JP3916906B2 - Distortion compensation device - Google Patents

Description

【００１３】
同様に、プリディストーション回路９１の入出力特性をα、βを用いて表すと、式２のように示される。ここで、ａはプリディストーション回路９１の小信号領域における利得及び位相を表すベクトルを示しており、ｂはプリディストーション回路９１で発生する３次歪みの利得及び位相を表すベクトルを示しており、ｃはプリディストーション回路９１で発生する５次歪みの利得及び位相を表すベクトルを示している。
【００１４】
【数２】

【００１５】
上記式２を上記式１に代入してβを式中から消去すると、式３に示されるようにαとγとの関係式が得られる。
【００１６】
【数３】

【００１７】
上記図１０において、プリディストーション回路９１の入力から主増幅器９２の出力までを無歪みにするということは、上記式３中のα³の係数とα⁵の係数を共にゼロにすることに相当し、これは式４及び式５で示される。
【００１８】
【数４】

【００１９】
【数５】

【００２０】
プリディストーション回路９１では、上記式４及び上記式５の条件を満足するような特性が実現されることが必要であり、これらの条件を満足すれば、増幅装置全体として、３次の相互変調（ＩＭ：Intermodulation）歪み（ＩＭ３）や５次の相互変調歪み（ＩＭ５）などの３次歪みや５次歪みは発生しなくなる。
【００２１】
しかしながら、上記図１１（ａ）、（ｂ）に示されるようにＡＭ−ＡＭ変換やＡＭ−ＰＭ変換の特性は非常に複雑なものであるため、上記した理想的な特性を実現して歪みの無い増幅装置を実現するためには、プリディストーション回路の特性が複雑な関数型となってしまい、アナログ方式或いは計算により特性曲線の係数を求めることは現実的には非常に困難なことになってしまう。
【００２２】
そこで、プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の他の構成例として、図１２に示すような構成のものが検討等されている。
同図に示した増幅装置では、入力信号である例えば無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency）帯の信号が分岐部１０１により分岐され、一方の分岐信号が遅延線１０２を介して位相回路１０７へ出力され、他方の分岐信号が振幅検波器１０３へ出力される。
【００２３】
振幅検波器１０３では入力される他方の分岐信号の瞬時振幅レベルが検出され、当該検出結果がＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換器１０４によりアナログ信号からデジタル信号へ変換されて位相補正用のテーブル１０５ａ及び振幅補正用のテーブル１０５ｂへ出力される。
【００２４】
位相補正用のテーブル１０５ａでは、位相を補正するための位相補正データを振幅レベルと対応付けてメモリに記憶しており、当該記憶内容が参照されて、Ａ／Ｄ変換器１０４から入力される振幅レベルの検出結果に対応した位相補正データが読み出されてＤ／Ａ（Digital to Analog）変換器１０６ａへ出力される。Ｄ／Ａ変換器１０６ａでは、位相補正用のテーブル１０５ａから入力される位相補正データがデジタル信号からアナログ信号へ変換されてローパスフィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）１１３ａを介して位相回路１０７へ出力される。
【００２５】
同様に、振幅補正用のテーブル１０５ｂでは、振幅を補正するための振幅補正データを振幅レベルと対応付けてメモリに記憶しており、当該記憶内容が参照されて、Ａ／Ｄ変換器１０４から入力される振幅レベルの検出結果に対応した振幅補正データが読み出されてＤ／Ａ変換器１０６ｂへ出力される。Ｄ／Ａ変換器１０６ｂでは、振幅補正用のテーブル１０５ｂから入力される振幅補正データがデジタル信号からアナログ信号へ変換されてローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１３ａを介して振幅回路１０８へ出力される。
【００２６】
また、分岐部１０１から遅延線１０２へ出力される一方の分岐信号は、上記した振幅検波器１０３とＡ／Ｄ変換器１０４と位相補正用のテーブル１０５ａ及び振幅補正用のテーブル１０５ｂと２つのＤ／Ａ変換器１０６ａ、１０６ｂから成る処理系により他方の分岐信号（当該一方の分岐信号に対応したもの）の振幅レベルに対応した位相補正用データの信号及び振幅補正用データの信号が位相回路１０７や振幅回路１０８に入力されるタイミングと同期するように、当該遅延線１０２により遅延させられる。
【００２７】
このような遅延により、位相回路１０７に入力される一方の分岐信号は、当該位相回路１０７において、当該一方の分岐信号の振幅レベルに対応した位相補正データに基づく位相歪みを与えられて振幅回路１０８へ出力される。同様に、このような遅延により、振幅回路１０８に入力される一方の分岐信号は、当該振幅回路１０８において、当該一方の分岐信号の振幅レベルに対応した振幅補正データに基づく振幅歪みを与えられて主増幅器１０９へ出力される。
【００２８】
ここで、一方の分岐信号に与えられる位相歪みや振幅歪みとしては、主増幅器１０９で発生する位相歪みや振幅歪みを打ち消すことができるような歪みが発生させられる。つまり、上記図１１（ａ）、（ｂ）に示したように、主増幅器１０９の特性が入力レベルに応じてＡＭ−ＡＭ変換やＡＭ−ＰＭ変換を生じることに対応して、これらの逆特性を与えることができるような位相補正データ及び振幅補正データが各テーブル１０５ａ、１０５ｂに設定され、これにより、増幅装置の全体として理想的な無歪みとなることが実現される。
【００２９】
すなわち、振幅回路１０８から出力される信号は主増幅器１０９により増幅され、この際に、主増幅器１０９で発生する位相歪み及び振幅歪みが位相回路１０７で与えられた位相歪み及び振幅回路１０８で与えられた振幅歪みにより打ち消され、主増幅器１０９からは歪みの無い増幅信号が分岐部１１０を介して出力される。
【００３０】
また、分岐部１１０では、主増幅器１０９から入力される増幅信号の一部が分岐され、当該分岐信号が歪み検知回路１１１へ出力される。
歪み検知回路１１１では、分岐部１１０から入力される分岐信号に含まれる歪み補償後に残っている歪み成分が検出され、当該検出結果がテーブル更新回路１１２へ出力される。
【００３１】
テーブル更新回路１１２では、歪み検知回路１１１から入力される検出結果に基づいて、分岐部１１０により取得される分岐信号に含まれる歪み成分が例えば最小となるような位相補正データ及び振幅補正データを計算して当該計算結果を各テーブル１０５ａ、１０５ｂへ出力することにより、当該各テーブル１０５ａ、１０５ｂに記憶される位相補正データ及び振幅補正データを最良の値とするように書き換えることが行われる。このようなフィードバック系を用いて位相補正データ及び振幅補性データの更新処理を行うことにより、例えば温度変化や経年変化の影響にかかわらず有効に動作することが可能な増幅装置が実現される。
【００３２】
しかしながら、増幅器の一般的な特徴として、発生する歪みが周波数依存性を有してしまうという問題がある。
図１３には、説明しやすい様、周波数ｆ１の主信号と周波数ｆ２の主信号との２波を増幅器に入力した場合に、当該増幅器から出力される当該２波の主信号及び歪みの一例を示してあり、横軸は周波数を示しており、縦軸は信号の振幅レベルを示している。ここで、歪みとしては、相互変調歪み等による成分を示してあり、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みと周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みとを示してある。
【００３３】
同図に示されるように、２波の主信号の振幅レベルが同一である場合には、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みの振幅レベルＱ１と周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みの振幅レベルＱ２との間にはΔＩＭ（＝Ｑ１−Ｑ２）の差が生じる。このようなΔＩＭの差が生じる場合には、例えば上記図１０や上記図１２に示したような増幅装置のプリディストーション回路部が理想的に動作するとしても、全周波数に対して同じ歪み補償処理が行われることから、当該差の成分については補償することができずに歪み補償後の信号中に残ってしまうといった問題がある。
【００３４】
なお、このようなΔＩＭの差は、増幅器で通常発生する歪みの要因以外の要因により生じるものであり、例えば増幅器で発生する通常の３次歪みの成分については下側の周波数（２・ｆ１−ｆ２）と上側の周波数（２・ｆ２−ｆ１）とで歪みの振幅レベルは同一となる。
【００３５】
ΔＩＭの差がＡＭ−ＡＭ変換やＡＭ−ＰＭ変換以外の要因で発生し、主増幅器で発生する３次歪みとプリディストーション回路部の特性が上記式３の条件を満足する関係にあるとし、ＡＭ−ＡＭ変換及びＡＭ−ＰＭ変換による歪みについては理想的に補正されているとする。このとき、通常の歪み成分である３次歪み成分の特性とプリディストーション回路部の特性とが逆特性であって、完全に補償できたとしても図１３の様にΔＩＭ成分は補償できない。一例として、Ｑ１＝１．０であり、Ｑ２＝０．８であり、ΔＩＭ＝２ｄＢ＝０．２である場合には、通常の歪み成分以外の歪み成分は０．１となり、通常の歪み成分は｛Ｑ２＋（Ｑ１−Ｑ２）／２｝＝０．９となる。そして、通常の歪み成分以外の歪み成分が歪み補償後に残ることになるため、歪み補償量は｜２０Ｌｏｇ（０．１／０．９）｜＝１９ｄＢにしかならない。また、ΔＩＭの大きさが大きい場合には、更に歪み補償量は悪くなる。
【００３６】
ところで、一般的に、上記図９に示したようなフィードフォワード方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置における歪み補償量は３０ｄＢ以上とすることが可能であり、以上において例として示した歪み補償量に関しては、プリディストーション方式と比べてフィードフォワード方式を採用した場合の方が歪み補償量が良好であると言うことができる。
【００３７】
なお、上記したΔＩＭの差が生じる要因としては、種々考えられ、例えば主増幅器を構成するトランジスタで発生する偶数次の歪みにより差周波数（ｆ２−ｆ１）の歪みが発生し、再びトランジスタの歪みにより周波数ｆ１及び周波数ｆ２の入力信号が変調されるといった要因が考えられ、これは、ＡＢクラスの増幅器のようにドレイン電流の変動が大きい場合には顕著である。また、他の要因として、例えば周波数（２・ｆ１）や周波数（２・ｆ２）のように２倍波の出力成分の周波数が（ｆ２）分や（ｆ１）分とが混合された場合などについても同様である。
【００３８】
以上のように、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を増幅器で増幅する場合に発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪みは、いろいろと複雑な歪み発生原因が重なり合って生じるため、非常に複雑なものとなってしまい、周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みとの間に振幅や位相の差が生じてしまう。
【００３９】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来例で示したように、従来のプリディストーション型歪み補償機能付き増幅装置では、上側３次歪みと下側３次歪みを同時に精度よく補償することができないといった不具合があった。
本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたもので、２波以上の周波数の信号を増幅器で増幅する場合に発生する上側３次歪み及び下側３次歪みのアンバランスを改善することを可能とする歪み改善回路などから構成される歪み補償装置を提供することを目的とする。
【００４０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明に係る歪み補償装置では、複数の周波数成分から構成される信号を増幅する増幅器により発生する上側周波数帯の３次歪みと下側周波数帯の３次歪みにアンバランスが存在する場合に、当該増幅器により増幅される信号に対して測帯波発生手段により振幅変調と位相変調を施すことで上側周波数帯又は下側周波数帯に側帯波を発生させて、歪み補償を行い、当該増幅器で発生した上側周波数帯の３次歪みと下側周波数帯の３次歪みとのアンバランス差分を低減する。
【００４１】
また、本発明に係る歪み補償装置では、好ましい態様例として、振幅変調を施す振幅変調手段では、制御信号出力手段が増幅器により増幅される信号に基づいて包絡線情報に基づく制御信号を出力し、振幅変化手段が出力される制御信号の振幅を変化させ、位相変化手段が制御信号の位相を変化させ、振幅変調実行手段が振幅及び位相が変化させられた制御信号に基づいて増幅器により増幅される信号を振幅変調することにより当該信号に対して側帯波を発生させる。
【００４２】
また、本発明に係る歪み補償装置では、好ましい態様例として、位相変調を施す位相変調手段では、制御信号出力手段が増幅器により増幅される信号に基づいて包絡線情報に基づく制御信号を出力し、振幅変化手段が出力される制御信号の振幅を変化させ、位相変化手段が制御信号の位相を変化させ、位相変調実行手段が振幅及び位相が変化させられた制御信号に基づいて増幅器により増幅される信号を位相変調することにより当該信号に対して側帯波を発生させる。
【００４３】
また、本発明に係る歪み補償装置では、好ましい態様例として、歪みレベル検出手段が歪み補償後の信号に含まれる上側周波数帯の３次歪みのレベル及び下側周波数帯の３次歪みのレベルを検出し、側帯波調整手段が検出される上側周波数帯の３次歪みレベルと下側周波数帯の３次歪みレベルとの差が小さくなるように振幅変調及び位相変調により発生させられる側帯波を調整する。
【００４４】
また、以上に示したような歪み補償装置は、例えばプリディストーション方式を用いて歪み補償を行う増幅装置に備えられるのに好適なものである。
本発明に係るプリディストーション方式を用いた増幅装置では、上記したような側帯波発生手段を有した歪み補償装置を備え、プリディストーション方式のみでは補償しきれない上側周波数帯の３次歪みと下側周波数帯の３次歪みとのアンバランスを当該歪み補償装置により改善する。
【００４５】
また、本発明に係るプリディストーション方式増幅装置では、更に、歪み補償後の信号に含まれる上側周波数帯の３次歪みのレベル及び下側周波数帯の３次歪みのレベルを検出する歪みレベル検出手段と検出される上側周波数帯の３次歪みレベルと下側周波数帯の３次歪みレベルとの差が小さくなるように振幅変調及び位相変調により発生させられる側帯波を調整する側帯波調整手段とを歪み補償装置に付加することで、上側周波数帯の３次歪みのレベルと下側周波数帯の３次歪みのレベルとの差が小さくなるように制御することを可能とした。
【００４６】
以下で、更に具体的に本発明を説明する。
本発明の一例に係る上下３次歪みアンバランス改善回路では、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を増幅器で増幅する場合に周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みが発生するときに、次のようにして、当該増幅器で発生する歪みを補償する。
すなわち、側帯波発生手段が増幅器により増幅される信号を振幅変調（ＡＭ：Amplitude Modulation）及び位相変調（ＰＭ：Phase Modulation）して周波数（２・ｆ２−ｆ１）と周波数（２・ｆ１−ｆ２）とのいずれか一方の周波数に側帯波を発生させ、側帯波発生手段により発生させられる当該一方の周波数の側帯波を用いて増幅器で発生する歪みを補償する。
【００４７】
従って、周波数（２・ｆ２−ｆ１）と周波数（２・ｆ１−ｆ２）とのいずれか一方の周波数に発生させられる側帯波を用いて歪み補償を行うことができるため、例えば従来のように図１３のΔＩＭ成分が歪み補償後に残ったとしても、本発明を適用することで、当該ΔＩＭ成分を補償することが可能となる。
【００４８】
ここで、増幅器により増幅される信号としては、種々なものであってもよく、例えばＷ−ＣＤＭＡの信号やマルチキャリアの信号などが用いられる。
また、増幅器としては、種々なものが用いられてもよく、例えば単数の増幅器が用いられてもよく、或いは、複数の増幅器が組み合わされて用いられてもよい。
また、歪みを補償する精度としては、理想的には増幅器で発生する歪みをゼロに打ち消すのが好ましいが、実用上で有効な程度であれば、種々な精度の歪み補償が行われてもよい。
【００４９】
また、振幅変調の対象となる信号である増幅器により増幅される信号や、位相変調の対象となる信号である増幅器により増幅される信号としては、増幅器により増幅される前の信号に限られず、例えば増幅器により増幅された後の信号などが用いられてもよい。
【００５０】
また、信号に対して行われる振幅変調と位相変調との順序としては、任意であってもよく、例えば振幅変調の後に位相変調が行われてもよく、位相変調の後に振幅変調が行われてもよい。
また、側帯波発生手段により発生させられる側帯波を用いて歪み補償する態様としては、例えば他の手段により発生させられる側帯波を併用して歪み補償する態様が用いられてもよい。
【００５１】
また、増幅器により増幅される信号としては、例えば周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号のみであってもよく、或いは、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号と共に他の周波数の信号を含むものであってもよい。
【００５２】
また、振幅変調や位相変調の対象となる増幅器により増幅される信号としては、後述するように、例えば周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号との両方を含む信号が用いられてもよく、例えば周波数ｆ１の信号を含んで周波数ｆ２の信号を含まない信号が用いられてもよく、例えば周波数ｆ２の信号を含んで周波数ｆ１の信号を含まない信号が用いられてもよい。なお、ここで言う周波数ｆ１の信号或いは周波数ｆ２の信号を含まないことには、当該周波数ｆ１の信号或いは当該周波数ｆ２の信号の影響を実用上で有効に小さくすることができる程度で当該周波数ｆ１の信号或いは当該周波数ｆ２の信号を含むような場合も包含する。
【００５３】
また、周波数（２・ｆ２−ｆ１）と周波数（２・ｆ１−ｆ２）とのいずれか一方の周波数に歪みを発生させる態様としては、当該一方の周波数に側帯波を発生させて他方の周波数に側帯波を発生させない態様が用いられるのが好ましいが、例えば実用上で有効に歪み補償を行うことができれば、当該他方の周波数に側帯波が発生するような態様が用いられてもよい。
【００５４】
また、増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪みとは、例えば、上記図１３に示したΔＩＭの差を有した２つの歪みのようなものであり、互いに位相と振幅との一方又は両方が異なっているようなものである。
【００５５】
また、本発明に係る歪み補償装置では、一例として、側帯波発生手段は振幅変調手段と位相変調手段とを用いて構成されており、次のようにして、増幅器で発生する歪みを補償する。
すなわち、側帯波発生手段では、振幅変調手段が増幅器により増幅される信号を周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号を用いて振幅変調して周波数（２・ｆ２−ｆ１）と周波数（２・ｆ１−ｆ２）との一方の周波数に振幅Ａを有し且つ位相＋θを有する側帯波を発生させるとともに他方の周波数に振幅Ａを有し且つ位相−θを有する側帯波を発生させ、位相変調手段が増幅器により増幅される信号を周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号を用いて位相変調して前記一方の周波数に振幅Ａを有し且つ位相＋θを有する側帯波を発生させるとともに前記他方の周波数に振幅Ａを有し且つ位相（−θ＋π）を有する側帯波を発生させる。そして、振幅変調手段により発生させられる側帯波と位相変調手段により発生させられる側帯波との和である振幅（２・Ａ）を有し且つ位相＋θを有する前記一方の周波数の側帯波を用いて増幅器で発生する歪みを補償する。
【００５６】
従って、振幅変調手段により発生させられる側帯波と位相変調手段により発生させられる側帯波との和である振幅（２・Ａ）を有し且つ位相＋θを有する前記一方の周波数の側帯波を用いて増幅器で発生する歪みを補償することで、例えば周波数（２・ｆ２−ｆ１）と周波数（２・ｆ１−ｆ２）とのいずれか一方の周波数については振幅変調手段による側帯波と位相変調手段による側帯波との総和結果を非ゼロ（ゼロでない値）として当該総和結果を歪み補償に用いる一方、他方の周波数については当該総和結果をゼロとすることができ、これにより、従来例のプリディストーションでは改善不可能であった図１３のΔＩＭ成分をも改善可能な歪み補償回路を実現することができる。
【００５７】
なお、ここで言う総和結果をゼロとすることには、例えば実用上で有効な程度で当該総和結果を小さくする場合も包含する。
また、本発明では、周波数（２・ｆ２−ｆ１）における上側３次歪み補償に本発明を適用する場合には、当該周波数（２・ｆ２−ｆ１）における前記総和結果を非ゼロとして歪み補償に用いる一方、周波数（２・ｆ１−ｆ２）における下側３次歪み補償に本発明を適用する場合には、当該周波数（２・ｆ１−ｆ２）における前記総和結果を非ゼロとして歪み補償に用いる。
【００５８】
また、本発明に係る歪み補償回路では、他の例として、側帯波発生手段は、周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号とのいずれか一方の信号を周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号を用いて振幅変調及び位相変調して周波数（２・ｆ２−ｆ１）と周波数（２・ｆ１−ｆ２）とのいずれか一方の周波数に側帯波を発生させる。
【００５９】
従って、例えば周波数（２・ｆ２−ｆ１）と周波数（２・ｆ１−ｆ２）とのいずれか一方の周波数については側帯波発生手段により発生させる側帯波を非ゼロ（ゼロでない値）として当該歪みを歪み補償に用いる一方、他方の周波数については側帯波発生手段により発生させる側帯波をゼロとする（つまり、側帯波を発生させない）ことができ、これにより、例えば従来例のプリディストーション回路と本発明を組み合わせて用いることにより、従来例のプリディストーション回路を単独で用いた場合と比べて、精度のよい歪み補償を実現することができる。
【００６０】
なお、ここで言う側帯波発生手段により発生させる側帯波をゼロとすることには、例えば実用上で有効な程度で当該側帯波を小さくする場合も包含する。
また、周波数ｆ１と周波数ｆ２とのいずれか一方の信号を振幅変調及び位相変調することは、例えば周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号とを含む信号から当該一方の周波数の信号を帯域通過フィルタ等のフィルタにより抽出して当該抽出結果を振幅変調及び位相変調する構成や、或いは、例えば周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号とを含む信号から帯域阻止フィルタ等のフィルタにより他方の周波数の信号を除去して当該除去結果を振幅変調及び位相変調する構成などを用いて実現することができる。
【００６１】
また、本発明に係る歪み補償装置では、例えば図１２に示したような従来のプリディストーション回路と同様な回路を更に備え、次のようにして、増幅器で発生する歪みを補償する。
すなわち、例えば従来のプリディストーション回路（同様な回路も含む）で歪み補償を行ったとしても、上述したように図１３のΔＩＭ成分が残る。そこで本発明の側帯波発生回路を組み合わせて用いることで、従来のプリディストーションにより発生させられる側帯波と本発明の側帯波発生手段により発生させられる側帯波を用いて増幅器で発生する歪みを補償する。
【００６２】
従って、周波数（２・ｆ２−ｆ１）もしくは周波数（２・ｆ１−ｆ２）のいずれか一方の周波数に残ったΔＩＭ成分を、本発明によりΔＩＭが残った周波数にのみ側帯波を発生させることで、相殺することができるため、全体として、増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みの両方の影響を小さくするように精度よく歪み補償することができる。
【００６３】
ここで、増幅器で発生する歪みを補償する態様としては、例えば増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みとの両方をゼロに打ち消すような態様が用いられるのが好ましいが、これに限られず、他の態様が用いられてもよい。なお、ここで言う好ましい態様の一例として、例えば従来のプリディストーション回路により発生させられる側帯波を用いて増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みとの一方の一部及び他方の全部を補償するとともに、側帯波発生手段により発生させられる側帯波を用いて増幅器で発生する当該一方の残りの部分を補償するような態様を用いることができる。
【００６４】
以下で、本発明の原理を説明する。
まず、図４を参照して、増幅器で発生する歪みを打ち消す（キャンセルする）仕方の一例を示す。なお、以下では、図中に示す縦軸の上方向を位相の基準方向として当該基準方向の位相をゼロとする。
同図（ａ）には、周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号との２波が増幅器により増幅される場合に出力されるこれら２波の信号及びＩＭ歪みのスペクトラムの一例を示してあり、横軸は周波数を示しており、縦軸は信号のレベルを示している。ここで、同図（ａ）では、周波数（２・ｆ１−ｆ２）及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）に３次ＩＭ歪みが発生している。また、周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号とは互いに振幅が同一であるとする。
【００６５】
同図（ｂ）では、同図（ａ）に示した周波数（２・ｆ１−ｆ２）の３次ＩＭ歪みをベクトルａ１として示してあるとともに、周波数（２・ｆ２−ｆ１）の３次ＩＭ歪みをベクトルａ２として示してあり、同図（ｂ）に示されるように、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪み成分は時計回りに＋θ１の位相回転を受け、周波数（２・ｆ２−ｆ１）の歪み成分は時計回りに＋θ２の位相回転を受けている。
このように、通常、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の３次ＩＭ歪み及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の３次ＩＭ歪みは、整合などによる周波数特性の影響により、同図（ｂ）に示したように互いに非対称となる。
【００６６】
なお、上記のような位相回転については、例えば「“Transfer Characteristic of IM3 Relative Phase for a GaAs FET Amplifier”、Suematsu、Iyama、Ishida、IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES、VOL.45、NO.12、DECEMBER 1997」に記載されている。
【００６７】
更に、ＡＭ−ＡＭ変換やＡＭ−ＰＭ変換や上記したような周波数特性以外の要因（以下で、第三の要因と言う）により歪みが発生することを考慮して、同図（ｃ）に示されるように、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みにはベクトルｂ１で表される歪みを付加し、周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みにはベクトルｂ２で表される歪みを付加する。ここで、同図（ｃ）では、ベクトルａ１とベクトルｂ１とを加算した結果を合成ベクトルｃ１＝ａ１＋ｂ１として示してあり、ベクトルａ２とベクトルｂ２とを加算した結果を合成ベクトルｃ２＝ａ２＋ｂ２として示してある。また、同図（ｃ）に示されるように、ベクトルｃ１で表される周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みは時計回りに＋θ３だけ位相回転しており、ベクトルｃ２で表される周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みは時計回りに＋θ４だけ位相回転している。
【００６８】
ここで、同図（ｃ）に示した歪みに対して例えば上記図１２に示したような歪み補償回路により理想的な歪み補償を行うと、一例として、当該歪み補償回路により周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みをゼロに打ち消す場合には、当該歪み補償回路では、図４（ｄ）に点線で示されるように、周波数（２・ｆ１−ｆ２）及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の両方にベクトル−ｃ１で表される下側帯を発生させる。
【００６９】
すると、この場合、同図（ｄ）や同図（ｅ）に示されるように、増幅器で発生する周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みについてはゼロに打ち消される一方、増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みについてはゼロに打ち消されずに、ベクトルｄ＝ｃ２−ｃ１に相当する歪み成分が残る。この理由は、上述したように、上記したような周波数特性や第三の要因があるためであり、例えば上記図１２に示したような従来の歪み補償回路ではこのような残った歪み成分（残歪み）を補償することができない。なお、図４（ｄ）及び同図（ｅ）に示されるように、ベクトルｄで表される周波数（２・ｆ２−ｆ１）の残歪みは時計回りに＋θ５だけ位相回転している。
【００７０】
更に、同図（ｆ）に示されるように、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の残歪みは実線で示すベクトルｅ＝（ｄ／２）で表される成分と点線で示すベクトル−ｅ＝−（ｄ／２）で表される成分とに分解することができ、また、周波数（２・ｆ２−ｆ１）の残歪みは実線で示すベクトルｅ＝（ｄ／２）で表される成分と点線で示すベクトルｅ＝（ｄ／２）で表される成分とに分解することができる。
【００７１】
つまり、周波数（２・ｆ１−ｆ２）及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の残歪みは、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の位置に実線で示したベクトルｅで表される成分及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の位置に実線で示したベクトルｅで表される成分から成る振幅変調成分（ＡＭ成分）と、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の位置に点線で示したベクトル−ｅで表される成分及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の位置に点線で示したベクトルｅで表される成分から成る位相変調成分（ＰＭ成分）とに分解することができる。
【００７２】
そして、このことは、振幅変調と位相変調との両方を組合せて用いることで上記のような周波数特性や第三の要因による残歪みをもゼロに打ち消すことが可能であることを示しており、具体的には、一例として、上記図１２に示したような歪み補償装置に振幅変調器（ＡＭ変調器）及び位相変調器（ＰＭ変調器）を付加したような装置を用いて増幅器で発生する周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪み及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みの両方を精度よく補償することができる。
【００７３】
次に、上記図４（ｆ）に実線で示した振幅変調成分と同図（ｆ）に点線で示した位相変調成分を発生させる方法の一例を示す。
まず、振幅変調の一例を示す。
図５（ａ）には、制御信号ｃｏｓ（ωａ・ｔ）及び変調指数δを用いて振幅変調器６１によりキャリア信号ｃｏｓ（ωｃ・ｔ）を振幅変調する構成例を示してあり、この場合、当該振幅変調された信号ｘは式６のように示される。なお、ｔは時刻を示しており、ωａは振幅変調の角振動数を示しており、ωｃはキャリア信号の角振動数を示している。
【００７４】
【数６】

【００７５】
また、同図（ｂ）には、制御信号ｃｏｓ（ωａ・ｔ）を遅延回路６２により時間τだけ遅延させて当該遅延後の制御信号ｃｏｓ｛ωａ・（ｔ＋τ）｝及び変調指数δを用いて振幅変調器６３によりキャリア信号ｃｏｓ（ωｃ・ｔ）を振幅変調する構成例を示してあり、この場合には、当該振幅変調された信号ｘ’は式７のように示される。
【００７６】
【数７】

【００７７】
なお、上記式６や上記式７に示した振幅変調結果ｘ、ｘ’ではそれぞれ、最右辺の第１項で表される角振動数ωｃの信号成分が主信号の成分に相当し、最右辺の第２項で表される角振動数（ωｃ＋ωａ）の信号成分が上側周波数帯の側帯波に相当し、最右辺の第３項で表される角振動数（ωｃ−ωａ）の信号成分が下側周波数帯の側帯波に相当する。ここで、これら２つの側帯波は、例えば増幅器により主信号を増幅することで発生する相互変調（ＩＭ）歪みに相当する。
【００７８】
また、図７（ａ）には、上記式６や上記式７で示した振幅変調結果ｘ、ｘ’に含まれる側帯波のみをベクトル表示してあり、具体的には、制御信号ｃｏｓ（ωａ・ｔ）を遅延させない場合の振幅変調結果ｘに含まれる角振動数（ωｃ−ωａ）の側帯波及び当該振幅変調結果ｘに含まれる角振動数（ωｃ＋ωａ）の側帯波をベクトルｆで示してあり、制御信号ｃｏｓ（ωａ・ｔ）を遅延させた場合の振幅変調結果ｘ’に含まれる角振動数（ωｃ−ωａ）の側帯波をベクトルｇ１で示してあり、制御信号ｃｏｓ（ωａ・ｔ）を遅延させた場合の振幅変調結果ｘ’に含まれる角振動数（ωｃ＋ωａ）の側帯波をベクトルｇ２で示してある。
【００７９】
同図（ａ）に示されるように、制御信号ｃｏｓ（ωａ・ｔ）を遅延させない場合と比べて、制御信号ｃｏｓ（ωａ・ｔ）を遅延させた場合には、低周波数側である角振動数（ωｃ−ωａ）の側帯波ｇ１はベクトルｆから時計回りに−θ＝−（ωａ・τ）だけ位相回転し、高周波数側である角振動数（ωｃ＋ωａ）の側帯波ｇ２はベクトルｆから時計回りに＋θ＝＋（ωａ・τ）だけ位相回転する。すると、角振動数（ωｃ−ωａ）の側帯波ｇ１の位相は−θとなり、角振動数（ωｃ＋ωａ）の側帯波ｇ２の位相は＋θとなる。
【００８０】
次に、位相変調の一例を示す。
図６（ａ）には、制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）及び変調指数φを用いて位相変調器７１によりキャリア信号ｃｏｓ（ωｃ・ｔ）を位相変調する構成例を示してあり、この場合、当該位相変調された信号ｙは式８のように示される。なお、ｔは時刻を示しており、ωａは位相変調の角振動数を示しており、ωｃはキャリア信号の角振動数を示している。
【００８１】
【数８】

【００８２】
また、上記式８は通常では一般に知られるベッセル関数を用いて展開されるが、例えば変調指数φが小さいような場合には式９に示されるように近似的に簡略化することができる。
【００８３】
【数９】

【００８４】
また、同図（ｂ）には、制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）を遅延回路７２により時間τだけ遅延させて当該遅延後の制御信号ｓｉｎ｛ωａ・（ｔ＋τ）｝及び変調指数φを用いて位相変調器７３によりキャリア信号ｃｏｓ（ωｃ・ｔ）を位相変調する構成例を示してあり、この場合には、当該位相変調された信号ｙ’は式１０のように示される。なお、上記式９の場合と同様に、式１０では、例えば変調指数φが小さいとして近似している。
【００８５】
【数１０】

【００８６】
なお、上記式９や上記式１０に示した位相変調結果ｙ、ｙ’ではそれぞれ、最右辺の第１項で表される角振動数ωｃの信号成分が主信号の成分に相当し、最右辺の第２項で表される角振動数（ωｃ＋ωａ）の信号成分が上側周波数帯の側帯波に相当し、最右辺の第３項で表される角振動数（ωｃ−ωａ）の信号成分が下側周波数帯の側帯波に相当する。ここで、これら２つの側帯波は、例えば増幅器により主信号を増幅する際に発生する相互変調（ＩＭ）歪みに相当する。
【００８７】
また、図７（ｂ）には、上記式９や上記式１０で示した位相変調結果ｙ、ｙ’に含まれる側帯波のみをベクトル表示してあり、具体的には、制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）を遅延させない場合の位相変調結果ｙに含まれる角振動数（ωｃ−ωａ）の側帯波をベクトル−ｈで示してあり、制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）を遅延させない場合の位相変調結果ｙに含まれる角振動数（ωｃ＋ωａ）の側帯波をベクトル＋ｈで示してあり、制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）を遅延させた場合の位相変調結果ｙ’に含まれる角振動数（ωｃ−ωａ）の側帯波をベクトルｋ１で示してあり、制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）を遅延させた場合の振幅変調結果ｙ’に含まれる角振動数（ωｃ＋ωａ）のサイドバンド信号成分をベクトルｋ２で示してある。なお、ベクトル−ｈは、ベクトル＋ｈを１８０度（＝π）だけ位相回転させたものに相当する。
【００８８】
同図（ｂ）に示されるように、制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）を遅延させない場合と比べて、制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）を遅延させた場合には、低周波数側である角振動数（ωｃ−ωａ）の側帯波ｋ１はベクトル−ｈから時計回りに−θ＝−（ωａ・τ）だけ位相回転し、高周波数側である角振動数（ωｃ＋ωａ）の側帯波ｋ２はベクトル＋ｈから時計回りに＋θ＝＋（ωａ・τ）だけ位相回転する。すると、角振動数（ωｃ−ωａ）の側帯波ｋ１の位相は（−θ＋π）となり、角振動数（ωｃ＋ωａ）の側帯波ｋ２の位相は＋θとなる。
【００８９】
次に、上記のような振幅変調と上記のような位相変調との両方をキャリア信号ｃｏｓ（ωｃ・ｔ）に対して行うことを考える。
第１の例として、振幅変調及び位相変調の組合せによりキャリア信号ｃｏｓ（ωｃ・ｔ）に発生させられる側帯波は、例えば上記式７に示した振幅変調結果ｘ’に含まれる側帯波と上記式１０に示した位相変調結果ｙ’に含まれる側帯波とを総和した結果ｚ’となり、当該総和結果ｚ’は式１１で示される。
【００９０】
【数１１】

【００９１】
上記式１１に基づいて、周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号を用いて周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を振幅変調及び位相変調する場合を考える。この場合、周波数ｆ１の信号を振幅変調及び位相変調した結果に含まれる側帯波ｚ’１は式１２で示され、周波数ｆ２の信号を振幅変調及び位相変調した結果に含まれる側帯波ｚ’２は式１３で示される。ここで、周波数ｆ１に対応した角振動数をω１で表し、周波数ｆ２に対応した角振動数をω２で表す。この場合、ωｃ＝ω１又はωｃ＝ω２となり、ωａ＝（ω２−ω１）となる。
【００９２】
【数１２】

【００９３】
【数１３】

【００９４】
また、振幅変調の変調指数δと位相変調の変調指数φとが等しいとすると、式１２は式１４のように表され、式１３は式１５のように表される。なお、η＝δ＝φとしてある。
【００９５】
【数１４】

【００９６】
【数１５】

【００９７】
上記式１４及び上記式１５では、周波数（２・ｆ１−ｆ２）及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）に関しては、角振動数（２・ω２−ω１）に対応した周波数（２・ｆ２−ｆ１）の側帯波のみを発生させることができ、変調指数η＝δ＝φを制御することで当該サイドバンド信号成分の振幅を制御することができ、制御信号の遅延時間τを制御することで当該側帯波の位相を制御することができる。なお、上記式１４の右辺で表される角振動数ω２に対応した周波数ｆ２の信号成分については、例えば変調指数ηが小さいような場合には、当該周波数ｆ２の主信号と比べて、振幅が非常に小さくその影響を無視することが可能である。
【００９８】
次に、図８を参照して、以上のような原理に基づいて、上記図４（ｅ）及び同図（ｆ）に示したような残歪みｄを打ち消すための歪み（キャンセル用の歪み）を生成する様子の一例を示す。
図８（ａ）には、上記図４（ｅ）及び同図（ｆ）に示したのと同様な残歪みとして周波数（２・ｆ２−ｆ１）に生じるベクトルｄに相当する残歪みを実線で示してあり、また、当該残歪みｄを打ち消すことができるベクトル−ｄに相当する歪みを点線で示してある。なお、ベクトルｄは時計方向にθ５だけ位相回転しており、ベクトル−ｄは時計回りに−θ６＝−（π−θ５）だけ位相回転している。また、図８（ａ）では、周波数（２・ｆ１−ｆ２）には残歪みは生じていない。
【００９９】
周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を振幅変調した結果に含まれる側帯波ｚ’ａ（ｆ１、ｆ２）は、上記式７でωｃ＝ω１とした場合の振幅変調結果に含まれる側帯波ｚ’ａ（ｆ１）と上記式７でωｃ＝ω２とした場合の振幅変調結果に含まれる側帯波ｚ’ａ（ｆ２）との和で表され、式１６のように示される。
【０１００】
【数１６】

【０１０１】
また、上記式１６に示した振幅変調による側帯波ｚ’ａ（ｆ１、ｆ２）に含まれる周波数（２・ｆ１−ｆ２）の信号成分及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の信号成分を取り出した信号成分ｚ’ａｄ（ｆ１、ｆ２）は式１７のように示される。
【０１０２】
【数１７】

【０１０３】
図８（ｂ）には、上記式１７で示される振幅変調による側帯波の一例を示してあり、上記式１７の右辺の第１項で表される側帯波が周波数（２・ｆ１−ｆ２）に生じるベクトルｍ１で表される側帯波に相当しており、上記式１７の右辺の第２項で表される側帯波が周波数（２・ｆ２−ｆ１）に生じるベクトルｍ２で表される側帯波に相当している。ここで、振幅変調の変調指数δについては、例えばδ＝｜ｄ｜となるように調整し、この場合、ベクトルｍ１の長さ｜ｍ１｜及びベクトルｍ２の長さ｜ｍ２｜はベクトルｄの長さ｜ｄ｜の１／２となり、すなわち｜ｍ１｜＝｜ｍ２｜＝｜ｄ／２｜となる。また、振幅変調の制御信号ｃｏｓ（ωａ・ｔ）に与える遅延時間τについては、例えば（ω２−ω１）・τ＝−θ６となるように調整する。
【０１０４】
また、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を位相変調した結果に含まれる側帯波ｚ’ｐ（ｆ１、ｆ２）は、上記式１０でωｃ＝ω１とした場合の位相変調結果に含まれる側帯波ｚ’ｐ（ｆ１）と上記式１０でωｃ＝ω２とした場合の位相変調結果に含まれる側帯波ｚ’ｐ（ｆ２）との和で表され、式１８のように示される。
【０１０５】
【数１８】

【０１０６】
また、上記式１８に示した位相変調による側帯波ｚ’ｐ（ｆ１、ｆ２）に含まれる周波数（２・ｆ１−ｆ２）の信号成分及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の信号成分を取り出した信号成分ｚ’ｐｄ（ｆ１、ｆ２）は式１９のように示される。
【０１０７】
【数１９】

【０１０８】
図８（ｃ）には、上記式１９で示される位相変調による側帯波の一例を点線で示してあり、上記式１９の右辺の第１項で表される側帯波が周波数（２・ｆ１−ｆ２）に生じるベクトルｎ１で表される側帯波に相当しており、上記式１９の右辺の第２項で表される側帯波が周波数（２・ｆ２−ｆ１）に生じるベクトルｎ２で表される側帯波に相当している。ここで、位相変調の変調指数φについては、例えばφ＝｜ｄ｜となるように調整し、この場合、ベクトルｎ１の長さ｜ｎ１｜及びベクトルｎ２の長さ｜ｎ２｜はベクトルｄの長さ｜ｄ｜の１／２となり、すなわち｜ｎ１｜＝｜ｎ２｜＝｜ｄ／２｜となる。また、位相変調の制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）に与える遅延時間τについては、例えば（ω２−ω１）・τ＝−θ６となるように調整する。
【０１０９】
また、上記式１７に示した振幅変調による歪みと上記式１９に示した位相変調による歪みとを総和した結果ｚ’ａｐｄ（ｆ１、ｆ２）は式２０のように示される。
【０１１０】
【数２０】

【０１１１】
図８（ｄ）には、同図（ｂ）に示した振幅変調による側帯波と同図（ｃ）に示した位相変調による側帯波とを総和した結果の一例を示してあり、当該総和結果は上記式２０で示される総和結果ｚ’ａｐｄ（ｆ１、ｆ２）に相当する。つまり、周波数（２・ｆ１−ｆ２）では互いに同じ長さで逆相のベクトルｍ１とベクトルｎ１とが加算されて当該加算結果はゼロベクトルとなり（ｍ１＋ｎ１＝０）、周波数（２・ｆ２−ｆ１）では互いに同じ長さで同相のベクトルｍ２とベクトルｎ２とが加算されて当該加算結果は同図（ａ）に示したベクトル−ｄと等しくなる（ｍ２＋ｎ２＝−ｄ）。
【０１１２】
ここで、第１の例では、振幅変調で用いられる制御信号δ・ｃｏｓ｛（ω２−ω１）・（ｔ＋τ）｝や位相変調で用いられる制御信号φ・ｓｉｎ｛（ω２−ω１）・（ｔ＋τ）｝が本発明に言う周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号に相当する。
また、第１の例では、周波数（２・ｆ２−ｆ１）が本発明に言う一方の周波数に相当し、側帯波発生手段は当該周波数に側帯波を発生させる。また、第１の例では、周波数（２・ｆ１−ｆ２）が本発明に言う他方の周波数に相当し、側帯波発生手段は例えば当該周波数に側帯波を発生させない。
【０１１３】
また、第１の例では、上記式２０の第１右辺の第２項で表される周波数（２・ｆ２−ｆ１）の側帯波が本発明に言う振幅変調により発生させられる振幅Ａ＝η／２を有し且つ位相＋θ＝（ω２−ω１）・τを有する側帯波に相当し、上記式２０の第１右辺の第１項で表される周波数（２・ｆ１−ｆ２）の側帯波が本発明に言う振幅変調により発生させられる振幅Ａ＝η／２を有し且つ位相−θ＝−（ω２−ω１）・τを有する側帯波に相当する。
【０１１４】
また、第１の例では、上記式２０の第１右辺の第４項で表される周波数（２・ｆ２−ｆ１）の側帯波が本発明に言う位相変調により発生させられる振幅Ａ＝η／２を有し且つ位相＋θ＝（ω２−ω１）・τを有する側帯波に相当し、上記式２０の第１右辺の第３項で表される周波数（２・ｆ１−ｆ２）の側帯波が本発明に言う位相変調により発生させられる振幅Ａ＝η／２を有し且つ位相（−θ＋π）＝｛−（ω２−ω１）・τ＋π｝を有する側帯波に相当する。
【０１１５】
また、第１の例では、上記式２０の最右辺で表される周波数（２・ｆ２−ｆ１）の側帯波が本発明に言う振幅（２・Ａ）＝ηを有し且つ位相＋θ＝（ω２−ω１）・τを有する側帯波に相当する。
【０１１６】
また、周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号との両方を振幅変調及び位相変調する構成ばかりでなく、例えば周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号を用いて周波数ｆ２の信号を振幅変調及び位相変調する構成によっても、上記式１５で示されるように、周波数（２・ｆ２−ｆ１）に側帯波を発生させて周波数（２・ｆ１−ｆ２）に側帯波を発生させないことが可能である。
【０１１７】
次に、第２の例として、上記式７に示した振幅変調結果ｘ’に対して上記式１０に示した位相変調結果ｙ’が逆相となるように例えば位相変調の制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）の遅延時間を（τ＋π／ωａ）とすると、振幅変調及び位相変調の組合せによりキャリア信号ｃｏｓ（ωｃ・ｔ）に発生させられる側帯波は、例えば上記式７に示した振幅変調結果ｘ’に含まれる側帯波と上記式１０に示した位相変調結果ｙ’に含まれる側帯波とを逆相で総和した結果ｚ’’となり、当該総和結果ｚ’’は式２１で示される。
【０１１８】
【数２１】

【０１１９】
上記式２１に基づいて、周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号を用いて周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を振幅変調及び位相変調する場合を考える。この場合、周波数ｆ１の信号を振幅変調及び位相変調した結果に含まれる側帯波ｚ’’１は式２２で示され、周波数ｆ２の信号を振幅変調及び位相変調した結果に含まれる側帯波ｚ’’２は式２３で示される。ここで、周波数ｆ１に対応した角振動数をω１で表し、周波数ｆ２に対応した角振動数をω２で表す。この場合、ωｃ＝ω１又はωｃ＝ω２となり、ωａ＝（ω２−ω１）となる。
【０１２０】
【数２２】

【０１２１】
【数２３】

【０１２２】
また、振幅変調の変調指数δと位相変調の変調指数φとが等しいとすると、式２２は式２４のように表され、式２３は式２５のように表される。なお、η＝δ＝φとしてある。
【０１２３】
【数２４】

【０１２４】
【数２５】

【０１２５】
上記式２４及び上記式２５では、周波数（２・ｆ１−ｆ２）及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）に関しては、角振動数（２・ω１−ω２）に対応した周波数（２・ｆ１−ｆ２）の側帯波のみを発生させることができ、変調指数η＝δ＝φを制御することで当該側帯波の振幅を制御することができ、制御信号の遅延時間τ、（τ＋π／ωａ）を制御することで当該側帯波の位相を制御することができる。なお、上記式２５の右辺で表される角振動数ω１に対応した周波数ｆ１の信号成分については、例えば変調指数ηが小さいような場合には、当該周波数ｆ１の主信号と比べて、振幅が非常に小さくその影響を無視することが可能である。
【０１２６】
次に、以上のような原理に基づいて、周波数（２・ｆ１−ｆ２）に生じる残歪みｄ’を打ち消すための側帯波を生成する様子の一例を示す。
なお、第２の例では、概略的には、例えば上記した第１の例で示した図８（ａ）〜同図（ｄ）での周波数（２・ｆ１−ｆ２）における様子と周波数（２・ｆ２−ｆ１）における様子とを互いに入れ替えたような様子となる。
【０１２７】
第２の例では、周波数（２・ｆ１−ｆ２）に生じるベクトルｄ’に相当する残歪みに対して、当該残歪みｄ’を打ち消すことができるベクトル−ｄ’に相当する側帯波を発生させればよい。なお、ベクトルｄ’は時計方向にθ’５だけ位相回転しており、ベクトル−ｄ’は時計回りにθ’６＝−（π−θ’５）だけ位相回転している。また、周波数（２・ｆ２−ｆ１）には残歪みは生じていない。
【０１２８】
周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を振幅変調した結果に含まれる側帯波ｚ’’ａ（ｆ１、ｆ２）は、上記式７でωｃ＝ω１とした場合の振幅変調結果に含まれる側帯波ｚ’’ａ（ｆ１）と上記式７でωｃ＝ω２とした場合の振幅変調結果に含まれる側帯波ｚ’’ａ（ｆ２）との和で表され、式２６のように示される。
【０１２９】
【数２６】

【０１３０】
また、上記式２６に示した振幅変調による側帯波ｚ’’ａ（ｆ１、ｆ２）に含まれる周波数（２・ｆ１−ｆ２）の信号成分及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の信号成分を取り出した信号成分ｚ’’ａｄ（ｆ１、ｆ２）は式２７のように示される。
【０１３１】
【数２７】

【０１３２】
ここで、上記式２７の右辺の第１項で表される側帯波が周波数（２・ｆ１−ｆ２）に生じるベクトルｍ’１で表される側帯波に相当しており、上記式２７の右辺の第２項で表される側帯波が周波数（２・ｆ２−ｆ１）に生じるベクトルｍ’２で表される側帯波に相当している。また、振幅変調の変調指数δについては、例えばδ＝｜ｄ｜となるように調整し、この場合、ベクトルｍ’１の長さ｜ｍ’１｜及びベクトルｍ’２の長さ｜ｍ’２｜はベクトルｄ’の長さ｜ｄ’｜の１／２となり、すなわち｜ｍ’１｜＝｜ｍ’２｜＝｜ｄ’／２｜となる。また、振幅変調の制御信号ｃｏｓ（ωａ・ｔ）に与える遅延時間τについては、例えば（ω２−ω１）・τ＝−θ’６となるように調整する。
【０１３３】
また、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を位相変調した結果に含まれる側帯波ｚ’’ｐ（ｆ１、ｆ２）は、上記式１０でωｃ＝ω１とした場合の位相変調結果に含まれる側帯波ｚ’’ｐ（ｆ１）と上記式１０でωｃ＝ω２とした場合の位相変調結果に含まれる側帯波ｚ’’ｐ（ｆ２）との和で表され、第２の例では、制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）に与える遅延時間を（τ＋π／ωａ）としていることから、式２８のように示される。
【０１３４】
【数２８】

【０１３５】
また、上記式２８に示した位相変調による側帯波ｚ’’ｐ（ｆ１、ｆ２）に含まれる周波数（２・ｆ１−ｆ２）の信号成分及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の信号成分を取り出した信号成分ｚ’’ｐｄ（ｆ１、ｆ２）は式２９のように示される。
【０１３６】
【数２９】

【０１３７】
ここで、上記式２９の右辺の第１項で表される歪み成分が周波数（２・ｆ１−ｆ２）に生じるベクトルｎ’１で表される側帯波に相当しており、上記式２９の右辺の第２項で表される側帯波が周波数（２・ｆ２−ｆ１）に生じるベクトルｎ’２で表される側帯波に相当している。また、位相変調の変調指数φについては、例えばφ＝｜ｄ｜となるように調整し、この場合、ベクトルｎ’１の長さ｜ｎ’１｜及びベクトルｎ’２の長さ｜ｎ’２｜はベクトルｄ’の長さ｜ｄ’｜の１／２となり、すなわち｜ｎ’１｜＝｜ｎ’２｜＝｜ｄ’／２｜となる。また、位相変調の制御信号ｓｉｎ（ωａ・ｔ）に与える遅延時間（τ＋π／ωａ）については、例えば（ω２−ω１）・τ＝−θ’６となるように調整する。
【０１３８】
また、上記式２７に示した振幅変調による歪みと上記式２９に示した位相変調による側帯波とを総和した結果ｚ’’ａｐｄ（ｆ１、ｆ２）は式３０のように示される。
【０１３９】
【数３０】

【０１４０】
このように、周波数（２・ｆ１−ｆ２）では互いに同じ長さで同相のベクトルｍ’１とベクトルｎ’１とが加算されて当該加算結果は上記したベクトル−ｄ’と等しくなり（ｍ’１＋ｎ’１＝−ｄ’）、周波数（２・ｆ２−ｆ１）では互いに同じ長さで逆相のベクトルｍ’２とベクトルｎ’２とが加算されて当該加算結果はゼロベクトルとなる（ｍ’２＋ｎ’２＝０）。
【０１４１】
ここで、第２の例では、振幅変調で用いられる制御信号δ・ｃｏｓ｛（ω２−ω１）・（ｔ＋τ）｝や位相変調で用いられる制御信号φ・ｓｉｎ［（ω２−ω１）・｛ｔ＋τ＋π／（ω２−ω１）｝］＝（−φ）・ｓｉｎ｛（ω２−ω１）・（ｔ＋τ）｝が本発明に言う周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号に相当する。
また、第２の例では、周波数（２・ｆ１−ｆ２）が本発明に言う一方の周波数に相当し、側帯波発生手段は当該周波数に側帯波を発生させる。また、第２の例では、周波数（２・ｆ２−ｆ１）が本発明に言う他方の周波数に相当し、側帯波発生手段は例えば当該周波数に側帯波を発生させない。
【０１４２】
また、第２の例では、上記式３０の第１右辺の第１項で表される周波数（２・ｆ１−ｆ２）の側帯波が本発明に言う振幅変調により発生させられる振幅Ａ＝η／２を有し且つ位相＋θ＝−（ω２−ω１）・τを有する側帯波に相当し、上記式３０の第１右辺の第２項で表される周波数（２・ｆ２−ｆ１）の側帯波が本発明に言う振幅変調により発生させられる振幅Ａ＝η／２を有し且つ位相−θ＝（ω２−ω１）・τを有する側帯波に相当する。
【０１４３】
また、第２の例では、上記式３０の第１右辺の第３項で表される周波数（２・ｆ１−ｆ２）の側帯波が本発明に言う位相変調により発生させられる振幅Ａ＝η／２を有し且つ位相＋θ＝−（ω２−ω１）・τを有する側帯波に相当し、上記式３０の第１右辺の第４項で表される周波数（２・ｆ２−ｆ１）の側帯波が本発明に言う位相変調により発生させられる振幅Ａ＝η／２を有し且つ位相（−θ＋π）＝｛（ω２−ω１）・τ＋π｝を有する側帯波に相当する。
【０１４４】
また、第２の例では、上記式３０の最右辺で表される周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪みが本発明に言う振幅（２・Ａ）＝ηを有し且つ位相＋θ＝−（ω２−ω１）・τを有する側帯波に相当する。
【０１４５】
また、周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号との両方を振幅変調及び位相変調する構成ばかりでなく、例えば周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号を用いて周波数ｆ１の信号を振幅変調及び位相変調する構成によっても、上記式２４で示されるように、周波数（２・ｆ１−ｆ２）に歪みを発生させて周波数（２・ｆ２−ｆ１）に側帯波を発生させないことが可能である。
【０１４６】
【発明の実施の形態】
本発明の第１実施例に係る増幅装置を図面を参照して説明する。
図１には、本発明に係る歪み補償装置を適用した歪み補償回路を備えた増幅装置の一例として、プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示してある。
【０１４７】
同図に示した本例の増幅装置には、分岐部１と、遅延手段（例えば遅延線）２と、振幅検波器３と、Ａ／Ｄ変換器４と、位相補正用のテーブル５ａと、振幅補正用のテーブル５ｂと、２つのＤ／Ａ変換器６ａ、６ｂと２つのローパスフィルタ（ＬＰＦ）１９ａ、１９ｂと、主信号の位相を制御するための位相回路７と、主信号の振幅を制御するための振幅回路８と、振幅変調制御用の振幅回路９と、振幅変調制御用の遅延回路１０と、位相変調制御用の振幅回路１１と、位相変調制御用の遅延回路１２と、主信号を振幅変調する振幅変調器１３と、主信号を位相変調する位相変調器１４と、主増幅器１５と、分岐部１６と、歪み検知回路１７と、テーブル更新回路１８とが備えられている。
【０１４８】
なお、本例の増幅装置の構成は、例えば上記図１２に示した増幅装置の構成において、振幅変調を行うための振幅回路９及び遅延回路１０及び振幅変調器１３を備えるとともに、位相変調を行うための振幅回路１１及び遅延回路１２及び位相変調器１４を備えたような構成となっている。
【０１４９】
本例の増幅装置では、増幅対象となる例えば周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を含んだＲＦ帯の信号が分岐部１に入力される。
分岐部１は、入力される信号を２つの信号に分岐し、一方の分岐信号を遅延線２を介して位相回路７へ出力し、他方の分岐信号を振幅検波器３へ出力する。
【０１５０】
振幅検波器３は、分岐部１から入力される他方の分岐信号の瞬時振幅レベル、すなわち包絡線を検出し、当該検出結果をＡ／Ｄ変換器４及び２つの振幅回路９、１１へ出力する。なお、振幅検波器３は、例えば信号の包絡線を検出できればよく、特定の検波方式には限られない。また、振幅検波器３出力に高周波成分除去用のＬＰＦが用いられてもよい。
Ａ／Ｄ変換器４は、振幅検波器３から入力される振幅レベルの検出結果をアナログ信号からデジタル信号へ変換して位相補正用のテーブル５ａ及び振幅補正用のテーブル５ｂへ出力する。
【０１５１】
位相補正用のテーブル５ａは、位相を補正するための位相補正データを振幅レベルと対応付けてメモリに記憶しており、当該記憶内容に基づいて、Ａ／Ｄ変換器４から入力される振幅レベルの検出結果に対応した位相補正データを読み出してＤ／Ａ変換器６ａへ出力する。
Ｄ／Ａ変換器６ａは、位相補正用のテーブル５ａから入力される位相補正データをデジタル信号からアナログ信号へ変換してローパスフィルタ１９ｂへ出力する。ローパスフィルタ１９ｂでは、Ｄ／Ａ変換器６ｂで発生する折り返し成分を除去した後の信号を振幅回路８へ出力する。
【０１５２】
同様に、振幅補正用のテーブル５ｂは、振幅を補正するための振幅補正データを振幅レベルと対応付けてメモリに記憶しており、当該記憶内容に基づいて、Ａ／Ｄ変換器４から入力される振幅レベルの検出結果に対応した振幅補正データを読み出してＤ／Ａ変換器６ｂへ出力する。
Ｄ／Ａ変換器６ｂは、振幅補正用のテーブル５ｂから入力される振幅補正データをデジタル信号からアナログ信号へ変換して振幅回路８へ出力する。
【０１５３】
また、分岐部１から遅延線２へ出力される一方の分岐信号は、上記した振幅検波器３とＡ／Ｄ変換器４と位相補正用のテーブル５ａ及び振幅補正用のテーブル５ｂと２つのＤ／Ａ変換器６ａ、６ｂと２つのローパスフィルタ１９ａ、１９ｂから成る処理系により他方の分岐信号（当該一方の分岐信号に対応したもの）の振幅レベルに対応した位相補正用データの信号及び振幅補正用データの信号が位相回路７や振幅回路８に入力されるタイミングと同期するように、当該遅延線２により遅延させられる。
【０１５４】
このような遅延により、位相回路７は、遅延線２から入力される一方の分岐信号に対して当該一方の分岐信号の振幅レベルに対応した位相補正データに基づく位相側帯波を与えて振幅回路８へ出力する。
同様に、このような遅延により、振幅回路８は、位相回路７から入力される一方の分岐信号に対して当該一方の分岐信号の振幅レベルに対応した振幅補正データに基づく振幅側帯波を与えて振幅変調器１３へ出力する。
なお、位相回路７は例えば可変移相器から構成されており、振幅回路８は例えば可変減衰器から構成されている。
【０１５５】
振幅回路９は、振幅検波器３から入力される検波結果に基づいて周波数（ｆ２−ｆ１）の信号を取得し、当該周波数（ｆ２−ｆ１）の信号の振幅を調整して当該調整後の信号を遅延回路１０へ出力する。
遅延回路１０は、振幅回路９から入力される周波数（ｆ２−ｆ１）の信号を遅延させて当該信号の遅延時間を調整し、当該調整後の信号を振幅変調器１３の制御端子へ出力する。
【０１５６】
ここで、本例では、振幅回路９及び遅延回路１０を介して振幅変調器１３へ出力される信号が本発明に言う振幅変調に用いられる周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号に相当し、当該制御信号の振幅を振幅回路９で調整することにより変調指数を調整しており、また、当該制御信号の遅延時間を遅延回路１０で調整している。
【０１５７】
同様に、振幅回路１１は、振幅検波器３から入力される検波結果に基づいて周波数（ｆ２−ｆ１）の信号を取得し、当該周波数（ｆ２−ｆ１）の信号の振幅を調整して当該調整後の信号を遅延回路１２へ出力する。
遅延回路１２は、振幅回路１１から入力される周波数（ｆ２−ｆ１）の信号を遅延させて当該信号の遅延時間を調整し、当該調整後の信号を位相変調器１４の制御端子へ出力する。
【０１５８】
ここで、本例では、振幅回路１１及び遅延回路１２を介して位相変調器１４へ出力される信号が本発明に言う位相変調に用いられる周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号に相当し、当該制御信号の振幅を振幅回路１１で調整することにより変調指数を調整しており、また、当該制御信号の遅延時間を遅延回路１２で調整している。
【０１５９】
振幅変調器１３は、遅延回路１０から制御端子に印加される制御信号により制御されて、振幅回路８から入力される信号を振幅変調し、当該振幅変調後の信号を位相変調器１４へ出力する。
位相変調器１４は、遅延回路１２から制御端子に印加される制御信号により制御されて、振幅変調器１３から入力される信号を位相変調し、当該位相変調後の信号を主増幅器１５へ出力する。
【０１６０】
なお、本例では、上記した遅延回路１０や上記した遅延回路１２のそれぞれにおいて制御信号に与える遅延時間を可変に変化させることができ、例えば、遅延回路１０における遅延時間の中央値をＴ１とし、遅延回路１２における遅延時間の中央値をＴ２とする。ここで、中央値Ｔ１については、分岐部１から遅延線２と位相回路７と振幅回路８とを介して振幅変調器１３まで信号を伝送するのに生じる遅延時間と、分岐部１から振幅検波器３と振幅回路９と遅延回路１０とを介して制御信号を振幅変調器１３へ出力するのに生じる遅延時間とが等しくなるように設定してある。また、中央値Ｔ２については、分岐部１から遅延線２と位相回路７と振幅回路８と振幅変調器１３とを介して位相変調器１４まで信号を伝送するのに生じる遅延時間と、分岐部１から振幅検波器３と振幅回路１１と遅延回路１２とを介して制御信号を位相変調器１４へ出力するのに生じる遅延時間とが等しくなるように設定してある。
【０１６１】
ここで、遅延回路１０で調整された遅延時間がＴ１であり且つ遅延回路１２で調整された遅延時間がＴ２である場合には振幅変調や位相変調に用いられる制御信号の位相が例えば主信号に対して相対的にゼロとなるが、本例では、遅延回路１０における遅延時間をＴ１から変化させることや遅延回路１２における遅延時間をＴ２から変化させることにより、振幅変調器１３や位相変調器１４により主信号に対して発生させる歪みの位相を変化させることができる。また、本例では、振幅回路９や振幅回路１１により振幅変調や位相変調に用いられる制御信号の振幅を制御して振幅変調器１３により行われる振幅変調の変調指数や位相変調器１４により行われる位相変調の変調指数を制御することにより、振幅変調器１３や位相変調器１４により主信号に対して発生させる側帯波の振幅を変化させることができる。
【０１６２】
そして、本例では、振幅回路９及び遅延回路１０及び振幅変調器１３により行われる振幅変調と振幅回路１１及び遅延回路１２及び位相変調器１４により行われる位相変調とにより、例えば上記した「課題を解決するための手段」に示したのと同様な原理に基づいて、周波数（２・ｆ２−ｆ１）と周波数（２・ｆ１−ｆ２）とのいずれか一方の周波数に側帯波を発生させることが行われる。
【０１６３】
なお、本例では、振幅変調器１３や位相変調器１４を位相回路７や振幅回路８の後段に備えた構成例を示したが、例えば振幅変調器１３や位相変調器１４を位相回路７や振幅回路８の前段に備えるような構成とすることも可能である。
また、例えば主信号を制御するための位相回路７と振幅回路８の並び順としては、本例のように位相回路７の後段に振幅回路８が備えられてもよく、或いは、振幅回路８の後段に位相回路７が備えられる構成が用いられてもよい。
また、これらの構成に限られず、位相回路７や振幅回路８や振幅変調器１３や位相変調器１４の並び順としては、種々な並び順が用いられてもよい。
【０１６４】
主増幅器１５は、例えば共通増幅器から構成されており、位相変調器１４から入力される信号を増幅して当該増幅信号を分岐部１６を介して出力する。この際に、主増幅器１５で発生する歪みが位相回路７や振幅回路８や振幅変調器１３や位相変調器１４で与えられた歪みにより補償され、主増幅器１５からは歪みが補償された増幅信号が分岐部１６を介して出力される。
【０１６５】
また、分岐部１６は、主増幅器１５から入力される増幅信号の一部を分岐して、当該分岐信号を歪み検知回路１７へ出力する。
歪み検知回路１７は、分岐部１６から入力される分岐信号に含まれる歪み補償後に残っている歪み成分を検出し、当該検出結果をテーブル更新回路１８へ出力する。
【０１６６】
テーブル更新回路１８は、歪み検知回路１７から入力される検出結果に基づいて、分岐部１６により取得される分岐信号に含まれる歪み成分が例えば最小となるような位相補正データ及び振幅補正データを計算して当該計算結果を各テーブル５ａ、５ｂへ出力することにより、当該各テーブル５ａ、５ｂに記憶される位相補正データ及び振幅補正データを最良の値とするように書き換える。このようなフィードバック系を用いて位相補正データ及び振幅補性データの更新処理を行うことにより、例えば温度変化や経年変化の影響にかかわらず有効に動作することが可能な増幅装置が実現される。
【０１６７】
なお、分岐部１６及び歪み検知回路１７及びテーブル更新回路１８から成るフィードバック系は、必ずしも備えられなくともよい。
また、本例では、位相補正用のテーブル５ａ及びＤ／Ａ変換器６ａと振幅補正用のテーブル５ｂ及びＤ／Ａ変換器６ｂとを別個のものとして備えたが、例えば位相補正用と振幅補正用とでテーブルやＤ／Ａ変換器が共通化されてもよい。
【０１６８】
以上のように、本例の増幅装置では、振幅変調器１３による振幅変調と位相変調器１４による位相変調とを主信号に対して施すことにより、当該振幅変調及び当該位相変調により発生させる側帯波を用いて、例えば主増幅器１５で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の歪みと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪みとのいずれか一方のみを補償するようなことができるため、例えば従来と比べて、大きな歪み補償量を得ることができ、増幅器の線形化に役立つことができる。
【０１６９】
また、本例の増幅装置では、上記のような振幅変調及び位相変調により発生させる側帯波と共に、例えば従来と同様な位相回路７や振幅回路８により発生させる側帯波を用いて、主増幅器１５で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の歪みの両方を打ち消すようなことができるため、例えば従来と比べて、精度のよい歪み補償を実現することができる。
【０１７０】
ここで、本例では、主増幅器１５が本発明に言う増幅器に相当する。
また、本例では、振幅回路９及び遅延回路１０及び振幅変調器１３により主信号を振幅変調する機能により、本発明に言う振幅変調手段が構成されている。
また、本例では、振幅回路１１及び遅延回路１２及び位相変調器１４により主信号を位相変調する機能により、本発明に言う位相変調手段が構成されている。
また、本例では、振幅変調手段及び位相変調手段を用いて本発明に言う側帯波発生手段が構成されている。
また、本例では、振幅検波器３の機能により制御信号出力手段が構成されており、振幅回路９や振幅回路１１の機能により振幅変化手段が構成されており、遅延回路１０や遅延回路１２の機能により位相変化手段が構成されており、振幅変調器１３の機能により振幅変調実行手段が構成されており、位相変調器１４の機能により位相変調実行手段が構成されている。
【０１７１】
また、本例では、位相回路７や振幅回路８を用いて周波数（２・ｆ２−ｆ１）の側帯波及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の側帯波を発生させる機能により、従来例のプリディストーション回路（同様な回路も含む）が構成されている。
また、本例では、歪み検知回路の機能により歪みレベル検出手段が構成されており、また、例えば当該検出結果に基づいて検出される上側３次歪みレベルと下側３次歪みレベルとの差が小さくなるように振幅回路９、１１や遅延回路１０、１２を制御する機能を備えることもでき、この場合には、当該機能により側帯波調整手段が構成される。
【０１７２】
次に、本発明の第２実施例に係る増幅装置を図面を参照して説明する。
図２には、本発明に係る歪み補償装置を適用した歪み補償回路を備えた増幅装置の一例として、プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示してある。
【０１７３】
同図に示した本例の増幅装置には、分岐部２１と、遅延手段（例えば遅延線）２２と、振幅検波器２３と、Ａ／Ｄ変換器２４と、位相補正用のテーブル２５ａと、振幅補正用のテーブル２５ｂと、２つのＤ／Ａ変換器２６ａ、２６ｂと、２つのローパスフィルタ３９ａ、３９ｂと、主信号の位相を制御するための位相回路２７と、主信号の振幅を制御するための振幅回路２８と、振幅変調制御用の振幅回路２９と、振幅変調制御用の位相回路３０と、位相変調制御用の振幅回路３１と、位相変調制御用の位相回路３２と、主信号を振幅変調する振幅変調器３３と、主信号を位相変調する位相変調器３４と、主増幅器３５と、分岐部３６と、歪み検知回路３７と、テーブル更新回路３８とが備えられている。
【０１７４】
ここで、本例の増幅装置の構成や動作は、例えば上記第１実施例の図１に示した振幅変調制御用の遅延回路１０の代わりに振幅回路２９と振幅変調器３３との間に位相回路３０が備えられているとともに同図に示した位相変調制御用の遅延回路１２の代わりに振幅回路３１と位相変調器３４との間に位相回路３２が備えられているといった点を除いては、上記第１実施例の図１に示した増幅装置の構成や動作と同様である。
【０１７５】
本例では、位相回路３０が振幅回路２９から入力される信号の位相を変化させて調整し、当該調整後の信号を振幅変調器３３の制御端子へ出力し、また、位相回路３２が振幅回路３１から入力される信号の位相を変化させて調整し、当該調整後の信号を位相変調器３４の制御端子へ出力する。
このような構成においても、例えば上記第１実施例で示した増幅装置と同様な効果を得ることができ、従来と比べて精度のよい歪み補償を実現することができる。
【０１７６】
ここで、本例では、振幅回路２９及び位相回路３０及び振幅変調器３３により主信号を振幅変調する機能により、本発明に言う振幅変調手段が構成されている。
また、本例では、振幅回路３１及び位相回路３２及び位相変調器３４により主信号を位相変調する機能により、本発明に言う位相変調手段が構成されている。
【０１７７】
次に、本発明の第３実施例に係る増幅装置を図面を参照して説明する。
図３には、本発明に係る歪み補償装置を適用した歪み補償回路を備えた増幅装置の一例として、プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示してある。
【０１７８】
同図に示した本例の増幅装置には、分岐部４１と、遅延手段（例えば遅延線）４２と、振幅検波器４３と、Ａ／Ｄ変換器４４と、位相補正用のテーブル４５ａと、振幅補正用のテーブル４５ｂと、２つのＤ／Ａ変換器４６ａ、４６ｂと、ローパスフィルタ５９ａ、５９ｂと、主信号の位相を制御するための位相回路４７と、主信号の振幅を制御するための振幅回路４８と、主信号を遅延させる遅延回路４９と、振幅変調制御用の振幅回路５０と、位相変調制御用の振幅回路５１と、主信号を振幅変調する振幅変調器５２と、主信号を位相変調する位相変調器５３と、主増幅器５４と、分岐部５５と、歪み検知回路５６と、テーブル更新回路５７とが備えられている。
【０１７９】
ここで、本例の増幅装置の構成や動作は、例えば上記第１実施例の図１に示した振幅変調制御用の遅延回路１０及び位相変調制御用の遅延回路１２が備えられてなく、これらの代わりに振幅回路４８と振幅変調器５２との間に遅延回路４９が備えられているといった点を除いては、上記第１実施例の図１に示した増幅装置の構成や動作と同様である。
【０１８０】
本例では、振幅回路４８は、位相回路４７から入力される一方の分岐信号に対して当該一方の分岐信号の振幅レベルに対応した振幅補正データに基づく振幅歪みを与えて遅延回路４９へ出力する。
また、本例では、遅延回路４９は、振幅回路４８から入力される信号を遅延させて当該信号の遅延時間を調整し、当該調整後の信号を振幅変調器５２へ出力する。
【０１８１】
このように、本例では、振幅変調器５２及び位相変調器５３により振幅変調及び位相変調される主信号の遅延時間を当該振幅変調器５２及び当該位相変調器５３より前段で遅延回路４９により変化させることにより、当該振幅変調器５２や当該位相変調器５３により変調される主信号と当該振幅変調器５２で用いられる制御信号や当該位相変調器５３で用いられる制御信号との相対的な位相差を変化させることができ、これにより、実質的に、当該振幅変調器５２により行われる振幅変調で用いられる制御信号の位相や当該位相変調器５３により行われる位相変調で用いられる制御信号の位相を調整することができる。
このような構成においても、例えば上記第１実施例で示した増幅装置と同様な効果を得ることができ、従来と比べて精度のよい歪み補償を実現することができる。
【０１８２】
ここで、本例では、振幅回路５０及び遅延回路４９及び振幅変調器５２により主信号を振幅変調する機能により、本発明に言う振幅変調手段が構成されている。
また、本例では、振幅回路５１及び遅延回路４９及び位相変調器５３により主信号を位相変調する機能により、本発明に言う位相変調手段が構成されている。
なお、遅延回路４９としては、例えば遅延線を用いたものなどの種々な構成のものが用いられてもよい。
【０１８３】
ここで、本発明に係る歪み補償装置などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。例えば、本例では周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号との２波を処理する場合を示したが、ｎ≧３としてｎ波を処理する装置に本発明を適用することもできる。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。例えば、本発明に係る歪み補償装置を備えた増幅装置は、Ｗ−ＣＤＭＡやマルチキャリア等の信号を送信する通信機の送信部などに設けるのに適している。
【０１８４】
また、本発明に係る歪み補償装置などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭに格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。
【０１８５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る歪み補償装置などによると、例えば、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を増幅する場合に周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みが発生する増幅器で発生する歪みを補償するに際して、増幅器により増幅される信号を振幅変調及び位相変調して周波数（２・ｆ２−ｆ１）と周波数（２・ｆ１−ｆ２）とのいずれか一方の周波数に側帯波を発生させ、当該一方の周波数の側帯波を用いて増幅器で発生する歪みを補償するようにしたため、精度のよい歪み補償を実現することができる。
【０１８６】
また、本発明に係る歪み補償装置などでは、例えば従来例のプリディストーション回路と組合せて用いて増幅器で発生する歪みを補償するようにしたため、全体として、増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みの両方の影響を小さくするように歪み補償することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１実施例に係る歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示す図である。
【図２】 本発明の第２実施例に係る歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示す図である。
【図３】 本発明の第３実施例に係る歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示す図である。
【図４】 歪みをキャンセルする仕方の一例を説明するための図である。
【図５】 振幅変調の一例を説明するための図である。
【図６】 位相変調の一例を説明するための図である。
【図７】 振幅変調の結果の一例及び位相変調の結果の一例を示す図である。
【図８】 キャンセル用の歪みを生成する様子の一例を示す図である。
【図９】 フィードフォワード方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の一例を示す図である。
【図１０】 プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の一例を示す図である。
【図１１】 増幅器の非線型特性の一例を示す図である。
【図１２】 プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の他の例を示す図である。
【図１３】 増幅器に入力される主信号の一例及び増幅器で発生する歪みの一例を示す図である。
【符号の説明】
１、１６、２１、３６、４１、５５・・分岐部、 ２、２２、４２・・遅延線、
３、２３、４３・・振幅検波器、 ４、２４、４４・・Ａ／Ｄ変換器、
５ａ、５ｂ、２５ａ、２５ｂ、４５ａ、４５ｂ・・テーブル、
６ａ、６ｂ、２６ａ、２６ｂ、４６ａ、４６ｂ・・Ｄ／Ａ変換器、
７、２７、３０、３２，４７・・位相回路、
８、９、１１、２８、２９、３１、４８、５０、５１・・振幅回路、
１０、１２、４９、６２、７２・・遅延回路、
１３、３３、５２、６１、６３・・振幅変調器、
１４、３４、５３、７１、７３・・位相変調器、
１５、３５、５４・・主増幅器、 １７、３７、５６・・歪み検知回路、
１８、３８、５７・・テーブル更新回路、
１９ａ、１９ｂ、３９ａ、３９ｂ、５９ａ、５９ｂ・・ローパスフィルタ、[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a distortion compensation apparatus that compensates for distortion generated by an amplifier, and more particularly, an upper third-order distortion of a frequency (2 · f2-f1) that is generated when a signal of frequency f1 and a signal of frequency f2 are amplified by an amplifier. The present invention also relates to a distortion compensator that compensates for the lower third-order distortion of the frequency (2 · f1-f2). In the present specification, f1 <f2.
[0002]
[Prior art]
In an amplifier, distortion occurs when a signal is amplified. For example, in a communication apparatus that amplifies a communication signal by an amplifier, a W (Wide-banded) -CDMA (Code Division Multiple Access) signal, a multicarrier signal, or the like is used in the amplifier. There is a need to compensate for distortion that occurs when amplifying.
FIG. 9 shows an example of a configuration of an amplifying apparatus that compensates for distortion by adding a feedforward type distortion compensating circuit to an amplifier as a conventional amplifying apparatus with a distortion compensation function.
[0003]
In the amplifying apparatus shown in the figure, an input signal (main signal) is distributed by a distributor 81, one distribution signal is amplified by an amplifier (main amplifier) 82 and output to a subtractor 84, and the other distribution signal is The signal is output to the subtracter 84 via the delay line 83. In the subtractor 84, a distortion component is extracted by subtracting the signal input from the delay line 83 from a part of the amplified signal input from the main amplifier 82, and the component is output to the distortion amplifier 85. An input amplified signal including a distortion component is output to the subtractor 87 via the delay line 86. Further, the distortion component of the subtraction result input from the subtractor 84 to the distortion amplifier 85 is amplified by the distortion amplifier 85 and output to the subtractor 87. In the subtractor 87, the result of subtracting the distortion component signal input from the distortion amplifier 85 from the amplified signal including the distortion component input from the delay line 86 is output as a compensated amplified signal without distortion.
[0004]
Here, the signal input from the delay line 86 to the subtractor 87 is obtained by amplifying the main signal by the main amplifier 82 and includes distortion generated by the main amplifier 82. Since the signal input to 87 is the distortion, the signal output from the subtractor 87 is the main signal amplified by the main amplifier 82 and the distortion generated by the main amplifier 82 is removed. The distributor 81, the subtractor 84, and the subtracter 87 are each composed of, for example, a directional coupler.
[0005]
However, in such an amplifying apparatus, the amplified signal output from the main amplifier 82 is attenuated by the loss of the subtractor 84, the delay line 86, and the subtractor 87, so that the output level required for the apparatus is reduced. Therefore, it is necessary to increase the output level from the main amplifier 82, and the efficiency of the main amplifier 82 is lowered.
[0006]
On the other hand, FIG. 10 shows a configuration example of an amplifying apparatus including a distortion compensation circuit adopting a predistortion method.
In the amplifying apparatus shown in the figure, a predistortion circuit 91 is provided in front of the main amplifier 92, and the predistortion circuit 91 differs in distortion and phase generated by the main amplifier 92 by 180 degrees (π) (that is, The distortion having the same amplitude and the same amplitude is generated in advance for the main signal, and the main signal in which the distortion is generated is output to the main amplifier 92. Then, the distortion generated in the predistortion circuit 91 and the distortion generated in the main amplifier 92 are canceled out, so that the distortion is compensated.
[0007]
In such an amplifying device, for example, no circuit is added after the main amplifier 92, so there is no loss and high efficiency can be realized. However, in such an amplifying apparatus, it is necessary that the distortion generated in the predistortion circuit 91 and the distortion generated in the main amplifier 92 coincide with each other in terms of signal input fluctuations and distortion frequency characteristics.
[0008]
Here, it is understood that the distortion of the signal amplified by the amplifier is caused by AM (Amplitude Modulation) -AM (Amplitude Modulation) conversion and AM (Amplitude Modulation) -PM (Phase Modulation) conversion.
FIG. 11A shows an example of AM-AM conversion of a general amplifier, where the horizontal axis indicates the input level of the amplifier, and the vertical axis indicates the gain of the amplifier. FIG. 4A shows an ideal gain characteristic G1 and an amplifier gain characteristic G2, and a result obtained by summing the gain characteristic of the predistortion circuit and the gain characteristic G2 of the amplifier is an ideal gain characteristic G1. It is necessary to be set so that
[0009]
FIG. 5B shows an example of AM-PM conversion of a general amplifier, where the horizontal axis indicates the input level of the amplifier and the vertical axis indicates the output phase of the amplifier. FIG. 4B shows the ideal phase characteristic P1 and the phase characteristic P2 of the amplifier. The sum of the phase characteristic of the predistortion circuit and the phase characteristic P2 of the amplifier is the ideal phase characteristic P1. It is necessary to be set so that
[0010]
Here, the principle of predistortion will be briefly described.
10 indicates the instantaneous power of the signal input to the predistortion circuit 91, and β indicates the instantaneous power of the signal output from the predistortion circuit 91 and is input to the main amplifier 92. Γ represents the instantaneous power of the signal, and γ represents the instantaneous power of the signal output from the main amplifier 92.
[0011]
When the input / output characteristics of the main amplifier 92 are expressed using β and γ, they are expressed as in Equation 1. Here, A represents a vector representing the gain and phase in the small signal region of the main amplifier 92, B represents a vector representing the gain and phase of the third-order distortion generated in the main amplifier 92, and C represents the main amplifier 92. A vector representing the gain and phase of the fifth-order distortion generated in the amplifier 92 is shown. Each of A, B, C and a, b, c described later is represented by a vector such as (coefficient related to gain, coefficient related to phase).
[0012]
[Expression 1]

[0013]
Similarly, when the input / output characteristics of the predistortion circuit 91 are expressed using α and β, the following expression 2 is obtained. Here, a represents a vector representing the gain and phase in the small signal region of the predistortion circuit 91, b represents a vector representing the gain and phase of the third-order distortion generated in the predistortion circuit 91, and c Indicates a vector representing the gain and phase of the fifth-order distortion generated in the predistortion circuit 91.
[0014]
[Expression 2]

[0015]
By substituting Equation 2 into Equation 1 and eliminating β from the equation, a relational expression between α and γ is obtained as shown in Equation 3.
[0016]
[Equation 3]

[0017]
In FIG. 10 described above, no distortion occurs from the input of the predistortion circuit 91 to the output of the main amplifier 92. ^Three Coefficient and α ^Five This is equivalent to setting both of the coefficients to zero as shown in Equations 4 and 5.
[0018]
[Expression 4]

[0019]
[Equation 5]

[0020]
In the predistortion circuit 91, it is necessary to realize characteristics satisfying the conditions of the above expressions 4 and 5, and if these conditions are satisfied, the amplifying apparatus as a whole has a third-order intermodulation ( Third-order distortion and fifth-order distortion such as IM (Intermodulation) distortion (IM3) and fifth-order intermodulation distortion (IM5) do not occur.
[0021]
However, since the characteristics of AM-AM conversion and AM-PM conversion are very complex as shown in FIGS. 11A and 11B, the ideal characteristics described above are realized and distortion is reduced. In order to realize an amplifying device having no characteristics, the characteristic of the predistortion circuit becomes a complicated function type, and it is actually very difficult to obtain the coefficient of the characteristic curve by an analog method or calculation. End up.
[0022]
Therefore, as a configuration example of an amplifying apparatus including a distortion compensation circuit adopting a predistortion system, a configuration having a configuration as shown in FIG.
In the amplifying apparatus shown in the figure, an input signal, for example, a signal in a radio frequency (RF) band is branched by the branching unit 101, and one branch signal is output to the phase circuit 107 via the delay line 102. The other branch signal is output to the amplitude detector 103.
[0023]
The amplitude detector 103 detects the instantaneous amplitude level of the other branch signal that is input, and the detection result is converted from an analog signal to a digital signal by an A / D (Analog to Digital) converter 104 to be a table for phase correction. 105a and the amplitude correction table 105b.
[0024]
In the phase correction table 105a, the phase correction data for correcting the phase is stored in the memory in association with the amplitude level, and the amplitude input from the A / D converter 104 with reference to the stored content. Phase correction data corresponding to the level detection result is read and output to a D / A (Digital to Analog) converter 106a. In the D / A converter 106a, the phase correction data input from the phase correction table 105a is converted from a digital signal to an analog signal and output to the phase circuit 107 via a low pass filter (LPF) 113a. The
[0025]
Similarly, in the amplitude correction table 105b, amplitude correction data for correcting the amplitude is stored in the memory in association with the amplitude level, and the stored content is referred to and input from the A / D converter 104. The amplitude correction data corresponding to the detected amplitude level is read and output to the D / A converter 106b. In the D / A converter 106b, the amplitude correction data input from the amplitude correction table 105b is converted from a digital signal to an analog signal and output to the amplitude circuit 108 via the low-pass filter (LPF) 113a.
[0026]
One branch signal output from the branch unit 101 to the delay line 102 includes the amplitude detector 103, the A / D converter 104, the phase correction table 105a, the amplitude correction table 105b, and two D signals. The phase correction data signal and the amplitude correction data signal corresponding to the amplitude level of the other branch signal (corresponding to the one branch signal) are converted into the phase circuit 107 by the processing system comprising the / A converters 106a and 106b. Or delayed by the delay line 102 so as to be synchronized with the timing inputted to the amplitude circuit 108.
[0027]
Due to such a delay, one of the branch signals input to the phase circuit 107 is given phase distortion based on phase correction data corresponding to the amplitude level of the one branch signal in the phase circuit 107, and the amplitude circuit 108. Is output. Similarly, due to such a delay, one branch signal input to the amplitude circuit 108 is given an amplitude distortion based on amplitude correction data corresponding to the amplitude level of the one branch signal in the amplitude circuit 108. Output to the main amplifier 109.
[0028]
Here, as the phase distortion or amplitude distortion given to one branch signal, distortion that can cancel out the phase distortion or amplitude distortion generated in the main amplifier 109 is generated. That is, as shown in FIGS. 11A and 11B, the inverse characteristics of the main amplifier 109 correspond to the occurrence of AM-AM conversion or AM-PM conversion according to the input level. The phase correction data and the amplitude correction data that can provide the above are set in the tables 105a and 105b, thereby realizing ideal distortion-free as a whole of the amplifying apparatus.
[0029]
That is, the signal output from the amplitude circuit 108 is amplified by the main amplifier 109, and at this time, the phase distortion and amplitude distortion generated in the main amplifier 109 are given by the phase distortion and amplitude circuit 108 given by the phase circuit 107. The main amplifier 109 outputs an amplified signal without distortion via the branching unit 110.
[0030]
Further, in the branching unit 110, a part of the amplified signal input from the main amplifier 109 is branched, and the branched signal is output to the distortion detection circuit 111.
The distortion detection circuit 111 detects distortion components remaining after distortion compensation included in the branch signal input from the branching unit 110, and outputs the detection result to the table update circuit 112.
[0031]
Based on the detection result input from the distortion detection circuit 111, the table update circuit 112 calculates phase correction data and amplitude correction data that minimize the distortion component included in the branch signal acquired by the branch unit 110, for example. Then, by outputting the calculation results to the tables 105a and 105b, the phase correction data and the amplitude correction data stored in the tables 105a and 105b are rewritten so as to have the best values. By performing the update process of the phase correction data and the amplitude complementation data using such a feedback system, an amplifying apparatus capable of operating effectively regardless of the influence of, for example, temperature change or aging change is realized.
[0032]
However, as a general characteristic of an amplifier, there is a problem that generated distortion has frequency dependency.
For ease of explanation, FIG. 13 shows an example of the main signal and distortion of the two waves output from the amplifier when two waves of the main signal of frequency f1 and the main signal of frequency f2 are input to the amplifier. The horizontal axis indicates the frequency, and the vertical axis indicates the amplitude level of the signal. Here, as distortion, a component due to intermodulation distortion or the like is shown, and lower third order distortion of frequency (2 · f1-f2) and upper third order distortion of frequency (2 · f2-f1) are shown. is there.
[0033]
As shown in the figure, when the amplitude levels of the two main signals are the same, the lower third-order distortion amplitude level Q1 and the frequency (2.f2-f1) of the frequency (2.multidot.f1-f2). ), A difference of ΔIM (= Q1−Q2) is generated between the upper third order distortion amplitude level Q2. When such a difference in ΔIM occurs, for example, even if the predistortion circuit unit of the amplifying apparatus as shown in FIG. 10 or FIG. 12 operates ideally, the same distortion compensation processing is performed for all frequencies. Therefore, there is a problem that the difference component cannot be compensated and remains in the signal after distortion compensation.
[0034]
Note that such a difference in ΔIM is caused by factors other than the factor of distortion normally generated in the amplifier. For example, for the component of normal third-order distortion generated in the amplifier, the lower frequency (2 · f1− The amplitude level of distortion is the same between f2) and the upper frequency (2.multidot.f2-f1).
[0035]
It is assumed that the difference of ΔIM is caused by factors other than AM-AM conversion and AM-PM conversion, and the third-order distortion generated in the main amplifier and the characteristics of the predistortion circuit section satisfy the condition of the above expression 3, and AM -It is assumed that distortion caused by AM conversion and AM-PM conversion is ideally corrected. At this time, the characteristic of the third-order distortion component, which is a normal distortion component, and the characteristic of the predistortion circuit unit are inverse characteristics, and even if it can be completely compensated, the ΔIM component cannot be compensated as shown in FIG. As an example, when Q1 = 1.0, Q2 = 0.8, and ΔIM = 2 dB = 0.2, the distortion components other than the normal distortion component are 0.1, and the normal distortion component Becomes {Q2 + (Q1-Q2) / 2} = 0.9. Since distortion components other than normal distortion components remain after distortion compensation, the distortion compensation amount is only | 20 Log (0.1 / 0.9) | = 19 dB. Further, when ΔIM is large, the distortion compensation amount is further deteriorated.
[0036]
By the way, in general, the distortion compensation amount in an amplifying apparatus including a distortion compensation circuit employing the feedforward method as shown in FIG. 9 can be set to 30 dB or more. With regard to the compensation amount, it can be said that the distortion compensation amount is better when the feed forward method is adopted than the predistortion method.
[0037]
There are various causes for the difference in ΔIM described above. For example, even-order distortion generated in the transistors constituting the main amplifier causes difference frequency (f2-f1) distortion, and again due to transistor distortion. There may be a factor that the input signals of the frequency f1 and the frequency f2 are modulated, and this is remarkable when the fluctuation of the drain current is large as in an AB class amplifier. As another factor, for example, when the frequency of the output component of the second harmonic wave is mixed with (f2) or (f1), such as frequency (2 · f1) or frequency (2 · f2). Is the same.
[0038]
As described above, the upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) and the distortion of the frequency (2 · f1-f2) generated when the signal of the frequency f1 and the signal of the frequency f2 are amplified by the amplifier are various. And complicated distortions are caused by overlapping each other, resulting in very complicated distortion. The upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) and the lower third-order distortion of the frequency (2 · f1-f2) A difference in amplitude and phase occurs between
[0039]
[Problems to be solved by the invention]
As shown in the above-described conventional example, the conventional amplification device with a predistortion type distortion compensation function has a problem that the upper third-order distortion and the lower third-order distortion cannot be accurately compensated simultaneously.
The present invention has been made in order to solve such a conventional problem, and an unbalance between upper third-order distortion and lower third-order distortion generated when a signal having a frequency of two or more waves is amplified by an amplifier. It is an object of the present invention to provide a distortion compensation apparatus including a distortion improvement circuit that can be improved.
[0040]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, in the distortion compensation apparatus according to the present invention, the third-order distortion in the upper frequency band and the third-order distortion in the lower frequency band generated by an amplifier that amplifies a signal composed of a plurality of frequency components are unbalanced. When there is a balance, distortion correction is performed by generating sidebands in the upper frequency band or lower frequency band by applying amplitude modulation and phase modulation to the signal amplified by the amplifier by means of the band measurement wave generation means. And the unbalance difference between the third-order distortion in the upper frequency band and the third-order distortion in the lower frequency band generated in the amplifier is reduced.
[0041]
In the distortion compensation apparatus according to the present invention, as a preferred embodiment, in the amplitude modulation means for performing amplitude modulation, the control signal output means outputs a control signal based on the envelope information based on the signal amplified by the amplifier, The amplitude changing means changes the amplitude of the output control signal, the phase changing means changes the phase of the control signal, and the amplitude modulation executing means is amplified by the amplifier based on the control signal whose amplitude and phase are changed. A sideband is generated for the signal by amplitude modulating the signal.
[0042]
Moreover, in the distortion compensation apparatus according to the present invention, as a preferable example, in the phase modulation unit that performs phase modulation, the control signal output unit outputs a control signal based on the envelope information based on the signal amplified by the amplifier, The amplitude changing means changes the amplitude of the output control signal, the phase changing means changes the phase of the control signal, and the phase modulation executing means is amplified by the amplifier based on the control signal whose amplitude and phase are changed. By side-modulating the signal, a sideband is generated for the signal.
[0043]
Moreover, in the distortion compensation apparatus according to the present invention, as a preferred embodiment, the distortion level detection means detects the third-order distortion level in the upper frequency band and the third-order distortion level in the lower frequency band included in the signal after distortion compensation. Detect and adjust the sideband generated by amplitude modulation and phase modulation so that the difference between the third-order distortion level of the upper frequency band detected by the sideband adjustment means and the third-order distortion level of the lower frequency band becomes small To do.
[0044]
The distortion compensation apparatus as described above is suitable for use in an amplification apparatus that performs distortion compensation using, for example, a predistortion method.
The amplifying apparatus using the predistortion system according to the present invention includes a distortion compensator having the sideband generation means as described above, and the third order distortion and lower side of the upper frequency band that cannot be compensated only by the predistortion system. Imbalance with the third-order distortion in the frequency band is improved by the distortion compensator.
[0045]
Further, in the predistortion system amplifying device according to the present invention, the distortion level detection means for detecting the level of the third order distortion in the upper frequency band and the level of the third order distortion in the lower frequency band included in the signal after distortion compensation. Sideband wave adjusting means for adjusting sideband waves generated by amplitude modulation and phase modulation so that the difference between the third order distortion level of the detected upper frequency band and the third order distortion level of the lower frequency band becomes small. By adding to the distortion compensator, it is possible to control so that the difference between the third-order distortion level in the upper frequency band and the third-order distortion level in the lower frequency band becomes small.
[0046]
Hereinafter, the present invention will be described more specifically.
In the circuit for improving the upper and lower third-order distortion imbalance according to an example of the present invention, when the signal of the frequency f1 and the signal of the frequency f2 are amplified by an amplifier, the upper third-order distortion of the frequency (2 · f2−f1) and the frequency (2 · When the lower third-order distortion of f1-f2) occurs, the distortion generated in the amplifier is compensated as follows.
That is, the sideband generation means performs amplitude modulation (AM) and phase modulation (PM) on the signal amplified by the amplifier, and frequency (2 · f2-f1) and frequency (2 · f1-f2) The sideband wave is generated at any one of the frequencies, and the distortion generated in the amplifier is compensated using the sideband wave of the one frequency generated by the sideband wave generation means.
[0047]
Therefore, distortion compensation can be performed using the sideband generated at one of the frequency (2 · f2-f1) and the frequency (2 · f1-f2). Even if 13 ΔIM components remain after distortion compensation, the ΔIM component can be compensated by applying the present invention.
[0048]
Here, the signal amplified by the amplifier may be various, and for example, a W-CDMA signal, a multicarrier signal, or the like is used.
Various amplifiers may be used. For example, a single amplifier may be used, or a plurality of amplifiers may be used in combination.
In addition, it is ideal that the distortion compensation accuracy ideally cancels the distortion generated in the amplifier to zero, but distortion compensation with various precisions may be performed as long as it is practically effective. .
[0049]
Further, a signal amplified by an amplifier that is a signal to be amplitude modulated or a signal amplified by an amplifier that is a signal to be phase modulated is not limited to the signal before being amplified by the amplifier, for example, A signal after being amplified by an amplifier may be used.
[0050]
Further, the order of amplitude modulation and phase modulation performed on the signal may be arbitrary. For example, phase modulation may be performed after amplitude modulation, and amplitude modulation is performed after phase modulation. Also good.
Further, as a mode for compensating for distortion using a sideband generated by the sideband generating unit, for example, a mode for compensating for distortion using a sideband generated by another unit may be used.
[0051]
Further, the signal amplified by the amplifier may be, for example, only the signal of the frequency f1 and the signal of the frequency f2, or includes a signal of another frequency together with the signal of the frequency f1 and the signal of the frequency f2. May be.
[0052]
In addition, as described later, for example, a signal including both a signal of frequency f1 and a signal of frequency f2 may be used as a signal amplified by an amplifier subjected to amplitude modulation or phase modulation. A signal including the signal of f1 and not including the signal of frequency f2 may be used. For example, a signal including the signal of frequency f2 and not including the signal of frequency f1 may be used. The fact that the signal of the frequency f1 or the signal of the frequency f2 is not included here means that the influence of the signal of the frequency f1 or the signal of the frequency f2 can be effectively reduced practically. Or a signal having the frequency f2 is also included.
[0053]
In addition, as a mode of generating distortion at one of the frequency (2 · f2-f1) and the frequency (2 · f1-f2), a sideband is generated at one frequency and the other frequency is set. It is preferable to use an aspect that does not generate a sideband wave. However, for example, an aspect in which a sideband wave is generated at the other frequency may be used as long as distortion can be effectively compensated practically.
[0054]
Moreover, the distortion of the frequency (2 · f2−f1) and the distortion of the frequency (2 · f1−f2) generated in the amplifier are, for example, two distortions having a difference of ΔIM shown in FIG. Such that one or both of the phase and the amplitude are different from each other.
[0055]
Further, in the distortion compensation apparatus according to the present invention, as an example, the sideband generation means is configured using amplitude modulation means and phase modulation means, and compensates for distortion generated by the amplifier as follows.
That is, in the sideband generation means, the amplitude modulation means amplitude-modulates the signal amplified by the amplifier using the frequency (f2-f1) control signal, and the frequency (2 · f2-f1) and the frequency (2 · f1- f2) generates a sideband having an amplitude A at one frequency and having a phase + θ, and a sideband having an amplitude A at the other frequency and having a phase −θ. The signal amplified by the above is phase-modulated using a control signal having a frequency (f2−f1) to generate a sideband having an amplitude A at one frequency and a phase + θ, and an amplitude A at the other frequency. And a sideband having a phase (−θ + π). Then, using the sideband of the one frequency having the amplitude (2 · A) which is the sum of the sideband generated by the amplitude modulator and the sideband generated by the phase modulator and having the phase + θ. Compensates for distortion generated in the amplifier.
[0056]
Therefore, by using the sideband of the one frequency having the amplitude (2 · A) which is the sum of the sideband generated by the amplitude modulator and the sideband generated by the phase modulator and having the phase + θ. By compensating for distortion generated in the amplifier, for example, one of the frequency (2.multidot.f2-f1) and the frequency (2.multidot.f1-f2) has a sideband by the amplitude modulation means and a sideband by the phase modulation means. The summation result with the wave is non-zero (non-zero value) and the summation result is used for distortion compensation, while the summation result can be zero for the other frequency, which improves the predistortion of the conventional example. It is possible to realize a distortion compensation circuit that can improve the ΔIM component of FIG.
[0057]
Note that setting the summation result to zero here includes, for example, a case where the summation result is reduced to an extent that is practically effective.
Further, in the present invention, when the present invention is applied to the upper third-order distortion compensation at the frequency (2 · f2-f1), the summation result at the frequency (2 · f2-f1) is set to non-zero for distortion compensation. On the other hand, when the present invention is applied to the lower third-order distortion compensation at the frequency (2 · f1-f2), the summation result at the frequency (2 · f1-f2) is set to non-zero and used for distortion compensation.
[0058]
Further, in the distortion compensation circuit according to the present invention, as another example, the sideband generation means uses one of the signal of frequency f1 and the signal of frequency f2 as a control signal of frequency (f2-f1). Then, amplitude modulation and phase modulation are performed to generate a sideband at one of the frequency (2 · f2-f1) and the frequency (2 · f1-f2).
[0059]
Therefore, for example, for any one of the frequency (2 · f2−f1) and the frequency (2 · f1−f2), the sideband generated by the sideband generation means is set to non-zero (non-zero value) and the distortion is reduced. For the other frequency used for distortion compensation, the sideband generated by the sideband generation means can be made zero (that is, no sideband is generated), so that, for example, the predistortion circuit of the conventional example and the present invention can be used. By using these in combination, it is possible to realize distortion compensation with higher accuracy than in the case where the conventional predistortion circuit is used alone.
[0060]
Note that setting the sideband generated by the sideband generation means to zero here includes a case where the sideband is reduced to an extent that is practically effective.
In addition, amplitude modulation and phase modulation of one of the signals of the frequency f1 and the frequency f2 is performed by, for example, converting a signal of the one frequency from a signal including the signal of the frequency f1 and the signal of the frequency f2 into a bandpass filter or the like. A configuration in which the extraction result is amplitude-modulated and phase-modulated, or a signal of the other frequency is removed from a signal including a signal of frequency f1 and a signal of frequency f2 by a filter such as a band rejection filter. Thus, the removal result can be realized by using a configuration in which amplitude modulation and phase modulation are performed.
[0061]
In addition, the distortion compensation apparatus according to the present invention further includes a circuit similar to the conventional predistortion circuit as shown in FIG. 12, for example, and compensates for distortion generated in the amplifier as follows.
That is, for example, even if distortion compensation is performed by a conventional predistortion circuit (including a similar circuit), the ΔIM component of FIG. 13 remains as described above. Therefore, by using the sideband generation circuit of the present invention in combination, the distortion generated in the amplifier is compensated by using the sideband generated by the conventional predistortion and the sideband generated by the sideband generation means of the present invention. .
[0062]
Therefore, by generating the sideband in the ΔIM component remaining at either the frequency (2 · f2-f1) or the frequency (2 · f1-f2) according to the present invention only at the frequency where ΔIM remains, As a whole, the influence of both the upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) and the lower third-order distortion of the frequency (2 · f1-f2) generated in the amplifier is reduced. Therefore, distortion compensation can be performed with high accuracy.
[0063]
Here, as a mode for compensating the distortion generated in the amplifier, for example, the upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) generated in the amplifier and the lower third-order distortion of the frequency (2 · f1-f2) It is preferable to use an aspect that cancels both to zero, but the present invention is not limited to this, and other aspects may be used. As an example of the preferred embodiment mentioned here, for example, the upper third-order distortion of the frequency (2 · f2−f1) generated in the amplifier using the sideband generated by the conventional predistortion circuit and the frequency (2 · f1− f2) Compensate one part and all of the other of the lower third-order distortion, and compensate the remaining part of the one generated in the amplifier by using the sideband generated by the sideband generating means. Embodiments can be used.
[0064]
In the following, the principle of the present invention will be described.
First, referring to FIG. 4, an example of how to cancel (cancel) distortion generated in an amplifier will be described. In the following, the upper direction of the vertical axis shown in the figure is the reference direction of the phase, and the phase of the reference direction is zero.
FIG. 2A shows an example of the two-wave signal and the IM distortion spectrum that are output when the two waves of the frequency f1 signal and the frequency f2 signal are amplified by the amplifier. The axis indicates the frequency, and the vertical axis indicates the signal level. Here, in FIG. 9A, third-order IM distortion occurs at the frequency (2 · f1-f2) and the frequency (2 · f2-f1). Further, it is assumed that the frequency f1 signal and the frequency f2 signal have the same amplitude.
[0065]
In FIG. 7B, the third-order IM distortion of the frequency (2 · f1-f2) shown in FIG. 5A is shown as a vector a1, and the third-order IM distortion of the frequency (2 · f2-f1) is shown. As a vector a2, and as shown in FIG. 5B, the distortion component of the frequency (2.multidot.f1-f2) is subjected to the phase rotation of + .theta.1 in the clockwise direction, and the frequency (2.multidot.f2-f1). The distortion component is subjected to a phase rotation of + θ2 in the clockwise direction.
As described above, the third-order IM distortion of the frequency (2 · f1-f2) and the third-order IM distortion of the frequency (2 · f2-f1) are usually shown in FIG. As shown, they are asymmetric with each other.
[0066]
As for the above phase rotation, for example, “Transfer Characteristic of IM3 Relative Phase for a GaAs FET Amplifier”, Suematsu, Iyama, Ishida, IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL.45, NO.12, DECEMBER 1997 ".
[0067]
Furthermore, in consideration of the fact that distortion occurs due to factors other than the frequency characteristics as described above (hereinafter referred to as the third factor), it is shown in FIG. As shown, the distortion represented by the vector b1 is added to the lower third-order distortion of the frequency (2 · f1-f2), and the distortion expressed by the vector b2 is added to the upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1). To be added distortion. Here, in FIG. 9C, the result of adding the vector a1 and the vector b1 is shown as a combined vector c1 = a1 + b1, and the result of adding the vector a2 and the vector b2 is shown as a combined vector c2 = a2 + b2. is there. Further, as shown in FIG. 5C, the lower third-order distortion of the frequency (2.multidot.f1-f2) represented by the vector c1 is rotated in phase clockwise by + .theta.3, and is represented by the vector c2. The upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) is rotated in phase clockwise by + θ4.
[0068]
Here, for example, when ideal distortion compensation is performed on the distortion shown in FIG. 12C by the distortion compensation circuit as shown in FIG. 12, the frequency (2.multidot.f1) is obtained by the distortion compensation circuit. -F2) When canceling the lower third-order distortion to zero, in the distortion compensation circuit, the frequency (2 · f1-f2) and the frequency (2 · f2) as shown by the dotted line in FIG. A lower band represented by the vector −c1 is generated in both −f1).
[0069]
Then, in this case, as shown in (d) and (e) in the figure, the lower-order third-order distortion generated in the amplifier (2 · f1-f2) is canceled out to zero, while in the amplifier, The upper third-order distortion of the generated frequency (2 · f2-f1) is not canceled out to zero and a distortion component corresponding to the vector d = c2-c1 remains. This is because, as described above, there are the frequency characteristics as described above and the third factor. For example, in the conventional distortion compensation circuit as shown in FIG. Distortion) cannot be compensated. As shown in FIGS. 4D and 4E, the residual distortion of the frequency (2 · f2−f1) represented by the vector d is rotated in phase clockwise by + θ5.
[0070]
Further, as shown in FIG. 5F, the residual distortion of the frequency (2 · f1-f2) is a component represented by a vector e = (d / 2) indicated by a solid line and a vector −e = − indicated by a dotted line. The residual distortion of the frequency (2 · f2-f1) can be decomposed into a component represented by (d / 2), and the component represented by a vector e = (d / 2) indicated by a solid line and a dotted line It can be decomposed | disassembled into the component represented by vector e = (d / 2) shown by these.
[0071]
That is, the residual distortion of the frequency (2 · f1−f2) and the frequency (2 · f2−f1) is the component and frequency (2) represented by the vector e indicated by the solid line at the position of the frequency (2 · f1−f2). An amplitude modulation component (AM component) composed of a component represented by a vector e indicated by a solid line at a position of f2-f1) and a vector -e indicated by a dotted line at a position of a frequency (2 · f1-f2) And a phase modulation component (PM component) composed of a component represented by a vector e indicated by a dotted line at the position of the component and the frequency (2 · f2-f1).
[0072]
And this shows that residual distortion due to the above-mentioned frequency characteristics and third factors can be canceled to zero by using both amplitude modulation and phase modulation in combination, Specifically, as an example, it is generated by an amplifier using a device in which an amplitude modulator (AM modulator) and a phase modulator (PM modulator) are added to the distortion compensation device as shown in FIG. Both the lower third-order distortion of the frequency (2 · f1-f2) and the upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) can be accurately compensated.
[0073]
Next, an example of a method for generating the amplitude modulation component indicated by the solid line in FIG. 4F and the phase modulation component indicated by the dotted line in FIG.
First, an example of amplitude modulation is shown.
FIG. 5A shows a configuration example in which the carrier signal cos (ωc · t) is amplitude-modulated by the amplitude modulator 61 using the control signal cos (ωa · t) and the modulation index δ. The amplitude-modulated signal x is expressed by Equation 6. Note that t represents time, ωa represents the angular frequency of amplitude modulation, and ωc represents the angular frequency of the carrier signal.
[0074]
[Formula 6]

[0075]
In FIG. 5B, the control signal cos (ωa · t) is delayed by the time τ by the delay circuit 62, and the delayed control signal cos {ωa · (t + τ)} and the modulation index δ are used. A configuration example in which the carrier signal cos (ωc · t) is amplitude-modulated by the amplitude modulator 63 is shown. In this case, the amplitude-modulated signal x ′ is expressed as shown in Expression 7.
[0076]
[Expression 7]

[0077]
In the amplitude modulation results x and x ′ shown in Equation 6 and Equation 7, the signal component of the angular frequency ωc represented by the first term on the rightmost side corresponds to the component of the main signal, and the rightmost side The signal component of the angular frequency (ωc + ωa) represented by the second term of FIG. 2 corresponds to the sideband of the upper frequency band, and the signal component of the angular frequency (ωc−ωa) represented by the third term on the rightmost side is Corresponds to the sideband of the lower frequency band. Here, these two sidebands correspond to intermodulation (IM) distortion generated by amplifying the main signal by an amplifier, for example.
[0078]
In FIG. 7A, only the sidebands included in the amplitude modulation results x and x ′ shown in the above formula 6 and the formula 7 are displayed as vectors. Specifically, the control signal cos (ωa The sideband wave of the angular frequency (ωc−ωa) included in the amplitude modulation result x and the sideband wave of the angular frequency (ωc + ωa) included in the amplitude modulation result x when t) is not delayed are indicated by a vector f. Yes, the sideband of the angular frequency (ωc−ωa) included in the amplitude modulation result x ′ when the control signal cos (ωa · t) is delayed is indicated by a vector g1, and the control signal cos (ωa · t ) Is delayed, the sideband of the angular frequency (ωc + ωa) included in the amplitude modulation result x ′ is indicated by a vector g2.
[0079]
As shown in FIG. 5A, when the control signal cos (ωa · t) is delayed as compared with the case where the control signal cos (ωa · t) is not delayed, the angular vibration on the low frequency side is reduced. The sideband wave g1 of number (ωc−ωa) rotates in phase clockwise by −θ = − (ωa · τ) from the vector f, and the sideband wave g2 of angular frequency (ωc + ωa) on the high frequency side is derived from the vector f. The phase is rotated clockwise by + θ = + (ωa · τ). Then, the phase of the sideband wave g1 having the angular frequency (ωc−ωa) is −θ, and the phase of the sideband wave g2 having the angular frequency (ωc + ωa) is + θ.
[0080]
Next, an example of phase modulation is shown.
FIG. 6A shows a configuration example in which the carrier signal cos (ωc · t) is phase-modulated by the phase modulator 71 using the control signal sin (ωa · t) and the modulation index φ. The phase-modulated signal y is expressed as in Equation 8. Note that t represents time, ωa represents the phase modulation angular frequency, and ωc represents the carrier signal angular frequency.
[0081]
[Equation 8]

[0082]
Further, although the above equation 8 is normally developed using a generally known Bessel function, for example, when the modulation index φ is small, it can be simplified approximately as shown in equation 9.
[0083]
[Equation 9]

[0084]
Further, in FIG. 6B, the control signal sin (ωa · t) is delayed by the time τ by the delay circuit 72 and the delayed control signal sin {ωa · (t + τ)} and the modulation index φ are used. A configuration example in which the carrier signal cos (ωc · t) is phase-modulated by the phase modulator 73 is shown. In this case, the phase-modulated signal y ′ is expressed as in Expression 10. As in the case of Equation 9 above, Equation 10 approximates that the modulation index φ is small, for example.
[0085]
[Expression 10]

[0086]
In the phase modulation results y and y ′ shown in Equation 9 and Equation 10, the signal component of the angular frequency ωc represented by the first term on the rightmost side corresponds to the component of the main signal, and the rightmost side The signal component of the angular frequency (ωc + ωa) represented by the second term of FIG. 2 corresponds to the sideband of the upper frequency band, and the signal component of the angular frequency (ωc−ωa) represented by the third term on the rightmost side is Corresponds to the sideband of the lower frequency band. Here, these two sidebands correspond to intermodulation (IM) distortion generated when the main signal is amplified by an amplifier, for example.
[0087]
In FIG. 7B, only the sidebands included in the phase modulation results y and y ′ shown in the above equations 9 and 10 are displayed as vectors. Specifically, the control signal sin (ωa The sideband of the angular frequency (ωc−ωa) included in the phase modulation result y when the t) is not delayed is indicated by the vector −h, and the phase modulation when the control signal sin (ωa · t) is not delayed A sideband wave of the angular frequency (ωc + ωa) included in the result y is indicated by a vector + h, and the angular frequency (ωc−−) included in the phase modulation result y ′ when the control signal sin (ωa · t) is delayed. The sideband wave of ωa) is indicated by the vector k1, and the sideband signal component of the angular frequency (ωc + ωa) included in the amplitude modulation result y ′ when the control signal sin (ωa · t) is delayed is indicated by the vector k2. It is shown. The vector -h corresponds to the vector + h obtained by rotating the phase by 180 degrees (= π).
[0088]
As shown in FIG. 5B, when the control signal sin (ωa · t) is delayed as compared with the case where the control signal sin (ωa · t) is not delayed, the angular vibration on the low frequency side is reduced. The sideband wave k1 of the number (ωc−ωa) rotates in phase clockwise by −θ = − (ωa · τ) from the vector −h, and the sideband wave k2 of the angular frequency (ωc + ωa) on the high frequency side becomes the vector + h. Rotate the phase clockwise by + θ = + (ωa · τ). Then, the phase of the sideband wave k1 of the angular frequency (ωc−ωa) becomes (−θ + π), and the phase of the sideband wave k2 of the angular frequency (ωc + ωa) becomes + θ.
[0089]
Next, consider that both the amplitude modulation as described above and the phase modulation as described above are performed on the carrier signal cos (ωc · t).
As a first example, the sideband generated in the carrier signal cos (ωc · t) by the combination of amplitude modulation and phase modulation is, for example, the sideband included in the amplitude modulation result x ′ shown in Equation 7 above and the above equation. The sum z of the sidebands included in the phase modulation result y ′ shown in FIG. 10 is z ′, and the sum result z ′ is expressed by Equation 11.
[0090]
[Expression 11]

[0091]
Based on Equation 11 above, a case is considered in which a frequency f1 signal and a frequency f2 signal are amplitude-modulated and phase-modulated using a frequency (f2-f1) control signal. In this case, the sideband wave z′1 included in the result of amplitude modulation and phase modulation of the signal of frequency f1 is expressed by Equation 12, and the sideband wave z′2 included in the result of amplitude modulation and phase modulation of the signal of frequency f2 Is shown in Equation 13. Here, the angular frequency corresponding to the frequency f1 is represented by ω1, and the angular frequency corresponding to the frequency f2 is represented by ω2. In this case, ωc = ω1 or ωc = ω2, and ωa = (ω2−ω1).
[0092]
[Expression 12]

[0093]
[Formula 13]

[0094]
If the modulation index δ of amplitude modulation is equal to the modulation index φ of phase modulation, Expression 12 is expressed as Expression 14 and Expression 13 is expressed as Expression 15. Note that η = δ = φ.
[0095]
[Expression 14]

[0096]
[Expression 15]

[0097]
In the above formulas 14 and 15, with respect to the frequency (2 · f1-f2) and the frequency (2 · f2-f1), the frequency (2 · f2-f1) corresponding to the angular frequency (2 · ω2-ω1). Can be generated only by controlling the modulation index η = δ = φ, and the amplitude of the sideband signal component can be controlled by controlling the delay time τ of the control signal. The phase of the wave can be controlled. Note that the amplitude of the signal component of the frequency f2 corresponding to the angular frequency ω2 represented by the right side of the equation 14 is smaller than that of the main signal of the frequency f2, for example, when the modulation index η is small. The effect is very small and can be ignored.
[0098]
Next, referring to FIG. 8, based on the principle described above, distortion for canceling the residual distortion d as shown in FIGS. 4E and 4F (distortion for cancellation). An example of a state of generating is shown.
In FIG. 8A, the residual distortion corresponding to the vector d generated at the frequency (2.multidot.f2-f1) as the residual distortion similar to that shown in FIG. 4E and FIG. In addition, a distortion corresponding to the vector −d that can cancel the residual distortion d is indicated by a dotted line. The vector d is rotated in phase by θ5 in the clockwise direction, and the vector −d is rotated in phase by −θ6 = − (π−θ5) in the clockwise direction. In FIG. 8A, no residual distortion occurs in the frequency (2 · f1-f2).
[0099]
The sideband wave z′a (f1, f2) included in the result of amplitude modulation of the signal of frequency f1 and the signal of frequency f2 is the sideband wave z ′ included in the amplitude modulation result in the case where ωc = ω1 in Expression 7 above. This is expressed as the sum of a (f1) and the sideband wave z′a (f2) included in the amplitude modulation result when ωc = ω2 in Expression 7 above, and is expressed as Expression 16.
[0100]
[Expression 16]

[0101]
Further, the signal component of the frequency (2.multidot.f1-f2) and the signal component of the frequency (2.multidot.f2-f1) included in the sideband wave z'a (f1, f2) by the amplitude modulation shown in the above equation 16 are extracted. The signal component z′ad (f1, f2) is expressed as in Expression 17.
[0102]
[Expression 17]

[0103]
FIG. 8B shows an example of a sideband wave by amplitude modulation represented by the above equation 17, and the sideband wave represented by the first term on the right side of the above equation 17 has a frequency (2 · f1-f2). Corresponds to the sideband wave represented by the vector m1, and the sideband wave represented by the second term on the right side of the equation 17 is the sideband wave represented by the vector m2 generated at the frequency (2 · f2-f1). It corresponds to. Here, the modulation index δ of amplitude modulation is adjusted so that, for example, δ = | d |, and in this case, the length | m1 | of the vector m1 and the length | m2 | of the vector m2 are the length of the vector d. | D | is half of the depth | d |, that is, | m1 | = | m2 | = | d / 2 |. Further, the delay time τ given to the amplitude modulation control signal cos (ωa · t) is adjusted to be, for example, (ω2−ω1) · τ = −θ6.
[0104]
Further, the sideband wave z′p (f1, f2) included in the result of phase modulation of the signal of frequency f1 and the signal of frequency f2 is the sideband wave included in the phase modulation result when ωc = ω1 in Expression 10 above. This is expressed as the sum of z′p (f1) and the sideband wave z′p (f2) included in the phase modulation result when ωc = ω2 in Equation 10 above, and is expressed as Equation 18.
[0105]
[Formula 18]

[0106]
Further, the signal component of the frequency (2.multidot.f1-f2) and the signal component of the frequency (2.multidot.f2-f1) included in the sideband z'p (f1, f2) by the phase modulation shown in the above equation 18 are extracted. The signal component z′pd (f 1, f 2) is expressed as in Equation 19.
[0107]
[Equation 19]

[0108]
In FIG. 8C, an example of the sideband wave by the phase modulation represented by the equation 19 is shown by a dotted line, and the sideband wave represented by the first term on the right side of the equation 19 has a frequency (2.multidot.f1- This corresponds to the sideband wave represented by the vector n1 generated in f2), and the sideband wave represented by the second term on the right side of the equation 19 is represented by the vector n2 generated in the frequency (2 · f2-f1). It corresponds to a sideband. Here, the modulation index φ of the phase modulation is adjusted so that, for example, φ = | d |. In this case, the length | n1 | of the vector n1 and the length | n2 | of the vector n2 are the length of the vector d. Is | 1/2 |, that is, | n1 | = | n2 | = | d / 2 |. Further, the delay time τ given to the phase modulation control signal sin (ωa · t) is adjusted so that, for example, (ω2−ω1) · τ = −θ6.
[0109]
Further, as a result of summing the distortion caused by the amplitude modulation shown in the above equation 17 and the distortion caused by the phase modulation shown in the above equation 19, z′apd (f1, f2) is expressed by the following equation 20.
[0110]
[Expression 20]

[0111]
FIG. 8 (d) shows an example of the result of summing the sideband wave by amplitude modulation shown in FIG. 8 (b) and the sideband wave by phase modulation shown in FIG. 8 (c). Corresponds to the total result z′apd (f1, f2) expressed by the above equation 20. That is, at the frequency (2 · f1−f2), the vectors m1 and n1 having the same length and opposite phases are added, and the addition result becomes a zero vector (m1 + n1 = 0), and the frequency (2 · f2−f1) Then, the vector m2 and the vector n2 having the same length and the same phase are added, and the addition result becomes equal to the vector −d shown in FIG. 5A (m2 + n2 = −d).
[0112]
Here, in the first example, the control signal δ · cos {(ω2−ω1) · (t + τ)} used in amplitude modulation and the control signal φ · sin {(ω2−ω1) · (t + τ) used in phase modulation. )} Corresponds to the frequency (f2-f1) control signal in the present invention.
In the first example, the frequency (2 · f2-f1) corresponds to one frequency according to the present invention, and the sideband generation means generates a sideband at that frequency. In the first example, the frequency (2 · f1-f2) corresponds to the other frequency in the present invention, and the sideband generation means does not generate a sideband at the frequency, for example.
[0113]
In the first example, the sideband of the frequency (2.multidot.f2-f1) represented by the second term on the first right side of the equation 20 is generated by the amplitude modulation according to the present invention. A = η / 2 and a sideband wave having a phase + θ = (ω2−ω1) · τ, and a sideband wave having a frequency (2 · f1−f2) represented by the first term on the first right side of the equation 20 This corresponds to a sideband having an amplitude A = η / 2 generated by amplitude modulation according to the present invention and a phase −θ = − (ω2−ω1) · τ.
[0114]
In the first example, the sideband of the frequency (2.multidot.f2-f1) represented by the fourth term on the first right side of the above equation 20 is generated by the amplitude modulation A = η / 2 and a sideband wave having the phase + θ = (ω2−ω1) · τ, and a sideband wave having a frequency (2 · f1−f2) represented by the third term on the first right side of Equation 20 above. This corresponds to a sideband having an amplitude A = η / 2 generated by phase modulation according to the present invention and a phase (−θ + π) = {− (ω2−ω1) · τ + π}.
[0115]
In the first example, the sideband of the frequency (2 · f2−f1) represented by the rightmost side of Equation 20 has the amplitude (2 · A) = η referred to in the present invention and the phase + θ = ( This corresponds to a sideband having ω2−ω1) · τ.
[0116]
In addition to the configuration in which both the frequency f1 signal and the frequency f2 signal are amplitude-modulated and phase-modulated, for example, the frequency f2 signal is amplitude-modulated and phase-modulated using a frequency (f2-f1) control signal. Depending on the configuration, it is possible to generate a sideband wave at the frequency (2 · f2−f1) and not generate a sideband wave at the frequency (2 · f1−f2), as represented by the above formula 15.
[0117]
Next, as a second example, for example, the phase modulation control signal sin (ωa) is set so that the phase modulation result y ′ shown in the above equation 10 is opposite to the amplitude modulation result x ′ shown in the above equation 7. If the delay time of t) is (τ + π / ωa), the sideband generated in the carrier signal cos (ωc · t) by the combination of amplitude modulation and phase modulation is, for example, the amplitude modulation result x shown in the above equation 7 The sideband wave included in 'and the sideband wave included in the phase modulation result y' shown in Equation 10 above are summed in the opposite phase, resulting in z ″. The summation result z ″ is given by Equation 21.
[0118]
[Expression 21]

[0119]
Based on Equation 21 above, consider a case where the frequency f1 signal and the frequency f2 signal are amplitude-modulated and phase-modulated using the frequency (f2-f1) control signal. In this case, the sideband wave z ″ 1 included in the result of amplitude modulation and phase modulation of the signal of frequency f1 is expressed by Equation 22, and the sideband wave z ′ included in the result of amplitude modulation and phase modulation of the signal of frequency f2 '2 is represented by Equation 23. Here, the angular frequency corresponding to the frequency f1 is represented by ω1, and the angular frequency corresponding to the frequency f2 is represented by ω2. In this case, ωc = ω1 or ωc = ω2, and ωa = (ω2−ω1).
[0120]
[Expression 22]

[0121]
[Expression 23]

[0122]
If the modulation index δ of amplitude modulation is equal to the modulation index φ of phase modulation, Expression 22 is expressed as Expression 24 and Expression 23 is expressed as Expression 25. Note that η = δ = φ.
[0123]
[Expression 24]

[0124]
[Expression 25]

[0125]
In Equation 24 and Equation 25 above, with respect to the frequency (2 · f1-f2) and the frequency (2 · f2-f1), the frequency (2 · f1-f2) corresponding to the angular frequency (2 · ω1-ω2). Can be generated, the amplitude of the sideband can be controlled by controlling the modulation index η = δ = φ, and the delay time τ, (τ + π / ωa) of the control signal is controlled. Thus, the phase of the sideband can be controlled. Note that the amplitude of the signal component of the frequency f1 corresponding to the angular frequency ω1 represented by the right side of the equation 25 is smaller than that of the main signal of the frequency f1, for example, when the modulation index η is small. The effect is very small and can be ignored.
[0126]
Next, an example of a state of generating a sideband for canceling the residual distortion d ′ generated at the frequency (2 · f1−f2) based on the above principle will be described.
In the second example, schematically, for example, the state and frequency (2) in the frequency (2 · f1-f2) in FIGS. 8A to 8D shown in the first example described above. -It looks like the state in f2-f1) is interchanged with each other.
[0127]
In the second example, for the residual distortion corresponding to the vector d ′ generated at the frequency (2 · f1-f2), a sideband wave corresponding to the vector −d ′ that can cancel the residual distortion d ′ is generated. Just do it. The vector d ′ is rotated in phase by θ′5 in the clockwise direction, and the vector −d ′ is rotated in phase by θ′6 = − (π−θ′5) in the clockwise direction. Further, no residual distortion occurs in the frequency (2 · f2-f1).
[0128]
The sideband wave z ″ a (f1, f2) included in the result of amplitude modulation of the signal of frequency f1 and the signal of frequency f2 is the sideband wave z included in the amplitude modulation result when ωc = ω1 in Expression 7 above. It is represented by the sum of ″ a (f1) and the sideband wave z ″ a (f2) included in the amplitude modulation result when ωc = ω2 in Expression 7 above, and is expressed as Expression 26.
[0129]
[Equation 26]

[0130]
Further, the signal component of the frequency (2 · f1−f2) and the signal component of the frequency (2 · f2−f1) included in the sideband wave z ″ a (f1, f2) by the amplitude modulation shown in the above equation 26 are extracted. The signal component z ″ ad (f1, f2) is expressed as shown in Equation 27.
[0131]
[Expression 27]

[0132]
Here, the sideband wave represented by the first term on the right side of the equation 27 corresponds to the sideband wave represented by the vector m′1 generated at the frequency (2 · f1-f2), and the right side of the equation 27 The sideband wave represented by the second term corresponds to the sideband wave represented by the vector m′2 generated at the frequency (2 · f2-f1). Also, the modulation index δ of amplitude modulation is adjusted so that, for example, δ = | d |. In this case, the length | m′1 | of the vector m′1 and the length | m ′ of the vector m′2 2 | becomes 1/2 of the length | d ′ | of the vector d ′, that is, | m′1 | = | m′2 | = | d ′ / 2 |. Further, the delay time τ given to the amplitude modulation control signal cos (ωa · t) is adjusted to be, for example, (ω2−ω1) · τ = −θ′6.
[0133]
Further, the sideband wave z ″ p (f1, f2) included in the result of phase modulation of the signal of frequency f1 and the signal of frequency f2 is the sideband included in the phase modulation result when ωc = ω1 in Expression 10 above. This is expressed as the sum of the wave z ″ p (f1) and the sideband wave z ″ p (f2) included in the phase modulation result when ωc = ω2 in the above equation 10, and in the second example, the control signal Since the delay time given to sin (ωa · t) is (τ + π / ωa), it is expressed as in Expression 28.
[0134]
[Expression 28]

[0135]
Further, the signal component of the frequency (2 · f1−f2) and the signal component of the frequency (2 · f2−f1) included in the sideband wave z ″ p (f1, f2) by the phase modulation shown in the above equation 28 are extracted. The signal component z ″ pd (f 1, f 2) is expressed as in Equation 29.
[0136]
[Expression 29]

[0137]
Here, the distortion component represented by the first term on the right side of Equation 29 corresponds to the sideband wave represented by the vector n′1 generated at the frequency (2 · f1-f2). The sideband wave represented by the second term corresponds to the sideband wave represented by the vector n′2 generated at the frequency (2 · f2−f1). Further, the modulation index φ of the phase modulation is adjusted to be, for example, φ = | d |, and in this case, the length | n′1 | of the vector n′1 and the length | n ′ of the vector n′2 2 | is half the length | d '| of the vector d', that is, | n'1 | = | n'2 | = | d '/ 2 |. Further, the delay time (τ + π / ωa) given to the phase modulation control signal sin (ωa · t) is adjusted to be, for example, (ω2−ω1) · τ = −θ′6.
[0138]
Further, z ″ apd (f1, f2) as a result of summing the distortion caused by the amplitude modulation shown in the above equation 27 and the sideband wave caused by the phase modulation shown in the above equation 29 is expressed as in equation 30.
[0139]
[30]

[0140]
In this way, at the frequency (2 · f1-f2), the vectors m′1 and n′1 having the same length and the same phase are added, and the addition result becomes equal to the above-described vector −d ′ (m ′ 1 + n′1 = −d ′) and the frequency (2 · f2−f1), the vectors m′2 and the vector n′2 having the same length and the opposite phases are added, and the addition result becomes a zero vector (m '2 + n'2 = 0).
[0141]
Here, in the second example, the control signal δ · cos {(ω2−ω1) · (t + τ)} used in amplitude modulation and the control signal φ · sin [(ω2−ω1) · {t + τ + π used in phase modulation. / (Ω2-ω1)}] = (− φ) · sin {(ω2-ω1) · (t + τ)} corresponds to the control signal of the frequency (f2-f1) according to the present invention.
In the second example, the frequency (2 · f1-f2) corresponds to one frequency according to the present invention, and the sideband generation means generates a sideband at the frequency. In the second example, the frequency (2 · f2-f1) corresponds to the other frequency according to the present invention, and the sideband generation means does not generate a sideband at that frequency, for example.
[0142]
Further, in the second example, the sideband of the frequency (2.multidot.f1-f2) represented by the first term on the first right side of Equation 30 is generated by the amplitude modulation according to the present invention. A = η / 2 and corresponding to the sideband wave having the phase + θ = − (ω2−ω1) · τ, and the sideband wave of the frequency (2 · f2−f1) represented by the second term on the first right side of the above equation 30. Corresponds to a sideband having an amplitude A = η / 2 generated by amplitude modulation according to the present invention and having a phase −θ = (ω2−ω1) · τ.
[0143]
In the second example, the amplitude A = η /, which is generated by the phase modulation according to the present invention of the sideband of the frequency (2 · f1−f2) represented by the third term on the first right side of Equation 30 above. 2 and corresponding to the sideband wave having the phase + θ = − (ω2−ω1) · τ, and the sideband wave of the frequency (2 · f2−f1) represented by the fourth term on the first right side of the equation 30 above. Corresponds to a sideband having an amplitude A = η / 2 generated by phase modulation according to the present invention and a phase (−θ + π) = {(ω2−ω1) · τ + π}.
[0144]
In the second example, the distortion of the frequency (2 · f1−f2) represented by the rightmost side of the equation 30 has the amplitude (2 · A) = η referred to in the present invention and the phase + θ = − ( This corresponds to a sideband having ω2−ω1) · τ.
[0145]
In addition to the configuration in which both the frequency f1 signal and the frequency f2 signal are amplitude-modulated and phase-modulated, for example, the frequency f1 signal is amplitude-modulated and phase-modulated using a frequency (f2-f1) control signal. Depending on the configuration, it is possible to generate distortion at the frequency (2 · f1−f2) and prevent sidebands from being generated at the frequency (2 · f2−f1), as represented by the above equation 24.
[0146]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An amplifying apparatus according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 shows a configuration example of an amplifying apparatus including a distortion compensating circuit adopting a predistortion system as an example of an amplifying apparatus including a distortion compensating circuit to which the distortion compensating apparatus according to the present invention is applied.
[0147]
The amplifying apparatus shown in the figure includes a branching unit 1, a delay unit (for example, a delay line) 2, an amplitude detector 3, an A / D converter 4, a phase correction table 5a, An amplitude correction table 5b, two D / A converters 6a and 6b, two low-pass filters (LPF) 19a and 19b, a phase circuit 7 for controlling the phase of the main signal, and the amplitude of the main signal An amplitude circuit 8 for controlling, an amplitude circuit 9 for controlling amplitude modulation, a delay circuit 10 for controlling amplitude modulation, an amplitude circuit 11 for controlling phase modulation, a delay circuit 12 for controlling phase modulation, An amplitude modulator 13 for amplitude-modulating the signal, a phase modulator 14 for phase-modulating the main signal, a main amplifier 15, a branching unit 16, a distortion detection circuit 17, and a table update circuit 18 are provided.
[0148]
The configuration of the amplifying apparatus of this example includes, for example, the amplitude circuit 9 and the delay circuit 10 and the amplitude modulator 13 for performing amplitude modulation, and performs phase modulation in the configuration of the amplifying apparatus shown in FIG. Therefore, the configuration includes an amplitude circuit 11, a delay circuit 12, and a phase modulator 14.
[0149]
In the amplifying apparatus of this example, an RF band signal including, for example, a signal of frequency f1 and a signal of frequency f2 to be amplified is input to the branching unit 1.
The branch unit 1 branches the input signal into two signals, outputs one branch signal to the phase circuit 7 via the delay line 2, and outputs the other branch signal to the amplitude detector 3.
[0150]
The amplitude detector 3 detects the instantaneous amplitude level of the other branch signal input from the branching unit 1, that is, the envelope, and outputs the detection result to the A / D converter 4 and the two amplitude circuits 9 and 11. . The amplitude detector 3 only needs to be able to detect, for example, an envelope of a signal, and is not limited to a specific detection method. An LPF for removing high frequency components may be used for the output of the amplitude detector 3.
The A / D converter 4 converts the detection result of the amplitude level input from the amplitude detector 3 from an analog signal to a digital signal, and outputs the result to the phase correction table 5a and the amplitude correction table 5b.
[0151]
The phase correction table 5a stores phase correction data for correcting the phase in the memory in association with the amplitude level, and the amplitude level input from the A / D converter 4 based on the stored content. The phase correction data corresponding to the detection result is read out and output to the D / A converter 6a.
The D / A converter 6a converts the phase correction data input from the phase correction table 5a from a digital signal to an analog signal and outputs the analog signal to the low-pass filter 19b. The low-pass filter 19b outputs a signal after removing the aliasing component generated in the D / A converter 6b to the amplitude circuit 8.
[0152]
Similarly, the amplitude correction table 5b stores amplitude correction data for correcting the amplitude in the memory in association with the amplitude level, and is input from the A / D converter 4 based on the stored contents. Amplitude correction data corresponding to the detected amplitude level is read and output to the D / A converter 6b.
The D / A converter 6 b converts the amplitude correction data input from the amplitude correction table 5 b from a digital signal to an analog signal and outputs the analog signal to the amplitude circuit 8.
[0153]
One branch signal output from the branch unit 1 to the delay line 2 includes the amplitude detector 3, the A / D converter 4, the phase correction table 5a, the amplitude correction table 5b, and two D signals. / A converters 6a and 6b and two low-pass filters 19a and 19b, a phase correction data signal corresponding to the amplitude level of the other branch signal (corresponding to the one branch signal) and amplitude correction The data is delayed by the delay line 2 so as to be synchronized with the timing at which the data signal is input to the phase circuit 7 and the amplitude circuit 8.
[0154]
Due to such a delay, the phase circuit 7 gives a phase sideband wave based on the phase correction data corresponding to the amplitude level of the one branch signal to the one branch signal inputted from the delay line 2, and the amplitude circuit 8. Output to.
Similarly, due to such a delay, the amplitude circuit 8 gives an amplitude sideband wave based on the amplitude correction data corresponding to the amplitude level of the one branch signal to the one branch signal input from the phase circuit 7. Output to the amplitude modulator 13.
The phase circuit 7 is composed of a variable phase shifter, for example, and the amplitude circuit 8 is composed of a variable attenuator, for example.
[0155]
The amplitude circuit 9 acquires a signal of the frequency (f2-f1) based on the detection result input from the amplitude detector 3, adjusts the amplitude of the signal of the frequency (f2-f1), and the adjusted signal Is output to the delay circuit 10.
The delay circuit 10 delays the signal of the frequency (f2-f1) input from the amplitude circuit 9 to adjust the delay time of the signal, and outputs the adjusted signal to the control terminal of the amplitude modulator 13.
[0156]
Here, in this example, the signal output to the amplitude modulator 13 via the amplitude circuit 9 and the delay circuit 10 corresponds to the control signal of the frequency (f2-f1) used for amplitude modulation according to the present invention, The modulation index is adjusted by adjusting the amplitude of the control signal by the amplitude circuit 9, and the delay time of the control signal is adjusted by the delay circuit 10.
[0157]
Similarly, the amplitude circuit 11 acquires a signal of the frequency (f2-f1) based on the detection result input from the amplitude detector 3, adjusts the amplitude of the signal of the frequency (f2-f1), and performs the adjustment. The later signal is output to the delay circuit 12.
The delay circuit 12 delays the signal of the frequency (f2-f1) input from the amplitude circuit 11 to adjust the delay time of the signal, and outputs the adjusted signal to the control terminal of the phase modulator 14.
[0158]
Here, in this example, the signal output to the phase modulator 14 via the amplitude circuit 11 and the delay circuit 12 corresponds to the control signal of the frequency (f2-f1) used for the phase modulation according to the present invention. The modulation index is adjusted by adjusting the amplitude of the control signal by the amplitude circuit 11, and the delay time of the control signal is adjusted by the delay circuit 12.
[0159]
The amplitude modulator 13 is controlled by a control signal applied to the control terminal from the delay circuit 10, amplitude-modulates the signal input from the amplitude circuit 8, and outputs the amplitude-modulated signal to the phase modulator 14. .
The phase modulator 14 is controlled by the control signal applied from the delay circuit 12 to the control terminal, phase-modulates the signal input from the amplitude modulator 13, and outputs the signal after the phase modulation to the main amplifier 15. .
[0160]
In this example, the delay time given to the control signal in each of the delay circuit 10 and the delay circuit 12 can be changed variably. For example, the median value of the delay time in the delay circuit 10 is T1, The median delay time in the delay circuit 12 is T2. Here, with respect to the median value T1, the delay time that occurs when a signal is transmitted from the branch unit 1 to the amplitude modulator 13 via the delay line 2, the phase circuit 7, and the amplitude circuit 8, and the amplitude detection from the branch unit 1. The delay time generated when the control signal is output to the amplitude modulator 13 via the amplifier 3, the amplitude circuit 9 and the delay circuit 10 is set to be equal. Further, with respect to the median value T2, the delay time generated when the signal is transmitted from the branching unit 1 to the phase modulator 14 via the delay line 2, the phase circuit 7, the amplitude circuit 8, and the amplitude modulator 13, and the branching unit The delay time generated when the control signal is output from 1 to the phase modulator 14 via the amplitude detector 3, the amplitude circuit 11 and the delay circuit 12 is set to be equal.
[0161]
Here, when the delay time adjusted by the delay circuit 10 is T1 and the delay time adjusted by the delay circuit 12 is T2, the phase of the control signal used for amplitude modulation or phase modulation is, for example, the main signal. However, in this example, the amplitude modulator 13 and the phase modulator 14 are changed by changing the delay time in the delay circuit 10 from T1 and changing the delay time in the delay circuit 12 from T2. This makes it possible to change the phase of distortion generated with respect to the main signal. In this example, the amplitude of the control signal used for amplitude modulation or phase modulation is controlled by the amplitude circuit 9 or the amplitude circuit 11, and the modulation index of amplitude modulation performed by the amplitude modulator 13 or the phase modulator 14 is used. By controlling the modulation index of phase modulation, the amplitude of the sideband generated for the main signal by the amplitude modulator 13 or the phase modulator 14 can be changed.
[0162]
In this example, the amplitude modulation performed by the amplitude circuit 9, the delay circuit 10 and the amplitude modulator 13 and the phase modulation performed by the amplitude circuit 11, the delay circuit 12 and the phase modulator 14, for example, Based on the same principle as described in “Means for Solving”, a sideband can be generated at one of the frequency (2 · f2−f1) and the frequency (2 · f1−f2). Done.
[0163]
In this example, the configuration example in which the amplitude modulator 13 and the phase modulator 14 are provided in the subsequent stage of the phase circuit 7 and the amplitude circuit 8 is shown. However, for example, the amplitude modulator 13 and the phase modulator 14 are connected to the phase circuit 7 and It is also possible to adopt a configuration provided in the previous stage of the amplitude circuit 8.
Further, for example, as the arrangement order of the phase circuit 7 and the amplitude circuit 8 for controlling the main signal, the amplitude circuit 8 may be provided in the subsequent stage of the phase circuit 7 as in this example, or A configuration in which the phase circuit 7 is provided in the subsequent stage may be used.
Also, the arrangement order of the phase circuit 7, the amplitude circuit 8, the amplitude modulator 13, and the phase modulator 14 is not limited to these configurations, and various arrangement orders may be used.
[0164]
The main amplifier 15 is composed of, for example, a common amplifier, amplifies the signal input from the phase modulator 14, and outputs the amplified signal via the branching unit 16. At this time, the distortion generated in the main amplifier 15 is compensated by the distortion given by the phase circuit 7, the amplitude circuit 8, the amplitude modulator 13, and the phase modulator 14, and the amplified signal from which the distortion is compensated is supplied from the main amplifier 15. Is output via the branching unit 16.
[0165]
The branch unit 16 branches a part of the amplified signal input from the main amplifier 15 and outputs the branch signal to the distortion detection circuit 17.
The distortion detection circuit 17 detects a distortion component remaining after distortion compensation included in the branch signal input from the branch unit 16 and outputs the detection result to the table update circuit 18.
[0166]
Based on the detection result input from the distortion detection circuit 17, the table update circuit 18 calculates phase correction data and amplitude correction data such that the distortion component included in the branch signal acquired by the branching unit 16 is minimized, for example. Then, by outputting the calculation results to the tables 5a and 5b, the phase correction data and the amplitude correction data stored in the tables 5a and 5b are rewritten so as to have the best values. By performing the update process of the phase correction data and the amplitude complementation data using such a feedback system, an amplifying apparatus capable of operating effectively regardless of the influence of, for example, temperature change or aging change is realized.
[0167]
Note that the feedback system including the branching unit 16, the distortion detection circuit 17, and the table update circuit 18 is not necessarily provided.
In this example, the phase correction table 5a and the D / A converter 6a and the amplitude correction table 5b and the D / A converter 6b are provided separately. Tables and D / A converters may be shared for use.
[0168]
As described above, in the amplifying apparatus of this example, the sideband generated by the amplitude modulation and the phase modulation is performed by performing the amplitude modulation by the amplitude modulator 13 and the phase modulation by the phase modulator 14 on the main signal. Can be used to compensate only one of the distortion of the frequency (2 · f2-f1) and the distortion of the frequency (2 · f1-f2) generated in the main amplifier 15, for example. As compared with, a large distortion compensation amount can be obtained, which can be useful for linearization of the amplifier.
[0169]
Further, in the amplifying apparatus of this example, the main amplifier 15 uses the sideband generated by the phase circuit 7 and the amplitude circuit 8 similar to the conventional one, together with the sideband generated by the amplitude modulation and the phase modulation as described above. Since it is possible to cancel both the distortion of the generated frequency (2 · f2-f1) and the distortion of the frequency (2 · f1-f2), for example, it is possible to realize more accurate distortion compensation than in the past. it can.
[0170]
Here, in this example, the main amplifier 15 corresponds to the amplifier according to the present invention.
Further, in this example, the function of amplitude-modulating the main signal by the amplitude circuit 9, the delay circuit 10, and the amplitude modulator 13 constitutes the amplitude modulation means according to the present invention.
In this example, the function of phase-modulating the main signal by the amplitude circuit 11, the delay circuit 12, and the phase modulator 14 constitutes the phase modulation means according to the present invention.
Further, in this example, the sideband generation means referred to in the present invention is configured using the amplitude modulation means and the phase modulation means.
In this example, the control signal output means is configured by the function of the amplitude detector 3, and the amplitude changing means is configured by the functions of the amplitude circuit 9 and the amplitude circuit 11. The function constitutes phase change means, the function of the amplitude modulator 13 constitutes amplitude modulation execution means, and the function of the phase modulator 14 constitutes phase modulation execution means.
[0171]
Further, in this example, the function of generating the sideband of the frequency (2 · f2−f1) and the sideband of the frequency (2 · f1−f2) using the phase circuit 7 and the amplitude circuit 8 enables the predistortion of the conventional example. A circuit (including a similar circuit) is formed.
Further, in this example, the distortion level detection means is configured by the function of the distortion detection circuit, and the difference between the upper third distortion level and the lower third distortion level detected based on the detection result is, for example, A function of controlling the amplitude circuits 9 and 11 and the delay circuits 10 and 12 can be provided so as to be small. In this case, the function constitutes a sideband adjustment unit.
[0172]
Next, an amplifying apparatus according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 2 shows a configuration example of an amplifying apparatus including a distortion compensating circuit employing a predistortion system as an example of an amplifying apparatus including a distortion compensating circuit to which the distortion compensating apparatus according to the present invention is applied.
[0173]
The amplifying apparatus of this example shown in the figure includes a branching unit 21, a delay means (for example, a delay line) 22, an amplitude detector 23, an A / D converter 24, a phase correction table 25a, An amplitude correction table 25b, two D / A converters 26a and 26b, two low-pass filters 39a and 39b, a phase circuit 27 for controlling the phase of the main signal, and the amplitude of the main signal are controlled. Amplitude circuit 28, amplitude modulation control amplitude circuit 29, amplitude modulation control phase circuit 30, phase modulation control amplitude circuit 31, phase modulation control phase circuit 32, and main signal An amplitude modulator 33 that performs amplitude modulation, a phase modulator 34 that performs phase modulation on the main signal, a main amplifier 35, a branching unit 36, a distortion detection circuit 37, and a table update circuit 38 are provided.
[0174]
Here, the configuration and operation of the amplifying device of the present example is such that, for example, the phase between the amplitude circuit 29 and the amplitude modulator 33 is replaced with the amplitude modulation control delay circuit 10 shown in FIG. 1 of the first embodiment. A circuit 30 is provided, and a phase circuit 32 is provided between the amplitude circuit 31 and the phase modulator 34 instead of the delay circuit 12 for phase modulation control shown in FIG. The configuration and operation of the amplifying apparatus shown in FIG. 1 of the first embodiment are the same.
[0175]
In this example, the phase circuit 30 changes and adjusts the phase of the signal input from the amplitude circuit 29, outputs the adjusted signal to the control terminal of the amplitude modulator 33, and the phase circuit 32 includes the amplitude circuit. The phase of the signal input from 31 is changed and adjusted, and the adjusted signal is output to the control terminal of the phase modulator 34.
Even in such a configuration, for example, it is possible to obtain the same effect as that of the amplifying device shown in the first embodiment, and it is possible to realize distortion compensation with higher accuracy than in the past.
[0176]
Here, in this example, the amplitude modulation means according to the present invention is configured by the function of amplitude-modulating the main signal by the amplitude circuit 29, the phase circuit 30, and the amplitude modulator 33.
In this example, the function of phase-modulating the main signal by the amplitude circuit 31, the phase circuit 32, and the phase modulator 34 constitutes the phase modulation means according to the present invention.
[0177]
Next, an amplifying apparatus according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 3 shows a configuration example of an amplifying apparatus including a distortion compensating circuit adopting a predistortion system as an example of an amplifying apparatus including a distortion compensating circuit to which the distortion compensating apparatus according to the present invention is applied.
[0178]
The amplifying apparatus of this example shown in the figure includes a branching unit 41, a delay means (for example, a delay line) 42, an amplitude detector 43, an A / D converter 44, a phase correction table 45a, An amplitude correction table 45b, two D / A converters 46a and 46b, low-pass filters 59a and 59b, a phase circuit 47 for controlling the phase of the main signal, and an amplitude for controlling the main signal An amplitude circuit 48, a delay circuit 49 for delaying the main signal, an amplitude circuit 50 for amplitude modulation control, an amplitude circuit 51 for phase modulation control, an amplitude modulator 52 for amplitude modulating the main signal, and the main signal A phase modulator 53 that performs phase modulation, a main amplifier 54, a branching unit 55, a distortion detection circuit 56, and a table update circuit 57 are provided.
[0179]
Here, the configuration and operation of the amplifying apparatus of this example is not provided with the delay circuit 10 for amplitude modulation control and the delay circuit 12 for phase modulation control shown in FIG. 1 of the first embodiment, for example. 1 except that a delay circuit 49 is provided between the amplitude circuit 48 and the amplitude modulator 52. The configuration and operation of the amplifying apparatus shown in FIG. is there.
[0180]
In this example, the amplitude circuit 48 gives amplitude distortion based on the amplitude correction data corresponding to the amplitude level of the one branch signal to one branch signal input from the phase circuit 47 and outputs it to the delay circuit 49. .
In this example, the delay circuit 49 delays the signal input from the amplitude circuit 48 to adjust the delay time of the signal, and outputs the adjusted signal to the amplitude modulator 52.
[0181]
Thus, in this example, the delay time of the main signal that is amplitude-modulated and phase-modulated by the amplitude modulator 52 and the phase modulator 53 is changed by the delay circuit 49 before the amplitude modulator 52 and the phase modulator 53. Thus, the relative phase difference between the main signal modulated by the amplitude modulator 52 or the phase modulator 53 and the control signal used by the amplitude modulator 52 or the control signal used by the phase modulator 53 Thus, the phase of the control signal used in the amplitude modulation performed by the amplitude modulator 52 and the phase of the control signal used in the phase modulation performed by the phase modulator 53 are substantially changed. Can be adjusted.
Even in such a configuration, for example, it is possible to obtain the same effect as that of the amplifying device shown in the first embodiment, and it is possible to realize distortion compensation with higher accuracy than in the past.
[0182]
Here, in this example, the function of amplitude-modulating the main signal by the amplitude circuit 50, the delay circuit 49, and the amplitude modulator 52 constitutes the amplitude modulation means according to the present invention.
In this example, the function of phase-modulating the main signal by the amplitude circuit 51, the delay circuit 49, and the phase modulator 53 constitutes the phase modulation means according to the present invention.
As the delay circuit 49, various configurations such as those using a delay line may be used.
[0183]
Here, the configuration of the distortion compensation device according to the present invention is not necessarily limited to the above-described configuration, and various configurations may be used. For example, in this example, the case where two waves of the signal of the frequency f1 and the signal of the frequency f2 are processed is shown, but the present invention can be applied to an apparatus that processes n waves with n ≧ 3.
The application field of the present invention is not necessarily limited to the above-described fields, and the present invention can be applied to various fields. For example, an amplifying apparatus including the distortion compensation apparatus according to the present invention is suitable for being provided in a transmission unit of a communication device that transmits a signal such as W-CDMA or multicarrier.
[0184]
The various processes performed in the distortion compensation apparatus according to the present invention include a configuration in which a processor is controlled by executing a control program stored in a ROM in a hardware resource including a processor, a memory, and the like. For example, each functional unit for executing the processing may be configured as an independent hardware circuit.
Further, the present invention can also be grasped as a computer-readable recording medium such as a floppy (registered trademark) disk or a CD-ROM storing the above-described control program, or the program (itself). Then, the processing according to the present invention can be performed by causing the processor to input to the computer.
[0185]
【The invention's effect】
As described above, according to the distortion compensator and the like according to the present invention, for example, when a signal of frequency f1 and a signal of frequency f2 are amplified, the upper third-order distortion of frequency (2 · f2-f1) and frequency (2 When the distortion generated in the amplifier in which the lower third-order distortion occurs in f1-f2), the signal amplified by the amplifier is amplitude-modulated and phase-modulated to obtain the frequency (2 · f2-f1) and the frequency (2 Since a sideband is generated at one of the frequencies f1-f2) and the distortion generated in the amplifier is compensated using the sideband of the one frequency, accurate distortion compensation is realized. Can do.
[0186]
In addition, in the distortion compensation apparatus according to the present invention, for example, the distortion generated in the amplifier is compensated by using in combination with the predistortion circuit of the conventional example, so that the frequency (2 · f2-f1) generated in the amplifier as a whole. ) And the lower third order distortion of frequency (2 · f1-f2) can be compensated for.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of an amplifying apparatus including a distortion compensation circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of an amplifying apparatus including a distortion compensation circuit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of an amplifying apparatus including a distortion compensation circuit according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a diagram for explaining an example of how to cancel distortion;
FIG. 5 is a diagram for explaining an example of amplitude modulation;
FIG. 6 is a diagram for explaining an example of phase modulation;
FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a result of amplitude modulation and an example of a result of phase modulation.
FIG. 8 is a diagram illustrating an example of how a cancellation distortion is generated.
FIG. 9 is a diagram illustrating an example of an amplifying apparatus including a distortion compensation circuit that employs a feedforward method.
FIG. 10 is a diagram illustrating an example of an amplifying apparatus including a distortion compensation circuit employing a predistortion method.
FIG. 11 is a diagram illustrating an example of nonlinear characteristics of an amplifier.
FIG. 12 is a diagram illustrating another example of an amplifying apparatus including a distortion compensation circuit that employs a predistortion method.
FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a main signal input to an amplifier and an example of distortion generated in the amplifier.
[Explanation of symbols]
1, 16, 21, 36, 41, 55 ... branching unit 2, 22, 42 ... delay line,
3, 23, 43 .. Amplitude detector, 4, 24, 44 .. A / D converter,
5a, 5b, 25a, 25b, 45a, 45b .. table,
6a, 6b, 26a, 26b, 46a, 46b, D / A converter,
7, 27, 30, 32, 47 .. Phase circuit,
8, 9, 11, 28, 29, 31, 48, 50, 51 .. amplitude circuit,
10, 12, 49, 62, 72 .. delay circuit,
13, 33, 52, 61, 63 .. amplitude modulator,
14, 34, 53, 71, 73 .. phase modulator,
15, 35, 54 .. Main amplifier, 17, 37, 56 .. Distortion detection circuit,
18, 38, 57.. Table update circuit,
19a, 19b, 39a, 39b, 59a, 59b, low-pass filter,

Claims (4)

In a distortion compensation device that compensates for distortion generated in an amplifier that amplifies a signal composed of a plurality of frequency components ,
Distortion generating means for generating the same third-order distortion in the upper frequency band and the lower frequency band for the signal amplified by the amplifier;
A sideband that generates a sideband in either the upper frequency band or the lower frequency band by performing amplitude modulation and phase modulation on the signal amplified by the amplifier before or after the distortion generating means. A wave generating means,
The sideband generating means outputs a control signal output means for outputting a control signal having a difference frequency of a plurality of frequency components included in the signal based on the signal amplified by the amplifier, and is output by the control signal output means. The first amplitude changing means for changing the amplitude of the control signal, the first phase changing means for changing the phase of the control signal, the amplitude and the amplitude by the first amplitude changing means and the first phase changing means. Amplitude modulation executing means for modulating the amplitude of the signal amplified by the amplifier based on the control signal whose phase has been changed, and second amplitude changing means for changing the amplitude of the control signal output by the control signal output means And a second phase changing means for changing the phase of the control signal, and the amplitude and phase are changed by the second amplitude changing means and the second phase changing means. Constructed a signal amplified by the amplifier based on a control signal from the phase modulation execution means for phase modulation,
The third-order distortion generated by the distortion generator and the sideband generated by the sideband generation means cause an imbalance between the third-order distortion in the upper frequency band and the third-order distortion in the lower frequency band generated by the amplifier. To compensate for the third-order distortion generated in the amplifier,
A distortion compensation apparatus characterized by the above. The distortion compensation apparatus according to claim 1,
Distortion level detection means for detecting the third-order distortion level in the upper frequency band and the third-order distortion level in the lower frequency band included in the signal after distortion compensation;
The first amplitude change means, the first amplitude change means, and the first amplitude change means so as to reduce a difference between the third order distortion level of the upper frequency band and the third order distortion level of the lower frequency band detected by the distortion level detection means. A phase change means, a second amplitude change means and a sideband adjustment means for controlling the second phase change means;
Distortion compensating apparatus characterized by comprising a. The distortion compensation apparatus according to claim 1 or 2,
The distortion generating means generates a third-order distortion by a predistortion method,
Reducing the imbalance between the third-order distortion of the upper frequency band and the third-order distortion of the lower frequency band, which cannot be compensated only by the predistortion method, by the sideband generated by the sideband generation means;
A distortion compensation apparatus characterized by the above. In an amplifying apparatus for compensating for distortion generated in an amplifier that amplifies a signal composed of a plurality of frequency components
Distortion generating means for generating the same third-order distortion in the upper frequency band and the lower frequency band for the signal amplified by the amplifier;
A sideband that generates a sideband in either the upper frequency band or the lower frequency band by performing amplitude modulation and phase modulation on the signal amplified by the amplifier before or after the distortion generating means. A wave generating means,
The sideband generation means outputs a control signal having a difference frequency between a plurality of frequency components included in the signal based on the signal amplified by the amplifier, and is output by the control signal output means. The first amplitude changing means for changing the amplitude of the control signal, the first phase changing means for changing the phase of the control signal, the amplitude and the amplitude by the first amplitude changing means and the first phase changing means. Amplitude modulation executing means for amplitude modulating the signal amplified by the amplifier based on the control signal whose phase has been changed, and second amplitude changing means for changing the amplitude of the control signal output by the control signal output means Change the phase of the control signal. And phase-modulating a signal amplified by the amplifier based on a control signal whose amplitude and phase are changed by the second phase changing means and the second amplitude changing means and the second phase changing means It consists of phase modulation execution means,
The third-order distortion generated by the distortion generator and the sideband generated by the sideband generation means cause an imbalance between the third-order distortion in the upper frequency band and the third-order distortion in the lower frequency band generated by the amplifier. To compensate for the third-order distortion generated in the amplifier,
An amplifying device characterized by that.

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