JP3960511B2

JP3960511B2 - OFDM signal analyzer

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Publication number: JP3960511B2
Application number: JP2001136341A
Authority: JP
Inventors: 俊二中原; 正寛岡野; 健一土田; 直彦居相
Original assignee: Japan Broadcasting Corp
Current assignee: Japan Broadcasting Corp
Priority date: 2001-05-07
Filing date: 2001-05-07
Publication date: 2007-08-15
Anticipated expiration: 2021-05-07
Also published as: JP2002335226A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号解析装置に係り、特に、マルチパス妨害、混信妨害、および、雑音妨害等の妨害に対し、受信したＯＦＤＭ信号の伝送路特性を測定解析することができるＯＦＤＭ信号解析装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ＯＦＤＭ信号解析装置は、ＯＦＤＭ信号の伝送モードやガードインターバルの設定は既知であることが条件であり、その設定は手動設定で行なわれていることが知られている。そして、このＯＦＤＭ信号解析装置は、サンプリング周波数およびローカル周波数のずれに対しての検出を、ＰＬＬ（phase lock loop : 位相同期ループ）回路を用いて行ない、また、復調のために必要なパイロットシンボルを受信信号から抽出するため、フレーム同期捕捉手段を用いて同期作業を行なった上で、特定キャリアの特定のシンボルに挿入しているパイロットシンボルを抽出する構成としている。
【０００３】
さらに、ＯＦＤＭ信号解析装置は、ガードインターバルを除いた有効シンボルを検出する検出手段と、この検出手段により検出した有効シンボルをＦＦＴ（高速フーリエ変換）するＦＦＴ手段と、このＦＦＴ手段によりＦＦＴした有効シンボルからＳＰを抽出するＳＰ抽出手段等を備えている。
【０００４】
また、ＯＦＤＭ信号解析装置は、受信信号に対して全キャリアについての信号特性を測定する構成としており、キャリア毎のＳＮ比についての測定解析に対する構成は備えていないのが現状である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、従来のＯＦＤＭ信号解析装置では、以下に示す問題点が存在していた。すなわち、ＯＦＤＭ信号の伝送モードやガードインターバルの設定はその装置において既知であることが条件であり、また、設定を行なう場合も手動設定であった。
【０００６】
また、ＯＦＤＭ信号解析装置は、ローカル周波数や、また、サンプリング周波数は、受信信号に対して非同期の周波数を使用するか、もしくは、ローカル周波数ずれやサンプリング周波数ずれの検出に、ＰＬＬ回路を使用していたため、正しいローカル周波数と正しいサンプリング周波数を発生させるために、そのＰＬＬ回路がそれら周波数信号を引き込むまで、受信信号を観測する時間が必要となってしまった。
【０００７】
さらに、ＯＦＤＭ信号解析装置は、復調のために必要なパイロットシンボルを受信信号から抽出するのに、信号のシンボルがフレームの先頭から何番目のシンボルであるか、シンボル番号の特定が必要であるため、フレーム同期捕捉を行なう必要があることから、そのフレーム同期捕捉を行なった上で特定キャリアの特定のシンボルに挿入してあるパイロットシンボルを抽出することから、観測シンボル数が多数存在するために観測時間がかかってしまった。なお、例えば、地上デジタル放送の方式ＩＳＤＢ−Ｔの場合、１フレームは２０４シンボルで構成されているため、フレーム同期の検出は、２０４シンボル以上の観測時間が必要であった。
【０００８】
そして、ＯＦＤＭ信号の伝送路特性の解析において、窓関数を使用することなく、遅延プロファイルを求めていたため、矩形スペクトルの解析によりＯＦＤＭ信号をマルチパスの各パスのメインプローブに加え、伝送路特性とは関係のないサイドローブが出力されてしまい、解析作業の妨げになってしまった。
【０００９】
さらに、従来のＯＦＤＭ信号解析装置は、アナログテレビなどの狭帯域信号からキャリア干渉を受けている場合に、その干渉がどのキャリアに妨害を与えているのかを判断しておらず、キャリア毎のＳＮ比を測定解析する機能を備えていなかった。
【００１０】
本発明は、以上のような従来のＯＦＤＭ信号解析装置における問題点に鑑みてなされたものであり、ＯＦＤＭ信号の伝送モードやガードインターバルを検出判定でき、また、受信の際のローカル周波数やサンプリング周波数は、受信するＯＦＤＭ信号に対して非同期の周波数を使用しながらも、少ない観測時間でローカル周波数補正とサンプリング周波数補正を実現し、さらに、フレーム同期捕捉を行なうことなく少ない観測時間で復調のために必要なパイロットシンボルを抽出することができ、そして、ＯＦＤＭ信号の伝送路特性の解析において、伝送路特性とは関係のないサイドローブ特性を抑圧した遅延プロフィルを演算することができ、さらに、ＯＦＤＭ信号のキャリア毎における特性の劣化状況を演算することができるＯＦＤＭ信号解析装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明では前記の課題を解決するためにＯＦＤＭ信号解析装置を以下のように構成した。すなわち、受信したＯＦＤＭ信号の伝送特性を解析するためのＯＦＤＭ信号解析装置において、受信したＯＦＤＭ信号を直交検波すると共に、Ａ／Ｄ変換し離散信号データとして出力する処理手段と、前記離散信号データに基づいて伝送路応答を推定する推定手段と、前記伝送路応答に基づいて前記離散信号データを復調し、復調データを得る復調データ取得手段と、前記復調データから前記ＯＦＤＭ信号のキャリア毎のＳＮ比を求めるキャリアＳＮ比測定手段と、前記離散信号データの周波数補正を数シンボル毎で行なう周波数補正手段と、前記離散信号データのシンボル同期補正を数シンボル毎で行なうシンボル同期補正手段と、前記離散信号データのデータリサンプリングを数シンボル毎で実現するリサンプリング手段と、周波数補正された前記離散信号データから前記ＯＦＤＭ信号の伝送モードおよびガードインターバルを検出判定する検出判定手段と、を備えるＯＦＤＭ信号解析装置の構成とした。
【００１２】
このように構成されることにより、ＯＦＤＭ信号解析装置は、はじめに、受信したＯＦＤＭ信号を処理手段により直交検波すると共にＡ／Ｄ変換して離散信号データとする。そして、その離散信号データから推定手段により伝送路応答を推定している。さらに、復調データ取得手段により、前記離散信号データから前記伝送応答に基づいて得られる復調データによりキャリアＳＮ比測定手段を介してキャリア毎のＳＮ比を求めることができる。なお、推定手段は、例えば、複素除算部（回路）と、基準ＳＰ発生部（回路）とから構成している。また、ＯＦＤＭ信号解析装置において、処理手段により直交検波されると共にＡ／Ｄ変換された離散信号データは、周波数補正手段により数シンボル毎に補正される。そして、シンボル同期補正手段により、補正された離散信号データが数シンボル毎にシンボル同期補正が行なわれ、さらに、リサンプリング手段によりデータリサンプリング（クロック周波数補正）が数シンボル毎に実現することができる。さらに、ＯＦＤＭ信号解析装置において、直交検波すると共にＡ／Ｄ変換した離散信号データは、周波数補正手段により数シンボル毎に補正され、検出判定手段によりどの伝送モードでどのガードインターバル期間の信号であるかの伝送モードの判定が行なわれる。
【００１３】
また、受信したＯＦＤＭ信号の伝送特性を解析するためのＯＦＤＭ信号解析装置において、受信したＯＦＤＭ信号を直交検波すると共に、Ａ／Ｄ変換し離散信号データとして出力する処理手段と、前記離散信号データに基づいて伝送路応答を推定する推定手段と、前記伝送路応答に基づいて前記離散信号データを復調し、復調データを得る復調データ取得手段と、前記伝送路応答に基づいて周波数特性を測定する周波数特性測定手段と、前記離散信号データの周波数補正を数シンボル毎で行なう周波数補正手段と、前記離散信号データのシンボル同期補正を数シンボル毎で行なうシンボル同期補正手段と、前記離散信号データのデータリサンプリングを数シンボル毎で実現するリサンプリング手段と、周波数補正された前記離散信号データから前記ＯＦＤＭ信号の伝送モードおよびガードインターバルを検出判定する検出判定手段と、を備えるＯＦＤＭ信号解析装置として構成した。
【００１４】
このように構成されることにより、ＯＦＤＭ信号解析装置は、はじめに、受信したＯＦＤＭ信号を処理手段により直交検波すると共にＡ／Ｄ変換して離散信号データとする。そして、検波してＡ／Ｄ変換した後の離散信号データから推定手段により伝送路応答を推定している。さらに、推定した伝送路応答から周波数特性測定手段により前記ＯＦＤＭ信号におけるキャリア毎の周波数特性を求めている。また、ＯＦＤＭ信号解析装置において、処理手段により直交検波されると共にＡ／Ｄ変換された離散信号データは、周波数補正手段により数シンボル毎に補正される。そして、シンボル同期補正手段により、補正された離散信号データが数シンボル毎にシンボル同期補正が行なわれ、さらに、リサンプリング手段によりデータリサンプリング（クロック周波数補正）が数シンボル毎に実現することができる。さらに、ＯＦＤＭ信号解析装置において、直交検波すると共にＡ／Ｄ変換した離散信号データは、周波数補正手段により数シンボル毎に補正され、検出判定手段によりどの伝送モードでどのガードインターバル期間の信号であるかの伝送モードの判定が行なわれる。
【００１５】
さらに、受信したＯＦＤＭ信号の伝送特性を解析するためのＯＦＤＭ信号解析装置において、受信したＯＦＤＭ信号を直交検波すると共に、Ａ／Ｄ変換し離散信号データとして出力する処理手段と、前記離散信号データに基づいて伝送路応答を推定する推定手段と、前記伝送路応答に基づいて前記離散信号データを復調し、復調データを得る復調データ取得手段と、前記伝送路応答に基づいて遅延プロファイルを求める遅延プロファイル測定手段と、前記離散信号データの周波数補正を数シンボル毎で行なう周波数補正手段と、前記離散信号データのシンボル同期補正を数シンボル毎で行なうシンボル同期補正手段と、前記離散信号データのデータリサンプリングを数シンボル毎で実現するリサンプリング手段と、周波数補正された前記離散信号データから前記ＯＦＤＭ信号の伝送モードおよびガードインターバルを検出判定する検出判定手段と、を備えるＯＦＤＭ信号解析装置として構成した。
【００１６】
このように構成されることにより、ＯＦＤＭ信号解析装置は、はじめに、受信したＯＦＤＭ信号を処理手段により直交検波すると共にＡ／Ｄ変換して離散信号データとする。そして、その離散信号データから推定手段により伝送路応答を推定している。さらに、推定した伝送路応答から遅延プロファイル手段により遅延プロファイルを求めている。また、ＯＦＤＭ信号解析装置において、処理手段により直交検波されると共にＡ／Ｄ変換された離散信号データは、周波数補正手段により数シンボル毎に補正される。そして、シンボル同期補正手段により、補正された離散信号データが数シンボル毎にシンボル同期補正が行なわれ、さらに、リサンプリング手段によりデータリサンプリング（クロック周波数補正）が数シンボル毎に実現することができる。さらに、ＯＦＤＭ信号解析装置において、直交検波すると共にＡ／Ｄ変換した離散信号データは、周波数補正手段により数シンボル毎に補正され、検出判定手段によりどの伝送モードでどのガードインターバル期間の信号であるかの伝送モードの判定が行なわれる。
【００２１】
また、前記ＯＦＤＭ信号解析装置において、受信した前記ＯＦＤＭ信号から復調のために必要なパイロットシンボルを抽出する場合に、フレーム同期捕捉を行なうことなく、数シンボルでパイロットシンボルを抽出する抽出手段を備える構成とした。
【００２２】
このように構成されることにより、前記ＯＦＤＭ信号解析装置において、受信信号から直交検波すると共にＡ／Ｄ変換して得られる離散信号データは、例えば、抽出手段としてＳＰパターン検出回路を用い、あらかじめ用意した基準ＳＰ（スキャッタードパイロット）パターンデータと有効キャリアデータとの積和演算が行なわれる。そのため、抽出手段により判定したパターンに基づき、キャリアデータからＳＰパターン（パイロットシンボル）のみを抽出することができる。
【００２３】
さらに、前記ＯＦＤＭ信号解析装置において、離散信号データから推定したキャリア毎の伝送路応答と、窓関数の積を演算する演算手段を備える構成とした。
【００２４】
このように構成されることにより、前記ＯＦＤＭ信号解析装置において、受信信号に直交検波すると共にＡ／Ｄ変換して得られる離散信号データは、キャリア毎の伝送路応答と、窓間数の積を演算手段により演算することにより、前記伝送路特性とは無関係なサイドローブ特性を抑圧した遅延プロファイルを得ることができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明における実施の形態を、図面を参照して説明する。
図１は、ＯＦＤＭ信号解析装置の構成を示したブロック図である。なお、ここでは、ＯＦＤＭ信号解析装置として、ＩＳＤＢ（Integrated services digital broadcasting）−Ｔ伝送方式の地上デジタル放送に適用した例について説明する。
【００２６】
なお、ＩＳＤＢ−Ｔ伝送方式の伝送パラメータの値は、伝送モード毎に決められている。また、ＩＳＤＢ−Ｔの変調および復調に用いるＦＦＴ（離散フーリエ変換）のサンプリング周波数ｆ_FFTは、２０４８／２５２ＭＨｚ（＝８．１２６９８…ＭＨｚ）で与えられる。さらに、ＦＦＴのポイント数Ｎ₀は、ＩＳＤＢ−Ｔの伝送モード１のとき２０４８、伝送モード２のとき４０９６、伝送モード３のとき８１９２である。また、有効シンボル長Ｔ_uは、伝送モード１，２，３のそれぞれに対して、２５２μｓｅｃ、５０４μｓｅｃ、１００８μｓｅｃである。そして、ガードインターバル期間Ｔ_gは、Ｔ_u／４，Ｔ_u／８，Ｔ_u／１６もしくは、Ｔ_u／３２である。
【００２７】
ＩＳＤＢ−Ｔ伝送方式のＯＦＤＭのキャリア数ＫとＦＦＴのポイント数Ｎ₀には、Ｋ＜Ｎ₀の関係がある。また、ＩＳＤＢ−ＴのＯＦＤＭ信号には、特定キャリアにＡＣ(auxiliary channel)、ＴＭＣＣ（Time multiplexing configuration control）などのＩＳＤＢ−Ｔの制御信号データが割り当てられている。さらに、受信側のデータの等化基準となるパイロットデータは、図３に示すように、特定のキャリアにおける特定のシンボルに割り当てられている。これをスキャッタードパイロット（ＳＰ）と呼ぶ。
【００２８】
このＳＰの変調レベルは、送信データの変調レベルのＲＭＳ（Root Mean Square）値をＬとすると、その４／３倍であり、図４に示すように、位相図上に（４Ｌ／３，０）もしくは（−４Ｌ／３，０）に配置される。ＳＰがどちらに配置されるかは、キャリア番号毎に、あらかじめ決められている。なお、ここでは、ＯＦＤＭの変調は、１６ＱＡＭ（quadrature amplitude modulation）として説明するが、これに限られるものではなく、例えば、ＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying）、６４ＱＡＭなど任意の変調に適用可能であることはもちろんである。
【００２９】
つぎに、図１に示すように、ＯＦＤＭ信号解析装置１０の構造について説明する。このＯＦＤＭ信号解析装置１０は、地上デジタル放送信号を受信する受信部１００と、この受信部１００で受信したＯＦＤＭ信号を測定解析する解析部２００とから構成されている。
【００３０】
はじめに、ＯＦＤＭ信号解析装置１０の受信部１００の構成について述べる。ＯＦＤＭ信号解析装置１０の受信部１００は、直交検波器１０１と、Ａ／Ｄ変換回路１０２と、周波数補正回路１０３、１０６と、伝送モード判定回路１０４と、シンボル同期補正回路１０５と、リサンプリング回路１０７と、有効シンボル切り出し回路１０８と、ＦＦＴ回路１０９と、ＡＣ，ＴＭＣＣキャリア抽出回路１１０と、キャリア間隔周波数差推定回路１１１と、周波数補正回路１１２と、復調回路１１３と、ＳＰパターン検出回路１１４と、基準ＳＰ発生回路１１５と、複素除算回路１１６と、周波数補正制御回路１１７とを備えている。
【００３１】
直交検波器１０１は、受信したＩＳＤＢ−Ｔ地上デジタル放送信号を直行検波するためのものである。また、Ａ／Ｄ変換回路１０２は、直交検波器１０１により直交検波して出力される複素ベースバンド信号Ｒ（ｔ）をＡ／Ｄ変換し、その変換する際に、ＦＦＴサンプリング周波数ｆ_ＦＦＴと等しいか、もしくはそれより大きい周波数のサンプリング周波数ｆ_ＡＤＣで離散信号データＲ（ｎ）に変換されて周波数補正回路１０３に出力するためのものである。なお、直交検波器１０１およびＡ／Ｄ変換回路１０２とを併せてここでは処理手段として構成している。
【００３２】
周波数補正回路１０３は、入力された離散信号データＲ（ｎ）の周波数を補正し、伝送モード判定回路１０４と、周波数補正回路１０６に出力するためのものである。また、周波数補正回路１０６は、周波数補正回路１０３から入力された離散信号データＲ（ｎ）に対して、伝送モード判定回路１０４から入力される周波数補正情報（ｄｆ_sc）に基づいて、さらに、周波数補正してリサンプリング回路１０７に出力するためのものである。
【００３３】
さらに、伝送モード判定回路１０４は、周波数補正された離散信号データＲ（ｎ）により伝送モードを判定するためのものであり、入力された離散信号データＲ（ｎ）を、周波数補正回路１０６に出力すると共に、シンボル同期補正回路１０５に出力している。
【００３４】
また、シンボル同期補正回路１０５は、入力された離散信号データＲ（ｎ）の補正シンボル同期タイミングをリサンプリング回路１０７に出力している。このシンボル同期補正回路１０５は、伝送モード判定回路１０４から２以上のシンボル同期タイミングｎ０_sync（ｉ）が入力されてその補正を行ない、シンボル同期の高安定化を図るものである。
【００３５】
また、リサンプリング回路１０７は、周波数補正回路１０６から入力される周波数補正された離散信号データＲ（ｎ）と、シンボル同期補正回路１０５から入力される補正シンボル同期タイミングにより、その離散信号データＲ（ｎ）をリサンプルするためのものである。このリサンプリング回路１０７は、リサンプルした離散信号データＲ（ｎ）を有効シンボル切り出し回路１０８に出力している。
【００３６】
有効シンボル切り出し回路１０８は、入力されるすでに周波数補正されている離散信号データＲ（ｎ）のＦＦＴ（Fast Fourier Transform）ウィンドウの切り出し位置を決定し、その離散信号データＲ（ｎ）から、ＦＦＴウィンドウの切り出し位置に相当するサンプル番号を先頭に、有効シンボル長に相当する数の離散信号データを抜き出し、離散信号データＸ（ｉ，ｎ）としてＦＦＴ回路１０９に出力するためのものである。なお、離散信号データＸ（ｉ，ｎ）のｉは、シンボル番号であり、ｎはシンボルｉのデータサンプル番号であり、かつ、ｎは１からＮ₀までの整数である。
【００３７】
ＦＦＴ回路１０９は、入力された離散信号データＸ（ｉ，ｎ）を、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）して、周波数軸上のキャリアデータＹ（ｉ，ｎ）に変換して、そのキャリアデータＹ（ｉ，ｎ）を、ＡＣ，ＴＭＣＣキャリア抽出回路１１０と、周波数補正回路１１２に出力するためのものである。
なお、キャリアデータＹ（ｉ，ｎ）のｉは、シンボル番号、ｎはキャリア番号であり、ｎは１からＮ₀までの整数である。また、キャリア数Ｎ₀のうち有効キャリア数はＫであり、無効キャリア数は、（Ｎ₀−Ｋ）である。
【００３８】
ＡＣ，ＴＭＣＣキャリア抽出回路１１０は、ＦＦＴ回路１０９から入力されたキャリアデータＹ（ｉ，ｎ）をキャリア毎にシンボル間で差動復調を行ない、そのキャリアデータＹ（ｉ，ｎ）毎の差動復調データを得ることができるものである。そして、このキャリア毎の差動復調データをキャリア間隔周波数差推定回路１１１に出力するものである。
【００３９】
キャリア間隔周波数差推定回路１１１は、ＡＣ，ＴＭＣＣキャリア抽出回路１１０からのキャリア毎の差動復調データが入力され、あらかじめ、キャリア間隔周波数差推定回路内に保持してある基準ＡＣ，ＴＭＣＣデータと、キャリア方向に相互相関を求め、キャリア周波数間隔単位の周波数差を検出するためのものである。このキャリア間隔周波数差推定回路１１１は、キャリア周波数間隔単位の周波数差情報を前記周波数補正回路１１２に出力している。
【００４０】
周波数補正回路１１２は、キャリア間隔周波数差推定回路１１１から入力されたキャリア周波数間隔単位の周波数差情報を基に、ＦＦＴ回路１０９から入力されたキャリアデータＹ（ｉ，ｎ）を、キャリア単位でシフトさせるためのものである。この周波数補正回路１１２は、有効キャリアデータＹ（ｉ，ｋ）を復調回路１１３に出力すると共に、キャリアデータＹ（ｉ，ｎ）をＳＰパターン検出回路１１４に出力している。
【００４１】
復調回路１１３は、周波数補正回路１１２から入力される有効キャリアデータＹ（ｉ，ｋ）を、後記する複素除算回路１１６から入力されるキャリア毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）により複素除算を行なうことで、そのキャリアデータが等化復調され、復調データＺ（ｉ，ｋ）を得るためのものである。
【００４２】
なお、ここで、伝送モード判定回路１０４およびキャリア間隔周波数差推定回路１１１で得られたそれぞれの周波数差情報は、受信部１００の周波数補正制御回路１１７へ入力される。この周波数補正制御回路１１７は、一括した周波数補正情報を周波数補正回路１０３に入力させ、この時点以後の受信には、周波数補正回路１０３のみにて周波数補正を行なうことも可能としている。
【００４３】
さらに、図１に示すように、ＳＰパターン検出回路１１４は、周波数補正回路１１２からキャリアデータＹ（ｉ，ｎ）が入力され、複数通り（ＩＳＤＢ−Ｔ伝送方式のＯＦＤＭ信号の場合は４通り、図３参照）あるシンボルのうち現シンボルがどのＳＰパターンであるかを判別するためのものである。このＳＰパターン検出回路１１４は、ＳＰデータＹ_SP4（ｉ，ｋ）を、複素除算回路１１６に出力する。
【００４４】
複素除算回路１１６は、基準ＳＰ発生回路１１５から発生する基準ＳＰデータ部Ｓ_SP（ｋ）により複素除算し、キャリア毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）を求めるためのものである。
【００４５】
つぎに、図１に示すように、ＯＦＤＭ信号解析装置１０の解析部２００の構成について述べる。解析部２００は、主として遅延プロファイル測定回路２０１と、周波数特性測定回路２０２と、キャリアＳＮ比測定回路２０３とを備えている。遅延プロファイル測定回路２０１は、複素除算回路１１６から伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）が入力される。そして、この遅延プロファイル測定回路２０１は、入力された伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）からｉ番目のシンボルのキャリアｋ＝１，２，３…ＫのＨ（ｉ，１）、Ｈ（ｉ，２）、…Ｈ（ｉ，Ｋ）列を取り出し、その列に（Ｎ0−Ｋ）個のヌルデータを加え、全部でＮ0個のデータ列とし、このデータ列に分点数Ｎ0のＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）を行なうことにより、ｉ番目のシンボルの遅延プロファイルデータｄｅｌａｙ（ｉ，ｎ）を得るように機能するものである。
【００４６】
また、遅延プロファイル測定回路２０１は、窓関数の積算回路２０１ａを介して窓関数による遅延プロファイル評価機能を備えている。例えば、ガウス窓関数などの窓関数をＷｄ（ｋ）とすると、窓関数による遅延プロファイル評価を行なう場合には、キャリア毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）と、その窓関数Ｗｄ（ｋ）との積をとり、その積の結果を新たなキャリア毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）とし、ＩＦＦＴを行ない、遅延プロファイルデータｄｅｌａｙ（ｉ，ｎ）を得るように機能するものである。
【００４７】
さらに、図１に示すように、周波数特性測定回路２０２は、入力されたキャリア毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）から、振幅周波数特性と位相周波数特性を求める機能を備えている。
そして、キャリアＳＮ比測定回路２０３は、入力された復調データＺ（ｉ，ｋ）のキャリア毎のＳＮ比測定を行なう機能を有している。
【００４８】
つぎに、このＯＦＤＭ信号解析装置１０の作用について図１を主に参照して説明する。受信したＩＳＤＢ−Ｔ地上デジタル放送信号（ＯＦＤＭ信号）は、直交検波器１０１に入力され、直交検波されて複素ベースバンド信号Ｒ（ｔ）が出力される。そして、出力された複素ベースバンド信号Ｒ（ｔ）は、Ａ／Ｄ変換回路１０２によりｆ_ＦＦＴと等しいか、もしくは、そのｆ_ＦＦＴより大きい周波数のサンプリング周波数ｆ_ＡＤＣで離散信号データＲ（ｎ）に変換される。さらに、変換されたその離散信号データＲ（ｎ）は、周波数補正回路１０３に入力され、その離散信号データＲ（ｎ）が周波数補正される。なお、直交検波器１０１とＡ／Ｄ変換回路１０２の配置は、順序が逆となって、はじめに離散信号データＲ（ｎ）に変換し、その変換した離散信号データＲ（ｎ）を直交検波する構成としてもよい。
【００４９】
周波数補正回路１０３により周波数補正された離散信号データＲ（ｎ）は、伝送モード判定回路１０４と、周波数補正回路１０６に入力される。
伝送モード判定回路１０４に離散信号データＲ（ｎ）が入力されると、その離散信号データＲ（ｎ）から（式１）に示すｍ個の連続するデータを抜き出し、ガードインターバル相関演算を行なう。
【００５０】
【数１】

【００５１】
ガードインターバル相関演算は、有効シンボル長Ｔ_uが異なるＩＳＤＢ−Ｔのモード１，２，３のそれぞれについて行なう。つぎに、各伝送モードに対応したガード相関結果について、４種類のガードインターバル期間Ｔ_gに相当する幅で移動平均となる処理をそれぞれ行なう。その結果、移動平均結果は合計１２通り得られる。具体的には、ガードインターバル相関は、伝送モード毎に決まっている有効シンボル期間Ｔ_u分だけ遅延させた信号と原信号に対して、（式２）に示すような演算を行なうものである。なお、ＯＦＤＭ信号解析装置において、あらかじめ受信したＯＦＤＭ信号の伝送モードとガードインターバルが既知であるならば、そのガードインターバル期間Ｔ_gおよび有効シンボル期間Ｔ_uの値を入れて演算すればよい。
【００５２】
【数２】

【００５３】
なお、Ｒｅ｛｝は、複素数の実数部、Ｉｍ｛｝は、複素数の虚数部を表わしている。
伝送モード判定回路１０４での離散信号データＲ（ｎ）に対するガードインターバル相関は、実際には、次の（式３）で示すように行ない、ガードインターバル相関出力Ｇ（ｎ）を得る。
【００５４】
【数３】

【００５５】
ここで、ｎ_T＝Ｔ_u×ｆ_ADCである。
また、移動平均出力は、ガードインターバル期間Ｔ_gに対して（式４）により与えられる。
【００５６】
【数４】

【００５７】
離散信号データＲ（ｎ）に対しては、実際は（式５）により与えられる。
【００５８】
【数５】

【００５９】
ここで、ｎ_g＝Ｔ_g×ｆ_ADCである。
（式３）と、（式５）によって、図２（ａ）に示すような移動平均結果が１２通り得られる（図２（ａ）では１通りのみ示す）。
【００６０】
図２（ａ）に示すように、伝送モード判定は、この１２通りの移動平均結果Ｃ（ｎ）の振幅｜Ｃ（ｎ）｜について、ピークレベルと、フロアレベルの差を計算し、そのレベル差が最大となる移動平均結果を与える伝送モードとガードインターバルの組み合わせを判定結果とする。
【００６１】
また、図２（ｂ）に示すように、伝送モード判定は、移動平均結果Ｃ（ｎ）の振幅｜Ｃ（ｎ）｜のサンプルのうち、レベルの高いほうからＡ％の値Ｌ（Ａ）と、Ｂ％の値Ｌ（Ｂ）を検出し、Ｌ（Ａ）−Ｌ（Ｂ）が最大となる伝送モードとガードインターバルの組み合わせを判定結果としてもよい。
【００６２】
さらに、図２（ｃ）に示すように、伝送モード判定は、ピークレベルおよびフロアレベルの５０％の値Ｌ（５０）を求め、｜Ｌ（Ａ）−Ｌ（５０）｜／｜Ｌ（５０）−Ｌ（Ｂ）｜が最大となる伝送モードとガードインターバルの組み合わせを判定結果としても構わない。
【００６３】
なお、伝送モード判定回路１０４で求めるＩＳＤＢ−Ｔ地上デジタル放送信号のシンボル同期タイミングは、伝送モードを判定した移動平均結果Ｃ（ｎ）について、その振幅のピークレベルを与えるサンプル番号をシンボル同期タイミング位置としている。そのため、シンボル番号ｉに対して得られるシンボル同期タイミングサンプル番号ｎ＝ｎ０_sync（ｉ）が、伝送モード判定回路１０４からシンボル同期補正回路１０５に入力される。
【００６４】
さらに、伝送モード判定回路１０４には、シンボル同期補正回路１０５から補正されたシンボル同期タイミングが入力される。その補正されたシンボル同期タイミングをｎ＝ｎ１_sync（ｉ）とすると、次の（式６）を用いて周波数補正情報ｄｆ_SCを求め、周波数補正回路１０６に出力している。
【００６５】
【数６】

【００６６】
なお、ここで、Ｔ_uには伝送モードを判定した有効シンボル長を与える。また、このとき、ｎ１_sync（ｉ）は、整数とは限らず有理数または実数となることもある。整数以外の場合、Ｃ（ｎ１_sync（ｉ））は、Ｃ（ｎ）から適当な補間を行なって求めている。
【００６７】
また、シンボル同期補正回路１０５では、伝送モード判定回路１０４から２以上のシンボル同期タイミングｎ０_ｓｙｎｃ（ｉ）が入力され、各シンボル同期タイミングｎ０_ｓｙｎｃ（ｉ）の補正を行ない、シンボル同期の高安定化を図っている。
【００６８】
なお、このとき、シンボル番号ｉに対するシンボル同期タイミングｎ０_sync（ｉ）については、一次多項式ｆ（ｉ）＝ａ＋ｂｉによるフィッティングカーブを最小二乗法により求める。そして、前記一次多項式で求まる補正シンボル同期タイミングをｎ１_sync（ｉ）とすると、ｎ１_sync（ｉ）は、ｎ１_sync（ｉ）＝ｆ（ｉ）の方程式から求められ、求めたその補正シンボル同期タイミングが伝送モード判定回路１０４に出力される。
【００６９】
なお、フィッティングカーブの一次多項式ｆ（ｉ）＝ａ＋ｂｉの一次係数ｂには、つぎの（式７）の関係があるため、
【００７０】
【数７】

【００７１】
Ａ／Ｄ変換回路１０２のサンプリング周波数ｆ_ADCを（式８）とすることも可能である。
【００７２】
【数８】

【００７３】
なお、逆にサンプリング周波数ｆ_ADCの精度が高信頼度であるならば、一次多項式ｆ（ｉ）＝ａ＋ｂｉの一次係数ｂは、最小二乗法によらず、（式７）から求めることも可能である。
【００７４】
一方、周波数補正回路１０３から周波数補正回路１０６に入力された離散信号データＲ（ｎ）は、伝送モード判定回路１０４からの周波数補正情報ｄｆ_SCを基に周波数補正される。この周波数補正回路１０６では、入力された離散信号データＲ（ｎ）と、周波数補正情報ｄｆ_SCから、（式９）の演算を行ない、新たに周波数補正された離散信号データＲ（ｎ）として出力してリサンプリング回路に入力させている。
【００７５】
【数９】

【００７６】
リサンプリング回路１０７に入力された離散信号データＲ（ｎ）は、シンボル同期補正回路１０５から出力される補正シンボル同期タイミングによりリサンプルされる。リサンプリング回路１０７では、シンボル同期補正回路１０５から補正シンボル同期タイミングｎ１_sync（ｉ）が入力されるため、離散信号データＲ（ｎ）に対して、シンボル同期位置が判明する。ここでは、シンボル番号ｉの補正シンボルタイミングからｉ＋１番目の補正シンボルタイミングまでの入力離散信号データＲ（ｎ）を、Ｎ₀×（１＋Ｔ_g／Ｔ_u）のサンプル数でリサンプルする。
【００７７】
このとき、補正シンボルタイミングｎ１_sync（ｉ）は、整数とは限らず、有理数、または、実数となることもある。補正シンボルタイミングｎ１_sync（ｉ）が整数ではない場合、リサンプルデータは、入力離散信号データＲ（ｎ）から適当な補間を行なって求めている。そして、リサンプリング回路１０７でリサンプルされた離散信号データＲ（ｎ）は有効シンボル切り出し回路１０８に入力される。
【００７８】
有効シンボル切り出し回路１０８に入力された離散信号データＲ（ｎ）は、離散信号データからＦＦＴウィンドウの切り出し位置に相当するサンプル番号を先頭に、有効シンボル長に相当する数のデータが抜き出され、離散信号データＸ（ｉ，ｎ）として出力され、ＦＦＴ回路１０９に入力される。
【００７９】
ＦＦＴ回路１０９に入力された離散信号データＸ（ｉ，ｎ）は、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）され、周波数軸上のキャリアデータＹ（ｉ，ｎ）に変換され、周波数補正回路１１２と、ＡＣ，ＴＭＣＣキャリア抽出回路１１０に入力される。
【００８０】
ＡＣ，ＴＭＣＣキャリア抽出回路１１０では、ＦＦＴ回路１０９から入力されたキャリアデータＹ（ｉ，ｎ）を、キャリア毎にシンボル間で差動復調を行ない、Ｙ（ｉ，ｎ）のキャリア毎の差動復調データ（ＡＣ，ＴＭＣＣ復調データ）を得て、キャリア間隔周波数差推定回路１１１に入力している。
【００８１】
ＡＣ，ＴＭＣＣキャリア抽出回路１１０からキャリア間隔周波数差推定回路１１１に入力されたキャリア毎の差動復調データは、あらかじめ、キャリア間隔周波数差推定回路内に保持してある基準ＡＣ，ＴＭＣＣデータと、キャリア方向に相互相関が求められ、そのＡＣ，ＴＭＣＣ復調データキャリアにおける周波数間隔単位の周波数差が検出される。そして、このキャリア間隔周波数差推定回路１１１は、キャリア周波数間隔単位の周波数差情報を前記周波数補正回路１１２に出力している。
【００８２】
周波数補正回路１１２は、キャリア間隔周波数差推定回路１１１から周波数補正回路１１２に入力されたキャリア周波数間隔単位の周波数情報をもとに、ＦＦＴ回路１０９から入力されたキャリアデータＹ（ｉ，ｎ）を、キャリア単位でシフトさせている。
【００８３】
なお、ここで、伝送モード判定回路１０４およびキャリア間隔周波数差推定回路１１１で得られたそれぞれの周波数差情報は、周波数補正制御回路１１７へ入力される。そして、その周波数補正制御回路１１７により、一括した周波数補正情報を周波数補正回路１０３に入力させ、この時点以後の受信には、周波数補正回路１０３のみにて周波数補正行ない周波数補正回路１０６を経ることなく、リサンプリング回路１０７に離散信号データＲ（ｎ）の入力を行なうことも可能となる。また、このように周波数補正回路１０３のみにて周波数補正行なう場合は、周波数補正回路１１２の周波数補正も必要なくなる。
【００８４】
一方、ＳＰパターン検出回路１１４には、周波数補正回路１１２からキャリアデータＹ（ｉ，ｎ）が入力される。そして、ＩＳＤＢ−Ｔ伝送方式のＯＦＤＭ信号には、図３に示すように、キャリア方向で表現したＳＰ（スキャッタードパイロット）パターンが全部で４通りあり、連続する４シンボルにそれぞれ配置されている。また、同一のＳＰパターンは、シンボル（時間）方向に４シンボル毎に配置されている。
【００８５】
そのため、ＳＰパターン検出回路１１４にあらかじめ用意されている４つの基準ＳＰパターンデータＰ（ｊ，ｋ）（ｊ＝１，２，３，４、ｋ＝１，２，３…Ｋ）は、ＳＰが存在するキャリアｋでは、（実数部データ、虚数部データ）＝（４Ｌ／３，０）もしくは（−４Ｌ／３，０）とし、また、ＳＰが存在しないキャリアｋでは（０，０）とする。このあらかじめ用意した４つのＳＰパターンと現シンボルｉのキャリアデータＹ（ｉ，ｎ）のうちの有効キャリアデータＹ（ｉ、ｋ）との積和演算を（式１０）もしくは（式１１）などのように行ない、その演算結果Ｗ（ｊ）の最大値を与えるＳＰパターンｊが、現シンボルｉの有効キャリアデータＹ（ｉ，ｋ）に存在することをＳＰパターン検出回路１１４は判定している。
【００８６】
【数１０】

【００８７】
【数１１】

【００８８】
そのため、現シンボルｉのキャリアデータのＳＰパターンを判定することにより、図３に示すように、その後のシンボルのＳＰパターンも判定することができる。このようにして、判定したＳＰパターンに基づき有効キャリアデータＹ（ｉ，ｋ）からＳＰデータのみを抽出し、Ｙ_SP（ｉ，ｋ）とする。このとき、ＳＰの存在しないキャリアｋのＹ_SP（ｉ，ｋ）は、（０，０）である。そして、連続して異なるＳＰパターンの４シンボル分のＳＰデータＹ_SP（ｉ，ｋ）を、（式１２）で示すように加算して、Ｙ_SP4（ｉ，ｋ）を得て、そのＳＰデータＹ_SP4（ｉ，ｋ）が複素除算回路１１６に入力される。
【００８９】
【数１２】

【００９０】
なお、Ｙ_SP4（ｉ，ｋ）は、異なるＳＰパターンであれば、連続しないシンボルから求めることも可能である。
つぎに、複素除算回路１１６に入力されたＳＰデータＹ_SP4（ｉ，ｋ）は、基準ＳＰ発生回路１１５から発生する基準ＳＰデータ部Ｓ_SP（ｋ）により（式１３）で示すように複素除算される。そのため、複素除算回路１１６では、ＳＰデータＹ_SP4（ｉ，ｋ）から、キャリア毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）が求められる。
【００９１】
【数１３】

【００９２】
この（式１３）により求めたキャリア毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）は、３キャリアのうち、２つはヌルデータである。そのため、この伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）を，キャリア方向のフィルタに通過させ、複素除算回路１１６で補間を行なっている。この補間を行なった伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）を、新たなキャリア毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）とする。
【００９３】
一方、復調回路１１３では、周波数補正回路１１２から入力される有効キャリアデータＹ（ｉ，ｋ）を、複素除算回路１１６から入力されるキャリア毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）により、（式１４）に示すように複素除算を行なうことで、キャリアデータが等化復調され、復調データＺ（ｉ，ｋ）を得る。
【００９４】
【数１４】

【００９５】
図１に示すように、解析部２００には、受信部１００から復調データＺ（ｉ，ｋ）と、キャリア毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）が入力される。
遅延プロファイル測定回路２０１では、キャリア毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）が入力され、伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）からｉ番目のシンボルのキャリアｋ＝１，２，３…ＫのＨ（ｉ，１）、Ｈ（ｉ，２）、…Ｈ（ｉ，Ｋ）列を取り出し、その列に（Ｎ₀−Ｋ）個のヌルデータを加え、全部でＮ₀個のデータ列とする。そして、このデータ列に分点数Ｎ₀のＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）を行なうことにより、キャリア毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）からｉ番目のシンボルの遅延プロファイルデータｄｅｌａｙ（ｉ，ｎ）が、その遅延プロファイル測定回路２０１により得られる。
【００９６】
なお、遅延プロフィアルデータｎの単位時間ｔ₀は、ＦＦＴサンプリング周波数ｆ_FFTと、ＦＦＴ分点数Ｎ₀から、ｔ₀＝Ｎ₀／ｆ_FFTであるため、遅延プロファイルデータの時間は、ｔ＝（Ｎ₀／ｆ_FFT）×ｎで与えられる。
そして、遅延プロファイル測定回路２０１には、窓関数の積算回路２０１ａを介して窓関数による遅延プロファイル評価機能がある。そのため、ガウス窓関数などの窓関数をＷｄ（ｋ）とすると、窓関数による遅延プロファイル評価を行なう場合、キャリア毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）と、その窓関数Ｗｄ（ｋ）との積をとり、その積の結果を新たなキャリア毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）とし、ＩＦＦＴを行ない、遅延プロファイルデータｄｅｌａｙ（ｉ，ｎ）を得ることができる。
【００９７】
つぎに、周波数特性測定回路２０２においては、入力されたキャリア毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）から、振幅周波数特性と位相周波数特性を求める機能を備えている。そのため、周波数ｆは、ｋとキャリア間隔の積であるため、ｉ番目のシンボル、ｋ番目のキャリアの伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）から、ｉ番目のシンボルのキャリアｋ＝１，２，３…Ｋに対して、周波数特性が、Ｈ（ｉ，ｆ）として、その周波数特性測定回路２０２により求めることができる。このことから、周波数特性測定回路２０２により振幅周波数特性と位相周波数特性が求めることができる。なお、キャリア間隔は、有効シンボル長Ｔ_uの逆数である。
【００９８】
さらに、キャリアＳＮ比測定回路２０３においては、入力された復調データＺ（ｉ，ｋ）のキャリア毎のＳＮ比測定が行なわれる。図５に示すように、シンボル番号ｉ、キャリア番号ｋの復調データＺ（ｉ，ｋ）が、位相図上、白丸で示す点に存在するとき、送信データＤ（ｉ，ｋ）は、復調データＺ（ｉ，ｋ）とのユークリッド距離が最も小さい信号点で送信されたものと推定する。この推定した送信データをＤ₀（ｉ，ｋ）とすると、キャリアｋのＳＮ比は、（式１５）に示す演算によって求められる。なお、ここで、Ｉは１以上の整数である。
【００９９】
【数１５】

【０１００】
このように、ＯＦＤＭ信号解析装置１０は、信号の離散信号データから周波数補正を、フレーム検出を行なうことなく演算によって、ローカル周波数や、クロック周波数を補正し、正しい周波数を発生させることができる。そのため、その演算には、最低２シンボル以上の信号の観測期間があればよい。なお、ここでは、ＯＦＤＭ信号解析装置は、一例として数シンボル毎として４シンボル毎に対して演算を行なう場合について説明したが、２シンボルから十数シンボルの範囲で演算を行なう構成としてもよい。そして、さらに都合がよい範囲は、２シンボルから数シンボルまでの間つまり、１０シンボルまでであると、従来少なくとも数十シンボルであった場合と比較して半分以下のシンボル観測期間となる。もちろん、比較する対象となるＯＦＤＭ信号解析装置のシンボル観測期間が２０４シンボルなどの数百シンボルである場合は、その半分のシンボル数による演算を行なうことで十分効果を奏することが可能である。
【０１０１】
なお、ＯＦＤＭ信号解析装置は、図１のＡ／Ｄ変換回路１０２から直接有効シンボル切り出し回路１０８に離散信号データを入力し、推定手段である有効シンボル切り出し回路１０８、ＦＦＴ回路１０９、復調回路１１３により離散信号データを、図５に示すように、シンボル番号ｉ、キャリア番号ｋの復調データＺ（ｉ，ｋ）として復調する構成とすることも可能である。この場合、Ａ／Ｄ変換回路から離散信号データを入力し、従来から行なわれているガードインターバル関数演算を行なって、シンボル同期を確立し、そのシンボル同期に従って、有効シンボルを切り出し、ＦＦＴに入力することになる。
【０１０２】
また、キャリアＳＮ比測定回路２０３と、周波数特性測定回路２０２と、遅延プロファイル測定回路２０１は、それぞれが単独で受信部１００に設けられる構成としても構わない。
【０１０３】
さらに、ＳＰパターン検出回路１１４は、従来の構成であってもよく、その場合は、フレーム同期を利用して、フレームの先頭のシンボルを第１シンボルとし、その第１シンボルから第４シンボルまでを抽出することが可能である。
【０１０４】
【発明の効果】
以上に説明したとおり、本発明に係るＯＦＤＭ信号解析装置は、以下に示すように優れた効果を奏する。
（１）ＯＦＤＭ信号解析装置は、離散信号データから推定手段により伝送路応答を推定し、復調データ取得手段により前記離散信号データから得られる復調データによりキャリアＳＮ比測定手段を介してキャリア毎のＳＮ比を求めることができる。したがって、ＯＦＤＭ信号のキャリア毎の特性について劣化状態を認識することができ、少ないシンボル観測により短時間で伝送路特性の解析を実現することが可能となる。そのため、例えば、狭帯域信号からキャリア干渉を受けても、どのＯＦＤＭ信号のキャリアへ妨害となっているかの解析を可能とする。
そして、ＯＦＤＭ信号解析装置は、離散信号データが、周波数補正手段により数シンボル毎に補正され、シンボル同期補正手段により、補正された離散信号データが数シンボル毎にシンボル同期補正が行なわれ、さらに、リサンプリング手段によりデータリサンプリグが数シンボル毎に行なうことを実現できる。そのため、受信信号を観測する時間が短時間でよい。
また、ＯＦＤＭ信号解析装置は、離散信号データが、周波数補正手段により数シンボル毎に補正され、検出判定手段によりどの伝送モードでどのガードインターバル期間の信号であるかの伝送モードの判定が行なわれるため、非同期の周波数を使用しながらも、少ないシンボル観測によりローカル周波数補正とサンプリング周波数補正を実現することが可能となる。また、ＯＦＤＭ信号の伝送モードやガードインターバルの設定は、既知である必要はなく、さらに、自動設定により行なうことが可能となる。
【０１０５】
（２）さらに、ＯＦＤＭ信号解析装置は、離散信号データに基づいて推定手段により伝送路応答を推定し、推定した伝送路応答から周波数特性測定手段により、前記ＯＦＤＭ信号におけるキャリア毎の周波数特性を求めることができるため、ＯＦＤＭ信号のキャリア毎の振幅周波数特性や、また、位相周波数特性を解析することを可能とする。
そして、ＯＦＤＭ信号解析装置は、離散信号データが、周波数補正手段により数シンボル毎に補正され、シンボル同期補正手段により、補正された離散信号データが数シンボル毎にシンボル同期補正が行なわれ、さらに、リサンプリング手段によりデータリサンプリグが数シンボル毎に行なうことを実現できる。そのため、受信信号を観測する時間が短時間でよい。
また、ＯＦＤＭ信号解析装置は、離散信号データが、周波数補正手段により数シンボル毎に補正され、検出判定手段によりどの伝送モードでどのガードインターバル期間の信号であるかの伝送モードの判定が行なわれるため、非同期の周波数を使用しながらも、少ないシンボル観測によりローカル周波数補正とサンプリング周波数補正を実現することが可能となる。また、ＯＦＤＭ信号の伝送モードやガードインターバルの設定は、既知である必要はなく、さらに、自動設定により行なうことが可能となる。
【０１０６】
（３）また、ＯＦＤＭ信号解析装置は、離散信号データに基づいて推定手段により伝送路応答を推定し、さらに、推定した伝送路応答から遅延プロファイル手段により遅延プロファイルを求めることができるため、受信信号（ＯＦＤＭ信号）のマルチパス解析を可能とする。
そして、ＯＦＤＭ信号解析装置は、離散信号データが、周波数補正手段により数シンボル毎に補正され、シンボル同期補正手段により、補正された離散信号データが数シンボル毎にシンボル同期補正が行なわれ、さらに、リサンプリング手段によりデータリサンプリグが数シンボル毎に行なうことを実現できる。そのため、受信信号を観測する時間が短時間でよい。
また、ＯＦＤＭ信号解析装置は、離散信号データが、周波数補正手段により数シンボル毎に補正され、検出判定手段によりどの伝送モードでどのガードインターバル期間の信号であるかの伝送モードの判定が行なわれるため、非同期の周波数を使用しながらも、少ないシンボル観測によりローカル周波数補正とサンプリング周波数補正を実現することが可能となる。また、ＯＦＤＭ信号の伝送モードやガードインターバルの設定は、既知である必要はなく、さらに、自動設定により行なうことが可能となる。
【０１０９】
（４）さらに、ＯＦＤＭ信号解析装置は、離散信号データは、例えば、抽出手段としてＳＰパターン検出回路を用い、あらかじめ用意した基準ＳＰ（スキャッタードパイロット）パターンデータと有効キャリアデータとの積和演算が行なわれ、その抽出手段により判定したパターンに基づき、フレーム同期捕捉を行なうことなく、キャリアデータからＳＰパターン（パイロットシンボル）のみを抽出することができる。
【０１１０】
（５）そして、ＯＦＤＭ信号解析装置において、離散信号データが、キャリア毎の伝送路応答と、窓間数の積を演算手段により演算することにより、前記伝送路特性とは無関係なサイドローブ特性を抑圧した遅延プロファイルを得ることができる。そのため、サイドローブ特性は，従来の１／１０から１／１００程度に抑圧することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るＯＦＤＭ信号解析装置の構成を示したブロック図である。
【図２】 (a),(b),(c)は本発明係るＯＦＤＭ信号解析装置における移動平均結果を示すグラフ図である。
【図３】本発明係るＯＦＤＭ信号解析装置におけるスキャッタードパイロットの配置を示す配置図である。
【図４】本発明係るＯＦＤＭ信号解析装置のスキャッタードパイロットの位相配置を示す位相配置図である。
【図５】本発明係るＯＦＤＭ信号解析装置の復調データの位相とＳＮ比測定との関係を示すグラフ図である。
【符号の説明】
１０ＯＦＤＭ信号解析装置
１００受信部
１０１直交検波器（処理手段）
１０２Ａ／Ｄ変換回路（処理手段）
１０３周波数補正回路（周波数補正手段）
１０４伝送モード判定回路（検出判定手段）
１０５シンボル同期補正回路（シンボル同期補正手段）
１０６周波数補正回路（周波数補正手段）
１０７リサンプリング回路（リサンプリング手段）
１０８有効シンボル切り出し回路（復調データ取得手段）
１０９ＦＦＴ回路（復調データ取得手段）
１１０ＡＣ，ＴＭＣＣキャリア抽出回路（キャリア間隔の周波数差推定手段）
１１１キャリア間隔周波数差推定回路（キャリア間隔の周波数差推定手段）
１１２周波数補正回路（キャリア間隔の周波数補正手段）
１１３復調回路（復調データ取得手段）
１１４ＳＰパターＮ検出回路（抽出手段）
１１５基準ＳＰ発生回路（推定手段）
１１６複素除算回路（推定手段）
１１７周波数補正制御回路（周波数補正手段）
２００解析部
２０１遅延プロファイル測定回路（遅延プロファイル測定手段）
２０１ａ窓関数の積算回路
２０２周波数特性測定回路（周波数特性測定手段）
２０３キャリアＳ／Ｎ比測定回路（キャリアＳ／Ｎ比測定手段）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) signal analysis apparatus, and more particularly, to the transmission path characteristics of a received OFDM signal against interference such as multipath interference, interference interference, and noise interference. The present invention relates to an OFDM signal analyzing apparatus capable of measuring and analyzing.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, it is known that an OFDM signal analyzing apparatus is required to set the OFDM signal transmission mode and guard interval, and the setting is performed manually. This OFDM signal analyzing apparatus detects a deviation between the sampling frequency and the local frequency by using a PLL (phase lock loop) circuit, and obtains pilot symbols necessary for demodulation. In order to extract from a received signal, a synchronization operation is performed using a frame synchronization acquisition unit, and then a pilot symbol inserted in a specific symbol of a specific carrier is extracted.
[0003]
Further, the OFDM signal analyzing apparatus includes detection means for detecting effective symbols excluding guard intervals, FFT means for performing FFT (Fast Fourier Transform) on the effective symbols detected by the detection means, and effective symbols FFTed by the FFT means. SP extraction means for extracting SP from
[0004]
In addition, the OFDM signal analysis apparatus is configured to measure the signal characteristics of all carriers with respect to the received signal, and does not have a configuration for measurement analysis of the S / N ratio for each carrier.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional OFDM signal analyzing apparatus has the following problems. That is, it is a condition that the transmission mode of the OFDM signal and the setting of the guard interval are known in the apparatus, and the setting is also a manual setting.
[0006]
In addition, the OFDM signal analysis apparatus uses a frequency that is asynchronous with respect to the received signal as the local frequency or sampling frequency, or uses a PLL circuit to detect a local frequency deviation or a sampling frequency deviation. Therefore, in order to generate the correct local frequency and the correct sampling frequency, it is necessary to observe the received signal until the PLL circuit draws the frequency signal.
[0007]
Furthermore, since the OFDM signal analyzing apparatus extracts pilot symbols necessary for demodulation from the received signal, it is necessary to identify the symbol number of the symbol of the signal from the beginning of the frame and specify the symbol number. Since it is necessary to perform frame synchronization acquisition, pilot symbols inserted in specific symbols of specific carriers are extracted after performing frame synchronization acquisition, so there are many observation symbols. It took time. For example, in the case of the ISDB-T system for terrestrial digital broadcasting, since one frame is composed of 204 symbols, the detection of frame synchronization requires an observation time of 204 symbols or more.
[0008]
In the analysis of the transmission path characteristics of the OFDM signal, the delay profile was obtained without using the window function. Therefore, the OFDM signal was added to the main probe of each path of the multipath by analyzing the rectangular spectrum, and the transmission path characteristics and An unrelated side lobe was output, which hindered analysis work.
[0009]
Furthermore, when a conventional OFDM signal analyzer receives carrier interference from a narrowband signal such as an analog television, it does not determine which carrier the interference is causing interference, and the SN for each carrier. There was no function to measure and analyze the ratio.
[0010]
The present invention has been made in view of the problems in the conventional OFDM signal analyzing apparatus as described above, and can detect and determine the transmission mode and guard interval of the OFDM signal, and can also determine the local frequency and sampling frequency at the time of reception. Realizes local frequency correction and sampling frequency correction with a small observation time while using an asynchronous frequency with respect to the received OFDM signal, and for demodulation with a small observation time without performing frame synchronization acquisition. Necessary pilot symbols can be extracted, and a delay profile in which side lobe characteristics unrelated to the transmission path characteristics are suppressed can be calculated in the analysis of the transmission path characteristics of the OFDM signal. OFDM signal that can calculate the degradation status of each carrier And to provide an analysis device.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
  In the present invention, in order to solve the above-described problems, an OFDM signal analyzing apparatus is configured as follows. That is, in an OFDM signal analyzing apparatus for analyzing transmission characteristics of a received OFDM signal, the received OFDM signal is orthogonally detected, A / D converted and output as discrete signal data, and the discrete signal data Estimation means for estimating a transmission path response based on the transmission path response, demodulated data acquisition means for demodulating the discrete signal data based on the transmission path response, and obtaining demodulated data, and an SNR for each carrier of the OFDM signal from the demodulation data Carrier SN ratio measuring means for obtainingFrequency correction means for correcting the frequency of the discrete signal data every several symbols; symbol synchronization correction means for correcting the symbol synchronization of the discrete signal data every few symbols; and data resampling of the discrete signal data by several symbols Resampling means realized at every detection detection means for detecting and determining the transmission mode and guard interval of the OFDM signal from the discrete signal data frequency-corrected;It was set as the structure of the OFDM signal analysis apparatus provided with.
[0012]
  With this configuration, the OFDM signal analyzing apparatus first performs quadrature detection on the received OFDM signal by the processing means and A / D conversion into discrete signal data. Then, the transmission path response is estimated by the estimation means from the discrete signal data. Furthermore, the demodulated data acquisition means can determine the SN ratio for each carrier via the carrier SNR measurement means based on the demodulated data obtained from the discrete signal data based on the transmission response. Note that the estimation means includes, for example, a complex division unit (circuit) and a reference SP generation unit (circuit).In the OFDM signal analyzing apparatus, the discrete signal data subjected to quadrature detection and A / D conversion by the processing means is corrected every several symbols by the frequency correction means. Then, the symbol synchronization correction means performs symbol synchronization correction on the corrected discrete signal data every several symbols, and further, data resampling (clock frequency correction) can be realized every few symbols by the resampling means. . Further, in the OFDM signal analysis apparatus, the discrete signal data subjected to quadrature detection and A / D conversion is corrected every few symbols by the frequency correction means, and the signal of which guard interval period is used in which transmission mode by the detection determination means. The transmission mode is determined.
[0013]
  In addition, in the OFDM signal analyzing apparatus for analyzing the transmission characteristics of the received OFDM signal, the received OFDM signal is orthogonally detected, A / D converted and output as discrete signal data, and the discrete signal data Estimating means for estimating a transmission line response based on the transmission line response; demodulating data acquisition means for demodulating the discrete signal data based on the transmission line response to obtain demodulated data; and frequency for measuring frequency characteristics based on the transmission line response With characteristic measurement meansFrequency correction means for correcting the frequency of the discrete signal data every several symbols; symbol synchronization correction means for correcting the symbol synchronization of the discrete signal data every few symbols; and data resampling of the discrete signal data by several symbols Resampling means realized at every detection detection means for detecting and determining the transmission mode and guard interval of the OFDM signal from the discrete signal data frequency-corrected;An OFDM signal analyzing apparatus comprising:
[0014]
  With this configuration, the OFDM signal analyzing apparatus first performs quadrature detection on the received OFDM signal by the processing means and A / D conversion into discrete signal data. The transmission path response is estimated by the estimation means from the discrete signal data after detection and A / D conversion. Further, the frequency characteristic for each carrier in the OFDM signal is obtained from the estimated transmission line response by the frequency characteristic measuring means.In the OFDM signal analyzing apparatus, the discrete signal data subjected to quadrature detection and A / D conversion by the processing means is corrected every several symbols by the frequency correction means. Then, the symbol synchronization correction means performs symbol synchronization correction on the corrected discrete signal data every several symbols, and further, data resampling (clock frequency correction) can be realized every few symbols by the resampling means. . Further, in the OFDM signal analysis apparatus, the discrete signal data subjected to quadrature detection and A / D conversion is corrected every few symbols by the frequency correction means, and the signal of which guard interval period is used in which transmission mode by the detection determination means. The transmission mode is determined.
[0015]
  Further, in the OFDM signal analyzing apparatus for analyzing the transmission characteristics of the received OFDM signal, the received OFDM signal is orthogonally detected, A / D converted and output as discrete signal data, and the discrete signal data An estimation unit for estimating a transmission line response based on the transmission line response; a demodulated data acquisition unit for demodulating the discrete signal data based on the transmission line response; and obtaining a delay profile based on the transmission line response. Measuring means;Frequency correction means for performing frequency correction of the discrete signal data every several symbols; Symbol synchronization correction means for performing symbol synchronization correction of the discrete signal data every several symbols; and data resampling of the discrete signal data every several symbols Resampling means realized by the above, detection determination means for detecting and determining the transmission mode and guard interval of the OFDM signal from the discrete signal data frequency corrected,An OFDM signal analyzing apparatus comprising:
[0016]
  With this configuration, the OFDM signal analyzing apparatus first performs quadrature detection on the received OFDM signal by the processing means and A / D conversion into discrete signal data. Then, the transmission path response is estimated by the estimation means from the discrete signal data. Further, a delay profile is obtained from the estimated transmission line response by delay profile means.In the OFDM signal analyzing apparatus, the discrete signal data subjected to quadrature detection and A / D conversion by the processing means is corrected every several symbols by the frequency correction means. Then, the symbol synchronization correction means performs symbol synchronization correction on the corrected discrete signal data every several symbols, and further, data resampling (clock frequency correction) can be realized every few symbols by the resampling means. . Further, in the OFDM signal analysis apparatus, the discrete signal data subjected to quadrature detection and A / D conversion is corrected every few symbols by the frequency correction means, and the signal of which guard interval period is used in which transmission mode by the detection determination means. The transmission mode is determined.
[0021]
The OFDM signal analyzing apparatus includes an extraction unit that extracts pilot symbols with several symbols without extracting frame synchronization when extracting pilot symbols necessary for demodulation from the received OFDM signal. It was.
[0022]
  With this configuration, discrete signal data obtained by performing orthogonal detection and A / D conversion from the received signal in the OFDM signal analyzing apparatus is prepared in advance using, for example, an SP pattern detection circuit as extraction means. The product-sum operation of the reference SP (scattered pilot) pattern data and effective carrier data is performed. Therefore, it was determined by the extraction meanspatternBased on the above, only the SP pattern (pilot symbol) can be extracted from the carrier data.
[0023]
Further, the OFDM signal analyzing apparatus includes a calculation means for calculating a product of a transmission path response for each carrier estimated from discrete signal data and a window function.
[0024]
With this configuration, in the OFDM signal analyzing apparatus, the discrete signal data obtained by performing quadrature detection on the received signal and A / D conversion is obtained by multiplying the product of the transmission path response for each carrier and the number of windows. By calculating with the calculating means, it is possible to obtain a delay profile in which sidelobe characteristics unrelated to the transmission path characteristics are suppressed.
[0025]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an OFDM signal analyzing apparatus. Here, an example will be described in which the OFDM signal analyzing apparatus is applied to ISDB (Integrated Services Digital Broadcasting) -T transmission terrestrial digital broadcasting.
[0026]
Note that the value of the transmission parameter of the ISDB-T transmission system is determined for each transmission mode. Also, the sampling frequency f of FFT (Discrete Fourier Transform) used for ISDB-T modulation and demodulation._FFTIs given by 2048/252 MHz (= 8.1698 ... MHz). Furthermore, the number of FFT points N₀Is 2048 in the transmission mode 1 of ISDB-T, 4096 in the transmission mode 2, and 8192 in the transmission mode 3. Effective symbol length T_uAre 252 μsec, 504 μsec, and 1008 μsec for

transmission modes

1, 2, and 3, respectively. And guard interval period T_gT_u/ 4, T_u/ 8, T_u/ 16 or T_u/ 32.
[0027]
The number of OFDM carriers K and the number of FFT points N in the ISDB-T transmission system₀K <N₀There is a relationship. In addition, ISDB-T control signal data such as AC (auxiliary channel) and TMCC (Time multiplexing configuration control) is assigned to the specific carrier in the OFDM signal of ISDB-T. Furthermore, as shown in FIG. 3, pilot data that serves as an equalization reference for data on the receiving side is assigned to a specific symbol in a specific carrier. This is called a scattered pilot (SP).
[0028]
This SP modulation level is 4/3 times the RMS (Root Mean Square) value of the modulation level of transmission data, and as shown in FIG. 4, (4L / 3, 0) on the phase diagram. ) Or (−4L / 3, 0). Where the SP is arranged is determined in advance for each carrier number. Here, OFDM modulation is described as 16QAM (quadrature amplitude modulation), but is not limited to this, and can be applied to any modulation such as QPSK (quadrature phase shift keying), 64QAM, for example. Of course.
[0029]
Next, as shown in FIG. 1, the structure of the OFDM signal analyzing apparatus 10 will be described. The OFDM signal analyzing apparatus 10 includes a receiving unit 100 that receives a terrestrial digital broadcast signal and an analyzing unit 200 that measures and analyzes the OFDM signal received by the receiving unit 100.
[0030]
  First, the configuration of the receiving unit 100 of the OFDM signal analyzing apparatus 10 will be described. The receiving unit 100 of the OFDM signal analyzing apparatus 10 includes:OrthogonalDetector 101, A / D conversion circuit 102, frequency correction circuits 103 and 106, transmission mode determination circuit 104, symbol synchronization correction circuit 105, resampling circuit 107, effective symbol cutout circuit 108, and FFT circuit 109, AC, TMCC carrier extraction circuit 110, carrier interval frequency difference estimation circuit 111, frequency correction circuit 112, demodulation circuit 113, SP pattern detection circuit 114, reference SP generation circuit 115, and complex division circuit 116. And a frequency correction control circuit 117.
[0031]
  OrthogonalThe detector 101 is for direct detection of the received ISDB-T terrestrial digital broadcast signal. The A / D conversion circuit 102 performs A / D conversion on the complex baseband signal R (t) output by quadrature detection by the quadrature detector 101, and converts the FFT into the FFT sampling frequency f._FFTA sampling frequency f equal to or greater than_ADCIs converted to discrete signal data R (n) and output to the frequency correction circuit 103. In addition,OrthogonalHere, the detector 101 and the A / D conversion circuit 102 are configured as processing means.
[0032]
The frequency correction circuit 103 corrects the frequency of the input discrete signal data R (n) and outputs it to the transmission mode determination circuit 104 and the frequency correction circuit 106. Further, the frequency correction circuit 106 uses the frequency correction information (df) input from the transmission mode determination circuit 104 for the discrete signal data R (n) input from the frequency correction circuit 103._sc) To further correct the frequency and output the result to the resampling circuit 107.
[0033]
Further, the transmission mode determination circuit 104 is for determining the transmission mode based on the frequency-corrected discrete signal data R (n), and outputs the input discrete signal data R (n) to the frequency correction circuit 106. In addition, the signal is output to the symbol synchronization correction circuit 105.
[0034]
Further, the symbol synchronization correction circuit 105 outputs the corrected symbol synchronization timing of the input discrete signal data R (n) to the resampling circuit 107. The symbol synchronization correction circuit 105 receives two or more symbol synchronization timings n0 from the transmission mode determination circuit 104._sync(I) is inputted and the correction is performed to achieve high stabilization of symbol synchronization.
[0035]
In addition, the resampling circuit 107 uses the discrete signal data R (n) that has been subjected to frequency correction input from the frequency correction circuit 106 and the corrected symbol synchronization timing that has been input from the symbol synchronization correction circuit 105. n) to resample. The resampling circuit 107 outputs the resampled discrete signal data R (n) to the effective symbol cutout circuit 108.
[0036]
The effective symbol cut-out circuit 108 determines the cut-out position of the FFT (Fast Fourier Transform) window of the discrete signal data R (n) that has already been frequency-corrected and inputs the FFT window from the discrete signal data R (n). The number of discrete signal data corresponding to the effective symbol length is extracted starting from the sample number corresponding to the cutout position, and output to the FFT circuit 109 as discrete signal data X (i, n). In the discrete signal data X (i, n), i is a symbol number, n is a data sample number of the symbol i, and n is 1 to N.₀It is an integer up to.
[0037]
The FFT circuit 109 performs fast Fourier transform (FFT) on the input discrete signal data X (i, n) to convert it into carrier data Y (i, n) on the frequency axis, and the carrier data Y ( i, n) is output to the AC and TMCC carrier extraction circuit 110 and the frequency correction circuit 112.
In the carrier data Y (i, n), i is a symbol number, n is a carrier number, and n is 1 to N.₀It is an integer up to. The number of carriers N₀The number of valid carriers is K, and the number of invalid carriers is (N₀-K).
[0038]
The AC and TMCC carrier extraction circuit 110 differentially demodulates the carrier data Y (i, n) input from the FFT circuit 109 between symbols for each carrier, and performs differential demodulation for each carrier data Y (i, n). Demodulated data can be obtained. Then, the differential demodulation data for each carrier is output to the carrier interval frequency difference estimation circuit 111.
[0039]
The carrier interval frequency difference estimation circuit 111 receives the differential demodulation data for each carrier from the AC and TMCC carrier extraction circuit 110, and stores the reference AC and TMCC data stored in the carrier interval frequency difference estimation circuit in advance. This is for obtaining a cross-correlation in the carrier direction and detecting a frequency difference in units of carrier frequency intervals. The carrier interval frequency difference estimation circuit 111 outputs frequency difference information in units of carrier frequency intervals to the frequency correction circuit 112.
[0040]
The frequency correction circuit 112 shifts the carrier data Y (i, n) input from the FFT circuit 109 in units of carriers based on the frequency difference information in units of carrier frequency intervals input from the carrier interval frequency difference estimation circuit 111. It is for making it happen. The frequency correction circuit 112 outputs effective carrier data Y (i, k) to the demodulation circuit 113 and outputs carrier data Y (i, n) to the SP pattern detection circuit 114.
[0041]
The demodulation circuit 113 performs complex division on the effective carrier data Y (i, k) input from the frequency correction circuit 112 by the transmission path response H (i, k) for each carrier input from the complex division circuit 116 described later. By doing so, the carrier data is equalized and demodulated to obtain demodulated data Z (i, k).
[0042]
Here, the frequency difference information obtained by transmission mode determination circuit 104 and carrier interval frequency difference estimation circuit 111 is input to frequency correction control circuit 117 of receiving section 100. The frequency correction control circuit 117 inputs the collective frequency correction information to the frequency correction circuit 103, and the frequency correction can be performed only by the frequency correction circuit 103 for reception after this point.
[0043]
Further, as shown in FIG. 1, the SP pattern detection circuit 114 receives the carrier data Y (i, n) from the frequency correction circuit 112, and a plurality of types (four in the case of an OFDM signal of the ISDB-T transmission system) (See FIG. 3) This is to determine which SP pattern is the current symbol among certain symbols. The SP pattern detection circuit 114 is configured to output SP data Y_SP4(I, k) is output to the complex division circuit 116.
[0044]
The complex division circuit 116 includes a reference SP data part S generated from the reference SP generation circuit 115._SPThis is for complex division by (k) to obtain the transmission path response H (i, k) for each carrier.
[0045]
  Next, as shown in FIG. 1, the configuration of the analysis unit 200 of the OFDM signal analysis apparatus 10 will be described. The analysis unit 200 mainly uses a delay profile.

Measurement

A circuit 201, a frequency characteristic measurement circuit 202, and a carrier signal-to-noise ratio measurement circuit 203 are provided. The delay profile measurement circuit 201 receives the transmission line response H (i, k) from the complex division circuit 116. And this delay profileMeasurementThe circuit 201 outputs H (i, 1), H (i, 2),... H (of the carrier k = 1, 2, 3... K of the i-th symbol from the input transmission line response H (i, k). (i, K) column is taken out, (N0-K) null data is added to the column to form a total of N0 data column, and IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) with fractional number N0 is performed on this data column , Function to obtain delay profile data delay (i, n) of the i-th symbol.
[0046]
The delay profile measuring circuit 201 has a delay profile evaluation function based on a window function via a window function integrating circuit 201a. For example, assuming that a window function such as a Gaussian window function is Wd (k), when performing delay profile evaluation using the window function, the transmission path response H (i, k) for each carrier and its window function Wd (k). And the result of the product is used as a new channel response H (i, k) for each carrier, and IFFT is performed to obtain delay profile data delay (i, n).
[0047]
Further, as shown in FIG. 1, the frequency characteristic measuring circuit 202 has a function of obtaining an amplitude frequency characteristic and a phase frequency characteristic from the input transmission line response H (i, k) for each carrier.
The carrier signal-to-noise ratio measurement circuit 203 has a function of measuring the signal-to-noise ratio for each carrier of the input demodulated data Z (i, k).
[0048]
Next, the operation of the OFDM signal analyzing apparatus 10 will be described with reference mainly to FIG. The received ISDB-T terrestrial digital broadcast signal (OFDM signal) is input to the quadrature detector 101, subjected to quadrature detection, and a complex baseband signal R (t) is output. And the output complex basebandDoshinThe signal R (t) is converted to f by the A / D conversion circuit 102._FFTIs equal to or f_FFTSampling frequency f of higher frequency_ADCIs converted into discrete signal data R (n). Further, the converted discrete signal data R (n) is input to the frequency correction circuit 103, and the discrete signal data R (n) is frequency corrected. Note that the arrangement of the quadrature detector 101 and the A / D conversion circuit 102 is reversed in order, and is first converted into discrete signal data R (n), and the converted discrete signal data R (n) is quadrature detected. It is good also as a structure.
[0049]
Discrete signal data R (n) frequency-corrected by the frequency correction circuit 103 is input to the transmission mode determination circuit 104 and the frequency correction circuit 106.
When discrete signal data R (n) is input to the transmission mode determination circuit 104, m continuous data shown in (Equation 1) are extracted from the discrete signal data R (n), and a guard interval correlation operation is performed.
[0050]
[Expression 1]

[0051]
Guard interval correlation calculation is effective symbol length T_uThis is performed for each of ISDB-

T modes

1, 2, and 3 with different values. Next, for the guard correlation results corresponding to each transmission mode, four types of guard interval periods T_gEach process for moving average is performed with a width corresponding to. As a result, a total of 12 moving average results are obtained. Specifically, the guard interval correlation is an effective symbol period T determined for each transmission mode._uThe calculation shown in (Equation 2) is performed on the signal delayed by an amount and the original signal. In the OFDM signal analyzing apparatus, if the transmission mode and guard interval of the previously received OFDM signal are known, the guard interval period T_gAnd effective symbol period T_uIt is sufficient to calculate with the value of.
[0052]
[Expression 2]

[0053]
Re {} represents the real part of the complex number, and Im {} represents the imaginary part of the complex number.
The guard interval correlation for the discrete signal data R (n) in the transmission mode determination circuit 104 is actually performed as shown in the following (Equation 3) to obtain a guard interval correlation output G (n).
[0054]
[Equation 3]

[0055]
Where n_T= T_u× f_ADCIt is.
The moving average output is the guard interval period T_gIs given by (Equation 4).
[0056]
[Expression 4]

[0057]
The discrete signal data R (n) is actually given by (Equation 5).
[0058]
[Equation 5]

[0059]
Where n_g= T_g× f_ADCIt is.
12 types of moving average results as shown in FIG. 2A are obtained by (Equation 3) and (Equation 5) (only one is shown in FIG. 2A).
[0060]
As shown in FIG. 2A, the transmission mode determination is performed by calculating a difference between the peak level and the floor level for the amplitude | C (n) | of the 12 moving average results C (n). A determination result is a combination of a transmission mode and a guard interval that gives a moving average result that maximizes the difference.
[0061]
Further, as shown in FIG. 2B, the transmission mode determination is performed by determining the value L (A) of A% from the higher level among the samples of the amplitude | C (n) | of the moving average result C (n). Then, a value L (B) of B% may be detected, and a combination of a transmission mode and a guard interval that maximizes L (A) −L (B) may be determined.
[0062]
Further, as shown in FIG. 2C, in the transmission mode determination, a value L (50) of 50% of the peak level and the floor level is obtained, and | L (A) −L (50) | / | L (50 ) -L (B) | may be a combination of a transmission mode and a guard interval that maximizes the determination result.
[0063]
Note that the symbol synchronization timing of the ISDB-T terrestrial digital broadcast signal obtained by the transmission mode determination circuit 104 is the sample number that gives the peak level of the amplitude of the moving average result C (n) for which the transmission mode has been determined. It is said. Therefore, the symbol synchronization timing sample number n = n0 obtained for the symbol number i_sync(I) is input from the transmission mode determination circuit 104 to the symbol synchronization correction circuit 105.
[0064]
Further, the symbol synchronization timing corrected from the symbol synchronization correction circuit 105 is input to the transmission mode determination circuit 104. The corrected symbol synchronization timing is n = n1_syncAssuming that (i), the frequency correction information df using the following (Equation 6)_SCIs output to the frequency correction circuit 106.
[0065]
[Formula 6]

[0066]
Here, T_uIs given the effective symbol length for determining the transmission mode. At this time, n1_sync(I) is not limited to an integer but may be a rational number or a real number. If it is not an integer, C (n1_sync(I)) is obtained by performing appropriate interpolation from C (n).
[0067]
In the symbol synchronization correction circuit 105,Transmission mode judgment circuit104 to two or more symbol synchronization timings n0_sync(I) is input, and each symbol synchronization timing n0_syncCorrection of (i) is performed to achieve high stabilization of symbol synchronization.
[0068]
At this time, the symbol synchronization timing n0 for the symbol number i_syncFor (i), a fitting curve with a first order polynomial f (i) = a + bi is obtained by the least square method. The correction symbol synchronization timing obtained from the first-order polynomial is expressed as n1._syncIf (i), n1_sync(I) is n1_syncThe correction symbol synchronization timing obtained from the equation (i) = f (i) is output to the transmission mode determination circuit 104.
[0069]
Since the first-order coefficient b of the fitting curve f (i) = a + bi has the following relationship (Equation 7),
[0070]
[Expression 7]

[0071]
Sampling frequency f of A / D conversion circuit 102_ADCCan also be expressed as (Equation 8).
[0072]
[Equation 8]

[0073]
Conversely, the sampling frequency f_ADCIs highly reliable, the linear coefficient b of the first-order polynomial f (i) = a + bi can be obtained from (Equation 7) without using the least square method.
[0074]
On the other hand, the discrete signal data R (n) input from the frequency correction circuit 103 to the frequency correction circuit 106 is the frequency correction information df from the transmission mode determination circuit 104._SCBased on the frequency correction. In this frequency correction circuit 106, the input discrete signal data R (n) and frequency correction information df_SCThen, the calculation of (Equation 9) is performed and output as discrete signal data R (n) that has been newly frequency-corrected and input to the resampling circuit.
[0075]
[Equation 9]

[0076]
The discrete signal data R (n) input to the resampling circuit 107 is resampled at the correction symbol synchronization timing output from the symbol synchronization correction circuit 105. In the resampling circuit 107, the symbol synchronization correction circuit 105 sends a correction symbol synchronization timing n1._syncSince (i) is input, the symbol synchronization position is determined for the discrete signal data R (n). Here, the input discrete signal data R (n) from the correction symbol timing of the symbol number i to the i + 1th correction symbol timing is represented by N₀× (1 + T_g/ T_u) Resample with the number of samples.
[0077]
At this time, the correction symbol timing n1_sync(I) is not limited to an integer, but may be a rational number or a real number. Correction symbol timing n1_syncWhen (i) is not an integer, the resampled data is obtained by performing appropriate interpolation from the input discrete signal data R (n). The discrete signal data R (n) resampled by the resampling circuit 107 is input to the effective symbol cutout circuit 108.
[0078]
As for the discrete signal data R (n) input to the effective symbol cutout circuit 108, the number of data corresponding to the effective symbol length is extracted from the discrete signal data, starting with the sample number corresponding to the cutout position of the FFT window, Discrete signal data X (i, n) is output and input to the FFT circuit 109.
[0079]
Discrete signal data X (i, n) input to the FFT circuit 109 is subjected to FFT (Fast Fourier Transform) and converted to carrier data Y (i, n) on the frequency axis, and the frequency correction circuit 112, AC, Input to the TMCC carrier extraction circuit 110.
[0080]
In the AC and TMCC carrier extraction circuit 110, the carrier data Y (i, n) input from the FFT circuit 109 is differentially demodulated between symbols for each carrier, and the differential for each carrier of Y (i, n) is performed. Demodulated data (AC, TMCC demodulated data) is obtained and input to the carrier interval frequency difference estimation circuit 111.
[0081]
The differential demodulated data for each carrier input from the AC, TMCC carrier extraction circuit 110 to the carrier interval frequency difference estimation circuit 111 includes reference AC, TMCC data held in the carrier interval frequency difference estimation circuit in advance, A cross-correlation is obtained in the direction, and a frequency difference in units of frequency intervals in the AC and TMCC demodulated data carrier is detected. The carrier interval frequency difference estimation circuit 111 outputs frequency difference information in units of carrier frequency intervals to the frequency correction circuit 112.
[0082]
The frequency correction circuit 112 uses the carrier data Y (i, n) input from the FFT circuit 109 based on the frequency information in units of carrier frequency intervals input from the carrier interval frequency difference estimation circuit 111 to the frequency correction circuit 112. , Shift by carrier unit.
[0083]
Here, the frequency difference information obtained by transmission mode determination circuit 104 and carrier interval frequency difference estimation circuit 111 is input to frequency correction control circuit 117. Then, the frequency correction control circuit 117 inputs the collective frequency correction information to the frequency correction circuit 103, and reception after this point is performed only by the frequency correction circuit 103 without passing through the frequency correction circuit 106. The discrete signal data R (n) can be input to the resampling circuit 107. Further, when the frequency correction is performed only by the frequency correction circuit 103 as described above, the frequency correction of the frequency correction circuit 112 is not necessary.
[0084]
On the other hand, carrier data Y (i, n) is input from the frequency correction circuit 112 to the SP pattern detection circuit 114. As shown in FIG. 3, the ISDB-T transmission system OFDM signal has four SP (scattered pilot) patterns expressed in the carrier direction, which are arranged in four consecutive symbols. . The same SP pattern is arranged every four symbols in the symbol (time) direction.
[0085]
Therefore, the four reference SP pattern data P (j, k) (j = 1, 2, 3, 4, k = 1, 2, 3,... K) prepared in advance in the SP pattern detection circuit 114 are stored in the SP. In the existing carrier k, (real part data, imaginary part data) = (4L / 3, 0) or (−4L / 3, 0), and (0, 0) in the carrier k where no SP exists. . The sum-of-products operation of the four SP patterns prepared in advance and the effective carrier data Y (i, k) of the carrier data Y (i, n) of the current symbol i is expressed by (Expression 10) or (Expression 11). The SP pattern detection circuit 114 determines that the SP pattern j giving the maximum value of the operation result W (j) exists in the effective carrier data Y (i, k) of the current symbol i.
[0086]
[Expression 10]

[0087]
## EQU11 ##

[0088]
Therefore, by determining the SP pattern of the carrier data of the current symbol i, the SP pattern of the subsequent symbols can also be determined as shown in FIG. In this way, only SP data is extracted from the effective carrier data Y (i, k) based on the determined SP pattern, and Y_SP(I, k). At this time, Y of carrier k without SP_SP(I, k) is (0, 0). And SP data Y for 4 symbols of consecutive different SP patterns_SP(I, k) is added as shown in (Equation 12), and Y_SP4(I, k) is obtained and the SP data Y is obtained._SP4(I, k) is input to the complex division circuit 116.
[0089]
[Expression 12]

[0090]
Y_SP4(I, k) can be obtained from non-consecutive symbols as long as they have different SP patterns.
Next, the SP data Y input to the complex division circuit 116_SP4(I, k) is a reference SP data portion S generated from the reference SP generation circuit 115._SPComplex division is performed by (k) as shown in (Equation 13). Therefore, in the complex division circuit 116, the SP data Y_SP4From (i, k), a transmission path response H (i, k) for each carrier is obtained.
[0091]
[Formula 13]

[0092]
The transmission path response H (i, k) for each carrier obtained by this (Equation 13) is null data of two of the three carriers. Therefore, the transmission path response H (i, k) is passed through a filter in the carrier direction, and interpolation is performed by the complex division circuit 116. The transmission path response H (i, k) subjected to this interpolation is defined as a transmission path response H (i, k) for each new carrier.
[0093]
On the other hand, in the demodulation circuit 113, the effective carrier data Y (i, k) input from the frequency correction circuit 112 is expressed by (Expression) by the transmission path response H (i, k) for each carrier input from the complex division circuit 116. By performing complex division as shown in 14), the carrier data is equalized and demodulated to obtain demodulated data Z (i, k).
[0094]
[Expression 14]

[0095]
As shown in FIG. 1, demodulated data Z (i, k) and transmission path response H (i, k) for each carrier are input to the analysis unit 200 from the receiving unit 100.
The delay profile measuring circuit 201 receives the transmission path response H (i, k) for each carrier, and the i-th symbol carrier k = 1, 2, 3... K from the transmission path response H (i, k). (I, 1), H (i, 2),... H (i, K) column is taken out and (N₀-K) Add null data, N in total₀Data columns. And the number of fraction points N₀By performing IFFT (Inverse Fast Fourier Transform), delay profile measurement circuit 201 obtains delay profile data delay (i, n) of the i-th symbol from transmission path response H (i, k) for each carrier. It is done.
[0096]
The unit time t of the delay profile data n₀Is the FFT sampling frequency f_FFTAnd FFT fraction N₀To t₀= N₀/ F_FFTTherefore, the time of the delay profile data is t = (N₀/ F_FFT) × n.
The delay profile measuring circuit 201 has a delay profile evaluation function using a window function via a window function integrating circuit 201a. Therefore, assuming that a window function such as a Gaussian window function is Wd (k), when performing delay profile evaluation by the window function, the transmission path response H (i, k) for each carrier and its window function Wd (k) The product is taken, and the result of the product is set as a transmission path response H (i, k) for each new carrier, and IFFT is performed to obtain delay profile data delay (i, n).
[0097]
Next, the frequency characteristic measuring circuit 202 has a function of obtaining the amplitude frequency characteristic and the phase frequency characteristic from the input transmission line response H (i, k) for each carrier. Therefore, since the frequency f is a product of k and the carrier interval, the carrier k = 1, 2, 3 of the i-th symbol from the transmission path response H (i, k) of the i-th symbol and the k-th carrier. .., K, the frequency characteristic can be obtained by the frequency characteristic measuring circuit 202 as H (i, f). From this, the frequency characteristic measuring circuit 202 can obtain the amplitude frequency characteristic and the phase frequency characteristic. The carrier interval is the effective symbol length T_uIs the reciprocal of
[0098]
Further, carrier S / N ratio measuring circuit 203 performs S / N ratio measurement for each carrier of input demodulated data Z (i, k). As shown in FIG. 5, when demodulated data Z (i, k) of symbol number i and carrier number k is present at a point indicated by a white circle on the phase diagram, transmission data D (i, k) is demodulated data. It is estimated that the signal is transmitted at a signal point with the shortest Euclidean distance from Z (i, k). This estimated transmission data is represented by D₀Assuming that (i, k), the SN ratio of the carrier k is obtained by the calculation shown in (Equation 15). Here, I is an integer of 1 or more.
[0099]
[Expression 15]

[0100]
As described above, the OFDM signal analyzing apparatus 10 can correct the local frequency and the clock frequency by calculating the frequency correction from the discrete signal data of the signal without performing frame detection, and generate a correct frequency. Therefore, it is sufficient for the calculation to have a signal observation period of at least 2 symbols. Here, the OFDM signal analysis apparatus has been described as performing an operation for every 4 symbols as an example, but it may be configured to perform an operation in the range of 2 symbols to a dozen symbols. Further, a more convenient range is between 2 symbols and several symbols, that is, up to 10 symbols, which is a symbol observation period of half or less compared to the conventional case of at least several tens of symbols. Of course, when the symbol observation period of the OFDM signal analyzing apparatus to be compared is several hundred symbols such as 204 symbols, it is possible to obtain a sufficient effect by performing the calculation with half the number of symbols.
[0101]
Note that the OFDM signal analysis apparatus inputs discrete signal data directly from the A / D conversion circuit 102 of FIG. 1 to the effective symbol cutout circuit 108, and the effective symbol cutout circuit 108, the FFT circuit 109, and the demodulation circuit 113 which are estimation means. As shown in FIG. 5, the discrete signal data may be demodulated as demodulated data Z (i, k) of symbol number i and carrier number k. In this case, discrete signal data is input from the A / D conversion circuit, a conventional guard interval function operation is performed, symbol synchronization is established, effective symbols are cut out according to the symbol synchronization, and input to the FFT. It will be.
[0102]
Further, the carrier S / N ratio measuring circuit 203, the frequency characteristic measuring circuit 202, and the delay profile measuring circuit 201 may each be provided in the receiving unit 100 alone.
[0103]
Further, the SP pattern detection circuit 114 may have a conventional configuration. In this case, the first symbol is used as the first symbol of the frame by using frame synchronization, and the first symbol to the fourth symbol are used. It is possible to extract.
[0104]
【The invention's effect】
  As described above, the OFDM signal analyzing apparatus according to the present invention has an excellent effect as described below.
(1) The OFDM signal analyzing apparatus estimates the transmission path response from the discrete signal data by the estimating means, and the demodulated data obtained from the discrete signal data by the demodulated data obtaining means via the carrier signal-to-noise ratio measuring means. The ratio can be determined. Therefore, it is possible to recognize the deterioration state of the characteristics of each carrier of the OFDM signal, and it is possible to realize the analysis of the transmission path characteristics in a short time by observing few symbols. Therefore, for example, even when receiving carrier interference from a narrowband signal, it is possible to analyze which OFDM signal carrier is causing interference.
Then, the OFDM signal analyzing apparatus corrects the discrete signal data every few symbols by the frequency correcting unit, and the symbol synchronous correcting unit performs symbol synchronization correction on the corrected discrete signal data every several symbols. Data resampling can be performed every several symbols by the resampling means. Therefore, the time for observing the received signal may be short.
Further, in the OFDM signal analyzing apparatus, the discrete signal data is corrected every few symbols by the frequency correcting means, and the detection mode is used to determine the transmission mode in which transmission mode and which guard interval period the signal is. While using asynchronous frequencies, local frequency correction and sampling frequency correction can be realized with few symbol observations. Further, the setting of the transmission mode of the OFDM signal and the guard interval need not be known, and can be performed by automatic setting.
[0105]
(2) Further, the OFDM signal analyzing apparatus estimates the transmission line response by the estimation unit based on the discrete signal data, and obtains the frequency characteristic for each carrier in the OFDM signal by the frequency characteristic measurement unit from the estimated transmission line response. Therefore, it is possible to analyze the amplitude frequency characteristic and the phase frequency characteristic for each carrier of the OFDM signal.
Then, the OFDM signal analyzing apparatus corrects the discrete signal data every few symbols by the frequency correcting unit, and the symbol synchronous correcting unit performs symbol synchronization correction on the corrected discrete signal data every several symbols. Data resampling can be performed every several symbols by the resampling means. Therefore, the time for observing the received signal may be short.
Further, in the OFDM signal analyzing apparatus, the discrete signal data is corrected every few symbols by the frequency correcting means, and the detection mode is used to determine the transmission mode in which transmission mode and which guard interval period the signal is. While using asynchronous frequencies, local frequency correction and sampling frequency correction can be realized with few symbol observations. Further, the setting of the transmission mode of the OFDM signal and the guard interval need not be known, and can be performed by automatic setting.
[0106]
  (3) Further, the OFDM signal analyzing apparatus can estimate the transmission line response by the estimation unit based on the discrete signal data, and can further obtain the delay profile by the delay profile unit from the estimated transmission line response. Enables multipath analysis of (OFDM signal).
Then, the OFDM signal analyzing apparatus corrects the discrete signal data every few symbols by the frequency correcting unit, and the symbol synchronous correcting unit performs symbol synchronization correction on the corrected discrete signal data every several symbols. Data resampling can be performed every several symbols by the resampling means. Therefore, the time for observing the received signal may be short.
Further, in the OFDM signal analyzing apparatus, the discrete signal data is corrected every few symbols by the frequency correcting means, and the detection mode is used to determine the transmission mode in which transmission mode and which guard interval period the signal is. While using asynchronous frequencies, local frequency correction and sampling frequency correction can be realized with few symbol observations. Further, the setting of the transmission mode of the OFDM signal and the guard interval need not be known, and can be performed by automatic setting.
[0109]
  (4)Further, the OFDM signal analysis apparatus uses, for example, an SP pattern detection circuit as an extraction means for the discrete signal data, and performs a product-sum operation on reference SP (scattered pilot) pattern data prepared in advance and effective carrier data. , Determined by its extraction meanspatternTherefore, it is possible to extract only the SP pattern (pilot symbol) from the carrier data without performing frame synchronization acquisition.
[0110]
  (5)Then, in the OFDM signal analysis apparatus, the discrete signal data is a delay in which the side lobe characteristic unrelated to the transmission line characteristic is suppressed by calculating the product of the transmission line response for each carrier and the number of windows by the calculation means. A profile can be obtained. Therefore, the sidelobe characteristic can be suppressed to about 1/100 from the conventional 1/10.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an OFDM signal analyzing apparatus according to the present invention.
FIGS. 2A, 2B, and 2C are graphs showing moving average results in the OFDM signal analyzing apparatus according to the present invention.
FIG. 3 is an arrangement diagram showing an arrangement of scattered pilots in the OFDM signal analyzing apparatus according to the present invention.
FIG. 4 is a phase arrangement diagram showing a phase arrangement of scattered pilots in the OFDM signal analysis apparatus according to the present invention.
FIG. 5 is a graph showing the relationship between the phase of demodulated data and the S / N ratio measurement of the OFDM signal analyzing apparatus according to the present invention.
[Explanation of symbols]
10 OFDM signal analyzer
100 receiver
101 Quadrature detector (processing means)
102 A / D conversion circuit (processing means)
103 Frequency correction circuit (frequency correction means)
104 Transmission mode determination circuit (detection determination means)
105 Symbol synchronization correction circuit (symbol synchronization correction means)
106 Frequency correction circuit (frequency correction means)
107 Resampling circuit (resampling means)
108 Effective symbol extraction circuit (demodulation data acquisition means)
109 FFT circuit (demodulated data acquisition means)
110 AC, TMCC carrier extraction circuit (carrier interval frequency difference estimation means)
111 Carrier interval frequency difference estimation circuit (carrier interval frequency difference estimation means)
112 Frequency correction circuit (frequency correction means for carrier interval)
113 Demodulation circuit (demodulation data acquisition means)
114 SP pattern N detection circuit (extraction means)
115 Reference SP generation circuit (estimating means)
116 Complex division circuit (estimating means)
117 Frequency correction control circuit (frequency correction means)
200 Analysis Department
201 Delay profile measuring circuit (delay profile measuring means)
201a Window function integrating circuit
202 Frequency characteristic measuring circuit (frequency characteristic measuring means)
203 Carrier S / N ratio measuring circuit (carrier S / N ratio measuring means)

Claims

In an OFDM signal analyzing apparatus for analyzing transmission characteristics of a received OFDM signal, the received OFDM signal is subjected to quadrature detection, A / D converted and output as discrete signal data, and based on the discrete signal data Estimation means for estimating a transmission path response; demodulated data acquisition means for demodulating the discrete signal data based on the transmission path response to obtain demodulated data; and determining an S / N ratio for each carrier of the OFDM signal from the demodulated data A carrier signal-to-noise ratio measurement unit; a frequency correction unit that performs frequency correction of the discrete signal data every several symbols; a symbol synchronization correction unit that performs symbol synchronization correction of the discrete signal data every several symbols; Resampling means for realizing data resampling every few symbols; Further comprising a detection determining detection determining means transmission mode and guard interval of the OFDM signal from the scattered signal data, the OFDM signal analysis apparatus according to claim.

In an OFDM signal analyzing apparatus for analyzing transmission characteristics of a received OFDM signal, the received OFDM signal is subjected to quadrature detection, A / D converted and output as discrete signal data, and based on the discrete signal data Estimating means for estimating a transmission line response; demodulated data acquisition means for demodulating the discrete signal data based on the transmission line response to obtain demodulated data; and frequency characteristic measurement for measuring frequency characteristics based on the transmission line response Means , frequency correction means for performing frequency correction of the discrete signal data every several symbols, symbol synchronization correction means for performing symbol synchronization correction of the discrete signal data every several symbols, and data resampling of the discrete signal data Resampling means implemented every few symbols, and frequency-corrected discrete signal data OFDM signal analysis apparatus characterized by comprising: a detection determining detection determining means transmission mode and guard interval of the FDM signal.

In an OFDM signal analyzing apparatus for analyzing transmission characteristics of a received OFDM signal, the received OFDM signal is subjected to quadrature detection, A / D converted and output as discrete signal data, and based on the discrete signal data Estimating means for estimating a transmission path response; demodulated data acquisition means for demodulating the discrete signal data based on the transmission path response to obtain demodulated data; and delay profile measuring means for obtaining a delay profile based on the transmission path response Frequency correction means for performing frequency correction of the discrete signal data every several symbols, symbol synchronization correction means for performing symbol synchronization correction of the discrete signal data every several symbols, and data resampling of the discrete signal data Resampling means for each symbol and the frequency-corrected discrete signal data OFDM signal analysis apparatus characterized by comprising: a detection determining detection determining means transmission mode and guard interval of the OFDM signal from.

If from said received OFDM signal to extract a pilot symbol necessary for demodulation, without performing frame synchronization acquisition, according claim 1, characterized in that it comprises an extraction means for extracting pilot symbols at several symbols Item 4. The OFDM signal analysis device according to any one of Items 1 to 3 .

In the analysis of the transmission path characteristics of the OFDM signal, transmission path and the response of each carrier that is estimated from the discrete signal data, the preceding claims, characterized in that it comprises computing means for computing the product of the window function to claim 4 The OFDM signal analysis device according to any one of the above.