JP3958097B2

JP3958097B2 - Accelerator beam position measuring device

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Publication number: JP3958097B2
Application number: JP2002100790A
Authority: JP
Inventors: 敬雄八木; 直久都築; 武中田
Original assignee: Toshiba Corp; Toshiba System Technology Corp
Current assignee: Toshiba Corp; Toshiba System Technology Corp
Priority date: 2002-04-03
Filing date: 2002-04-03
Publication date: 2007-08-15
Anticipated expiration: 2022-04-03
Also published as: JP2003297600A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子等の粒子を加速する粒子加速器のビームモニタ装置において、特に真空ダクト内を通過する粒子群の真空ダクト断面上の通過位置を検出する加速器のビーム位置計測装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１４は、この種の粒子加速器の全体構成を示すブロック図である。図１４において、１は線型加速器であり、所定の運動エネルギーを持つ粒子、例えば電子ビームを出力する。ここで出力された電子ビームは、粒子輸送管１４を通り、静電インフレクター２によって静電偏向を受け、加速リング３の真空ダクト１５Ａ内の電子走行軌道に対して接線方向から入射する。加速リング３内には、偏向電磁石４Ａが図示の斜線位置に複数個配置されており、これによって線型加速器１から入射した電子ビームを偏向させる。よって、電子ビームは、この偏向電磁石４Ａが発生する磁場によって、所定の真空ダクト１５Ａの軌道内に収まるように制御される。
【０００３】
一方、５Ａは高周波加速空胴であり、この空胴内にはあらかじめ高周波電場が形成されていて、これによって電子ビームが周回軌道を回る時に失われる運動エネルギー(電磁波として失われるエネルギー)以上のエネルギーを電子ビームに与えて、これを徐々に加速する。また、この高周波加速空胴５Ａは、空胴内に発生させた電場によって電子ビームを加減速することにより、周回軌道上にバンチと呼ばれる電子ビームの進行方向にいくつかに区切られた粒子集団を生成する。この電子の粒子集団数は、ハーモニック数と呼ばれる。そして、所定の運動エネルギーに到達した電子ビームは、キッカー電磁石６とデフレクター電磁石７の発生する磁場により、加速リング３内の周回軌道から外されて、粒子輸送管８内に取り出される。
【０００４】
次に、ここで取り出された電子ビームは、蓄積リング９に到達して、内部にあるインフレクター電磁石１０とパータベイター電磁石１１の発生する磁場によって、蓄積リング９の真空ダクト１５Ｂ内の周回軌道に入る。この時、蓄積リング９内には、前述した加速リング３の場合と同様に、偏向電磁石４Ｓが斜線位置に複数個配置されており、入射した電子ビームの持つ運動エネルギー相当の磁場を事前に発生している。電子ビームは、この磁場により所定の周回軌道内に収まるように制御される。また、蓄積リング９内の高周波加速空胴５Ｓは、高周波加速空胴５Ａと同様な電子ビームの加速装置であり、この高周波加速空胴５Ｓ内に発生された電場によって、電子ビームを一定の運動エネルギーに保つように制御する。要するに、シンクロトロン放射現象による電子ビームの運動エネルギーの減衰を補う。
【０００５】
さらに、蓄積リング９内の偏向電磁石４Ｓには、ビームライン１２と呼ばれるポートが設けられており、所定の運動エネルギーを持つ電子ビームが偏向する時に発生するシンクロトロン放射光を、計測ポート１３まで導くよう配設されている。このシンクロトロン放射光は極端紫外連続光であり、計測ポート１３の光学系で分光処理された後、半導体製造装置の光源等に利用される。
【０００６】
なお、図１４に示した加速リング３、蓄積リング９、粒子輸送管８等には、偏向電磁石４Ａ、４Ｓの他に、四極磁石や六極磁石等が装置されており、またビームライン１２も複数個設けられているが、説明を簡単にする都合上、ここではその図示説明を省略している。
【０００７】
次に、前述した真空ダクト１５断面上の電子ビームの通過位置を検出するビーム位置計測装置について説明する。
図１５は、従来のビーム位置計測装置の構成を示すブロック図であり、４個のポジション電極２０を用いた場合の例を示している。
【０００８】
図１５において、真空ダクト１５は前述したように、電子ビームの平衡軌道を収めるダクトであり、高真空に保たれている。そして、図１５においてはこの真空ダクト１５内に取付けたビーム位置計測装置の断面図を示したものである。ビーム位置検出装置は、加速リング３や蓄積リング９の所定の位置に複数個取付けられている。ビーム位置計測装置は、各々ビームの通過位置を検出する複数のポジション電極２０−Ａ、２０−Ｂ、２０−Ｃ、２０−Ｄが真空ダクト１５内に設けられている。
【０００９】
いま、真空ダクト１５内のＡ点を電子ビームが通過したとする。この電子ビームは、前述したように、進行方向にバンチした状態で通過し、この周波数は高周波加速空胴５内の高周波電場と同一であり、周波数は例えば５００MHzでバンチした電子ビームが連続して、ほぼ光速でＡ点を通過する。従って、ポジション電極２０−Ａ、２０−Ｂ、２０−Ｃ、２０−Ｄにも、この５００MHzを基本波とする高周波電圧が発生する。
【００１０】
ここで、各ポジション電極２０の発生電圧は、電子ビームと各ポジション電極２０間の距離に比例するため、図示したＡ点の通過では、発生電圧は２０−Ａ＞２０−Ｄ＞２０−Ｂ＞２０−Ｃの関係になる。すなわち、電子ビームの通過点に一番近いポジション電極２０−Ａが一番発生電圧が大きく、一番遠いポジション電極２０−Ｃの発生電圧が一番小さいことになる。
【００１１】
この各ポジション電極２０で発生した高周波信号に対してアナログ信号処理回路２１、デジタル信号処理回路２２および計算機２３で後述する所定の処理を行い、電子ビームの平衡軌道に対する水平方向の偏差量と垂直方向の偏差量を算出する。この偏差量のことを加速器の分野ではＣＯＤ(Closed Orbit Distortion)と称し、各測定点(ポジション電極取付点)のＣＯＤを算出し、図１４では図示していないステアリングマグネットを用いて、水平方向、垂直方向のＣＯＤが最小となる補正を行う。この補正をＣＯＤ補正と称し、加速器の運転ではもっとも主要な調整の一つである。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
近年のビーム位置計測装置では、複数のポジション電極からの信号を一つのデジタル信号処理回路でデジタルサンプリングし、位置演算を行う方法が一般的である。図１６はビーム位置計測装置の一部分であるデジタル信号処理回路に着目した従来の一構成例を示すブロック図である。
【００１３】
図１６において、ポジション電極２０で発生した電圧信号はアナログ信号処理回路２１にて所定の処理を行った後、デジタル信号処理回路２２へ入力される。デジタル信号処理回路２２は、上述した様に複数のポジション電極２０からの信号を単一の回路で取り扱うために、その入力段に複数のフィルター１０１−１〜１０１−ｎを設け、さらに複数のフィルター１０１−１〜１０１−nの各々に対応した複数のＡＤ変換器１０２−１〜１０２−nを設けている。そして、ＡＤ変換器によってデジタル化された信号を蓄積するメモリ１０３と中央演算装置（CPU）１０４と伝送装置１０５とを収納している。さらに、デジタル信号処理回路２２内の各装置のデジタル信号処理を制御する制御回路１０６とＡＤ変換時のサンプリングクロックを制御するクロックバッファー１０７とを有している。
【００１４】
このような構成において、制御回路１０６に外部から計測開始トリガ１０８が入力されるとクロックバッファー１０７へサンプル開始指令１０９を出力し、クロックバッファー１０７はあらかじめ外部から入力している外部クロック１１０を各ＡＤ変換器１０２−１〜１０２−nへサンプリングクロック１１１Ａとして出力する。尚、サンプリングクロックは必ずしも外部クロックとする必要はなく、デジタル信号処理回路２２内に水晶発振器等を備えた内部クロック装置を設け、これをサプリングクロックとするようにしても良い。ここでは外部クロックを入力する方式で説明を行う。
【００１５】
サンプリングクロック１１１Ａを受けた各ＡＤ変換器１０２−１〜１０２−nは各々の対応するフィルター１０１−１〜１０１−nの出力信号をサンプリングクロック１１１Ａに従ってサンプルホールドし、各ＡＤ変換器１０２−１〜１０２−nでデジタル信号化する。デジタル化された信号は各ＡＤ変換器１０２−１〜１０２−nからメモリ１０３に送られて蓄積される。そして、制御回路１０６にサンプリングクロック１１１Ｂを入力してカウントすることで、メモリ１０３で必要量の信号蓄積後、クロックバッファー１０７から各ＡＤ変換器１０２−１〜１０２−nへ出力しているサンプリングクロック１１１Ａを停止し、メモリ１０３の内容を演算する演算指令１１２を中央演算装置１０４に出力し、位置信号を演算した後、伝送装置１０５から外部へ出力していた。
【００１６】
しかしながら、上述した方式では中央演算装置１０４で演算中はメモリ１０３の内容を書き替えられないため、一旦サンプリングクロック１１１Ａを停止し、各ＡＤ変換器１０２−１〜１０２−nの動作を停止しなければならず、位置計測によって補正電磁石でビーム位置補正をオンラインで行うフィードバック制御システムに採用するには時間がかかりすぎるという問題があった。
【００１７】
また、ビーム位置計測装置には、位置分解能の精度向上から、高精度化、高再現化を求められており、そのため温度変化による誤作動を防止する目的で恒温槽を設けて信号処理回路の周回温度をある特定の値で所定範囲内に制御する方法を採用しているものがある。図１７はビーム位置計測装置の一部分であるアナログ信号処理回路に着目した従来の構成例を示すブロック図である。
【００１８】
図１７の真空ダクト１５、ポジション電極２０−Ａ〜２０−Ｄおよびデジタル信号処理回路２２については図１６と同様のため説明を省略する。ポジション電極２０−Ａ〜２０−Ｄで誘起された高周波信号は時系列にマルチプレクサされ、もしくはそのまま直接アナログ信号処理回路２１に入力して所定の処理を行う。図１７では時系列にマルチプレクサした後アナログ信号処理回路２１に入力する方法を示している。アナログ信号処理回路２１は恒温槽４０１で外部と隔離した構造とし、その内部には発熱体４０２と温度センサー４０３を具備している。一方恒温槽４０１の外部には発熱体４０２へ電力供給を行う電源４０４を配置し、発熱体４０２への電力供給回路上に発熱体スイッチ４０５を備えている。また、温度センサー４０３からの温度モニタ信号は温度制御回路４０６に入力し、同制御回路４０６から発熱体スイッチ４０５へ開閉指令を出力する構成である。
【００１９】
このような構成で発熱体スイッチ４０５を閉とすれば、発熱体４０２に電力供給が行われ、恒温槽４０１内の温度は上昇する。そして温度センサー４０３にて温度監視を行い、あらかじめ設定した所定の上限温度との比較を温度制御回路４０６で行って、所定の上限温度に達したところで発熱体スイッチ４０５を開とすることで発熱体４０２への電力供給を断つ。その後恒温槽４０１内の温度が下降し、あらかじめ設定した所定の下限温度との比較を温度制御回路４０６で行って、所定の下限温度に達したところで発熱体スイッチ４０５を再び閉とする。このような作用を繰り返すことで恒温槽４０１内の温度はある特定の値で所定範囲内に制御することができる。
【００２０】
しかしながら、発熱体４０２がアナログ信号処理回路２１の直近にあるため、発熱体スイッチ４０５の開閉による逆起電力がアナログ信号処理回路２１のノイズ源となり、S／Nを低減させることによって信号計測精度の悪化をまねいていた。
【００２１】
更に図１５において、従来のアナログ信号処理回路２１（以降、位置信号処理回路と同じ意味）の出力はそのままデジタル信号処理回路２２（以降、アナログ入力手段とプロセッサと同じ意味）に入力される。このように構成された場合は、信号の絶対値が小さくなる範囲でも相対的な精度を確保するためにディジタル信号処理回路における量子化ビット数を増やす必要がある。しかしながら、量子化ビット数を増やすと変換処理スピードが遅くなるという課題があった。
【００２２】
また、図１５において、従来のアナログ信号処理回路２１の出力信号はデジタル信号処理回路２２に入力される際に、図示していないが、アナログ信号処理回路２１からのトリガ信号をデジタル信号処理回路２２に入力することにより相互に同期をとっている。
【００２３】
このように構成された場合は、アナログ信号処理回路２１の出力信号はデジタル信号処理回路２２が近接して設置される場合は良いが、複数のアナログ信号処理回路２１が分散して設置され、かつデジタル信号処理回路２２を遠隔に設置しなければならない場合には複数の信号間の同期を確保できなくなるという問題がある。特に、大規模な加速器システムでこの問題は顕著となる。
【００２４】
更にまた、図１５において、従来のアナログ信号処理回路２１の出力信号はデジタル信号処理回路２２に入力し、デジタル信号処理回路２２において、ビーム位置を適正値とするよう電磁石を励磁する電流値を演算して電磁石電源に対して電流基準値を出力している。これは、ビーム位置のフィードバック制御を行うことを意味している。このようなビーム位置のフィードバック制御は、位置信号が所定の範囲外では適切な制御を行うことが困難で、通常はフィードバック制御が可能な範囲となったか否かを人が判断して、可能となった場合にフィードバック制御を有効とするといった複雑な操作を行っている。
【００２５】
本発明は以上の課題を解決するためになされたものであり、メモリの内容を中央演算装置で演算している間もＡＤ変換器でのサンプルホールドを停止することが無く、高速入出力が行える加速器のビーム位置計測装置を得ることを目的とする。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の請求項１に記載の発明は、電子ビームの平衡軌道を収める真空ダクト内に設けられた複数のポジション電極と、このポジション電極で発生した電圧信号をアナログ処理するアナログ信号処理回路と、このアナログ信号処理回路のアナログ信号の帯域を制限するフィルターと、サンプリングクロックに従ってデジタルサンプリングを行うＡＤ変換器と、デジタルサンプリングしたデータを蓄積するメモリと、このメモリに蓄積されたデータを演算処理する中央演算装置と、中央演算装置で演算処理した信号を伝送する伝送回路と、これらのデジタル信号処理を制御する制御回路とを備えた加速器のビーム位置計測装置において、デジタルサンプリングしたデータを蓄積するメモリを複数個有することを特徴とする。
【００２７】
この発明によれば、メモリを切換えて、データ蓄積と蓄積したデータの読込みを交互に行うことにより、メモリの内容を書き替えながら中央演算装置での演算処理を同時に行う。
【００２８】
上記目的を達成するため、本発明の請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、ポジション電極を時系列的に切換え、この切換に同期した電極切換トリガ信号をメモリに蓄積することを特徴とする。
この発明によれば、メモリに電極切換トリガ信号を取り込んで各ポジション電極信号を識別することにより、中央演算装置での処理時間を高速化する。
【００２９】
上記目的を達成するため、本発明の請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の発明において、ポジション電極切換後の過渡現象部分を特定する過渡部設定手段を備え、この過渡部設定手段からの過渡部設定信号を制御回路に入力することを特徴とする。
【００３０】
この発明によれば、設定されたサンプリング範囲に該当する収集データを認識し、中央演算装置での演算に指定された過渡現象部分のデータを使用しないで排除することにより安定データのみでの中央演算装置での処理を行う。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下本発明第１の実施の形態について図１を参照して説明する。図１において、本実施の形態における加速器のビーム位置計測装置は、デジタル信号処理回路２２に２台のメモリ１０３Ａと１０３Ｂとを設け、各々のメモリ１０３Ａ、１０３Ｂを切換回路１５０と１５１とに接続する。そして従来と同様に複数のフィルター１０１−１〜１０１−nと、各々のフィルターに対応した複数のＡＤ変換器１０２−１〜１０２−nを配置し、中央演算装置１０４と伝送装置１０５とを備え、さらに制御回路１０６とクロックバッファー１０７とを有した構成となっている。
【００４３】
このような構成において、制御回路１０６に外部からの計測トリガ１０８が入力されるとクロックバッファー１０７へサンプル開始指令１０９を出力し、あらかじめ外部から入力している外部クロック１１０を各ＡＤ変換器１０２−１〜１０２−nへサンプリングクロック１１１Aとして出力する。サンプリングクロック１１１Aを受けた各ＡＤ変換器１０２−１〜１０２−nは各々の対応するフィルター１０１−１〜１０１−nの出力信号をサンプリングクロック１１１Ａに従ってサンプルホールドしデジタル信号化する。デジタル化された信号は各ＡＤ変換器１０２−１〜１０２−nから切換回路１５０によって接続されているメモリ１０３Ａに送られて蓄積する。そして制御回路１０６にサンプリングクロック１１１Ｂを入力してカウントすることでメモリ１０３Ａで必要量の信号蓄積後、制御回路１０６は切換回路１５０と１５１に対し切換指令１６０と１６１を同時に出力することにより接続ラインを各々切り換える。切換指令１６０により切換回路１５０はメモリ１０３Ｂに接続され、各ＡＤ変換器１０２−１〜１０２−nからのデータ蓄積を継続して行うと同時に、切換指令１６１により切換回路１５１はメモリ１０３Ａと接続される。制御回路１０６より演算指令１１２を中央演算装置１０４に出力する。メモリ１０３Ｂで必要量の信号蓄積後は、制御回路１０６により、切換回路１５０と１５１に対し切換指令１６０と同１６１を出力し、互いの処理を切換えながら処理を継続させる。中央演算装置１０４は従来同様にメモリ１０３Ａと１０３Ｂから出力された位置信号を演算した後、伝送装置１０５から外部へ出力する。
【００４４】
このような構成によれば、２台のメモリ１０３Ａと１０３Ｂを配置し制御回路１０６により切換制御することで、片方のメモリでＡＤ変換器１０２−１〜１０２−nからのデータ入力処理行いながら同時にもう一方のメモリの内容を中央演算装置１０４で演算を行うことが可能となり、ＡＤ変換器１０２−１〜１０２−nでのサンプルホールドを停止することのない、フィードバック制御を可能とする高速入出力が行える。
【００４５】
次に本発明の第２の実施の形態について図２を参照して説明する。図２（Ａ）に示すように本実施の形態のデジタル信号処理回路２２は図１に示した構成において、ポジション電極２０を時系列に切換える信号に同期した電極切換トリガ信号２０１を制御回路１０６に入力する構成としている。
【００４６】
この構成の作用を、図２（Ｂ）を参照して説明する。図２（Ｂ）は図２（Ａ）の各要素の動作について時間の経過にそって図示した動作タイムチャートである。
【００４７】
制御回路１０６に外部からの計測開始トリガ信号１０８が入力されると（Ｔ１）、ＡＤ変換器１０２−１〜１０２−nでデータのサンプリングが行われメモリ１０３Ａ又は１０３Ｂにデータが蓄積される。ここで、複数のポジション電極２０−Ａ〜２０−Ｄからの信号は時系列に切換えられて処理されるために、対応するＡＤ変換器の出力信号も時系列に変化する。
【００４８】
今、一つのＡＤ変換器、例えば１０２−２のサンプリング後の出力に注目するとその内容は図２（Ｂ）のサンプルデータに示す状況となる。サンプルデータのＡがポジション電極２０−Ａに対応し、順次サンプルデータＢがポジション電極２０−Ｂに……、そしてサンプルデータＤがポジション電極２０−Ｄに対応する。
【００４９】
そして、制御回路１０６に計測開始トリガ信号１０８が入力された（Ｔ１）後、ポジション電極２０−Ａの接続に同期した電極切換トリガ信号２０１−１の入力があると（Ｔ２）、制御回路１０６は接続されているメモリ１０３Ａ又は１０３Ｂに対し電極識別信号２１１−１を出力し（Ｔ３）、電極識別信号２１１−１を書きこんだ後にポジション電極２０-Ａに対応したサンプルデータＡを蓄積する（Ｔ４）。
【００５０】
次に、電極２０−Ｂの接続切換に同期した電極切換トリガ信号２０１−２の入力があると（Ｔ５）、制御回路１０６は前記と同様にしてメモリ１０３Ａ又は１０３Ｂに対し電極識別信号２１１−２を出力し（Ｔ６）、電極識別信号２１１−２を書きこんだ後にポジション電極２０−Ｂに対応したサンプルデータＢを蓄積する（Ｔ７）。以降発生する電極切換トリガ信号２０１−３、２０１−４（Ｔ８、Ｔ９）に対し同様に、電極識別信号２１１−３、２１１−４を出力し（Ｔ１０、Ｔ１１）、メモリ１０３Ａ又は１０３Ｂに書き込み制御を繰り返すことで、メモリ１０３Ａ又は１０３Ｂのアドレスに蓄積されるデータは図２（Ｂ）で示す内容で保持される。
【００５１】
このような構成によれば、各々のポジション電極２０の信号をメモリ１０３Ａ又は１０３Ｂでデータ蓄積された時点で電極識別信号２１１−１から２１１−４で識別できることになり、中央演算装置１０４で電極信号識別処理を必要としなくなるため、高速入出力が行える。
【００５２】
次に本発明の第３の実施の形態について図３を参照して説明する。図３に示すように、本実施の形態のデジタル信号処理回路２２は図２（Ａ）に示した構成において、過渡部設定手段３０１を設け、この過渡部設定手段３０１から制御回路１０６へ過渡部設定信号３１１を出力するようにしている。
【００５３】
このような構成における各要素の動作については前述した図２に示したものと同一である。従って、メモリ１０３Ａ又は１０３Ｂには図２（Ｂ）で示す内容のデータが保持される。そして、このデータは中央演算装置１０４にて演算されるのであるが、この時にサンプルデータＡ〜Ｄ各々において、あらかじめ制御回路１０６に過渡部設定手段３０１からの過渡部設定信号３１１にて設定された個数を、各々の先頭アドレスから使用しないで演算するようにする。よって、中央演算装置１０４で演算される位置信号はサンプルデータＡ〜Ｄの各々に含まれている、電極切換からの特定時間にサンプリングされた過渡データを除いて演算することができる。
【００５４】
このような構成によれば、外部からの過渡部設定手段３０１から設定される過渡部設定信号３１１によって、蓄積されたデータのうち不安定データを排除し処理を行うことにより、位置信号計測精度が向上し、高速入出力が行える。
【００５５】
次に本発明の第４の実施の形態について図４を参照して説明する。図４に示すように、本実施の形態のアナログ信号処理回路２１は、恒温槽４０１を信号処理回路と温度センサー４０３を収納した信号処理部恒温槽４０７と発熱体４０２を収納した温度調整恒温槽４０８とに分割し、温度調整恒温槽４０８を信号処理部恒温槽４０７と距離を置いて配置し、この両者の恒温槽を管路４０９Ａと４０９Ｂで接続し、管路上に送風装置４１０を配置し、そして電源４０４と発熱体スイッチ４０５と温度制御回路４０６とを恒温槽４０１の外部に配置した構成となっている。また、温度センサー４０３からの温度モニタ信号は温度制御回路４０６に入力し、温度制御回路４０６から発熱体スイッチ４０５へ開閉指令を出力する構成は従来と同様である。
【００５６】
このような構成において、発熱体スイッチ４０５を閉とすれば発熱体４０２に電力供給が行われ温度調整恒温槽４０８内の温度は上昇する。温度調整恒温槽４０８内の温度上昇した空気は送風装置４１０により管路４０９Ａを通って信号処理部恒温槽４０７へ送られるので、信号処理部恒温槽４０７内の温度も上昇する。そして温度センサー４０３にて温度監視を行い、あらかじめ設定した所定の上限温度との比較を温度制御回路４０６で行って、所定の上限温度に達したところで発熱体スイッチ４０５を開とすることで発熱体４０２への電力供給を断つ。その後信号処理部恒温槽４０７内の温度が下降し、あらかじめ設定した所定の下限温度との比較を温度制御回路４０６で行って、所定の下限温度に達したところで発熱体スイッチ４０５を再び閉とする。このような作用を繰り返すことで信号処理部恒温槽４０７内の温度はある特定の値で所定範囲内に制御される。
【００５７】
このような構成によれば、信号処理部恒温槽４０７から距離を置いた温度調整恒温槽４０８に発熱体４０２を収納しているため、発熱体スイッチ４０５を開閉することで発生する逆起電力によるノイズがアナログ信号処理回路２１のノイズ源となることを防止でき、かつ、アナログ信号処理回路２１は信号処理部恒温槽４０７である特定の温度で所定範囲に保たれる。よって、信号処理回路にノイズ源のない恒温槽を備え、高精度、高再現性が実現できる。
【００５８】
次に、本発明の第５の実施の形態について図５を参照して説明する。図５に示すように本実施の形態のアナログ信号処理回路２１は図４に示した構成において、温度調整恒温槽４０８内に冷却器５０１を併設収納し、恒温槽４０１の外部に冷却器５０１の発生する熱を放出する放熱器５０２と冷却器スイッチ５０３を併設配置し、電源４０４から発熱体スイッチ４０５と発熱体４０２に電力供給するように、冷却器スイッチ５０３と放熱器５０２へも並列に電力供給する構成となっている。また、温度制御回路４０６から冷却器スイッチへも開閉指令を出力する構成となっている。
【００５９】
このような構成において、発熱体スイッチ４０５を開閉することで信号処理部恒温槽４０７の温度制御ができることは前述した通りである。しかし図５においては発熱体スイッチ４０５の他に冷却器スイッチ５０３を具備しており、この冷却器スイッチ５０３を開閉することで、冷却器５０１に接続された放熱器５０２に電力を供給したり断ったりすることができる。即ち、冷却器５０１で温度調整恒温槽４０８内の温度を恒温槽４０１の周囲温度より低減することが可能であり、従って信号処理部恒温槽４０７の温度も周囲温度より低減された温度で所定範囲に制御できる。
【００６０】
このような構成によれば、信号処理部恒温槽４０７から距離を置いた温度調整恒温槽４０８に発熱体４０２や冷却器５０１を収納しているため、発熱体スイッチ４０５を開閉することで発生する逆起電力によるノイズがアナログ信号処理回路２１のノイズ源となることを防止でき、かつ、信号処理回路は信号処理部恒温槽４０７である任意の温度で所定範囲に保たれる。そして、その任意の温度は恒温槽４０１の周囲温度より低減させることが可能であり、熱雑音を低減することが可能となる。よって、信号処理回路にノイズ源のない恒温槽を備え、より高精度、高再現性が実現できる。
【００６１】
次に、本発明の第６の実施の形態について図６を参照して説明する。図６に示すように、本実施の形態は図５に示した構成において、信号処理部恒温槽４０７を処理回路毎恒温槽６０１−１〜６０１−nに分割し、同恒温槽６０１−１〜６０１−nには各々処理回路毎温度センサー６０２−１〜６０２−nを収納し、さらに、処理回路毎送風装置６０３−１〜６０３−nを配置した構成となっている。また、処理回路毎温度センサー６０２−１〜６０２−nの出力は温度制御回路４０６に接続され、処理回路毎送風装置６０３−１〜６０３−nも温度制御回路４０６から制御される構成となっている。
【００６２】
このような構成において、発熱体スイッチ４０５を開閉することと冷却器スイッチ５０３を開閉することで温度調整恒温槽４０８内の温度を任意の温度で制御できる。そして処理回路毎に分割された処理回路恒温槽６０１−１〜６０１−n内の温度は各々の処理回路毎温度センサー６０２−１〜６０２−nで温度監視され、あらかじめ設定した所定の上限温度との比較を温度制御回路４０６で行って、各々が所定の上限温度に達したところで対応する処理回路毎送風装置６０３−１〜６０３−nを停止する。その後処理回路毎恒温槽６０１−１〜６０１−n内の温度が下降し、あらかじめ設定した所定の下限温度との比較を温度制御回路４０６で行って、各々が所定の下限温度に達したところで処理回路毎送風装置６０３−１〜６０３−nを再度運転する。このような作用を繰り返すことで処理回路毎恒温槽６０１−１〜６０１−n内の温度はある任意の値で所定範囲内に制御できる。従って、信号処理部の恒温槽の体積が小さいので、処理回路毎恒温槽６０１−１〜６０１−n内はより均一な温度制御を行うことが可能である。
【００６３】
このような構成によれば、信号処理毎恒温槽６０１−１〜６０１−nから距離を置いた温度調整恒温槽４０８に発熱体４０２や冷却器５０１を収納しているため、発熱体スイッチ４０５を開閉することで発生する逆起電力によるノイズがアナログ信号処理回路のノイズ源となることを防止でき、かつ、アナログ信号処理回路２１は処理回路毎恒温槽６０１−１〜６０１−nで任意でより均一な温度で所定範囲に保たれる。そして均一な温度に制御されることでより誤差の増減のない安定的な処理回路となる。
【００６４】
次に、本発明の第７の実施の形態について図７を参照して説明する。図７に示すように、本実施の形態は位置センサ７００に接続した位置信号処理回路７０１と、この位置信号処理回路７０１の出力によりゲインを判定するゲイン判定手段７０２と、このゲイン判定手段７０２により前記の位置信号処理回路７０１の出力の減衰量を切換える減衰量切換え手段７０３と、この減衰量切換え手段７０３の出力を位置データに変換してプロセッサ７０６に入力にするアナログ信号入力手段７０４と、前記のゲイン判定手段７０２の選択信号を減衰量データとしてプロセッサ７０６に入力するデジタル入力手段７０５を備えている。
【００６５】
この減衰量データは、減衰しない選択のときは１、アッテネータが挿入される選択のときは、その減衰量（例えば、０．３）を示す数値となる。プロセッサ７０６は、位置データに対して、減衰量データの逆数を乗じる補正を行う。図８は、このようなプロセッサ７０６の作用を説明するものであり、位置信号が所定のレベルＬより大きい範囲においてはアッテネータにより信号は減衰させてアナログ信号入力手段７０４の入力可能な範囲としている。このとき、プロセッサ７０６は減衰量の逆数を位置データに乗ずるため、位置データは減衰前の数値に復元される。Ｌより信号レベルが低下すると、アッテネータの挿入なしに切り替わり、減衰量なしの数値となる。
このような構成によれば、信号レベルの低くなる範囲でも、相対的な精度を確保することがきる。
【００６６】
次に、第８の実施の形態について図９を参照して説明する。図９に示すように、本実施の形態は、減衰量切換え手段７０３に対する切換え信号が、デジタル信号出力手段７０８より出力される。位置信号処理回路７０１は、アナログ信号出力手段７０９よりＣＯＤ相当の位置信号が与えられる。デジタル信号出力手段７０８とアナログ信号出力手段７０９は、プロセッサ７０６とバスでつながり、プロセッサ７０６より出力値を指定できる。
【００６７】
このような構成における作用を図１０のタイムチャートにより説明する。この図で、アナログ信号入力手段７０４に入力される信号はＢ_１のように変化する。このとき、減衰量切換え手段７０３は、減衰を挿入する側に切り替えられている（この状態をＣＯＤモードと称する）。また、アナログ信号出力手段７０９はＢ_２で示すように０を出力する。信号Ｂ_１は、プロセッサ７０６の演算動作により平均化されて、その平均値をＣＯＤ値とする。この平均化時間は、必要十分な時間を予め定めておくことができる。ＣＯＤ値が定まったところで、Ｃのタイミングにおいて、アナログ信号出力手段７０９は、出力値をＣＯＤ値（Ｄ）に切換え、かつ、デジタル信号出力手段７０８により、減衰量切換え手段７０３を減衰無しの側に切換える。この動作により、位置信号処理回路７０１は、ＣＯＤ値からの変化分を出力し、かつ減衰が挿入されなくなるので、アナログ信号入力手段７０４の入力信号は、Ｅのように、ＣＯＤ値からの変化分となる。
このような構成によれば、ＣＯＤ値からの変化分が微小であっても、精度良く計測することが可能となる。
【００６８】
次に、第９の実施の形態について図１１を参照して説明する。図１１に示すように、本実施の形態は、複数の位置信号処理回路７０１のそれぞれに位置信号処理トリガ信号７１１を与え、かつ、複数のアナログ信号入力手段７０４のそれぞれにデジタル変換トリガ信号７１２を与える同期信号発生手段７１０を備え、この同期信号発生手段７１０が複数の位置信号処理トリガ信号７１１および複数のデジタル変換トリガ信号７１２のそれぞれに対してディレー時間を与える構成となっている。
【００６９】
図１２は、同期信号発生手段７１０の一例を示す。周期信号発生回路７２０の出力は、ディレー設定手段７２１−１〜７２１−ｉに分岐して入力し、これらディレー設定手段７２１−１〜７２１−ｉの出力が複数の位置信号処理回路７０１のそれぞれに与えられる。また、周期信号発生回路７２０の出力は、ディレー設定手段７２２を介して、ディレー設定手段７２３−１〜７２３−ｊに分岐して入力し、これらディレー設定手段７２３−１〜７２３−ｊの出力が複数のアナログ信号入力手段７０４のそれぞれに与えられる。
【００７０】
このような構成によれば、ディレー設定手段は、ディレーラインを用いて、個々にディレー値を設定できるため、大規模システムにおける信号ケーブル長の相違によるタイミング動作のずれをなくし、複数の位置計測信号の同期を確保することが可能となる。
【００７１】
次に、第１０の実施の形態について図１３を参照して説明する。図１３に示すように、本実施の形態は、位置信号入力手段７３０による位置データを用いてフィードバック制御の可否を判定するフィードバック判定手段７３１と、このフィードバック判定手段７３１によりフィードバック制御が可能と判断したときにフィードバック制御手段７３２を有効としてこのフィードバック制御手段７３２の出力のフィードバック基準値に対して基準値設定手段７３３において基準値を加算する基準値加算手段７３４を備えている。
【００７２】
ここで、基準値設定手段７３３は、フィードバック制御なしの場合の各電磁石の電流基準値を与えるものであり、この基準値が適正に与えられることにより、ビーム位置はフィードバック制御の可能な範囲とすることができる。通常は、この基準値は理論計算値を基にするが、動作させてから電磁石電流値の微調整を行った結果を反映させる場合が多い。
【００７３】
表１は、位置信号入力手段７３０により得られる位置信号に対して、それぞれに上限値と下限値を記録する表であり、フィードバック判定手段７３１はすべての信号が、この表で与えられる上限値と下限値の範囲となったときにフィードバック制御が有効と判断する。
【００７４】
【表１】

【００７５】
このような構成によれば、位置フィードバック制御を人手を煩わす必要無く自動で動作させることが可能となる。
【００７６】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、加速器のビーム位置計測装置において、デジタルサンプリングしたデータを蓄積するメモリを複数個有し、このメモリを切換えて、データ蓄積と蓄積したデータの読込みを交互に行うようにしたので、高速入出力が行え、高精度、高再現性があり、大規模加速器における複数のビーム位置計測手段を設置する場合に、それぞれのビーム位置計測信号の同期を確保することが出来、更にまた、人の判断と操作を不要とするビーム位置フィードバック制御装置を備えた加速器のビーム位置計測装置を得ることが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態に係るデジタル信号処理回路を示すブロック図。
【図２】第２の実施の形態に係るデジタル信号処理回路を示すブロック図。
【図３】第３の実施の形態に係るデジタル信号処理回路を示すブロック図。
【図４】第４の実施の形態に係るアナログ信号処理回路を示すブロック図。
【図５】第５の実施の形態に係るアナログ信号処理回路を示すブロック図。
【図６】第６の実施の形態に係るアナログ信号処理回路を示すブロック図。
【図７】第７の実施の形態に係るビーム位置計測装置の構成を示すブロック図。
【図８】第７の実施の形態に係る作用を説明する波形図。
【図９】第８の実施の形態に係るビーム位置計測装置の構成を示すブロック図。
【図１０】第８の実施の形態に係る作用を説明する波形図。
【図１１】第９の実施の形態に係るビーム位置計測装置の構成を示すブロック図。
【図１２】第９の実施の形態に係る同期信号発生手段の構成を示すブロック図。
【図１３】第１０の実施の形態に係るビーム位置制御装置の構成を示すブロック図。
【図１４】加速器全体の構成を示す概要図。
【図１５】加速器のビーム位置計測装置を示す概略ブロック図。
【図１６】従来の加速器のビーム位置計測装置におけるデジタル信号処理回路を示すブロック図。
【図１７】従来の加速器のビーム位置計測装置におけるアナログ信号処理回路を示すブロック図。
【符号の説明】
１…線型加速器、３…加速リング、９…蓄積リング、１５Ａ，１５Ｂ…真空ダクト、２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄ…ポジション電極、２１…アナログ信号処理回路、２２…デジタル信号処理回路、１０１−１〜１０１−ｎ…フィルター、１０２−１〜１０２−ｎ…ＡＤ変換器、１０３Ａ，１０３Ｂ…メモリ、１０４…中央演算装置、１０５…伝送装置、１０６…制御回路、１５０，１５１…切換回路、３０１…過渡部設定手段、４０２…発熱体、４０３…温度センサ、４０７…信号処理部恒温層、４０８…温度調整恒温槽、４１０…送風装置、５０１…冷却器、５０２…放熱器、６０１−１〜６０１−ｎ…処理回路毎恒温槽、７００…位置センサ、７０１…位置信号処理回路、７０２…ゲイン判定手段、７０３…減衰量切換え手段、７０４…アナログ信号入力手段、７０５…デジタル信号入力手段、７０６…プロセッサ、７０８…デジタル信号出力手段、７０９…アナログ信号出力手段、７２０…同期信号発生回路、７２１…ディレー設定手段、７３１…フィードバック判定手段、７３２…フィードバック制御手段。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a beam monitor device for a particle accelerator that accelerates particles such as electrons, and more particularly to a beam position measuring device for an accelerator that detects a passing position of a particle group passing through a vacuum duct on a cross section of the vacuum duct.
[0002]
[Prior art]
FIG. 14 is a block diagram showing the overall configuration of this type of particle accelerator. In FIG. 14, reference numeral 1 denotes a linear accelerator, which outputs particles having a predetermined kinetic energy, such as an electron beam. The electron beam output here passes through the particle transport tube 14, is subjected to electrostatic deflection by the electrostatic inflector 2, and enters the electron traveling trajectory in the vacuum duct 15 </ b> A of the acceleration ring 3 from the tangential direction. In the acceleration ring 3, a plurality of deflection electromagnets 4A are arranged at the hatched positions shown in the figure, and thereby the electron beam incident from the linear accelerator 1 is deflected. Therefore, the electron beam is controlled by the magnetic field generated by the deflection electromagnet 4A so as to be within the orbit of the predetermined vacuum duct 15A.
[0003]
On the other hand, 5A is a high-frequency accelerating cavity, and a high-frequency electric field is formed in the cavity in advance, so that the energy higher than the kinetic energy (energy lost as electromagnetic waves) lost when the electron beam goes around the orbit. Is applied to the electron beam, and this is gradually accelerated. The high-frequency accelerating cavity 5A accelerates or decelerates an electron beam by an electric field generated in the cavity, thereby generating a group of particles divided into several in the traveling direction of an electron beam called a bunch on a circular orbit. Generate. This number of electron particle populations is called the harmonic number. Then, the electron beam that has reached a predetermined kinetic energy is removed from the orbit in the acceleration ring 3 by the magnetic field generated by the kicker magnet 6 and the deflector electromagnet 7 and taken out into the particle transport tube 8.
[0004]
Next, the electron beam extracted here reaches the storage ring 9 and enters a circular orbit in the vacuum duct 15B of the storage ring 9 by the magnetic field generated by the inflector electromagnet 10 and the pervater electromagnet 11 inside. . At this time, in the storage ring 9, as in the case of the acceleration ring 3 described above, a plurality of deflection electromagnets 4S are arranged at the hatched positions, and a magnetic field corresponding to the kinetic energy of the incident electron beam is generated in advance. is doing. The electron beam is controlled by this magnetic field so as to be within a predetermined orbit. The high-frequency accelerating cavity 5S in the storage ring 9 is an electron beam accelerating device similar to the high-frequency accelerating cavity 5A. The electric field generated in the high-frequency accelerating cavity 5S moves the electron beam in a certain motion. Control to keep energy. In short, it compensates for the kinetic energy decay of the electron beam due to the synchrotron radiation phenomenon.
[0005]
Further, the deflecting electromagnet 4S in the storage ring 9 is provided with a port called a beam line 12, and the synchrotron radiation generated when an electron beam having a predetermined kinetic energy is deflected is guided to the measurement port 13. It is arranged so that. This synchrotron radiation is extreme ultraviolet continuous light, which is spectrally processed by the optical system of the measurement port 13 and then used as a light source for a semiconductor manufacturing apparatus.
[0006]
In addition to the

deflecting electromagnets

4A and 4S, the accelerating ring 3, the storage ring 9, the particle transport tube 8 and the like shown in FIG. Although there are a plurality of them, their illustrations are omitted here for the sake of simplicity.
[0007]
Next, a beam position measuring apparatus that detects the passage position of the electron beam on the cross section of the vacuum duct 15 described above will be described.
FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of a conventional beam position measuring apparatus, and shows an example in which four position electrodes 20 are used.
[0008]
In FIG. 15, as described above, the vacuum duct 15 is a duct that stores the equilibrium trajectory of the electron beam, and is maintained at a high vacuum. FIG. 15 shows a cross-sectional view of the beam position measuring device mounted in the vacuum duct 15. A plurality of beam position detection devices are attached to predetermined positions of the acceleration ring 3 and the storage ring 9. In the beam position measuring apparatus, a plurality of position electrodes 20 -A, 20 -B, 20 -C, and 20 -D for detecting the beam passing positions are provided in the vacuum duct 15.
[0009]
Assume that the electron beam passes through point A in the vacuum duct 15. As described above, this electron beam passes in a bunch state in the traveling direction, and this frequency is the same as the high-frequency electric field in the high-frequency accelerating cavity 5, and the frequency of the electron beam bunched at, for example, 500 MHz is continuous. It passes through point A at almost the speed of light. Therefore, a high frequency voltage having a fundamental wave of 500 MHz is also generated in the position electrodes 20-A, 20-B, 20-C, and 20-D.
[0010]
Here, since the generated voltage of each position electrode 20 is proportional to the distance between the electron beam and each position electrode 20, the generated voltage is 20-A>20-D>20-B> when passing through the point A shown in the figure. The relationship is 20-C. That is, the position electrode 20-A closest to the passing point of the electron beam has the highest generated voltage, and the generated voltage of the position electrode 20-C farthest away is the lowest.
[0011]
The analog signal processing circuit 21, digital signal processing circuit 22, and computer 23 perform predetermined processing to be described later on the high-frequency signal generated at each position electrode 20, and the horizontal deviation amount and the vertical direction with respect to the balanced orbit of the electron beam. The amount of deviation is calculated. This deviation amount is referred to as COD (Closed Orbit Distortion) in the field of accelerators, and the COD of each measurement point (position electrode attachment point) is calculated. Using a steering magnet not shown in FIG. Correction that minimizes the COD in the vertical direction is performed. This correction is called COD correction and is one of the most important adjustments in the operation of the accelerator.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
In recent beam position measuring apparatuses, a method is generally used in which signals from a plurality of position electrodes are digitally sampled by a single digital signal processing circuit to perform position calculation. FIG. 16 is a block diagram showing an example of a conventional configuration focusing on a digital signal processing circuit which is a part of a beam position measuring apparatus.
[0013]
In FIG. 16, the voltage signal generated at the position electrode 20 is subjected to predetermined processing by the analog signal processing circuit 21 and then input to the digital signal processing circuit 22. The digital signal processing circuit 22 is provided with a plurality of filters 101-1 to 101-n at its input stage in order to handle signals from the plurality of position electrodes 20 with a single circuit as described above, and further to the plurality of filters. A plurality of AD converters 102-1 to 102-n corresponding to each of 101-1 to 101-n are provided. A memory 103, a central processing unit (CPU) 104, and a transmission device 105 that store signals digitized by the AD converter are accommodated. Further, the digital signal processing circuit 22 includes a control circuit 106 that controls digital signal processing of each device and a clock buffer 107 that controls a sampling clock during AD conversion.
[0014]
In such a configuration, when a measurement start trigger 108 is input from the outside to the control circuit 106, a sample start command 109 is output to the clock buffer 107, and the clock buffer 107 receives the external clock 110 input from the outside in advance for each AD. A sampling clock 111A is output to the converters 102-1 to 102-n. Note that the sampling clock does not necessarily need to be an external clock, and an internal clock device provided with a crystal oscillator or the like may be provided in the digital signal processing circuit 22 and this may be used as a sampling clock. Here, a description will be given by a method of inputting an external clock.
[0015]
The AD converters 102-1 to 102-n that have received the sampling clock 111A sample and hold the output signals of the corresponding filters 101-1 to 101-n according to the sampling clock 111A, and the AD converters 102-1 to 102-1 A digital signal is generated at 102-n. The digitized signal is sent from each AD converter 102-1 to 102-n to the memory 103 and stored therein. Then, the sampling clock 111B is input to the control circuit 106 and counted, whereby the sampling clock output from the clock buffer 107 to each of the AD converters 102-1 to 102-n after the necessary amount of signals is accumulated in the memory 103. 111A is stopped, a calculation command 112 for calculating the contents of the memory 103 is output to the central processing unit 104, a position signal is calculated, and then output from the transmission device 105 to the outside.
[0016]
However, in the above-described method, the contents of the memory 103 cannot be rewritten during the calculation by the central processing unit 104, so the sampling clock 111A must be stopped and the operations of the AD converters 102-1 to 102-n must be stopped. In other words, it takes too much time to adopt a feedback control system that performs on-line beam position correction with a correction electromagnet by position measurement.
[0017]
In addition, the beam position measurement device is required to have high accuracy and high reproducibility in order to improve the accuracy of the position resolution. For this reason, a constant temperature bath is provided for the purpose of preventing malfunction due to temperature change, and the signal processing circuit is circulated. Some adopt a method of controlling the temperature within a predetermined range with a specific value. FIG. 17 is a block diagram showing a conventional configuration example focusing on an analog signal processing circuit which is a part of a beam position measuring apparatus.
[0018]
The vacuum duct 15, the position electrodes 20-A to 20-D and the digital signal processing circuit 22 in FIG. 17 are the same as those in FIG. The high frequency signals induced by the position electrodes 20-A to 20-D are multiplexed in time series or directly input to the analog signal processing circuit 21 as they are to perform predetermined processing. FIG. 17 shows a method of inputting to the analog signal processing circuit 21 after multiplexing in time series. The analog signal processing circuit 21 has a structure isolated from the outside by a thermostatic bath 401, and includes a heating element 402 and a temperature sensor 403 inside the analog signal processing circuit 21. On the other hand, a power supply 404 for supplying power to the heating element 402 is disposed outside the thermostatic chamber 401, and a heating element switch 405 is provided on a power supply circuit to the heating element 402. Further, the temperature monitor signal from the temperature sensor 403 is input to the temperature control circuit 406, and an open / close command is output from the control circuit 406 to the heating element switch 405.
[0019]
If the heating element switch 405 is closed in such a configuration, power is supplied to the heating element 402 and the temperature in the thermostatic chamber 401 rises. Then, the temperature is monitored by the temperature sensor 403, the temperature control circuit 406 compares with a predetermined upper limit temperature set in advance, and when the predetermined upper limit temperature is reached, the heating element switch 405 is opened to thereby generate the heating element. The power supply to 402 is cut off. Thereafter, the temperature in the thermostatic chamber 401 is lowered and compared with a predetermined lower limit temperature set in advance by the temperature control circuit 406. When the predetermined lower limit temperature is reached, the heating element switch 405 is closed again. By repeating such an action, the temperature in the thermostatic chamber 401 can be controlled within a predetermined range with a specific value.
[0020]
However, since the heating element 402 is in the immediate vicinity of the analog signal processing circuit 21, the back electromotive force due to the opening and closing of the heating element switch 405 becomes a noise source of the analog signal processing circuit 21, and the signal measurement accuracy is reduced by reducing the S / N. It was aggravating.
[0021]
Further, in FIG. 15, the output of the conventional analog signal processing circuit 21 (hereinafter, the same meaning as the position signal processing circuit) is directly input to the digital signal processing circuit 22 (hereinafter, the same meaning as the analog input means and the processor). In such a configuration, it is necessary to increase the number of quantization bits in the digital signal processing circuit in order to ensure relative accuracy even in a range where the absolute value of the signal is small. However, when the number of quantization bits is increased, there is a problem that the conversion processing speed is reduced.
[0022]
In FIG. 15, when the output signal of the conventional analog signal processing circuit 21 is input to the digital signal processing circuit 22, although not shown, the trigger signal from the analog signal processing circuit 21 is used as the digital signal processing circuit 22. Are synchronized with each other.
[0023]
When configured in this way, the output signal of the analog signal processing circuit 21 may be installed close to the digital signal processing circuit 22, but a plurality of analog signal processing circuits 21 are installed in a distributed manner, and When the digital signal processing circuit 22 must be installed remotely, there is a problem that synchronization between a plurality of signals cannot be ensured. This problem is particularly noticeable in large-scale accelerator systems.
[0024]
Furthermore, in FIG. 15, the output signal of the conventional analog signal processing circuit 21 is input to the digital signal processing circuit 22, and the digital signal processing circuit 22 calculates the current value for exciting the electromagnet so that the beam position is set to an appropriate value. The current reference value is output to the electromagnet power source. This means that feedback control of the beam position is performed. Such feedback control of the beam position is difficult to perform appropriately when the position signal is outside a predetermined range, and it is usually possible for a person to judge whether or not feedback control is possible. In such a case, a complicated operation such as enabling feedback control is performed.
[0025]
The present invention has been made to solve the above-described problems, and does not stop the sample hold in the AD converter while the memory contents are being calculated by the central processing unit, so that high-speed input / output can be performed. Ruka An object is to obtain a beam position measuring device for a speedometer.
[0026]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, a plurality of position electrodes provided in a vacuum duct accommodating an electron beam equilibrium trajectory, and a voltage signal generated at the position electrodes are subjected to analog processing. Analog signal processing circuit, a filter for limiting the band of the analog signal of the analog signal processing circuit, an AD converter that performs digital sampling according to a sampling clock, a memory that stores digitally sampled data, and a memory that is stored in this memory Digital sampling in an accelerator beam position measuring device comprising a central processing unit for processing the processed data, a transmission circuit for transmitting signals processed by the central processing unit, and a control circuit for controlling these digital signal processing Having a plurality of memories for storing stored data That.
[0027]
According to the present invention, by switching the memory and alternately performing data accumulation and reading of the accumulated data, arithmetic processing in the central processing unit is simultaneously performed while rewriting the contents of the memory.
[0028]
To achieve the above object, according to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the position electrodes are switched in time series, and an electrode switching trigger signal synchronized with the switching is stored in a memory. It is characterized by doing.
According to the present invention, the processing time in the central processing unit is increased by capturing the electrode switching trigger signal in the memory and identifying each position electrode signal.
[0029]
In order to achieve the above object, the invention described in claim 3 of the present invention is, in the invention described in claim 2, provided with a transient part setting means for specifying a transient phenomenon part after position electrode switching, and this transient part setting. The transient part setting signal from the means is input to the control circuit.
[0030]
According to the present invention, central processing with only stable data is performed by recognizing collected data corresponding to a set sampling range and eliminating the transient data portion specified for calculation in the central processing unit without using it. Performs processing on the device.
[0042]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In FIG. 1, the beam position measuring apparatus for an accelerator according to the present embodiment is provided with two

memories

103A and 103B in a digital signal processing circuit 22 and connects the

memories

103A and 103B to switching

circuits

150 and 151, respectively. . As in the prior art, a plurality of filters 101-1 to 101-n and a plurality of AD converters 102-1 to 102-n corresponding to the respective filters are arranged, and a central processing unit 104 and a transmission device 105 are provided. In addition, the configuration further includes a control circuit 106 and a clock buffer 107.
[0043]
In such a configuration, when an external measurement trigger 108 is input to the control circuit 106, a sample start command 109 is output to the clock buffer 107, and the external clock 110 input from the outside in advance is connected to each AD converter 102-. 1 to 102-n is output as the sampling clock 111A. Receiving the sampling clock 111A, the AD converters 102-1 to 102-n sample and hold the output signals of the corresponding filters 101-1 to 101-n in accordance with the sampling clock 111A to form digital signals. The digitized signals are sent from the AD converters 102-1 to 102-n to the memory 103A connected by the switching circuit 150 and stored. Then, by inputting the sampling clock 111B to the control circuit 106 and counting it, after the required amount of signal is accumulated in the memory 103A, the control circuit 106 outputs the switching commands 160 and 161 to the switching

circuits

150 and 151 at the same time. Each is switched. The switching circuit 150 is connected to the memory 103B by the switching command 160 and data accumulation from the AD converters 102-1 to 102-n is continuously performed. At the same time, the switching circuit 151 is connected to the memory 103A by the switching command 161. The A calculation command 112 is output from the control circuit 106 to the central processing unit 104. After the required amount of signal is stored in the memory 103B, the control circuit 106 outputs the switching

command

160 and 161 to the switching

circuits

150 and 151, and the processing is continued while switching each other's processing. The central processing unit 104 calculates the position signals output from the

memories

103A and 103B as before, and then outputs the position signals from the transmission device 105 to the outside.
[0044]
According to such a configuration, two

memories

103A and 103B are arranged and controlled to be switched by the control circuit 106, so that data input processing from the AD converters 102-1 to 102-n can be performed simultaneously with one memory. The contents of the other memory can be calculated by the central processing unit 104, and high-speed input / output enabling feedback control without stopping the sample hold in the AD converters 102-1 to 102-n. Can be done.
[0045]
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 2A, the digital signal processing circuit 22 of the present embodiment has an electrode switching trigger signal 201 synchronized with a signal for switching the position electrode 20 in time series in the control circuit 106 in the configuration shown in FIG. It is configured to input.
[0046]
The operation of this configuration will be described with reference to FIG. FIG. 2B is an operation time chart illustrating the operation of each element in FIG.
[0047]
When an external measurement start trigger signal 108 is input to the control circuit 106 (T1), data sampling is performed by the AD converters 102-1 to 102-n, and the data is stored in the

memory

103A or 103B. Here, since the signals from the plurality of position electrodes 20-A to 20-D are switched and processed in time series, the output signal of the corresponding AD converter also changes in time series.
[0048]
Now, if attention is paid to the output after sampling of one AD converter, for example, 102-2, the content is as shown in the sample data of FIG. The sample data A corresponds to the position electrode 20-A, the sample data B sequentially corresponds to the position electrode 20-B, and the sample data D corresponds to the position electrode 20-D.
[0049]
Then, after the measurement start trigger signal 108 is input to the control circuit 106 (T1), when the electrode switching trigger signal 201-1 is input in synchronization with the connection of the position electrode 20-A (T2), the control circuit 106 An electrode identification signal 211-1 is output to the

connected memory

103A or 103B (T3), and after writing the electrode identification signal 211-1, sample data A corresponding to the position electrode 20-A is accumulated (T4). ).
[0050]
Next, when there is an input of an electrode switching trigger signal 201-2 synchronized with the connection switching of the electrode 20-B (T5), the control circuit 106 sends an electrode identification signal 211-2 to the

memory

103A or 103B in the same manner as described above. (T6), and after writing the electrode identification signal 211-2, the sample data B corresponding to the position electrode 20-B is accumulated (T7). Similarly, electrode identification signals 211-3 and 211-4 are output (T10 and T11) in response to the electrode switching trigger signals 201-3 and 201-4 (T8 and T9) generated thereafter, and writing control is performed in the

memory

103A or 103B. By repeating the above, the data accumulated at the address of the

memory

103A or 103B is held with the contents shown in FIG.
[0051]
According to such a configuration, the signal of each position electrode 20 can be identified by the electrode identification signals 211-1 to 211-4 when the data is stored in the memory 103 </ b> A or 103 </ b> B. Since no identification process is required, high-speed input / output can be performed.
[0052]
Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 3, the digital signal processing circuit 22 of the present embodiment is provided with a transient part setting means 301 in the configuration shown in FIG. 2A, and the transient part is transferred from the transient part setting means 301 to the control circuit 106. A setting signal 311 is output.
[0053]
The operation of each element in such a configuration is the same as that shown in FIG. Accordingly, data having the contents shown in FIG. 2B is held in the

memory

103A or 103B. This data is calculated by the central processing unit 104. At this time, each of the sample data A to D is previously set in the control circuit 106 by the transient part setting signal 311 from the transient part setting means 301. The number is calculated without using each head address. Therefore, the position signal calculated by the central processing unit 104 can be calculated except for transient data included in each of the sample data A to D sampled at a specific time from electrode switching.
[0054]
According to such a configuration, the position signal measurement accuracy can be improved by removing unstable data from the accumulated data and performing processing by the transient part setting signal 311 set from the transient part setting unit 301 from the outside. Improves high-speed input / output.
[0055]
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 4, the analog signal processing circuit 21 of the present embodiment includes a thermostatic chamber 401, a signal processing circuit and a temperature processing chamber 407 that stores a temperature sensor 403, and a temperature-controlled thermostatic chamber that stores a heating element 402. 408, and the temperature adjusting thermostat 408 is arranged at a distance from the signal processing thermostat 407, both thermostats are connected by pipes 409A and 409B, and the air blower 410 is arranged on the pipe. The power supply 404, the heating element switch 405, and the temperature control circuit 406 are arranged outside the thermostatic bath 401. In addition, the temperature monitor signal from the temperature sensor 403 is input to the temperature control circuit 406, and the open / close command is output from the temperature control circuit 406 to the heating element switch 405 is the same as in the conventional case.
[0056]
In such a configuration, when the heating element switch 405 is closed, power is supplied to the heating element 402 and the temperature in the temperature-controlled thermostatic chamber 408 increases. Since the air whose temperature has risen in the temperature-controlled thermostatic chamber 408 is sent to the signal processing unit thermostatic chamber 407 through the duct 409A by the blower 410, the temperature in the signal processing unit thermostatic chamber 407 also increases. Then, the temperature is monitored by the temperature sensor 403, the temperature control circuit 406 compares with a predetermined upper limit temperature set in advance, and when the predetermined upper limit temperature is reached, the heating element switch 405 is opened to thereby generate the heating element. The power supply to 402 is cut off. Thereafter, the temperature in the signal processing unit thermostatic chamber 407 is lowered, and the temperature control circuit 406 compares the temperature with the predetermined lower limit temperature set in advance. When the predetermined lower limit temperature is reached, the heating element switch 405 is closed again. . By repeating such an operation, the temperature in the signal processing unit thermostatic chamber 407 is controlled within a predetermined range with a specific value.
[0057]
According to such a configuration, since the heating element 402 is housed in the temperature-controlled thermostat 408 spaced from the signal processing thermostat 407, the back electromotive force generated by opening and closing the heating switch 405 is used. The noise can be prevented from becoming a noise source of the analog signal processing circuit 21, and the analog signal processing circuit 21 is kept in a predetermined range at a specific temperature which is the signal processing unit constant temperature bath 407. Therefore, the signal processing circuit is equipped with a constant temperature bath without a noise source, and high accuracy and high reproducibility can be realized.
[0058]
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 5, the analog signal processing circuit 21 of the present embodiment has the configuration shown in FIG. 4, in which a cooler 501 is housed in a temperature-controlled thermostat 408, and the cooler 501 is installed outside the thermostat 401. A heat radiator 502 that releases the generated heat and a cooler switch 503 are disposed side by side, and power is also supplied in parallel to the cooler switch 503 and the heat radiator 502 so that power is supplied from the power supply 404 to the heat generator switch 405 and the heat generator 402. It is configured to supply. In addition, an opening / closing command is output from the temperature control circuit 406 to the cooler switch.
[0059]
In such a configuration, as described above, the temperature control of the signal processing unit thermostatic chamber 407 can be performed by opening and closing the heating element switch 405. However, in FIG. 5, in addition to the heating element switch 405, a cooler switch 503 is provided. By opening and closing the cooler switch 503, power is supplied to or disconnected from the radiator 502 connected to the cooler 501. Can be. That is, the cooler 501 can reduce the temperature in the temperature-controlled thermostatic chamber 408 from the ambient temperature of the thermostatic chamber 401. Therefore, the temperature of the signal processing unit thermostatic chamber 407 is also a predetermined range at a temperature reduced from the ambient temperature. Can be controlled.
[0060]
According to such a configuration, the heating element 402 and the cooler 501 are housed in the temperature-controlled thermostatic chamber 408 spaced from the signal processing unit thermostatic chamber 407, so that it is generated by opening and closing the heating element switch 405. Noise due to the back electromotive force can be prevented from becoming a noise source of the analog signal processing circuit 21, and the signal processing circuit is kept in a predetermined range at an arbitrary temperature which is the signal processing unit constant temperature bath 407. And the arbitrary temperature can be made lower than the ambient temperature of the constant temperature bath 401, and thermal noise can be reduced. Therefore, the signal processing circuit is provided with a thermostatic chamber without a noise source, and higher accuracy and higher reproducibility can be realized.
[0061]
Next, a sixth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 6, in the present embodiment, in the configuration shown in FIG. 5, the signal processing unit constant temperature bath 407 is divided into constant temperature baths 601-1 to 601-n for each processing circuit, and the constant temperature bath 601-1 to 601-1. Each of the processing circuit temperature sensors 602-1 to 602-n is accommodated in the 601-n, and further, the processing circuit blowers 603-1 to 603-n are arranged. The outputs of the temperature sensors 602-1 to 602-n for each processing circuit are connected to the temperature control circuit 406, and the blowers 603-1 to 603-n for each processing circuit are also controlled from the temperature control circuit 406. Yes.
[0062]
In such a configuration, the temperature in the temperature-controlled thermostat 408 can be controlled at an arbitrary temperature by opening and closing the heating element switch 405 and opening and closing the cooler switch 503. And the temperature in the processing circuit thermostat 601-1 to 601-n divided | segmented for every processing circuit is temperature-monitored by each temperature sensor 602-1 to 602-n for each processing circuit, and predetermined predetermined upper limit temperature is set. Are compared by the temperature control circuit 406, and when each reaches a predetermined upper limit temperature, the corresponding blowers 603-1 to 603-n for the respective processing circuits are stopped. Thereafter, the temperature in the constant temperature baths 601-1 to 601 -n for each processing circuit is lowered and compared with a predetermined lower limit temperature set in advance by the temperature control circuit 406, and processing is performed when each reaches a predetermined lower limit temperature. The circuit blowers 603-1 to 603-n are operated again. By repeating such an operation, the temperature in the constant temperature baths 601-1 to 601-n for each processing circuit can be controlled within a predetermined range with an arbitrary value. Therefore, since the volume of the constant temperature bath of the signal processing unit is small, it is possible to perform more uniform temperature control in the constant temperature baths 601-1 to 601-n for each processing circuit.
[0063]
According to such a configuration, the heating element 402 and the cooler 501 are housed in the temperature-controlled thermostat 408 spaced from the thermostats 601-1 to 601-n for each signal processing. The noise due to the back electromotive force generated by opening and closing can be prevented from becoming a noise source of the analog signal processing circuit, and the analog signal processing circuit 21 is arbitrarily controlled by the thermostats 601-1 to 601-n for each processing circuit. It is kept in a predetermined range at a uniform temperature. By controlling the temperature to be uniform, a stable processing circuit with no increase or decrease in error can be obtained.
[0064]
Next, a seventh embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 7, the present embodiment includes a position signal processing circuit 701 connected to the position sensor 700, a gain determination unit 702 that determines a gain based on the output of the position signal processing circuit 701, and the gain determination unit 702. Attenuation amount switching means 703 for switching the attenuation amount of the output of the position signal processing circuit 701, an analog signal input means 704 for converting the output of the attenuation amount switching means 703 into position data and inputting it to the processor 706, Digital input means 705 for inputting the selection signal of the gain determination means 702 to the processor 706 as attenuation data.
[0065]
This attenuation amount data is a numerical value indicating the attenuation amount (for example, 0.3) when selecting not to attenuate, and when selecting the attenuator to be inserted. The processor 706 corrects the position data by multiplying the reciprocal of the attenuation amount data. FIG. 8 illustrates the operation of the processor 706. In the range where the position signal is larger than the predetermined level L, the signal is attenuated by the attenuator so that the analog signal input means 704 can input the signal. At this time, since the processor 706 multiplies the position data by the reciprocal of the attenuation, the position data is restored to the value before attenuation. When the signal level drops below L, the value is switched without insertion of an attenuator and becomes a numerical value without attenuation.
According to such a configuration, it is possible to ensure relative accuracy even in a range where the signal level is low.
[0066]
Next, an eighth embodiment will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 9, in the present embodiment, a switching signal for the attenuation amount switching means 703 is output from the digital signal output means 708. The position signal processing circuit 701 is given a position signal equivalent to COD from the analog signal output means 709. The digital signal output unit 708 and the analog signal output unit 709 are connected to the processor 706 via a bus, and an output value can be designated from the processor 706.
[0067]
The operation in such a configuration will be described with reference to the time chart of FIG. In this figure, the signal input to the analog signal input means 704 is B. ₁ It changes as follows. At this time, the attenuation amount switching means 703 is switched to the side where the attenuation is inserted (this state is referred to as a COD mode). The analog signal output means 709 is B ₂ 0 is output as shown in FIG. Signal B ₁ Are averaged by the arithmetic operation of the processor 706, and the average value is used as the COD value. The averaging time can be determined in advance as a necessary and sufficient time. When the COD value is determined, at the timing C, the analog signal output means 709 switches the output value to the COD value (D), and the digital signal output means 708 moves the attenuation amount switching means 703 to the non-attenuation side. Switch. By this operation, the position signal processing circuit 701 outputs a change from the COD value and no attenuation is inserted. Therefore, the input signal of the analog signal input means 704 is changed from the COD value as shown by E. It becomes.
According to such a configuration, even if a change from the COD value is very small, it is possible to measure with high accuracy.
[0068]
Next, a ninth embodiment will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 11, in this embodiment, a position signal processing trigger signal 711 is given to each of a plurality of position signal processing circuits 701, and a digital conversion trigger signal 712 is given to each of a plurality of analog signal input means 704. The synchronizing signal generating means 710 is provided, and the synchronizing signal generating means 710 is configured to give a delay time to each of the plurality of position signal processing trigger signals 711 and the plurality of digital conversion trigger signals 712.
[0069]
FIG. 12 shows an example of the synchronization signal generating means 710. The output of the periodic signal generation circuit 720 is branched and input to the delay setting means 721-1 to 721-i, and the output of the delay setting means 721-1 to 721-i is supplied to each of the plurality of position signal processing circuits 701. Given. The output of the periodic signal generation circuit 720 is branched and input to the delay setting means 723-1 to 723-j via the delay setting means 722, and the outputs of these delay setting means 723-1 to 723-j are output. Each of the plurality of analog signal input means 704 is provided.
[0070]
According to such a configuration, since the delay setting means can set the delay value individually using the delay line, it eliminates the timing operation shift due to the difference in signal cable length in a large-scale system, and a plurality of position measurement signals. Can be ensured.
[0071]
Next, a tenth embodiment will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 13, in the present embodiment, it is determined that feedback control is possible using feedback determination means 731 that determines whether or not feedback control is possible using position data from the position signal input means 730, and this feedback determination means 731. In some cases, the feedback control means 732 is enabled, and a reference value adding means 734 for adding a reference value in the reference value setting means 733 to the feedback reference value of the output of the feedback control means 732 is provided.
[0072]
Here, the reference value setting means 733 gives the current reference value of each electromagnet when there is no feedback control, and the beam position is within a range where feedback control is possible by appropriately giving this reference value. be able to. Normally, this reference value is based on a theoretical calculation value, but often reflects the result of fine adjustment of the electromagnet current value after operation.
[0073]
Table 1 is a table for recording an upper limit value and a lower limit value for each of the position signals obtained by the position signal input means 730. The feedback determination means 731 has all the signals as upper limit values given in this table. When the lower limit value is reached, it is determined that the feedback control is effective.
[0074]
[Table 1]

[0075]
According to such a configuration, the position feedback control can be automatically operated without having to bother manual operation.
[0076]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the accelerator beam position measuring apparatus has a plurality of memories for storing digitally sampled data, and this memory is switched to alternately store data and read the stored data. like did Therefore, it can perform high-speed input / output, has high accuracy and high reproducibility, and when installing multiple beam position measurement means in a large-scale accelerator, it can ensure synchronization of each beam position measurement signal. Thus, it is possible to obtain an accelerator beam position measuring device including a beam position feedback control device that eliminates the need for human judgment and operation.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a digital signal processing circuit according to a first embodiment.
FIG. 2 is a block diagram showing a digital signal processing circuit according to a second embodiment.
FIG. 3 is a block diagram showing a digital signal processing circuit according to a third embodiment.
FIG. 4 is a block diagram showing an analog signal processing circuit according to a fourth embodiment.
FIG. 5 is a block diagram showing an analog signal processing circuit according to a fifth embodiment.
FIG. 6 is a block diagram showing an analog signal processing circuit according to a sixth embodiment.
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a beam position measuring apparatus according to a seventh embodiment.
FIG. 8 is a waveform diagram for explaining the operation according to the seventh embodiment.
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a beam position measuring apparatus according to an eighth embodiment.
FIG. 10 is a waveform diagram for explaining the operation according to the eighth embodiment.
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a beam position measuring apparatus according to a ninth embodiment.
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of synchronization signal generating means according to a ninth embodiment.
FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a beam position control device according to a tenth embodiment.
FIG. 14 is a schematic diagram showing the configuration of the entire accelerator.
FIG. 15 is a schematic block diagram showing a beam position measuring apparatus for an accelerator.
FIG. 16 is a block diagram showing a digital signal processing circuit in a conventional beam position measuring device for an accelerator.
FIG. 17 is a block diagram showing an analog signal processing circuit in a conventional accelerator beam position measuring apparatus;
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Linear accelerator, 3 ... Acceleration ring, 9 ... Accumulation ring, 15A, 15B ... Vacuum duct, 20A, 20B, 20C, 20D ... Position electrode, 21 ... Analog signal processing circuit, 22 ... Digital signal processing circuit, 101-1 DESCRIPTION OF SYMBOLS -101-n ... Filter, 102-1-102-n ... AD converter, 103A, 103B ... Memory, 104 ... Central processing unit, 105 ... Transmission apparatus, 106 ... Control circuit, 150, 151 ... Switching circuit, 301 ... Transient part setting means, 402 ... heating element, 403 ... temperature sensor, 407 ... signal processing part constant temperature layer, 408 ... temperature controlled constant temperature bath, 410 ... air blower, 501 ... cooler, 502 ... heat radiator, 601-1 to 601 -N ... constant temperature bath for each processing circuit, 700 ... position sensor, 701 ... position signal processing circuit, 702 ... gain determination means, 703 ... attenuation amount switching means, 70 ... analog signal input means, 705 ... digital signal input means, 706 ... processor, 708 ... digital signal output means, 709 ... analog signal output means, 720 ... synchronization signal generation circuit, 721 ... delay setting means, 731 ... feedback determination means, 732: Feedback control means.

Claims

Multiple position electrodes provided in a vacuum duct that holds the electron beam's equilibrium trajectory, an analog signal processing circuit that performs analog processing on the voltage signal generated at this position electrode, and the analog signal bandwidth of this analog signal processing circuit is limited Filters, an AD converter that performs digital sampling according to a sampling clock, a memory that stores digitally sampled data, a central processing unit that performs arithmetic processing on the data stored in the memory, and a signal that is processed by the central processing unit In an accelerator beam position measuring apparatus having a transmission circuit for transmitting digital signals and a control circuit for controlling these digital signal processing, the accelerator has a plurality of memories for storing digitally sampled data. Alternately storing and reading stored data Accelerator beam position measuring device according to claim and.

2. The beam position measuring apparatus for an accelerator according to claim 1, wherein the position electrodes are switched in time series, and an electrode switching trigger signal synchronized with the switching is stored in a memory.

Transient part setting means for specifying the transient part after switching the position electrode is provided, the transient part setting signal from this transient part setting means is input to the control circuit, and the transient part specified for the calculation in the central processing unit is input. 3. The beam position measuring apparatus for an accelerator according to claim 2, wherein no data is used.