並列接続されてRF入力端子9b及び9c相互間に挿入されるようスイッチSW1〜SW2nに接続されている。またスイッチSW1〜SW2nは、キャパシタCPT1〜CPTnが上記のように接続されるよう、各端子9a,9b間に接続されている。
【0043】
このようなスイッチドキャパシタ回路9の動作を説明すると、状態1においては、直列接続されたキャパシタCPT1〜CPTnがHV出力端子9aを介して蓄電用コンデンサ11に接続されて放電し、また状態2においては、並列接続されたキャパシタCPT1〜CPTnにRF入力端子9b、9cを介して接続されて各キャパシタCPT1〜CPTnに蓄電する。
状態1,2は、クロック入力端子9d及び反転クロック入力端子9eに入力されるクロック信号,反転クロック信号により切替制御されるスイッチSW1〜SW2nにより所定の周波数(周期)で交互に繰り返される。したがって、キャパシタCPT1〜CPTnの上述の充放電動作が所定の周波数で繰り返されて蓄電用コンデンサ11に電荷を汲み出す。
【0044】
図15は図14で説明したスイッチドキャパシタ回路9の具体的な回路構成例を示したものである。この図15において、NMOS1〜NMOS3n−1は各々Nチャンネル型MOSFETを示す。その他、図15において図14と同一符号は同一又は相当部分を示す。
【0045】
図16及び図17は、他の実施の形態を示すものであり、この実施の形態では上述したようなクロック制御をせずにスイッチング素子の切替を行うことでスイッチドキャパシタ回路9の各キャパシタで蓄電した電荷を蓄電用コンデンサに直接蓄電するものである。図16において、107はRF入力端子H、108はRF入力端子C、1300は1チップ(モノリシック)ICによる集積回路部、9はスイッチドキャパシタ回路、1307,1308は逆流阻止ダイオードである。
【0046】
スイッチドキャパシタ回路9,9は、RF入力端子107,108からRF入力を得て電圧出力HVOUTからを蓄電用コンデンサ11に蓄電するものである。
スイッチドキャパシタ回路9,9は、RFH入力端子9b;RFL入力端子9c、HV出力端子9a;LV出力端子9fを備えてなる。
このスイッチドキャパシタ回路9,9のRFH入力端子9b及びRFL入力端子9cは、RF入力に対して所謂たすき掛け接続されている。即ち、一方のスイッチドキャパシタ回路9のRFH入力端子9b及び他方のスイッチドキャパシタ回路9のRFL入力端子9cは各々RF入力端子H108に、一方のスイチッドキャパシタ回路9のRFL入力端子9b及び他方のスイチッドキャパシタ回路9のRFH入力端子9cは各々RF入力端子107に接続されている。
【0047】
一方、スイッチドキャパシタ回路部9のHV出力端子9aは逆流阻止ダイオード1307を介して、スイッチドキャパシタ回路9のHV出力端子9aは逆流阻止ダイオード1308を介して、各々蓄電用コンデンサ11の一端に接続されている。
また、一方のスイッチドキャパシタ回路9のLV出力端子9f及び他方のスイッチドキャパシタ回路9のLV出力端子9fは共通接続され、蓄電用コンデンサ11の一端に接続されている。
【0048】
図17は図16で説明したスイッチドキャパシタ回路9の具体的な回路構成例を示しており、この図17は図15と略同様な構成であるが、スイッチのクロック制御が無い点が異なる。即ち、この実施の形態では、入力されるマイクロ波パルスがスイッチング素子であるMOSゲートを直接たたいてスイッチの開閉を行うので、上述したようなクロック制御が必要ないため、電荷消費量を少なくでき、効率がよい。その他、図17において図15と同一符号は同一又は相当部分を示す。
【0049】
図18は、更に他の実施の形態を示す回路図である。この実施の形態では、図1で示す第1実施の形態で用いたクロック信号(CK)を用いずに、受信回路51で受信したマイクロ波の周波数(RF信号)の振幅を利用して各スイッチSW1、SW2、SW3・・・の切り換えを行うものである。即ち、受信回路51受信したマイクロ波のRF信号は、全波整流回路53からクロックブースト回路9の各コンデンサC1、C2、C3・・・の一端に送られると共に、全波整流回路53の手前で半波整流回路55及び56を介してそれぞれ一つ置きに各コンデンサC1、C2、C3・・・に接続されており、且つ他方の半波整流回路56では遅延回路54によりRF信号の位相をπ(rad)、即ち180度、ずらしている。この実施の形態では、クロック発生回路が不用であるからその分電力消費が不用であり、電力の効率化を図ることができる。
【0050】
図19及び図20は、更に他の実施の形態を示す回路図であり、図20の(a)及び(b)は、それぞれ図19に示す回路の具体的構成図である。この実施の形態では、図18に示す実施の形態と同様に、クロック信号(CK)を用いずに、受信回路51で受信したマイクロ波の周波数(RF信号)の振幅を利用して各スイッチSW1、SW2、SW3・・・の切り換えを行うものであり、遅延回路54を設けずに、逆相の半端整流回路57を用いたものである。その他の点は上述の図18に示す実施の形態と同様である。尚、図20(b)のD1〜D8は整流結線されたMOSFETトランジスタである。
図21は図19に示す回路の更なる具体的構成図であり、図20(a)で示すR1とR2をMOSFETの構成で置き換えたものであり、この図21に示す回路によれば、自己消費電力が少なく、より高効率が得られる。
図22に示す回路は、更に他の実施の形態に係る受電装置の回路を示すものであり、この回路では、アンテナ1に対して同調周波数を可変可能なバリアブルキャパシタ(電圧で容量が変化する)要素40と、電圧監視回路部44と、電圧発生回路部44とを有する構成を取ることで、電圧監視回路部44は、出力12の電圧をモニタし、電圧発生回路部を通じて、バリアブルキャパシタの値を常に出力12が最大の値を取るように調整する機能を果たし、様々な外的要因で受電装置の受電周波数の同調ずれが起きても、最大効率で電力を受電可能とするものである。
【0051】
【発明の効果】
請求項1及び2の発明によれば、整流効率を損なうことなく、送電量を調整することができ、且つマイクロ波の電力密度を大きくしなくても、送電電力を大きくすることができる。
更に、請求項2の発明によれば、電力送電と共に通信信号を送ることができる。
【0052】
【0053】
【0054】
請求項3の発明によれば、請求項1の発明の効果に加えて、マイクロ波パルスのエネルギーを電力として蓄電することができる。
【0055】
【0056】
【0057】
請求項4に記載の発明によれば、様々な外的要因で受電装置の受電周波数の同調ずれが起きても、最大効率で電力を受電可能とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の第1実施形態の受電装置を示す回路図。
【図2】 同受電装置のスイッチドキャパシタ回路の動作を説明する図。
【図3】 同受電装置の各部における波形を示す図。
【図4】 整流回路の効率特性を示す図。
【図5】 本発明の第2実施形態の送電システムを示すブロック図。
【図6】 同送電システムの周波数掃引信号発生器の出力波形を示す図。
【図7】 同送電システムのディレイフィルタ通過による波形変化を示す図。
【図8】 同ディレイフィルタの特性を示す図。
【図9】 同送電システムにおけるマイクロ波のパワー・スペクトラムを示す図。
【図10】 本発明の第3実施形態のIDタグシステムにおけるリーダのブロック図。
【図11】 同IDタグシステムのタグのブロック図。
【図12】 同IDタグシステムにおける定在波の波高値の変化を説明する図。
【図13】 本発明の他の実施の形態に係るマイクロ波受電装置の回路図。
【図14】 他の形態によるスイッチドキャパシタ回路の動作を説明する図。
【図15】 図14の具体的回路図。
【図16】 本発明の他の実施の形態に係るマイクロ波受電装置の回路図。
【図17】 図16の具体的回路図。
【図18】 本発明の他の実施の形態に係るマイクロ波受電装置の回路図。
【図19】 本発明の他の実施の形態に係るマイクロ波受電装置の回路図。
【図20】 図中の(a)及び(b)はそれぞれ図19の具体的回路図。
【図21】 図19の更なる具体的回路図。
【図22】 他の実施の形態に係る受電装置の回路図である。
【符号の説明】
1 アンテナ
2 フィルタ
6 SBD
7 SBD
8 整流回路
9 スイッチドキャパシタ回路
10 インバータ
11 蓄電用コンデンサ
12 出力端子
20 周波数掃引信号発生器
21 アンプ
22 アンテナ
23 アンテナ
24 ディレイフィルタ
25 整流回路
26 スイッチドキャパシタ回路
27 負荷
28 サーキュレータ
29 復調器
30 ロードスイッチ
31 負荷抵抗
32 マイクロコンピュータ
33 2次電池
40 バリアブルキャパシタ要素
42 電圧発生回路部
44 電圧監視回路部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention, microwave power transmitting device that transmits power by the microwave, the microwave power receiving device, the microwave power transmission method and a microwave transmission system.
[0002]
[Prior art]
One concept for obtaining energy from radio waves is the Solar Power Station (SPS) project. This launches a huge satellite with solar panels arranged on the earth's satellite orbit, and sends the power generated there to the earth by microwaves. There are also plans to use microwave power transmission for power transmission to remote islands and mountain peaks where wired power transmission is difficult.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
In microwave power transmission, it is necessary to adjust the power transmission amount in response to power generation fluctuation and load fluctuation. At present, the microwave that is assumed to be used in the SPS plan is a continuous wave. Therefore, the transmission power must be changed in order to adjust the transmission amount. However, the rectifier circuit used in the power receiving device has a characteristic that the rectification efficiency is maximized when the received power is P0 as shown in FIG. Will become bigger.
[0004]
In view of such circumstances, the present invention provides a microwave power transmission method, a microwave power transmission device, and a microwave power reception device that transmit power using a microwave that can adjust the amount of power transmission without impairing rectification efficiency. For the purpose.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problem, the invention according to
[0006]
[0007]
Invention of
[0008]
[0009]
[0010]
The invention described in
[0011]
[0012]
[0013]
The invention described in claim 4 is the microwave transmission system comprising a microwave power receiving apparatus for receiving and rectifying the microwave and the microwave transmitting device, from the microwave transmitting device according to
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
(First embodiment)
FIG. 1 shows a microwave power receiving apparatus of the present invention.
A microwave pulse intermittently transmitted as shown in FIG. 3A is sent to the microwave power receiving device from a power transmitting device (not shown).
[0015]
The microwave pulse is captured by the
[0016]
The DC pulse output from the
[0017]
The clock signal CK is input to the gate of the MOSFET constituting the odd-numbered SW, while the inverted clock signal CK bar is input to the gate of the MOSFET constituting the even-numbered SW. Further, the clock signal CK is input to the odd-numbered capacitors C1, C3... Via one
[0018]
When the clock signal CK becomes H level, as shown in FIG. 2A, the odd-numbered switches SW1, SW3,... Are turned on, and the boost voltage is applied to the even-numbered capacitors C2, C4,. The Therefore, the charge flows from the
[0019]
When the clock signal CK becomes L level, the even-numbered switches SW2, SW4,... Are turned ON and the boost voltage is applied to the odd-numbered capacitors C1, C3,. The Therefore, the charges of the odd-numbered capacitors C1, C3,... Are pumped out to the capacitors C2, C3,. In this manner, the electric charge of each capacitor C is sequentially pumped out to the capacitor C at the subsequent stage in synchronization with the clock signal CK. The electric charge pumped out from the switched
[0020]
The frequency of the clock signal CK is set higher than the frequency of the output pulse from the
[0021]
Since a microwave pulse as shown in FIG. 3A is sent to the power receiving apparatus from the power transmitting apparatus, the duty ratio t / T of the microwave pulse may be changed when adjusting the power transmission amount. . Incidentally, since the
[0022]
By the way, when the switched
[0023]
Furthermore, since the boost voltage is applied to each capacitor C of the switched
[0024]
The microwave pulse shown in FIG. 3A preferably has a pulse width t of 2 to 18 msec, a period T of 20 msec, and a duty ratio t / T of 10 to 90%. The frequency of the clock signal CK is preferably 10 K to 500 KHz.
[0025]
(Second Embodiment)
FIG. 5 shows a microwave power transmission system.
The power transmission device amplifies the output signal of the frequency
[0026]
The power receiving apparatus captures the microwave pulse from the power transmitting apparatus with the
[0027]
The microwave pulse that has passed through the
[0028]
FIG. 9 shows changes in the power spectrum of the microwave. That is, the microwave transmitted from the power transmission device is distributed in a wide band with a small amplitude of the spectrum component (curve in FIG. 3A). On the other hand, the microwave that has passed through the
[0029]
In microwave power transmission, considering the influence of microwaves on ecosystems and interference with communication radio waves, there is a limit to increasing the power density of microwaves. That is, there is a limit to the power that can be obtained from the unit module of the power receiving apparatus. However, according to the power transmission method described above, the amplitude of the spectrum distribution is increased by band compression on the power receiving side, so that the transmitted power can be increased without increasing the power density of the microwave.
[0030]
Furthermore, a DC pulse is output from the
[0031]
The frequency generated by the frequency
[0032]
(Third embodiment)
Next, a case where the microwave power transmission method of the second embodiment is applied to an ID tag system will be described. In addition, the same component as 2nd Embodiment attaches | subjects the same code | symbol, and abbreviate | omits description.
[0033]
FIG. 10 is a block diagram on the reader side.
A
[0034]
FIG. 11 is a block diagram on the tag side.
A
[0035]
Next, the operation of this ID tag system will be described.
A microwave pulse as shown in FIG. 6 is sent from the reader to the tag. The reader rectifies the microwave pulse by the
[0036]
When the
[0037]
This standing wave is received by the
[0038]
In this ID tag system, power is supplied to the tag side by microwave pulses as shown in FIG. 6, so that even if the microwave power density is kept within the allowable range of the Radio Law, large power can be supplied. become. That is, in order to shorten the charging time of the
[0039]
Therefore, the pulse frequency can be increased and the communication speed is increased.
Furthermore, a modulation method other than ASK (Amplitude shift Keying) can be adopted, and the degree of freedom in modulation is increased.
In addition, there is an effect that the reach distance of the radio wave is significantly increased.
[0040]
Although three embodiments have been described above, the present invention is not limited to these embodiments.
For example, as shown in FIG. 13, a plurality of switched capacitor circuits 9 (or 26, hereinafter the same) are arranged in parallel with a
[0041]
Moreover, as the switched
A clock signal for switching the switches SW1 to SW2n to the “1” side (state 1) is applied to the
[0042]
The capacitors CPT1 to CPTn are connected in series in the
[0043]
The operation of the switched
[0044]
FIG. 15 shows a specific circuit configuration example of the switched
[0045]
FIGS. 16 and 17 show another embodiment. In this embodiment, each capacitor of the switched
[0046]
The switched
The switched
The
[0047]
On the other hand, the
The
[0048]
FIG. 17 shows a specific circuit configuration example of the switched
[0049]
FIG. 18 is a circuit diagram showing still another embodiment. In this embodiment, each switch is utilized by using the amplitude of the microwave frequency (RF signal) received by the receiving
[0050]
19 and 20 are circuit diagrams showing still other embodiments, and FIGS. 20A and 20B are specific configuration diagrams of the circuit shown in FIG. 19, respectively. In this embodiment, similarly to the embodiment shown in FIG. 18, each switch SW <b> 1 is made using the amplitude of the microwave frequency (RF signal) received by the receiving
FIG. 21 is a further specific configuration diagram of the circuit shown in FIG. 19, in which R1 and R2 shown in FIG. 20A are replaced with a MOSFET configuration. According to the circuit shown in FIG. Less power consumption and higher efficiency.
The circuit shown in FIG. 22 shows a circuit of a power receiving device according to still another embodiment. In this circuit, a variable capacitor whose capacitance can be varied with respect to the antenna 1 (capacitance changes with voltage). By adopting a configuration including the
[0051]
【The invention's effect】
According to the first and second aspects of the invention, the amount of power transmission can be adjusted without impairing the rectification efficiency, and the transmission power can be increased without increasing the power density of the microwave.
Furthermore, according to the invention of
[0052]
[0053]
[0054]
According to the invention of
[0055]
[0056]
[0057]
According to the fourth aspect of the present invention, it is possible to receive power with the maximum efficiency even if the power receiving frequency of the power receiving apparatus is out of synchronization due to various external factors.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a power receiving device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 illustrates an operation of a switched capacitor circuit of the power receiving device.
FIG. 3 is a diagram showing a waveform in each part of the power receiving device.
FIG. 4 is a graph showing efficiency characteristics of a rectifier circuit.
FIG. 5 is a block diagram showing a power transmission system according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a view showing an output waveform of a frequency sweep signal generator of the power transmission system.
FIG. 7 is a view showing a waveform change due to a delay filter passing through the power transmission system.
FIG. 8 is a view showing characteristics of the delay filter.
FIG. 9 is a view showing a microwave power spectrum in the power transmission system;
FIG. 10 is a block diagram of a reader in the ID tag system according to the third embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a block diagram of a tag of the ID tag system.
FIG. 12 is a diagram for explaining a change in peak value of a standing wave in the ID tag system.
FIG. 13 is a circuit diagram of a microwave power receiving apparatus according to another embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a diagram illustrating the operation of a switched capacitor circuit according to another embodiment.
FIG. 15 is a specific circuit diagram of FIG. 14;
FIG. 16 is a circuit diagram of a microwave power receiving apparatus according to another embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a specific circuit diagram of FIG. 16;
FIG. 18 is a circuit diagram of a microwave power receiving apparatus according to another embodiment of the present invention.
FIG. 19 is a circuit diagram of a microwave power receiving apparatus according to another embodiment of the present invention.
20A and FIG. 20B are specific circuit diagrams of FIG. 19, respectively.
FIG. 21 is a further specific circuit diagram of FIG. 19;
FIG. 22 is a circuit diagram of a power receiving device according to another embodiment.
[Explanation of symbols]
1
7 SBD
8
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