JP3966197B2 - Dual mode filter - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は主としてマイクロ波及びミリ波帯で使用される導波管形空洞共振器を用いたデュアルモードフィルタに関するものである。
【0002】
【従来の技術】
現在、円筒形空洞共振器を用いたデュアルモードフィルタについては、地上マイクロ波設備や衛星搭載用を主として広く用いられている。その構成に関しては様々なものがあげられている。
デュアルモードフィルタの構成の一例として、直交する2つのモードで共振するデュアルモード空洞共振器と、それらの隔壁の中央部に設けられた細長の入出力結合孔を介して結合させ、直交する2つのモードで共振する空洞共振器間を十字形の中央結合孔を介して結合した構成が知られている(例えば、非特許文献1参照。)。
【0003】
【非特許文献1】
IEEE Trans.Microwave.,vol.MTT-18, no12, pp1109-1113,pp1110 Fig.2. Dec. 1970
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
デュアルモードフィルタは空洞共振器内において、直交する2つのモードの共振周波数の違いを補正するために直交するモード間の結合ネジ以外に最低一本以上の周波数補正ネジ6a,6bを空洞共振器内に挿入させる必要がある。空洞共振器へのネジ挿入は空洞共振器内の通過損失を大きくさせる要因となる問題があった。
【0005】
また、中央結合孔において、直交する2つのモードを隣接する空洞共振器に中央結合孔を介して結合させる必要があるが、十字型結合孔もしくは楕円形結合孔を用いて結合を得ると、直交するモード共振間の結合量の混在が発生し、フィルタとしての特性を得にくい問題があり、調整ネジで周波数を調整する必要があり、調整時間に苦労していた。
【0006】
この発明は上記のよう課題を解決し、空洞共振器内の通過損失が低損失かつ試験調整時間が短縮できるデュアルモードフィルタを得ることを目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】
この発明のデュアルモードフィルタは、入出力導波管と、直交する2つのモードで共振するデュアルモード空洞共振器と、上記デュアルモード空洞共振器の隔壁のほぼ中央部に設けられた入出力結合孔を介して結合させ、直交する2つのモードで共振するデュアルモード空洞共振器間を十字形の中央結合孔を介して結合したデュアルモードフィルタにおいて、上記デュアルモード空洞共振器の入出力結合孔に、円形あるいは楕円形の結合孔を設けたものである。
【0008】
【発明の実施の形態】
実施の形態1.
図1は実施の形態1によるデュアルモードフィルタの構成を示しており、図2は入出力結合孔3a、3bの形状を示している。
この実施の形態1に係るデュアルモードフィルタは、方形導波管とデュアルモード空洞共振器の入出力結合孔において、円形に凹部、凸部、あるいはその両方を持った結合孔を設けたものである。
【0009】
入出力方形導波管1aの幅広面より入力された電界E1有する方形TE10モード波は入出力結合孔3aを介して、電界n1を有する円筒TE11モード波で円筒形空洞共振器2aと結合し、円筒TE113で共振する。この電界E1を有する円筒TE11モード波は45度の角度をなして設けられた結合量調整ネジ5aの効果により、直交モードである電界n2と結合する。
【0010】
さらに十字結合孔4を介して直交する電界n1、n2を有する円筒TE11モード波は、それぞれ隣接する円筒形空洞共振器2b内の直交モードである電界n3、n4を有する円筒TE11モード波と結合する。また、同時に円筒TE11モード波を有する電界n3は−45度の角度をなして設けられた結合ネジ5bの効果により、直交モードであるn4と結合する。電界n1を有する円筒TE11モード波は入出力結合孔3bを介して入出力方形導波管1bの電界E2をもつ方形TE10モード波と結合し、出力として取り出される。
【0011】
直交する共振モード電界n1による共振周波数f1とn2による共振周波数f2、及び電界n3による共振周波数f3とn4による共振周波数f4とする。このとき、結合孔の大きさにより結合量が変り、各f1〜f4は入出力結合孔と中央結合孔を介すが結合孔の大きさが違うため、結合量に差が生じ共振周波数f1とf2及びf3とf4に差ができることは周知のことである。
【0012】
いま入出力結合孔における電界E1からn1への結合量をM1、電界E1からn2への結合量をM2、電界n2から電界n3への結合量をM3、及び電界n1からn4への結合量をM4とする。ここで、入出力方形導波管1aへの入力波が入出力方形導波管1bに取り出されるためには、円筒形空洞共振器2a、2bの直交するモードを全て同一周波数で共振するようf1=f2及びf3=f4となるように補正する必要がある。ただし、共振周波数f1は結合量M1とM4、共振周波数f2は結合量M2とM3によって決定される。
【0013】
従来は直交するモードに対して、周波数補正ネジ6a,6bを平行な方向に挿入し、円筒形空洞共振器2a、2bの直交するモードを全て同一周波数で共振するように補正を行っている。しかし、円筒形空洞共振器へのネジの挿入は周知の通り、フィルタの特性において損失を増大させる。
【0014】
直交する2つのモードの共振周波数が一致するように、電界n1を有する円筒TE11モード波が円形凸型結合孔、円形凹型結合孔を介して、方形導波管の幅狭い面に伝搬して、電界n2を有する円筒TE11モード波の共振周波数と同じになる。ただし、方形導波管の幅狭い面に伝搬したものは導波管の遮断周波数により、殆ど伝搬せずに円筒形空洞共振器2aへ反射される。
【0015】
ここで、入出力方形導波管1b、円筒形空洞共振器2b及びで生じる動作も左右対称であることから同様である。
【0016】
周波数補正ネジ6a,6bを用いないで、直交する2つのモードの共振周波数がf1=f2及びf3=f4になれば、より低損失なデュアルモードフィルタが実現できる。中央結合孔の結合量の関係は一般にM3>M4もしくはM4=0である。従来の入出力結合孔は細長の場合M2の結合量は零でありM1のみとなる、円形の場合M1=M2であり、楕円の場合は水平方向に幅広の場合M1>>M2、垂直方向に幅広の場合M2>>M1となる。
【0017】
ここで、共振周波数がf1=f2及びf3=f4と一致するためには、直交する結合量(M1+M4)=(M2+M3)となれば良い。ただし、所望のフィルタの伝達特性を満たす上で、M1、M3及びM4は伝達特性を決定する定数とすると、その結合量は一定である。
【0018】
上記に挙げた従来の結合孔では(M1+M4)=(M2+M3)の等式を実現できない。そこで、結合量M2を可変することが出来れば、(M1+M4)=(M2+M3)の等式を満足できる。結合量M2は入出力結合孔の垂直方向の幅によって決定される。
【0019】
図2は実施の形態1における入出力結合孔を説明するための図であり、図2(a)、図2(b)、図2(c)は従来の円形を基準にした入出力結合孔を示す図であり、図2(d)、図2(e)、図2(f)は従来の楕円を基準にした入出力結合孔を示す図である。
なお、図2(a)、図2(d)は円形もしくは楕円形の基準形に凸型を設けた結合孔7であり、図2(b)、図2(e)は円形もしくは楕円形の基準形に凹型を設けた結合孔8であり、図2(c)、図2(f)は円形もしくは楕円形の基準形に凸型及び凹型の両方を設けた結合孔9である。
【0020】
従来の入出力結合孔に対して、結合量M2は入出力結合孔の垂直方向の幅によって決定されるので、円形もしくは楕円形の基準形状に対してM2を増大するために凸型を設けたものが結合孔7である。また、結合量M1は入出力結合孔の水平方向の幅によって決定されるので、円形もしくは楕円形の基準形状に対してM1を減少するために凹型を設けたものが結合孔8である。
【0021】
なお、円形もしくは楕円形の基準形状に対して、M2を増大するために垂直方向に凸型をM1を減少するために水平方向に凹型の形状を合わせて設けたものが結合孔9である。
【0022】
これにより、直交する2つのモードの共振周波数がf1=f2及びf3=f4にすることが可能となり、周波数補正ネジ6a,6bを挿入することなく、より低損失なデュアルモードフィルタが実現できる。
【0023】
また、本動作は円筒TE113モード共振について説明したが、他の共振モードであるTE11N(N=1,2,3・・・)にも適用できることは言うまでもない。
【0024】
また、中央結合孔の形状に関しては細長形、楕円形でも本実施形態を適用できることは周知の通りである。
【0025】
実施の形態2.
図3は実施の形態2によるデュアルモードフィルタの構成を示しており、図4は中央結合孔4の形状を示したものである。
図3(a)は入出力結合孔が楕円の結合孔のものであり、図3(b)は入出力結合孔が細長の結合孔のものである。
【0026】
この実施の形態2に係るデュアルモードフィルタは、周波数補正ネジ6a、6bを持つ従来の形態と実施の形態1に対して、デュアルモード空洞共振器間を結合する中央結合孔4について、その中央部に垂直方向に幅広面を有する細長の結合孔10を設け、その両脇に水平方向に幅広面を有する細長の結合孔11を2つ設けた構造にしたものである。
【0027】
直交する2つのモードを隣接する空洞共振器に中央結合孔4を介して結合させる場合において、最適な結合が得られるよう設計を行う必要がある。従来、中央結合孔4に十字形もしくは楕円形の結合孔を用いられているのは周知の通りだが、円筒形空洞共振器2aに存在する電界n1を有する円筒TE11モード波と電界n2を有する円筒TE11モード波が同一の結合孔を介して、円筒形空洞共振器2aへ伝搬する。
【0028】
したがって、円筒TE11モード波と電界n2を有する円筒TE11モード波と円筒TE11モード波と電界n3を有する円筒TE11モード波の結合を所望値となるよう最適な大きさに変更した場合、結合孔が同一故に、円筒TE11モード波と電界n1を有する円筒TE11モード波と円筒TE11モード波と電界n4を有する円筒TE11モード波の結合にも影響が生じ、フィルタの特性が得にくい問題があった。
【0029】
大結合孔10及び小結合孔11のように細長い結合孔を用いた場合、電界ベクトルは幅広面に対して垂直方向にしか存在しない。よって、結合孔の幅広面に対して垂直な方向の電界成分のみしか結合がおこらない。
【0030】
これは、円筒形空洞共振器2aに存在する電界n2を有する円筒TE11モード波は中央結合孔の垂直方向にある大結合孔10を介して、電界n3を有するTE11モード波で円筒形空洞共振器2bと結合する。
【0031】
また、円筒形空洞共振器2aに存在する電界n1を有するTE11モード波は大結合孔10の両脇にある小結合孔11を介して、電界n4を有するTE11モード波で円筒形空洞共振器2bと結合する。したがって、両者を独立に設計できる。また両者間の結合による特性劣化も抑圧することができる。
【0032】
この実施形態によれば、円筒TE11モード波と電界n2を有する円筒TE11モード波と円筒TE11モード波と電界n3を有する円筒TE11モード波の結合と円筒TE11モード波と電界n1を有する円筒TE11モード波と円筒TE11モード波と電界n4を有する円筒TE11モード波の結合を互いに影響を受けることなく、結合の大きさを設計可能である。
【0033】
また、本実施形態はデュアルモード共振の共振周波数が異なる一方の周波数補正ネジ6a,6bを用いなくても、実施の形態1を適用できることは言うまでもない。
【0034】
また、本動作は円筒TE113モード共振について説明したが、他の共振モードであるTE11N(N=1,2,3・・・)にも適用できることは言うまでもない。
【0035】
また、本実実施形態は有極伝達関数を実現する中央結合孔を有するデュアルモードフィルタについて説明したが、中央結合孔の配置により他の伝達関数を実現できることは言うまでもない。
【0036】
実施の形態3.
図4は実施の形態3によるデュアルモードフィルタの構成を示しており、中央結合孔4の形状を示したものである。
【0037】
実施の形態2において記載した中央結合孔4について、中央結合孔4は最も電流が集中するため、特に中央結合孔4のエッジ付近に電流が集中する。この電流の集中は損失を招くこととなる。そこで結合孔大12と結合孔小13を細長い楕円形にすることによって、結合孔の周りに存在する電流成分がエッジに集中せず分散され、矩形状に比べ通過損失を小さくするデュアルモードフィルタを実現できる。
【0038】
また、本実施形態は実施の形態1を適用できることは言うまでもない。
【0039】
この実施の形態3に係るデュアルモードフィルタは、実施の形態2において、中央結合孔に関して3つの結合孔の形状を細長い楕円形にしたものである。
【0040】
実施の形態2において記載した中央結合孔について、結合孔大12と結合孔小13を細長い楕円形にすることによって、更なる低損失なデュアルモードフィルタを実現できる。
【0041】
【発明の効果】
この発明のデュアルモードフィルタは、以上述べたように、低損失化と調整ネジによる周波数の調整作業が無くなり期間短縮が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の実施の形態1におけるデュアルモードフィルタを説明するための図である。
【図2】この発明の実施の形態1における入出力結合孔を説明するための図である。
【図3】この発明の実施の形態2におけるデュアルモードフィルタを説明するための図である。
【図4】この発明の実施の形態3における中央結合孔を説明するための図である。
【符号の説明】
1 入出力方形導波管、 2 円筒形空洞共振器、 3 入出力結合孔、 4中央結合孔、 5 結合量調整ネジ、 6 周波数補正ネジ、 7 結合孔、8 結合孔、 9 結合孔、10 大結合孔、 11 小結合孔、 12 結合孔大、 13 結合孔小。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a dual mode filter using a waveguide cavity resonator mainly used in the microwave and millimeter wave bands.
[0002]
[Prior art]
Currently, dual mode filters using cylindrical cavity resonators are widely used mainly for ground microwave equipment and satellite installation. There are various types of configurations.
As an example of the configuration of the dual mode filter, a dual mode cavity resonator that resonates in two orthogonal modes and two elongated orthogonal input / output coupling holes provided at the center of the partition walls are coupled to each other. A configuration in which cavity resonators that resonate in a mode are coupled via a cross-shaped central coupling hole is known (for example, see Non-Patent Document 1).
[0003]
[Non-Patent Document 1]
IEEE Trans.Microwave., Vol.MTT-18, no12, pp1109-1113, pp1110 Fig.2. Dec. 1970
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
The dual mode filter includes at least one
[0005]
In addition, in the central coupling hole, it is necessary to couple two orthogonal modes to the adjacent cavity resonator via the central coupling hole, but if coupling is obtained using a cross-shaped coupling hole or an elliptical coupling hole, The amount of coupling between the mode resonances is mixed and there is a problem that it is difficult to obtain the characteristics as a filter. It is necessary to adjust the frequency with an adjusting screw, and it is difficult to adjust the time.
[0006]
An object of the present invention is to solve the above-described problems and to obtain a dual mode filter in which the passage loss in the cavity resonator is low and the test adjustment time can be shortened.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
The dual mode filter according to the present invention includes an input / output waveguide, a dual mode cavity resonator that resonates in two orthogonal modes, and an input / output coupling hole provided at substantially the center of the partition wall of the dual mode cavity resonator. In a dual mode filter in which dual mode resonators that resonate in two orthogonal modes are coupled via a cross-shaped central coupling hole, an input / output coupling hole of the dual mode cavity resonator includes: A circular or elliptical coupling hole is provided.
[0008]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows the configuration of the dual mode filter according to
In the dual mode filter according to the first embodiment, the input / output coupling hole of the rectangular waveguide and the dual mode cavity resonator is provided with a coupling hole having a concave portion, a convex portion, or both in a circular shape. .
[0009]
The square TE10 mode wave having the electric field E1 input from the wide surface of the input / output rectangular waveguide 1a is coupled to the
[0010]
Further, the cylindrical TE11 mode wave having the electric fields n1 and n2 orthogonal to each other through the
[0011]
It is assumed that the resonance frequency f1 is due to the orthogonal resonance mode electric field n1, and the resonance frequency f2 is due to the resonance frequency f4 due to the electric field n3. At this time, the amount of coupling varies depending on the size of the coupling hole, and each of f1 to f4 passes through the input / output coupling hole and the central coupling hole. It is well known that there is a difference between f2 and f3 and f4.
[0012]
Now, the coupling amount from the electric field E1 to n1 in the input / output coupling hole is M1, the coupling amount from the electric field E1 to n2 is M2, the coupling amount from the electric field n2 to the electric field n3 is M3, and the coupling amount from the electric field n1 to n4 is Let it be M4. Here, in order for an input wave to the input / output rectangular waveguide 1a to be extracted to the input / output rectangular waveguide 1b, f1 is set so that all the orthogonal modes of the
[0013]
Conventionally,
[0014]
The cylindrical TE11 mode wave having the electric field n1 propagates to the narrow surface of the rectangular waveguide through the circular convex coupling hole and the circular concave coupling hole so that the resonance frequencies of the two orthogonal modes match. It becomes the same as the resonance frequency of the cylindrical TE11 mode wave having the electric field n2. However, what propagates to the narrow surface of the rectangular waveguide is reflected to the
[0015]
Here, the operations that occur in the input / output rectangular waveguide 1b and the
[0016]
If the resonance frequencies of the two orthogonal modes are f1 = f2 and f3 = f4 without using the
[0017]
Here, in order for the resonance frequency to coincide with f1 = f2 and f3 = f4, the coupling amount (M1 + M 4 ) = (M2 + M 3 ) may be set orthogonally. However, in satisfying the transfer characteristics of a desired filter, if M1, M3, and M4 are constants that determine the transfer characteristics, the coupling amounts are constant.
[0018]
With the conventional coupling holes listed above, the equation (M1 + M 4 ) = (M2 + M 3 ) cannot be realized. Therefore, if the amount of coupling M2 can be varied, the equation (M1 + M 4 ) = (M2 + M 3 ) can be satisfied. The coupling amount M2 is determined by the vertical width of the input / output coupling hole.
[0019]
FIG. 2 is a diagram for explaining the input / output coupling holes in the first embodiment. FIGS. 2 (a), 2 (b), and 2 (c) are conventional input / output coupling holes based on a circular shape. 2 (d), 2 (e) and 2 (f) are diagrams showing input / output coupling holes based on a conventional ellipse.
2 (a) and 2 (d) show a
[0020]
Compared with the conventional input / output coupling hole, the coupling amount M2 is determined by the vertical width of the input / output coupling hole, so that a convex shape is provided to increase M2 with respect to a circular or elliptical reference shape. What is the
[0021]
The coupling hole 9 is provided with a convex shape in the vertical direction in order to increase M2 and a concave shape in the horizontal direction in order to decrease M1 with respect to the circular or elliptical reference shape.
[0022]
Thereby, the resonance frequencies of the two orthogonal modes can be set to f1 = f2 and f3 = f4, and a dual mode filter with lower loss can be realized without inserting the frequency correction screws 6a and 6b.
[0023]
Moreover, although this operation | movement demonstrated cylindrical TE113 mode resonance, it cannot be overemphasized that it can apply also to TE11N (N = 1,2,3 ...) which is another resonance mode.
[0024]
As is well known, the present embodiment can be applied to an elongated shape and an oval shape with respect to the shape of the central coupling hole.
[0025]
Embodiment 2. FIG.
FIG. 3 shows the configuration of the dual mode filter according to the second embodiment, and FIG. 4 shows the shape of the
FIG. 3A shows an elliptical coupling hole, and FIG. 3B shows an elongated coupling hole.
[0026]
The dual mode filter according to the second embodiment has a
[0027]
In the case where two orthogonal modes are coupled to the adjacent cavity resonator via the
[0028]
Accordingly, when the coupling between the cylindrical TE11 mode wave, the cylindrical TE11 mode wave having the electric field n2, the cylindrical TE11 mode wave, and the cylindrical TE11 mode wave having the electric field n3 is changed to an optimum size, the coupling holes are the same. Therefore, coupling of the cylindrical TE11 mode wave having the cylindrical TE11 mode wave, the cylindrical TE11 mode wave having the electric field n1, the cylindrical TE11 mode wave, and the cylindrical TE11 mode wave having the electric field n4 is affected, and there is a problem that it is difficult to obtain the filter characteristics.
[0029]
When elongated coupling holes such as the
[0030]
This is because the cylindrical TE11 mode wave having the electric field n2 existing in the
[0031]
Further, the TE11 mode wave having the electric field n1 existing in the
[0032]
According to this embodiment, a cylindrical TE11 mode wave, a cylindrical TE11 mode wave having an electric field n2, a cylindrical TE11 mode wave, a cylindrical TE11 mode wave having an electric field n3, a cylindrical TE11 mode wave, and a cylindrical TE11 mode wave having an electric field n1. The coupling size can be designed without affecting the coupling between the cylindrical TE11 mode wave and the cylindrical TE11 mode wave having the electric field n4.
[0033]
Needless to say, the first embodiment can be applied to the present embodiment without using one of the frequency correction screws 6a and 6b having different resonance frequencies of the dual mode resonance.
[0034]
Moreover, although this operation | movement demonstrated cylindrical TE113 mode resonance, it cannot be overemphasized that it can apply also to TE11N (N = 1,2,3 ...) which is another resonance mode.
[0035]
Moreover, although this embodiment demonstrated the dual mode filter which has a center coupling hole which implement | achieves a polar transfer function, it cannot be overemphasized that another transfer function is realizable by arrangement | positioning of a center coupling hole.
[0036]
Embodiment 3 FIG.
FIG. 4 shows the configuration of the dual mode filter according to the third embodiment, and shows the shape of the
[0037]
Regarding the
[0038]
Needless to say, the first embodiment can be applied to the first embodiment.
[0039]
In the dual mode filter according to the third embodiment, the shape of the three coupling holes with respect to the central coupling hole in the second embodiment is an elongated ellipse.
[0040]
With respect to the central coupling hole described in the second embodiment, the coupling hole large 12 and the coupling hole small 13 are formed into an elongated elliptical shape, thereby realizing a further low-loss dual mode filter.
[0041]
【The invention's effect】
As described above, the dual mode filter of the present invention can reduce the period by reducing the loss and eliminating the frequency adjustment work by the adjusting screw.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram for explaining a dual mode filter according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram for explaining an input / output coupling hole according to
FIG. 3 is a diagram for explaining a dual mode filter according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a view for explaining a central coupling hole in a third embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
Claims (5)
上記デュアルモード空洞共振器の入出力結合孔に、上記入出力結合孔の断面が円形を基準形とし、上記基準形の一部に凹形、もしくは凸形、あるいは凹形と凸形の両方の形状を合成して成る結合孔を設けたことを特徴とするデュアルモードフィルタ。An input / output waveguide, a dual mode cavity resonator that resonates in two orthogonal modes, and an input / output coupling hole provided in a substantially central portion of the partition wall of the dual mode cavity resonator are coupled and orthogonalized. In a dual mode filter in which dual mode cavity resonators that resonate in two modes are coupled via a central coupling hole ,
The input / output coupling hole of the dual-mode cavity resonator has a circular cross section of the input / output coupling hole , and a part of the reference shape is concave, convex, or both concave and convex. A dual mode filter characterized in that a coupling hole formed by combining shapes is provided.
上記デュアルモード空洞共振器の入出力結合孔に、上記入出力結合孔の断面が楕円形を基準形とし、上記基準形の一部に凹形、もしくは凸形、あるいは凹形と凸形の両方の形状を合成して成る結合孔を設けたことを特徴とするデュアルモードフィルタ。In the input / output coupling hole of the dual mode cavity resonator, the input / output coupling hole has an elliptical cross section as a reference shape, and a part of the reference shape is concave, convex, or both concave and convex A dual mode filter, characterized in that a coupling hole formed by synthesizing the shape of is provided.
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