JP3926499B2 - Convolutional code soft decision decoding receiver - Google Patents
Convolutional code soft decision decoding receiver Download PDFInfo
- Publication number
- JP3926499B2 JP3926499B2 JP01463099A JP1463099A JP3926499B2 JP 3926499 B2 JP3926499 B2 JP 3926499B2 JP 01463099 A JP01463099 A JP 01463099A JP 1463099 A JP1463099 A JP 1463099A JP 3926499 B2 JP3926499 B2 JP 3926499B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- reliability
- bit
- signal
- demodulated
- signal point
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Images
Landscapes
- Error Detection And Correction (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、畳み込み符号を用いた多値変調方式の伝送システムに係り、特に、多値変調方式畳み込み符号復調用の軟判定復号回路を用いた畳み込み符号軟判定復号方式の受信装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
畳み込み符号を用いた多値変調方式の伝送システムでは、伝送に伴う符号誤りの発生が確率的に不可避であるが、他方、復号処理に際して有る程度の符号誤りの訂正が可能であるという特性があり、このため、受信側に符号訂正機能を備えた復号回路を設けるのが通例である。
【0003】
ところで、この符号訂正機能を備えた復号回路には、復調された全ての符号に同等の確率で誤りが発生することを前提として符号の誤り箇所を探し、符号の誤りを訂正して復号する、いわゆる硬判定復号回路と、復調符号(復調した符号)の値の確からしさを表す信頼度を算出し、この信頼度を用いて符号の誤りを訂正して復号する、いわゆる軟判定復号回路とがある。
【0004】
ここで、一般には、前者よりも後者の方が誤り訂正能力が高く、その差は数dBにもなるため、近年、後者の方が多く用いられている。
なお、この軟判定復号回路の説明では、“ 信頼度 ”という用語と、その逆数を表わす用語が用いられるが、これらの用語については、それぞれ“ 重み ”、“ メトリック ”と呼ばれる場合があり、さらに、“ 軟判定 ”についても、“ソフトディシジョン ”と呼ばれる場合があるが、何れも同意語である。
【0005】
そして、この軟判定復号回路の従来技術としては、例えばBPSK方式の受信装置の場合、受信信号の振幅の大きさを信頼度として用いる軟判定方式のビタビ復号回路(QUALCOMM:「ビタビ・デコーダ・ファミリ衛星通信用ECCデバイス」のカタログ他)がある。
ここで、BPSK方式とは、2値位相変位変調(Binary Phase Shift Keying)方式のことである。
【0006】
また、4値以上の多値変調方式の受信装置、例えば図17に示すように、信号点配置(以下、配置した信号点を変調信号点と記す)を有する16QAM方式の受信装置の従来技術としては、今井秀樹著、「符号理論」(電子情報通信学会編P288)に記載されているように、受信信号の信号空間上の位置を表す受信信号点と変調信号点間のユークリッド距離の2乗をメトリックとして用いる軟判定方式のビタビ復号回路が知られている。
【0007】
そこで、以下、この従来技術による軟判定復号回路を用いた多値変調方式の伝送装置の動作について、16QAM方式の伝送装置を用いて説明する。なお、この16QAM方式とは、16値直交振幅変調方式のことである。
まず、図18は、16QAM方式の送信装置の回路構成を示したもので、図19は、軟判定復号回路を有する16QAM方式の受信装置の回路構成を示したものである。
【0008】
図18の送信装置において、この装置に供給された情報符号は、まず畳込(畳み込み)符号化回路1に入力され、ここで、4ビット1組の畳み込み符号に変換されて出力される。
【0009】
なお、この畳込符号化回路1としては、一般の教科書、例えば、上述した「符号理論」において、その第252頁、図11.4に記載の回路を、符号化率4/3に拡張した回路、或いは、
John G.Proakis,「Digital Communications(Third Edition)」
MacGrawHill,P477 Fig.8-2-10
に記載の回路などを用いればよい。
【0010】
畳み込み符号化回路1から出力された4ビット1組の畳み込み符号は変調符号として16QAM変調回路2に入力され、ここでは、これも一般の教科書にも記載されているように、まず、図17の信号空間上の16個の変調信号点の中から4ビット1組の変調符号に対応する変調信号点を選択し、次いで、この選択した変調信号点のI成分の値Itxdaと、Q成分の値Qtxdaを16QAM変調方式により変調し、ベースバンドの変調信号Itxda、Qtxda を出力する。
【0011】
次に、16QAM変調回路2から出力された変調信号Itxda、Qtxdaは、DA変換回路3iと3qに入力され、ここでアナログの信号Ia、Qa に変換された後、ミキサ4に入力され、次の(1)式の演算により、直交変調された中間周波数fm のIF信号に変換されてからアップコンバータ5に供給され、ここで更に高い所定の周波数の搬送波からなるRF信号に変換された後、アンテナ6から送信される。
Ia ×cos(2π×fm ×t)+Qa ×sin(2π×fm ×t) …… (1)
【0012】
次に、図19の受信装置において、まず受信アンテナ7で受信されたRF信号は、ダウンコンバータ8で中間周波数のIF信号に変換され、ミキサ9に入力される。そして、このミキサ9で、三角関数の直交性を利用してベースバンドのI成分の信号Iarx とQ成分の信号Qarx に直交復調される。
【0013】
ミキサ9から出力された信号Iarx、Qarx は、夫々AD変換回路10i、10qによりベースバンドのディジタル受信信号Ida、Qda に変換され、16QAM方式対応の軟判定ビタビ復号回路11に入力される。
【0014】
ここで、同期再生回路12は、受信信号から信号空間上の変調信号点位置を再生すると共に、受信装置のクロックタイミングを制御する制御信号を発生する回路である。なお、この同期再生回路12の動作手順については周知であり、且つ本発明の理解には直接関係が無いので、説明は省略する。
【0015】
ところで、16QAM方式対応の軟判定ビタビ復号回路11に入力されたベースバンドの受信信号では、その信号点(受信信号点)の位置(Ida、Qda)は、伝送系で混入する雑音や波形歪み等の影響を受けて、図20に示すように、正しい変調信号点位置Pからずれてしまうことがある。
【0016】
そこで、16QAM方式対応の軟判定ビタビ復号回路11では、今井秀樹「符号理論」電子情報通信学会編第12章など、一般の教科書に記載されているように、硬判定ビタビ復号回路で用いられているハミング距離の代りに、受信信号点と変調信号点間のユークリッド距離の2乗をメトリックとして用い、各トレリスのパスメトリックを算出するようになっている。
【0017】
ここで、算出されたパスメトリックは、その値が小さい程、各受信信号点が変調信号点の近くにあって信頼度が高いことを意味している。
そこで、16QAM方式対応の軟判定ビタビ復号回路11からは、パスメトリック値が最も小さいパスの符号が、符号の誤りを訂正され復号された情報符号として出力されることになる。
【0018】
このように、従来技術によれば、4値以上の多値変調方式の受信装置の一種である16QAM方式の受信装置においても、硬判定の畳み込み符号復号より符号の誤り訂正能力が高い軟判定の畳み込み符号復号を用いた受信装置を構成することができる。
【0019】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、畳み込み符号復調用多値変調方式軟判定復号回路の更なる多値化について配慮がされているとはいえず、多値化に伴う製品価格の著しい上昇に問題があった。
【0020】
すなわち、このような回路の実用化には、そのLSI化がほとんど必要要件であるが、ここで、BPSK方式対応の軟判定ビタビ復号用のLSIは既に市販されていて、比較的安価に入手が可能である。
【0021】
これに対して、4値以上の多値変調方式対応の軟判定ビタビ復号用LSIは未だ市販されておらず、このため、現状では、4値以上の多値変調方式による軟判定のビタビ復号の適用に際しては、新たにLSIを設計製作する必要がある。
【0022】
しかし、LSIの開発には大きなコストが掛るため、少量生産の製品では、多値化による伝送性能向上に比して製品価格の上昇が著しく、このため、上記した問題が生じてしまうのである。
【0023】
また、硬判定を主体とする通常の無線装置では、バーストエラーの影響を低減するため、畳み込み符号化された符号列の順序をビット単位で入れ替えるインターリーブ処理が加えられている。
【0024】
一方、4値以上の多値変調方式に対応する従来の軟判定のビタビ復号方式の場合、信号空間上でのユークリッド距離の2乗をメトリックとして用いて符号の誤りを訂正して復号するため、例えば16QAM方式の1つの信号点を表す4ビット1組の符号のビットの順序がばらばらになるとユークリッド距離が定義できなくなり、符号の誤りを訂正できなくなる。
【0025】
そのため、符号列の順序をビット単位で入れ替えるインターリーブ処理を用いた多値変調方式の伝送装置では、多値変調方式に対応した従来の軟判定のビタビ復号の方法をそのまま用いることができず、このため、同じく上記した問題が生じてしまうのである。
【0026】
本発明の目的は、4値以上の多値変調方式の受信装置においても、新たなLSIの開発を要することなく、更なる多値化による伝送性能の大きな向上が容易に得られるようにした、軟判定のビタビ復号を可能にする安価な受信装置を提供することにある。
【0027】
また、本発明の他の目的は、符号列の順序をビット単位で入れ替えるインターリーブ処理を用いている4値以上の多値変調方式の伝送装置においても、軟判定のビタビ復号を可能にする受信装置を提供することにある。
【0028】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、多値変調されているベースバンドの受信信号を入力し、送信側でnビット1組の符号を伝送するために信号空間である複素平面上に設定した2n 個の信号点(変調信号点)の中から、該受信信号の値が表す信号点(受信信号点)に最も近い変調信号点を選択し、該選択した変調信号点に割り付けられているnビット1組の符号を算出して復調符号として出力する多値変調信号復調回路を備えた受信装置において、
前記ベースバンドの受信信号と、前記多値変調信号復調回路から出力されたnビット1組の復調符号を入力して、該nビット1組の復調符号に対応する変調信号点(復調信号点)に対する該受信信号点のずれ量を算出し、これにより、前記nビット1組の復調符号の内の少なくとも1ビットには、前記算出したずれ量の大きさが大きいほど該ビットの値の確からしさが低いことを表す信頼度Gbit=G1を割り付け、前記ずれ量の大きさが小さいほど該1ビットの値の確からしさが高いことを表す信頼度Gbit=G2を割り付けると共に、前記nビット1組の復調符号の内の残りのビットには、該ビットの値の確からしさが該信頼度G2の確からしさに等しいか、該信頼度G2の確からしさより高いことを表す信頼度Gbit≧G2を割り付けて信頼度Gbitを算出した上で、この信頼度Gbitを復調ビット信頼度信号として出力する軟判定信頼度算出回路を設け、
前記多値変調信号復調回路が、前記軟判定信頼度算出回路から出力される復調ビット信頼度信号に基づいて軟判定を行うようにしたBPSK変調方式対応の軟判定畳み込み符号復号回路によって構成されるようにして達成される。
【0029】
同じく上記目的は、nビット1組の復調符号と該ベースバンドの受信信号を入力し、前記復調信号点に対する該受信信号点のずれ量を算出してずれ量信号として出力するずれ量算出回路と、
前記ずれ量信号を入力し、該ずれ量信号で表わされるずれ量の大きさが0のとき、該復調信号点の確からしさが最も高いことを表す信頼度Gd=Gdmax を算出すると共に、該ずれ量の大きさが0より大きいときは、該ずれ量の大きさが大きいほど、該復調信号点の確からしさが低いことを表す信頼度Gd <Gdmaxを算出し、該算出した信頼度Gd を、該選択した復調信号点の確からしさを表す復調信号点信頼度信号として出力する復調信号点信頼度算出回路と、
前記nビット1組の復調符号と前記ずれ量信号を入力し、前記復調信号点の次に該受信信号点に近い変調信号点である第2隣接信号点を算出すると共に、該算出した第2隣接信号点に割り付けられているnビット1組の符号と該復調符号のnビット1組の符号の同じ桁のビットの値同士を比較し、値が異なる桁のビットには、該ビットがA群であることを表す値を低信頼度ビット位置信号として出力し、値が同一である桁のビットには、該ビットが notA群であることを表わす値を低信頼度ビット位置信号として出力する低信頼度ビット位置算出回路と、
前記低信頼度ビット位置信号と前記復調信号点信頼度信号を入力し、前記nビット1組の復調符号の中で低信頼度ビット位置信号が群Aに属することを表わす桁のビットには、該復調信号点信頼度信号が表わす信頼度Gd に等しいか、前もって定めた一定量だけ該信頼度Gdより小さな信頼度Gbit≦Gdを算出して割り付けると共に、該低信頼度ビット位置信号が notA群に属することを表わす桁のビットには、該最も高い確からしさを表す信頼度Gdmax 或いは該信頼度Gdの大きさで決まる一定量だけ小さな信頼度Gbit≦Gdmax(Gd≦Gbit)を算出して割り付けて、夫々前記各桁のビットの確からしさを表す信頼度Gbitとし、それを復調ビット信頼度信号として出力する復調ビット信頼度算出回路とを設け、
前記ずれ量算出回路と前記復調信号点信頼度算出回路、前記低信頼度ビット位置算出回路、それに前記復調ビット信頼度算出回路により、前記軟判定信頼度算出回路が構成されるようにしても達成される。
【0030】
更に上記目的は、前記nビット1組の復調符号と該ベースバンドの受信信号を入力し、該復調信号点に対する該受信信号点のずれ量の第1の成分であるI軸方向のずれ量ΔIと第2の成分であるQ軸方向のずれ量ΔQ、或いは第1の成分である半径方向のずれ量ΔRと第2の成分である角度方向のずれ量Δθの何れか一方を算出してずれ量信号として出力するずれ量算出回路と、
前記ずれ量信号を入力し、該ずれ量信号が表す第1の成分のずれ量、或いは第2の成分のずれ量の大きさが0のときは該復調信号点の第1の成分、或いは第2の成分の確からしさが最も高いことを表す第1の成分の信頼度G1d=Gdmax或いは第2の成分の信頼度G2d=Gdmax を算出すると共に、前記各成分のずれ量の大きさが0より大きいときは、該成分のずれ量の大きさが大きいほど、該復調信号点の該成分の確からしさが低いことを表す第1の成分の信頼度G1d<Gdmax、或いは第2の成分の信頼度G2d<Gdmax を算出し、これら信頼度G1d、G2dを、前記選択した復調信号点の確からしさを表す復調信号点信頼度信号として出力する復調信号点信頼度算出回路と、
前記nビット1組の復調符号と前記ずれ量信号を入力し、前記復調信号点に対して第1の成分のずれ量の極性符号の方向にある第1の成分の隣接変調信号点を算出すると共に、該算出した第1の成分の隣接変調信号点に割り付けられているnビット1組の符号と該復調符号のnビット1組の符号の同じ桁のビットの値同士を比較し、値が互いに異なる桁のビットには、該ビットがA群であることを表わす値を第1の成分の低信頼度ビット位置信号として出力し、値が互いに同一である桁のビットには、該ビットが notA群であることを表わす値を第1の成分の低信頼度ビット位置信号として出力し、且つ、前記復調信号点に対して第2の成分のずれ量の極性符号の方向にある第2の成分の隣接変調信号点を算出すると共に、該算出した第2の成分の隣接変調信号点に割り付けられているnビット1組の符号と該復調符号のnビット1組の符号の同じ桁のビットの値同士を比較し、値が互いに異なる桁のビットには、該ビットが群Aであることを表わす値を第2の成分の低信頼度ビット位置信号として出力し、更に値が互いに同一である桁のビットには、該ビットが notA群であることを表わす値を第2の成分の低信頼度ビット位置信号として出力し、前記第1の成分の低信頼度ビット位置信号と前記第2の成分の低信頼度ビット位置信号を低信頼度ビット位置信号として出力する低信頼度ビット位置算出回路と、
該低信頼度ビット位置信号と前記復調信号点信頼度信号を入力し、前記nビット1組の復調符号の内で、前記低信頼度ビット位置信号がA群に属することを表わす桁のビットには、同じ成分の前記復調信号点信頼度信号が表わす信頼度G1d、G2d の何れか、或いは前もって定めた一定量だけ該信頼度G1d 又はG2dより小さな信頼度Gbit≦ G1d 又はGbit≦G2d の何れかを割り付け、且つ、前記低信頼度ビット位置信号が notA群に属することを表わす桁のビットには、該最も高い確からしさを表す信頼度Gdmax、或いは前記信頼度G1d、或いはG2dの大きさで決まる一定量だけ小さな信頼度Gbit≦Gdmax(G1d≦Gbit、或いはG2d≦Gbit)の何れかを割り付け、それぞれ各桁のビットの確からしさを表わす信頼度Gbitとし、それを復調ビット信頼度信号として出力する復調ビット信頼度算出回路とを設け、
前記ずれ量算出回路と前記復調信号点信頼度算出回路、前記低信頼度ビット位置算出回路、それに前記復調ビット信頼度算出回路により、前記軟判定信頼度算出回路が構成されるようにしても達成される。
【0031】
この結果、符号誤り訂正能力が高く良好な情報符号を復号できる多値変調方式の軟判定復号により受信装置が、既にLSIとして市販され、入手が容易で安価なBPSK方式対応の軟判定ビタビ復号回路を用いて構成できるようになる。
【0032】
また、復調符号の各ビットに割り付けた信頼度に基づいて符号誤りを訂正するので、符号列の順序をビット単位で入れ替えるインターリーブ処理を施す多値変調方式の伝送装置でも、符号誤り訂正能力が高く良好な情報符号を復調することができる多値変調方式の軟判定復号の受信装置を構成することができる。
【0033】
また、本発明によれば、復調信号点と最も誤りやすい第2隣接信号点を算出して比較し、第2隣接信号点に割り付けた符号と復調符号の同じ桁のビットの値が異なり、値を誤りやすい桁のビットの信頼度のみ低い値にし、値が変わらない桁のビットの信頼度は高い状態に維持される。
【0034】
そのため、第1の手段に基づいてnビット1組の復調符号の全てのビットに一律に復調信号点の信頼度の値を割り付ける方法に比して、軟判定の畳み込み符号復号の符号誤り訂正能力が向上し、良好な符号誤り訂正を実行させることができる。
【0035】
さらに本発明によれば、ずれ量の2種の成分、すなわち第1の成分であるI軸方向のずれ量ΔIと第2の成分であるQ軸方向のずれ量ΔQねあるいは第1の成分である半径方向のずれ量ΔRと第2の成分である角度方向のずれ量Δθを算出し、各成分毎に最も誤りやすい桁のビットを算出し、そして、この最も誤りやすい桁のビットの信頼度のみ低い値にし、値が変わらない桁のビットの信頼度は高い信頼度のままに維持する。
【0036】
従って、変調信号点に割り付ける符号として、例えば図17に示すように、それぞれの成分の方向に隣接する変調信号点の符号が1ビットの符号しか変化しない特殊な符号の割り付け方法を採用する多値変調方式の伝送装置において、受信信号点が斜め方向に大きくずれて復調信号点が斜め方向に隣接する変調信号点と誤る可能性が高い場合においても、誤りやすい桁のビットを正確に算出でき、この最も誤りやすい桁のビットの信頼度だけを低い値にし、値が変わらない桁のビットの信頼度は高いままに維持させることができる。
【0037】
そのため、更に受信信号点が斜め方向に大きくずれた場合でも、符号を誤りやすい桁のビットの信頼度が的確に下げられるので、軟判定の畳み込み符号復号の符号誤り訂正能力が更に高まり、更に良好な符号誤り訂正を得ることができる。
【0038】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による畳み込み符号軟判定復号方式の受信装置について、図示の実施形態により詳細に説明する。
図1は、本発明の第1の実施形態による受信装置で、この実施形態は、本発明を、多値変調信号復調回路に16QAM復調回路16を用いて実施したものであり、従って、この場合、復調符号のビット数nは4になる。
そして、この実施形態は、例えば図2に示す送信装置と組み合わせて使用される。
【0039】
この図1において、受信アンテナ7、ダウンコンバータ8、ミキサ9、AD変換回路10i、10q、それに同期再生回路12は、図19で説明した従来技術の回路と同じである。
【0040】
始めに、図2の送信装置について説明すると、この装置に供給された情報符号は、まず畳み込み符号化回路13に入力され、ここで、上記した一般の教科書にも記載されている方法により、畳み込み符号に変換される。
【0041】
なお、この畳み込み符号化回路13としては、図18に従来技術として説明した多値変調方式対応の畳み込み符号化回路1と同じ回路を用いても良いし、例えば上記のQUALCOMMのカタログ:「ビタビ・デコーダ・ファミリ衛星通信用ECCデバイス」に記載の回路を用いても良い。
【0042】
畳み込み符号化回路13から出力された畳み込み符号はインターリーブ回路14に入力され、上記したように、バーストエラーの影響を低減するため、符号列の順序がビット単位で入れ替えられ、連続的な符号ビット列としてS/P変換回路15に入力され、4ビット1組の変調符号に分離された後、図18の従来技術と同じ構成の16QAM変調回路2により、16QAM方式の変調信号Itxda、Qtxda に変換されて出力される。
【0043】
16QAM変調回路2以降は図18の従来技術と同じで、16QAM変調回路2から出力されたベースバンドの変調信号Itxda、Qtxdaは、各DA変換回路3i、3qと、ミキサ4、それにアップコンバータ5を介してRF信号に変換された後、アンテナ6から送信されることになる。
【0044】
次に、図1の受信装置について説明する。
受信アンテナ7で受信されたRF信号は、ダウンコンバータ8とミキサ9を介してAD変換回路10i、10qに入力され、ディジタルのベースバンドの受信信号Ida、Qda に変換される。
従って、これまでの構成は、図19の従来技術における受信装置と同じであるが、この後の構成は大きく異なっている。
【0045】
まず、AD変換回路10i、10qから出力された受信信号Ida、Qda は、夫々2系統に分岐され、一方は16QAM復調回路16に入力され、他方は軟判定信頼度算出回路17に入力される。
【0046】
まず、16QAM復調回路16では、図20に示す16個の変調信号点の中から受信信号点(Ida、Qda)に最も近い変調信号点S(復調信号点)が選択され、選択された復調信号点に割り付けられている4ビット1組の符号[1111]が復調符号として出力される。
なお、ここでは、バイナリ値を括弧[ ]で囲むことにより表現した。
【0047】
しかして、軟判定信頼度算出回路17には、分岐された他方の受信信号Ida、Qda に加えて、16QAM復調回路16で復調された4ビット1組の復調符号も入力され、これにより、BPSK方式対応の畳み込み符号軟判定復号回路29で使用するための信頼度の算出が行われる。
ここで、このBPSK方式対応の畳み込み符号軟判定復号回路29は、後述するように、軟判定ビタビ復号回路に対応しているものである。
【0048】
図3は、軟判定信頼度算出回路17の回路構成を示したもので、この図において、まず、ずれ量算出回路19は、復調符号で表わされる復調信号点と受信信号点のずれ量を算出する働きをし、次に、破線で囲んで示されている復調信号点信頼度算出回路20は、16QAM復調回路16で選択した復調信号点の信頼度を算出する働きをし、更に、復調ビット信頼度算出回路21は、16QAM復調回路16で復調された4ビット1組の復調符号の各桁のビットの信頼度を算出する働きをする。
【0049】
軟判定信頼度算出回路17に入力された4ビット1組の復調符号と、ベースバンドの受信信号Ida、Qdaは、まず、ずれ量算出回路19に入力され、これらの4ビット1組の復調符号とベースバンドの受信信号から、復調符号が表す復調信号点の位置に対する受信信号点の位置のずれ量が算出され、ずれ量信号ΔI、ΔQが出力される。
【0050】
図4は、このずれ量算出回路19の回路構成の一例で、ここに入力された4ビット1組の復調符号は16QAM変調回路22に入力され、この復調符号を16QAM変調することにより、復調信号点の座標値(Ida'、Qda')が算出され、出力される。
ここで、同時に入力されたベースバンドの受信信号の値(Ida、Qda)は、受信信号点の座標値を表している。
【0051】
そこで、減算回路23i、23qにより、次の演算、すなわち、
ΔI=Ida−Ida’
ΔQ=Qda−Qda’
の演算を実行することにより、受信信号点の復調信号点からのずれ量が算出されることになり、算出して得た値ΔI、ΔQがずれ量信号として出力されることになる。
【0052】
こうして、ずれ量算出回路19から出力されたずれ量信号ΔI、ΔQは、復調信号点信頼度算出回路20内の絶対値算出回路24に入力され、次の演算、すなわち、
|Z|=〔ΔI2+ΔQ2〕1/2/(0.5×dP)
の演算によって、規格化されたユークリッド距離の絶対値|Z|が算出され、出力される。
ここで、dPは、図17に示すように、変調信号点間の距離である。
【0053】
但し、実際には、上記の絶対値|Z|と共に増減する値であれば良く、上式の分子の演算の代りに、例えばΔIの絶対値とΔQの絶対値の和を分子の演算として代用しても良く、或いは、ユークリッド距離の2乗を分子の演算として代用しても良い。
【0054】
こうして、絶対値算出回路24で算出された絶対値|Z|は、変調信号点から受信信号点までの距離を表わし、従って、この値が小さいほど、16QAM復調回路16で選択された復調信号点が確からしくなることを表わしている。
【0055】
しかして、この結果、この絶対値|Z|の増減方向は、信頼度の高低方向とは反対になっている。
そこで、この絶対値算出回路24で算出された絶対値|Z|は、更に減算回路25に入力され、規格値1から絶対値|Z|を差し引いた値(1−|Z|)に変換され、これが出力される。
【0056】
この結果、減算回路25から出力される値(1−|Z|)は、受信信号点が復調信号点の近くにあって、選択した復調信号点の確からしさが大である程、大きな値となり、信頼度の高低方向と一致して変化する値とすることができる。
【0057】
丸め回路26は、減算回路25で算出された値1−|Z|を、信頼度として必要な精度のビット数に丸め、復調信号点の信頼度として出力するもので、例えば10ビットの精度を有する値1−|Z|の上位2ビットの符号が取り出されることにより丸められ、所定の精度の信頼度として出力される。
【0058】
或いは、1−|Z|の最も高い値には2ビット符号[11]を割付け、1−|Z|の値が小さくなるに従って順次、小さな値[10]、[01]、[00]を割り付ける等の方法で、必要な2ビットの値の信頼度が算出され復調信号点の信頼度として出力されるようにしてもよい。
なお、ここでも、上記したように、バイナリ値を括弧[ ]で囲むことにより表現してある。
【0059】
丸め回路26から出力された信頼度は復調ビット信頼度算出回路21に入力され、16QAM復調回路16で復調された4ビット1組の復調符号の各桁のビットの信頼度が算出される。
具体的には、次のようにする。
【0060】
すなわち、復調符号は、復調信号点の信頼度と同じ信頼度を有していると考えられるので、4ビット1組の復調符号の全てのビットに同じ信頼度、つまり復調信号点の信頼度が割り付けられ、復調ビット信頼度信号として出力されるようにするのである。
以上の結果、軟判定信頼度算出回路17から2ビットの復調ビット信頼度信号が出力されることになる。
【0061】
図1に戻り、16QAM復調回路16から出力された復調符号はP/S変換回路27にも入力され、ここで連続的な符号ビットの列に戻される。
そして、この連続的な符号ビットの列の1ビットと、そのビットの値の信頼度を表す符号として、軟判定信頼度算出回路17から出力される2ビット1組の復調ビット信頼度信号とが、計3ビット1組の符号にまとめられ、逆インターリーブ回路28に入力される。
【0062】
そして、この逆インターリーブ回路28により、図2の送信装置でのインターリーブ回路14とは逆の手順で元の畳み込み符号と同じ順序の符号列に戻された後、BPSK変調方式対応の一般的な軟判定ビタビ復号回路からなる軟判定畳み込み符号復号回路29に入力される。
【0063】
そこで、軟判定畳み込み符号復号回路29では、復調符号の各ビットの符号と共に入力された信頼度を用いて復調符号の符号誤りが訂正され、訂正され復号された符号が情報符号として出力される。
【0064】
従って、この実施形態によれば、軟判定信頼度算出回路17を用いることにより、容易に入手可能な市販のLSIからなるBPSK変調方式対応の軟判定ビタビ復号回路を用いて、容易に4値以上の多値変調方式の受信装置の一種である16QAM変調方式の受信装置を構成することができる。
【0065】
そして、この結果、硬判定方式のビタビ復号回路を用いた受信装置より符号誤りの訂正能力が高い、軟判定畳み込み符号復号方式の受信装置を安価で容易に提供することができる。
【0066】
また、この実施形態による受信装置では、復調された復調符号の各桁のビット毎にその信頼度が算出されて割り付けられるので、この復調符号の1ビットと信頼度2ビットからなる3ビット1組の符号を単位として、任意の順序に入れ替えても、軟判定畳み込み符号復号回路29では正確に復調符号の符号誤りを訂正することができる。
【0067】
従って、この実施形態によれば、例えば図19で説明した従来技術などとは異なり、畳み込み符号化された符号列の順序をビット単位で入れ替えるインターリーブ処理が加えられた4値以上の多値変調方式の受信装置でも、軟判定方式による畳み込み符号復号を容易に実現することができる。
【0068】
次に、本発明の第2の実施形態について説明する。
この第2の実施形態は、復調符号の各ビットの信頼度を、上記した第1の実施形態よりも更に高精度で算出できるようにしたもので、受信装置全体のブロックで見た回路構成は、図1に示した第1の実施形態と同じであり、異なっている点は、軟判定信頼度算出回路17の回路構成と動作だけである。
【0069】
図5は、この第2の実施形態における軟判定信頼度算出回路17’を示したもので、図1に示した第1の実施形態における軟判定信頼度算出回路17と区別するため、符号として17’を付してある。
ここで、まず、ずれ量算出回路19は、復調符号が表わす復調信号点に対する受信信号点のずれ量を算出する回路であり、図3に示したずれ量算出回路19と同じ構成の回路である。
【0070】
次に、復調信号点信頼度算出回路32は、ずれ量算出回路19で算出したずれ量の大きさに基づいて、復調信号点に対する信頼度を算出する回路である。
また、低信頼度ビット位置算出回路33は、復調符号に誤りが生じる場合、最も誤り易い桁のビットの位置を算出する回路である。
【0071】
そして、復調ビット信頼度算出回路34は、復調信号点信頼度算出回路32で算出した復調信号点に対する信頼度と、低信頼度ビット位置算出回路33で算出した誤り易い桁のビット位置のデータとに基いて、復調符号の各ビットの信頼度を算出する回路である。
【0072】
次に、動作について説明すると、この軟判定信頼度算出回路17’に供給された4ビット1組の復調符号と、ベースバンドの受信信号Ida、Qda は、まず、ずれ量算出回路19に入力される。
ずれ量算出回路19では、第1の実施形態と同様にして、入力された4ビット1組の復調符号とベースバンドの受信信号から、復調符号が表わす復調信号点の位置に対する受信信号点の位置のずれ量ΔI、ΔQが算出され、ずれ量信号として、復調信号点信頼度算出回路32と、低信頼度ビット位置算出回路33に、夫々共通に供給される。
【0073】
そこで、始めに、復調信号点信頼度算出回路32について説明する。
この復調信号点信頼度算出回路32では、入力されたずれ量信号ΔI、ΔQの大きさから復調信号点に対する信頼度を算出し、復調信号点の確からしさを表わす復調信号点信頼度信号が出力される。
【0074】
図6は、復調信号点信頼度算出回路32の回路構成の一例で、この回路に供給されたずれ量信号ΔI、ΔQは、まず、絶対値算出回路37iと37qに入力され、ここで、ずれ量の絶対値|ΔI|、|ΔQ|が算出される。
次いで、これらずれ量の絶対値|ΔI|、|ΔQ|はMAX回路38に入力され、ここで最大値|ΔPmax|=max(|ΔI|、|ΔQ|)が算出される。
このとき、max( )は、括弧内の値の内の最大の値を取ることを意味する。
【0075】
算出された最大値|ΔPmax|は規格化演算回路39に入力され、次の演算、すなわち、
Garx = 1−|ΔPmax|/(0.5×dP)
を実施する。
上式において、dPは図17に示す変調信号点間距離である。
ここで、|ΔPmax|=|ΔIda|のとき、上式により算出される値Garx は、図20における変調信号点間の中線Nから受信信号点までの距離を表わす。
【0076】
そして、受信信号点が変調信号点に近い位置にあって、復調符号の確からしさが高いとき、値Garx は1になり、受信信号点が変調信号点間の中線Nに近い位置にあって、復調符号が誤っている可能性が高いとき、値Garx は0になる。
【0077】
ところで、この演算は、例えば有効桁数が10ビットで演算され、分解能が充分過ぎる。
そこで、算出した10ビットからなる値Garx は丸め回路41に入力され、図3に示した第1の実施形態での値(1−|Z|)と同様に、例えば2ビットの値に丸められ、復調信号点の信頼度Gd として出力される。
【0078】
従って、値Gd のビット数が2ビットの場合には、[11]から[00]まで段階的に変化する4段階の値の信頼度が得られることになり、この場合、信頼度の最大値Gmax は[11]になり、この丸め回路41から出力された値Gd は、選択した復調信号点の確からしさを表す復調信号点信頼度信号として、図5の復調ビット信頼度算出回路34に供給される。
【0079】
次に、低信頼度ビット位置算出回路33について説明する。
この低信頼度ビット位置算出回路33には、図5から明らかなように、ずれ量信号ΔI、ΔQと共に4ビット1組の復調符号も一緒に入力され、これにより、この低信頼度ビット位置算出回路33では、これらずれ量信号と復調符号から、復調符号に誤りが生じる場合に最も誤り易い桁のビットの位置を算出し、それを低信頼度ビット位置信号として出力する。
【0080】
図7は、この低信頼度ビット位置算出回路33の回路構成例で、この回路に供給されたずれ量信号ΔI、ΔQは、絶対値算出回路37i、37qに入力され、これにより、夫々の絶対値|ΔI|、|ΔQ|が算出される。
なお、この図7における絶対値算出回路37i、37qは、図6における絶対値算出回路37i、37qと同じ演算を実行する回路であり、従って、共用することができ、この結果、構成を簡略化することができる。
【0081】
算出された絶対値|ΔI|、|ΔQ|は比較回路44に供給され、ここで、これら絶対値|ΔI|、|ΔQ|の大きさが比較される。
そして、例えば|ΔI|≧|ΔQ|のときは、比較回路44から軸符号値1が出力され、|ΔI|<|ΔQ|のときは比較回路44から軸符号値0が出力されるように構成してある。そして、比較回路44から出力される1又は0の軸符号値はスイッチ切換信号としてスイッチ43に供給される。
【0082】
また、これらのずれ量信号ΔI、ΔQは、極性算出回路42i、42qにも入力され、これら信号ΔI、ΔQの夫々の値の正負を表す極性符号、例えば正極性のときは0で、負極性のときは1になる極性符号がスイッチ43の各接点に入力されるようになっている。
【0083】
これにより、スイッチ43は、入力された軸符号値が1のときは、極性算出回路42iから供給されるΔIの極性符号を選択して出力し、入力された軸符号値が0のときは、極性算出回路42qから供給されるΔQの極性符号を選択して出力することになる。
【0084】
このとき、比較回路44から出力される軸符号値は、復調信号点の次に受信信号点に近い変調信号点である第2隣接信号点が、I軸上に隣接しているのか、Q軸上に隣接しているのかを表わしている。
また、スイッチ43から出力される極性符号は、第2隣接信号点が、復調信号点の正側に位置する変調信号点か、負側に位置する信号点かを表わしている。
【0085】
そこで、比較回路44から出力された1ビットの軸符号と、スイッチ43から出力された1ビットの極性符号と、16QAM復調回路16(図1)から入力された4ビット1組の復調符号の計6ビット1組の符号を、夫々アドレス符号としてメモリ45に入力する。
【0086】
このメモリ45は、予め図20に示す16個の変調信号点の符号が記憶してあり、これにより、メモリ45から、軸符号と極性符号で指定された方向にある第2隣接信号点に対応する4ビット1組の第2隣接信号点の符号、例えば図20の符号[1011]を読出して出力する。
こうして、メモリ45から出力された4ビット1組の第2隣接信号点符号は、4ビット1組の復調符号と共に符号比較回路47に入力される。
【0087】
そして、この符号比較回路47により、第2隣接信号点符号の4ビット1組の符号と、復調符号の4ビット1組の符号の同じ桁のビットが比較され、値が異なっている桁のビットには、低信頼度ビット位置信号として、そのビットがA群に属するものであることを表わす値を出力し、値が等しい桁のビットには、低信頼度ビット位置信号として、そのビットが群 notAに属するものであることを示す値を出力する。
【0088】
すなわち、具体的には、例えば第2隣接信号点符号の4ビット1組の符号[1011]と復調符号の4ビット1組の符号[1111]の同じ桁のビットの値同士のExOR(排他的論理和)を取り、その演算値[0100]を、4ビット1組の低信頼度ビット位置信号として出力するのである。
【0089】
このExOR演算では、第2隣接信号点符号の4ビット1組の符号と、復調符号の4ビット1組の符号の内、互いに等しい桁のビットの演算値は0になり、異なる桁のビットの演算値は1になり、従って、低信頼度ビット位置信号の4ビット1組の符号の内、値が1の桁のビットについては、符号値に誤りが多く信頼度が低いことを表わしている。
【0090】
この結果、低信頼度ビット位置算出回路33からは、復調符号に誤りが生じ易い桁のビットを表わす信号として、符号比較回路47から出力された4ビット1組の低信頼度ビット位置信号が出力されることになり、この低信頼度ビット位置信号が、図5に示すように、上記した復調信号点信頼度算出回路32から出力される復調信号点信頼度信号と共に、復調ビット信頼度算出回路34に入力されることになる。
【0091】
そこで、復調ビット信頼度算出回路34では、低信頼度ビット位置信号が群Aに属することを表わす桁のビット、すなわち値が1になっているビットには、復調信号点信頼度信号が表わす信頼度Gd を、そのままその桁のビットの信頼度Gbit =Gd として割り付け、低信頼度ビット位置信号が notA群に属することを表す桁のビット、すなわち値が0になっているビットには、このビットの値の確からしさが最も高い確からしさを表す信頼度Gmax=[11]を、この桁のビットの信頼度Gbit=[11]として割り付ける。
【0092】
そして、復調ビット信頼度算出回路34は、このようにして算出し、割り付けた各桁のビットの確からしさを表す信頼度Gbitを、復調ビット信頼度信号として、軟判定信頼度算出回路17’から出力するのである。
なお、この復調ビット信頼度算出回路34の回路構成は簡単なスイッチ回路で構成できるので、詳しい説明は省略する。
【0093】
なお、上記の説明では、A群に属する桁のビットには、信頼度Gd をそのまま割り付けるようになっていたが、A群に属する桁のビットの信頼度が notA群に属する桁のビットの信頼度より常に低くなるように、予め信頼度Gd よりも一定量小さな信頼度Gbit(Gbit≦Gd)を設定しておき、これを割り付けるようにしても良い。
【0094】
ここで、信頼度Gd が極端に低下したときは、受信信号点が第2隣接信号点を越えて大きくずれてしまい、この結果、notA群に属する桁のビットも誤ってしまう可能性が高くなる。
そこで、信頼度Gd が予め設定しておいた値より小さくなったときは、notA群に属する桁のビットに割り付ける信頼度として、信頼度Gmaxより一定量だけ小さな信頼度Gbit(Gd≦Gbit≦Gdmax)を割り付けるようにしても良い。
【0095】
図1に戻り、この軟判定信頼度算出回路17’から出力された復調ビット信頼度信号は、図8に模式的に示すように、P/S変換回路27から出力される復調符号の対応する桁のビットと1組にして逆インターリーブ回路28に入力され、順序の入れ替え処理を施された後、BPSK変調方式対応の軟判定のビタビ復号回路からなる軟判定畳み込み符号復号回路29に入力される。
【0096】
軟判定畳み込み符号復号回路29では、復調符号の各ビットの符号と共に入力された信頼度を用いて復調符号の符号誤りが訂正され、訂正された復調符号が情報符号として出力される。
【0097】
この第2の実施形態での軟判定信頼度算出回路17’から得られる復調ビット信頼度信号は、受信信号点が図17に示す16点の変調信号点の内の1点の近くにあって、復調符号の確からしさが高いときには、4ビット1組の符号の全ての桁のビットの信頼度の値が最も大きな信頼度を表す値[11]となる。
【0098】
また、反対に、受信信号点が、例えば図20に示すように、2個の信号点の中線の近くにあって、復調符号の確からしさが最も低いときには、第2隣接信号点の符号とビットの値が異なる桁のビットの信頼度が、最も信頼度が低いことを表す値[00]となる。
【0099】
しかして、この際も、第2隣接信号点の符号とビットの値が同一で、たとえ第2隣接信号点の符号を誤って復調符号とし、復調してしまった場合においても、値を誤ることがない桁のビットの信頼度は、そのまま最も高い信頼度の値[11]に保たれる。
【0100】
従って、雑音等によって受信信号点が大きくずれても、ほとんど誤る可能性のない桁のビットの信頼度まで、いたずらに下げられてしまう虞れがなく、このため、復調符号の全てのビットに同じ復調信号点の信頼度を一律に割り付けるようにしていた第1の実施形態より、軟判定の畳み込み符号復号の符号誤り訂正能力を十分に発揮されることができるようになり、良好な符号誤り訂正を実行させることができるようになる。
【0101】
以上の結果、この第2の実施形態によれば、上記した第1の実施形態と同様の効果が得られるだけでなく、第1の実施形態よりも符号誤り訂正能力が高く、良好な符号誤り訂正結果を得ることができるようになる。
【0102】
すなわち、この第2の実施形態による軟判定信頼度算出回路17’では、受信信号点の位置がずれて誤った変調信号点の符号が復調されたときでも、その変調信号点に対応させた4ビット1組の符号の内の、値を誤る可能性が高い桁のビットにだけ低い信頼度を割り付けるようになっている。
【0103】
このため、誤る可能性が低い符号にまで低い信頼度が割り付けられてしまい、誤り訂正能力がいたずら低下させることがなくなり、符号誤り率が低い良好な情報符号の復号が得られるのである。
【0104】
次に、本発明の第3の実施形態について説明する。
この第3の実施形態は、上記した第2の実施形態より更に符号誤り訂正能力が高い受信装置を提供するもので、受信装置全体のブロックで見た回路構成は、図1に示した第1の実施形態と同じであり、異なっている点は、軟判定信頼度算出回路17の回路構成と動作だけである。
【0105】
ただし、この第3の実施形態では、図17に示すように、各変調信号点に割り付けられている4ビット1組の符号の配置が、変調信号点が横に1行移動する度に1ビットの符号しか変化せず、変調信号点が縦に1列移動する度に別の1ビットの符号しか変化しない符号配置である必要がある。
【0106】
図9は、この第3の実施形態における軟判定信頼度算出回路を示したもので、図1に示した第1の実施形態における軟判定信頼度算出回路17及び図5に示した第2の実施形態における軟判定信頼度算出回路17’と区別するため、符号として17”を付し、軟判定信頼度算出回路17”としてある。
【0107】
従って、この第3の実施形態の受信装置全体のブロックで見た回路構成は、図1に示した第1の実施形態における軟判定信頼度算出回路17に代えて、軟判定信頼度算出回路17”を設けたものとなり、ここで、まず、ずれ量算出回路19は、復調符号が表わす復調信号点に対する受信信号点のずれ量を算出する回路であり、図3に示したずれ量算出回路19と同じ構成の回路である。
【0108】
次に、復調信号点信頼度算出回路50は、ずれ量算出回路19で算出した第1の成分であるI成分のずれ量、或いは第2の成分であるQ方向のずれ量の大きさから、復調信号点に対する信頼度を算出する回路である。
また、低信頼度ビット位置算出回路51は、復調符号に誤りが生じる場合、最も誤り易い桁のビットの位置を算出する回路である。
【0109】
そして、復調ビット信頼度算出回路52は、復調信号点信頼度算出回路50で算出した復調信号点に対する信頼度と、低信頼度ビット位置算出回路51で算出した誤り易い桁のビット位置のデータとに基いて、復調符号の各ビットの信頼度を算出する回路である。
【0110】
次に、この第3の実施形態における軟判定信頼度算出回路17”の動作について説明する。
まず、ずれ量算出回路19では、図3で説明したように、ずれ量信号ΔI、ΔQが算出され、これらが復調信号点信頼度算出回路50と低信頼度ビット位置算出回路51に入力される。
【0111】
そこで、始めに復調信号点信頼度算出回路50について説明する。
図10は、この復調信号点信頼度算出回路50の回路構成例で、ここに供給されたずれ量信号ΔI、ΔQは、夫々絶対値算出回路53i、53qに入力され、まず絶対値算出回路53iでは、絶対値|ΔI|が算出される。
【0112】
そして、絶対値算出回路53iから出力された絶対値|ΔI|は規格化演算回路54iに入力され、次の演算により値GIarx が算出される。
GIarx=(0.5×dP−|ΔI|)/(0.5×dP)
ここで、dPは図17の変調信号点間距離である。
【0113】
こうして算出される値GIarx は、受信信号点が変調信号点の近くにあって、復調符号の確からしさが高いときは1になり、受信信号点がI軸方向の変調信号点間の中線Nの近くにあって、復調符号が誤る可能性が高いときは0となる。 このとき算出された値GIarx は、例えば有効桁数10ビットなので、丸め回路55iに入力され、上記した第2の実施形態と同様に、例えば2ビットの値に丸められ、復調信号点のI成分の信頼度G1d が算出され、これがI成分信頼度信号として出力される。
【0114】
他方のずれ量信号ΔQについても同様で、絶対値算出回路53qで絶対値|ΔQ|にされた上で規格化演算回路54qにより、次の演算により値GQarx が算出される。
GQarx=(0.5×dP−|ΔQ|)/(0.5×dP)
なお、ここでも、dPは図17の変調信号点間距離である。
【0115】
ここで算出される値GQarx も、受信信号点が変調信号点の近くにあって、復調符号の確からしさが高いとき1になり、受信信号点がI軸方向の変調信号点間の中線Nの近くにあって、復調符号が誤る可能性が高いときは0になる。
そして、同じく丸め回路55qにより、例えば2ビットの値に丸められ、復調信号点のQ成分の信頼度G2d が算出され、これがQ成分信頼度信号として出力される。
【0116】
次に、低信頼度ビット位置算出回路51について説明する。
この低信頼度ビット位置算出回路51は、復調符号に誤りが生じる場合に最も誤り易い桁のビットの位置を成分毎に算出する回路で、ここには、ずれ量信号と共に4ビット1組の復調符号も入力される。
【0117】
図11は、この低信頼度ビット位置算出回路51の回路構成例で、この回路に入力されたずれ量信号ΔI、ΔQの内、まず、一方のずれ量信号ΔIは、図7の極性算出回路42と同じ回路構成の極性算出回路42iに入力され、ずれ量信号ΔIの値の正負を表す極性符号が算出される。
【0118】
そして、算出された極性符号が、別に並行して入力される4ビット1組の復調符号と共に、アドレス符号としてメモリ56iに入力され、予めメモリ56iに記憶しておいた隣接信号点の中から、I成分の極性符号で指定された方向にある隣接信号点に対応する4ビット1組のI方向隣接信号点の符号が読み出される。
【0119】
例えば、いま、復調符号が[1111]のときは、このときのI方向隣接信号点符号は、図20に示すように、[1011]となり、これがメモリ56iから読出される。
【0120】
メモリ56iから出力された4ビット1組のI方向隣接信号点符号は、4ビット1組の復調符号と共に、これも図7の符号比較回路47と同じ回路構成の、符号比較回路47iに入力され、I方向隣接信号点符号の4ビット1組の符号と、復調符号の4ビット1組の符号の同じ桁のビットの値同士が比較される。
【0121】
そして、値が互いに異なる桁のビットには、ビットがA群に属すものであることを表す値が低信頼度ビット位置信号として出力され、互いに同じ値の桁のビットには、ビットが notA群に属すものであることを示す値がI方向低信頼度ビット位置信号として出力される。例えば図20の場合、このI方向低信頼度ビット位置信号は[0100]になる。
【0122】
同様に、他方のずれ量信号ΔQは極性算出回路42qに入力され、その値の正負を表す極性符号が算出される。そして、算出された極性符号と、別途入力される4ビット1組の復調符号がアドレス符号としてメモリ56qに入力され、メモリ56qから4ビット1組のQ方向隣接信号点符号が読み出される。
【0123】
次いで、このQ方向隣接信号点符号は符号比較回路47qに入力され、復調符号の各桁のビットがA群のビットか、notA群のビットかを表すQ方向低信頼度ビット位置信号が算出され、出力される。例えば図20の場合、Q方向隣接信号点符号は[1110]になり、Q方向低信頼度ビット位置信号は[0001]になる。
【0124】
そして、これら符号比較回路47i、47qで算出された、夫々4ビット1組のI方向低信頼度ビット位置信号とQ方向低信頼度ビット位置信号は、復調符号に誤りが生じ易い桁のビットの位置を表わす信号として、図9の低信頼度ビット位置算出回路51から出力される。
【0125】
こうして、低信頼度ビット位置算出回路51から出力されたI方向低信頼度ビット位置信号とQ方向低信頼度ビット位置信号は、復調信号点信頼度算出回路50から出力される信頼度G1d と信頼度G2d と共に復調ビット信頼度算出回路52に供給される。
【0126】
復調ビット信頼度算出回路52では、I方向低信頼度ビット位置信号、或いはQ方向低信頼度ビット位置信号がA群に属することを表す桁のビット、すなわち値が1の桁のビットには、I成分信頼度信号が表0す信頼度G1d 、或いはQ成分信頼度信号が表わす信頼度G2d を、そのままその桁のビットの信頼度Gbit(Gbit=G1d:Gbit=G2d)として割り付ける。
【0127】
一方、I方向低信頼度ビット位置信号とQ方向低信頼度ビット位置信号が共に notA群に属することを表す桁のビット、すなわち値が共に0の桁のビットであったときには、このビットの値の確からしさが最も高い確からしさを表す信頼度Gmax=[11]を、この桁のビットの信頼度Gbit=[11]として割り付けるのである。
【0128】
そして、このようにして割り付けた各桁のビットの確からしさを表す信頼度Gbitを復調ビット信頼度信号として出力する。
図12は、この復調ビット信頼度算出回路52の回路構成例で、この図12から明らかなように、簡単なスイッチ回路で構成できる。
初めにスイッチ57により、Q方向低信頼度ビット位置信号がA群であることを表すビットに信頼度G2d を割り付け、その他の notA群のビットには信頼度Gmax=[11]を割り付ける。
【0129】
次に、スイッチ58では、I方向低信頼度ビット位置信号がA群であることを表すビットの値を信頼度G1d で置き換えて出力する。
そして、この復調ビット信頼度算出回路52から出力された復調ビット信頼度信号を、図9に示す軟判定信頼度算出回路17”の出力とするのである。
【0130】
なお、上記の説明では、A群に属する桁のビットには、信頼度G1d、或いはG2d をそのまま割り付けたが、第1の実施形態と同様に、信頼度G1d、或いはG2d より一定量だけ小さな信頼度Gbit(≦G1d)、或いは信頼度Gbit(≦G2d)を予め設定しておき、これらを割り付けるようにしても良いのは言うまでもない。
【0131】
この後、この軟判定信頼度算出回路17”から出力された復調ビット信頼度信号は、図1に示すように、第1の実施形態と同様、P/S変換回路27から出力される復調符号の対応する各桁のビットと、図21に示すように1組にして逆インターリーブ回路28に入力され、順序の入れ替え処理を施した後、BPSK変調方式対応の軟判定のビタビ復号回路からなる軟判定畳み込み符号復号回路29に入力される。
【0132】
この結果、軟判定畳み込み符号復号回路29では、復調符号の各ビットの符号と共に入力された信頼度を用いて復調符号の符号誤りの訂正が行われ、訂正された復調符号が情報符号として出力されることになる。
【0133】
従って、この第3の実施形態によっても、既存のBPSK変調方式対応の軟判定ビタビ復号回路を用いて、多値変調信号復調回路に16QAM復調回路16を用いた受信装置を構成することができ、この結果、符号列の順序をビット単位で入れ替えるインターリーブ処理を用いている4値以上の多値変調方式の受信装置においても、新たなLSIの開発を要することなく、更なる多値化による伝送性能の大きな向上が容易に得られるようにした、軟判定方式のビタビ復号による安価な受信装置を得ることかできる。
【0134】
ここで、既に説明した第2の実施形態の場合、受信信号点のずれがI軸方向又はQ軸方向に限られている場合には、的確に低信頼度の桁のビットを算出することができる。
しかし、確率としては低いが、図13に示すように、受信信号点が斜め方向に大きくずれることもあり、この場合、I軸方向、或いはQ軸方向にある第2隣接信号点だけでなく、斜め方向にある変調信号点Xを第2隣接信号点と間違えてしまう可能性が無視できなくなる。
【0135】
つまり、第2の実施形態では、このようなの場合、I軸方向とQ軸方向にある2個の隣接信号点の中から無理に最も近い変調信号点を選択して低信頼度の桁のビットを算出するように動作するため、算出した低信頼度の桁のビット位置に誤りが生じ、この結果、符号誤り訂正能力がいくらか劣化する虞れがある。
【0136】
これに対して、この第3の実施形態では、図17及び図13に示すように、各変調信号点に割り付けられている4ビット1組の符号がI軸方向とQ軸方向で独立に変化することを利用しているので、上記した劣化の虞れが生じない。
すなわち、図13に示す復調信号点Sの符号[1111]と、I軸方向にある第2隣接信号点の符号[1011]は、右から3桁目の値が異なり、低信頼度の桁のビットになっている。
【0137】
しかし、復調信号点の斜め右上の変調信号点Xの符号[1010]も、同じ右から3桁目のビットの値が復調信号点の符号の値と異なり、低信頼度の桁のビットになる。
同様に、Q軸方向にある第2隣接信号点の符号[1110]は、右から1桁目の値が復調信号点Sの符号の値と異なり、低信頼度の桁のビットになっている。
【0138】
しかし、復調信号点の斜め右上の変調信号点Xの符号も、同じく右から1桁目のビットの値が復調信号点の符号の値と異なり低信頼度の桁のビットになっている。しかも、斜め右上の変調信号点Xの符号と復調信号点Sの符号は、これ以外の桁のビットの値は何れも同じである。
【0139】
そこで、この第3の実施形態のように、I軸方向とQ軸方向で独立に低信頼度の桁のビット位置を算出し、復調符号の各桁のビットに信頼度を割り付けておけば、受信信号点が斜め方向に大きくずれた場合においても、低信頼度の桁のビット位置が正しく算出でき、正しい信頼度が割り付けられるので、第2の実施形態より更に符号誤り訂正能力が高くなり、良好な符号誤り訂正結果を得ることができるのである。
【0140】
従って、この第3の実施形態による軟判定信頼度算出回路17”を用いることにより、第2の実施形態と同様の効果が得られる上、更に符号誤り訂正能力の高い、良好な符号誤り訂正結果を得ることができる。
【0141】
すなわち、この第3の実施形態によれば、受信信号点が縦方向、或いは横方向にずれた場合だけでなく、斜め方向に大きくずれた場合においても、低信頼度の桁のビット位置が正しく算出され、値を誤る可能性が高い桁のビットだけ確実に低い信頼度が割り付けられる。
【0142】
この結果、誤る可能性が低い符号にまで低い信頼度を割り付けて、誤り訂正能力をいたずらに低下させたり、誤り易い桁のビットに誤って高い信頼度を割り付けて誤り訂正能力をいたずらに低下させることがなく、符号誤り率が低い良好な情報符号の復号を行うことができる。
【0143】
ところで、以上の実施形態では、本発明を16QAM変調方式に適用した場合について説明したが、本発明は、32QAM、64QAM、8PSK、16APSKなどの他の変調方式の受信装置にも適用可能なことは言うまでもない。
ここで、PSK方式とは、位相変位変調方式のことで、APSK方式は、振幅位相変位変調方式のことである。
【0144】
そこで、次に、本発明の第4の実施形態として、図14に示すように、図17の場合とは大きく変調信号点の配置が異なる16APSK変調方式に本発明を適用した場合の一実施形態について、図15により説明する。
【0145】
この第4の実施形態における変調信号点は、図14に示すように、2重の円上に配置されており、上記した第1〜第3の実施形態による16QAM方式の受信装置との違いは、図15から明らかなように、AD変換回路10i、10qから出力されたベースバンドの受信信号Ida、Qda を、まず極座標変換回路62により極座標表現の振幅値Rda と位相値θda に変換してから処理する点にある。
【0146】
極座標表現に変換された振幅値Rda と位相値θda は夫々2系統に分岐され、一方は16APSK復調回路63に入力され、他方は軟判定信頼度算出回路64に入力される。
【0147】
そして、まず16APSK復調回路63では、図14に示す16個の変調信号点の中から受信信号点の振幅値Rda と位相値θda に最も近い変調信号点が復調信号点として選択され、選択された復調信号点に割り付けられている4ビット1組の符号が復調符号として出力される。
【0148】
一方、分岐された他方の振幅値Rda と位相値θda は、16APSK復調回路63で復調された4ビット1組の復調符号と共に、軟判定信頼度算出回路64に入力される。
図16は、この軟判定信頼度算出回路64の回路構成例で、まず、ずれ量算出回路65は、復調符号で表わされた復調信号点からの受信信号点のずれ量ΔR、Δθを算出し、ずれ量信号として出力する回路である。
【0149】
次に、復調信号点信頼度算出回路66は、ずれ量算出回路65で算出した第1の成分であるR成分のずれ量、或いは第2の成分であるθ成分のずれ量の大きさから、復調信号点に対する信頼度を算出する回路である。
また、低信頼度ビット位置算出回路67は、復調符号に誤りが生じる場合、最も誤り易い桁のビットの位置を算出する回路である。
【0150】
さらに、復調ビット信頼度算出回路68は、復調信号点信頼度算出回路66で算出した復調信号点に対する信頼度と、低信頼度ビット位置算出回路67で算出した誤り易い桁のビット位置のデータに基いて、復調符号の各ビットの信頼度を算出する回路である。
【0151】
なお、これらの各回路では、入力される信号が、受信信号Ida、Qda から振幅値Rda と位相値θda に代っている点を除き、第3の実施形態とほぼ同様の信号処理を実行するようになっており、この場合、第1のI成分はR成分、第2のQ成分はθ成分になる。
【0152】
図15に戻り、軟判定信頼度算出回路64で算出され、これから出力された復調ビット信頼度信号は、第1の実施形態の場合と同様に、P/S変換回路27から出力される復調符号の対応する各桁のビットと1組にして、逆インターリーブ回路28に入力され、順序の入れ替え処理を施された後、BPSK変調方式対応の軟判定方式のビタビ復号回路からなる軟判定畳み込み符号復号回路29に入力される。
【0153】
そして、この軟判定畳み込み符号復号回路29により、復調符号の各ビットの符号と共に入力される信頼度を用いて復調符号の符号誤りが訂正され、訂正された復調符号が情報符号として出力されることになる。
従って、この第4の実施形態による軟判定信頼度算出回路64を用いることにより、16APSK変調方式の伝送装置においても、上記した第3の実施形態と同等の効果を得ることができる。
【0154】
ところで、上記した第2の実施形態では、第2隣接信号点を算出し、これから信頼度の低い桁のビットを算出しているが、この場合、受信信号点が大きくずれると、算出した低信頼度のビット以外のビットの値も誤る可能性が高くなる。
【0155】
そこで、ずれ量が一定量を越えたときは、全てのビットの信頼度を一定量下げることにより、更に符号誤り訂正能力を高めることができる。
このことは、上記した第3の実施形態と、第4の実施形態でも同じで、同じくずれ量が一定量を越えたら、全てのビットの信頼度も一定量下げることにより、更に符号誤り訂正能力を高めることができる。
【0156】
このように、第2の実施形態では、第2隣接信号点を算出し、信頼度の低い桁のビットを算出するようにしているが、ずれ量の方向とは無関係にI軸方向とQ軸方向に隣接する複数の隣接信号点の符号のビット値と復調符号のビット値を比較し、値が異なる桁のビットを低信頼度の桁のビットとして算出し、この低信頼度の桁のビットに復調信号点の信頼度を割り付けるようにしても良い。
【0157】
但し、この場合、ずれ方向が反対で誤る可能性が少ない隣接信号点の符号と値が異なる桁のビット、従って誤る可能性が少ない桁のビットの信頼度も下げられることになるため、符号誤り訂正能力が低下する虞れがあるが、その分、処理内容が簡単になるため、回路規模が小さくできるという利点がある。
【0158】
また、第2の実施形態における軟判定信頼度算出回路17’では、例えば算出した10ビットの値Garx から上位2ビットの値を取り出して信頼度として用いているが、これに代えて、複数の任意の閾値Th(例えば、Th1<Th2<Th3など)を設定し、Garx<Th1のときは信頼度を[00]とし、Th1≦ Garx<Th2のときは信頼度は[01]、Th2≦Garx<Th3のときは信頼度[10]、そしてTh3≦Garx のときは信頼度を[11]にするなどの方法により信頼度を算出するようにしても良い。
【0159】
なお、このことは、他の実施形態でも同様であることは言うまでもない。
また、ずれ量の算出を、16QAM復調回路などの多値変調信号復調回路、或いは、その他の回路で実施する方が容易な場合、ずれ量算出回路を共用するようにしても良いことは言うまでもない。
【0160】
一方、変調信号点と符号の配置が、図17に示すように、Q成分方向は符号の1ビット目と2ビット目で区別し、I成分方向は符号の3ビット目と4ビット目で区別するなど、成分毎に対応するビットの桁が分離されている場合には、低信頼度ビット位置算出回路内での演算は、各成分に対応する桁のビット同士のみを比較して算出するのが望ましいのは言うまでもない。このことは、復調ビット信頼度算出回路についても同様である。
【0161】
また、以上の実施形態では、符号等の値の確からしさが高いほど値が大きくなる信頼度を用いて説明したが、反対に確からしさが高いほど値が小さくなるパラメータを用いても、回路に小修正を加えるだけで同様に構成できるのは明らかである。
【0162】
【発明の効果】
本発明によれば、4値以上の多値変調方式の受信装置においても、新たなLSIを開発することなく、簡単に軟判定方式によるビタビ復号を適用することができ、誤り訂正精度が高い高性能の受信装置を安価に、しかも容易に提供することができる。
【0163】
同じく本発明によれば、符号列の順序をビット単位で入れ替えるインターリーブ処理を用いた4値以上の多値変調方式の伝送装置においても、軟判定方式によるビタビ復号を容易に適用することができる。
【0164】
更に本発明によれば、復調符号の全ての桁のビットの信頼度を下げるのではなく、誤りやすい桁のビット位置を算出し、そのビットの信頼度の大きさだけを下げるようにできるので、軟判定の畳み込み符号復号の符号誤り訂正能力を大きく向上でき、この結果、符号誤り訂正特性に優れた信頼性の高い受信装置を容易に得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明による畳込符号用軟判定復号回路の第1の実施形態を適用した受信装置の一例を示すブロック回路図である。
【図2】本発明が対象とする畳込符号化多値変調方式による送信装置の一例を示すブロック回路図である。
【図3】本発明の第1の実施形態における軟判定信頼度算出回路の一例を示すブロック回路図である。
【図4】本発明の第1の実施形態におけるずれ量算出回路の一例を示すブロック回路図である。
【図5】本発明の第2の実施形態における軟判定信頼度算出回路の一例を示すブロック回路図である。
【図6】本発明の第2の実施形態における復調信号点信頼度算出回路の一例を示すブロック回路図である。
【図7】本発明の第2の実施形態における低信頼度ビット位置算出回路の一例を示すブロック回路図である。
【図8】本発明の第2の実施形態における復調符号の各桁のビットと信頼度の関係を示す説明図である。
【図9】本発明の第3の実施形態における軟判定信頼度算出回路の一例を示すブロック回路図である。
【図10】本発明の第3の実施形態における復調信号点信頼度算出回路の一例を示すブロック回路図である。
【図11】本発明の第3の実施形態における低信頼度ビット位置算出回路の一例を示すブロック回路図である。
【図12】本発明の第3の実施形態における復調ビット信頼度算出回路の一例を示すブロック回路図である。
【図13】受信信号点が斜めにずれた状態の一例を示す説明図である。
【図14】16APSK変調方式の信号点と符号の配置状態の一例を示す説明図である。
【図15】本発明による畳み込み符号用軟判定復号回路の第4の実施形態を適用した受信装置の一例を示すブロック回路図である。
【図16】本発明の第4の実施形態における軟判定信頼度算出回路の一例を示すブロック回路図である。
【図17】16QAM変調方式の信号点と符号の配置状態の一例を示す説明図である。
【図18】従来技術による16QAM変調方式送信装置の一例を示すブロック回路図である。
【図19】従来技術による16QAM変調方式受信装置の一例を示すブロック回路図である。
【図20】16QAM変調方式の受信信号点がずれた状態を示す説明図である。
【図21】本発明の第3の実施形態における復調符号の各桁のビットと信頼度の関係を示す説明図である。
【符号の説明】
1 畳み込み符号化回路
2 16QAM変調回路
3 DA変換回路
4、9 ミキサ
5 アップコンバータ
6 送信アンテナ
7 受信アンテナ
8 ダウンコンバータ
10 AD変換回路
11 軟判定ビタビ復号回路
12 同期再生回路
13 畳み込み符号化回路
14 インターリーブ回路
15 S/P変換回路
16 16QAM復調回路
17、17’17” 軟判定信頼度算出回路
19 ずれ量算出回路
20 復調信号点信頼度算出回路
21 復調ビット信頼度算出回路
22 16QAM変調回路
24 絶対値算出回路
25 引き算回路
26 丸め回路
27 P/S変換回路
28 逆インターリーブ回路
29 軟判定畳み込み符号復号回路
32 復調信号点信頼度算出回路
33 低信頼度ビット位置算出回路
34 復調ビット信頼度算出回路
37 絶対値算出回路
38 MAX回路
39 規格化演算回路
41 丸め回路
42 極性算出回路
43 スイッチ
44 比較回路
45 メモリ
47 符号比較回路
50 復調信号点信頼度算出回路
51 低信頼度ビット位置算出回路
52 復調ビット信頼度算出回路
53 絶対値算出回路
54 規格化演算回路
55 丸め回路
56 メモリ
57、58 スイッチ
62 極座標変換回路
63 16APSK復調回路
64 軟判定信頼度算出回路
65 ずれ量算出回路
66 復調信号点信頼度算出回路
67低信頼度ビット位置算出回路
68復調ビット信頼度算出回路
N 中線
S 復調信号点位置
X 斜め右上の変調信号点[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a multilevel modulation transmission system using a convolutional code, and more particularly to a convolutional code soft decision decoding reception apparatus using a soft decision decoding circuit for multilevel modulation convolutional code demodulation.
[0002]
[Prior art]
In a transmission system using a multilevel modulation method using a convolutional code, the occurrence of a code error accompanying transmission is probabilistically unavoidable, but on the other hand, there is a characteristic that a certain degree of code error can be corrected in the decoding process. For this reason, it is usual to provide a decoding circuit having a code correction function on the receiving side.
[0003]
By the way, the decoding circuit having this code correction function searches for an error part of the code on the assumption that an error occurs with an equal probability to all the demodulated codes, and corrects and decodes the code error. A so-called hard-decision decoding circuit and a so-called soft-decision decoding circuit that calculates reliability indicating the probability of the value of a demodulated code (demodulated code) and corrects and decodes the code error using this reliability is there.
[0004]
Here, in general, the latter has a higher error correction capability than the former, and the difference is several dB. In recent years, the latter is more frequently used.
In the description of the soft decision decoding circuit, the term “reliability” and the term representing the reciprocal thereof are used. These terms may be called “weight” and “metric”, respectively. The “soft decision” may also be called “soft decision”, but both are synonyms.
[0005]
As a prior art of this soft decision decoding circuit, for example, in the case of a BPSK receiver, a soft decision Viterbi decoding circuit (QUALCOMM: “Viterbi decoder family” that uses the magnitude of the amplitude of the received signal as reliability. There is a catalog of “ECC devices for satellite communications”.
Here, the BPSK method is a binary phase shift keying method.
[0006]
Further, as a conventional technique of a multi-level modulation type receiver having four or more values, for example, a 16QAM type receiver having a signal point arrangement (hereinafter, the arranged signal points are referred to as modulation signal points) as shown in FIG. Is the square of the Euclidean distance between the received signal point and the modulated signal point representing the position of the received signal in the signal space, as described in Hideki Imai, “Coding Theory” (P288, edited by the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers). A soft-decision type Viterbi decoding circuit that uses a metric as a metric is known.
[0007]
The operation of the multi-level modulation transmission apparatus using the conventional soft decision decoding circuit will be described below using a 16QAM transmission apparatus. The 16QAM method is a 16-value quadrature amplitude modulation method.
First, FIG. 18 shows a circuit configuration of a 16QAM transmission device, and FIG. 19 shows a circuit configuration of a 16QAM reception device having a soft decision decoding circuit.
[0008]
In the transmission apparatus of FIG. 18, the information code supplied to this apparatus is first input to a
[0009]
As the
John G. Proakis, “Digital Communications (Third Edition)”
MacGrawHill, P477 Fig.8-2-10
The circuit described in the above may be used.
[0010]
A set of 4-bit convolutional codes output from the
[0011]
Next, the modulation signals Itxda and Qtxda output from the
Ia × cos (2π × fm × t) + Qa × sin (2π × fm × t) (1)
[0012]
Next, in the receiving apparatus of FIG. 19, first, the RF signal received by the receiving antenna 7 is converted into an IF signal of an intermediate frequency by the
[0013]
The signals Iarx and Qarx output from the mixer 9 are converted into baseband digital received signals Ida and Qda by
[0014]
Here, the
[0015]
By the way, in the baseband received signal input to the soft decision Viterbi
[0016]
Therefore, the soft-decision Viterbi
[0017]
Here, the calculated path metric means that the smaller the value is, the higher the reliability is because each received signal point is near the modulation signal point.
Therefore, the 16QAM-compliant soft decision Viterbi
[0018]
Thus, according to the prior art, even in a 16QAM receiver, which is a kind of receiver for multi-level modulation of four or more values, a soft-decision with higher error correction capability of codes than hard-decision convolutional code decoding. A receiving apparatus using convolutional code decoding can be configured.
[0019]
[Problems to be solved by the invention]
In the above prior art, it cannot be said that consideration has been given to further multi-leveling of a multi-level modulation soft decision decoding circuit for convolutional code demodulation, and there has been a problem of a significant increase in product price due to multi-leveling.
[0020]
That is, for practical use of such a circuit, the LSI is almost necessary, but here, the LSI for soft decision Viterbi decoding compatible with the BPSK system is already on the market and is available at a relatively low cost. Is possible.
[0021]
On the other hand, LSIs for soft decision Viterbi decoding that are compatible with multi-level modulation schemes with four or more levels are not yet commercially available. Therefore, at present, soft decision Viterbi decoding with multi-level modulation schemes with four or more levels is not available. In application, it is necessary to design and manufacture a new LSI.
[0022]
However, since the development of LSI requires a large cost, the product price increases remarkably compared with the improvement in transmission performance by multi-valued production in a product produced in a small quantity, which causes the above-mentioned problems.
[0023]
Further, in a normal radio apparatus mainly using hard decision, an interleaving process for changing the order of convolutionally encoded code sequences in bit units is added in order to reduce the influence of burst errors.
[0024]
On the other hand, in the case of a conventional soft-decision Viterbi decoding method corresponding to a multilevel modulation method of four or more values, in order to correct and decode a code error using the square of the Euclidean distance on the signal space as a metric, For example, if the order of the bits of a set of 4 bits representing one signal point in the 16QAM system is varied, the Euclidean distance cannot be defined and the code error cannot be corrected.
[0025]
Therefore, in a multi-level modulation transmission apparatus using interleave processing that replaces the order of code strings in bit units, the conventional soft-decision Viterbi decoding method corresponding to the multi-level modulation system cannot be used as it is. For this reason, the above-mentioned problem occurs.
[0026]
The object of the present invention is to make it possible to easily obtain a large improvement in transmission performance by further multi-leveling, without requiring development of a new LSI, even in a 4-level or higher level multi-level modulation receiver. It is an object of the present invention to provide an inexpensive receiving apparatus that enables soft-decision Viterbi decoding.
[0027]
Another object of the present invention is to provide a receiver capable of soft-decision Viterbi decoding even in a four-value or higher-value multi-level modulation transmission apparatus using interleave processing for changing the order of code strings in bit units. Is to provide.
[0028]
[Means for Solving the Problems]
The above object is to input a baseband received signal that has been subjected to multilevel modulation, and set it on a complex plane that is a signal space in order to transmit a set of n-bit codes on the transmitting side. n The modulation signal point closest to the signal point (reception signal point) represented by the value of the received signal is selected from the signal points (modulation signal points), and n bits are allocated to the selected modulation signal point In a receiving apparatus including a multilevel modulation signal demodulating circuit that calculates a set of codes and outputs them as demodulated codes,
The baseband received signal and a set of n-bit demodulated codes output from the multilevel modulated signal demodulation circuit are input, and a modulation signal point (demodulated signal point) corresponding to the n-bit set of demodulated codes Thus, the amount of deviation of the received signal point with respect to the at least one bit of the n-bit set of demodulated codes is calculated, so that the larger the calculated amount of deviation, the more likely the value of the bit is. Is assigned a reliability Gbit = G1 representing a low value, and a reliability Gbit = G2 representing that the smaller the deviation amount is, the higher the probability of the value of the one bit is. The remaining bits of the demodulated code are assigned a reliability Gbit ≧ G2 indicating that the probability of the value of the bit is equal to the reliability of the reliability G2 or higher than the reliability of the reliability G2. Degree of reliability On calculating the bit, it provided the soft decision reliability calculator circuit that outputs the reliability Gbit as the demodulated bit reliability signal,
The multi-level modulation signal demodulating circuit is configured by a soft decision convolutional code decoding circuit compatible with the BPSK modulation method, which performs soft decision based on the demodulated bit reliability signal output from the soft decision reliability calculation circuit. Is achieved in this way.
[0029]
Similarly, the object is to input a set of n-bit demodulated codes and the baseband received signal, calculate a shift amount of the received signal point with respect to the demodulated signal point, and output a shift amount signal as a shift amount signal; ,
When the deviation amount signal is input, and the magnitude of the deviation amount represented by the deviation amount signal is 0, the reliability Gd = Gdmax indicating that the probability of the demodulation signal point is the highest is calculated, and the deviation amount is calculated. When the magnitude of the quantity is greater than 0, the reliability Gd <Gdmax, which indicates that the probability of the demodulation signal point is lower as the magnitude of the deviation is larger, is calculated, and the calculated reliability Gd is A demodulation signal point reliability calculation circuit that outputs a demodulation signal point reliability signal representing the certainty of the selected demodulation signal point;
The n-bit set of demodulated codes and the deviation amount signal are input, and a second adjacent signal point that is a modulation signal point closest to the reception signal point after the demodulation signal point is calculated, and the calculated second The bit values of the same digit in the n-bit set of codes assigned to the adjacent signal points and the demodulated code of the n-bit set of codes are compared with each other. A value representing a group is output as a low-reliability bit position signal, and a value representing that the bit is a notA group is output as a low-reliability bit position signal to bits having the same value. A low-reliability bit position calculation circuit;
The low-reliability bit position signal and the demodulated signal point reliability signal are input, and the bit of the digit indicating that the low-reliability bit position signal belongs to the group A in the n-bit set of demodulated codes, A reliability Gbit ≦ Gd that is equal to the reliability Gd represented by the demodulated signal point reliability signal or smaller than the reliability Gd by a predetermined amount is calculated and assigned, and the low reliability bit position signal is not group A The bit G of the digit indicating that it belongs to is calculated by assigning the reliability Gdmax representing the highest probability or a reliability Gbit ≦ Gdmax (Gd ≦ Gbit) which is smaller by a certain amount determined by the magnitude of the reliability Gd. A demodulating bit reliability calculation circuit that outputs a reliability Gbit representing the probability of each digit bit and outputs it as a demodulating bit reliability signal;
Achieved even if the soft decision reliability calculation circuit is configured by the deviation amount calculation circuit, the demodulated signal point reliability calculation circuit, the low reliability bit position calculation circuit, and the demodulation bit reliability calculation circuit. Is done.
[0030]
Further, the object is to input a set of n-bit demodulated codes and the received signal of the baseband, and to provide a first component of a deviation amount of the received signal point with respect to the demodulated signal point, a deviation amount ΔI in the I axis direction. And the second component Q-axis deviation ΔQ, or the first component radial deviation ΔR and the second component angular deviation Δθ are calculated and shifted. A deviation amount calculation circuit that outputs as a quantity signal;
When the shift amount signal is input and the shift amount of the first component or the shift amount of the second component represented by the shift amount signal is 0, the first component or the first component of the demodulated signal point The first component reliability G1d = Gdmax or the second component reliability G2d = Gdmax, which indicates that the probability of the two components is the highest, is calculated. When it is larger, the reliability of the first component G1d <Gdmax, which represents that the probability of the component of the demodulated signal point is lower as the deviation amount of the component is larger, or the reliability of the second component A demodulation signal point reliability calculation circuit that calculates G2d <Gdmax and outputs these reliability values G1d and G2d as a demodulation signal point reliability signal indicating the probability of the selected demodulation signal point;
The n-bit set of demodulated code and the shift amount signal are input, and the adjacent modulation signal point of the first component in the direction of the polarity code of the shift amount of the first component with respect to the demodulated signal point is calculated. In addition, the value of the bit of the same digit of the n-bit 1-set code assigned to the calculated adjacent modulation signal point of the first component and the n-bit 1-set code of the demodulated code is compared, and the value is For bits of different digits, a value indicating that the bits are of group A is output as a low-reliability bit position signal of the first component, and for bits of digits having the same value, the bit is A value representing the notA group is output as a low-reliability bit position signal of the first component, and the second component in the direction of the polarity code of the shift amount of the second component with respect to the demodulated signal point The adjacent modulation signal point of the component is calculated and the calculated second component The bit values of the same digit of the n-bit 1-set code assigned to the adjacent modulation signal points and the n-bit 1-set code of the demodulated code are compared. A value indicating that the bit is in the group A is output as a low-reliability bit position signal of the second component, and the bit having the same value indicates that the bit is in the notA group. The value is output as a low reliability bit position signal of the second component, and the low reliability bit position signal of the first component and the low reliability bit position signal of the second component are used as the low reliability bit position signal. A low-reliability bit position calculation circuit for output;
The low-reliability bit position signal and the demodulated signal point reliability signal are input, and in the n bits of one set of demodulated codes, the low-reliability bit position signal is converted to a digit bit indicating that it belongs to the A group. Is either the reliability G1d or G2d represented by the demodulated signal point reliability signal of the same component, or any one of the reliability Gbit ≦ G1d or Gbit ≦ G2d smaller than the reliability G1d or G2d by a predetermined amount. And the bit of the digit indicating that the low reliability bit position signal belongs to the notA group is determined by the reliability Gdmax indicating the highest probability, or the reliability G1d or G2d. Any one of a small degree of reliability Gbit ≦ Gdmax (G1d ≦ Gbit or G2d ≦ Gbit) is assigned, and each is represented as a reliability Gbit representing the probability of each digit bit. And a demodulation bit confidence calculation circuit for outputting a reliability signal provided,
Achieved even if the soft decision reliability calculation circuit is configured by the deviation amount calculation circuit, the demodulated signal point reliability calculation circuit, the low reliability bit position calculation circuit, and the demodulation bit reliability calculation circuit. Is done.
[0031]
As a result, a receiving apparatus is already commercially available as an LSI by multi-value modulation soft decision decoding that can decode a good information code with high code error correction capability, and is easily available and inexpensive, a soft decision Viterbi decoding circuit compatible with the BPSK method Can be configured using
[0032]
In addition, since the code error is corrected based on the reliability assigned to each bit of the demodulated code, even in a multi-level modulation transmission device that performs interleaving processing that changes the order of the code string in bit units, the code error correction capability is high. A multi-value modulation type soft decision decoding receiving apparatus capable of demodulating a good information code can be configured.
[0033]
Further, according to the present invention, the demodulated signal point and the second adjacent signal point that is most likely to be erroneous are calculated and compared, and the value of the bit in the same digit of the code assigned to the second adjacent signal point and the demodulated code is different. Is set to a low value only for the bits of the digits that are likely to be erroneous, and the reliability of the bits of the digits whose values do not change is maintained high.
[0034]
Therefore, compared with the method in which the reliability value of the demodulated signal point is uniformly assigned to all bits of the set of demodulated codes of n bits based on the first means, the code error correction capability of the soft decision convolutional code decoding Can be improved, and good code error correction can be performed.
[0035]
Furthermore, according to the present invention, the two components of the deviation amount, namely, the first component deviation amount ΔI in the I-axis direction and the second component deviation amount ΔQ in the Q-axis direction or the first component are used. A certain amount of deviation ΔR in the radial direction and an angular deviation amount Δθ, which is the second component, are calculated, the bit of the most error-prone digit is calculated for each component, and the reliability of the bit of the most error-prone digit is calculated. Only the low value is maintained, and the reliability of the bit of the digit whose value does not change is kept high.
[0036]
Therefore, as a code to be assigned to the modulation signal point, for example, as shown in FIG. 17, a multi-value using a special code assignment method in which the code of the modulation signal point adjacent in the direction of each component changes only by 1-bit code. In the transmission apparatus of the modulation method, even when the reception signal point is greatly shifted in the oblique direction and the demodulation signal point is likely to be mistaken for the modulation signal point adjacent in the oblique direction, it is possible to accurately calculate the bit of the error-prone digit, Only the reliability of the bit of the digit that is most likely to be erroneous can be set to a low value, and the reliability of the bit of the digit whose value does not change can be kept high.
[0037]
Therefore, even when the received signal point is greatly deviated in the oblique direction, the reliability of the bit of the digit that is likely to be erroneous in the code can be accurately lowered, so that the code error correction capability of the soft decision convolutional code decoding is further improved and further improved. Code error correction can be obtained.
[0038]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a convolutional code soft decision decoding receiver according to the present invention will be described in detail with reference to the illustrated embodiments.
FIG. 1 shows a receiving apparatus according to a first embodiment of the present invention, which is an embodiment in which the present invention is implemented using a 16QAM demodulating circuit 16 as a multi-level modulation signal demodulating circuit. The number of bits n of the demodulated code is 4.
And this embodiment is used in combination with the transmission apparatus shown in FIG. 2, for example.
[0039]
In FIG. 1, the receiving antenna 7, the
[0040]
First, the transmission device of FIG. 2 will be described. The information code supplied to this device is first input to the
[0041]
As the
[0042]
The convolutional code output from the
[0043]
The
[0044]
Next, the receiving apparatus in FIG. 1 will be described.
The RF signal received by the receiving antenna 7 is input to the
Therefore, the configuration so far is the same as the receiving apparatus in the prior art of FIG. 19, but the configuration after this is greatly different.
[0045]
First, the received signals Ida and Qda output from the
[0046]
First, in the 16QAM demodulation circuit 16, a modulation signal point S (demodulation signal point) closest to the reception signal point (Ida, Qda) is selected from the 16 modulation signal points shown in FIG. 20, and the selected demodulation signal is selected. A set of 4 bits of codes [1111] assigned to the points is output as a demodulated code.
Here, the binary value is expressed by enclosing it in parentheses [].
[0047]
Therefore, in addition to the other branched received signals Ida and Qda, the soft decision
Here, the BPSK-compatible convolutional code soft
[0048]
FIG. 3 shows the circuit configuration of the soft decision
[0049]
The 4-bit set of demodulated codes input to the soft decision
[0050]
FIG. 4 shows an example of the circuit configuration of the deviation
Here, the values (Ida, Qda) of the received baseband signals simultaneously input represent the coordinate values of the received signal points.
[0051]
Therefore, the subtraction circuits 23i and 23q perform the following operation, that is,
ΔI = Ida−Ida ′
ΔQ = Qda-Qda '
By executing this calculation, the deviation amount of the received signal point from the demodulated signal point is calculated, and the values ΔI and ΔQ obtained by the calculation are output as deviation amount signals.
[0052]
Thus, the deviation amount signals ΔI and ΔQ output from the deviation
| Z | = [ΔI 2 + ΔQ 2 ] 1/2 /(0.5×dP)
The absolute value | Z | of the standardized Euclidean distance is calculated and output by the above calculation.
Here, dP is the distance between the modulation signal points as shown in FIG.
[0053]
However, in practice, any value that increases or decreases together with the absolute value | Z | described above may be used. Instead of the calculation of the numerator in the above formula, for example, the sum of the absolute value of ΔI and the absolute value of ΔQ is used as the numerator calculation Alternatively, the square of the Euclidean distance may be used as a numerator operation.
[0054]
Thus, the absolute value | Z | calculated by the absolute
[0055]
As a result, the increasing / decreasing direction of the absolute value | Z | is opposite to the direction of increasing or decreasing the reliability.
Therefore, the absolute value | Z | calculated by the absolute
[0056]
As a result, the value (1- | Z |) output from the subtraction circuit 25 becomes larger as the received signal point is closer to the demodulated signal point and the probability of the selected demodulated signal point is greater. The value can be changed in accordance with the direction of high or low reliability.
[0057]
The rounding
[0058]
Alternatively, a 2-bit code [11] is assigned to the highest value of 1- | Z |, and smaller values [10], [01], [00] are assigned sequentially as the value of 1- | Z | The reliability of the necessary 2-bit value may be calculated and output as the reliability of the demodulated signal point.
Here, as described above, the binary value is expressed by enclosing it in parentheses [].
[0059]
The reliability output from the rounding
Specifically:
[0060]
That is, since the demodulation code is considered to have the same reliability as the demodulation signal point reliability, the same reliability, that is, the reliability of the demodulation signal point is given to all bits of the 4-bit set of demodulation codes. It is assigned and output as a demodulated bit reliability signal.
As a result, the soft decision
[0061]
Returning to FIG. 1, the demodulated code output from the 16QAM demodulator circuit 16 is also input to the P /
Then, one bit of the continuous code bit sequence and a set of 2-bit demodulated bit reliability signals output from the soft decision
[0062]
Then, the
[0063]
Therefore, the soft decision convolutional
[0064]
Therefore, according to this embodiment, by using the soft decision
[0065]
As a result, it is possible to easily provide a low-cost convolutional code decoding type receiver having a higher code error correction capability than a receiver using a hard-decision type Viterbi decoding circuit at low cost.
[0066]
In the receiving apparatus according to this embodiment, since the reliability is calculated and assigned to each bit of the demodulated demodulated code, one set of 3 bits composed of 1 bit of the demodulated code and 2 bits of reliability. The soft decision convolutional
[0067]
Therefore, according to this embodiment, unlike the prior art described with reference to FIG. 19, for example, a four-value or more multi-level modulation scheme to which an interleave process for changing the order of convolutionally encoded code sequences in bit units is added. Even in the receiving apparatus, convolutional code decoding by the soft decision method can be easily realized.
[0068]
Next, a second embodiment of the present invention will be described.
In the second embodiment, the reliability of each bit of the demodulated code can be calculated with higher accuracy than in the first embodiment, and the circuit configuration seen in the block of the entire receiving apparatus is as follows. 1 is the same as the first embodiment shown in FIG. 1 except for the circuit configuration and operation of the soft decision
[0069]
FIG. 5 shows a soft decision
First, the shift
[0070]
Next, the demodulated signal point
The low-reliability bit
[0071]
Then, the demodulated bit
[0072]
Next, the operation will be described. The 4-bit set of demodulated codes and the baseband received signals Ida and Qda supplied to the soft decision
In the shift
[0073]
First, the demodulation signal point
The demodulated signal point
[0074]
FIG. 6 shows an example of the circuit configuration of the demodulated signal point
Next, the absolute values | ΔI | and | ΔQ | of these deviation amounts are input to the
At this time, max () means taking the maximum value among the values in parentheses.
[0075]
The calculated maximum value | ΔPmax | is input to the normalization calculation circuit 39, and the next calculation, that is,
Garx = 1− | ΔPmax | / (0.5 × dP)
To implement.
In the above equation, dP is the distance between the modulation signal points shown in FIG.
Here, when | ΔPmax | = | ΔIda |, the value Garx calculated by the above equation represents the distance from the middle line N between the modulation signal points in FIG. 20 to the reception signal point.
[0076]
When the reception signal point is close to the modulation signal point and the probability of the demodulated code is high, the value Garx is 1, and the reception signal point is close to the middle line N between the modulation signal points. When there is a high possibility that the demodulation code is incorrect, the value Garx becomes zero.
[0077]
By the way, this calculation is performed with, for example, 10 significant digits, and the resolution is too high.
Therefore, the calculated 10-bit value Garx is input to the rounding
[0078]
Therefore, when the number of bits of the value Gd is 2 bits, the reliability of four-level values that change stepwise from [11] to [00] is obtained. In this case, the maximum reliability value is obtained. Gmax becomes [11], and the value Gd output from the rounding
[0079]
Next, the low reliability bit
As is apparent from FIG. 5, the low reliability bit
[0080]
FIG. 7 shows an example of the circuit configuration of the low reliability bit
Note that the absolute value calculation circuits 37i and 37q in FIG. 7 are circuits that perform the same operation as the absolute value calculation circuits 37i and 37q in FIG. 6, and therefore can be shared. As a result, the configuration is simplified. can do.
[0081]
The calculated absolute values | ΔI | and | ΔQ | are supplied to the
For example, when | ΔI | ≧ | ΔQ |, the
[0082]
Further, these deviation amount signals ΔI and ΔQ are also input to the
[0083]
Thus, the switch 43 selects and outputs the polarity code of ΔI supplied from the
[0084]
At this time, the axis code value output from the
The polarity code output from the switch 43 indicates whether the second adjacent signal point is a modulation signal point located on the positive side of the demodulation signal point or a signal point located on the negative side.
[0085]
Therefore, the sum of the 1-bit axis code output from the
[0086]
The
Thus, the 4-bit 1-set second adjacent signal point code output from the
[0087]
Then, the
[0088]
Specifically, for example, an EXOR (exclusive value) of bit values of the same digit of a code [1011] of a set of 4 bits of the second adjacent signal point code and a code [1111] of a set of 4 bits of a demodulated code is used. (OR) and the operation value [0100] is output as a set of 4 bits of low reliability bit position signals.
[0089]
In this ExOR operation, the operation value of the bits of the same digit in the 4 bits of 1 set of the second adjacent signal point code and the 4 bits of 1 set of the demodulated code is 0, and the bits of different digits are The calculated value is 1, and therefore, the bits having a value of 1 in the set of 4 bits in the low-reliability bit position signal indicate that the code value has many errors and the reliability is low. .
[0090]
As a result, the low-reliability bit
[0091]
Therefore, in the demodulated bit
[0092]
Then, the demodulated bit
The circuit configuration of the demodulated bit
[0093]
In the above description, the reliability Gd is assigned as it is to the bits of the digits belonging to the A group. However, the reliability of the bits of the digits belonging to the A group is the reliability of the bits of the digits belonging to the not A group. A reliability Gbit (Gbit ≦ Gd) smaller than the reliability Gd in advance by a certain amount may be set in advance and assigned so as to be always lower than the degree.
[0094]
Here, when the reliability Gd is extremely lowered, the received signal point is greatly shifted beyond the second adjacent signal point, and as a result, there is a high possibility that the digit bits belonging to the notA group will be erroneous. .
Therefore, when the reliability Gd becomes smaller than a preset value, the reliability Gbit (Gd ≦ Gbit ≦ Gdmax) smaller than the reliability Gmax by a certain amount as the reliability assigned to the bits of the digits belonging to the notA group. ) May be assigned.
[0095]
Returning to FIG. 1, the demodulated bit reliability signal output from the soft decision
[0096]
In the soft decision convolutional
[0097]
In the demodulated bit reliability signal obtained from the soft decision
[0098]
On the other hand, when the received signal point is near the middle line of the two signal points, for example, as shown in FIG. 20, and the probability of the demodulation code is the lowest, the code of the second adjacent signal point is The reliability of the bits of the digits having different bit values is a value [00] indicating that the reliability is the lowest.
[0099]
Even in this case, even if the code of the second adjacent signal point and the bit value are the same, even if the code of the second adjacent signal point is erroneously set as the demodulated code and demodulated, the value is incorrect. The reliability of the bits having no digits is maintained at the highest reliability value [11].
[0100]
Therefore, even if the received signal point is greatly deviated due to noise or the like, there is no possibility that the reliability of the bit of the digit that can hardly be mistaken will be lowered unnecessarily. Therefore, it is the same for all bits of the demodulated code. From the first embodiment in which the reliability of the demodulated signal points is uniformly assigned, the code error correction capability of the soft decision convolutional code decoding can be sufficiently exhibited, and good code error correction can be achieved. Can be executed.
[0101]
As a result, according to the second embodiment, not only the same effects as those of the first embodiment described above can be obtained, but also the code error correction capability is higher than that of the first embodiment and a good code error is achieved. A correction result can be obtained.
[0102]
That is, in the soft decision
[0103]
For this reason, a low reliability is assigned to a code that has a low possibility of error, and the error correction capability will not be tampered with, and a good information code with a low code error rate can be decoded.
[0104]
Next, a third embodiment of the present invention will be described.
The third embodiment provides a receiver having a higher code error correction capability than the second embodiment described above, and the circuit configuration of the entire receiver as viewed from the block is the first shown in FIG. The only difference is the circuit configuration and operation of the soft decision
[0105]
However, in this third embodiment, as shown in FIG. 17, the arrangement of a set of 4 bits assigned to each modulation signal point is 1 bit each time the modulation signal point moves horizontally one row. It is necessary to have a code arrangement in which only the code of another 1 bit changes every time the modulation signal point moves one column vertically.
[0106]
FIG. 9 shows a soft decision reliability calculation circuit in the third embodiment. The soft decision
[0107]
Therefore, the circuit configuration seen in the block of the entire receiving apparatus of the third embodiment is replaced with the soft decision
[0108]
Next, the demodulated signal point
The low-reliability bit
[0109]
Then, the demodulated bit
[0110]
Next, the operation of the soft decision
First, as described with reference to FIG. 3, the deviation
[0111]
First, the demodulation signal point
FIG. 10 shows an example of the circuit configuration of the demodulated signal point
[0112]
The absolute value | ΔI | output from the absolute value calculation circuit 53i is input to the
GIarx = (0.5 × dP− | ΔI |) / (0.5 × dP)
Here, dP is the distance between the modulation signal points in FIG.
[0113]
The value GIarx calculated in this way is 1 when the received signal point is close to the modulation signal point and the probability of the demodulated code is high, and the received signal point is the midline N between the modulation signal points in the I-axis direction. It is 0 when there is a high possibility that the demodulation code is erroneous. Since the value GIarx calculated at this time is, for example, 10 significant digits, it is input to the rounding circuit 55i and is rounded to a 2-bit value, for example, as in the second embodiment described above, and the I component of the demodulated signal point Reliability G1d is calculated and output as an I component reliability signal.
[0114]
The same applies to the other shift amount signal ΔQ. After the absolute value | ΔQ | is obtained by the absolute value calculation circuit 53q, the value GQarx is calculated by the normalization operation circuit 54q by the following calculation.
GQarx = (0.5 × dP− | ΔQ |) / (0.5 × dP)
Here, dP is the distance between the modulation signal points in FIG.
[0115]
The value GQarx calculated here is also 1 when the reception signal point is near the modulation signal point and the probability of the demodulated code is high, and the reception signal point is the midline N between the modulation signal points in the I-axis direction. It is 0 when there is a high possibility that the demodulation code is erroneous.
Similarly, the signal is rounded to a 2-bit value, for example, by the rounding circuit 55q, and the Q component reliability G2d of the demodulated signal point is calculated, and this is output as the Q component reliability signal.
[0116]
Next, the low reliability bit
This low-reliability bit
[0117]
FIG. 11 is a circuit configuration example of the low reliability bit
[0118]
The calculated polarity code is input to the memory 56i as an address code together with a set of 4-bit demodulated codes that are separately input in parallel, and is stored in advance in the memory 56i. A code of a 4-bit set of adjacent signal points in the I direction corresponding to adjacent signal points in the direction specified by the polarity code of the I component is read out.
[0119]
For example, when the demodulation code is [1111], the I-direction adjacent signal point code at this time is [1011] as shown in FIG. 20, and this is read from the memory 56i.
[0120]
A 4-bit set of I-direction adjacent signal point codes output from the memory 56i is input to a
[0121]
A value indicating that the bit belongs to the group A is output as a low-reliability bit position signal for the bits having different values, and the bit having the notA group is provided for the bits having the same value. A value indicating that the signal belongs to the I direction is output as an I direction low reliability bit position signal. For example, in the case of FIG. 20, the I direction low reliability bit position signal is [0100].
[0122]
Similarly, the other deviation amount signal ΔQ is input to the polarity calculation circuit 42q, and a polarity code representing the sign of the value is calculated. The calculated polarity code and a separately input 4-bit demodulated code are input to the memory 56q as an address code, and a 4-bit 1-set Q-direction adjacent signal point code is read from the memory 56q.
[0123]
Next, this Q-direction adjacent signal point code is input to the code comparison circuit 47q, and a Q-direction low reliability bit position signal indicating whether each digit of the demodulated code is a group A bit or a notA group bit is calculated. Is output. For example, in the case of FIG. 20, the Q direction adjacent signal point code is [1110], and the Q direction low reliability bit position signal is [0001].
[0124]
Each set of 4-bit low-reliability bit position signals and I-direction low-reliability bit position signals calculated by the
[0125]
Thus, the I-direction low reliability bit position signal and the Q-direction low reliability bit position signal output from the low reliability bit
[0126]
In the demodulated bit
[0127]
On the other hand, when both the I-direction low reliability bit position signal and the Q-direction low reliability bit position signal belong to the notA group, that is, when both values are 0-digit bits, the value of this bit The reliability Gmax = [11] representing the highest probability is assigned as the reliability Gbit = [11] of the bit of this digit.
[0128]
Then, the reliability Gbit representing the probability of each digit assigned in this way is output as a demodulated bit reliability signal.
FIG. 12 shows an example of the circuit configuration of the demodulated bit
First, the
[0129]
Next, the
The demodulated bit reliability signal output from the demodulated bit
[0130]
In the above description, the reliability G1d or G2d is assigned to the digit bits belonging to the group A as they are. However, as in the first embodiment, the reliability is smaller than the reliability G1d or G2d by a certain amount. Needless to say, the degree Gbit (≦ G1d) or the reliability Gbit (≦ G2d) may be set in advance and assigned.
[0131]
Thereafter, as shown in FIG. 1, the demodulated bit reliability signal output from the soft decision
[0132]
As a result, the soft decision convolutional
[0133]
Therefore, according to the third embodiment, it is possible to configure a receiving apparatus using the 16QAM demodulating circuit 16 as the multilevel modulation signal demodulating circuit using the existing soft decision Viterbi decoding circuit compatible with the BPSK modulation method. As a result, even in a 4-level or higher-level multi-level modulation receiving device using interleave processing that changes the order of code strings in bit units, transmission performance by further multi-leveling is not required without the development of a new LSI. Therefore, it is possible to obtain an inexpensive receiving apparatus based on soft-decision Viterbi decoding, in which a large improvement in the above can be easily obtained.
[0134]
Here, in the case of the second embodiment already described, when the shift of the received signal point is limited to the I-axis direction or the Q-axis direction, the bit of the low-reliability digit can be calculated accurately. it can.
However, although the probability is low, as shown in FIG. 13, the received signal point may be greatly shifted in the oblique direction. In this case, not only the second adjacent signal point in the I-axis direction or the Q-axis direction, The possibility that the modulation signal point X in the oblique direction is mistaken for the second adjacent signal point cannot be ignored.
[0135]
That is, in the second embodiment, in such a case, the modulation signal point that is forcibly closest is selected from the two adjacent signal points in the I-axis direction and the Q-axis direction, and the bit of the low-reliability digit is selected. Therefore, an error occurs in the calculated bit position of the low-reliability digit, and as a result, the code error correction capability may be somewhat deteriorated.
[0136]
On the other hand, in the third embodiment, as shown in FIGS. 17 and 13, the code of one set of 4 bits assigned to each modulation signal point changes independently in the I-axis direction and the Q-axis direction. Therefore, there is no possibility of deterioration as described above.
That is, the code [1111] of the demodulated signal point S and the code [1011] of the second adjacent signal point in the I-axis direction shown in FIG. It is a bit.
[0137]
However, the code [1010] of the modulation signal point X diagonally upper right of the demodulated signal point is also a bit of a low-reliability digit, with the bit value of the third digit from the right being different from the code value of the demodulated signal point. .
Similarly, the code [1110] of the second adjacent signal point in the Q-axis direction is a bit of a low-reliability digit, with the first digit value from the right being different from the code value of the demodulated signal point S. .
[0138]
However, the sign of the modulation signal point X diagonally upper right of the demodulated signal point is also a bit of a low-reliability digit, unlike the code value of the demodulated signal point in the first digit from the right. In addition, the sign of the modulation signal point X and the sign of the demodulation signal point S on the upper right are the same in the values of the bits in the other digits.
[0139]
Therefore, as in the third embodiment, if the bit position of the low-reliability digit is calculated independently in the I-axis direction and the Q-axis direction and the reliability is assigned to the bit of each digit of the demodulated code, Even when the received signal point is greatly displaced in the oblique direction, the bit position of the low-reliability digit can be correctly calculated and the correct reliability is assigned, so that the code error correction capability becomes higher than that of the second embodiment, A good code error correction result can be obtained.
[0140]
Therefore, by using the soft decision
[0141]
That is, according to the third embodiment, the bit position of the low-reliability digit is correct not only when the reception signal point is shifted in the vertical direction or the horizontal direction but also when it is greatly shifted in the diagonal direction. Only the bits of the digits that are calculated and have a high possibility of erroneous values are reliably assigned a low reliability.
[0142]
As a result, a low reliability is assigned to a code with a low possibility of error, and the error correction capability is unnecessarily lowered, or a high reliability is mistakenly assigned to a bit of an error-prone digit and the error correction capability is unnecessarily lowered. Therefore, a good information code with a low code error rate can be decoded.
[0143]
In the above embodiment, the case where the present invention is applied to the 16QAM modulation system has been described. However, the present invention can be applied to reception apparatuses of other modulation systems such as 32QAM, 64QAM, 8PSK, and 16APSK. Needless to say.
Here, the PSK method is a phase displacement modulation method, and the APSK method is an amplitude phase displacement modulation method.
[0144]
Then, next, as a fourth embodiment of the present invention, as shown in FIG. 14, an embodiment in which the present invention is applied to a 16APSK modulation system in which the arrangement of modulation signal points is greatly different from that in FIG. Will be described with reference to FIG.
[0145]
The modulation signal points in the fourth embodiment are arranged on a double circle as shown in FIG. 14, and the difference from the 16QAM receiver according to the first to third embodiments is as follows. As is apparent from FIG. 15, the baseband received signals Ida and Qda output from the
[0146]
The amplitude value Rda and the phase value θda converted into polar coordinates are branched into two systems, one of which is input to the
[0147]
First, in the
[0148]
On the other hand, the other branched amplitude value Rda and phase value θda are input to the soft decision
FIG. 16 is a circuit configuration example of the soft decision
[0149]
Next, the demodulated signal point reliability calculation circuit 66 calculates the deviation amount of the R component, which is the first component calculated by the deviation
The low-reliability bit
[0150]
Further, the demodulated bit
[0151]
In each of these circuits, signal processing substantially similar to that of the third embodiment is executed except that the input signal is replaced with the amplitude value Rda and the phase value θda from the received signals Ida and Qda. In this case, the first I component is the R component and the second Q component is the θ component.
[0152]
Returning to FIG. 15, the demodulated bit reliability signal calculated and output from the soft decision
[0153]
Then, the soft decision convolutional
Therefore, by using the soft decision
[0154]
By the way, in the second embodiment described above, the second adjacent signal point is calculated, and the bit of the low-reliability digit is calculated from the second adjacent signal point. In this case, if the received signal point greatly deviates, the calculated low reliability is calculated. The value of bits other than the degree bit is also likely to be erroneous.
[0155]
Therefore, when the deviation amount exceeds a certain amount, the code error correction capability can be further enhanced by lowering the reliability of all bits by a certain amount.
This is the same as in the third embodiment and the fourth embodiment described above. Similarly, when the deviation amount exceeds a certain amount, the reliability of all bits is also lowered by a certain amount, thereby further improving the code error correction capability. Can be increased.
[0156]
As described above, in the second embodiment, the second adjacent signal point is calculated and the bit of the low-reliability digit is calculated, but the I-axis direction and the Q-axis are independent of the direction of the shift amount. Compares the bit value of the code of the adjacent signal point adjacent to the direction and the bit value of the demodulated code, calculates the bit of the different value as the bit of the low reliability digit, and the bit of this low reliability digit The reliability of demodulated signal points may be assigned to.
[0157]
In this case, however, the sign error is also reduced because the bit of the digit with a different value from the sign of the adjacent signal point with the opposite direction of the shift direction is less likely to be mistaken, and therefore, the bit of the digit with less chance of error. Although there is a possibility that the correction capability may be reduced, the processing contents are simplified correspondingly, and there is an advantage that the circuit scale can be reduced.
[0158]
Also, in the soft decision
[0159]
Needless to say, this is the same in other embodiments.
In addition, when it is easier to calculate the deviation amount by a multi-level modulation signal demodulation circuit such as a 16QAM demodulation circuit, or other circuits, it goes without saying that the deviation amount calculation circuit may be shared. .
[0160]
On the other hand, as shown in FIG. 17, the modulation signal point and the code arrangement are distinguished in the Q component direction by the first and second bits of the code, and the I component direction is distinguished by the third and fourth bits of the code. When the digit of the bit corresponding to each component is separated, the calculation in the low reliability bit position calculation circuit is performed by comparing only the bits of the digit corresponding to each component. Needless to say, it is desirable. The same applies to the demodulated bit reliability calculation circuit.
[0161]
Further, in the above embodiments, the reliability has been described in which the value increases as the probability of the value such as the sign increases, but conversely, even if a parameter whose value decreases as the probability increases, the circuit can be used. Obviously, the same configuration can be achieved with only minor modifications.
[0162]
【The invention's effect】
According to the present invention, it is possible to easily apply Viterbi decoding by a soft decision method without developing a new LSI even in a reception device of a multilevel modulation method of four or more values, and has high error correction accuracy. A high-performance receiving apparatus can be provided inexpensively and easily.
[0163]
Similarly, according to the present invention, the Viterbi decoding by the soft decision method can be easily applied even to a transmission device of a four-value or more multi-level modulation method using an interleaving process in which the order of the code string is changed in bit units.
[0164]
Furthermore, according to the present invention, it is possible to calculate the bit position of an error-prone digit instead of lowering the reliability of all digits of the demodulated code, and to reduce only the reliability of the bit. The code error correction capability of the soft decision convolutional code decoding can be greatly improved. As a result, a highly reliable receiving apparatus having excellent code error correction characteristics can be easily obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block circuit diagram showing an example of a receiving apparatus to which a first embodiment of a convolutional code soft decision decoding circuit according to the present invention is applied.
FIG. 2 is a block circuit diagram showing an example of a transmission apparatus using a convolutional coding multi-level modulation method targeted by the present invention.
FIG. 3 is a block circuit diagram showing an example of a soft decision reliability calculation circuit according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block circuit diagram showing an example of a deviation amount calculation circuit in the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block circuit diagram showing an example of a soft decision reliability calculation circuit according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a block circuit diagram showing an example of a demodulated signal point reliability calculation circuit in the second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a block circuit diagram showing an example of a low reliability bit position calculation circuit in the second embodiment of the present invention.
FIG. 8 is an explanatory diagram showing a relationship between bits of each digit of a demodulated code and reliability in the second embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a block circuit diagram showing an example of a soft decision reliability calculation circuit according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a block circuit diagram illustrating an example of a demodulated signal point reliability calculation circuit according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a block circuit diagram showing an example of a low reliability bit position calculation circuit according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a block circuit diagram showing an example of a demodulation bit reliability calculation circuit in the third embodiment of the present invention.
FIG. 13 is an explanatory diagram showing an example of a state where reception signal points are obliquely shifted.
FIG. 14 is an explanatory diagram illustrating an example of a 16APSK modulation scheme signal point and code arrangement state;
FIG. 15 is a block circuit diagram showing an example of a receiving apparatus to which a fourth embodiment of a soft decision decoding circuit for convolutional codes according to the present invention is applied.
FIG. 16 is a block circuit diagram showing an example of a soft decision reliability calculation circuit according to the fourth embodiment of the present invention.
FIG. 17 is an explanatory diagram illustrating an example of a 16QAM modulation scheme signal point and code arrangement state;
FIG. 18 is a block circuit diagram showing an example of a 16QAM modulation scheme transmission apparatus according to the prior art.
FIG. 19 is a block circuit diagram showing an example of a 16QAM modulation system receiver according to the prior art.
FIG. 20 is an explanatory diagram showing a state in which received signal points of the 16QAM modulation method are shifted.
FIG. 21 is an explanatory diagram showing a relationship between a bit of each digit of a demodulated code and reliability in the third embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
1 Convolutional coding circuit
2 16QAM modulation circuit
3 DA conversion circuit
4, 9 mixer
5 Upconverter
6 Transmitting antenna
7 Receiving antenna
8 Down converter
10 AD converter circuit
11 Soft decision Viterbi decoding circuit
12 Synchronous playback circuit
13 Convolutional coding circuit
14 Interleave circuit
15 S / P conversion circuit
16 16QAM demodulation circuit
17, 17'17 "soft decision reliability calculation circuit
19 Deviation amount calculation circuit
20 Demodulation signal point reliability calculation circuit
21 Demodulation bit reliability calculation circuit
22 16QAM modulation circuit
24 Absolute value calculation circuit
25 Subtraction circuit
26 Rounding circuit
27 P / S conversion circuit
28 Inverse interleave circuit
29 Soft decision convolutional code decoding circuit
32 Demodulation signal point reliability calculation circuit
33 Low reliability bit position calculation circuit
34 Demodulation bit reliability calculation circuit
37 Absolute value calculation circuit
38 MAX circuit
39 Normalized arithmetic circuit
41 Rounding circuit
42 Polarity calculation circuit
43 switch
44 Comparison circuit
45 memory
47 Sign comparison circuit
50 Demodulation signal point reliability calculation circuit
51 Low reliability bit position calculation circuit
52 Demodulation bit reliability calculation circuit
53 Absolute value calculation circuit
54 Standardized arithmetic circuit
55 Rounding circuit
56 memory
57, 58 switch
62 Polar coordinate conversion circuit
63 16APSK demodulation circuit
64 Soft decision reliability calculation circuit
65 Deviation calculation circuit
66 Demodulation signal point reliability calculation circuit
67 Low reliability bit position calculation circuit
68 Demodulation bit reliability calculation circuit
N middle line
S Demodulation signal point position
X Diagonal upper right modulation signal point
Claims (3)
前記ベースバンドの受信信号と、前記多値変調信号復調回路から出力されたnビット1組の復調符号を入力して、該nビット1組の復調符号に対応する変調信号点(復調信号点)に対する該受信信号点のずれ量を算出し、これにより、前記nビット1組の復調符号の内の少なくとも1ビットには、前記算出したずれ量の大きさが大きいほど該ビットの値の確からしさが低いことを表す信頼度Gbit=G1を割り付け、前記ずれ量の大きさが小さいほど該1ビットの値の確からしさが高いことを表す信頼度Gbit=G2を割り付けると共に、前記nビット1組の復調符号の内の残りのビットには、該ビットの値の確からしさが該信頼度G2の確からしさに等しいか、該信頼度G2の確からしさより高いことを表す信頼度Gbit≧G2を割り付けて信頼度Gbitを算出した上で、この信頼度Gbitを復調ビット信頼度信号として出力する軟判定信頼度算出回路を設け、
前記多値変調信号復調回路が、前記軟判定信頼度算出回路から出力される復調ビット信頼度信号に基づいて軟判定を行うようにしたBPSK変調方式対応の軟判定畳み込み符号復号回路によって構成されていることを特徴とする畳み込み符号軟判定復号方式の受信装置。2 n signal points (modulation signal points) set on a complex plane that is a signal space to input a baseband received signal that has undergone multilevel modulation and transmit a set of n-bit codes on the transmission side The modulation signal point closest to the signal point (reception signal point) represented by the value of the received signal is selected from the above, and a set of n-bit codes assigned to the selected modulation signal point is calculated and demodulated In a receiving device including a multi-level modulation signal demodulating circuit that outputs as a code,
The baseband received signal and a set of n-bit demodulated codes output from the multilevel modulated signal demodulation circuit are input, and a modulation signal point (demodulated signal point) corresponding to the n-bit set of demodulated codes Thus, the amount of deviation of the received signal point with respect to the at least one bit of the n-bit set of demodulated codes is calculated, so that the larger the calculated amount of deviation, the more likely the value of the bit is. Is assigned a reliability Gbit = G1 representing a low value, and a reliability Gbit = G2 representing that the smaller the deviation amount is, the higher the probability of the value of the one bit is. The remaining bits of the demodulated code are assigned a reliability Gbit ≧ G2 indicating that the probability of the value of the bit is equal to the reliability of the reliability G2 or higher than the reliability of the reliability G2. Degree of reliability On calculating the bit, it provided the soft decision reliability calculator circuit that outputs the reliability Gbit as the demodulated bit reliability signal,
The multi-level modulation signal demodulating circuit is constituted by a soft decision convolutional code decoding circuit compatible with the BPSK modulation method, which performs soft decision based on a demodulated bit reliability signal output from the soft decision reliability calculation circuit. A convolutional code soft decision decoding receiver.
前記nビット1組の復調符号と該ベースバンドの受信信号を入力し、前記復調信号点に対する該受信信号点のずれ量を算出してずれ量信号として出力するずれ量算出回路と、
前記ずれ量信号を入力し、該ずれ量信号で表わされるずれ量の大きさが0のとき、該復調信号点の確からしさが最も高いことを表す信頼度Gd=Gdmax を算出すると共に、該ずれ量の大きさが0より大きいときは、該ずれ量の大きさが大きいほど、該復調信号点の確からしさが低いことを表す信頼度Gd <Gdmaxを算出し、該算出した信頼度Gd を、該選択した復調信号点の確からしさを表す復調信号点信頼度信号として出力する復調信号点信頼度算出回路と、
前記nビット1組の復調符号と前記ずれ量信号を入力し、前記復調信号点の次に該受信信号点に近い変調信号点である第2隣接信号点を算出すると共に、該算出した第2隣接信号点に割り付けられているnビット1組の符号と該復調符号のnビット1組の符号の同じ桁のビットの値同士を比較し、値が異なる桁のビットには、該ビットがA群であることを表す値を低信頼度ビット位置信号として出力し、値が同一である桁のビットには、該ビットが notA群であることを表わす値を低信頼度ビット位置信号として出力する低信頼度ビット位置算出回路と、
前記低信頼度ビット位置信号と前記復調信号点信頼度信号を入力し、前記nビット1組の復調符号の中で低信頼度ビット位置信号が群Aに属することを表わす桁のビットには、該復調信号点信頼度信号が表わす信頼度Gd に等しいか、前もって定めた一定量だけ該信頼度Gdより小さな信頼度Gbit≦Gdを算出して割り付けると共に、該低信頼度ビット位置信号が notA群に属することを表わす桁のビットには、該最も高い確からしさを表す信頼度Gdmax 或いは該信頼度Gdの大きさで決まる一定量だけ小さな信頼度Gbit≦Gdmax(Gd≦Gbit)を算出して割り付けて、夫々前記各桁のビットの確からしさを表す信頼度Gbitとし、それを復調ビット信頼度信号として出力する復調ビット信頼度算出回路とを設け、
前記ずれ量算出回路と前記復調信号点信頼度算出回路、前記低信頼度ビット位置算出回路、それに前記復調ビット信頼度算出回路により、前記軟判定信頼度算出回路が構成されていることを特徴とする畳み込み符号軟判定復号方式の受信装置。In the invention of claim 1,
A shift amount calculation circuit that inputs the n-bit set of demodulated codes and the baseband received signal, calculates a shift amount of the received signal point with respect to the demodulated signal point, and outputs it as a shift amount signal;
When the deviation amount signal is input, and the magnitude of the deviation amount represented by the deviation amount signal is 0, the reliability Gd = Gdmax indicating that the probability of the demodulation signal point is the highest is calculated, and the deviation amount is calculated. When the magnitude of the quantity is greater than 0, the reliability Gd <Gdmax, which indicates that the probability of the demodulation signal point is lower as the magnitude of the deviation is larger, is calculated, and the calculated reliability Gd is A demodulation signal point reliability calculation circuit that outputs a demodulation signal point reliability signal representing the certainty of the selected demodulation signal point;
The n-bit set of demodulated codes and the deviation amount signal are input, and a second adjacent signal point that is a modulation signal point closest to the reception signal point after the demodulation signal point is calculated, and the calculated second The bit values of the same digit in the n-bit set of codes assigned to the adjacent signal points and the demodulated code of the n-bit set of codes are compared with each other. A value representing a group is output as a low-reliability bit position signal, and a value representing that the bit is a notA group is output as a low-reliability bit position signal to bits having the same value. A low-reliability bit position calculation circuit;
The low-reliability bit position signal and the demodulated signal point reliability signal are input, and the bit of the digit indicating that the low-reliability bit position signal belongs to the group A in the n-bit set of demodulated codes, A reliability Gbit ≦ Gd that is equal to the reliability Gd represented by the demodulated signal point reliability signal or smaller than the reliability Gd by a predetermined amount is calculated and assigned, and the low reliability bit position signal is not group A The bit G of the digit indicating that it belongs to is calculated by assigning the reliability Gdmax representing the highest probability or a reliability Gbit ≦ Gdmax (Gd ≦ Gbit) which is smaller by a certain amount determined by the magnitude of the reliability Gd. A demodulating bit reliability calculation circuit that outputs a reliability Gbit representing the probability of each digit bit and outputs it as a demodulating bit reliability signal;
The soft decision reliability calculation circuit is configured by the shift amount calculation circuit, the demodulated signal point reliability calculation circuit, the low reliability bit position calculation circuit, and the demodulation bit reliability calculation circuit. A convolutional code soft decision decoding receiver.
前記nビット1組の復調符号と該ベースバンドの受信信号を入力し、該復調信号点に対する該受信信号点のずれ量の第1の成分であるI軸方向のずれ量ΔIと第2の成分であるQ軸方向のずれ量ΔQ、或いは第1の成分である半径方向のずれ量ΔRと第2の成分である角度方向のずれ量Δθの何れか一方を算出してずれ量信号として出力するずれ量算出回路と、
前記ずれ量信号を入力し、該ずれ量信号が表す第1の成分のずれ量、或いは第2の成分のずれ量の大きさが0のときは該復調信号点の第1の成分、或いは第2の成分の確からしさが最も高いことを表す第1の成分の信頼度G1d=Gdmax或いは第2の成分の信頼度G2d=Gdmax を算出すると共に、前記各成分のずれ量の大きさが0より大きいときは、該成分のずれ量の大きさが大きいほど、該復調信号点の該成分の確からしさが低いことを表す第1の成分の信頼度G1d<Gdmax、或いは第2の成分の信頼度G2d<Gdmax を算出し、これら信頼度G1d、G2dを、前記選択した復調信号点の確からしさを表す復調信号点信頼度信号として出力する復調信号点信頼度算出回路と、
前記nビット1組の復調符号と前記ずれ量信号を入力し、前記復調信号点に対して第1の成分のずれ量の極性符号の方向にある第1の成分の隣接変調信号点を算出すると共に、該算出した第1の成分の隣接変調信号点に割り付けられているnビット1組の符号と該復調符号のnビット1組の符号の同じ桁のビットの値同士を比較し、値が互いに異なる桁のビットには、該ビットがA群であることを表わす値を第1の成分の低信頼度ビット位置信号として出力し、値が互いに同一である桁のビットには、該ビットが notA群であることを表わす値を第1の成分の低信頼度ビット位置信号として出力し、且つ、前記復調信号点に対して第2の成分のずれ量の極性符号の方向にある第2の成分の隣接変調信号点を算出すると共に、該算出した第2の成分の隣接変調信号点に割り付けられているnビット1組の符号と該復調符号のnビット1組の符号の同じ桁のビットの値同士を比較し、値が互いに異なる桁のビットには、該ビットが群Aであることを表わす値を第2の成分の低信頼度ビット位置信号として出力し、更に値が互いに同一である桁のビットには、該ビットが notA群であることを表わす値を第2の成分の低信頼度ビット位置信号として出力し、前記第1の成分の低信頼度ビット位置信号と前記第2の成分の低信頼度ビット位置信号を低信頼度ビット位置信号として出力する低信頼度ビット位置算出回路と、
該低信頼度ビット位置信号と前記復調信号点信頼度信号を入力し、前記nビット1組の復調符号の内で、前記低信頼度ビット位置信号がA群に属することを表わす桁のビットには、同じ成分の前記復調信号点信頼度信号が表わす信頼度G1d、G2d の何れか、或いは前もって定めた一定量だけ該信頼度G1d 又はG2dより小さな信頼度Gbit≦ G1d 又はGbit≦G2d の何れかを割り付け、且つ、前記低信頼度ビット位置信号が notA群に属することを表わす桁のビットには、該最も高い確からしさを表す信頼度Gdmax、或いは前記信頼度G1d、或いはG2dの大きさで決まる一定量だけ小さな信頼度Gbit≦Gdmax(G1d≦Gbit、或いはG2d≦Gbit)の何れかを割り付け、それぞれ各桁のビットの確からしさを表わす信頼度Gbitとし、それを復調ビット信頼度信号として出力する復調ビット信頼度算出回路とを設け、
前記ずれ量算出回路と前記復調信号点信頼度算出回路、前記低信頼度ビット位置算出回路、それに前記復調ビット信頼度算出回路により、前記軟判定信頼度算出回路が構成されていることを特徴とする畳み込み符号軟判定復号方式の受信装置。In the invention of claim 1,
The n-bit set of demodulated codes and the baseband received signal are input, and the first component of the amount of deviation of the received signal point with respect to the demodulated signal point is a deviation amount ΔI in the I-axis direction and the second component The Q-axis direction deviation amount ΔQ, or the first component radial direction deviation amount ΔR and the second component angular direction deviation amount Δθ are calculated and output as a deviation amount signal. A deviation amount calculation circuit;
When the shift amount signal is input and the shift amount of the first component or the shift amount of the second component represented by the shift amount signal is 0, the first component or the first component of the demodulated signal point The first component reliability G1d = Gdmax or the second component reliability G2d = Gdmax, which indicates that the probability of the two components is the highest, is calculated. When it is larger, the reliability of the first component G1d <Gdmax, which represents that the probability of the component of the demodulated signal point is lower as the deviation amount of the component is larger, or the reliability of the second component A demodulation signal point reliability calculation circuit that calculates G2d <Gdmax and outputs these reliability values G1d and G2d as a demodulation signal point reliability signal indicating the probability of the selected demodulation signal point;
The n-bit set of demodulated code and the shift amount signal are input, and the adjacent modulation signal point of the first component in the direction of the polarity code of the shift amount of the first component with respect to the demodulated signal point is calculated. In addition, the value of the bit of the same digit of the n-bit 1-set code assigned to the calculated adjacent modulation signal point of the first component and the n-bit 1-set code of the demodulated code is compared, and the value is For bits of different digits, a value indicating that the bits are of group A is output as a low-reliability bit position signal of the first component, and for bits of digits having the same value, the bit is A value representing the notA group is output as a low-reliability bit position signal of the first component, and the second component in the direction of the polarity code of the shift amount of the second component with respect to the demodulated signal point The adjacent modulation signal point of the component is calculated and the calculated second component The bit values of the same digit of the n-bit 1-set code assigned to the adjacent modulation signal points and the n-bit 1-set code of the demodulated code are compared. A value indicating that the bit is in the group A is output as a low-reliability bit position signal of the second component, and the bit having the same value indicates that the bit is in the notA group. The value is output as a low reliability bit position signal of the second component, and the low reliability bit position signal of the first component and the low reliability bit position signal of the second component are used as the low reliability bit position signal. A low-reliability bit position calculation circuit for output;
The low-reliability bit position signal and the demodulated signal point reliability signal are input, and in the n bits of one set of demodulated codes, the low-reliability bit position signal is converted to a digit bit indicating that it belongs to the A group. Is either the reliability G1d or G2d represented by the demodulated signal point reliability signal of the same component, or any one of the reliability Gbit ≦ G1d or Gbit ≦ G2d smaller than the reliability G1d or G2d by a predetermined amount. And the bit of the digit indicating that the low reliability bit position signal belongs to the notA group is determined by the reliability Gdmax indicating the highest probability, or the reliability G1d or G2d. Any one of a small degree of reliability Gbit ≦ Gdmax (G1d ≦ Gbit or G2d ≦ Gbit) is assigned, and each is represented as a reliability Gbit representing the probability of each digit bit. And a demodulation bit confidence calculation circuit for outputting a reliability signal provided,
The soft decision reliability calculation circuit is configured by the shift amount calculation circuit, the demodulated signal point reliability calculation circuit, the low reliability bit position calculation circuit, and the demodulation bit reliability calculation circuit. A convolutional code soft decision decoding receiver.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP01463099A JP3926499B2 (en) | 1999-01-22 | 1999-01-22 | Convolutional code soft decision decoding receiver |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP01463099A JP3926499B2 (en) | 1999-01-22 | 1999-01-22 | Convolutional code soft decision decoding receiver |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000216835A JP2000216835A (en) | 2000-08-04 |
JP3926499B2 true JP3926499B2 (en) | 2007-06-06 |
Family
ID=11866529
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP01463099A Expired - Lifetime JP3926499B2 (en) | 1999-01-22 | 1999-01-22 | Convolutional code soft decision decoding receiver |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3926499B2 (en) |
Families Citing this family (33)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7068729B2 (en) | 2001-12-21 | 2006-06-27 | Digital Fountain, Inc. | Multi-stage code generator and decoder for communication systems |
US6307487B1 (en) | 1998-09-23 | 2001-10-23 | Digital Fountain, Inc. | Information additive code generator and decoder for communication systems |
JP3545726B2 (en) * | 2001-02-27 | 2004-07-21 | 松下電器産業株式会社 | Receiver device |
JP3548162B2 (en) * | 2002-02-15 | 2004-07-28 | 松下電器産業株式会社 | Transmission device |
JP3602509B2 (en) * | 2002-02-26 | 2004-12-15 | 松下電器産業株式会社 | Demodulation device and demodulation method |
JP2003273751A (en) * | 2002-03-12 | 2003-09-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Bit likelihood calculation method and demodulator |
US9240810B2 (en) | 2002-06-11 | 2016-01-19 | Digital Fountain, Inc. | Systems and processes for decoding chain reaction codes through inactivation |
EP2348640B1 (en) | 2002-10-05 | 2020-07-15 | QUALCOMM Incorporated | Systematic encoding of chain reaction codes |
KR101170629B1 (en) * | 2003-10-06 | 2012-08-02 | 디지털 파운튼, 인크. | Error-correcting multi-stage code generator and decoder for communication systems having single transmitters or multiple transmitters |
EP1743431A4 (en) | 2004-05-07 | 2007-05-02 | Digital Fountain Inc | File download and streaming system |
JP4729727B2 (en) * | 2006-02-06 | 2011-07-20 | 学校法人 名城大学 | Error correction apparatus, reception apparatus, error correction method, and error correction program |
CN101686107B (en) | 2006-02-13 | 2014-08-13 | 数字方敦股份有限公司 | Streaming and buffering using variable FEC overhead and protection periods |
US9270414B2 (en) | 2006-02-21 | 2016-02-23 | Digital Fountain, Inc. | Multiple-field based code generator and decoder for communications systems |
WO2007134196A2 (en) | 2006-05-10 | 2007-11-22 | Digital Fountain, Inc. | Code generator and decoder using hybrid codes |
US9419749B2 (en) | 2009-08-19 | 2016-08-16 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus employing FEC codes with permanent inactivation of symbols for encoding and decoding processes |
US9209934B2 (en) | 2006-06-09 | 2015-12-08 | Qualcomm Incorporated | Enhanced block-request streaming using cooperative parallel HTTP and forward error correction |
US9178535B2 (en) | 2006-06-09 | 2015-11-03 | Digital Fountain, Inc. | Dynamic stream interleaving and sub-stream based delivery |
US9380096B2 (en) | 2006-06-09 | 2016-06-28 | Qualcomm Incorporated | Enhanced block-request streaming system for handling low-latency streaming |
US9432433B2 (en) | 2006-06-09 | 2016-08-30 | Qualcomm Incorporated | Enhanced block-request streaming system using signaling or block creation |
US9386064B2 (en) | 2006-06-09 | 2016-07-05 | Qualcomm Incorporated | Enhanced block-request streaming using URL templates and construction rules |
US9237101B2 (en) | 2007-09-12 | 2016-01-12 | Digital Fountain, Inc. | Generating and communicating source identification information to enable reliable communications |
US9281847B2 (en) | 2009-02-27 | 2016-03-08 | Qualcomm Incorporated | Mobile reception of digital video broadcasting—terrestrial services |
US9288010B2 (en) | 2009-08-19 | 2016-03-15 | Qualcomm Incorporated | Universal file delivery methods for providing unequal error protection and bundled file delivery services |
US9917874B2 (en) | 2009-09-22 | 2018-03-13 | Qualcomm Incorporated | Enhanced block-request streaming using block partitioning or request controls for improved client-side handling |
US9225961B2 (en) | 2010-05-13 | 2015-12-29 | Qualcomm Incorporated | Frame packing for asymmetric stereo video |
US9596447B2 (en) | 2010-07-21 | 2017-03-14 | Qualcomm Incorporated | Providing frame packing type information for video coding |
US8806050B2 (en) | 2010-08-10 | 2014-08-12 | Qualcomm Incorporated | Manifest file updates for network streaming of coded multimedia data |
US9270299B2 (en) | 2011-02-11 | 2016-02-23 | Qualcomm Incorporated | Encoding and decoding using elastic codes with flexible source block mapping |
US8958375B2 (en) | 2011-02-11 | 2015-02-17 | Qualcomm Incorporated | Framing for an improved radio link protocol including FEC |
US9253233B2 (en) | 2011-08-31 | 2016-02-02 | Qualcomm Incorporated | Switch signaling methods providing improved switching between representations for adaptive HTTP streaming |
US9843844B2 (en) | 2011-10-05 | 2017-12-12 | Qualcomm Incorporated | Network streaming of media data |
US9294226B2 (en) | 2012-03-26 | 2016-03-22 | Qualcomm Incorporated | Universal object delivery and template-based file delivery |
US9491026B2 (en) | 2013-04-12 | 2016-11-08 | Sun Patent Trust | Transmission method |
-
1999
- 1999-01-22 JP JP01463099A patent/JP3926499B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2000216835A (en) | 2000-08-04 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP3926499B2 (en) | Convolutional code soft decision decoding receiver | |
US6115435A (en) | Soft decision method and receiver | |
JP3987274B2 (en) | Multi-level modulation transmission device | |
US5469452A (en) | Viterbi decoder bit efficient chainback memory method and decoder incorporating same | |
US5233630A (en) | Method and apparatus for resolving phase ambiguities in trellis coded modulated data | |
US6578173B2 (en) | Cyclic trellis-coded modulation | |
US7609787B2 (en) | Reception of a signal modulated according to a multilevel coding technique | |
US5428631A (en) | Method and apparatus for resolving phase ambiguities in trellis coded modulated data | |
US6195396B1 (en) | Encoding/decoding system using 16-QAM modulation encoded in multi-level blocks | |
US8397109B2 (en) | Bit mapping/demapping method and apparatus for communication system | |
US6977972B1 (en) | Method of hybrid soft/hard decision demodulation of signals with multilevel modulation | |
US8037396B2 (en) | Cyclic trellis coded modulation | |
US8437431B1 (en) | Sequential decoder fast incorrect path elimination method and apparatus for pseudo-orthogonal coding | |
CN109861943B (en) | Decoding method, decoder and receiver for multidimensional 8PSK signal | |
AU2007214342A1 (en) | Demodulation method | |
JP2000315957A (en) | Decoder | |
JP3980038B2 (en) | Multi-level modulation transmission device | |
JPH08288967A (en) | Transmission system, its transmitter-receiver and trellis decoder | |
JP4188769B2 (en) | Transmission method and apparatus, reception method and apparatus, and communication system using them | |
JP2002344548A (en) | Data transmitter-receiver | |
JPH0795762B2 (en) | Multilevel QAM communication system | |
KR880000722B1 (en) | Transmission systems | |
JP3667736B2 (en) | Error correction encoder, error correction decoder, and error correction transmission device | |
WO2023208346A1 (en) | Multi-stage encoding and multi-stage decoding of information bits | |
JP2001197134A (en) | Maximum likelihood decoder |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050323 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070208 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070220 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070228 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100309 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110309 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120309 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120309 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130309 Year of fee payment: 6 |