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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光モジュールやデジタル通信装置等に使用され、信号伝送を遅延させるためのディレイラインに関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、光モジュールやデジタル通信装置等に使用されるディレイラインは、同軸線路をコイル状に巻いた構成とし、その総合長により信号伝送の遅延時間を得るものが知られている。
【0003】
この場合、同軸線路をコイル状に巻いているため、その直径及び長さが比較的大きくなり、高集積化の障害となっている。
【0004】
そこで、従来では、ディレイラインとして、例えばアルミナ基板等の低誘電率基板の下表面に、ほぼ全面にわたってアース電極を形成し、かつ、前記基板の上表面に直線状のストリップラインあるいはミアンダ形状のストリップラインを形成したものが提案されている(特開平1−143403号公報、特許第2937421号公報、特許第3072845号公報、特開平4−46405号公報参照)。
【0005】
ストリップラインによるディレイラインによれば、同軸線路を用いたディレイラインよりも小型化することができると共に、ディレイラインの長さを高精度に形成することができ、信号伝送の遅延時間を高精度に調整することができる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ディレイラインによる信号伝送の遅延時間Tは、以下の関係式からでも明らかなように、線路長Lと誘電率εで決定される。
T=√ε・L/c(光速)
【0007】
従って、上述のストリップラインによるディレイラインにおいて、例えば誘電率ε=7の低誘電率基板を用いて1nsecの遅延時間を実現させるには、ストリップライン長として100mmが必要となり、どうしてもサイズが大きくなるという問題がある。
【0008】
そこで、ストリップラインによるディレイラインの小型化を達成するためには、▲1▼:誘電率の高い誘電体基板を使用する、▲2▼:ストリップラインを多層に積み上げる、ということが考えられる。
【0009】
単にストリップラインを多層に積み上げるだけでは、上下方向にサイズが大きくなるため、小型化には不利であると共に、導体損による損失も考慮しなければならないという問題があるが、誘電率の高い誘電体基板を使用することを併用することで大幅な小型化を実現できる可能性がある。
【0010】
しかしながら、誘電率の高い誘電体基板を使用した場合、ストリップライン間での電磁的結合が強くなり、所望の遅延時間を得ることができないという新たな問題がある。
【0011】
この場合、ストリップライン間の距離を離すことが考えられるが、上下方向にサイズが大きくなるため、小型化においても不利になる。
【0012】
本発明はこのような課題を考慮してなされたものであり、低損失及び小型化を共に達成させることができるディレイラインを提供することを目的とする。
【0013】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るディレイラインは、複数の誘電体層が積層されて構成された誘電体基板にアース電極が形成され、前記誘電体基板内に複数のストリップラインと、これらストリップラインを電気的に接続するビアホールとを有し、前記複数のストリップラインのうち、前記アース電極に近接するストリップラインと前記アース電極間の誘電率をεa、前記ビアホールにて結合され、かつ、間にアース電極を挟まないストリップライン間の誘電率をεbとしたとき、εa≧εbを満足することを特徴とする。
【0014】
まず、信号伝送の遅延時間Tを決める関係式T=√ε・L/c(光速)において、その変数の1つである誘電率εは、ストリップラインとアース電極間の誘電率である。
【0015】
そして、誘電体基板の少なくとも1つの面にアース電極を形成し、更に、誘電体基板内に複数のストリップラインを配置したとき、信号伝送の遅延時間に実質的に関わる実効誘電率は上述した誘電率εaで決まる。
【0016】
本発明では、信号伝送の遅延時間に実質的に関わる誘電率εaを高く設定することができるため、所望の遅延時間を得る場合に、低誘電率基板による従来のものと比して実効誘電率が増加する。
【0017】
従って、低誘電率基板による従来のディレイラインとの比較において、同一線幅のストリップラインを考えた場合、本発明では、短いストリップラインにて実現させることができるため、小型化に寄与することとなる。また、ストリップラインを短くできる分、導体損が低減し、ディレイラインでの信号の減衰を抑制することができる。
【0018】
しかも、前記ビアホールにて結合されたストリップライン間の誘電率εbを上述の誘電率εaよりも低く設定することができるため、ストリップライン間での干渉(電磁的結合)を小さく抑えることが可能となり、ストリップライン間の距離を大きくとる必要がなくなる。これは、小型化に有利となる。
【0019】
このように、本発明においては、低損失及び小型化を共に達成させることができる。
【0020】
そして、前記構成において、前記誘電体基板の内外における少なくとも2つの面にそれぞれアース電極が形成され、これらアース電極間に2つのストリップラインと、これらストリップラインを電気的に接続するビアホールとを有し、前記一方のストリップラインと該一方のストリップラインに近接するアース電極間の誘電体層の誘電率をεa1、前記他方のストリップラインと該他方のストリップラインに近接するアース電極間の誘電体層の誘電率をεa2、前記ビアホールにて結合されたストリップライン間の誘電率をεbとしたとき、εa1≧εb、かつ、εa2≧εbを満足するようにしてもよい。
【0021】
この場合、誘電体基板の少なくとも2つの面にそれぞれアース電極を形成し、更に、アース電極間に2つのストリップラインを配置したとき、信号伝送の遅延時間に実質的に関わる実効誘電率は上述した誘電率εa1及びεa2で決まる。
【0022】
本発明では、信号伝送の遅延時間に実質的に関わる誘電率εa1及びεa2を高く設定することができるため、所望の遅延時間を得る場合に、低誘電率基板による従来のものと比して実効誘電率が増加し、その分、ディレイライン全体の面積を小さくすることができる。この場合、εa1=εa2≧εbを満足するようにしてもよい。
【0023】
また、従来技術に係るディレイラインでは、誘電体基板内に形成されたストリップラインを、複数のアース電極で挟むように形成していた。前記ディレイラインでは、ストリップライン間のクロストークを低減できる反面、前記アース電極が前記ストリップラインに近接する。そのため、前記ストリップラインの特性インピーダンスが小さくなり、設計上、該ストリップラインの幅を狭くする必要があった。従って、前記ストリップラインの幅が狭くなると、該ストリップラインの導体損による損失が増大するおそれがあった。
【0024】
そこで、本発明に係るディレイラインは、複数の誘電体層が積層されて構成された誘電体基板内に形成された複数のアース電極と、前記誘電体基板内に形成された複数のストリップラインと、これらストリップラインを電気的に接続するビアホールとを有し、前記各ストリップラインは、前記各アース電極に挟まれていないストリップラインと、少なくとも2つのアース電極によって挟まれたストリップラインとから構成されていることを特徴としている。
【0025】
この場合、前記2つのアース電極によって挟まれたストリップラインによって、前記ストリップライン間のクロストークが低減される。
【0026】
また、前記アース電極に挟まれていないストリップラインの幅は、前記アース電極によって挟まれたストリップラインの幅よりも大きくしてもよい。
【0027】
これにより、前記アース電極に挟まれていないストリップラインの幅が、前記アース電極によって挟まれたストリップラインの幅よりも大きいので、前記アース電極に挟まれていないストリップラインによって、該ディレイラインの低損失化が可能となる。
【0028】
また、従来技術に係るディレイラインと比較して、アース電極を少なくできるので、本発明に係るディレイラインの高さを低くすることが可能となる。
【0029】
更に、本発明に係るディレイラインでは、アース電極の数が減少するので、該ディレイラインを製造する場合に必要なアース電極のパターンの数を削減することができ、該ディレイラインの製造コストを低減することが可能となる。
【0030】
前記複数のストリップラインは、共にミアンダ形状、あるいは共に渦巻き形状、もしくはミアンダ形状と渦巻き形状の組み合わせにより形成してもよい。
【0031】
ミアンダ形状と渦巻き形状の組み合わせの場合は、隣接するストリップライン間の電磁結合を弱めることができ、所望の遅延時間を容易に得ることができる。
【0032】
特に、前記隣接するストリップライン、又は前記各アース電極を介して隣接するストリップラインの信号の向きを逆にしてもよい。これにより、ストリップライン間の干渉を更に低減することができる。
【0033】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るディレイラインの実施の形態例を、図1〜図17を参照しながら説明する。
【0034】
まず、第1の実施の形態に係るディレイライン10Aは、図1に示すように、複数の誘電体層(S1〜S10:図2参照)が積層、焼成一体化され、かつ、両主面(第1の誘電体層S1の一主面及び第10の誘電体層S10の一主面)にそれぞれアース電極(第1及び第2のアース電極12a及び12b:図2及び図3参照)が形成された誘電体基板14を有する。
【0035】
誘電体基板14内には、図2に示すように、2つのストリップライン(第1及び第2のストリップライン16a及び16b)と、これらストリップライン16a及び16bを電気的に接続するビアホール18が形成されている。
【0036】
また、このディレイライン10Aにおいては、図1に示すように、誘電体基板14の外周面のうち、1つの側面に入力端子20と出力端子22が形成され、これら入力端子20及び出力端子22と第1及び第2のアース電極12a及び12bとの間には、絶縁をとるための領域が確保されている。
【0037】
具体的に、図1及び図2に基づいて説明すると、前記誘電体基板14は、第1〜第10の誘電体層S1〜S10が積み重ねられて構成されている。これら第1〜第10の誘電体層S1〜S10は1枚あるいは複数枚の層にて構成される。
【0038】
そして、第4の誘電体層S4の一主面には、一端が出力端子22に接続され、他端がビアホール18に接続された第1のストリップライン16aが形成され、第7の誘電体層S7の一主面には、一端が入力端子20に接続され、他端がビアホール18に接続された第2のストリップライン16bが形成されている。
【0039】
ここで、第1及び第2のストリップライン16a及び16bは、共に1ターン以上の渦巻き形状に形成され、第2のストリップライン16bにおける入力端子20から前記ビアホール18の接続部分までの渦巻き方向と、第1のストリップライン16aにおける前記ビアホール18の接続部分から出力端子22までの渦巻き方向とが互いに逆となっている。
【0040】
更に、この第1の実施の形態に係るディレイライン10Aは、第1のストリップライン16aと該第1のストリップライン16aに近接する第1のアース電極12a間の第1〜第3の誘電体層S1〜S3として例えば誘電率が25の誘電体層が使用され、第2のストリップライン16bと該第2のストリップライン16bに近接する第2のアース電極12b間の第7〜第9の誘電体層S7〜S9として例えば誘電率が25の誘電体層が使用され、第1及び第2のストリップライン16a及び16b間における第4〜第6の誘電体層S4〜S6として例えば誘電率が7の誘電体層が使用される。
【0041】
つまり、第1〜第3の誘電体層S1〜S3の誘電率をεa1、第7〜第9の誘電体層S7〜S9の誘電率をεa2、第4〜第6の誘電体層S4〜S6の誘電率をεbとしたとき、εa1=εa2≧εbを満足するようにしている。もちろん、εa1≧εb、かつ、εa2≧εbを満足するようにしてもよい。
【0042】
このように、第1の実施の形態に係るディレイライン10Aにおいては、信号伝送の遅延時間に実質的に関わる誘電率εa1及びεa2を高く設定することができるため、所望の遅延時間を得る場合に、低誘電率基板による従来のものと比して実効誘電率が増加する。
【0043】
従って、低誘電率基板による従来のディレイラインとの比較において、同一線幅のストリップラインを考えた場合、本実施の形態では、短い第1及び第2のストリップライン16a及び16bにて実現させることができるため、小型化に寄与することとなる。また、第1及び第2のストリップライン16a及び16bを短くできる分、導体損が低減し、ディレイライン10Aでの信号の減衰を抑制することができる。
【0044】
しかも、第1及び第2のストリップライン16a及び16b間における誘電率εbを上述の誘電率εa1やεa2よりも低く設定することができるため、第1及び第2のストリップライン16a及び16b間での干渉(電磁的結合)を小さく抑えることが可能となり、第1及び第2のストリップライン16a及び16b間の距離を大きくとる必要がなくなる。これは、小型化に有利となる。
【0045】
このように、第1の実施の形態に係るディレイライン10Aにおいては、低損失及び小型化を共に達成させることができる。
【0046】
ここで、2つの実験例(便宜的に第1及び第2の実験例と記す)を示す。第1の実験例は、図4に示すように、下面にアース電極30が形成された誘電体基板32内に、下面から高さhあるいは上面から深さbの面(形成面)に幅wのストリップライン34を形成したサンプル36を用意した。そして、比較例1では、誘電体基板32全体の誘電率を7とし、実施例1では、下面から高さhまでの部分の誘電率を25、上面から深さbまでの部分の誘電率を7とした。
【0047】
そして、前記比較例1及び実施例1において、ストリップライン34の幅wを100μmとして、幅wと高さhとの関係をw/h=4.0、w/h=1.0及びw/h=0.2の3種類とした場合に、b/hを変化させたときの特性インピーダンスを測定し、更に、そのときの実効誘電率を測定した。
【0048】
特性インピーダンスの測定結果を図5に示し、実効誘電率の測定結果を図6に示す。これらの図5及び図6において、比較例1におけるw/h=4.0のプロットを◆、w/h=1.0のプロットを■、w/h=0.2のプロットを▲で示し、実施例1におけるw/h=4.0のプロットを◇、w/h=1.0のプロットを□、w/h=0.2のプロットを△で示す。
【0049】
そして、特性インピーダンスとして例えば50Ωを実現するためには、実施例1は、b/h=1.0の場合にw/h=0.2とする必要があり、この場合、実効誘電率は図6から16であることがわかる。比較例1は、b/h=0.11の場合にw/h=1.0とする必要があり、この場合、実効誘電率は5である。
【0050】
このことから、実施例1は比較例1に対して実効誘電率が3倍となり、実効誘電率が増加していることがわかる。
【0051】
その結果、実施例1は、比較例1に比べ面積を1/3程度まで縮小することができ、同一線幅で例えば遅延時間が5nsecのディレイラインを作成した場合、ストリップラインの長さが短くなり、その分、導体損による損失が低減するという効果もある。
【0052】
第2の実験例は、遅延時間を5nsecに設定した以下に示す実施例2と比較例2において、周波数に対する減衰量の変化を測定したものである。
【0053】
実施例2は、第1の実施の形態に係るディレイライン10Aにおいて、第1のストリップライン16aと第1のアース電極12a間の誘電率並びに第2のストリップライン16bと第2のアース電極12b間の誘電率を共に25とし、第1及び第2のストリップライン16a及び16b間の誘電率を7とした場合の構成を有する。
【0054】
比較例2は、第1の実施の形態に係るディレイライン10Aにおいて、第1〜第10の誘電体層S1〜S10として誘電率が7の誘電体層を使用した場合の構成を有する。
【0055】
この第2の実験例の結果を図7に示す。この図7において、曲線Aが実施例2の特性を示し、曲線Bが比較例2の特性を示す。この実験結果から、実施例2は、比較例2と比較すると、1GHz〜10GHzにわたって信号の減衰量が低減していることがわかる。これは、実施例2が比較例2と比してストリップラインを短くできる分、導体損が低減し、ディレイライン10Aでの信号の減衰が抑制されていることを裏付けるものである。
【0056】
上述の例では、誘電体基板14の上面に第1のアース電極12aを形成した場合を示したが、その他、図3において、二点鎖線で示すように、第1のアース電極12a上に誘電体層50が形成された形態でもよい。
【0057】
また、上述の第1の実施の形態では、第1及び第2のストリップライン16a及び16bとして、1ターン以上の渦巻き形状に形成した例を示したが、その他、図8の変形例に係るディレイライン10Aaに示すように、第1及び第2のストリップライン16a及び16bを共にミアンダ形状にしてもよいし、図示しないが、第1及び第2のストリップライン16a及び16bのうち、いずれかをミアンダ形状にし、他のいずれかを渦巻き形状にしてもよい。この場合、第1及び第2のストリップライン16a及び16b間の電磁結合を弱めることができ、所望の遅延時間を容易に得ることができる。特に、隣接する第1及び第2のストリップライン16a及び16bの信号の向きが逆になるように、前記第1及び第2のストリップライン16a及び16bを形成すれば、第1及び第2のストリップライン16a及び16b間の干渉を更に低減することができる。
【0058】
次に、第2の実施の形態に係るディレイライン10Bについて図9〜図11を参照しながら説明する。
【0059】
この第2の実施の形態に係るディレイライン10Bは、図9に示すように、2つの第1の実施の形態に係るディレイライン10Aを内層アース電極12cを間に挟んで積層させたような構成を有する。
【0060】
具体的には、図10に示すように、前記誘電体基板14は、第1〜第15の誘電体層S1〜S15が積み重ねられて構成されている。これら第1〜第15の誘電体層S1〜S15は1枚あるいは複数枚の層にて構成される。
【0061】
また、図10及び図11に示すように、誘電体基板14の外周面のうち、1つの側面に入力端子20と出力端子22が形成され、これら入力端子20及び出力端子22とアース電極12a、12b、12c及び12との間には、絶縁をとるための領域が確保されている。
【0062】
そして、第1の誘電体層S1の一主面に第1のアース電極12aが形成され、第8の誘電体層S8の一主面に内層アース電極12cが形成され、第15の誘電体層S15の一主面に第2のアース電極12bが形成されている。
【0063】
また、第3の誘電体層S3の一主面には、一端が入力端子20に接続され、他端が第1のビアホール18aに接続された第1のストリップライン16aが形成され、第6の誘電体層S6の一主面には、一端が第1のビアホール18aに接続され、他端が第2のビアホール18bに接続された第2のストリップライン16bが形成されている。
【0064】
ここで、第1及び第2のストリップライン16a及び16bは、共に1ターン以上の渦巻き形状に形成され、第1のストリップライン16aにおける入力端子20から前記第1のビアホール18aの接続部分までの渦巻き方向と、第2のストリップライン16bにおける前記第1のビアホール18aの接続部分から第2のビアホール18bの接続部分までの渦巻き方向とが互いに逆になっている。なお、第2のビアホール18bと内層アース電極12cとの間には絶縁をとるための領域(電極膜が形成されていない領域)が確保されている。
【0065】
更に、第10の誘電体層S10の一主面には、一端が第2のビアホール18bに接続され、他端が第3のビアホール18cに接続された第3のストリップライン16cが形成され、第13の誘電体層S13の一主面には、一端が出力端子22に接続され、他端が第3のビアホール18cに接続された第4のストリップライン16dが形成されている。
【0066】
この場合も、第3及び第4のストリップライン16c及び16dは、共に1ターン以上の渦巻き形状に形成され、第3のストリップライン16cにおける第2のビアホール18bの接続部分から前記第3のビアホール18cの接続部分までの渦巻き方向と、第4のストリップライン16dにおける前記第3のビアホール18cの接続部分から出力端子22までの渦巻き方向とが互いに逆となっている。
【0067】
また、この第2の実施の形態に係るディレイライン10Bにおいては、第1のストリップライン16aと第1のアース電極12a間の第1及び第2の誘電体層S1及びS2として例えば誘電率が25の誘電体層が使用され、第2のストリップライン16bと内層アース電極12c間の第6及び第7の誘電体層S6及びS7として例えば誘電率が25の誘電体層が使用され、第1及び第2のストリップライン16a及び16b間における第3〜第5の誘電体層S3〜S5として例えば誘電率が7の誘電体層が使用される。
【0068】
更に、第3のストリップライン16cと内層アース電極12c間の第8及び第9の誘電体層S8及びS9として例えば誘電率が25の誘電体層が使用され、第4のストリップライン16dと第2のアース電極12b間の第13及び第14の誘電体層S13及びS14として例えば誘電率が25の誘電体層が使用され、第3及び第4のストリップライン16c及び16d間における第10〜第12の誘電体層S10〜S12として例えば誘電率が7の誘電体層が使用される。
【0069】
この第2の実施の形態に係るディレイライン10Bにおいても、上述の第1の実施の形態に係るディレイライン10Aと同様に、低損失及び小型化を共に達成させることができる。
【0070】
上述の例では、誘電体基板14の上面に第1のアース電極12aを形成した場合を示したが、その他、図9において、二点鎖線で示すように、第1のアース電極12a上に誘電体層50が形成された形態でもよい。
【0071】
また、上述の実施の形態では、誘電体基板14の6つの面にアース電極を形成した場合を示したが、アース電極をすべての面に形成する必要はなく、誘電体基板14を構成する複数の誘電体層のうち、少なくとも2つの誘電体層の各主面に形成するようにしてもよいし、併せて、入力端子20と出力端子22間にアース電極を形成するようにしてもよい。
【0072】
次に、第3の実施の形態に係るディレイライン10Cについて図12〜図17を参照しながら説明する。
【0073】
第3の実施の形態に係るディレイライン10Cは、図12に示すように、複数の誘電体層(S1〜S13)が積層、焼成一体化され、かつ、その外観は図11に示す第2の実施の形態に係るディレイライン10Bと同様であり、誘電体基板14の外周面のうち、1つの側面に入力端子20と出力端子22とアース電極12とが形成されている。
【0074】
具体的には、図12に示すように、前記誘電体基板14は、第1〜第13の誘電体層S1〜S13が積み重ねられて構成されている。これら第1〜第13の誘電体層S1〜S13は1枚あるいは複数枚の層にて構成される。
【0075】
また、第2の誘電体層S2の一主面には、一端が入力端子20に接続され、他端が第1のビアホール18aに接続された第1のストリップライン16aが形成され、第6の誘電体層S6の一主面には、一端が第1のビアホール18aに接続され、他端が第2のビアホール18bに接続された第2のストリップライン16bが形成され、第10の誘電体層S10の一主面には、一端が第2のビアホール18bに接続され、他端が出力端子22に接続された第3のストリップライン16cが形成されている。
【0076】
また、第1のストリップライン16aの幅w1と、第2のストリップライン16bの幅w2と、第3のストリップライン16cの幅w3との間には、w1>w2=w3の関係がある。
【0077】
更に、第4の誘電体層S4の一主面には、アース電極12に接続された内層アース電極12dが形成され、第8の誘電体層S8の一主面には、アース電極12に接続された内層アース電極12eが形成され、第12の誘電体層S12の一主面には、アース電極12に接続された内層アース電極12fが形成されている。
【0078】
そのため、第2のストリップライン16bは、内層アース電極12dを有する第4の誘電体層S4及び第5の誘電体層S5と、第7の誘電体層S7及び内層アース電極12eを有する第8の誘電体層S8に挟まれている。また、第3のストリップライン16cは、内層アース電極12eを有する誘電体層S8及び第9の誘電体層S9と、第11の誘電体層S11及び内層アース電極12fを有する第12の誘電体層S12とに挟まれている。
【0079】
なお、第1のビアホール18aと内層アース電極12dとの間及び第2のビアホール18bと内層アース電極12eとの間には、絶縁をとるための領域(電極膜が形成されていない領域)が確保されている。
【0080】
ここで、第1、第2及び第3のストリップライン16a、16b及び16cは、共にミアンダ形状に形成され、第1のストリップライン16aにおける入力端子20から前記第1のビアホール18aの接続部分までのミアンダ方向と、第2のストリップライン16bにおける前記第1のビアホール18aの接続部分から第2のビアホール18bの接続部分までのミアンダ方向とが互いに逆となっている。また、第2のストリップライン16bにおける前記第1のビアホール18aの接続部分から第2のビアホール18bの接続部分までのミアンダ方向と、第3のストリップライン16cにおける前記第2のビアホール18bの接続部分から出力端子22までのミアンダ方向とが互いに逆となっている。
【0081】
ここで、1つの実験例(便宜的に第3の実験例と記す)を示す。第3の実験例は、同一の遅延時間Tとミアンダ形状のストリップラインとを有し、かつ、内層アース電極の形成箇所とストリップラインの幅wとが異なる3種類のディレイラインの伝送特性、即ち、該ディレイラインのパルス応答特性及び周波数特性を調べたものである。
【0082】
この第3の実験例では、図13に示す第3の実施の形態に係るディレイライン10C(実施例3)と、第1の実施の形態に係るディレイライン10Aの変形例である図14に示すディレイライン10D(実施例4)と、図15に示す従来技術に係るディレイライン10E(比較例3)とを用意した。上記した3種類のディレイライン10C、10D及び10Eは、いずれも、T=2μsの遅延時間と、ミアンダ形状の3つのストリップラインのパターンとを有している。
【0083】
ディレイライン10C(実施例3)では、図13に示すように、第1のストリップライン16aの幅w1、第2のストリップライン16bの幅w2及び第3のストリップライン16cの幅w3を、それぞれ、w1=120μm、w2=w3=70μmとし、誘電体基板14を構成する複数の誘電体層の誘電率を同一としている。
【0084】
ディレイライン10D(実施例4)は、図14に示すように、複数の誘電体層が積層、焼成一体化され、かつ、両主面にそれぞれ内層アース電極12g、12hが形成された誘電体基板14を有する。誘電体基板14内には、内層アース電極12g、12hに挟まれていない第1のストリップライン16aと、内層アース電極12g、12hによって挟まれた第2及び第3のストリップライン16b及び16cと、第1及び第2のストリップライン16a及び16bを電気的に接続するビアホール18aと、第2及び第3のストリップライン16b及び16cを電気的に接続するビアホール18bとが形成されている。
【0085】
この場合、誘電体基板14内では、内層アース電極12g及び第2のストリップライン16b間の誘電率をεa1、第2及び第3のストリップライン16b及び16c間の誘電率をεb、第3のストリップライン16c及び内層アース電極12h間の誘電率をεa2としたとき、εa1=εa2≧εb又はεa1≧εb、かつ、εa2≧εbを満足するようにしている。
【0086】
ディレイライン10D(実施例4)では、第1、第2及び第3のストリップライン16a、16b及び16cの幅をw1とし、w1=120μmとしている。また、誘電体基板14を構成する複数の誘電体層の誘電率εa1、εa2及びεbは、それぞれ、εa1=εa2=εbとしている。
【0087】
ディレイライン10E(比較例3)は、図15に示すように、複数の誘電体層が積層、焼成一体化され、かつ、両主面にそれぞれ内層アース電極12i、12j、12k及び12lが形成された誘電体基板14を有する。誘電体基板14内には、内層アース電極12i、12j、12k、12lに挟まれた第1、第2及び第3のストリップライン16a、16b及び16cと、第1及び第2のストリップライン16a及び16bを電気的に接続するビアホール18aと、第2及び第3のストリップライン16b及び16cを電気的に接続するビアホール18bとが形成されている。
【0088】
ディレイライン10E(比較例3)では、第1、第2及び第3のストリップライン16a、16b及び16cの幅をw3とし、w3=70μmとしている。また、誘電体基板14を構成する複数の誘電体層の誘電率はεbとしている。
【0089】
上記した3種類のディレイライン10C、10D及び10E(実施例3、4及び比較例3)の入力端子20に、立ち上がり時間17ns及び振幅225mVを有するステップパルスのパルス入力信号を入力したときに、出力端子22から出力されるパルス出力信号をスペクトル・アナライザによって測定した。なお、立ち上がり時間とは、パルス入力信号又はパルス出力信号の立ち上がりにおいて、前記パルス入力信号又はパルス出力信号の振幅に対し、前記パルス入力信号又はパルス出力信号のレベルが20%〜80%の時間をいう。
【0090】
前記パルス出力信号の立ち上がり部分を示すパルス応答特性は、図16に示すように、パルス入力信号(入力波形)の立ち上がりから約2ns経過した後に、ディレイライン10C、10D及び10E(実施例3、4及び比較例3)のパルス出力信号が立ち上がるような特性となる。即ち、パルス入力信号(入力波形)が該パルス入力信号(入力波形)の振幅の50%(112.5mV)となる時間と、前記パルス出力信号が該パルス出力信号の振幅の50%(112.5mV)となる時間との時間差を、遅延時間Tと定義すると、比較例3、実施例3及び実施例4の遅延時間Tは、T=約2nsとなる。
【0091】
また、ディレイライン10D(実施例4)のパルス応答特性では、ディレイライン10C及び10E(実施例3及び比較例3)のパルス応答特性と比較して、立ち上がり時間は小さいが、オーバーシュートが発生している。
【0092】
一方、ディレイライン10E(比較例3)のパルス応答特性は、ディレイラインC(実施例3)のパルス応答特性と比較して、立ち上がりにおけるパルス出力信号のレベルが小さい上に、前記パルス出力信号がパルス入力信号(入力波形)の振幅に到達するまでの時間が長くなる。つまり、ディレイライン10E(比較例3)は、ディレイラインC(実施例3)よりも導体損による損失が大きく、立ち上がり時間も長い。
【0093】
このように、ディレイライン10C(実施例3)は、ディレイライン10D及び10E(実施例4及び比較例3)と比較すると、パルス入力信号に対する応答性がよい上に、オーバーシュートを発生することなく前記パルス入力信号(入力波形)の振幅に速やかに到達可能である良好なディレイラインであることが分かる。
【0094】
ディレイライン10C、10D及び10E(実施例3、4及び比較例3)の周波数特性は、図17に示すように、周波数が1GHz以下の領域では、ディレイライン10D(実施例4)の挿入損失が、ディレイラインC及びE(実施例3及び比較例3)の挿入損失よりも小さい。また、周波数が1GHz以上の領域では、ディレイライン10C(実施例3)の挿入損失が、ディレイラインD及びE(実施例4及び比較例3)の挿入損失よりも小さい。なお、上記した挿入損失は、導体損による損失、誘電体損等を含んでいる。
【0095】
特に、ディレイライン10C(実施例3)は、約3GHz以下の周波数領域において、不連続点に起因した急激な損失の増大が発生しないので、高周波領域に対応可能なディレイラインとして好適である。
【0096】
以上、説明したように、第3の実施の形態に係るディレイライン10Cは、内層アース電極12d、12e及び12fに挟まれていない第1のストリップライン16aの幅w1が、内層アース電極12d、12e及び12fに挟まれた第2及び第3のストリップライン16b及び16cの幅w2及びw3よりも大きいので、該ディレイライン10Cの導体損による損失の低下を図ることができる。
【0097】
更に、第3の実施の形態に係るディレイライン10Cは、従来技術に係るディレイライン10E(比較例3)の内層アース電極12iを有していないので、該ディレイライン10Cの高さを低くすることが可能である。また、第3の実施の形態に係るディレイライン10Cを製造するとき、前記内層アース電極12iのパターンが不要となるので、該ディレイライン10Cの製造コストを低減することが可能となる。
【0098】
また、第1、第2及び第3のストリップライン16a、16b及び16cは、内層アース電極12d、12e及び12fを介して誘電体基板14内に形成されているので、各ストリップライン間におけるクロストークの低減を図ることができる。
【0099】
更に、ディレイライン10Cの挿入損失は、前記クロストークの低減によって低下する。また、前記クロストークの低減によって、1GHz以上の高周波領域において発生する不連続点での挿入損失の急激な増大は、大幅に抑制される。従って、ディレイライン10Cは、1GHz以上の高周波領域でも使用可能なディレイラインとなる。
【0100】
なお、この発明に係るディレイラインは、上述の実施の形態に限らず、この発明の要旨を逸脱することなく、種々の構成を採り得ることはもちろんである。
【0101】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係るディレイラインによれば、低損失及び小型化を共に達成させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】第1の実施の形態に係るディレイラインを示す斜視図である。
【図2】第1の実施の形態に係るディレイラインを示す分解斜視図である。
【図3】第1の実施の形態に係るディレイラインを示す縦断面図である。
【図4】第1の実験例に使用されるサンプルを示す断面図である。
【図5】比較例1及び実施例1において、b(深さ)/h(高さ)に対する特性インピーダンスの変化を示す特性図である。
【図6】比較例1及び実施例1において、b(深さ)/h(高さ)に対する実効誘電率の変化を示す特性図である。
【図7】第2の実験例において、周波数に対する減衰量の変化を示す特性図である。
【図8】第1の実施の形態に係るディレイラインの変形例を示す分解斜視図である。
【図9】第2の実施の形態に係るディレイラインを示す縦断面図である。
【図10】第2の実施の形態に係るディレイラインを示す分解斜視図である。
【図11】第2の実施の形態に係るディレイラインを示す斜視図である。
【図12】第3の実施の形態に係るディレイラインを示す分解斜視図である。
【図13】第3の実施の形態に係るディレイラインを示す縦断面図である。
【図14】実験例3で使用される実施例4(第1の実施の形態に係るディレイラインの変形例)を示す縦断面図である。
【図15】比較例3に係るディレイラインを示す縦断面図である。
【図16】実施例3、4及び比較例3に係るディレイラインにおけるパルス応答特性を示す特性図である。
【図17】実施例3、4及び比較例3に係るディレイラインにおける周波数特性を示す特性図である。
【符号の説明】
10A、10Aa、10B、10C、10D、10E…ディレイライン
12…アース電極 12a…第1のアース電極
12b…第2のアース電極 12c〜12l…内層アース電極
14、32…誘電体基板
16a〜16d…第1〜第4のストリップライン
18、18a〜18c…ビアホール 20…入力端子
22…出力端子 30…アース電極
34…ストリップライン 36…サンプル
A、B…曲線 b…深さ
h…高さ S1〜S15…誘電体層
w、w1〜w3…幅
ε、εa、εa1、εa2、εb…誘電率[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a delay line that is used in an optical module, a digital communication device, or the like and delays signal transmission.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, a delay line used in an optical module, a digital communication device, or the like has a configuration in which a coaxial line is wound in a coil shape, and a signal transmission delay time is obtained by its total length.
[0003]
In this case, since the coaxial line is wound in a coil shape, its diameter and length are relatively large, which is an obstacle to high integration.
[0004]
Therefore, conventionally, as a delay line, for example, a ground electrode is formed almost entirely on the lower surface of a low dielectric constant substrate such as an alumina substrate, and a linear strip line or a meander-shaped strip is formed on the upper surface of the substrate. Lines have been proposed (see JP-A-1-143403, JP-A-2937421, JP-A-3072845, JP-A-4-46405).
[0005]
According to the delay line using the strip line, the delay line can be made smaller than the delay line using the coaxial line, the length of the delay line can be formed with high accuracy, and the delay time of signal transmission can be increased with high accuracy. Can be adjusted.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
Incidentally, the delay time T of signal transmission by the delay line is determined by the line length L and the dielectric constant ε, as is apparent from the following relational expression.
T = √ε · L / c (speed of light)
[0007]
Therefore, in order to realize a delay time of 1 nsec using, for example, a low dielectric constant substrate having a dielectric constant ε = 7 in the delay line by the above-described stripline, a stripline length of 100 mm is necessary, and the size is inevitably increased. There's a problem.
[0008]
Therefore, in order to achieve the miniaturization of the delay line by the strip line, it can be considered that (1): a dielectric substrate having a high dielectric constant is used, and (2): the strip lines are stacked in multiple layers.
[0009]
Simply stacking strip lines in multiple layers is disadvantageous for miniaturization because the size increases in the vertical direction, and there is a problem that loss due to conductor loss must be considered. There is a possibility that significant miniaturization can be realized by using a substrate together.
[0010]
However, when a dielectric substrate having a high dielectric constant is used, there is a new problem that electromagnetic coupling between strip lines becomes strong and a desired delay time cannot be obtained.
[0011]
In this case, it is conceivable to increase the distance between the strip lines, but the size increases in the vertical direction, which is disadvantageous in miniaturization.
[0012]
The present invention has been made in view of such problems, and an object thereof is to provide a delay line that can achieve both low loss and downsizing.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
In the delay line according to the present invention, a ground electrode is formed on a dielectric substrate formed by laminating a plurality of dielectric layers, and the strip lines are electrically connected to the strip lines in the dielectric substrate. Among the plurality of strip lines, the dielectric constant between the strip line adjacent to the ground electrode and the ground electrode is εa, and the via hole is coupled, and the ground electrode is not sandwiched therebetween. When the dielectric constant between strip lines is εb, εa ≧ εb is satisfied.
[0014]
First, in the relational expression T = √ε · L / c (speed of light) that determines the signal transmission delay time T, one of the variables, the dielectric constant ε is the dielectric constant between the stripline and the ground electrode.
[0015]
When an earth electrode is formed on at least one surface of the dielectric substrate and a plurality of strip lines are arranged in the dielectric substrate, the effective dielectric constant substantially relating to the signal transmission delay time is the dielectric constant described above. It is determined by the rate εa.
[0016]
In the present invention, since the dielectric constant εa substantially relating to the delay time of signal transmission can be set high, when obtaining a desired delay time, the effective dielectric constant is compared with the conventional one using a low dielectric constant substrate. Will increase.
[0017]
Therefore, in comparison with a conventional delay line using a low dielectric constant substrate, when a strip line having the same line width is considered, the present invention can be realized with a short strip line, which contributes to miniaturization. Become. Further, the conductor loss is reduced by shortening the strip line, and signal attenuation on the delay line can be suppressed.
[0018]
In addition, since the dielectric constant εb between the strip lines coupled by the via hole can be set lower than the above-mentioned dielectric constant εa, it becomes possible to suppress interference (electromagnetic coupling) between the strip lines. This eliminates the need to increase the distance between strip lines. This is advantageous for downsizing.
[0019]
Thus, in the present invention, both low loss and downsizing can be achieved.
[0020]
And in the said structure, an earth electrode is each formed in the at least 2 surface inside and outside of the said dielectric substrate, It has two strip lines between these earth electrodes, and the via hole which electrically connects these strip lines. The dielectric constant of the dielectric layer between the one stripline and the ground electrode adjacent to the one stripline is εa1, and the dielectric constant of the dielectric layer between the other stripline and the ground electrode adjacent to the other stripline is If the dielectric constant is εa2, and the dielectric constant between strip lines connected by the via hole is εb, εa1 ≧ εb and εa2 ≧ εb may be satisfied.
[0021]
In this case, when an earth electrode is formed on each of at least two surfaces of the dielectric substrate and two strip lines are arranged between the earth electrodes, the effective dielectric constant substantially related to the signal transmission delay time is as described above. It is determined by dielectric constants εa1 and εa2.
[0022]
In the present invention, the dielectric constants εa1 and εa2 that are substantially related to the delay time of signal transmission can be set high. Therefore, when obtaining a desired delay time, it is more effective than the conventional one using a low dielectric constant substrate. The dielectric constant increases, and the area of the entire delay line can be reduced accordingly. In this case, εa1 = εa2 ≧ εb may be satisfied.
[0023]
In the delay line according to the prior art, the strip line formed in the dielectric substrate is formed so as to be sandwiched between a plurality of ground electrodes. In the delay line, crosstalk between strip lines can be reduced, but the ground electrode is close to the strip line. For this reason, the characteristic impedance of the strip line is reduced, and the width of the strip line needs to be reduced in design. Therefore, when the width of the stripline is narrowed, there is a possibility that loss due to the conductor loss of the stripline increases.
[0024]
Therefore, a delay line according to the present invention includes a plurality of ground electrodes formed in a dielectric substrate formed by laminating a plurality of dielectric layers, and a plurality of strip lines formed in the dielectric substrate. Each of the strip lines is composed of a strip line not sandwiched between the ground electrodes and a strip line sandwiched between at least two ground electrodes. It is characterized by having.
[0025]
In this case, the cross line between the strip lines is reduced by the strip line sandwiched between the two ground electrodes.
[0026]
The width of the strip line not sandwiched between the ground electrodes may be greater than the width of the strip line sandwiched between the ground electrodes.
[0027]
Accordingly, since the width of the strip line not sandwiched between the ground electrodes is larger than the width of the strip line sandwiched between the ground electrodes, the strip line not sandwiched between the ground electrodes reduces the delay line. Loss can be achieved.
[0028]
In addition, since the number of ground electrodes can be reduced as compared with the delay line according to the prior art, the height of the delay line according to the present invention can be reduced.
[0029]
Further, in the delay line according to the present invention, since the number of ground electrodes is reduced, the number of ground electrode patterns necessary for manufacturing the delay line can be reduced, and the manufacturing cost of the delay line is reduced. It becomes possible to do.
[0030]
The plurality of strip lines may be formed in a meander shape, a spiral shape, or a combination of a meander shape and a spiral shape.
[0031]
In the case of a combination of a meander shape and a spiral shape, electromagnetic coupling between adjacent strip lines can be weakened, and a desired delay time can be easily obtained.
[0032]
In particular, the signal direction of the adjacent strip line or the adjacent strip line via each ground electrode may be reversed. Thereby, interference between strip lines can be further reduced.
[0033]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the delay line according to the present invention will be described with reference to FIGS.
[0034]
First, as shown in FIG. 1, the
[0035]
In the
[0036]
Further, in the
[0037]
Specifically, referring to FIGS. 1 and 2, the
[0038]
A
[0039]
Here, the first and
[0040]
Furthermore, the
[0041]
That is, the dielectric constant of the first to third dielectric layers S1 to S3 is εa1, the dielectric constant of the seventh to ninth dielectric layers S7 to S9 is εa2, and the fourth to sixth dielectric layers S4 to S6. Is set to satisfy εa1 = εa2 ≧ εb. Of course, εa1 ≧ εb and εa2 ≧ εb may be satisfied.
[0042]
As described above, in the
[0043]
Therefore, in comparison with a conventional delay line using a low dielectric constant substrate, when a strip line having the same line width is considered, in this embodiment, the first and
[0044]
In addition, since the dielectric constant εb between the first and
[0045]
Thus, in the
[0046]
Here, two experimental examples (referred to as first and second experimental examples for convenience) are shown. In the first experimental example, as shown in FIG. 4, a width w from a lower surface to a surface (formation surface) having a height h or a depth b is formed in a
[0047]
In Comparative Example 1 and Example 1, the width w of the
[0048]
The measurement result of the characteristic impedance is shown in FIG. 5, and the measurement result of the effective dielectric constant is shown in FIG. In these FIG. 5 and FIG. 6, the plot of w / h = 4.0 in Comparative Example 1 is shown by ◆, the plot of w / h = 1.0 is shown by ■, and the plot of w / h = 0.2 is shown by ▲. In Example 1, a plot of w / h = 4.0 is indicated by ◇, a plot of w / h = 1.0 is indicated by □, and a plot of w / h = 0.2 is indicated by Δ.
[0049]
In order to realize, for example, 50Ω as the characteristic impedance, in Example 1, it is necessary to set w / h = 0.2 when b / h = 1.0. It turns out that it is 6 to 16. In Comparative Example 1, it is necessary that w / h = 1.0 when b / h = 0.11. In this case, the effective dielectric constant is 5.
[0050]
From this, it can be seen that the effective dielectric constant of Example 1 is three times that of Comparative Example 1, and the effective dielectric constant is increased.
[0051]
As a result, the area of Example 1 can be reduced to about 3 compared to Comparative Example 1, and when a delay line having the same line width, for example, a delay time of 5 nsec, is created, the length of the strip line is short. Accordingly, there is an effect that the loss due to the conductor loss is reduced accordingly.
[0052]
In the second experimental example, the change in attenuation with respect to the frequency was measured in Example 2 and Comparative Example 2 shown below in which the delay time was set to 5 nsec.
[0053]
In Example 2, in the
[0054]
The comparative example 2 has a configuration in which a dielectric layer having a dielectric constant of 7 is used as the first to tenth dielectric layers S1 to S10 in the
[0055]
The result of this second experimental example is shown in FIG. In FIG. 7, a curve A shows the characteristics of Example 2, and a curve B shows the characteristics of Comparative Example 2. From this experimental result, it can be seen that the attenuation of the signal in Example 2 is reduced over 1 GHz to 10 GHz as compared with Comparative Example 2. This confirms that the conductor loss is reduced by the amount that the second embodiment can shorten the strip line compared to the second comparative example, and the signal attenuation in the
[0056]
In the above-described example, the case where the
[0057]
In the above-described first embodiment, the first and
[0058]
Next, a delay line 10B according to a second embodiment will be described with reference to FIGS.
[0059]
As shown in FIG. 9, the delay line 10B according to the second embodiment has a configuration in which two
[0060]
Specifically, as shown in FIG. 10, the
[0061]
10 and 11, the
[0062]
Then, the
[0063]
Further, a
[0064]
Here, the first and
[0065]
Furthermore, a
[0066]
Also in this case, the third and
[0067]
In the delay line 10B according to the second embodiment, the first and second dielectric layers S1 and S2 between the
[0068]
Further, for example, dielectric layers having a dielectric constant of 25 are used as the eighth and ninth dielectric layers S8 and S9 between the
[0069]
In the delay line 10B according to the second embodiment, both low loss and downsizing can be achieved, similarly to the
[0070]
In the above example, the case where the
[0071]
Further, in the above-described embodiment, the case where the ground electrodes are formed on the six surfaces of the
[0072]
Next, a delay line 10C according to a third embodiment will be described with reference to FIGS.
[0073]
As shown in FIG. 12, the delay line 10C according to the third embodiment has a plurality of dielectric layers (S1 to S13) stacked and baked and integrated, and the appearance is the second one shown in FIG. Similar to the
[0074]
Specifically, as shown in FIG. 12, the
[0075]
In addition, a
[0076]
Further, there is a relationship of w1> w2 = w3 among the width w1 of the
[0077]
Furthermore, an inner
[0078]
Therefore, the
[0079]
It should be noted that a region for insulation (a region where no electrode film is formed) is secured between the first via
[0080]
Here, the first, second, and
[0081]
Here, one experimental example (referred to as a third experimental example for convenience) is shown. The third experimental example has the same delay time T and meander-shaped strip line, and the transmission characteristics of three types of delay lines with different inner-layer ground electrode formation locations and strip line widths w, that is, The pulse response characteristics and frequency characteristics of the delay line are examined.
[0082]
This third experimental example is shown in FIG. 14 which is a modification of the delay line 10C (Example 3) according to the third embodiment shown in FIG. 13 and the
[0083]
In the delay line 10C (Example 3), as shown in FIG. 13, the width w1 of the
[0084]
As shown in FIG. 14, the delay line 10D (Embodiment 4) is a dielectric substrate in which a plurality of dielectric layers are laminated and integrated by firing, and
[0085]
In this case, in the
[0086]
In the delay line 10D (Embodiment 4), the widths of the first, second and
[0087]
In the
[0088]
In the
[0089]
Output when a pulse input signal of a step pulse having a rise time of 17 ns and an amplitude of 225 mV is input to the
[0090]
As shown in FIG. 16, the pulse response characteristic indicating the rising portion of the pulse output signal has
[0091]
Further, in the pulse response characteristics of the delay line 10D (Embodiment 4), the rise time is smaller than the pulse response characteristics of the
[0092]
On the other hand, the pulse response characteristic of the
[0093]
As described above, the delay line 10C (Embodiment 3) is more responsive to the pulse input signal than the
[0094]
As shown in FIG. 17, the frequency characteristics of the
[0095]
In particular, the delay line 10C (Embodiment 3) is suitable as a delay line that can cope with a high-frequency region because a sudden increase in loss due to discontinuities does not occur in a frequency region of about 3 GHz or less.
[0096]
As described above, in the delay line 10C according to the third embodiment, the width w1 of the
[0097]
Furthermore, since the delay line 10C according to the third embodiment does not have the inner layer ground electrode 12i of the
[0098]
Since the first, second and
[0099]
Furthermore, the insertion loss of the delay line 10C is reduced by reducing the crosstalk. In addition, due to the reduction of the crosstalk, a sharp increase in insertion loss at a discontinuous point occurring in a high frequency region of 1 GHz or higher is greatly suppressed. Therefore, the delay line 10C is a delay line that can be used even in a high frequency region of 1 GHz or more.
[0100]
It should be noted that the delay line according to the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various configurations can be adopted without departing from the gist of the present invention.
[0101]
【The invention's effect】
As described above, the delay line according to the present invention can achieve both low loss and downsizing.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a perspective view showing a delay line according to a first embodiment.
FIG. 2 is an exploded perspective view showing a delay line according to the first embodiment.
FIG. 3 is a longitudinal sectional view showing a delay line according to the first embodiment.
FIG. 4 is a cross-sectional view showing a sample used in a first experimental example.
5 is a characteristic diagram showing a change in characteristic impedance with respect to b (depth) / h (height) in Comparative Example 1 and Example 1. FIG.
6 is a characteristic diagram showing a change in effective dielectric constant with respect to b (depth) / h (height) in Comparative Example 1 and Example 1. FIG.
FIG. 7 is a characteristic diagram showing a change in attenuation with respect to frequency in the second experimental example.
FIG. 8 is an exploded perspective view showing a modified example of the delay line according to the first embodiment.
FIG. 9 is a longitudinal sectional view showing a delay line according to a second embodiment.
FIG. 10 is an exploded perspective view showing a delay line according to a second embodiment.
FIG. 11 is a perspective view showing a delay line according to a second embodiment.
FIG. 12 is an exploded perspective view showing a delay line according to a third embodiment.
FIG. 13 is a longitudinal sectional view showing a delay line according to a third embodiment.
14 is a longitudinal sectional view showing Example 4 (modified example of the delay line according to the first embodiment) used in Experimental Example 3. FIG.
15 is a longitudinal sectional view showing a delay line according to Comparative Example 3. FIG.
FIG. 16 is a characteristic diagram showing pulse response characteristics in delay lines according to Examples 3 and 4 and Comparative Example 3;
FIG. 17 is a characteristic diagram showing frequency characteristics in delay lines according to Examples 3 and 4 and Comparative Example 3;
[Explanation of symbols]
10A, 10Aa, 10B, 10C, 10D, 10E ... Delay line
12 ...
12b ...
14, 32 ... Dielectric substrate
16a to 16d: first to fourth strip lines
18, 18a to 18c ... via
22 ...
34 ...
A, B ... Curve b ... Depth
h ... Height S1-S15 ... Dielectric layer
w, w1-w3 ... width
ε, εa, εa1, εa2, εb ... dielectric constant
Claims (4)
前記2つのアース電極及び前記第1〜第3のストリップラインは、前記各誘電体層の一主面にそれぞれ形成され、
前記第1〜第3のストリップラインは、共にミアンダ形状、あるいは共に渦巻き形状、もしくはミアンダ形状と渦巻き形状との組み合わせにより形成され、
前記第2のストリップラインと該第2のストリップラインに近接するアース電極との間の誘電体層の誘電率をεa1、前記第3のストリップラインと該第3のストリップラインに近接するアース電極との間の誘電体層の誘電率をεa2、前記第2のストリップラインと前記第3のストリップラインとの間の誘電体層の誘電率をεbとしたとき、εa1>εb、かつ、εa2>εbを満足することを特徴とするディレイライン。 Two ground electrodes formed in a dielectric substrate formed by laminating a plurality of dielectric layers, a first strip line not sandwiched between the ground electrodes in the dielectric substrate, and the dielectric A second and a third strip line formed between the ground electrodes in the body substrate, and a via hole for electrically connecting the first to third strip lines,
The two ground electrodes and the first to third strip lines are respectively formed on one main surface of each dielectric layer,
The first to third strip lines are both formed in a meander shape, or a spiral shape, or a combination of a meander shape and a spiral shape,
Ground electrode adjacent the dielectric constant of the dielectric layer between the ground electrode adjacent to the second strip line and the second strip line .epsilon.a 1, the third strip line and the third strip line when the Ipushironbi the dielectric constant of the dielectric layer between the dielectric constant of the dielectric layer Ipushiron'ei2, the second strip line and the third strip line between, εa 1> εb and,, εa2 > Delay line characterized by satisfying εb.
εa1=εa2>εbを満足することを特徴とするディレイライン。The delay line according to claim 1 ,
A delay line satisfying εa1 = εa2 > εb.
前記3つのアース電極及び前記第1〜第3のストリップラインは、前記各誘電体層の一主面にそれぞれ形成され、
前記第1〜第3のストリップラインは、共にミアンダ形状、あるいは共に渦巻き形状、もしくはミアンダ形状と渦巻き形状との組み合わせにより形成され、
前記第1のストリップラインの幅は、前記第2及び第3のストリップラインの幅よりも大きいことを特徴とするディレイライン。 Three ground electrodes formed in a dielectric substrate formed by laminating a plurality of dielectric layers, a first strip line not sandwiched between the ground electrodes in the dielectric substrate, and the dielectric A second strip line formed between two ground electrodes on the first strip line side of the three ground electrodes in the body substrate, and the first of the three ground electrodes in the dielectric substrate. A third strip line formed between two ground electrodes spaced from one strip line, and a via hole for electrically connecting the first to third strip lines,
The three ground electrodes and the first to third strip lines are respectively formed on one main surface of each dielectric layer;
The first to third strip lines are both formed in a meander shape, or a spiral shape, or a combination of a meander shape and a spiral shape,
The delay line according to claim 1 , wherein a width of the first strip line is larger than a width of the second and third strip lines.
前記隣接するストリップライン、又は前記各アース電極を介して隣接するストリップラインの信号の向きが逆であることを特徴とするディレイライン。In the delay line according to any one of claims 1 to 3 ,
The delay line is characterized in that the signal direction of the adjacent strip line or the adjacent strip line via each ground electrode is reversed.
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