JP3925852B2 - 防犯センサ - Google Patents
防犯センサ Download PDFInfo
- Publication number
- JP3925852B2 JP3925852B2 JP2002180992A JP2002180992A JP3925852B2 JP 3925852 B2 JP3925852 B2 JP 3925852B2 JP 2002180992 A JP2002180992 A JP 2002180992A JP 2002180992 A JP2002180992 A JP 2002180992A JP 3925852 B2 JP3925852 B2 JP 3925852B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- voltage
- slice
- light
- conversion circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、焦電素子等の受動型赤外線検出素子（以下、ＰＩＲ素子という）を用いた防犯センサに係り、特に、妨害物によりマスキングされた場合に、このような妨害物を検知する機能を備えた防犯センサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＰＩＲ素子を用いた防犯センサは、周知のように、ＰＩＲ素子が、検知エリア内の人体から放射される熱線（遠赤外線）を受けて、人体と周囲温度の差に基づいて人体を検知するように構成されている。
【０００３】
ところで、この種の防犯センサでは、防犯センサの前面に紙テープを貼り付けたり、白い塗料をスプレーして塗布する等、熱線を遮断して防犯センサが人体を検知できないような妨害行為がなされることがある。このような妨害行為はマスキングと称されている。
【０００４】
上記のようなマスキングに対して、防犯センサをマスキングしている妨害物の有無を検知する機能を防犯センサに備えることが提案されている。
例えば、特開平２−２８７２７８号公報では、防犯センサ内に、赤外線または可視光を投光する発光素子と、その反射光を受光する受光素子を設け、カバーの内面からの反射光に、カバーの外側の妨害物からの反射光が加わって受光素子への入射光量が増加するのを検出することで、カバーの外側に妨害物があることを検出するようにしている。
【０００５】
また、特開平１１−９６４６７号公報では、要するに、ＰＩＲ素子と、その検知エリアを設定する光学系とがカバーで覆われた防犯センサにおいて、検知エリアの外方に、カバーを通して第１の検知用光線を投光し、この検知用光線の妨害物からの反射光を受光して第１のしきい値と比較して妨害物を検知する第１の妨害物検知手段と、前記カバー内の迷光のみを受光し、第２のしきい値と比較して妨害物を検知する第２の妨害物検知手段の２つの妨害物検知手段を備えている。
【０００６】
以上のように、マスキングされた場合に妨害物を検知するための構成は提案されているのであるが、何れにしても、妨害物の有無の検知は、マスキングされた場合の受光素子の出力と、マスキングされていない場合の受光素子の出力との差に基づいて行っている。
【０００７】
そのような妨害物を検知する機能を備えた防犯センサの従来の回路のブロック構成の例を図７に示す。
１は熱線を放射する人体を検知する受動型赤外線センサ部（以下、ＰＩＲセンサ部と称す）であり、ＰＩＲ素子２と、信号処理回路３で構成されている。信号処理回路３は、ＰＩＲ素子２の出力信号を増幅し、閾値との比較を行って、信号が閾値以上である場合に人体を検知したことを示す検知信号を出力するものである。
制御回路２０は、ＣＰＵ及びその周辺回路で構成され、信号処理回路３から前記検知信号を受けると、人体を検知したことを示す発報信号をコントロールパネル等の警備の処理を行う装置（図示せず。以下、警備処理装置と称する）に出力する。このような構成及び動作のＰＩＲセンサ部はＰＩＲ素子を用いた防犯センサでは周知である。
【０００８】
この防犯センサは、ＰＩＲセンサ部１の他に、マスキングされた場合に妨害物を検知するための妨害物検知部１０を備えている。妨害物検知部１０は、所定の波長の光を発光する発光素子１１、駆動回路１２、パルス発生回路１３、発光素子１４から発光された光を受光する受光素子１４、電流／電圧変換回路（以下、Ｉ／Ｖ変換回路と記す）１５、増幅回路１６、ゲート回路１７、Ａ／Ｄ変換回路１８で構成されている。
【０００９】
ここで、発光素子１１から発光される光は、受動型赤外線センサ部の動作に影響を与えないように、ＰＩＲ素子２の感度域外の光とする必要がある。従って、発光素子１１としては、ＰＩＲ素子２の感度域外の光を発光するものであればどのような光を発光するものでもよいが、ここでは発光素子１１は近赤外線を発光するものとする。従って、ここでは受光素子１４は近赤外線を受光するものとする。
【００１０】
そして、発光素子１１及び受光素子１４は上記公開公報に示されていると同様に、防犯センサのカバーの内部の所定の箇所に設けられている。この発光素子１１及び受光素子１４は、妨害物が置かれたとき、その妨害物からの反射光を良好に受光できるように配置されることは当然である。
【００１１】
また、駆動回路１２、パルス発生回路１３、Ｉ／Ｖ変換回路１５、増幅回路１６、ゲート回路１７及びＡ／Ｄ変換回路１８の各回路は、防犯センサの内部に設けられる回路基板に搭載されている。
【００１２】
制御回路２０はパルス発生回路１３に対して、所定の周期のタイミングパルスを出力している。パルス発生回路１３は、このタイミングパルスに基づいて、所定のパルス幅を有するパルス信号を発生する。このパルス信号は駆動回路１２とゲート回路１７に入力される。駆動回路１２はパルス発生回路１３から入力されるパルス信号に基づいて発光素子１１を発光させる駆動パルス信号を生成して発光素子１１に出力する。これによって、発光素子１１からパルス状の近赤外線がタイミングパルスの周期で投光される。なお、発光素子１１としては、通常、近赤外線を発光する発光ダイオードが用いられている。
【００１３】
これらの発光素子１１、駆動回路１２及びパルス発生回路１３は、所定の波長の光、ここでは近赤外線を、所定の周期で投光する投光手段を構成している。
【００１４】
図８（ａ）、（ｂ）はこのような防犯センサの概略の平面図であり、カバー４０の内部には、人体の検知エリアを定めるための光学系４１、発光素子１１、受光素子１４が収容されている。光学系４１は通常反射鏡で形成されている。なお、図８においてはＰＩＲ素子１、及び図７に示す回路を搭載する回路基板等は図示を省略している。
【００１５】
そして、上述したようにして発光素子１１から投光した近赤外線の一部は図８（ａ）のＡで示すように、カバー４０を透過するが、残りの近赤外線はカバー４０の内面で反射し、その反射光の一部は図中Ｂで示すように受光素子１４に入射する。これが迷光であり、防犯センサがマスキングされていない場合は図８（ａ）に示すように迷光が受光素子１４に入射している。
【００１６】
本明細書では、図８（ａ）に示すようにマスキングされていない状態を通常状態と称することにする。
【００１７】
これに対して、図８（ｂ）に示すように妨害物５０によってマスキングされた場合には、カバー４０を透過した近赤外線は妨害物５０で反射し、その反射光の一部は、図中Ｃで示すように、再びカバー４０を透過して受光素子１４に入射する。このように、発光素子１１から投光し、妨害物５０で反射して受光素子１４に入射する近赤外線を本明細書では妨害物反射光と称することにする。
従って、マスキングされた場合には迷光と妨害物反射光が受光素子１４に入射する。
【００１８】
さて、再び図７に戻って、妨害物検知部１０の説明を続ける。
受光素子１４は、投光手段の発光素子１１から発光された光に感度を有する素子、ここでは近赤外線に感度を有する素子であり、通常、フォトダイオードや、フォトトランジスタで構成される。このような受光素子１４の出力は電流で現れるので、電圧に変換するのが通常である。図７のＩ／Ｖ変換回路１５はそのためのものである。なお、Ｉ／Ｖ変換回路１５は単にＩ／Ｖ変換を行うだけではなく、反転増幅機能あるいは非反転増幅機能をも有しているのが通常である。ここでもＩ／Ｖ変換回路１５は反転増幅機能あるいは非反転増幅機能を有するものとし、便宜的に、発光素子１１から近赤外線が投光されたときのＩ／Ｖ変換回路１５の出力は正のパルスであるとする。
【００１９】
Ｉ／Ｖ変換回路１５の出力信号は増幅回路１６で増幅される。Ｉ／Ｖ変換回路１５と増幅回路１６の結合は交流結合でも、直流結合でもよいが、交流結合とするのがよい。なぜなら、制御回路２０においてマスキングされたことを確実に検知するためには、通常状態の場合とマスキングされた場合とで信号の電圧差が大きいことが望まれ、そのためには増幅回路１６の利得を大きくすることが考えられるが、後述するように、防犯センサの内部電源電圧は 5Ｖ程度であり、Ｉ／Ｖ変換回路１５の出力電圧は 2Ｖ程度となる場合もあり、また、増幅回路１６としては通常は汎用の演算増幅器が用いられ、そのような汎用の演算増幅器の最大出力電圧は電源電圧より略 1.5Ｖ程度低いところにあることを考慮すると、Ｉ／Ｖ変換回路１５と増幅回路１６を交流結合とした場合の方が直流結合とした場合よりも増幅回路１６の利得を大きくとることができるからである。
【００２０】
また、増幅回路１６は反転増幅回路でもよく、非反転増幅回路でもよいが、ここでは理解を容易にするために、便宜的に非反転増幅回路であるとする。
【００２１】
増幅回路１６の出力はゲート回路１７に入力される。ゲート回路１７にはパルス発生回路１３で生成された駆動パルス信号が供給されており、ゲート回路１７は駆動パルス信号がある時のみ閉路して、増幅回路１６から出力された信号を通過させる。これにより、増幅回路１６の出力信号は、発光素子１１が近赤外線を投光している期間のみゲート回路１７を通過することになり、近赤外線が投光されない期間の不要なノイズ成分を除去することができる。このような手段はノイズ除去手段の一つとして周知の手段である。なお、増幅回路１６とゲート回路１７の結合は直流結合とする。また、図７ではゲート回路１７は増幅回路１６の後段に配置しているが、Ｉ／Ｖ変換回路１５と増幅回路１６の間に設けてもよいものである。
【００２２】
ゲート回路１７を通過した信号は、Ａ／Ｄ変換回路１８でデジタル値に変換されて制御回路２０に入力される。なお、Ａ／Ｄ変換回路１８はサンプル／ホールド回路も含んでいるものとする。
【００２３】
制御回路２０は、Ａ／Ｄ変換回路１８からのデジタル値を、予め設定されている閾値と比較する。この閾値は、通常状態における増幅回路１６の出力電圧より高い値であって、且つカバー４０から所定の距離の範囲内に妨害物が置かれてマスキングされた状態における増幅回路１６の出力信号よりは低い値となされている。なお、入力されるデジタル値と閾値との比較は、実際には、発光素子１１から近赤外線が投光される期間のみ行われる。制御装置２０はパルス発生回路１３に対してタイミングパルスを供給しており、従って発光素子１１から近赤外線が投光される期間を認識できるので、近赤外線が投光される期間のみＡ／Ｄ変換回路１８からのデジタル値と閾値との比較を行うことができる。
【００２４】
そして、制御回路２０は、デジタル値が閾値以上である場合にはマスキングされていることを示すマスキング信号を警備処理装置に出力する。このマスキング信号は上記の発報信号とは異なる形態の信号である。
【００２５】
以上のようであるので、受光素子１４に入射される近赤外線は、通常状態では迷光のみであるのに対して、マスキングされた場合には迷光に加えて、妨害物反射光が加わるので、受光素子１４の受光量は、マスキングされた場合の方が通常状態の場合より大きくなり、従って、Ａ／Ｄ変換回路１８から制御回路２０に入力されるデジタル値は、マスキングされた場合には通常状態の場合に比べて大きくなり、制御回路２０からマスキング信号が出力されることになるのである。
【００２６】
なお、マスキング信号を出力するときの制御回路２０の動作について付言すると、制御回路２０は、Ａ／Ｄ変換回路１８からのデジタル値が所定回数連続して閾値以上となった場合にマスキング信号を出力する動作を行い、デジタル値が閾値以上となった回数が当該所定回数未満の場合にはマスキング信号は出力しない。これはいわゆる平均化の処理であり、このような平均化の処理を行うのは、例えば昆虫などが防犯センサの近傍を飛んだ場合に誤ってマスキングされたと判定しないようにするためである。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、迷光の光量と、妨害物反射光の光量を比較すると、一般に、後者は前者より非常に小さい。即ち、迷光はカバー４０の内面で反射しているので、発光素子１１から受光素子１４に入射するまでの光路長も短く、また、カバー４０の内面は、通常滑らかに仕上げられているので、発光素子１１から投光して受光素子１４に入射するまでの間の近赤外線の減衰は少ないのに対して、妨害物反射光はカバー４０を透過するのであるが、元々カバー４０は遠赤外線を良好に透過する高密度ポリエチレンで形成されているのに加えて、警戒エリアの方向を悟られないようにするために防犯センサの内部が見えないように着色されているので近赤外線の透過率は低く、しかもカバー４０を２回透過するので大きく減衰するからである。この現象は妨害物５０がカバー４０から離されて置かれた場合にはより顕著なものとなる。
【００２８】
従って、図７に示す従来の構成では、通常状態の場合と、マスキングされた場合とで、受光素子１４の受光量の差は非常に小さく、増幅回路１６で増幅してもそれら両者の出力信号の差もごくわずかしかなく、その結果、Ａ／Ｄ変換回路１８から出力される両者のデジタル値のステップ差も小さいので、妨害物によってマスキングされた場合にも制御回路２０でマスキングされたことを検知するのが非常に難しくなる場合があるという問題があった。
【００２９】
具体的な数値例を挙げて説明すると次のようである。
まず、制御回路２０はＣＰＵを用いて構成されるが、防犯センサでは画像処理などの高度の信号処理は要求されず、しかも安価であることが要求されることから、ＣＰＵとしては４ビットまたは８ビットのものが用いられるのが一般的である。そして、このようなＣＰＵにデジタル値を供給するために用いられるＡ／Ｄ変換回路１８は一般的には８ビットのものが用いられる。
【００３０】
また、ＣＰＵの電源電圧は近年では低電圧化が図られているが 3〜 5Ｖ程度であるのが一般的である。ここでは 5Ｖであるとする。
【００３１】
Ｉ／Ｖ変換回路１５の出力は上述したように正のパルスとするが、その出力の正のパルスには 0.5Ｖのバイアス電圧が付加されているものとする。上述したようにＩ／Ｖ変換回路１５は増幅機能を有しており、従って、出力信号にいくらかのバイアス電圧があるのは通常のことである。
【００３２】
次に増幅回路１６についてであるが、この増幅回路１６としては安価に構成するために、広く使用されている汎用の演算増幅器を用いるのが一般的である。そして、汎用の演算増幅器の場合、最大出力電圧は電源電圧より略 1.5Ｖ程度低い電圧である。
【００３３】
増幅回路１６を構成する演算増幅器の電源電圧については、ＣＰＵの電源電圧と異ならせることは可能であるが、そうすると電源が２系統必要となり、コストの上昇を招いてしまう。そこで、通常は電源は１系統となされる。従って、この場合には、増幅回路１６を構成する演算増幅器の電源電圧はＣＰＵと同じ 5Ｖであるとする。即ち、ここでは当該演算増幅器は正電源のみの片電源で使用するものとする。周知のように演算増幅器を正負の両電源で使用すれば片電源の場合よりダイナミックレンジは広くなり、従って利得を大きくとることができるが、その場合には電源は正負の２系統が必要となり、上述したようにコストの上昇を招いてしまうことになる。そこで、ここでは増幅回路１６としての演算増幅器は 5Ｖの片電源で使用するものとする。このことによって、当該演算増幅器の最大出力電圧は略 3.5Ｖ程度となる。
【００３４】
なお、演算増幅器を片電源で使用する場合にはバイアスを与える必要があるが、ここではそのバイアス電圧は 0.5Ｖであるとする。従って、当該演算増幅器のダイナミックレンジは、バイアス電圧である 0.5Ｖから最大出力電圧である略 3.5Ｖ程度までの範囲となる。
【００３５】
また、当該演算増幅器の利得は、上述のように、出力電圧が最大出力電圧以下で、且つ、少なくとも通常状態では信号が飽和しない値に設定する必要があり、実際には、迷光の光量、受光素子１４の特性、Ｉ／Ｖ変換回路１５の特性、増幅回路１６の演算増幅器のダイナミックレンジ等を考慮して設定すればよい。ここでは、後述のように通常状態の場合でもＩ／Ｖ変換回路１５の出力電圧が 2Ｖ以上になることもあることを考慮して、更には多少の余裕を持たせて 1倍であるとする。
【００３６】
次に、Ａ／Ｄ変換回路１８のリファレンス電圧についてであるが、この場合には演算増幅器の最大出力電圧が略 3.5Ｖ程度であるので、リファレンス電圧は 3.0Ｖ程度に設定するのが一般的である。周知のように、ビット数が決まっている場合には、Ａ／Ｄ変換回路１８のリファレンス電圧を高く設定するとＡ／Ｄ変換回路１８のダイナミックレンジは広がるが、分解能が低くなってしまい、逆にＡ／Ｄ変換回路１８のリファレンス電圧を低く設定すると分解能は高くできるが、ダイナミックレンジが狭くなってしまう。そこで、Ａ／Ｄ変換回路１８のリファレンス電圧を設定するに際しては、分解能とダイナミックレンジを勘案する必要があるのであるが、ここでは演算増幅器の最大出力電圧が 3.5Ｖ程度であることをも考慮して、リファレンス電圧は 3.0Ｖ程度に設定するものとする。従って、この場合にはＡ／Ｄ変換回路１８は 0Ｖ〜 3.0Ｖの範囲の電圧を８ビットのデジタル値に変換することになり、入力電圧が 0Ｖの場合には出力デジタル値は00H（添え字のH は16進数を示す。この点について以下同じである。）、入力電圧が 3.0Ｖ以上の場合には出力デジタル値はFFH となる。
【００３７】
上記の各値はあくまでも一例であるが、特殊なものではなく、通常用いられている値の範囲内である。
【００３８】
以下、本発明者の実験例を図９を参照して説明する。図９は、図７のＩ／Ｖ変換回路１５及び増幅回路１６の出力信号の波形の例を示す図である。なお、Ｉ／Ｖ変換回路１５及び増幅回路１６の出力は、実際には発光素子１１から投光される近赤外線の周期と同じ周期を有するパルス列となるが、図９では図が煩雑になるのを避けるために、単に一つのパルスのみを示している。
【００３９】
さて、本発明者が種々の実験を行ったところ、Ｉ／Ｖ変換回路１５の出力電圧が、通常状態の場合には図９（ａ）のように2.30Ｖ、マスキングされた場合には図９（ｂ）のように2.35Ｖとなる場合があった。この場合、両者の絶対的な電圧差はわずかに0.05Ｖに過ぎない。妨害物５０の近赤外線に対する反射率、その置かれ方、妨害物５０とカバー４０の距離等によっては、Ｉ／Ｖ変換回路１５の出力電圧がこの程度になることは十分にあり得ることである。
【００４０】
このような信号が増幅回路１６の演算増幅器で増幅されるのであるが、ここでは演算増幅器の利得は 1倍、バイアス電圧は 0.5Ｖであるから、増幅回路１６の出力電圧は、通常状態の場合には図９（ａ）と同じく 2.3Ｖ、マスキングされた場合には図９（ｂ）と同じく2.35Ｖとなる。当該演算増幅器の最大出力電圧は略 3.5Ｖ程度であるから、何れの場合にも信号は飽和していないことが分かる。そして、このことから利得を 1倍とすることの妥当性は明らかであろう。
【００４１】
しかし、この場合、通常状態の場合の増幅回路１６の出力電圧 2.3Ｖと、マスキングされた場合の増幅回路１６の出力電圧2.35Ｖとの電圧差は 0.05Ｖに過ぎない。
【００４２】
増幅回路１６の出力パルス信号はゲート回路１７を通過してＡ／Ｄ変換回路１８でデジタル値に変換されるのであるが、通常状態の場合の 2.3ＶをＡ／Ｄ変換したデジタル値と、マスキングされた場合の2.35ＶをＡ／Ｄ変換したデジタル値とのステップ差は４ステップに過ぎない。
【００４３】
そして、制御回路２０のＣＰＵは、Ａ／Ｄ変換回路１８からのデジタル値を閾値と比較するのであるが、この場合には、閾値はアナログ値換算で 2.3Ｖより高く、且つ 2.35Ｖ未満となされているから、結局、この場合には、ＣＰＵはデジタル値で４ステップ以内の差を判定することになる。しかし、光や電気的な外来ノイズの影響やＡ／Ｄ変換回路１８における量子化誤差等のＡ／Ｄ変換誤差を考慮すると、このような場合にマスキングされているか否かを良好に判定することは実質的には無理である。
【００４４】
勿論、上述したように、増幅回路１６の利得を大きくすれば、通常状態の場合における増幅回路１６の出力信号と、マスキングされた場合における増幅回路１６の出力信号との絶対的な電圧差を大きくすることができるので、制御回路２０におけるマスキングされているか否かの判定をより確実に行うことができるのであるが、上述したような低コスト等の防犯センサに求められる種々の制約、電源電圧や増幅回路１６として汎用の演算増幅器を用いる等の各回路に求められる種々の制約、あるいは外来ノイズの影響、更には発光素子１１と受光素子１４の素子の特性のばらつきや、カバー４０の近赤外線に対する反射率及び透過率のばらつき等を考慮すると、上述した従来の回路構成では増幅回路１６の利得をむやみにおおきくすることはできないのである。
【００４５】
実際、上記の場合、例えば増幅回路１６の利得を 1.5倍とすると、通常状態の場合でも増幅回路１６の出力電圧は 3.2Ｖとなってしまい、Ａ／Ｄ変換回路１８のリファレンス電圧を超えてしまい、マスキングされていないにもかかわらず制御回路２０ではマスキングされていると判断されてしまうという問題が生じる。
【００４６】
以上のように、従来では、妨害物の置かれ方、妨害物のカバーからの距離等によっては、マスキングされていることを良好に検知することができない場合があるのである。
【００４７】
また、特に特開平１１−９６４６７号公報に開示されているものにおいては、図７の受光素子１４からＡ／Ｄ変換回路１８までの回路系を２系統備える必要があるのでコストが高くなるという問題がある。
【００４８】
そこで、本発明は、低コストを実現すると共に、マスキングされた場合に、マスキングされたことを従来よりも確実に検知することができる防犯センサを提供することを目的とするものである。
【００４９】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、請求項１記載の防犯センサは、人体を検知する受動型赤外線センサ部と、マスキングされた場合に妨害物を検知するための妨害物検知部とを少なくとも備える防犯センサにおいて、妨害物検知部は、所定の波長の光を所定の周期で投光する投光手段と、投光手段から投光された光に感度を有する受光素子と、受光素子の出力電流を電圧に変換する電流／電圧変換回路と、電流／電圧変換回路のバイアス電圧と、マスキングされていない通常状態における電流／電圧変換回路の出力電圧との間の電圧がスライス電圧として設定され、電流／電圧変換回路の出力信号のうち、スライス電圧以上の信号のみを出力するスライス回路と、スライス回路の出力信号を増幅する増幅回路と、増幅回路の出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換回路と、Ａ／Ｄ変換回路の出力を予め定められた閾値と比較することによってマスキングされているか否かを検知する制御回路とを少なくとも備えることを特徴とする。
請求項２記載の防犯センサは、請求項１において、前記スライス回路と前記増幅回路は交流結合であることを特徴とする。
請求項３記載の防犯センサは、請求項１または２において、前記スライス電圧は手動調整可能となされていることを特徴とする。
請求項４記載の防犯センサは、請求項１または２において、前記スライス電圧は前記制御回路から供給されることを特徴とする。
請求項５記載の防犯センサは、請求項１乃至４の何れか１項において、前記投光手段から投光される光は近赤外線であることを特徴とする。
【００５０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しつつ発明の実施の形態について説明する。
図１は本発明に係る防犯センサの一実施形態を示すブロック図であり、図中、２１はスライス回路、２２はスライス電圧設定手段を示す。図１において、図７に示す構成要素と同じものについては同一の符号を付し、重複する説明を最小限にとどめることにする。
【００５１】
また、本発明は以下に説明する実施形態に限定されるものではなく、ＰＩＲセンサ部を備えるものには一般的に適用することができるものである。従って、本発明は、ＰＩＲセンサ部とＴＶカメラとを備える防犯センサにも好適に適用できるものである。このように、少なくともＰＩＲセンサ部を備える防犯センサは全て本発明でいう防犯センサの範疇に入るものである。
【００５２】
なお、以下においては、Ｉ／Ｖ変換回路１５は、従来と同様に、反転増幅機能あるいは非反転増幅機能を有するものとし、発光素子１１から近赤外線が投光されたときのＩ／Ｖ変換回路１５の出力は正のパルスであるとする。更に、増幅回路１６は反転増幅回路でもよく、非反転増幅回路でもよいが、ここでは理解を容易にするために便宜的に非反転増幅回路であるとする。
【００５３】
発光素子１１及び受光素子１４の配置は従来と同様であるので図示は省略するが、防犯センサのカバーの内部に配置されている。そして、発光素子１１及び受光素子１４は、妨害物が置かれたとき、その妨害物からの妨害物反射光を良好に受光できるように配置されることは当然である。
【００５４】
図１に示す構成は、図７に示す構成とは、Ｉ／Ｖ変換回路１５と増幅回路１６との間にスライス回路２１を設けた点で異なっている。スライス回路２１に供給されるスライス電圧はスライス電圧設定手段２２で設定される。
【００５５】
ここで、スライス回路２１は電圧制限回路の一種であり、入力信号の電圧がスライス電圧未満である場合にはスライス電圧を出力し、入力信号の電圧がスライス電圧以上である場合には入力信号からスライス電圧を差し引いた信号を出力するものである。
【００５６】
即ち、いま、スライス電圧設定手段２２で設定されたスライス電圧がＶS であるとし、図２（ａ）に示すような信号がスライス回路２１に入力されたとすると、入力信号のパルスのピーク部分の電圧ＶI はスライス電圧ＶS を越えているので、当該部分の出力は図２（ｂ）に示すようにＶI となるが、それ以外の部分はスライス電圧未満であるので、出力電圧はＶS となる。
【００５７】
この種の電圧制限回路は全て本明細書でいうスライス回路の範疇に入るものである。
【００５８】
図１では、スライス電圧設定手段２２は可変抵抗器で構成され、手動調整可能となされている。そして、スライス電圧は、通常状態におけるＩ／Ｖ変換回路１５の出力電圧より小さい電圧に設定する。
【００５９】
また、図１において、スライス回路２１と増幅回路１６の結合は直流結合としても、交流結合としてもよいが、ここでは交流結合とする。その理由は、図７のＩ／Ｖ変換回路１５と増幅回路１６とを交流結合とするのが望ましいとした理由と同じである。
【００６０】
Ｉ／Ｖ変換回路１５とスライス回路２１との結合は直流結合である。そうしないとＩ／Ｖ変換回路１５の出力信号を良好にスライスできなくなるからである。更に、増幅回路１６とゲート回路１７との結合は、従来と同じく直流結合である。
【００６１】
なお、図１では、スライス回路２１と増幅回路１６とは別個に構成するものとしているが、演算増幅器を用いれば、スライス回路２１の機能、及び増幅回路１６の機能を一つの演算増幅器で実現することができる。
【００６２】
以下、動作について説明する。まず、一般的な説明を行う。なお、以下においても信号の波形については単に一つのパルスのみを示すことにする。
【００６３】
いま、通常状態におけるＩ／Ｖ変換回路１５の出力信号の電圧が図３（ａ）に示すようにＶN 、マスキングされた場合におけるＩ／Ｖ変換回路１５の出力信号の電圧が図３（ｂ）に示すようにＶM であるとする。そして、これらの両信号の電圧差Ｖd （＝ＶM −ＶN ）は非常に小さい場合があることは上述した通りである。なお、図３（ａ）、（ｂ）において、ＶB1はＩ／Ｖ変換回路１５のバイアス電圧である。
【００６４】
スライス回路２１のスライス電圧はスライス電圧設定手段２２によって図３（ａ）、（ｂ）に示すＶS に設定されているとする。上述したように、このスライス電圧ＶS は、通常状態におけるＩ／Ｖ変換回路１５の出力信号の電圧ＶN よりも低い電圧になされている。
【００６５】
そして、Ｉ／Ｖ変換回路１５の出力信号はスライス回路２１においてスライス電圧でスライスされ、増幅回路１６に入力されるが、ここではスライス回路２１と増幅回路１６とは交流結合されているので、増幅回路１６のバイアス電圧をＶB2とすると、増幅回路１６への入力信号の中心電圧はＶB2となる。従って、通常状態では図３（ｃ）のようになり、マスキングされている場合は図３（ｄ）のようになる。
【００６６】
スライス回路２１の出力信号は増幅回路１６で増幅されるのであるが、増幅回路１６の利得をｎ（倍）とすると、そのバイアス電圧はＶB2であるので、増幅回路１６の出力信号は、通常状態では図３（ｅ）に示すようになり、マスキングされた状態では図３（ｆ）に示すようになるので、通常状態の場合と、マスキングされた状態とでは、増幅回路１６の出力信号の電圧差はｎ×Ｖd となる。
【００６７】
そして、増幅回路１６の出力信号はゲート回路１７を通過して、Ａ／Ｄ変換回路１８でＡ／Ｄ変換され、制御回路２０で閾値と比較されることになる。
【００６８】
ここで重要なことは、増幅回路１６において増幅の対象となる信号が、その前段のスライス回路２１によって電圧制限されて振幅が従来よりも小さくなっていることである。そのため、従来よりも増幅回路１６のダイナミックレンジを見かけ上広げることが可能となり、増幅回路１６の利得ｎを従来よりも大きくできるのである。
【００６９】
即ち、図７に示す従来の構成では図３（ａ）、（ｂ）に示すＩ／Ｖ変換回路１５の出力信号の直流分をカットして増幅回路１６で増幅しているので、増幅回路１６での増幅の対象となる信号の振幅は、通常状態では（ＶN −ＶB1 ）、マスキングされた状態では（ＶM −ＶB1 ）であるのに対して、図１に示す構成では、増幅回路１６で増幅される信号の振幅は、通常状態では（ＶN −ＶS ）、マスキングされた状態では（ＶM −ＶS ）となり、従来の場合より小振幅の信号となっている。このことによって、増幅回路１６の最大出力電圧が従来と同じであったとしても、そのダイナミックレンジを見かけ上広げることができ、そのために増幅回路１６の利得を従来よりも大きく採ることができるのである。
【００７０】
そして、その結果、増幅回路１６の出力時点でみると、通常状態における場合と、マスキングされた場合との信号の絶対的な電圧差を従来よりも大きくすることができ、以て、マスキングされた場合に、そのことを従来よりも確実に検知することができるのである。
【００７１】
次に、数値の例を挙げて説明すると次のようである。ここでは、スライス電圧設定手段２２で設定されたスライス電圧は2.00Ｖであるとする。その他については従来との比較のために上記と同じとする。即ち、Ｉ／Ｖ変換回路１５の出力信号には 0.5Ｖのバイアス電圧が付加されているとし、制御回路２０を構成するＣＰＵは４ビットまたは８ビット、電源電圧は全て 5Ｖ、Ａ／Ｄ変換回路１８は８ビットで、そのリファレンス電圧は 3.0Ｖとする。また、増幅回路１６としては汎用の演算増幅器を用いるものとし、そのバイアス電圧は 0.5Ｖとする。従って、当該演算増幅器の最大出力電圧は略 3.5Ｖとなり、そのダイナミックレンジは 0.5Ｖから最大出力電圧までの範囲となる。
【００７２】
さて、いま、Ｉ／Ｖ変換回路１５の出力電圧が、通常状態の場合には2.30Ｖ、マスキングされた場合には2.35Ｖであったとする。
【００７３】
この場合、スライス回路２１でスライスされ、交流結合によって増幅回路１６の演算増幅器に入力される信号の振幅は、増幅回路１６のバイアス電圧 0.5Ｖを中心として、通常状態の場合には図４（ａ）のように 0.3（＝2.30−2.00）Ｖとなり、マスキングされた状態では図４（ｂ）のように0.35（＝2.35−2.00）Ｖとなる。
【００７４】
そして、いま、増幅回路１６の演算増幅器の利得を 3倍とすると、当該演算増幅器の出力信号は、通常状態では図４（ｃ）に示すようになり、ピーク部分の電圧は1.40Ｖであり、マスキングされた状態では図４（ｄ）に示すようになり、ピーク部分の電圧は1.55Ｖである。何れの場合にも信号は演算増幅器による増幅によって飽和せず、また、Ａ／Ｄ変換回路１８のリファレンス電圧未満であることが分かる。そして、このことから演算増幅器の利得を 3倍とすることは妥当であることは明らかであろう。
【００７５】
そして、この場合には、通常状態における増幅回路１６の出力信号と、マスキングされた状態における増幅回路１６の出力信号との電圧差は0.15Ｖとなるが、この0.15Ｖという電圧差は、Ａ／Ｄ変換回路１８で８ビットのＡ／Ｄ変換を行った場合には12ステップ差に相当し、Ａ／Ｄ変換後のステップ差は従来よりも大きくなる。
【００７６】
Ａ／Ｄ変換後のステップ差が12ステップ差程度あれば、光や電気的な外来ノイズの影響やＡ／Ｄ変換回路１８における量子化誤差等のＡ／Ｄ変換誤差を考慮したとしても、制御回路２０では良好に閾値との比較を行うことができ、以て精度よくマスキングされているか否かを判定することが可能である。なお、この場合には、制御回路２０の内部に設定されている、Ａ／Ｄ変換回路１８からのデジタル値と比較するための閾値は、アナログ値換算で1.40Ｖより高く、且つ1.55Ｖ未満となされていることは当然である。
【００７７】
このように、図１に示す構成によれば、増幅回路１６の入力信号はスライス回路２１によって小振幅信号となされるために、増幅回路１６の利得を従来よりも大きくとることが可能となるのである。これは、増幅回路１６のダイナミックレンジが見かけ上広がることに他ならない。
【００７８】
そして、そのために、通常状態とマスキングされた状態とで、増幅回路１６の出力時点での信号の絶対的な電圧差を大きくすることができるので、制御回路２０でのマスキングされたか否かを検出する精度を従来より向上させることができるのである。上記の数値の例によれば、増幅回路１６の利得を従来の少なくとも 3倍とすることができるから、制御回路２０におけるマスキングされたか否かの検出を行う精度を従来の 3倍以上に向上できるということになる。
【００７９】
このことは、換言すれば、図１に示す構成によれば、妨害物が防犯センサのカバーから従来より遠い距離に置かれた場合にもマスキングされたことを検知することができるということである。
【００８０】
なお、ここで、スライス電圧、増幅回路１６の利得、Ａ／Ｄ変換回路１８のリファレンス電圧、及び制御回路２０の閾値の設定について付言しておく。事務室等に設置される防犯センサについては、上記の各値は設計値を用いればよいが、設置環境や設置の仕方によっては、設計値を用いたのでは良好に妨害物の検知を行うことができない場合もあり得る。そのような場合には、例えば、防犯センサを実際に設置した後に種々の実験を行ってこれらの値を最適な値に設定すればよい。その際の対策としては、図１の構成においては、スライス電圧はスライス電圧設定手段２２を構成する可変抵抗器により設定すればよく、増幅回路１６の利得は周知の手法によって回路パラメータを変更可能としておけばよく、Ａ／Ｄ変換回路１８のリファレンス電圧についてはディップスイッチ（図示せず）で設定可能としたり、可変抵抗器で設定可能としておけばよく、更に制御回路２０の閾値については、例えばディップスイッチ（図示せず）によって設定可能としておけばよい。
【００８１】
以上のようであるので、この防犯センサによれば、通常状態における受光素子１４の受光量と、マスキングされた場合における受光素子１４の受光量との差が非常に小さい場合にも、マスキングされたことを確実に検知することができる。また、この防犯センサでは回路系を必要最小限にとどめることができるので、低コストを実現することができる。
【００８２】
以上、本発明に係る防犯センサの一実施形態について説明したが、以下に変形例を示す。
図５、図６はスライス回路２１へのスライス電圧の供給の手法の変形例を示す図であり、図１ではスライス電圧はスライス電圧設定手段２２を手動で調整するものとしたが、図５、図６では制御回路２０から供給するようにしている点で異なっている。その他の点は図１と同じである。
【００８３】
図５では制御回路２０を構成するＣＰＵとしてアナログ電圧を出力できるものを用いた場合の構成例であり、制御回路２０を構成するＣＰＵのアナログ電圧出力端子からアナログのスライス電圧をスライス回路２１に供給している。
【００８４】
図６は、制御回路２０を構成するＣＰＵとしてパルス出力端子を備えるものを用いた場合の例であり、制御回路２０のパルス出力端子からパルスを出力し、そのパルスを、抵抗とコンデンサからなる積分回路２５で積分してスライス電圧を得、そのスライス電圧をスライス回路２１に供給している。そして、積分回路２５の出力電圧であるスライス電圧はＡ／Ｄ変換回路２６でデジタル化されて制御回路２０にフィードバックされる。そして、制御回路２０は、スライス電圧が所定の値になるように、積分回路２５に供給するパルスのデューティ比あるいはパルス幅を制御する。これによってスライス電圧は所定の値に安定化されてスライス回路２１に供給される。
【００８５】
そして、図５、図６に示すように、スライス電圧を制御回路２０で制御可能となされている場合には、スライス電圧の設定を制御回路２０に自動的に行わせるようにすることもできる。その場合には、例えば、防犯センサを設置後、制御回路２０にテストモードを設定して、通常状態の場合のＡ／Ｄ変換回路１８の出力を制御回路２０に取り込ませ、制御回路２０では、その取り込んだ値を平均化して、その平均値がＡ／Ｄ変換回路１８のリファレンス電圧の半分程度の値となるようにスライス電圧を設定すればよい。このようにすれば、発光素子１１や受光素子１４の特性のばらつきや、カバーの近赤外線に対する反射率、透過率等のばらつきを吸収することができる。
【００８６】
以上、本発明の実施形態及び変形例について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その他にも種々の変形が可能であることは当業者に明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る防犯センサの一実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１のスライス回路２１を説明するための図である。
【図３】図１の構成における通常状態の場合と、マスキングされた場合における回路各部の信号の例を示す図であり、図３（ａ）は通常状態におけるＩ／Ｖ変換回路１５の出力信号の例を示し、図３（ｂ）はマスキングされた場合におけるＩ／Ｖ変換回路１５の出力信号の例を示し、図３（ｃ）は通常状態での増幅回路１６の入力信号の例を示し、図３（ｄ）はマスキングされた状態での増幅回路１６の入力信号の例を示し、図３（ｅ）は通常状態での増幅回路１６の出力信号の例を示し、図３（ｆ）はマスキングされた状態での増幅回路１６の出力信号の例を示している。
【図４】図１の構成において、具体的な数値を設定した場合における通常状態の場合と、マスキングされた場合における回路各部の信号の例を示す図であり、図４（ａ）は通常状態での増幅回路１６の入力信号の例を示し、図４（ｂ）はマスキングされた状態での増幅回路１６の入力信号の例を示し、図４（ｃ）は通常状態での増幅回路１６の出力信号の例を示し、図４（ｄ）はマスキングされた状態での増幅回路１６の出力信号の例を示している。
【図５】スライス回路２１へのスライス電圧の供給の手法の変形例を示す図である。
【図６】スライス回路２１へのスライス電圧の供給の手法の他の変形例を示す図である。
【図７】妨害物を検知する機能を備えた防犯センサの従来の回路のブロック構成の例を示す図である。
【図８】妨害物を検知する機能を備えた防犯センサの概略の平面図であり、図８（ａ）は妨害物が無い場合を示し、図８（ｂ）は妨害物５０が置かれた場合を示している。
【図９】図７に示す従来の構成における本発明者の実験例を説明すると共に、従来の構成の問題点を説明するための図である。
【符号の説明】
１…受動型赤外線センサ部（ＰＩＲセンサ部）、２…ＰＩＲ素子、３…信号処理回路、１０…妨害物検知部、１１…発光素子、１２…駆動回路、１３…パルス発生回路、１４…受光素子、１５…電流／電圧変換回路（Ｉ／Ｖ変換回路）、１６…増幅回路、１７…ゲート回路、１８…Ａ／Ｄ変換回路、２０…制御回路、２１…スライス回路、２２…スライス電圧設定手段、２５…積分回路、２６…Ａ／Ｄ変換回路、４０…カバー、５０…妨害物。
【発明の属する技術分野】
本発明は、焦電素子等の受動型赤外線検出素子（以下、ＰＩＲ素子という）を用いた防犯センサに係り、特に、妨害物によりマスキングされた場合に、このような妨害物を検知する機能を備えた防犯センサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＰＩＲ素子を用いた防犯センサは、周知のように、ＰＩＲ素子が、検知エリア内の人体から放射される熱線（遠赤外線）を受けて、人体と周囲温度の差に基づいて人体を検知するように構成されている。
【０００３】
ところで、この種の防犯センサでは、防犯センサの前面に紙テープを貼り付けたり、白い塗料をスプレーして塗布する等、熱線を遮断して防犯センサが人体を検知できないような妨害行為がなされることがある。このような妨害行為はマスキングと称されている。
【０００４】
上記のようなマスキングに対して、防犯センサをマスキングしている妨害物の有無を検知する機能を防犯センサに備えることが提案されている。
例えば、特開平２−２８７２７８号公報では、防犯センサ内に、赤外線または可視光を投光する発光素子と、その反射光を受光する受光素子を設け、カバーの内面からの反射光に、カバーの外側の妨害物からの反射光が加わって受光素子への入射光量が増加するのを検出することで、カバーの外側に妨害物があることを検出するようにしている。
【０００５】
また、特開平１１−９６４６７号公報では、要するに、ＰＩＲ素子と、その検知エリアを設定する光学系とがカバーで覆われた防犯センサにおいて、検知エリアの外方に、カバーを通して第１の検知用光線を投光し、この検知用光線の妨害物からの反射光を受光して第１のしきい値と比較して妨害物を検知する第１の妨害物検知手段と、前記カバー内の迷光のみを受光し、第２のしきい値と比較して妨害物を検知する第２の妨害物検知手段の２つの妨害物検知手段を備えている。
【０００６】
以上のように、マスキングされた場合に妨害物を検知するための構成は提案されているのであるが、何れにしても、妨害物の有無の検知は、マスキングされた場合の受光素子の出力と、マスキングされていない場合の受光素子の出力との差に基づいて行っている。
【０００７】
そのような妨害物を検知する機能を備えた防犯センサの従来の回路のブロック構成の例を図７に示す。
１は熱線を放射する人体を検知する受動型赤外線センサ部（以下、ＰＩＲセンサ部と称す）であり、ＰＩＲ素子２と、信号処理回路３で構成されている。信号処理回路３は、ＰＩＲ素子２の出力信号を増幅し、閾値との比較を行って、信号が閾値以上である場合に人体を検知したことを示す検知信号を出力するものである。
制御回路２０は、ＣＰＵ及びその周辺回路で構成され、信号処理回路３から前記検知信号を受けると、人体を検知したことを示す発報信号をコントロールパネル等の警備の処理を行う装置（図示せず。以下、警備処理装置と称する）に出力する。このような構成及び動作のＰＩＲセンサ部はＰＩＲ素子を用いた防犯センサでは周知である。
【０００８】
この防犯センサは、ＰＩＲセンサ部１の他に、マスキングされた場合に妨害物を検知するための妨害物検知部１０を備えている。妨害物検知部１０は、所定の波長の光を発光する発光素子１１、駆動回路１２、パルス発生回路１３、発光素子１４から発光された光を受光する受光素子１４、電流／電圧変換回路（以下、Ｉ／Ｖ変換回路と記す）１５、増幅回路１６、ゲート回路１７、Ａ／Ｄ変換回路１８で構成されている。
【０００９】
ここで、発光素子１１から発光される光は、受動型赤外線センサ部の動作に影響を与えないように、ＰＩＲ素子２の感度域外の光とする必要がある。従って、発光素子１１としては、ＰＩＲ素子２の感度域外の光を発光するものであればどのような光を発光するものでもよいが、ここでは発光素子１１は近赤外線を発光するものとする。従って、ここでは受光素子１４は近赤外線を受光するものとする。
【００１０】
そして、発光素子１１及び受光素子１４は上記公開公報に示されていると同様に、防犯センサのカバーの内部の所定の箇所に設けられている。この発光素子１１及び受光素子１４は、妨害物が置かれたとき、その妨害物からの反射光を良好に受光できるように配置されることは当然である。
【００１１】
また、駆動回路１２、パルス発生回路１３、Ｉ／Ｖ変換回路１５、増幅回路１６、ゲート回路１７及びＡ／Ｄ変換回路１８の各回路は、防犯センサの内部に設けられる回路基板に搭載されている。
【００１２】
制御回路２０はパルス発生回路１３に対して、所定の周期のタイミングパルスを出力している。パルス発生回路１３は、このタイミングパルスに基づいて、所定のパルス幅を有するパルス信号を発生する。このパルス信号は駆動回路１２とゲート回路１７に入力される。駆動回路１２はパルス発生回路１３から入力されるパルス信号に基づいて発光素子１１を発光させる駆動パルス信号を生成して発光素子１１に出力する。これによって、発光素子１１からパルス状の近赤外線がタイミングパルスの周期で投光される。なお、発光素子１１としては、通常、近赤外線を発光する発光ダイオードが用いられている。
【００１３】
これらの発光素子１１、駆動回路１２及びパルス発生回路１３は、所定の波長の光、ここでは近赤外線を、所定の周期で投光する投光手段を構成している。
【００１４】
図８（ａ）、（ｂ）はこのような防犯センサの概略の平面図であり、カバー４０の内部には、人体の検知エリアを定めるための光学系４１、発光素子１１、受光素子１４が収容されている。光学系４１は通常反射鏡で形成されている。なお、図８においてはＰＩＲ素子１、及び図７に示す回路を搭載する回路基板等は図示を省略している。
【００１５】
そして、上述したようにして発光素子１１から投光した近赤外線の一部は図８（ａ）のＡで示すように、カバー４０を透過するが、残りの近赤外線はカバー４０の内面で反射し、その反射光の一部は図中Ｂで示すように受光素子１４に入射する。これが迷光であり、防犯センサがマスキングされていない場合は図８（ａ）に示すように迷光が受光素子１４に入射している。
【００１６】
本明細書では、図８（ａ）に示すようにマスキングされていない状態を通常状態と称することにする。
【００１７】
これに対して、図８（ｂ）に示すように妨害物５０によってマスキングされた場合には、カバー４０を透過した近赤外線は妨害物５０で反射し、その反射光の一部は、図中Ｃで示すように、再びカバー４０を透過して受光素子１４に入射する。このように、発光素子１１から投光し、妨害物５０で反射して受光素子１４に入射する近赤外線を本明細書では妨害物反射光と称することにする。
従って、マスキングされた場合には迷光と妨害物反射光が受光素子１４に入射する。
【００１８】
さて、再び図７に戻って、妨害物検知部１０の説明を続ける。
受光素子１４は、投光手段の発光素子１１から発光された光に感度を有する素子、ここでは近赤外線に感度を有する素子であり、通常、フォトダイオードや、フォトトランジスタで構成される。このような受光素子１４の出力は電流で現れるので、電圧に変換するのが通常である。図７のＩ／Ｖ変換回路１５はそのためのものである。なお、Ｉ／Ｖ変換回路１５は単にＩ／Ｖ変換を行うだけではなく、反転増幅機能あるいは非反転増幅機能をも有しているのが通常である。ここでもＩ／Ｖ変換回路１５は反転増幅機能あるいは非反転増幅機能を有するものとし、便宜的に、発光素子１１から近赤外線が投光されたときのＩ／Ｖ変換回路１５の出力は正のパルスであるとする。
【００１９】
Ｉ／Ｖ変換回路１５の出力信号は増幅回路１６で増幅される。Ｉ／Ｖ変換回路１５と増幅回路１６の結合は交流結合でも、直流結合でもよいが、交流結合とするのがよい。なぜなら、制御回路２０においてマスキングされたことを確実に検知するためには、通常状態の場合とマスキングされた場合とで信号の電圧差が大きいことが望まれ、そのためには増幅回路１６の利得を大きくすることが考えられるが、後述するように、防犯センサの内部電源電圧は 5Ｖ程度であり、Ｉ／Ｖ変換回路１５の出力電圧は 2Ｖ程度となる場合もあり、また、増幅回路１６としては通常は汎用の演算増幅器が用いられ、そのような汎用の演算増幅器の最大出力電圧は電源電圧より略 1.5Ｖ程度低いところにあることを考慮すると、Ｉ／Ｖ変換回路１５と増幅回路１６を交流結合とした場合の方が直流結合とした場合よりも増幅回路１６の利得を大きくとることができるからである。
【００２０】
また、増幅回路１６は反転増幅回路でもよく、非反転増幅回路でもよいが、ここでは理解を容易にするために、便宜的に非反転増幅回路であるとする。
【００２１】
増幅回路１６の出力はゲート回路１７に入力される。ゲート回路１７にはパルス発生回路１３で生成された駆動パルス信号が供給されており、ゲート回路１７は駆動パルス信号がある時のみ閉路して、増幅回路１６から出力された信号を通過させる。これにより、増幅回路１６の出力信号は、発光素子１１が近赤外線を投光している期間のみゲート回路１７を通過することになり、近赤外線が投光されない期間の不要なノイズ成分を除去することができる。このような手段はノイズ除去手段の一つとして周知の手段である。なお、増幅回路１６とゲート回路１７の結合は直流結合とする。また、図７ではゲート回路１７は増幅回路１６の後段に配置しているが、Ｉ／Ｖ変換回路１５と増幅回路１６の間に設けてもよいものである。
【００２２】
ゲート回路１７を通過した信号は、Ａ／Ｄ変換回路１８でデジタル値に変換されて制御回路２０に入力される。なお、Ａ／Ｄ変換回路１８はサンプル／ホールド回路も含んでいるものとする。
【００２３】
制御回路２０は、Ａ／Ｄ変換回路１８からのデジタル値を、予め設定されている閾値と比較する。この閾値は、通常状態における増幅回路１６の出力電圧より高い値であって、且つカバー４０から所定の距離の範囲内に妨害物が置かれてマスキングされた状態における増幅回路１６の出力信号よりは低い値となされている。なお、入力されるデジタル値と閾値との比較は、実際には、発光素子１１から近赤外線が投光される期間のみ行われる。制御装置２０はパルス発生回路１３に対してタイミングパルスを供給しており、従って発光素子１１から近赤外線が投光される期間を認識できるので、近赤外線が投光される期間のみＡ／Ｄ変換回路１８からのデジタル値と閾値との比較を行うことができる。
【００２４】
そして、制御回路２０は、デジタル値が閾値以上である場合にはマスキングされていることを示すマスキング信号を警備処理装置に出力する。このマスキング信号は上記の発報信号とは異なる形態の信号である。
【００２５】
以上のようであるので、受光素子１４に入射される近赤外線は、通常状態では迷光のみであるのに対して、マスキングされた場合には迷光に加えて、妨害物反射光が加わるので、受光素子１４の受光量は、マスキングされた場合の方が通常状態の場合より大きくなり、従って、Ａ／Ｄ変換回路１８から制御回路２０に入力されるデジタル値は、マスキングされた場合には通常状態の場合に比べて大きくなり、制御回路２０からマスキング信号が出力されることになるのである。
【００２６】
なお、マスキング信号を出力するときの制御回路２０の動作について付言すると、制御回路２０は、Ａ／Ｄ変換回路１８からのデジタル値が所定回数連続して閾値以上となった場合にマスキング信号を出力する動作を行い、デジタル値が閾値以上となった回数が当該所定回数未満の場合にはマスキング信号は出力しない。これはいわゆる平均化の処理であり、このような平均化の処理を行うのは、例えば昆虫などが防犯センサの近傍を飛んだ場合に誤ってマスキングされたと判定しないようにするためである。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、迷光の光量と、妨害物反射光の光量を比較すると、一般に、後者は前者より非常に小さい。即ち、迷光はカバー４０の内面で反射しているので、発光素子１１から受光素子１４に入射するまでの光路長も短く、また、カバー４０の内面は、通常滑らかに仕上げられているので、発光素子１１から投光して受光素子１４に入射するまでの間の近赤外線の減衰は少ないのに対して、妨害物反射光はカバー４０を透過するのであるが、元々カバー４０は遠赤外線を良好に透過する高密度ポリエチレンで形成されているのに加えて、警戒エリアの方向を悟られないようにするために防犯センサの内部が見えないように着色されているので近赤外線の透過率は低く、しかもカバー４０を２回透過するので大きく減衰するからである。この現象は妨害物５０がカバー４０から離されて置かれた場合にはより顕著なものとなる。
【００２８】
従って、図７に示す従来の構成では、通常状態の場合と、マスキングされた場合とで、受光素子１４の受光量の差は非常に小さく、増幅回路１６で増幅してもそれら両者の出力信号の差もごくわずかしかなく、その結果、Ａ／Ｄ変換回路１８から出力される両者のデジタル値のステップ差も小さいので、妨害物によってマスキングされた場合にも制御回路２０でマスキングされたことを検知するのが非常に難しくなる場合があるという問題があった。
【００２９】
具体的な数値例を挙げて説明すると次のようである。
まず、制御回路２０はＣＰＵを用いて構成されるが、防犯センサでは画像処理などの高度の信号処理は要求されず、しかも安価であることが要求されることから、ＣＰＵとしては４ビットまたは８ビットのものが用いられるのが一般的である。そして、このようなＣＰＵにデジタル値を供給するために用いられるＡ／Ｄ変換回路１８は一般的には８ビットのものが用いられる。
【００３０】
また、ＣＰＵの電源電圧は近年では低電圧化が図られているが 3〜 5Ｖ程度であるのが一般的である。ここでは 5Ｖであるとする。
【００３１】
Ｉ／Ｖ変換回路１５の出力は上述したように正のパルスとするが、その出力の正のパルスには 0.5Ｖのバイアス電圧が付加されているものとする。上述したようにＩ／Ｖ変換回路１５は増幅機能を有しており、従って、出力信号にいくらかのバイアス電圧があるのは通常のことである。
【００３２】
次に増幅回路１６についてであるが、この増幅回路１６としては安価に構成するために、広く使用されている汎用の演算増幅器を用いるのが一般的である。そして、汎用の演算増幅器の場合、最大出力電圧は電源電圧より略 1.5Ｖ程度低い電圧である。
【００３３】
増幅回路１６を構成する演算増幅器の電源電圧については、ＣＰＵの電源電圧と異ならせることは可能であるが、そうすると電源が２系統必要となり、コストの上昇を招いてしまう。そこで、通常は電源は１系統となされる。従って、この場合には、増幅回路１６を構成する演算増幅器の電源電圧はＣＰＵと同じ 5Ｖであるとする。即ち、ここでは当該演算増幅器は正電源のみの片電源で使用するものとする。周知のように演算増幅器を正負の両電源で使用すれば片電源の場合よりダイナミックレンジは広くなり、従って利得を大きくとることができるが、その場合には電源は正負の２系統が必要となり、上述したようにコストの上昇を招いてしまうことになる。そこで、ここでは増幅回路１６としての演算増幅器は 5Ｖの片電源で使用するものとする。このことによって、当該演算増幅器の最大出力電圧は略 3.5Ｖ程度となる。
【００３４】
なお、演算増幅器を片電源で使用する場合にはバイアスを与える必要があるが、ここではそのバイアス電圧は 0.5Ｖであるとする。従って、当該演算増幅器のダイナミックレンジは、バイアス電圧である 0.5Ｖから最大出力電圧である略 3.5Ｖ程度までの範囲となる。
【００３５】
また、当該演算増幅器の利得は、上述のように、出力電圧が最大出力電圧以下で、且つ、少なくとも通常状態では信号が飽和しない値に設定する必要があり、実際には、迷光の光量、受光素子１４の特性、Ｉ／Ｖ変換回路１５の特性、増幅回路１６の演算増幅器のダイナミックレンジ等を考慮して設定すればよい。ここでは、後述のように通常状態の場合でもＩ／Ｖ変換回路１５の出力電圧が 2Ｖ以上になることもあることを考慮して、更には多少の余裕を持たせて 1倍であるとする。
【００３６】
次に、Ａ／Ｄ変換回路１８のリファレンス電圧についてであるが、この場合には演算増幅器の最大出力電圧が略 3.5Ｖ程度であるので、リファレンス電圧は 3.0Ｖ程度に設定するのが一般的である。周知のように、ビット数が決まっている場合には、Ａ／Ｄ変換回路１８のリファレンス電圧を高く設定するとＡ／Ｄ変換回路１８のダイナミックレンジは広がるが、分解能が低くなってしまい、逆にＡ／Ｄ変換回路１８のリファレンス電圧を低く設定すると分解能は高くできるが、ダイナミックレンジが狭くなってしまう。そこで、Ａ／Ｄ変換回路１８のリファレンス電圧を設定するに際しては、分解能とダイナミックレンジを勘案する必要があるのであるが、ここでは演算増幅器の最大出力電圧が 3.5Ｖ程度であることをも考慮して、リファレンス電圧は 3.0Ｖ程度に設定するものとする。従って、この場合にはＡ／Ｄ変換回路１８は 0Ｖ〜 3.0Ｖの範囲の電圧を８ビットのデジタル値に変換することになり、入力電圧が 0Ｖの場合には出力デジタル値は00H（添え字のH は16進数を示す。この点について以下同じである。）、入力電圧が 3.0Ｖ以上の場合には出力デジタル値はFFH となる。
【００３７】
上記の各値はあくまでも一例であるが、特殊なものではなく、通常用いられている値の範囲内である。
【００３８】
以下、本発明者の実験例を図９を参照して説明する。図９は、図７のＩ／Ｖ変換回路１５及び増幅回路１６の出力信号の波形の例を示す図である。なお、Ｉ／Ｖ変換回路１５及び増幅回路１６の出力は、実際には発光素子１１から投光される近赤外線の周期と同じ周期を有するパルス列となるが、図９では図が煩雑になるのを避けるために、単に一つのパルスのみを示している。
【００３９】
さて、本発明者が種々の実験を行ったところ、Ｉ／Ｖ変換回路１５の出力電圧が、通常状態の場合には図９（ａ）のように2.30Ｖ、マスキングされた場合には図９（ｂ）のように2.35Ｖとなる場合があった。この場合、両者の絶対的な電圧差はわずかに0.05Ｖに過ぎない。妨害物５０の近赤外線に対する反射率、その置かれ方、妨害物５０とカバー４０の距離等によっては、Ｉ／Ｖ変換回路１５の出力電圧がこの程度になることは十分にあり得ることである。
【００４０】
このような信号が増幅回路１６の演算増幅器で増幅されるのであるが、ここでは演算増幅器の利得は 1倍、バイアス電圧は 0.5Ｖであるから、増幅回路１６の出力電圧は、通常状態の場合には図９（ａ）と同じく 2.3Ｖ、マスキングされた場合には図９（ｂ）と同じく2.35Ｖとなる。当該演算増幅器の最大出力電圧は略 3.5Ｖ程度であるから、何れの場合にも信号は飽和していないことが分かる。そして、このことから利得を 1倍とすることの妥当性は明らかであろう。
【００４１】
しかし、この場合、通常状態の場合の増幅回路１６の出力電圧 2.3Ｖと、マスキングされた場合の増幅回路１６の出力電圧2.35Ｖとの電圧差は 0.05Ｖに過ぎない。
【００４２】
増幅回路１６の出力パルス信号はゲート回路１７を通過してＡ／Ｄ変換回路１８でデジタル値に変換されるのであるが、通常状態の場合の 2.3ＶをＡ／Ｄ変換したデジタル値と、マスキングされた場合の2.35ＶをＡ／Ｄ変換したデジタル値とのステップ差は４ステップに過ぎない。
【００４３】
そして、制御回路２０のＣＰＵは、Ａ／Ｄ変換回路１８からのデジタル値を閾値と比較するのであるが、この場合には、閾値はアナログ値換算で 2.3Ｖより高く、且つ 2.35Ｖ未満となされているから、結局、この場合には、ＣＰＵはデジタル値で４ステップ以内の差を判定することになる。しかし、光や電気的な外来ノイズの影響やＡ／Ｄ変換回路１８における量子化誤差等のＡ／Ｄ変換誤差を考慮すると、このような場合にマスキングされているか否かを良好に判定することは実質的には無理である。
【００４４】
勿論、上述したように、増幅回路１６の利得を大きくすれば、通常状態の場合における増幅回路１６の出力信号と、マスキングされた場合における増幅回路１６の出力信号との絶対的な電圧差を大きくすることができるので、制御回路２０におけるマスキングされているか否かの判定をより確実に行うことができるのであるが、上述したような低コスト等の防犯センサに求められる種々の制約、電源電圧や増幅回路１６として汎用の演算増幅器を用いる等の各回路に求められる種々の制約、あるいは外来ノイズの影響、更には発光素子１１と受光素子１４の素子の特性のばらつきや、カバー４０の近赤外線に対する反射率及び透過率のばらつき等を考慮すると、上述した従来の回路構成では増幅回路１６の利得をむやみにおおきくすることはできないのである。
【００４５】
実際、上記の場合、例えば増幅回路１６の利得を 1.5倍とすると、通常状態の場合でも増幅回路１６の出力電圧は 3.2Ｖとなってしまい、Ａ／Ｄ変換回路１８のリファレンス電圧を超えてしまい、マスキングされていないにもかかわらず制御回路２０ではマスキングされていると判断されてしまうという問題が生じる。
【００４６】
以上のように、従来では、妨害物の置かれ方、妨害物のカバーからの距離等によっては、マスキングされていることを良好に検知することができない場合があるのである。
【００４７】
また、特に特開平１１−９６４６７号公報に開示されているものにおいては、図７の受光素子１４からＡ／Ｄ変換回路１８までの回路系を２系統備える必要があるのでコストが高くなるという問題がある。
【００４８】
そこで、本発明は、低コストを実現すると共に、マスキングされた場合に、マスキングされたことを従来よりも確実に検知することができる防犯センサを提供することを目的とするものである。
【００４９】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、請求項１記載の防犯センサは、人体を検知する受動型赤外線センサ部と、マスキングされた場合に妨害物を検知するための妨害物検知部とを少なくとも備える防犯センサにおいて、妨害物検知部は、所定の波長の光を所定の周期で投光する投光手段と、投光手段から投光された光に感度を有する受光素子と、受光素子の出力電流を電圧に変換する電流／電圧変換回路と、電流／電圧変換回路のバイアス電圧と、マスキングされていない通常状態における電流／電圧変換回路の出力電圧との間の電圧がスライス電圧として設定され、電流／電圧変換回路の出力信号のうち、スライス電圧以上の信号のみを出力するスライス回路と、スライス回路の出力信号を増幅する増幅回路と、増幅回路の出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換回路と、Ａ／Ｄ変換回路の出力を予め定められた閾値と比較することによってマスキングされているか否かを検知する制御回路とを少なくとも備えることを特徴とする。
請求項２記載の防犯センサは、請求項１において、前記スライス回路と前記増幅回路は交流結合であることを特徴とする。
請求項３記載の防犯センサは、請求項１または２において、前記スライス電圧は手動調整可能となされていることを特徴とする。
請求項４記載の防犯センサは、請求項１または２において、前記スライス電圧は前記制御回路から供給されることを特徴とする。
請求項５記載の防犯センサは、請求項１乃至４の何れか１項において、前記投光手段から投光される光は近赤外線であることを特徴とする。
【００５０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しつつ発明の実施の形態について説明する。
図１は本発明に係る防犯センサの一実施形態を示すブロック図であり、図中、２１はスライス回路、２２はスライス電圧設定手段を示す。図１において、図７に示す構成要素と同じものについては同一の符号を付し、重複する説明を最小限にとどめることにする。
【００５１】
また、本発明は以下に説明する実施形態に限定されるものではなく、ＰＩＲセンサ部を備えるものには一般的に適用することができるものである。従って、本発明は、ＰＩＲセンサ部とＴＶカメラとを備える防犯センサにも好適に適用できるものである。このように、少なくともＰＩＲセンサ部を備える防犯センサは全て本発明でいう防犯センサの範疇に入るものである。
【００５２】
なお、以下においては、Ｉ／Ｖ変換回路１５は、従来と同様に、反転増幅機能あるいは非反転増幅機能を有するものとし、発光素子１１から近赤外線が投光されたときのＩ／Ｖ変換回路１５の出力は正のパルスであるとする。更に、増幅回路１６は反転増幅回路でもよく、非反転増幅回路でもよいが、ここでは理解を容易にするために便宜的に非反転増幅回路であるとする。
【００５３】
発光素子１１及び受光素子１４の配置は従来と同様であるので図示は省略するが、防犯センサのカバーの内部に配置されている。そして、発光素子１１及び受光素子１４は、妨害物が置かれたとき、その妨害物からの妨害物反射光を良好に受光できるように配置されることは当然である。
【００５４】
図１に示す構成は、図７に示す構成とは、Ｉ／Ｖ変換回路１５と増幅回路１６との間にスライス回路２１を設けた点で異なっている。スライス回路２１に供給されるスライス電圧はスライス電圧設定手段２２で設定される。
【００５５】
ここで、スライス回路２１は電圧制限回路の一種であり、入力信号の電圧がスライス電圧未満である場合にはスライス電圧を出力し、入力信号の電圧がスライス電圧以上である場合には入力信号からスライス電圧を差し引いた信号を出力するものである。
【００５６】
即ち、いま、スライス電圧設定手段２２で設定されたスライス電圧がＶS であるとし、図２（ａ）に示すような信号がスライス回路２１に入力されたとすると、入力信号のパルスのピーク部分の電圧ＶI はスライス電圧ＶS を越えているので、当該部分の出力は図２（ｂ）に示すようにＶI となるが、それ以外の部分はスライス電圧未満であるので、出力電圧はＶS となる。
【００５７】
この種の電圧制限回路は全て本明細書でいうスライス回路の範疇に入るものである。
【００５８】
図１では、スライス電圧設定手段２２は可変抵抗器で構成され、手動調整可能となされている。そして、スライス電圧は、通常状態におけるＩ／Ｖ変換回路１５の出力電圧より小さい電圧に設定する。
【００５９】
また、図１において、スライス回路２１と増幅回路１６の結合は直流結合としても、交流結合としてもよいが、ここでは交流結合とする。その理由は、図７のＩ／Ｖ変換回路１５と増幅回路１６とを交流結合とするのが望ましいとした理由と同じである。
【００６０】
Ｉ／Ｖ変換回路１５とスライス回路２１との結合は直流結合である。そうしないとＩ／Ｖ変換回路１５の出力信号を良好にスライスできなくなるからである。更に、増幅回路１６とゲート回路１７との結合は、従来と同じく直流結合である。
【００６１】
なお、図１では、スライス回路２１と増幅回路１６とは別個に構成するものとしているが、演算増幅器を用いれば、スライス回路２１の機能、及び増幅回路１６の機能を一つの演算増幅器で実現することができる。
【００６２】
以下、動作について説明する。まず、一般的な説明を行う。なお、以下においても信号の波形については単に一つのパルスのみを示すことにする。
【００６３】
いま、通常状態におけるＩ／Ｖ変換回路１５の出力信号の電圧が図３（ａ）に示すようにＶN 、マスキングされた場合におけるＩ／Ｖ変換回路１５の出力信号の電圧が図３（ｂ）に示すようにＶM であるとする。そして、これらの両信号の電圧差Ｖd （＝ＶM −ＶN ）は非常に小さい場合があることは上述した通りである。なお、図３（ａ）、（ｂ）において、ＶB1はＩ／Ｖ変換回路１５のバイアス電圧である。
【００６４】
スライス回路２１のスライス電圧はスライス電圧設定手段２２によって図３（ａ）、（ｂ）に示すＶS に設定されているとする。上述したように、このスライス電圧ＶS は、通常状態におけるＩ／Ｖ変換回路１５の出力信号の電圧ＶN よりも低い電圧になされている。
【００６５】
そして、Ｉ／Ｖ変換回路１５の出力信号はスライス回路２１においてスライス電圧でスライスされ、増幅回路１６に入力されるが、ここではスライス回路２１と増幅回路１６とは交流結合されているので、増幅回路１６のバイアス電圧をＶB2とすると、増幅回路１６への入力信号の中心電圧はＶB2となる。従って、通常状態では図３（ｃ）のようになり、マスキングされている場合は図３（ｄ）のようになる。
【００６６】
スライス回路２１の出力信号は増幅回路１６で増幅されるのであるが、増幅回路１６の利得をｎ（倍）とすると、そのバイアス電圧はＶB2であるので、増幅回路１６の出力信号は、通常状態では図３（ｅ）に示すようになり、マスキングされた状態では図３（ｆ）に示すようになるので、通常状態の場合と、マスキングされた状態とでは、増幅回路１６の出力信号の電圧差はｎ×Ｖd となる。
【００６７】
そして、増幅回路１６の出力信号はゲート回路１７を通過して、Ａ／Ｄ変換回路１８でＡ／Ｄ変換され、制御回路２０で閾値と比較されることになる。
【００６８】
ここで重要なことは、増幅回路１６において増幅の対象となる信号が、その前段のスライス回路２１によって電圧制限されて振幅が従来よりも小さくなっていることである。そのため、従来よりも増幅回路１６のダイナミックレンジを見かけ上広げることが可能となり、増幅回路１６の利得ｎを従来よりも大きくできるのである。
【００６９】
即ち、図７に示す従来の構成では図３（ａ）、（ｂ）に示すＩ／Ｖ変換回路１５の出力信号の直流分をカットして増幅回路１６で増幅しているので、増幅回路１６での増幅の対象となる信号の振幅は、通常状態では（ＶN −ＶB1 ）、マスキングされた状態では（ＶM −ＶB1 ）であるのに対して、図１に示す構成では、増幅回路１６で増幅される信号の振幅は、通常状態では（ＶN −ＶS ）、マスキングされた状態では（ＶM −ＶS ）となり、従来の場合より小振幅の信号となっている。このことによって、増幅回路１６の最大出力電圧が従来と同じであったとしても、そのダイナミックレンジを見かけ上広げることができ、そのために増幅回路１６の利得を従来よりも大きく採ることができるのである。
【００７０】
そして、その結果、増幅回路１６の出力時点でみると、通常状態における場合と、マスキングされた場合との信号の絶対的な電圧差を従来よりも大きくすることができ、以て、マスキングされた場合に、そのことを従来よりも確実に検知することができるのである。
【００７１】
次に、数値の例を挙げて説明すると次のようである。ここでは、スライス電圧設定手段２２で設定されたスライス電圧は2.00Ｖであるとする。その他については従来との比較のために上記と同じとする。即ち、Ｉ／Ｖ変換回路１５の出力信号には 0.5Ｖのバイアス電圧が付加されているとし、制御回路２０を構成するＣＰＵは４ビットまたは８ビット、電源電圧は全て 5Ｖ、Ａ／Ｄ変換回路１８は８ビットで、そのリファレンス電圧は 3.0Ｖとする。また、増幅回路１６としては汎用の演算増幅器を用いるものとし、そのバイアス電圧は 0.5Ｖとする。従って、当該演算増幅器の最大出力電圧は略 3.5Ｖとなり、そのダイナミックレンジは 0.5Ｖから最大出力電圧までの範囲となる。
【００７２】
さて、いま、Ｉ／Ｖ変換回路１５の出力電圧が、通常状態の場合には2.30Ｖ、マスキングされた場合には2.35Ｖであったとする。
【００７３】
この場合、スライス回路２１でスライスされ、交流結合によって増幅回路１６の演算増幅器に入力される信号の振幅は、増幅回路１６のバイアス電圧 0.5Ｖを中心として、通常状態の場合には図４（ａ）のように 0.3（＝2.30−2.00）Ｖとなり、マスキングされた状態では図４（ｂ）のように0.35（＝2.35−2.00）Ｖとなる。
【００７４】
そして、いま、増幅回路１６の演算増幅器の利得を 3倍とすると、当該演算増幅器の出力信号は、通常状態では図４（ｃ）に示すようになり、ピーク部分の電圧は1.40Ｖであり、マスキングされた状態では図４（ｄ）に示すようになり、ピーク部分の電圧は1.55Ｖである。何れの場合にも信号は演算増幅器による増幅によって飽和せず、また、Ａ／Ｄ変換回路１８のリファレンス電圧未満であることが分かる。そして、このことから演算増幅器の利得を 3倍とすることは妥当であることは明らかであろう。
【００７５】
そして、この場合には、通常状態における増幅回路１６の出力信号と、マスキングされた状態における増幅回路１６の出力信号との電圧差は0.15Ｖとなるが、この0.15Ｖという電圧差は、Ａ／Ｄ変換回路１８で８ビットのＡ／Ｄ変換を行った場合には12ステップ差に相当し、Ａ／Ｄ変換後のステップ差は従来よりも大きくなる。
【００７６】
Ａ／Ｄ変換後のステップ差が12ステップ差程度あれば、光や電気的な外来ノイズの影響やＡ／Ｄ変換回路１８における量子化誤差等のＡ／Ｄ変換誤差を考慮したとしても、制御回路２０では良好に閾値との比較を行うことができ、以て精度よくマスキングされているか否かを判定することが可能である。なお、この場合には、制御回路２０の内部に設定されている、Ａ／Ｄ変換回路１８からのデジタル値と比較するための閾値は、アナログ値換算で1.40Ｖより高く、且つ1.55Ｖ未満となされていることは当然である。
【００７７】
このように、図１に示す構成によれば、増幅回路１６の入力信号はスライス回路２１によって小振幅信号となされるために、増幅回路１６の利得を従来よりも大きくとることが可能となるのである。これは、増幅回路１６のダイナミックレンジが見かけ上広がることに他ならない。
【００７８】
そして、そのために、通常状態とマスキングされた状態とで、増幅回路１６の出力時点での信号の絶対的な電圧差を大きくすることができるので、制御回路２０でのマスキングされたか否かを検出する精度を従来より向上させることができるのである。上記の数値の例によれば、増幅回路１６の利得を従来の少なくとも 3倍とすることができるから、制御回路２０におけるマスキングされたか否かの検出を行う精度を従来の 3倍以上に向上できるということになる。
【００７９】
このことは、換言すれば、図１に示す構成によれば、妨害物が防犯センサのカバーから従来より遠い距離に置かれた場合にもマスキングされたことを検知することができるということである。
【００８０】
なお、ここで、スライス電圧、増幅回路１６の利得、Ａ／Ｄ変換回路１８のリファレンス電圧、及び制御回路２０の閾値の設定について付言しておく。事務室等に設置される防犯センサについては、上記の各値は設計値を用いればよいが、設置環境や設置の仕方によっては、設計値を用いたのでは良好に妨害物の検知を行うことができない場合もあり得る。そのような場合には、例えば、防犯センサを実際に設置した後に種々の実験を行ってこれらの値を最適な値に設定すればよい。その際の対策としては、図１の構成においては、スライス電圧はスライス電圧設定手段２２を構成する可変抵抗器により設定すればよく、増幅回路１６の利得は周知の手法によって回路パラメータを変更可能としておけばよく、Ａ／Ｄ変換回路１８のリファレンス電圧についてはディップスイッチ（図示せず）で設定可能としたり、可変抵抗器で設定可能としておけばよく、更に制御回路２０の閾値については、例えばディップスイッチ（図示せず）によって設定可能としておけばよい。
【００８１】
以上のようであるので、この防犯センサによれば、通常状態における受光素子１４の受光量と、マスキングされた場合における受光素子１４の受光量との差が非常に小さい場合にも、マスキングされたことを確実に検知することができる。また、この防犯センサでは回路系を必要最小限にとどめることができるので、低コストを実現することができる。
【００８２】
以上、本発明に係る防犯センサの一実施形態について説明したが、以下に変形例を示す。
図５、図６はスライス回路２１へのスライス電圧の供給の手法の変形例を示す図であり、図１ではスライス電圧はスライス電圧設定手段２２を手動で調整するものとしたが、図５、図６では制御回路２０から供給するようにしている点で異なっている。その他の点は図１と同じである。
【００８３】
図５では制御回路２０を構成するＣＰＵとしてアナログ電圧を出力できるものを用いた場合の構成例であり、制御回路２０を構成するＣＰＵのアナログ電圧出力端子からアナログのスライス電圧をスライス回路２１に供給している。
【００８４】
図６は、制御回路２０を構成するＣＰＵとしてパルス出力端子を備えるものを用いた場合の例であり、制御回路２０のパルス出力端子からパルスを出力し、そのパルスを、抵抗とコンデンサからなる積分回路２５で積分してスライス電圧を得、そのスライス電圧をスライス回路２１に供給している。そして、積分回路２５の出力電圧であるスライス電圧はＡ／Ｄ変換回路２６でデジタル化されて制御回路２０にフィードバックされる。そして、制御回路２０は、スライス電圧が所定の値になるように、積分回路２５に供給するパルスのデューティ比あるいはパルス幅を制御する。これによってスライス電圧は所定の値に安定化されてスライス回路２１に供給される。
【００８５】
そして、図５、図６に示すように、スライス電圧を制御回路２０で制御可能となされている場合には、スライス電圧の設定を制御回路２０に自動的に行わせるようにすることもできる。その場合には、例えば、防犯センサを設置後、制御回路２０にテストモードを設定して、通常状態の場合のＡ／Ｄ変換回路１８の出力を制御回路２０に取り込ませ、制御回路２０では、その取り込んだ値を平均化して、その平均値がＡ／Ｄ変換回路１８のリファレンス電圧の半分程度の値となるようにスライス電圧を設定すればよい。このようにすれば、発光素子１１や受光素子１４の特性のばらつきや、カバーの近赤外線に対する反射率、透過率等のばらつきを吸収することができる。
【００８６】
以上、本発明の実施形態及び変形例について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その他にも種々の変形が可能であることは当業者に明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る防犯センサの一実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１のスライス回路２１を説明するための図である。
【図３】図１の構成における通常状態の場合と、マスキングされた場合における回路各部の信号の例を示す図であり、図３（ａ）は通常状態におけるＩ／Ｖ変換回路１５の出力信号の例を示し、図３（ｂ）はマスキングされた場合におけるＩ／Ｖ変換回路１５の出力信号の例を示し、図３（ｃ）は通常状態での増幅回路１６の入力信号の例を示し、図３（ｄ）はマスキングされた状態での増幅回路１６の入力信号の例を示し、図３（ｅ）は通常状態での増幅回路１６の出力信号の例を示し、図３（ｆ）はマスキングされた状態での増幅回路１６の出力信号の例を示している。
【図４】図１の構成において、具体的な数値を設定した場合における通常状態の場合と、マスキングされた場合における回路各部の信号の例を示す図であり、図４（ａ）は通常状態での増幅回路１６の入力信号の例を示し、図４（ｂ）はマスキングされた状態での増幅回路１６の入力信号の例を示し、図４（ｃ）は通常状態での増幅回路１６の出力信号の例を示し、図４（ｄ）はマスキングされた状態での増幅回路１６の出力信号の例を示している。
【図５】スライス回路２１へのスライス電圧の供給の手法の変形例を示す図である。
【図６】スライス回路２１へのスライス電圧の供給の手法の他の変形例を示す図である。
【図７】妨害物を検知する機能を備えた防犯センサの従来の回路のブロック構成の例を示す図である。
【図８】妨害物を検知する機能を備えた防犯センサの概略の平面図であり、図８（ａ）は妨害物が無い場合を示し、図８（ｂ）は妨害物５０が置かれた場合を示している。
【図９】図７に示す従来の構成における本発明者の実験例を説明すると共に、従来の構成の問題点を説明するための図である。
【符号の説明】
１…受動型赤外線センサ部（ＰＩＲセンサ部）、２…ＰＩＲ素子、３…信号処理回路、１０…妨害物検知部、１１…発光素子、１２…駆動回路、１３…パルス発生回路、１４…受光素子、１５…電流／電圧変換回路（Ｉ／Ｖ変換回路）、１６…増幅回路、１７…ゲート回路、１８…Ａ／Ｄ変換回路、２０…制御回路、２１…スライス回路、２２…スライス電圧設定手段、２５…積分回路、２６…Ａ／Ｄ変換回路、４０…カバー、５０…妨害物。
Claims (5)
- 人体を検知する受動型赤外線センサ部と、マスキングされた場合に妨害物を検知するための妨害物検知部とを少なくとも備える防犯センサにおいて、
妨害物検知部は、
所定の波長の光を所定の周期で投光する投光手段と、
投光手段から投光された光に感度を有する受光素子と、
受光素子の出力電流を電圧に変換する電流／電圧変換回路と、
電流／電圧変換回路のバイアス電圧と、マスキングされていない通常状態における電流／電圧変換回路の出力電圧との間の電圧がスライス電圧として設定され、電流／電圧変換回路の出力信号のうち、スライス電圧以上の信号のみを出力するスライス回路と、
スライス回路の出力信号を増幅する増幅回路と、
増幅回路の出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換回路と、
Ａ／Ｄ変換回路の出力を予め定められた閾値と比較することによってマスキングされているか否かを検知する制御回路と
を少なくとも備えることを特徴とする防犯センサ。 - 前記スライス回路と前記増幅回路は交流結合であることを特徴とする請求項１記載の防犯センサ。
- 前記スライス電圧は手動調整可能となされていることを特徴とする請求項１または２記載の防犯センサ。
- 前記スライス電圧は前記制御回路から供給されることを特徴とする請求項１または２記載の防犯センサ。
- 前記投光手段から投光される光は近赤外線であることを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の防犯センサ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002180992A JP3925852B2 (ja) | 2002-06-21 | 2002-06-21 | 防犯センサ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002180992A JP3925852B2 (ja) | 2002-06-21 | 2002-06-21 | 防犯センサ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004029895A JP2004029895A (ja) | 2004-01-29 |
| JP3925852B2 true JP3925852B2 (ja) | 2007-06-06 |
Family
ID=31177937
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002180992A Expired - Fee Related JP3925852B2 (ja) | 2002-06-21 | 2002-06-21 | 防犯センサ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3925852B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2023119659A1 (ja) * | 2021-12-24 | 2023-06-29 | オプテックス株式会社 | 検知センサ |
-
2002
- 2002-06-21 JP JP2002180992A patent/JP3925852B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2004029895A (ja) | 2004-01-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6455839B1 (en) | Obstacle detection sensor using synchronous detection | |
| US6812466B2 (en) | Infrared obstacle detection in the presence of sunlight | |
| US4879461A (en) | Energy field sensor using summing means | |
| US8629779B2 (en) | Adapting a scanning point of a sample and hold circuit of an optical smoke detector | |
| US5567931A (en) | Variable beam detection using a dynamic detection threshold | |
| CA2166389C (en) | Active ir intrusion detector | |
| US4481506A (en) | Photoelectric smoke sensor | |
| US7253890B2 (en) | Door obstacle sensor | |
| ATE414900T1 (de) | Objektsensor und seine anwendung in einer scheibenwischersteuerungsschaltung | |
| CA2158902A1 (en) | Weak beam detection | |
| JP3359435B2 (ja) | タッチキー | |
| US4366378A (en) | Laser light detection system | |
| JP3925852B2 (ja) | 防犯センサ | |
| JP3924664B2 (ja) | 検知装置 | |
| KR20020089414A (ko) | 차량의 탑승 공간 내의 물체 또는 사람을 검출하는 장치및 방법 | |
| JP3265663B2 (ja) | 光電スイッチ | |
| KR200449095Y1 (ko) | 초인종 전원을 이용한 모기 퇴출장치 | |
| US5886632A (en) | Passive infrared motion detection circuit having four comparators | |
| KR102376040B1 (ko) | 태양광 오보 저감 및 동위상 노이즈 저감 기능을 갖는 레이저 감지기 수신기 및 이를 이용한 레이저 감지기 레이저 신호 수신 방법 | |
| JPH0430552Y2 (ja) | ||
| JP2726888B2 (ja) | レーザ照射検知器 | |
| JP2600739B2 (ja) | 熱体検出装置 | |
| KR20170047424A (ko) | 주변광의 영향을 저감시키는 광학 근접 센서 | |
| JP3467243B2 (ja) | 光電式煙感知器 | |
| JPH0381686A (ja) | 反射型人体検出回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050512 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20061124 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20061206 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070125 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070221 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070223 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110309 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130309 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130309 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20160309 Year of fee payment: 9 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |