JP3773839B2

JP3773839B2 - Digital signal reception analyzer

Info

Publication number: JP3773839B2
Application number: JP2001371871A
Authority: JP
Inventors: 俊二中原; 嘉高安藤; 浩平神原; 浩一郎今村; 啓之濱住; 一彦澁谷; 洋雄阿良田
Original assignee: Japan Broadcasting Corp
Current assignee: Japan Broadcasting Corp
Priority date: 2001-12-05
Filing date: 2001-12-05
Publication date: 2006-05-10
Anticipated expiration: 2021-12-05
Also published as: JP2003174429A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信信号の誤り率や伝送路の応答などによりデジタル信号への影響の解析を行うものであり、広く放送・通信・記録媒体への応用が可能のデジタル信号の受信解析装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のデジタル信号受信解析装置には、ＭＥＲ測定装置、誤り率測定装置および伝送路応答検出装置がある。
【０００３】
図７は、従来のＭＥＲ測定装置の構成図を示す。
【０００４】
図７に示すように、このＭＥＲ（ＭｏｄｕｌａｔｉｏｎＥｒｒｏｒＲａｔｉｏの略で変調誤差比とも云われている）測定装置は、受信器７１で復調したデータを復調コンスタレーション部７２で位相図（コンスタレーション）上に再配置し、送信データの位相図上のマッピング点からの距離の誤差を雑音成分とみなし、マッピング点から位相図の原点までの距離を信号成分とする演算を行い、ＭＥＲ測定部７３で受信信号の信号対雑音比（以下、ＣＮ比）を求めるものである。
【０００５】
図８は、従来の誤り率測定装置の構成図を示す。
【０００６】
図８に示すように、この誤り率測定装置は、ＰＮ発生部８１で変調器８２と復調器８３とが共に既知の擬似ランダムバイナリー信号を発生させ、擬似ランダムバイナリー信号を変調データとする変調器８２を伝送路８０の前におき、伝送路８０の後には復調器８３をおいて誤り率測定部８４で誤り率を測定するものである。
【０００７】
図９は、ＯＦＤＭ信号受信における従来の伝送路応答検出装置の構成図を示す。
【０００８】
図９に示すように、この伝送路応答検出装置は、伝送路９０を伝送されたデジタル信号を受信部９１で受信し、受信した信号をＦＦＴ部９２でＦＦＴし、伝送路応答推定部９３でＦＦＴ部９２の出力データから既知のパイロット信号を取り出し、伝送路９０の応答を推定し、周波数応答演算部９４で伝送路９０の周波数応答の演算や、遅延プロファイルの演算部９５でインパルス応答となる遅延プロファイルの演算を行うものである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
通常、受信したデジタル信号は、マルチパスなど伝送路の応答により線形歪と、熱雑音などの付加雑音を受けている。デジタル信号を復調した場合、誤り率はこの両者の影響により劣化する。図７に示す従来のＭＥＲ測定装置では、受信信号の総合的なＣＮ比は分かるものの、伝送路の影響と付加雑音の影響を分離して測定することは不可能であった。
【００１０】
また、受信したデジタル信号の誤り率を測定する場合には、図８に示す従来の誤り率測定装置のように、特別に誤り率を測定するために、受信側既知の擬似ランダムバイナリー信号などを送信側変調器の変調データとして入力し、受信側では復調データと送信側擬似ランダムバイナリー信号とを比較しビット誤り率を求めていた。
【００１１】
また、図９に示す従来の伝送路応答検出装置では、受信したデジタル信号から伝送路の周波数応答や遅延プロファイルを求めることは可能であったが、求めた伝送路応答が受信したデジタル信号に対して等価的な雑音としてどの程度影響があるのか、また、ビット誤り率の劣化にどの程度影響があるのか知ることができなかった。
【００１２】
本発明は、このような従来の問題を解決するためになされたもので、伝送路を伝送されたデジタル信号を受信し、伝送路応答と付加雑音を求め、伝送路応答による影響の程度と付加雑音による影響の程度を分離し、伝送路の影響による等化ＣＮ比と付加雑音によるＣＮ比をそれぞれ求めるデジタル信号の受信解析装置を提供するものであり、さらに、伝送路の前の送信側の変調器に誤り率測定用の擬似ランダムバイナリー信号などを変調データとして入力することなく、容易に誤り率を測定するデジタル信号の受信解析装置を提供するものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明のデジタル信号の受信解析装置は、デジタル信号を受信し解析する装置であって、受信した前記デジタル信号から伝送路の周波数応答を推定する手段と、擬似ランダムバイナリー信号を発生する手段と、前記擬似ランダムバイナリー信号を変調データとして変調する手段と、この変調されたデジタル信号に前記伝送路の周波数応答を付加する手段と、この周波数応答が付加されたデジタル信号に設定したＣＮ比に応じた雑音を付加する手段と、この雑音を付加された信号を復調する手段と、復調された擬似ランダムバイナリー信号と前記発生した擬似ランダムバイナリー信号を比較して誤り率を測定する手段と、前記設定したＣＮ比と測定した誤り率から伝送路の等価ＣＮ比および伝送路の影響によるＣＮ比劣化量を演算する手段とを備えることとした。
【００１４】
また、前記伝送路の周波数応答を推定する手段には、伝送路の付加雑音を除去する手段を備えることとした。
【００１５】
また、前記伝送路の周波数応答から付加雑音を除去する手段は、付加雑音除去前の周波数応答を逆フーリエ変換して遅延プロファイルを求め、この遅延プロファイルから伝送路のマルチパス成分の存在しない領域の成分を０にして除去するフィルタ処理を行って新たな遅延プロファイルを生成し、これをフーリエ変換して付加雑音を除去し伝送路の周波数応答を得ることとした。
【００１６】
また、前記伝送路の周波数応答から付加雑音を除去する手段は、付加雑音除去前の周波数応答を時間軸のローパスフィルタまたは周波数軸のローパスフィルタ処理を行って付加雑音を除去し伝送路の周波数応答を得ることとした。
【００１７】
さらに、伝送路の付加雑音を除去した伝送路の周波数応答と除去した付加雑音とから受信した前記デジタル信号のＣＮ比を求める手段と、前記受信したデジタル信号のＣＮ比を新たに付加雑音として付加する手段とを備えることとした。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。
【００１９】
ＩＳＤＢ−Ｔ伝送方式の地上デジタル放送に適用した場合について、以下に実施例を示す。ＩＳＤＢ−Ｔ伝送方式の伝送パラメータの値は、伝送モードごと決められている。
【００２０】
ＩＳＤＢ−Ｔの変調および復調に用いるＦＦＴ（離散フーリエ変換）のサンプリング周波数ｆＦＦＴは、２０４８／２５２ＭＨｚ（＝８．１２６９８…ＭＨｚ）で与えられる。また、ＦＦＴのポイント数ＮｏはＩＳＤＢ−Ｔの伝送モード１のとき２０４８、伝送モード２のとき４０９６、伝送モード３のとき８１９２である。また、有効シンボル長Ｔｕは、伝送モード１、２、３に対して、それぞれ、２５２μｓｅｃ、５０４μｓｅｃ、１００８μｓｅｃである。ガードインターバル期間Ｔｇは、有効シンボル長Ｔｕ／４、有効シンボル長Ｔｕ／８、有効シンボル長Ｔｕ／１６、もしくは有効シンボル長Ｔｕ／３２である。
【００２１】
ＩＳＤＢ−Ｔ伝送方式のＯＦＤＭのキャリア数ＫとＦＦＴのポイント数Ｎｏには、Ｋ＜Ｎｏの関係がある。また、ＩＳＤＢ−ＴのＯＦＤＭ信号には、特定のキャリアにＡＣ（予備チャンネル）、ＴＭＣＣなどのＩＳＤＢ−Ｔの制御信号データが割り当てられている。
【００２２】
また、受信側のデータの等化基準となるパイロットデータは、図２に示すように特定のキャリアの特定のシンボルに割り当てられている。これをスキャッタードパイロット（以下、ＳＰ）と呼ぶ。ＳＰの変調レベルは、送信データの変調レベルのＲＭＳ（ＲｏｏｔＭｅａｎＳｑｕａｒｅの略）値をＬとすると、その４／３倍であり、図３に示すように、位相図上に（４Ｌ／３，０）もしくは（−４Ｌ／３，０）に配置される。ＳＰがどちらに配置されるかは、キャリア番号ごとに、あらかじめ決められている。
【００２３】
なお、実施例では、ＯＦＤＭの変調は１６ＱＡＭとして説明するが、本発明は、変調を１６ＱＡＭに限るものではなく、ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭなど任意の変調に適用可能である。
【００２４】
図１は、本発明の第１の実施形態におけるデジタル信号の受信解析装置の構成図を示す。
【００２５】
図１に示すように、本発明の第１の実施形態におけるデジタル信号の受信解析装置は、受信部１０と、伝送路応答検出部２０と、誤り率測定部３０と、等価ＣＮ演算部４０とから構成されている。
【００２６】
伝送路応答検出部２０は、ＦＦＴ回路２１と、伝送路応答推定回路２２と、雑音除去回路２３とからなり、誤り率測定部３０はＰＮ発生回路３１と、変調回路３２と、周波数特性付加回路３３と、雑音付加回路３４と、復調回路３５と、誤り率測定回路３６とからなる。
【００２７】
受信部１０は、ＯＦＤＭデジタル信号を伝送路５０より受信し、キャリア再生とクロック再生およびシンボルタイミング再生を行い、ＡＤ変換と直交復調を行いデジタル複素ベースバンド信号を出力する。
【００２８】
伝送路応答検出部２０において、ＦＦＴ回路２１は、入力されたデジタル複素ベースバンド信号をシンボル毎にフーリエ変換を行い、ＯＦＤＭのキャリアデータＹ（ｉ，ｋ）を出力する。なお、ｉはシンボル番号、ｋはキャリア番号を示す。
【００２９】
伝送路応答推定回路２２では、入力されたＯＦＤＭのキャリアデータＹ（ｉ，ｋ）からＳＰを抜き取る。これを受信ＳＰとすると受信ＳＰは伝送路の周波数応答により振幅と位相の変移を受けている。伝送路応答は、受信ＳＰを基準となる送信側のＳＰで複素除算することにより得られる。
【００３０】
具体的には、ＩＳＤＢ−Ｔ伝送方式のＯＦＤＭ信号には、図２に示すようにキャリア方向で表現したＳＰのパターンが全部で４通りあり、連続する４シンボルにそれぞれ配置されている。連続する異なるＳＰパターン１、２、３、４の４シンボル分のＳＰデータＹｓｐ（ｉ，ｋ）をＯＦＤＭのキャリアデータＹ（ｉ，ｎ）から抜き取り、（式１）のように加算し、ＳＰデータＹｓｐ４（ｉ，ｋ）を得る。
【００３１】
【数１】

【００３２】
なお、ＳＰデータＹｓｐ４（ｉ，ｋ）は、過去のシンボルからでも未来のシンボルからでも求められる。
【００３３】
（式１）で計算したＳＰデータＹｓｐ４（ｉ，ｋ）を、基準となる送信側のＳＰデータ部Ｓｓｐ（ｋ）で（式２）のように複素除算し、キャリア毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）を求める。
【００３４】
【数２】

【００３５】
（式２）で求めたキャリア毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）は、３キャリアのうち２つはヌルデータであるため、伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）をキャリア方向のフィルタに通過させ、補間を行う。これを新たなキャリア毎の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）とし、伝送路応答の推定値として出力する。ここで、伝送路の解析結果として、キャリアｋに対応する伝送路周波数ｆに対して、伝送路の周波数応答Ｈ（ｆ）を出力することや、周波数応答Ｈ（ｆ）を逆フーリエ変換した遅延プロファイルｈ（ｔ）（インパルス応答）として出力することが可能である。従って、周波数応答とインパルス応答は等価である。
【００３６】
雑音除去回路２３では、伝送路応答推定回路２２で推定した伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）に含まれる雑音を図４もしくは図５に示すような方法で除去する。図４では、入力された雑音除去前の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）を逆フーリエ変換し遅延プロファイルｈ（ｔ）を求める。この、遅延プロファイルｈ（ｔ）から伝送路のマルチパス成分の存在しない時間領域の成分を０にして除去するようなファイルタ処理を行い遅延プロファイルｈ’（ｔ）を求め、これをフーリエ変換することにより雑音除去後の伝送路応答Ｈ’（ｉ，ｋ）を求める。なお、遅延プロファイルｈ’（ｔ）は、遅延プロファイルｈ（ｔ）のピークからＸｄＢ（Ｘ＝−５、−２０、−２５など）より小さい成分を０にして除去する処理から求めることも可能である。
【００３７】
また、図５では、入力された雑音除去前の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）を時間軸のローパスフィルタ、もしくは、周波数軸のローパスフィルタを挿入し、雑音除去後の伝送路応答Ｈ’（ｉ，ｋ）を求める。時間軸のローパスフィルタ処理は、伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）をシンボルｉに関し、（式３）のような平均化の演算を行う。
【００３８】
【数３】

【００３９】
周波数軸のローパスフィルタ処理は、伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）をキャリアｋに関し、移動平均化の演算を行う。
【００４０】
誤り率測定部３０においては、ＰＮ発生回路３１からＩＴＵ−Ｔ勧告Ｏ．１５１などで勧告されている擬似ランダムバイナリー信号を発生する。
【００４１】
変調回路３２は擬似ランダムバイナリー信号を変調信号とする変調を行う。変調方式は、地上デジタル放送の伝送方式に従うＯＦＤＭ変調などを行い、変調信号ｓ（ｔ）を出力する。なおここで、変調信号ｓ（ｔ）の周波数表現による変換対をＳ（ｆ）とする。
【００４２】
周波数特性付加回路３３は、伝送路応答検出部２０の雑音除去回路２３から入力された雑音除去後の伝送路応答Ｈ’（ｉ，ｋ）から、キャリアｋに対応する伝送路周波数ｆに対して、伝送路の周波数応答Ｈ’（ｆ）を求め、次の（式４）、（式５）の演算を行い受信信号Ｒ（ｆ）、あるいは受信信号ｒ（ｔ）を求める。
【００４３】
【数４】

【００４４】
【数５】

【００４５】
または、伝送路の周波数応答Ｈ’（ｆ）の変換対をｈ’（ｔ）、畳み込み演算子を＊とすると、次の（式６）の演算を行い受信信号ｒ（ｔ）を出力する。
【００４６】
【数６】

【００４７】
雑音付加回路３４では、設定したＣＮ比に応じて、入力された受信信号Ｒ（ｆ）にランダム雑音Ｎ（ｆ）を付加し、雑音付加された受信信号Ｒ’（ｆ）として出力する。もしくは、入力された受信信号ｒ（ｔ）にランダム雑音ｎ（ｔ）を付加し、雑音付加された受信信号ｒ’（ｔ）として出力する。
【００４８】
復調回路３５では、入力された受信信号Ｒ’（Ｆ）、もしくは受信信号ｒ’（ｔ）を復調し、復調データを出力する。
【００４９】
誤り率測定回路３６では、ＰＮ発生回路３１で出力された擬似ランダムバイナリー信号と復調回路３５から出力された復調データを比較し、誤り率を計算する。当然のことながら、伝送路の付加雑音を除去しないで測定した場合の誤り率は、実際の伝送路に擬似ランダムバイナリー信号を通したときの誤り率と等しい。
【００５０】
なお、受信部１０、伝送路応答検出部２０および誤り率測定部３０は、実際のハードウエアによる構成も、ソフトウエアによる構成も可能であることは言うまでもない。
【００５１】
等価ＣＮ演算部４０では、付加雑音回路３４と誤り率測定回路３６から得られたＣＮ比と誤り率により、伝送路の等価ＣＮ比およびＣＮ比劣化量の演算を行う。
【００５２】
図６は、ＡＮＴ１（黒丸でプロット）やＡＮＴ２（白丸でプロット）に示すように、ある伝送路を伝送された信号のＣＮ比対誤り率を示している。また、ガウス雑音のみの影響によるＣＮ比対誤り率をＡＷＧＮ（破線）で示している。このとき、ある誤り率Ｐｅとなるガウス雑音のＣＮ比をＣＮＲ０（Ｐｅ）、ある伝送路を伝送された信号が誤り率ＰｅとなるＣＮ比をＣＮＲ１（Ｐｅ）とすると、伝送路の等価ＣＮ比およびＣＮ比劣化量は次の（式７）および（式８）で与えられる。
【００５３】
【数７】

【００５４】
【数８】

【００５５】
以上、本発明の第１の実施形態におけるデジタル信号の受信解析装置は、デジタル信号の受信と解析に関して、伝送路を伝送されたデジタル信号を受信し、伝送路応答と付加雑音を求め、伝送路応答による影響の程度と付加雑音による影響の程度を分離し、伝送路の影響による等化ＣＮ比と伝送路の影響によるＣＮ比劣化量を得ることを可能とする。
【００５６】
次に、本発明の第２の実施形態におけるデジタル信号の受信解析装置につき図１を使用し説明する。
【００５７】
伝送路を伝送された信号は、映像や音声などのデータがほとんどであるため通常受信器の復調データからは誤り率は分からない。そこで、本発明の第２の実施形態におけるデジタル信号の受信解析装置は、特別にデータを入力することなく、容易に誤り率の測定をするものである。
【００５８】
雑音除去回路２３に入力した雑音除去前の伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）と、雑音除去回路２３で求めた雑音除去後の伝送路応答Ｈ’（ｉ，ｋ）の差分から雑音成分Ｎ（ｉ，ｋ）を求めＣＮ比Ｃ／Ｎを（式９）から求める。なお、（式１０）ではキャリア総数をＫとしている。
【００５９】
【数９】

【００６０】
【数１０】

【００６１】
その後、誤り率測定部３０を動作させるとき、雑音付加回路３４に（式９）で求めたＣＮ比Ｃ／Ｎを入力し、誤り率測定回路３６にて、伝送路を伝送された信号の誤り率を求める。
【００６２】
なお、ＳＰの変調レベルは、実際のデータの平均変調レベルより４／３大きい。そのため伝送路応答検出部２０での伝送路応答Ｈ（ｉ，ｋ）は、ＳＰから求めているため、実際に伝送路を伝送された信号よりＣＮ比が大きく、雑音付加回路３４でのＣＮ比はその分を減じることが必要である。
【００６３】
以上、本発明の第２の実施形態におけるデジタル信号の受信解析装置は、伝送路の前の送信側変調器に誤り率測定用の擬似ランダムバイナリー信号などを変調データとして入力することなく、容易に誤り率を測定することを可能とする。
【００６４】
【発明の効果】
本発明のデジタル信号の受信解析装置は、デジタル信号を受信し解析する装置であって、受信した前記デジタル信号から伝送路の周波数応答を推定する手段と、擬似ランダムバイナリー信号を発生する手段と、前記擬似ランダムバイナリー信号を変調データとして変調する手段と、この変調されたデジタル信号に前記伝送路の周波数応答を付加する手段と、この周波数応答が付加されたデジタル信号に設定したＣＮ比に応じた雑音を付加する手段と、この雑音を付加された信号を復調する手段と、復調された擬似ランダムバイナリー信号と前記発生した擬似ランダムバイナリー信号を比較して誤り率を測定する手段と、前記設定したＣＮ比と測定した誤り率から伝送路の等価ＣＮ比および伝送路の影響によるＣＮ比劣化量を演算する手段とを備えることとしたため、デジタル信号の受信と解析に関して、伝送路を伝送されたデジタル信号を受信し、その伝送路の誤り率を測定できる。また、伝送路の周波数応答を推定する手段には付加雑音を除去する手段を備えるので、伝送路応答と付加雑音を求め、伝送路応答による影響の程度と付加雑音による影響の程度を分離し、伝送路の影響による等化ＣＮ比と伝送路の影響によるＣＮ比劣化量を得ることができ、さらに、伝送路の前の送信側変調器に誤り率測定用の擬似ランダムバイナリー信号などを変調データとして入力することなく、容易に誤り率を測定することができ、的確にデジタル信号への影響の解析を行うことができる。
【００６５】
また、前記伝送路の周波数応答を推定する手段には、伝送路の付加雑音を除去する手段を備えることとしたため、伝送路の影響による等化ＣＮ比と、伝送路の影響によるＣＮ比劣化量とをさらに的確に得ることができる。
【００６６】
また、前記伝送路の周波数応答から付加雑音を除去する手段は、付加雑音除去前の周波数応答を逆フーリエ変換して遅延プロファイルを求め、この遅延プロファイルから伝送路のマルチパス成分の存在しない領域の成分を０にして除去するフィルタ処理を行って新たな遅延プロファイルを生成し、これをフーリエ変換して付加雑音を除去し伝送路の周波数応答を得ることとしたため、付加雑音を除去し伝送路の周波数応答をさらに的確に得ることができる。
【００６７】
また、前記伝送路の周波数応答から付加雑音を除去する手段は、付加雑音除去前の周波数応答を時間軸のローパスフィルタまたは周波数軸のローパスフィルタ処理を行って付加雑音を除去し伝送路の周波数応答を得ることとしたため、付加雑音を除去し伝送路の周波数応答をさらに的確に得ることができる。
【００６８】
さらに、伝送路の付加雑音を除去した伝送路の周波数応答と除去した付加雑音とから受信した前記デジタル信号のＣＮ比を求める手段と、前記受信したデジタル信号のＣＮ比を新たに付加雑音として付加する手段とを備えることとしたため、伝送路の影響による等化ＣＮ比と、伝送路の影響によるＣＮ比劣化量と、誤り率とをさらに的確に得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態におけるデジタル信号の受信解析装置の構成図を示す。
【図２】本発明の第１の実施形態におけるスキャッタードパイロット（ＳＰ）の配置図を示す。
【図３】本発明の第１の実施形態におけるスキャッタードパイロット（ＳＰ）の位相図を示す。
【図４】本発明の第１の実施形態における伝送路の周波数特性の雑音除去（その１）を示す。
【図５】本発明の第１の実施形態における伝送路の周波数特性の雑音除去（その２）を示す。
【図６】本発明の第１の実施形態における付加雑音を加えたときのＣＮ比対ビット誤り率の特性図を示す。
【図７】従来のＭＥＲ測定装置の構成図を示す。
【図８】従来の誤り率測定装置の構成図を示す。
【図９】ＯＦＤＭ信号受信における従来の伝送路応答検出装置の構成図を示す。
【符号の説明】
１０受信部
２０伝送路応答検出部
２１ＦＦＴ回路
２２伝送路応答推定回路
２３雑音除去回路
３０誤り率測定部
３１ＰＮ発生回路
３２変調回路
３３周波数特性付加回路
３４雑音付加回路
３５復調回路
３６誤り率測定回路
４０等価ＣＮ演算部
５０伝送路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a digital signal reception analysis apparatus that analyzes an influence on a digital signal based on an error rate of a received signal, a response of a transmission path, and the like and can be widely applied to broadcasting, communication, and a recording medium.
[0002]
[Prior art]
Conventional digital signal reception analysis devices include a MER measurement device, an error rate measurement device, and a transmission path response detection device.
[0003]
FIG. 7 shows a configuration diagram of a conventional MER measuring apparatus.
[0004]
As shown in FIG. 7, this MER (Modulation Error Ratio) measuring device is a demodulator constellation unit 72 that demodulates data demodulated by a receiver 71 on a phase diagram (constellation). , The error of the distance from the mapping point on the phase diagram of the transmission data is regarded as a noise component, and the calculation is performed with the distance from the mapping point to the origin of the phase diagram as the signal component. The signal-to-noise ratio (hereinafter referred to as CN ratio) of the signal is obtained.
[0005]
FIG. 8 shows a configuration diagram of a conventional error rate measuring apparatus.
[0006]
As shown in FIG. 8, in this error rate measuring apparatus, a modulator 82 and a demodulator 83 both generate a known pseudo-random binary signal in a PN generator 81, and the modulator uses the pseudo-random binary signal as modulation data. 82 is placed in front of the transmission line 80, and after the transmission line 80, a demodulator 83 is provided and the error rate measuring unit 84 measures the error rate.
[0007]
FIG. 9 shows a configuration diagram of a conventional transmission path response detection apparatus in OFDM signal reception.
[0008]
As shown in FIG. 9, this transmission path response detection apparatus receives a digital signal transmitted through a transmission path 90 by a receiving section 91, FFT of the received signal by an FFT section 92, and a transmission path response estimation section 93. A known pilot signal is extracted from the output data of the FFT unit 92, the response of the transmission line 90 is estimated, the frequency response calculation unit 94 calculates the frequency response of the transmission line 90, and the delay profile calculation unit 95 generates an impulse response. The delay profile is calculated.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
Usually, the received digital signal is subjected to linear distortion and additional noise such as thermal noise due to the response of the transmission path such as multipath. When a digital signal is demodulated, the error rate deteriorates due to the influence of both. In the conventional MER measuring apparatus shown in FIG. 7, although the total CN ratio of the received signal is known, it is impossible to measure separately the influence of the transmission path and the influence of the additional noise.
[0010]
Further, when measuring the error rate of the received digital signal, a known pseudo-random binary signal or the like on the receiving side is used to measure the error rate specially, as in the conventional error rate measuring apparatus shown in FIG. Input as modulation data of the transmission side modulator, and the reception side compares the demodulated data with the transmission side pseudo-random binary signal to obtain the bit error rate.
[0011]
In addition, in the conventional transmission line response detection apparatus shown in FIG. 9, it is possible to obtain the frequency response and delay profile of the transmission line from the received digital signal, but the obtained transmission line response is obtained for the received digital signal. Thus, it has not been possible to know how much the noise is affected as equivalent noise and how much it affects the deterioration of the bit error rate.
[0012]
The present invention has been made to solve such a conventional problem, and receives a digital signal transmitted through a transmission line, obtains a transmission line response and additional noise, and adds the degree of influence and addition of the transmission line response. The present invention provides a digital signal reception analysis apparatus that separates the degree of influence of noise and obtains an equalized CN ratio due to the influence of the transmission path and a CN ratio due to the additional noise, respectively, It is an object of the present invention to provide a digital signal reception analysis device that easily measures an error rate without inputting a pseudo-random binary signal or the like for error rate measurement to a modulator as modulation data.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
The digital signal reception analysis apparatus of the present invention is an apparatus for receiving and analyzing a digital signal, a means for estimating a frequency response of a transmission path from the received digital signal, a means for generating a pseudo-random binary signal, Means for modulating the pseudo-random binary signal as modulation data, means for adding a frequency response of the transmission path to the modulated digital signal, and a CN ratio set for the digital signal to which the frequency response is added Means for adding noise, means for demodulating the signal to which the noise is added, means for comparing the demodulated pseudo-random binary signal with the generated pseudo-random binary signal, and measuring the error rate Means for calculating the equivalent CN ratio of the transmission line and the CN ratio deterioration amount due to the influence of the transmission line from the CN ratio and the measured error rate; It was possible to obtain.
[0014]
The means for estimating the frequency response of the transmission line includes means for removing additional noise on the transmission line.
[0015]
The means for removing the additional noise from the frequency response of the transmission line obtains a delay profile by performing inverse Fourier transform on the frequency response before the removal of the additional noise, and from this delay profile, an area in which the multipath component of the transmission line does not exist. A new delay profile is generated by performing filter processing to remove the component to 0, and this is Fourier transformed to remove the additional noise and obtain the frequency response of the transmission path.
[0016]
Further, the means for removing the additional noise from the frequency response of the transmission line performs a time-pass low-pass filter or a frequency-axis low-pass filter process on the frequency response before the additional noise removal to remove the additional noise and thereby reduce the frequency response of the transmission line. Decided to get.
[0017]
Further, a means for obtaining a CN ratio of the received digital signal from the frequency response of the transmission line from which the additional noise of the transmission line is removed and the removed additional noise, and a CN ratio of the received digital signal are newly added as additional noise. And means to do.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0019]
An example is shown below about the case where it applies to the terrestrial digital broadcasting of an ISDB-T transmission system. The value of the transmission parameter of the ISDB-T transmission system is determined for each transmission mode.
[0020]
An FFT (Discrete Fourier Transform) sampling frequency fFFT used for ISDB-T modulation and demodulation is given by 2048/252 MHz (= 8.1698... MHz). The number of FFT points No is 2048 for ISDB-T transmission mode 1, 4096 for transmission mode 2, and 8192 for transmission mode 3. The effective symbol length Tu is 252 μsec, 504 μsec, and 1008 μsec for the

transmission modes

1, 2, and 3, respectively. The guard interval period Tg is the effective symbol length Tu / 4, the effective symbol length Tu / 8, the effective symbol length Tu / 16, or the effective symbol length Tu / 32.
[0021]
There is a relationship of K <No between the number of carriers of OFDM in the ISDB-T transmission system and the number of points of FFT. In addition, ISDB-T control signal data such as AC (standby channel) and TMCC is assigned to a specific carrier in the ISDB-T OFDM signal.
[0022]
In addition, pilot data that serves as an equalization reference for data on the receiving side is assigned to a specific symbol of a specific carrier as shown in FIG. This is called a scattered pilot (hereinafter referred to as SP). The modulation level of the SP is 4/3 times the RMS (abbreviation of Root Mean Square) value of the modulation level of the transmission data, and as shown in FIG. 3, (4L / 3, 3) 0) or (−4L / 3, 0). Where the SP is arranged is determined in advance for each carrier number.
[0023]
In the embodiment, the OFDM modulation is described as 16QAM, but the present invention is not limited to 16QAM, and can be applied to arbitrary modulation such as QPSK and 64QAM.
[0024]
FIG. 1 is a configuration diagram of a digital signal reception analysis apparatus according to a first embodiment of the present invention.
[0025]
As shown in FIG. 1, the digital signal reception analysis apparatus according to the first embodiment of the present invention includes a reception unit 10, a transmission line response detection unit 20, an error rate measurement unit 30, and an equivalent CN calculation unit 40. It is composed of
[0026]
The transmission line response detection unit 20 includes an FFT circuit 21, a transmission line response estimation circuit 22, and a noise removal circuit 23. The error rate measurement unit 30 includes a PN generation circuit 31, a modulation circuit 32, and a frequency characteristic addition circuit. 33, a noise adding circuit 34, a demodulating circuit 35, and an error rate measuring circuit 36.
[0027]
The receiving unit 10 receives the OFDM digital signal from the transmission path 50, performs carrier recovery, clock recovery, and symbol timing recovery, performs AD conversion and orthogonal demodulation, and outputs a digital complex baseband signal.
[0028]
In the transmission line response detection unit 20, the FFT circuit 21 performs Fourier transform on the input digital complex baseband signal for each symbol, and outputs OFDM carrier data Y (i, k). Note that i represents a symbol number and k represents a carrier number.
[0029]
The transmission path response estimation circuit 22 extracts SP from the input OFDM carrier data Y (i, k). If this is a reception SP, the reception SP has undergone a change in amplitude and phase due to the frequency response of the transmission path. The transmission line response is obtained by complex division of the received SP by the reference SP on the transmitting side.
[0030]
Specifically, in the OFDM signal of the ISDB-T transmission system, there are a total of four SP patterns expressed in the carrier direction, as shown in FIG. 2, and each is arranged in four consecutive symbols. SP data Ysp (i, k) for four symbols of consecutive

different SP patterns

1, 2, 3, 4 are extracted from OFDM carrier data Y (i, n), added as in (Equation 1), and SP Data Ysp4 (i, k) is obtained.
[0031]
[Expression 1]

[0032]
The SP data Ysp4 (i, k) can be obtained from a past symbol or a future symbol.
[0033]
The SP data Ysp4 (i, k) calculated in (Expression 1) is complex-divided as shown in (Expression 2) by the reference SP data portion Ssp (k) on the transmission side, and the transmission path response H (for each carrier) ( i, k).
[0034]
[Expression 2]

[0035]
Since the transmission path response H (i, k) for each carrier obtained by (Equation 2) is null data, two of the three carriers are null data, so that the transmission path response H (i, k) is passed through a filter in the carrier direction. Interpolate. This is set as a transmission path response H (i, k) for each new carrier and output as an estimated value of the transmission path response. Here, as the analysis result of the transmission path, the frequency response H (f) of the transmission path is output with respect to the transmission path frequency f corresponding to the carrier k, or the delay obtained by inverse Fourier transforming the frequency response H (f). It is possible to output as a profile h (t) (impulse response). Therefore, the frequency response and the impulse response are equivalent.
[0036]
The noise removal circuit 23 removes noise included in the transmission path response H (i, k) estimated by the transmission path response estimation circuit 22 by a method as shown in FIG. In FIG. 4, the input channel response H (i, k) before noise removal is inverse Fourier transformed to obtain a delay profile h (t). From this delay profile h (t), a filter process is performed to remove the time-domain component that does not include the multipath component of the transmission path by setting it to 0 to obtain the delay profile h ′ (t), and this is subjected to Fourier transform. Thus, the transmission line response H ′ (i, k) after noise removal is obtained. Note that the delay profile h ′ (t) can also be obtained from a process of removing a component smaller than X dB (X = −5, −20, −25, etc.) from the peak of the delay profile h (t) by 0. is there.
[0037]
In FIG. 5, the input transmission line response H (i, k) before noise removal is inserted with a time-axis low-pass filter or a frequency-axis low-pass filter, and the transmission line response H ′ ( i, k). In the low-pass filter processing on the time axis, the transmission line response H (i, k) is calculated with respect to the symbol i, and an averaging operation is performed as in (Equation 3).
[0038]
[Equation 3]

[0039]
The low-pass filter processing on the frequency axis performs a moving average operation on the transmission line response H (i, k) with respect to the carrier k.
[0040]
In the error rate measurement unit 30, the PN generation circuit 31 sends an ITU-T recommendation O.D. A pseudo-random binary signal recommended by 151 or the like is generated.
[0041]
The modulation circuit 32 performs modulation using a pseudo random binary signal as a modulation signal. The modulation method performs OFDM modulation or the like according to the transmission method of terrestrial digital broadcasting, and outputs a modulation signal s (t). Here, a conversion pair in the frequency representation of the modulation signal s (t) is S (f).
[0042]
The frequency characteristic adding circuit 33 uses the transmission line response H ′ (i, k) after noise removal input from the noise removal circuit 23 of the transmission line response detection unit 20 to the transmission line frequency f corresponding to the carrier k. Then, the frequency response H ′ (f) of the transmission path is obtained, and the reception signal R (f) or the reception signal r (t) is obtained by calculating the following (Expression 4) and (Expression 5).
[0043]
[Expression 4]

[0044]
[Equation 5]

[0045]
Alternatively, if the conversion pair of the frequency response H ′ (f) of the transmission path is h ′ (t) and the convolution operator is *, the following calculation is performed and the received signal r (t) is output.
[0046]
[Formula 6]

[0047]
The noise adding circuit 34 adds random noise N (f) to the input received signal R (f) according to the set CN ratio, and outputs the received signal R ′ (f) with added noise. Alternatively, random noise n (t) is added to the input received signal r (t) and output as a received signal r ′ (t) with added noise.
[0048]
The demodulation circuit 35 demodulates the input received signal R ′ (F) or received signal r ′ (t) and outputs demodulated data.
[0049]
The error rate measurement circuit 36 compares the pseudo random binary signal output from the PN generation circuit 31 with the demodulated data output from the demodulation circuit 35 and calculates the error rate. Naturally, the error rate when measured without removing the additional noise in the transmission line is equal to the error rate when a pseudo-random binary signal is passed through the actual transmission line.
[0050]
Needless to say, the receiving unit 10, the transmission path response detecting unit 20, and the error rate measuring unit 30 can be configured by actual hardware or software.
[0051]
The equivalent CN calculation unit 40 calculates the equivalent CN ratio and the CN ratio deterioration amount of the transmission line based on the CN ratio and the error rate obtained from the additional noise circuit 34 and the error rate measurement circuit 36.
[0052]
FIG. 6 shows the CN ratio versus error rate of a signal transmitted through a certain transmission line, as shown in ANT1 (plotted by black circles) and ANT2 (plotted by white circles). Also, the CN ratio versus error rate due to the influence of Gaussian noise alone is indicated by AWGN (broken line). At this time, if the CN ratio of Gaussian noise with a certain error rate Pe is CNR0 (Pe), and the CN ratio with which the signal transmitted through a certain transmission path is the error rate Pe is CNR1 (Pe), the equivalent CN ratio of the transmission path The CN ratio deterioration amount is given by the following (Expression 7) and (Expression 8).
[0053]
[Expression 7]

[0054]
[Equation 8]

[0055]
As described above, the digital signal reception analysis apparatus according to the first embodiment of the present invention receives the digital signal transmitted through the transmission line, obtains the transmission line response and the additional noise, and receives the transmission signal. It is possible to obtain the equalization CN ratio due to the influence of the transmission path and the CN ratio deterioration amount due to the influence of the transmission path by separating the degree of the influence due to the response and the influence due to the additional noise.
[0056]
Next, a digital signal reception analysis apparatus according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
[0057]
Since the signal transmitted through the transmission path is mostly video and audio data, the error rate is not known from the demodulated data of the normal receiver. Therefore, the digital signal reception analysis apparatus according to the second embodiment of the present invention easily measures the error rate without specially inputting data.
[0058]
From the difference between the transmission line response H (i, k) before noise removal input to the noise removal circuit 23 and the transmission line response H ′ (i, k) after noise removal obtained by the noise removal circuit 23, the noise component N ( i, k) is obtained, and the CN ratio C / N is obtained from (Equation 9). In (Equation 10), the total number of carriers is K.
[0059]
[Equation 9]

[0060]
[Expression 10]

[0061]
Thereafter, when the error rate measuring unit 30 is operated, the CN ratio C / N obtained by (Equation 9) is input to the noise adding circuit 34, and the error rate measuring circuit 36 detects the error of the signal transmitted through the transmission path. Find the rate.
[0062]
The SP modulation level is 4/3 higher than the average modulation level of actual data. Therefore, since the transmission path response H (i, k) in the transmission path response detection unit 20 is obtained from the SP, the CN ratio is larger than the signal actually transmitted through the transmission path, and the CN ratio in the noise adding circuit 34 It is necessary to reduce that amount.
[0063]
As described above, the digital signal reception analysis apparatus according to the second embodiment of the present invention can easily input a pseudo-random binary signal for error rate measurement or the like as modulation data to the transmission-side modulator before the transmission path. It is possible to measure the error rate.
[0064]
【The invention's effect】
The digital signal reception analysis apparatus of the present invention is an apparatus for receiving and analyzing a digital signal, a means for estimating a frequency response of a transmission path from the received digital signal, a means for generating a pseudo-random binary signal, Means for modulating the pseudo-random binary signal as modulation data, means for adding a frequency response of the transmission path to the modulated digital signal, and a CN ratio set for the digital signal to which the frequency response is added Means for adding noise, means for demodulating the signal to which the noise is added, means for comparing the demodulated pseudo-random binary signal with the generated pseudo-random binary signal, and measuring the error rate Means for calculating the equivalent CN ratio of the transmission line and the CN ratio deterioration amount due to the influence of the transmission line from the CN ratio and the measured error rate; Since was possible to obtain, with respect to the reception and analysis of the digital signal, receiving a digital signal transmitted through the transmission line, it can measure the error rate of the transmission path. In addition, since the means for estimating the frequency response of the transmission line is provided with means for removing additional noise, the transmission line response and the additional noise are obtained, and the degree of influence due to the transmission line response and the degree of influence due to the additional noise are separated, It is possible to obtain an equalized CN ratio due to the influence of the transmission line and a CN ratio deterioration amount due to the influence of the transmission line. Further, the transmission side modulator in front of the transmission line is modulated with a pseudo-random binary signal or the like for error rate measurement. Therefore, the error rate can be easily measured without being input as, and the influence on the digital signal can be accurately analyzed.
[0065]
Further, since the means for estimating the frequency response of the transmission line is provided with a means for removing additional noise in the transmission line, the equalization CN ratio due to the influence of the transmission line and the CN ratio deterioration amount due to the influence of the transmission line And can be obtained more accurately.
[0066]
The means for removing the additional noise from the frequency response of the transmission line obtains a delay profile by performing inverse Fourier transform on the frequency response before the removal of the additional noise, and from this delay profile, an area in which the multipath component of the transmission line does not exist. A new delay profile is generated by performing filtering processing to remove the component to 0, and this is Fourier transformed to remove the additional noise and obtain the frequency response of the transmission line. The frequency response can be obtained more accurately.
[0067]
Further, the means for removing the additional noise from the frequency response of the transmission line performs a time-pass low-pass filter or a frequency-axis low-pass filter process on the frequency response before the additional noise removal to remove the additional noise and thereby reduce the frequency response of the transmission line. Therefore, it is possible to remove the additional noise and obtain the frequency response of the transmission line more accurately.
[0068]
Further, a means for obtaining a CN ratio of the received digital signal from the frequency response of the transmission line from which the additional noise of the transmission line is removed and the removed additional noise, and a CN ratio of the received digital signal are newly added as additional noise. Therefore, the equalization CN ratio due to the influence of the transmission path, the CN ratio deterioration amount due to the influence of the transmission path, and the error rate can be obtained more accurately.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a digital signal reception analysis apparatus according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a layout diagram of a scattered pilot (SP) according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 shows a phase diagram of a scattered pilot (SP) in the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 shows noise removal (part 1) of the frequency characteristic of the transmission line in the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 shows noise removal (part 2) of the frequency characteristic of the transmission line in the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a characteristic diagram of CN ratio versus bit error rate when additional noise is added in the first embodiment of the present invention.
FIG. 7 shows a configuration diagram of a conventional MER measuring apparatus.
FIG. 8 shows a configuration diagram of a conventional error rate measuring apparatus.
FIG. 9 shows a configuration diagram of a conventional transmission path response detection apparatus in OFDM signal reception.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Reception part 20 Transmission path response detection part 21 FFT circuit 22 Transmission path response estimation circuit 23 Noise removal circuit 30 Error rate measurement part 31 PN generation circuit 32 Modulation circuit 33 Frequency characteristic addition circuit 34 Noise addition circuit 35 Demodulation circuit 36 Error rate measurement Circuit 40 Equivalent CN operation unit 50 Transmission path

Claims

An apparatus for receiving and analyzing a digital signal, a means for estimating a frequency response of a transmission path from the received digital signal, a means for generating a pseudo random binary signal, and modulating the pseudo random binary signal as modulation data Means for adding the frequency response of the transmission path to the modulated digital signal, means for adding noise corresponding to the CN ratio set for the digital signal to which the frequency response is added, and adding the noise Means for demodulating the received signal, means for measuring the error rate by comparing the demodulated pseudo-random binary signal and the generated pseudo-random binary signal, and determining the transmission path from the set CN ratio and the measured error rate. Means for calculating the CN ratio degradation amount due to the equivalent CN ratio and the influence of the transmission path, and receiving digital signals. Analysis apparatus.

2. The digital signal reception analysis apparatus according to claim 1, wherein the means for estimating the frequency response of the transmission line includes means for removing additional noise in the transmission line.

The means for removing the additional noise from the frequency response of the transmission line obtains a delay profile by performing inverse Fourier transform on the frequency response before the removal of the additional noise, and the component of the region where the multipath component of the transmission line does not exist is obtained from the delay profile. 3. The digital signal according to claim 2, wherein a filtering process is performed to remove the noise by zero to generate a new delay profile, which is Fourier transformed to remove additional noise and obtain a frequency response of the transmission line. Reception analysis device.

The means for removing the additional noise from the frequency response of the transmission line obtains the frequency response of the transmission line by removing the additional noise by performing a time axis low pass filter or a frequency axis low pass filter process on the frequency response before the additive noise removal. The digital signal reception analysis apparatus according to claim 2.

Means for obtaining the CN ratio of the received digital signal from the frequency response of the transmission line from which the additional noise of the transmission line has been removed and the removed additional noise, and means for newly adding the CN ratio of the received digital signal as additional noise 5. The digital signal reception analysis apparatus according to claim 2, wherein the digital signal reception analysis apparatus comprises: