JP3964078B2 - Distributed constant filter - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は移動体通信機等のRF段等に妨害信号や雑音の除去のために帯域通過フィルタとして使用される分布定数フィルタに関し、詳しくは通過帯域の振幅特性および群遅延特性が同時平坦特性でかつ阻止帯域に伝送零点を有し、構造を簡素化し損失を抑えて性能を改善した分布定数フィルタに関するものである。
【0002】
【従来の技術】
アナログあるいはデジタル携帯電話や無線電話をはじめとする移動体通信機等の送信回路および受信回路のRF段等の高周波回路部には、例えば同一のアンテナを送信回路と受信回路で共用する場合に送信周波数帯域と受信周波数帯域を分離するため、あるいは増幅回路の非直線性に基づいて発生する高調波を減衰させるため、希望の信号波以外の妨害波・側帯波等の不要信号波を除去するためなどに、帯域通過フィルタ(バンドパスフィルタ:BPF)がよく使われる。
【0003】
このような通信機用フィルタとしての帯域通過フィルタは、一般に種々の回路素子により構成された直列共振回路や並列共振回路を複数段接続することにより所望の帯域特性を有するフィルタ回路として実現され構成されているが、フィルタ回路部が小型にできることや高周波回路としての電気的特性が良好であること等から、マイクロストリップ線路やストリップ線路等の不平衡分布定数線路によりフィルタ回路部が構成されることが多い。
【0004】
波形伝送等の仕様の厳しい帯域通過特性のフィルタにおいては、図10(a)および(b)にそれぞれ線図で示すように通過帯域の振幅特性および群遅延特性が同時平坦特性で、かつ阻止帯域に伝送零点を作る必要があり、その実現には、複雑な回路構成が必要であった。
【0005】
このような特性の帯域通過フィルタを明確な設計理論で直接構成する手法は従来知られておらず、種々の工夫をして経験的にフィルタを構成することが行なわれていた。
【0006】
例えば、図11にブロック図で示すように、まず振幅特性のみに着目して、既に知られている構成のフィルタによって通過帯域の振幅特性が平坦でかつ阻止帯域で伝送零点を有する、希望の振幅特性は有するが群遅延特性は考慮されていない特性のフィルタ1を設計し、次いで、フィルタ1の群遅延特性を補って全体として希望の群遅延特性とするために、通過帯域の群遅延特性を平坦化する全域通過特性の位相等化器2をこれに付加するといった工夫がなされていた。この手法によれば、フィルタ1に位相等化器2を付け足しながら位相あるいは群遅延特性を改善していくというものである。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、一般にそのような位相等化や補正は効果が少なく、十分な補正効果が得られないという問題点があった。また、本来必要とする数以上の数の回路素子による構成となるために回路構成に無駄が多くなり、そのため、逆に位相等化器2の不完全な全域通過特性に起因する振幅特性への悪影響や回路の複雑化による損失の増加などの弊害が大きいという問題点があった。
【0008】
一方、従来より、フィルタの阻止帯域における伝送零点を実現するには、主に2つの方法が知られていた。1つはフィルタの内部に直列にあるいは並列に並列共振器あるいは直列共振器を挿入し、あるいはそれらの組合せで伝送零点を実現するものである。例えば、図12に回路図で示すように、共振器3・4による帯域通過特性のフィルタに対して並列共振器と直列共振器との組合せ5により通過帯域の両外側の阻止帯域に伝送零点を形成するというものである。
【0009】
また、もう1つの手法は、伝送路を2つに分岐し、それぞれの経路の振幅を同じとし、位相を逆にして合成することによって伝送零点を実現するものである。
【0010】
例えば、図13にブロック図で示すように、回路を2つに分岐して、ある周波数において互いに出力の振幅が同じで位相が180 度異なる関係となっている2ポート6と2ポート7とに導くことにより、それらの出力を合成して得られた出力はその周波数で伝送零点となるというものである。
【0011】
一般的には、後者の手法の方が実現が容易で実際に損失の少ない回路構成でフィルタを実現することができる。
【0012】
さらに、後者の変形として、単純なリアクタンスの帰還路による手法も知られているが、この手法においては目的の回路網関数からそのフィルタを合成する正確な設計理論や手法は知られておらず、近似的または経験的な使われ方がされている。例えば、図14に回路図で示すように、通常のフィルタであるフィルタ部8と、分岐回路あるいは帰還路に相当する結合回路9とにより伝送零点が形成されるというものである。
【0013】
しかしながら、この手法によれば、回路の簡素化による損失低減の効果はあるが、フィルタ合成の正確な設計手法が知られていないため、設計が近似的であることから近似的な特性しか得られず、特性が不十分であるという問題点があった。
【0014】
また、従来より、はしご型構成の回路とこれらの伝送零点を作る手法とを組み合わせて、その後に、位相等化器により群遅延の補正を行なうという手法も知られていた。このような構成によると通過帯域の振幅特性と群遅延特性が同時平坦でかつ阻止帯域に伝送零点を有する帯域通過特性フィルタが得られるというものである。
【0015】
しかしながら、この手法によっても、設計が近似的であることから正確な特性が得られず、また、回路構成が複雑であるという問題点があった。さらに、このようなフィルタには、伝送損失が増加する、あるいは近似的で不十分な特性しか得られないという問題点もあり、特にマイクロストリップ回路等の分布定数フィルタで構成した場合の損失が顕著であった。
【0016】
以上のような問題点に鑑み、本発明者は特願平10−337219号において上記のような所望の特性の帯域通過フィルタを明確な設計理論で直接構成する手法について提案し、さらに、特願平11−150150号において、通過帯域において振幅特性と群遅延特性とが同時平坦特性であり、かつ阻止帯域に伝送零点を持つ帯域通過特性を有し、正確な設計手法により設計して簡単な回路で構成して実現することができるとともに、低素子感度で低損失な特性の帯域通過フィルタを提案した。
【0017】
この特願平11−150150号の帯域通過フィルタは、複素周波数sの偶関数であって少なくとも1組の実根および少なくとも1組の虚根を持つ分子有理多項式と複素周波数sのフルビッツ多項式である分母有理多項式とから成る回路網関数で伝達関数が表わされた基準化低域通過フィルタを周波数変換することにより得られ、不平衡分布定数回路で実現された、周波数帯域通過特性を有する分布定数フィルタであって、前記分子有理多項式の実根または虚根に相当する回路部は、第1および第2共振子と、前記第1共振子とその外側の回路とをカスケード結合する第1結合回路と、前記第1共振子と第2共振子とをカスケード結合する第2結合回路と、前記第2共振子とその外側の回路とをカスケード結合する第3結合回路と、前記第1結合回路と第3結合回路の外側をブリッジ結合により結合する第4結合回路とから成る単位結合回路部を2つ以上有する多共振子フィルタで実現されており、前記第1結合回路と前記第3結合回路とを電界結合もしくは磁界結合の同種の組合せとするとともに、前記第1結合回路および前記第3結合回路と前記第2結合回路とを電界結合または磁界結合の異種の組合せとしており、前記実根に相当する前記単位結合回路部は、前記第2結合回路および第4結合回路がそれぞれ電界結合もしくは磁界結合の同種の結合回路から成るとともに、前記虚根に相当する前記単位結合回路部は、前記第2結合回路および第4結合回路がそれぞれ電界結合もしくは磁界結合の異種の結合回路から成ることを特徴とするものである。
【0018】
しかしながら、この特願平11−150150号における提案では、分子有理多項式の1組の実根あるいは1組の虚根に相当する結合回路部を実現するのに1組の根当たり3.5 段以上の共振子が必要であり、1組の実根と1組に虚根に相当する結合回路部を実現するのに3.5 段の共振子をカスケードに2つ接続することから、7段以上の共振子が必要であった。さらに、分子有理多項式の根の組の数が増えると、それに伴い3.5 段の整数倍の数の共振子が必要であった。このため、与えられた数の共振子で実現できる分子有理多項式の根の数に制約があり、複雑な特性のフィルタを実現する上で制約があるという、改善すべき点があった。
【0019】
本発明は以上の問題点に鑑みて案出されたものであり、その目的は、通過帯域特性において振幅特性と群遅延特性とが同時平坦特性であり、かつ阻止帯域に伝送零点を持つ帯域通過特性を有し、理論的に正確で、構造を簡素化して損失を抑えて性能を改善した回路を構成し実現することができる分布定数フィルタを提供することにある。
【0020】
【課題を解決するための手段】
本発明の分布定数フィルタは、複素周波数sの偶関数であって少なくとも1組の実根および少なくとも1組の虚根を持つ分子有理多項式と複素周波数sの6次以上のフルビッツ多項式である分母有理多項式とから成る回路網関数で伝達関数が表わされた基準化低域通過フィルタを周波数変換することにより得られ、不平衡分布定数回路で実現された、周波数帯域通過特性を有する分布定数フィルタであって、前記分子有理多項式の1組の実根および1組の虚根ならびにそれらに対応する前記分母有理多項式に相当する回路部は、第1〜第4共振子と、前記第1共振子とその外側の回路とをカスケード結合する第1結合回路と、前記第1共振子と第2共振子とをカスケード結合する第2結合回路と、前記第2共振子と第3共振子とをカスケード結合する第3結合回路と、前記第3共振子と第4共振子とをカスケード結合する第4結合回路と、前記第4共振子とその外側の回路とをカスケード結合する第5結合回路と、前記第2結合回路と第4結合回路の外側をブリッジ結合により結合する第6結合回路と、前記第1結合回路と第5結合回路の外側をブリッジ結合により結合する第7結合回路とから成る多重結合回路部を1つ以上有する多共振子フィルタで実現されており、前記第1〜第7結合回路は、下記A〜Dの電界結合と磁界結合との組合せとしたことを特徴とするものである。
A:前記第6および第7結合回路が電界結合であり、前記第1〜第5結合回路はその内の1または3個が磁界結合で残りが電界結合である。
B:前記第6および第7結合回路が磁界結合であり、前記第1〜第5結合回路はその内の2または4個が磁界結合で残りが電界結合である。
C:前記第6結合回路が電界結合、第7結合回路が磁界結合であり、前記第1〜第5結合回路はその内の0または2または4個が磁界結合で残りが電界結合である。
D:前記第6結合回路が磁界結合、第7結合回路が電界結合であり、前記第1〜第5結合回路はその内の1または3または5個が磁界結合で残りが電界結合である。
【0021】
【発明の実施の形態】
本発明の分布定数フィルタによれば、回路網関数の分子有理多項式の1組の実根および1組の虚根ならびにそれらに対応する分母有理多項式に相当する回路部を上記構成の多重結合回路部を1つ以上有する多共振子フィルタで実現することから、理論的に正確に、かつフィルタの構造を簡素化し損失を抑えて性能を改善して、回路を構成し実現することができる。
【0022】
本発明の分布定数フィルタの目標特性である通過帯域で振幅特性と群遅延特性が同時平坦で、阻止帯域で伝送零点(減衰極)を有するために必要な最低の次数は、分子有理多項式は4次、分母有理多項式は6次である。すなわち、ここで分子有理多項式の次数は少なくとも1組以上の実根と虚根とを有する4次以上である。また、分母有理多項式のフルビッツ多項式の次数は分子有理多項式の次数よりも2次以上大きな次数(分子の次数+2≦分母の次数)であり、この分母有理多項式であるフルビッツ多項式の次数が本発明の分布定数フィルタを構成する共振子の数に対応する。
【0023】
この4次の分子有理多項式と6次の分母有理多項式に相当する回路部は、第1〜第4共振子と、第1共振子とその外側の回路とをカスケード結合する第1結合回路と、第1共振子と第2共振子とをカスケード結合する第2結合回路と、第2共振子と第3共振子とをカスケード結合する第3結合回路と、第3共振子と第4共振子とをカスケード結合する第4結合回路と、第4共振子とその外側の回路とをカスケード結合する第5結合回路と、第2結合回路と第4結合回路の外側をブリッジ結合により結合する第6結合回路と、第1結合回路と第5結合回路の外側をブリッジ結合により結合する第7結合回路とから成る多重結合回路部を1つ以上有する多共振子フィルタで実現されており、第1〜第7結合回路は、電界結合と磁界結合との組合せであって、第6および第7結合回路が電界結合であり、第1〜第5結合回路はその内の1または3個が磁界結合で残りが電界結合であるか、第6および第7結合回路が磁界結合であり、第1〜第5結合回路はその内の2または4個が磁界結合で残りが電界結合であるか、第6結合回路が電界結合、第7結合回路が磁界結合であり、第1〜第5結合回路はその内の0または2または4個が磁界結合で残りが電界結合であるか、第6結合回路が磁界結合、第7結合回路が電界結合であり、第1〜第5結合回路はその内の1または3または5個が磁界結合で残りが電界結合である。
【0024】
本発明の分布定数フィルタは不平衡分布定数回路で実現されるものであるが、このような多重結合回路部の各結合回路は、多重結合回路部の各共振子上の電荷による共振器間の電界の結合、あるいは同様に電流による共振器間の磁界の結合によって実現することができる。
【0025】
また、第6・第7結合回路は、例えば集中定数のリアクタンス素子、あるいはこれらによってブリッジ結合する両端の共振子上の電荷による電界の結合、あるいは電流による磁界の結合によっても実現することができる。
【0026】
また、本発明の分布定数フィルタによれば、基準化低域通過フィルタの伝達関数を表わす回路網関数を複素周波数sの偶関数であって少なくとも1組の実根および少なくとも1組の虚根を持つ分子有理多項式と複素周波数sの6次以上のフルビッツ多項式である分母有理多項式とから成るものとしたことから、振幅の通過帯域特性を分子有理多項式の1組の実根で補正された平坦なものとすることができるとともに、その通過帯域の近傍に1組の虚根でその周波数が与えられる伝送零点である減衰極を生じさせることができるので、フィルタの通過帯域特性に対して振幅特性と位相特性とに個別に条件を課して振幅特性と群遅延特性とに所望の同時平坦特性を確保しつつ、阻止帯域において伝送零点により十分な減衰を確保した帯域通過特性を有するフィルタを得ることができる。
【0027】
そして、マイクロストリップ回路等の不平衡分布定数回路を用いることにより理想トランスやジャイレータが容易に実現でき、直列共振回路・並列共振回路も容易に実現できるので、上記のような所望の周波数帯域通過特性を有する、不平衡分布定数回路で構成された簡素化された回路構成の分布定数フィルタを得ることができる。
【0028】
本発明の分布定数フィルタを実現するには、基準化低域通過フィルタの特性について、まず分母有理多項式である位相直線特性を有するフルビッツ多項式により位相特性を定め、次に分子有理多項式である複素周波数sの偶関数の虚根を所望の周波数に伝送零点を配置するように指定し、分子有理多項式の実根を通過帯域で振幅特性が平坦となるように定める。
【0029】
次に、この分子有理多項式と分母有理多項式とから成る回路網関数より、これを伝達関数とする基準化低域通過フィルタを合成する。
【0030】
次に、等価変換により負の値の素子を実在する正の値の素子に変換し、帯域通過特性に周波数変換の後、不平衡の分布定数回路に等価変換して分布定数フィルタを実現する。
【0031】
以下、本発明の分布定数フィルタについて詳細に説明する。
【0032】
本発明の分布定数フィルタの最小の次数の実現例として、分子有理多項式を1組の実根と虚根を有する4次の多項式f(s)とし、分母有理多項式を6次のフルビッツ多項式g(s)とすると、回路網関数は複素周波数s=jωの関数として、
【0033】
【数1】
【0034】
と表わされる。ここで分母有理多項式g(s)は群遅延特性が平坦である多項式とし、例えばベッセルの多項式等とする。
【0035】
次に、この分母有理多項式の振幅特性を、群遅延特性に悪影響を与えることなく分子有理多項式で補正するとともに、分子有理多項式の虚根の組により、阻止帯域に伝送零点を設ける。さらに、振幅特性が通過帯域でできるだけ平坦となるように、分子有理多項式の実根の組で振幅特性の補正を行なう。このようにして、分母有理多項式および目的とするフィルタ特性に対応して分子有理多項式が定まる。
【0036】
そして、このようにして定まった多項式から、図3に回路図の例を示すような、基準化低域通過フィルタが定まる。この基準化低域通過フィルタにおいては、並列あるいは直列のはしご型の接続の段数がフルビッツ多項式の次数に相当し、この例では6段である。また、直列に接続された2つの並列共振回路は、分子有理多項式のそれぞれ実根および虚根の組に相当する回路部である。
【0037】
これら実根および虚根の組に相当する回路部のうち、虚根の組に相当する直列共振回路の回路素子は共に正の値であり、実際の回路で実現可能である。一方、実根の組に相当する並列共振回路の回路素子はどちらか一方が負の値となり、このままでは実際の回路として実現することはできない。
【0038】
そこで、次に、多重結合回路部への等価変換を行なう。すなわち、図3に示した回路を、虚ジャイレータを用いて図4に示すような回路への等価変換を行なう。そして、この図4に示した回路の中で、虚ジャイレータを含む2つの並列共振回路を含む部分に着目して、図5(a)に示すような回路を扱う。この回路に対して、同図(b)に示すように、虚ジャイレータを5つ含む回路を考えると、これら(a)および(b)に示した回路は、互いのパラメータを適切に置き換えることにより両者が等価となることが分かる。なお、図5(b)中のLおよびCはそれぞれ回路素子がインダクタンスおよび容量であることを示し、その値は示していない。また同様に、jは虚ジャイレータを示し、その値は示していない。また、虚ジャイレータjの符号は特に示していない場合は、+または−のある定数の値を持つ虚ジャイレータであるものとする。これらは以下の図6〜図8においても同様である。
【0039】
これらの結果、図3に示した基準化低域通過フィルタは、図4および図5の等価変換を経て、図6に示すような等価な基準化低域通過フィルタに変換される。
【0040】
この図6に示す等価な基準化低域通過フィルタに、さらに虚ジャイレータと理想トランスを導入し、回路素子をすべて並列の同じ値の容量に等価変換することにより、図7に示すような等価基準化低域通過フィルタが得られる。この図7に示す等価基準化低域通過フィルタは、図3に示した基準化低域通過フィルタと厳密に全く等価なものである。なお、この等価変換を行なった段階での虚ジャイレータの符号は図7に示す通りの複合の取り方の自由度がある。
【0041】
次に、この基準化低域通過フィルタを、周波数変換およびインピーダンス変換して、目的の帯域通過特性を有する帯域通過フィルタへ変換する。このとき、図7の回路中の容量は周波数変換により並列共振回路となるが、虚ジャイレータは変化せずにそのままとなる。この際、フィルタの入力端と出力端の対称性をよくするため、出力端に理想トランスを含む虚ジャイレータを挿入してある。この虚ジャイレータを挿入することで、出力端におけるフィルタの出力インピーダンスが出力アドミッタンスに変換されるが、フィルタの振幅特性・群遅延特性等の伝送特性は変わらない。これにより、図8に示すような帯域通過フィルタが得られる。
【0042】
さらに、虚ジャイレータをπ型の定リアクタンス素子の接続で実現すると、目的の帯域通過フィルタは図9に示すような回路構成となる。この帯域通過フィルタにおいて、結合回路の定リアクタンス素子は、通過帯域近辺での狭帯域近似により、電界結合または磁界結合で実現できる。
【0043】
ここで、同図中の17・18・19・20・21・23・24の7個の結合回路の定リアクタンス素子と、11・12・13・14の4つの共振回路(共振子)とを1つの多重結合回路部とする。そして、17は第1共振子11とその外側の回路とをカスケード接続する第1結合回路、18は第1共振子11と第2共振子12とをカスケード接続する第2結合回路、19は第2共振子12と第3共振子13とをカスケード接続する第3結合回路、20は第3共振子13と第4共振子14とをカスケード接続する第4結合回路、21は第4共振子14と外側の回路とをブリッジ接続する第5結合回路、22は第2結合回路18と第4結合回路20の外側をブリッジ結合する第6結合回路、23は第1結合回路17と第5結合回路21の外側をブリッジ接続する第7結合回路である。
【0044】
これら第1結合回路17〜第7結合回路23および第1共振子11〜第4共振子14で実現された多重結合回路部によって数1で示した式における分子有理多項式f(s)の1組の実根および1組の虚根に相当する回路部分を実現するには、定リアクタンス素子で実現されている第1結合回路17〜第7結合回路23の符号の組合せは、次のa〜dの組合せとなる。
a:第6および第7結合回路22・23がともに負符号(−)であり、第1〜第5結合回路17〜21はその内の1または3個が正符号(+)で残りが負符号である
。
b:第6および第7結合回路22・23がともに正符号であり、第1〜第5結合回路 17〜21はその内の2または4個が正符号で残りが負符号である。
c:第6結合回路22が負符号、第7結合回路23が正符号であり、第1〜第5結合回路17〜21はその内の0または2または4個が正符号で残りが負符号である。
d:第6結合回路22が正符号、第7結合回路23が負符号であり、第1〜第5結合回路17〜21はその内の1または3または5個が正符号で残りが負符号である。
【0045】
第1結合回路17〜第7結合回路23の符号の組合せがこのようなa〜dの組合せとなるのは、前記多項式を実現する第1結合回路17から第7結合回路23の電界結合あるいは磁界結合の組合せは等価変換により決められ、その組合せは、電界結合を(−)で、磁界結合を(+)で表記すると、表1に示す20通りとなることによるものである。
【0046】
【表1】
【0047】
この帯域通過フィルタにおける各結合回路17〜23の定リアクタンス素子は、通過帯域近辺での狭帯域近似により、負符号または正符号の定リアクタンス素子がそれぞれ電界結合または磁界結合、あるいは容量またはインダクタで実現することができる。
【0048】
次に、狭帯域近似を行なった結果得られた帯域通過フィルタの回路の実施例の回路図を図1に示す。この例は、第6結合回路22が負符号、第7結合回路23が正符号であり、第1〜第5結合回路17〜21が負符号である上記cの組合せを選んだ例である。
【0049】
さらに、本発明の分布定数フィルタについて、図1に示した帯域通過フィルタの実施例を分布定数フィルタで実現した構成例を図2に平面図で示す。
【0050】
図2に示す本発明の分布定数フィルタの構成例は誘電体基板上に分布定数回路素子としての導体パターンで形成されており、この例においては、6個の円形の共振子40〜45がE110 モードで使用されている。
【0051】
このような本発明の分布定数フィルタにおいて、図2中の結合部48〜56は図1中の多重結合回路部の第1〜第7結合回路31〜39に、図2中の共振子40〜45は図1中の共振回路(共振子)25〜30にそれぞれ対応するものである。そして、各共振子40〜45の共振モードがE210 モードの場合、図2中に示すように、それぞれの共振子の外周の周りに90度おきに電界最大点があり、この部分で電界結合ができる。また、電界最大点の中間点すなわち電界最大点から45度ずつずれた点の位置に磁界最大点があり、この部分で磁界結合ができる。なお、図2において導体パターンで形成された各共振子40〜45中に示す矢印を付した曲線は図の紙面に平行な磁界の向きを表し、それらの内側の・印および×印はそれぞれ図の紙面に垂直な電界の向きを表している。このような配置を利用して、図2に示すように、6つの共振子40〜45を結合させた目的の帯域通過フィルタとしての分布定数フィルタを構成することができる。そして、図2では48〜54・56が電界結合、55が磁界結合となっている。
【0052】
このような本発明の分布定数フィルタによれば、図1に示したような正確な等価回路の帯域通過フィルタを各素子毎に正確に図2に示した導体パターンとして実現できることから、正確な設計手法により設計して簡単な回路で構成して実現することができるとともに、与えられた特性に対して最少の素子数・パターン数でフィルタを構成できることから、低素子感度で低損失な特性の分布定数フィルタとなる。
【0053】
しかも、本発明の分布定数フィルタによれば、分子多項式の次数の増加に対し、分母多項式の次数の増加が同じ次数で済むことから、特願平11−150150号における提案よりも、与えられた数の共振子で実現できる分子有理多項式の次数をより多くすることができ、複雑な特性のフィルタを実現する上での制約が少なくて済むという、実用上極めて有用な分布定数フィルタとなる。
【0054】
なお、以上はあくまでも本発明の実施の形態の例示であり、本発明はこれらに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変更や改良を加えることは何ら差し支えない。例えば、分布定数フィルタを構成する共振子の導体パターンには、他の形状の共振器パターンを用いてもよい。また、図2に示した実施例における電界結合と磁界結合との組合せを、前記a〜dに対応したA〜Dの他の組合せとしてもよい。
【0055】
【発明の効果】
以上により、本発明によれば、複素周波数sの偶関数であって少なくとも1組の実根および少なくとも1組の虚根を持つ分子有理多項式と複素周波数sの6次以上のフルビッツ多項式である分母有理多項式とから成る回路網関数で伝達関数が表わされた基準化低域通過フィルタを周波数変換することにより得られ、不平衡分布定数回路で実現された、周波数帯域通過特性を有する分布定数フィルタであって、前記分子有理多項式の1組の実根および1組の虚根ならびにそれらに対応する前記分母有理多項式に相当する回路部は、第1〜第4共振子と、前記第1共振子とその外側の回路とをカスケード結合する第1結合回路と、前記第1共振子と第2共振子とをカスケード結合する第2結合回路と、前記第2共振子と第3共振子とをカスケード結合する第3結合回路と、前記第3共振子と第4共振子とをカスケード結合する第4結合回路と、前記第4共振子とその外側の回路とをカスケード結合する第5結合回路と、前記第2結合回路と第4結合回路の外側をブリッジ結合により結合する第6結合回路と、前記第1結合回路と第5結合回路の外側をブリッジ結合により結合する第7結合回路とから成る多重結合回路部を1つ以上有する多共振子フィルタで実現されており、前記第1〜第7結合回路は、下記A〜Dの電界結合と磁界結合との組合せ、すなわち
A:前記第6および第7結合回路が電界結合であり、前記第1〜第5結合回路はその内の1または3個が磁界結合で残りが電界結合である。
B:前記第6および第7結合回路が磁界結合であり、前記第1〜第5結合回路はその内の2または4個が磁界結合で残りが電界結合である。
C:前記第6結合回路が電界結合、第7結合回路が磁界結合であり、前記第1〜第5結合回路はその内の0または2または4個が磁界結合で残りが電界結合である。
D:前記第6結合回路が磁界結合、第7結合回路が電界結合であり、前記第1〜第5結合回路はその内の1または3または5個が磁界結合で残りが電界結合である。
【0056】
としたことにより、通過帯域の振幅特性および群遅延特性が同時平坦特性で、かつ阻止帯域に伝送零点を持つ周波数帯域通過特性を有し、正確な設計手法により設計して簡単な回路で構成して実現することができるとともに、複雑な特性のフィルタを実現する上での制約がなく、共振子間における意図しない結合を抑制して寄生的な特性劣化を抑制した、低素子感度で低損失な特性の分布定数フィルタを提供することができた。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明による帯域通過フィルタの実施例を示す回路図である。
【図2】図1に示す帯域通過フィルタの実施例を分布定数フィルタで実現した構成例を示す平面図である。
【図3】本発明における基準化低域通過フィルタの例を示す回路図である。
【図4】本発明における等価変換した基準化低域通過フィルタの例を示す回路図である。
【図5】(a)および(b)は本発明における基準化低域通過フィルタに対する等価変換の例を示す回路図である。
【図6】本発明における等価変換した基準化低域通過フィルタの例を示す回路図である。
【図7】本発明における等価変換した基準化低域通過フィルタの例を示す回路図である。
【図8】本発明における等価変換した帯域通過フィルタの例を示す回路図である。
【図9】本発明による帯域通過フィルタの構成例を示す回路図である。
【図10】(a)および(b)はそれぞれ帯域通過フィルタの通過帯域における振幅特性および群遅延特性を示す線図である。
【図11】従来の帯域通過フィルタの構成例を示すブロック図である。
【図12】従来のフィルタの阻止帯域における伝送零点を実現するための構成例を示す回路図である。
【図13】従来のフィルタの阻止帯域における伝送零点を実現するための構成例を示すブロック図である。
【図14】従来のフィルタの阻止帯域における伝送零点を実現するための構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
17、32、49・・・・・第1結合回路
18、33、50・・・・・第2結合回路
19、34、51・・・・・第3結合回路
20、35、52・・・・・第4結合回路
21、36、53・・・・・第5結合回路
22、37、54・・・・・第6結合回路
23、38、55・・・・・第7結合回路
11、25、41・・・・・第1共振子
12、26、42・・・・・第2共振子
13、27、43・・・・・第3共振子
14、28、44・・・・・第4共振子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a distributed constant filter used as a band-pass filter in an RF stage of a mobile communication device or the like for removing interference signals and noise. More specifically, the amplitude characteristics and group delay characteristics of a pass band are simultaneous flat characteristics. In addition, the present invention relates to a distributed constant filter having a transmission zero in the stop band, having a simplified structure, suppressing loss, and improving performance.
[0002]
[Prior art]
For example, when the same antenna is shared by the transmission circuit and the reception circuit, the transmission circuit of the mobile communication device such as an analog or digital mobile phone or a radio telephone and the high-frequency circuit unit such as the RF stage of the reception circuit are transmitted. In order to separate the frequency band from the reception frequency band, or to attenuate harmonics generated based on the nonlinearity of the amplifier circuit, in order to remove unwanted signal waves such as interference waves and sideband waves other than the desired signal wave For example, a band pass filter (band pass filter: BPF) is often used.
[0003]
Such a band-pass filter as a filter for a communication device is generally realized and configured as a filter circuit having a desired band characteristic by connecting a plurality of series resonant circuits or parallel resonant circuits composed of various circuit elements. However, the filter circuit unit may be composed of unbalanced distributed constant lines such as a microstrip line and a strip line because the filter circuit part can be reduced in size and electrical characteristics as a high frequency circuit are good. Many.
[0004]
In a bandpass characteristic filter with strict specifications such as waveform transmission, the amplitude characteristics and group delay characteristics of the passband are simultaneous flat characteristics and the stopband as shown in the diagrams of FIGS. 10 (a) and 10 (b). It was necessary to create a transmission zero point, and a complicated circuit configuration was required for its realization.
[0005]
A method of directly configuring a bandpass filter having such characteristics with a clear design theory has not been known so far, and various filters have been used to construct a filter empirically.
[0006]
For example, as shown in the block diagram of FIG. 11, first, paying attention only to the amplitude characteristics, a desired amplitude whose pass band has a flat amplitude characteristic and has a transmission zero in the stop band by a filter having a known configuration. The filter 1 having the characteristics but having no consideration for the group delay characteristic is designed, and then the group delay characteristic of the passband is set in order to compensate for the group delay characteristic of the filter 1 to obtain a desired group delay characteristic as a whole. A device has been devised in which a
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, in general, such phase equalization and correction are less effective, and there is a problem that a sufficient correction effect cannot be obtained. In addition, since the circuit is configured with more circuit elements than necessary, the circuit configuration is wasted, and conversely, the amplitude characteristics due to the incomplete all-pass characteristics of the
[0008]
On the other hand, conventionally, mainly two methods have been known for realizing the transmission zero in the filter stop band. One is to implement a transmission zero point by inserting a parallel resonator or a series resonator in series or in parallel in the filter, or a combination thereof. For example, as shown in the circuit diagram of FIG. 12, the transmission zero point is set in the stop band outside the pass band by the combination 5 of the parallel resonator and the series resonator with respect to the filter having the band pass characteristic by the
[0009]
In another method, the transmission zero point is realized by branching the transmission path into two, combining the respective paths with the same amplitude, and the phases reversed.
[0010]
For example, as shown in the block diagram of FIG. 13, the circuit is divided into two, and the two
[0011]
In general, the latter method is easier to implement, and a filter can be realized with a circuit configuration that actually has less loss.
[0012]
Furthermore, as a modification of the latter, a method using a simple reactance feedback path is also known, but in this method, the exact design theory and method for synthesizing the filter from the target network function are not known, Approximate or empirical usage is used. For example, as shown in a circuit diagram in FIG. 14, a transmission zero point is formed by a
[0013]
However, this method has the effect of reducing loss by simplifying the circuit, but since the exact design method for filter synthesis is not known, the design is approximate, so only approximate characteristics can be obtained. However, there was a problem that the characteristics were insufficient.
[0014]
Conventionally, there has also been known a method in which a ladder-type circuit is combined with a method for generating these transmission zeros, and then a group delay is corrected by a phase equalizer. According to such a configuration, a band-pass characteristic filter having a flat transmission band amplitude characteristic and a group delay characteristic and having a transmission zero in the stop band can be obtained.
[0015]
However, even with this method, the design is approximate, so that accurate characteristics cannot be obtained, and the circuit configuration is complicated. Further, such a filter has a problem that transmission loss increases or only approximate and insufficient characteristics can be obtained, and the loss particularly when constituted by a distributed constant filter such as a microstrip circuit is remarkable. Met.
[0016]
In view of the above problems, the present inventor proposed in Japanese Patent Application No. 10-337219 a method for directly constructing a bandpass filter having a desired characteristic as described above with a clear design theory. In Hei 11-150150, the amplitude characteristics and the group delay characteristics are simultaneously flat characteristics in the pass band, and have a band pass characteristic with a transmission zero in the stop band, and a simple circuit designed by an accurate design method A bandpass filter with low element sensitivity and low loss was proposed.
[0017]
The band-pass filter of Japanese Patent Application No. 11-150150 is a denominator that is an even function of complex frequency s, which is a numerator rational polynomial having at least one set of real roots and at least one set of imaginary roots, and a Hurwitz polynomial of complex frequency s. A distributed constant filter having frequency band pass characteristics, obtained by frequency conversion of a standardized low pass filter whose transfer function is represented by a network function consisting of rational polynomials, and realized by an unbalanced distributed constant circuit. The circuit portion corresponding to the real or imaginary root of the molecular rational polynomial includes a first coupling circuit that cascade-couples the first and second resonators, and the first resonator and a circuit outside thereof. A second coupling circuit that cascade-couples the first resonator and the second resonator, a third coupling circuit that cascade-couples the second resonator and a circuit outside thereof, and the first coupling circuit; A multi-resonator filter having two or more unit coupling circuit units each composed of a fourth coupling circuit that couples the outside of the three coupling circuit by bridge coupling, and the first coupling circuit and the third coupling circuit are combined. The same combination of electric field coupling or magnetic field coupling, and the first coupling circuit, the third coupling circuit, and the second coupling circuit are different combinations of electric field coupling or magnetic field coupling, which correspond to the actual roots. The unit coupling circuit unit is configured such that the second coupling circuit and the fourth coupling circuit are each composed of a coupling circuit of the same type of electric field coupling or magnetic field coupling, and the unit coupling circuit unit corresponding to the imaginary root is the second coupling circuit. And the fourth coupling circuit is composed of different types of coupling circuits of electric field coupling or magnetic field coupling, respectively.
[0018]
However, in the proposal in Japanese Patent Application No. 11-150150, in order to realize a coupling circuit portion corresponding to one set of real roots or one set of imaginary roots of a molecular rational polynomial, more than 3.5 stages of resonators per set are required. It is necessary to connect two 3.5-stage resonators in a cascade to realize a coupling circuit unit corresponding to one set of real roots and one set of imaginary roots. there were. In addition, as the number of root pairs of numerator rational polynomials increases, the number of resonators that is an integer multiple of 3.5 is required. For this reason, there is a limitation on the number of roots of the molecular rational polynomial that can be realized with a given number of resonators, and there is a point to be improved that there is a limitation in realizing a filter with complex characteristics.
[0019]
The present invention has been devised in view of the above problems, and its purpose is a band pass in which the amplitude characteristic and the group delay characteristic are simultaneous flat characteristics in the pass band characteristic, and the transmission band is zero in the stop band. An object of the present invention is to provide a distributed constant filter that has a characteristic, is theoretically accurate, has a simplified structure, suppresses loss, and can improve the performance.
[0020]
[Means for Solving the Problems]
The distributed constant filter of the present invention is a denominator rational polynomial that is an even function of a complex frequency s, which is a numerator rational polynomial having at least one set of real roots and at least one set of imaginary roots, and a 6th-order or more Hurwitz polynomial of complex frequency s. This is a distributed constant filter having a frequency band pass characteristic obtained by frequency-converting a standardized low-pass filter whose transfer function is expressed by a network function consisting of The circuit unit corresponding to one set of real roots and one set of imaginary roots of the numerator rational polynomial and the corresponding denominator rational polynomials includes the first to fourth resonators, the first resonator, and the outside thereof. A first coupling circuit that cascade-couples the first circuit, a second coupling circuit that cascade-couples the first resonator and the second resonator, and a cascade of the second resonator and the third resonator. A third coupling circuit that couples, a fourth coupling circuit that cascade-couples the third resonator and the fourth resonator, a fifth coupling circuit that cascade-couples the fourth resonator and the circuit outside thereof, A multiplex circuit comprising a sixth coupling circuit coupling the outside of the second coupling circuit and the fourth coupling circuit by bridge coupling, and a seventh coupling circuit coupling the outside of the first coupling circuit and the fifth coupling circuit by bridge coupling. It is realized by a multi-resonator filter having one or more coupling circuit sections, and the first to seventh coupling circuits are a combination of electric field coupling and magnetic field coupling of A to D below. is there.
A: The sixth and seventh coupling circuits are electric field coupling, and one or three of the first to fifth coupling circuits are magnetic field coupling and the rest are electric field coupling.
B: The sixth and seventh coupling circuits are magnetic couplings, and two or four of the first to fifth coupling circuits are magnetic couplings and the rest are electric field couplings.
C: The sixth coupling circuit is an electric field coupling, the seventh coupling circuit is a magnetic field coupling, 0, 2 or 4 of the first to fifth coupling circuits are magnetic field couplings, and the rest are electric field couplings.
D: The sixth coupling circuit is magnetic field coupling, the seventh coupling circuit is electric field coupling, one, three or five of the first to fifth coupling circuits are magnetic field coupling and the rest are electric field coupling.
[0021]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
According to the distributed constant filter of the present invention, a circuit unit corresponding to a set of real roots and a set of imaginary roots of a numerator rational polynomial of a network function and a corresponding denominator rational polynomial is replaced with a multiple coupling circuit unit configured as described above. Since it is realized by a multi-resonator filter having one or more, it is possible to configure and realize a circuit theoretically accurately, simplifying the structure of the filter, suppressing loss and improving performance.
[0022]
The minimum order required for the amplitude characteristic and the group delay characteristic to be flat simultaneously in the passband, which is the target characteristic of the distributed constant filter of the present invention, and to have a transmission zero (attenuation pole) in the stopband is 4 for the molecular rational polynomial. The second and denominator rational polynomials are sixth order. In other words, the order of the molecular rational polynomial is 4th or higher with at least one pair of real and imaginary roots. Further, the order of the Hurwitz polynomial of the denominator rational polynomial is an order that is at least two orders higher than the order of the numerator rational polynomial (degree of the numerator + 2 ≦ degree of the denominator), and the order of the Hurwitz polynomial that is the denominator rational polynomial is This corresponds to the number of resonators constituting the distributed constant filter.
[0023]
A circuit unit corresponding to the fourth-order numerator rational polynomial and the sixth-order denominator rational polynomial includes a first coupling circuit that cascade-couples the first to fourth resonators, the first resonator, and a circuit outside the first resonator, A second coupling circuit that cascade-couples the first resonator and the second resonator, a third coupling circuit that cascade-couples the second resonator and the third resonator, a third resonator, and a fourth resonator; A fourth coupling circuit that cascade-couples, a fifth coupling circuit that cascade-couples the fourth resonator and the circuit outside thereof, and a sixth coupling that couples the second coupling circuit and the outside of the fourth coupling circuit by bridge coupling The circuit is realized by a multi-resonator filter having one or more multiple coupling circuit sections including a first coupling circuit and a seventh coupling circuit that couples the outside of the first coupling circuit and the fifth coupling circuit by bridge coupling. 7 coupling circuit is a combination of electric field coupling and magnetic field coupling The sixth and seventh coupling circuits are electric field couplings, and the first to fifth coupling circuits are one or three of which are magnetic field couplings and the rest are electric field couplings, or the sixth and seventh coupling circuits. Is the magnetic field coupling, and two or four of the first to fifth coupling circuits are magnetic field coupling and the rest are electric field couplings, or the sixth coupling circuit is electric field coupling, and the seventh coupling circuit is magnetic field coupling. In the first to fifth coupling circuits, 0, 2 or 4 of them are magnetic field coupling and the rest are electric field couplings, the sixth coupling circuit is magnetic field coupling, the seventh coupling circuit is electric field coupling, In the fifth coupling circuit, one, three or five of them are magnetic field coupling and the rest are electric field coupling.
[0024]
Although the distributed constant filter of the present invention is realized by an unbalanced distributed constant circuit, each coupling circuit of such a multiple coupling circuit section is connected between resonators by charges on each resonator of the multiple coupling circuit section. It can be realized by coupling of electric fields, or similarly coupling of magnetic fields between resonators by current.
[0025]
The sixth and seventh coupling circuits can also be realized by, for example, lumped constant reactance elements, coupling of electric fields by charges on the resonators at both ends bridge-coupled by them, or coupling of magnetic fields by current.
[0026]
According to the distributed constant filter of the present invention, the network function representing the transfer function of the standardized low-pass filter is an even function of the complex frequency s and has at least one set of real roots and at least one set of imaginary roots. Since it is composed of a numerator rational polynomial and a denominator rational polynomial that is a 6th-order or higher Hurwitz polynomial of complex frequency s, the amplitude passband characteristic is corrected by a set of real roots of the numerator rational polynomial. In addition, an attenuation pole, which is a transmission zero point that is given a frequency with a set of imaginary roots, can be generated in the vicinity of the pass band, so that the amplitude characteristic and the phase characteristic are compared with the pass band characteristic of the filter. Band pass characteristics that ensure sufficient attenuation by the transmission zero point in the stop band while ensuring the desired simultaneous flat characteristics for the amplitude characteristics and group delay characteristics by individually imposing conditions It can be obtained a filter having.
[0027]
By using an unbalanced distributed constant circuit such as a microstrip circuit, an ideal transformer and gyrator can be easily realized, and a series resonant circuit and a parallel resonant circuit can also be easily realized. It is possible to obtain a distributed constant filter having a simplified circuit configuration including an unbalanced distributed constant circuit.
[0028]
In order to realize the distributed constant filter of the present invention, the characteristic of the standardized low-pass filter is first determined by a Hurwitz polynomial having a phase linear characteristic that is a denominator rational polynomial, and then a complex frequency that is a numerator rational polynomial. The imaginary root of the even function of s is specified so that the transmission zero is arranged at a desired frequency, and the real root of the molecular rational polynomial is determined so that the amplitude characteristic is flat in the passband.
[0029]
Next, a normalized low-pass filter using the network function composed of the numerator rational polynomial and the denominator rational polynomial as a transfer function is synthesized.
[0030]
Next, a negative value element is converted into an actual positive value element by equivalent conversion, and after frequency conversion to bandpass characteristics, equivalent conversion to an unbalanced distributed constant circuit is performed to realize a distributed constant filter.
[0031]
Hereinafter, the distributed constant filter of the present invention will be described in detail.
[0032]
As an implementation example of the minimum order of the distributed constant filter of the present invention, the numerator rational polynomial is a fourth-order polynomial f (s) having a pair of real and imaginary roots, and the denominator rational polynomial is a sixth-order Hurwitz polynomial g (s ), The network function is a function of the complex frequency s = jω,
[0033]
[Expression 1]
[0034]
It is expressed as Here, the denominator rational polynomial g (s) is a polynomial having a flat group delay characteristic, such as a Bessel polynomial.
[0035]
Next, the amplitude characteristic of the denominator rational polynomial is corrected with a numerator rational polynomial without adversely affecting the group delay characteristic, and a transmission zero is provided in the stopband by a set of imaginary roots of the numerator rational polynomial. Furthermore, the amplitude characteristic is corrected with a set of real roots of the numerator rational polynomial so that the amplitude characteristic is as flat as possible in the passband. In this way, the numerator rational polynomial is determined corresponding to the denominator rational polynomial and the target filter characteristic.
[0036]
From the polynomial thus determined, a standardized low-pass filter as shown in an example of a circuit diagram in FIG. 3 is determined. In this standardized low-pass filter, the number of parallel or series ladder-type connections corresponds to the order of the Hurwitz polynomial, and in this example is six. The two parallel resonant circuits connected in series are circuit portions corresponding to pairs of real and imaginary roots of the molecular rational polynomial, respectively.
[0037]
Among the circuit portions corresponding to the real root and imaginary root pairs, the circuit elements of the series resonance circuit corresponding to the imaginary root pair are both positive values and can be realized with an actual circuit. On the other hand, one of the circuit elements of the parallel resonant circuit corresponding to the real root set has a negative value, and cannot be realized as an actual circuit as it is.
[0038]
Therefore, next, equivalent conversion to the multiple coupling circuit unit is performed. That is, the circuit shown in FIG. 3 is equivalently converted into a circuit as shown in FIG. 4 using an imaginary gyrator. In the circuit shown in FIG. 4, the circuit shown in FIG. 5A is handled by paying attention to the part including two parallel resonant circuits including the imaginary gyrator. If a circuit including five imaginary gyrators is considered for this circuit as shown in FIG. 5B, the circuits shown in FIGS. 5A and 5B can be obtained by appropriately replacing each other's parameters. It turns out that both are equivalent. In addition, L and C in FIG.5 (b) show that a circuit element is an inductance and a capacity | capacitance, respectively, The value is not shown. Similarly, j indicates an imaginary gyrator and its value is not shown. Further, when the sign of the imaginary gyrator j is not particularly indicated, it is assumed that the imaginary gyrator has a constant value of + or −. The same applies to FIGS. 6 to 8 below.
[0039]
As a result, the standardized low-pass filter shown in FIG. 3 is converted into an equivalent standardized low-pass filter as shown in FIG. 6 through the equivalent conversion of FIGS.
[0040]
By introducing an imaginary gyrator and an ideal transformer to the equivalent standardized low-pass filter shown in FIG. 6 and equivalently converting all circuit elements to the same value of capacitance in parallel, an equivalent standard as shown in FIG. A low pass filter is obtained. The equivalent standardized low-pass filter shown in FIG. 7 is strictly equivalent to the standardized low-pass filter shown in FIG. It should be noted that the sign of the imaginary gyrator at the stage of performing this equivalent conversion has a degree of freedom of compounding as shown in FIG.
[0041]
Next, the standardized low-pass filter is frequency-converted and impedance-converted to be converted into a band-pass filter having a target band-pass characteristic. At this time, the capacitance in the circuit of FIG. 7 becomes a parallel resonant circuit by frequency conversion, but the imaginary gyrator remains unchanged. At this time, in order to improve the symmetry between the input end and the output end of the filter, an imaginary gyrator including an ideal transformer is inserted at the output end. By inserting this imaginary gyrator, the output impedance of the filter at the output end is converted into output admittance, but the transmission characteristics such as the amplitude characteristic and group delay characteristic of the filter are not changed. Thereby, a band pass filter as shown in FIG. 8 is obtained.
[0042]
Furthermore, when the imaginary gyrator is realized by connecting a π-type constant reactance element, the target band-pass filter has a circuit configuration as shown in FIG. In this band pass filter, the constant reactance element of the coupling circuit can be realized by electric field coupling or magnetic field coupling by narrow band approximation in the vicinity of the pass band.
[0043]
Here, the constant reactance elements of the seven coupled
[0044]
One set of numerator rational polynomials f (s) in the equation shown in Equation 1 by the multiple coupling circuit unit realized by the first coupling circuit 17 to the
a: Both the sixth and
b: Both the sixth and
c: The
d: The
[0045]
The combination of the signs of the first coupling circuit 17 to the
[0046]
[Table 1]
[0047]
The constant reactance elements of the coupling circuits 17 to 23 in this bandpass filter are realized by electric field coupling or magnetic field coupling, or capacitance or inductor, respectively, by narrowband approximation in the vicinity of the passband. can do.
[0048]
Next, FIG. 1 shows a circuit diagram of an embodiment of a circuit of a band pass filter obtained as a result of narrow band approximation. In this example, the
[0049]
Further, for the distributed constant filter of the present invention, a configuration example in which the embodiment of the bandpass filter shown in FIG. 1 is realized by the distributed constant filter is shown in a plan view in FIG.
[0050]
The configuration example of the distributed constant filter of the present invention shown in FIG. 2 is formed with a conductor pattern as a distributed constant circuit element on a dielectric substrate. In this example, six
[0051]
In such a distributed constant filter of the present invention, the
[0052]
According to such a distributed constant filter of the present invention, an accurate equivalent circuit bandpass filter as shown in FIG. 1 can be realized as the conductor pattern shown in FIG. It can be realized by designing with a simple circuit and designing with a simple method, and a filter can be configured with the minimum number of elements and patterns for a given characteristic, so the distribution of characteristics with low element sensitivity and low loss It becomes a constant filter.
[0053]
Moreover, according to the distributed constant filter of the present invention, the order of the denominator polynomial can be increased by the same order with respect to the increase of the order of the numerator polynomial, so that it is given rather than the proposal in Japanese Patent Application No. 11-150150. It is possible to increase the order of the molecular rational polynomial that can be realized with a number of resonators, and it is a practically very useful distributed constant filter that requires fewer restrictions for realizing a filter with complex characteristics.
[0054]
Note that the above are only examples of the embodiments of the present invention, and the present invention is not limited to these, and various modifications and improvements can be made without departing from the scope of the present invention. For example, a resonator pattern of another shape may be used as the conductor pattern of the resonator constituting the distributed constant filter. Further, the combination of electric field coupling and magnetic field coupling in the embodiment shown in FIG. 2 may be other combinations of A to D corresponding to the above a to d.
[0055]
【The invention's effect】
Thus, according to the present invention, the denominator rational function is an even function of the complex frequency s, which is a numerator rational polynomial having at least one set of real roots and at least one set of imaginary roots, and a 6th-order or more Hurwitz polynomial of the complex frequency s. A distributed constant filter having a frequency band pass characteristic obtained by frequency-converting a standardized low-pass filter whose transfer function is represented by a network function consisting of a polynomial, and realized by an unbalanced distributed constant circuit. The circuit portion corresponding to one set of real roots and one set of imaginary roots of the numerator rational polynomial and the corresponding denominator rational polynomials includes the first to fourth resonators, the first resonator, and A first coupling circuit that cascade-couples an outer circuit, a second coupling circuit that cascade-couples the first resonator and the second resonator, and a cascade of the second resonator and the third resonator A third coupling circuit that couples, a fourth coupling circuit that cascade-couples the third resonator and the fourth resonator, a fifth coupling circuit that cascade-couples the fourth resonator and the circuit outside thereof, A multiplex circuit comprising a sixth coupling circuit coupling the outside of the second coupling circuit and the fourth coupling circuit by bridge coupling, and a seventh coupling circuit coupling the outside of the first coupling circuit and the fifth coupling circuit by bridge coupling. The first to seventh coupling circuits are a combination of the following electric field coupling and magnetic field coupling of A to D, that is, A: the sixth and sixth coupling circuits. Seven coupling circuits are electric field couplings, and one or three of the first to fifth coupling circuits are magnetic field couplings and the rest are electric field couplings.
B: The sixth and seventh coupling circuits are magnetic couplings, and two or four of the first to fifth coupling circuits are magnetic couplings and the rest are electric field couplings.
C: The sixth coupling circuit is an electric field coupling, the seventh coupling circuit is a magnetic field coupling, 0, 2 or 4 of the first to fifth coupling circuits are magnetic field couplings, and the rest are electric field couplings.
D: The sixth coupling circuit is magnetic field coupling, the seventh coupling circuit is electric field coupling, one, three or five of the first to fifth coupling circuits are magnetic field coupling and the rest are electric field coupling.
[0056]
As a result, the passband amplitude characteristics and group delay characteristics are simultaneously flat, and have a frequency bandpass characteristic with a transmission zero in the stopband. In addition, there are no restrictions in realizing a filter with complex characteristics, and unintentional coupling between the resonators is suppressed to suppress parasitic characteristic deterioration, resulting in low element sensitivity and low loss. A distributed parameter filter of characteristics could be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a bandpass filter according to the present invention.
FIG. 2 is a plan view showing a configuration example in which the embodiment of the bandpass filter shown in FIG. 1 is realized by a distributed constant filter.
FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of a standardized low-pass filter in the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of an equivalent-converted standardized low-pass filter in the present invention.
FIGS. 5A and 5B are circuit diagrams showing an example of equivalent conversion for a standardized low-pass filter in the present invention. FIGS.
FIG. 6 is a circuit diagram illustrating an example of an equivalent-converted normalized low-pass filter according to the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram showing an example of an equivalent-converted normalized low-pass filter according to the present invention.
FIG. 8 is a circuit diagram showing an example of an equivalently converted bandpass filter in the present invention.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration example of a bandpass filter according to the present invention.
FIGS. 10A and 10B are diagrams showing amplitude characteristics and group delay characteristics in the pass band of the band pass filter, respectively.
FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration example of a conventional bandpass filter.
FIG. 12 is a circuit diagram showing a configuration example for realizing a transmission zero in a stop band of a conventional filter.
FIG. 13 is a block diagram showing a configuration example for realizing a transmission zero in a stop band of a conventional filter.
FIG. 14 is a circuit diagram showing a configuration example for realizing a transmission zero in a stop band of a conventional filter.
[Explanation of symbols]
17, 32, 49 ... 1st coupling circuit
18, 33, 50 ... 2nd coupling circuit
19, 34, 51 ... 3rd coupling circuit
20, 35, 52 ... 4th coupling circuit
21, 36, 53 ... Fifth coupling circuit
22, 37, 54 ... Sixth coupling circuit
23, 38, 55 ... Seventh coupling circuit
11, 25, 41 ... 1st resonator
12, 26, 42 ... 2nd resonator
13, 27, 43 ... Third resonator
14, 28, 44 ... 4th resonator
Claims (1)
前記分子有理多項式の1組の実根および1組の虚根ならびにそれらに対応する前記分母有理多項式に相当する回路部は、第1〜第4共振子と、前記第1共振子とその外側の回路とをカスケード結合する第1結合回路と、前記第1共振子と第2共振子とをカスケード結合する第2結合回路と、前記第2共振子と第3共振子とをカスケード結合する第3結合回路と、前記第3共振子と第4共振子とをカスケード結合する第4結合回路と、前記第4共振子とその外側の回路とをカスケード結合する第5結合回路と、前記第2結合回路と第4結合回路の外側をブリッジ結合により結合する第6結合回路と、前記第1結合回路と第5結合回路の外側をブリッジ結合により結合する第7結合回路とから成る多重結合回路部を1つ以上有する多共振子フィルタで実現されており、
前記第1〜第7結合回路は、下記A〜Dの電界結合と磁界結合との組合せとしたことを特徴とする分布定数フィルタ。
A:前記第6および第7結合回路が電界結合であり、前記第1〜第5結合回路は
その内の1または3個が磁界結合で残りが電界結合である。
B:前記第6および第7結合回路が磁界結合であり、前記第1〜第5結合回路は
その内の2または4個が磁界結合で残りが電界結合である。
C:前記第6結合回路が電界結合、第7結合回路が磁界結合であり、前記第1〜第5結合回路はその内の0または2または4個が磁界結合で残りが電界結合
である。
D:前記第6結合回路が磁界結合、第7結合回路が電界結合であり、前記第1〜第5結合回路はその内の1または3または5個が磁界結合で残りが電界結合である。It is transmitted by a network function consisting of a numerator rational polynomial having an even function of complex frequency s and having at least one set of real roots and at least one set of imaginary roots, and a denominator rational polynomial which is a 6th-order or more Hurwitz polynomial of complex frequency s. A distributed constant filter having a frequency band pass characteristic, obtained by frequency-converting a standardized low-pass filter in which a function is represented, and realized by an unbalanced distributed constant circuit,
A circuit unit corresponding to one set of real roots and one set of imaginary roots of the numerator rational polynomial and the corresponding denominator rational polynomials includes first to fourth resonators, the first resonator, and a circuit outside thereof. A first coupling circuit that cascade couples the second resonator, a second coupling circuit that cascade couples the first resonator and the second resonator, and a third coupling that cascade couples the second resonator and the third resonator. A circuit, a fourth coupling circuit that cascade-couples the third resonator and the fourth resonator, a fifth coupling circuit that cascade-couples the fourth resonator and an outside circuit, and the second coupling circuit And a sixth coupling circuit that couples the outside of the fourth coupling circuit by bridge coupling and a seventh coupling circuit that couples the first coupling circuit and the fifth coupling circuit by bridge coupling. Multi-resonator fill with two or more In has been realized,
The distributed constant filter, wherein the first to seventh coupling circuits are combinations of electric field coupling and magnetic field coupling of A to D below.
A: The sixth and seventh coupling circuits are electric field coupling, and one or three of the first to fifth coupling circuits are magnetic field coupling and the rest are electric field coupling.
B: The sixth and seventh coupling circuits are magnetic couplings, and two or four of the first to fifth coupling circuits are magnetic couplings and the rest are electric field couplings.
C: The sixth coupling circuit is an electric field coupling, the seventh coupling circuit is a magnetic field coupling, 0, 2 or 4 of the first to fifth coupling circuits are magnetic field couplings, and the rest are electric field couplings.
D: The sixth coupling circuit is magnetic field coupling, the seventh coupling circuit is electric field coupling, one, three or five of the first to fifth coupling circuits are magnetic field coupling and the rest are electric field coupling.
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