JP3916905B2 - Distortion compensation device - Google Patents

Description

【００１３】
同様に、プリディストーション回路５１の入出力特性をα、βを用いて表すと、式２のように示される。ここで、ａはプリディストーション回路５１の小信号領域における利得及び位相を表すベクトルを示しており、ｂはプリディストーション回路５１で発生する３次歪みの利得及び位相を表すベクトルを示しており、ｃはプリディストーション回路５１で発生する５次歪みの利得及び位相を表すベクトルを示している。
【００１４】
【数２】

【００１５】
上記式２を上記式１に代入してβを式中から消去すると、式３に示されるようにαとγとの関係式が得られる。
【００１６】
【数３】

【００１７】
上記図８において、プリディストーション回路５１の入力から主増幅器５２の出力までを無歪みにするということは、上記式３中のα³の係数とα⁵の係数を共にゼロにすることに相当し、これは式４及び式５で示される。
【００１８】
【数４】

【００１９】
【数５】

【００２０】
プリディストーション回路５１では、上記式４及び上記式５の条件を満足するような特性が実現されることが必要であり、これらの条件を満足すれば、増幅装置全体として、３次の相互変調（ＩＭ：Intermodulation）歪み（ＩＭ３）や５次の相互変調歪み（ＩＭ５）などの３次歪みや５次歪みは発生しなくなる。
【００２１】
しかしながら、上記図９（ａ）、（ｂ）に示されるようにＡＭ−ＡＭ変換やＡＭ−ＰＭ変換の特性は非常に複雑なものであるため、上記した理想的な特性を実現して歪みの無い増幅装置を実現するためには、プリディストーション回路の特性が複雑な関数型となってしまい、アナログ方式或いは計算により特性曲線の係数を求めることは現実的には非常に困難なことになってしまう。
【００２２】
そこで、プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の他の構成例として、図１０に示すような構成のものが検討等されている。
同図に示した増幅装置では、入力信号である例えば無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency）帯の信号が分岐部６１により分岐され、一方の分岐信号が遅延線６２を介して位相回路６７へ出力され、他方の分岐信号が２乗検波器６３へ出力される。ここで、２乗検波器６３は、入力信号の包絡線情報を取り出せばよく、検波方式としては２乗検波に限らない。つまり、入力信号の包絡線情報を取得することが可能な種々なものが用いられてもよい。
【００２３】
２乗検波器６３では入力される他方の分岐信号の瞬時振幅レベルが検出され、当該検出結果がＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換器６４によりアナログ信号からデジタル信号へ変換されて位相補正用のテーブル６５ａ及び振幅補正用のテーブル６５ｂへ出力される。
【００２４】
位相補正用のテーブル６５ａでは、位相を補正するための位相補正データを振幅レベルと対応付けてメモリに記憶しており、当該記憶内容が参照されて、Ａ／Ｄ変換器６４から入力される振幅レベルの検出結果に対応した位相補正データが読み出されてＤ／Ａ（Digital to Analog）変換器６６ａへ出力される。Ｄ／Ａ変換器６６ａでは、位相補正用のテーブル６５ａから入力される位相補正データデジタル信号からアナログ信号へ変換され、ローパスフィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）７３ａにてＤ／Ａ変換器の折り返し成分を除去した後に位相回路６７へ出力される。
【００２５】
同様に、振幅補正用のテーブル６５ｂでは、振幅を補正するための振幅補正データを振幅レベルと対応付けてメモリに記憶しており、当該記憶内容が参照されて、Ａ／Ｄ変換器６４から入力される振幅レベルの検出結果に対応した振幅補正データが読み出されてＤ／Ａ変換器６６ｂへ出力される。Ｄ／Ａ変換器６６ｂでは、振幅補正用のテーブル６５ｂから入力される振幅補正データがデジタル信号からアナログ信号へ変換され、ＬＰＦ７３ｂにてＤ／Ａ変換器の折り返し成分を除去した後に、振幅回路６８へ出力される。
【００２６】
分岐部６１から遅延線６２へ出力される一方の分岐信号は、上記した２乗検波器６３とＡ／Ｄ変換器６４と位相補正用のテーブル６５ａ及び振幅補正用のテーブル６５ｂと２つのＤ／Ａ変換器６６ａ、６６ｂと２つのＬＰＦ７３ａ、７３ｂから成る処理系により他方の分岐信号（当該一方の分岐信号に対応したもの）の振幅レベルに対応した位相補正用データの信号及び振幅補正用データの信号が位相回路６７や振幅回路６８に入力されるタイミングと同期するように、当該遅延線６２により遅延させられる。
【００２７】
このような遅延により、位相回路６７に入力される一方の分岐信号は、当該位相回路６７において、当該一方の分岐信号の振幅レベルに対応した位相補正データに基づく位相歪みを与えられて振幅回路６８へ出力される。同様に、このような遅延により、振幅回路６８に入力される一方の分岐信号は、当該振幅回路６８において、当該一方の分岐信号の振幅レベルに対応した振幅補正データに基づく振幅歪みを与えられて主増幅器６９へ出力される。
【００２８】
ここで、一方の分岐信号に与えられる位相歪みや振幅歪みとしては、主増幅器６９で発生する位相歪みや振幅歪みを打ち消すことができるような歪みが発生させられる。つまり、上記図９（ａ）、（ｂ）に示したように、主増幅器６９の特性が入力レベルに応じてＡＭ−ＡＭ変換やＡＭ−ＰＭ変換を生じることに対応して、これらの逆特性を与えることができるような位相補正データ及び振幅補正データが各テーブル６５ａ、６５ｂに設定され、これにより、増幅装置の全体として理想的な無歪みとなることが実現される。
【００２９】
振幅回路６８から出力される信号は主増幅器６９により増幅され、この際に、主増幅器６９で発生する位相歪み及び振幅歪みが位相回路６７で与えられた位相歪み及び振幅回路６８で与えられた振幅歪みにより打ち消され、主増幅器６９からは歪みの無い増幅信号が分岐部７０を介して出力される。
【００３０】
また、分岐部７０では、主増幅器６９から入力される増幅信号の一部が分岐され、当該分岐信号が歪み検知回路７１へ出力される。
歪み検知回路７１では、分岐部７０から入力される分岐信号に含まれる歪み補償後に残っている歪み成分が検出され、当該検出結果がテーブル更新回路７２へ出力される。
【００３１】
テーブル更新回路７２では、歪み検知回路７１から入力される検出結果に基づいて、分岐部７０により取得される分岐信号に含まれる歪み成分が例えば最小となるような位相補正データ及び振幅補正データを計算して当該計算結果を各テーブル６５ａ、６５ｂへ出力することにより、当該各テーブル６５ａ、６５ｂに記憶される位相補正データ及び振幅補正データを最良の値とするように書き換えることが行われる。このようなフィードバック系を用いて位相補正データ及び振幅補性データの更新処理を行うことにより、例えば温度変化や経年変化の影響にかかわらず有効に動作することが可能な増幅装置が実現される。
【００３２】
しかしながら、増幅器の一般的な特徴として、発生する歪みが周波数依存性を有してしまうという問題がある。
図１１には、説明しやすいよう周波数ｆ１の主信号と周波数ｆ２の主信号との２波を増幅器に入力した場合に、当該増幅器から出力される当該２波の主信号及び歪みの一例を示してあり、横軸は周波数を示しており、縦軸は信号の振幅レベルを示している。ここで、歪みとしては、相互変調歪み等による成分を示してあり、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みと周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みとを示してある。
【００３３】
同図に示されるように、２波の主信号の振幅レベルが同一である場合には、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みの振幅レベルＡと周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みの振幅レベルＢとの間にはΔＩＭ（＝Ａ−Ｂ）の差が生じる。このようなΔＩＭの差が生じる場合には、例えば上記図８や上記図１０に示したような増幅装置のプリディストーション回路部が理想的に動作するとしても、全周波数に対して同じ歪み補償処理が行われることから、当該差の成分については補償することができずに歪み補償後の信号中に残ってしまうといった問題がある。
【００３４】
なお、このようなΔＩＭの差は、増幅器で通常発生する歪みの要因以外の要因により生じるものであり、例えば増幅器で発生する通常の３次歪みの成分については下側の周波数（２・ｆ１−ｆ２）と上側の周波数（２・ｆ２−ｆ１）とで歪みの振幅レベルは同一となる。
【００３５】
ΔＩＭの差がＡＭ−ＡＭ変換やＡＭ−ＰＭ変換以外の要因で発生し、主増幅器で発生する３次歪みとプリディストーション回路部の特性が上記式３の条件を満足する関係にあるとし、ＡＭ−ＡＭ変換及びＡＭ−ＰＭ変換による歪みについては理想的に補正されているとする。このとき、通常の歪み成分である３次歪み成分の特性とプリディストーション回路部の特性とが逆特性であって、完全に補償できたとしても図１１の様にΔＩＭ成分は補償できない。一例としてＡ＝１．０であり、Ｂ＝０．８であり、ΔＩＭ＝２ｄＢ＝０．２である場合には、通常の歪み成分以外の歪み成分は０．１となり、通常の歪み成分は｛Ｂ＋（Ａ−Ｂ）／２｝＝０．９となる。そして、通常の歪み成分以外の歪み成分が歪み補償後に残ることになるため、歪み補償量は｜２０Ｌｏｇ（０．１／０．９）｜＝１９ｄＢにしかならない。また、ΔＩＭの大きさが大きい場合には、更に歪み補償量は悪くなる。
【００３６】
ところで、一般的に、上記図７に示したようなフィードフォワード方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置における歪み補償量は３０ｄＢ以上とすることが可能であり、以上において例として示した歪み補償量に関しては、プリディストーション方式と比べてフィードフォワード方式を採用した場合の方が歪み補償量が良好であると言うことができる。
【００３７】
なお、上記したΔＩＭの差が生じる要因としては、種々考えられ、例えば主増幅器を構成するトランジスタで発生する偶数次の歪みにより差周波数（ｆ２−ｆ１）の歪みが発生し、再びトランジスタの歪みにより周波数ｆ１及び周波数ｆ２の入力信号が変調されるといった要因が考えられ、これは、ＡＢクラスの増幅器のようにドレイン電流の変動が大きい場合には顕著である。また、他の要因として、例えば周波数（２・ｆ１）や周波数（２・ｆ２）のように２倍波の出力成分の周波数が（ｆ２）分や（ｆ１）分と混合された場合などについても同様である。
【００３８】
次に、従来において歪みをキャンセルする仕方の一例を示す。
図１２（ａ）には、周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号との２波が増幅器により増幅される場合に出力されるこれら２波の信号及びＩＭ歪みのスペクトラムの一例を示してあり、横軸は周波数を示しており、縦軸は信号のレベルを示している。ここで、同図（ａ）では、周波数（２・ｆ１−ｆ２）及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）にＩＭ歪みが発生している。
【００３９】
同図（ｂ）では、同図（ａ）に示した周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次ＩＭ歪み及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）上側３次のＩＭ歪みをそれぞれベクトルＤとして示してある。
ここで、同図（ｂ）に示したＩＭ歪みは、ＡＭ−ＡＭ変換のみが生じてＡＭ−ＰＭ変換が生じないとした場合のものであるが、実際には、ＡＭ−ＰＭ変換が生じることにより、ＩＭ歪みは同図（ｃ）で示されるようなものとなる。つまり、同図（ｃ）に示されるように、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪み成分はベクトルＤから時計回りに＋θ１の位相回転を受け、同様に、周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み成分はベクトルＤから時計回りに＋θ１の位相回転を受け、位相回転後におけるこれら２つの歪み成分のベクトルをａとする。
【００４０】
なお、このような位相回転については、例えば「“Transfer Characteristic of IM3 Relative Phase for a GaAs FET Amplifier”、Suematsu、Iyama、Ishida、IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES、VOL.45、NO.12、DECEMBER 1997」に記載されている。
【００４１】
更に、同図（ｄ）に示されるように、通常の歪み発生要因以外の要因で発生する歪みを考慮して、周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みにはベクトルｂで表される歪みを付加し、周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みには（１＋ｘ）を係数としてベクトル（１＋ｘ）ｂで表される歪みを付加する。ここで、付加される歪みはそれぞれ時計回りに＋θ２だけ位相回転しており、同図（ｄ）では、説明の便宜上から、この位相回転量θ２を大きく示して見易くしてある。
【００４２】
同図（ｄ）に示した歪みに関してベクトル加算を行うと、同図（ｅ）に示されるように、周波数（２・ｆ１−ｆ２）で発生する歪みの総和はベクトルｃ１＝ａ＋ｂで表され、周波数（２・ｆ２−ｆ１）で発生する歪みの総和はベクトルｃ２＝ａ＋（１＋ｘ）ｂで表される。ここで、通常、｜ｃ１｜＞｜ｃ２｜となり、ＩＭ歪みのアンバランスが発生する。
【００４３】
同図（ｅ）に示した歪みに対して、例えば上記図１０に示したような歪み補償回路により理想的な歪み補償を行うと、図１２（ｆ）に示されるように、各周波数の歪みに含まれるベクトル（ａ＋ｂ）の成分とは逆特性となるベクトル（−ａ−ｂ）の成分を歪み補償回路で発生させることによりベクトル（ａ＋ｂ）に相当する歪み成分を打ち消すことができるが、周波数（２・ｆ２−ｆ１）においてはベクトル（ｘｂ）に相当する歪み成分が歪み補償後に残ってしまうことになる。
【００４４】
なお、プリディストーションに関する従来の技術例として、例えば特開昭５４−１０７６５６号公報に記載の「プリディストーション歪み補償装置」や、特開昭５６−４８７３４号公報に記載の「プレディストーター」や、特開昭５６−６６９０９号公報に記載の「プレディストーター」や、特開昭５７−３５４２４号公報に記載の「自動追従形プリディストータ」や、特開昭５７−７２４０６号公報に記載の「自動追従形プリディストータ」や、特開昭５８−１３４５４４号公報に記載の「前置歪み補償回路」や、特開昭５９−１７７３６号公報に記載の「相互変調ひずみ自動補償方式」や、特開昭６２−１３９４２５号公報に記載の「送信機」や、特開昭６３−１２１３２６号公報に記載の「送信機」や、特開昭６３−２０８３３０号公報に記載の「遅延補償型アダプディブプリディストーター付送信機」や、特開昭６４−４９４３８号公報に記載の「非線形歪み補償回路」がある。
【００４５】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来例で示したように、従来の歪み補償機能付き共通増幅装置では、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を増幅器で増幅する場合に発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みを精度よく補償することができないといった不具合があった。
【００４６】
本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたもので、例えば周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を増幅器で増幅する場合に発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みを補償することを従来と比べて改善することを可能とする歪み補償装置を提供することを目的とする。
【００４７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明に係る歪み補償装置では、複数の周波数成分から構成される信号を増幅する増幅器により発生する上側周波数帯の３次歪みと下側周波数帯の３次歪みとにアンバランスが存在する場合に、当該増幅器により増幅される信号に対して振幅変調手段により振幅変調を行うことで上側周波数帯と下側周波数帯に側帯波を発生させて、歪み補償を行い、当該増幅器で発生する上側周波数帯の３次歪みと下側周波数帯の３次歪みとのアンバランス差分を低減する。
【００４８】
また、本発明に係る歪み補償装置では、好ましい態様例として、振幅変調手段では、制御信号出力手段が増幅器により増幅される信号に基づいて包絡線情報に基づく制御信号を出力し、振幅変化手段が出力される制御信号の振幅を変化させ、位相変化手段が制御信号の位相を変化させ、振幅変調実行手段が振幅及び位相が変化させられた制御信号に基づいて増幅器により増幅される信号を振幅変調することにより当該信号に対して側帯波を発生させる。
【００４９】
また、本発明に係る歪み補償装置では、好ましい態様例として、歪みレベル検出手段が歪み補償後の信号に含まれる上側周波数帯の３次歪みのレベル及び下側周波数帯の３次歪みのレベルを検出し、側帯波調整手段が検出される上側周波数帯の３次歪みレベルと下側周波数帯の３次歪みレベルとの差が小さくなるように振幅変調手段により発生させられる側帯波を調整する。
【００５０】
また、以上に示したような歪み補償装置は、例えばプリディストーション方式を用いて歪み補償を行う増幅装置に備えられるのに好適なものである。
本発明に係るプリディストーション方式を用いた増幅装置では、上記したような振幅変調手段を有した歪み補償装置を備え、プリディストーション方式のみでは補償しきれない上側周波数帯の３次歪みと下側周波数帯の３次歪みとのアンバランスを当該歪み補償装置により改善する。
【００５１】
また、本発明に係るプリディストーション方式増幅装置では、更に、歪み補償後の信号に含まれる上側周波数帯の３次歪みのレベル及び下側周波数帯の３次歪みのレベルを検出する歪みレベル検出手段と検出される上側周波数帯の３次歪みレベルと下側周波数帯の３次歪みレベルとの差が小さくなるように振幅変調手段により発生させられる側帯波を調整する側帯波調整手段とを歪み補償装置に付加することで、上側周波数帯の３次歪みのレベルと下側周波数帯の３次歪みのレベルとの差が小さくなるように制御することを可能とする。
【００５２】
以下で、更に具体的に本発明を説明する。
本発明に係る歪み補償装置では、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を増幅器で増幅する場合に周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みが発生するときに、例えば次のようにして、当該増幅器で発生する歪みを補償する。
以下の歪み発生手段とは例えば従来例図１０の位相回路６７と振幅回路６８に相当するものである。
すなわち、歪み発生手段により発生させた周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みがある。さらに歪み発生手段の出力信号を振幅変調することで、周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みのそれぞれの位相を任意に変化させ、増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みをアンバランスなく補償する。
もしくは、予め歪み発生手段に入力する信号を振幅変調することで、周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側側帯波と周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側側帯波を発生させ、当該振幅変調信号を歪み発生手段に入力することで、周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みのそれぞれの位相を任意に変化させ、増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みをアンバランスなく補償する。
【００５３】
従って、歪み発生手段により発生させる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みと、振幅変調手段により発生させる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側側帯波と周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側側帯波を組み合わせることで、増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みの位相と周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みの位相に対して、それぞれ逆位相の歪みを発生させることができるため、従来の場合に比べて、歪み補償を改善することができる。
【００５４】
ここで、増幅器により増幅される信号としては、種々なものであってもよく、例えばＷ−ＣＤＭＡの信号やマルチキャリアの信号などが用いられる。
また、増幅器としては、種々なものが用いられてもよく、例えば単数の増幅器が用いられてもよく、あるいは、複数の増幅器が組み合わされて用いられてもよい。
また、歪みを補償する精度としては、理想的には増幅器で発生する歪みをゼロに打ち消すのが好ましいが、実用上で有効な程度であれば、種々な精度の歪み補償が行われてもよい。
【００５５】
また、振幅変調の対象となる信号である増幅器により増幅される信号としては、増幅器により増幅される前の信号に限られず、例えば増幅器により増幅された後の信号などが用いられてもよい。同様に、歪み発生手段としては、必ずしも増幅器の前段に備えられなくともよく、例えば増幅器の後段などに備えられてもよい。
また、歪み発生手段により発生させる歪みを用いて歪み補償する態様としては、例えば他の手段により発生させる歪みを併用して歪み補償する態様が用いられてもよい。
【００５６】
また、増幅器により増幅される信号としては、例えば周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号のみであってもよく、あるいは、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号と共に他の周波数の信号を含むものであってもよい。
また、増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みとは、例えば上記図１１に示したΔＩＭの差を有した２つの歪みのようなものである。
【００５７】
一例として、本発明に係る歪み補償装置では、歪みレベル検出手段が歪み補償後の信号に含まれる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みのレベル及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みのレベルを検出し、歪み調整手段が検出される周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みのレベル及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みのレベルの差が小さくなるように、歪み発生手段により発生させられる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みを調整する。
【００５８】
従って、歪み補償後の信号に含まれる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みのレベルと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みのレベルとの差が小さくなるように調整が行われるため、これら２つの周波数において歪み補償後に残ってしまう歪みのレベルを同程度とすることができ、これにより、全体としての歪み補償の精度を向上させることができる。
【００５９】
ここで、歪み補償後の信号に含まれる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みのレベルと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みのレベルとの差が小さくなるようにする態様としては、例えば当該差が最小となるようにする態様が用いられるのが好ましいが、必ずしもこれに限られず、他の態様が用いられてもよい。
【００６０】
また、歪み調整手段により歪みを調整する仕方としては、種々な仕方が用いられてもよく、一例として、振幅変調に用いられる差周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号の位相を調整することで振幅変調手段により発生させられる側帯波の位相を調整する仕方を用いることができ、他の例として、変調度を調整することで振幅変調により発生させられる側帯波のレベルを調整する仕方を用いることもできる。
【００６１】
ここで、本発明の原理を説明する。
一般に用いられている振幅変調の式によると、ｔが時刻を示すとして、角周波数ωｃの信号ｃｏｓ（ωｃ・ｔ）を振幅変調した結果ｙは式６で示される。ここで、δは変調度を示しており、ωａは振幅変調の周波数を示している。
【００６２】
【数６】

【００６３】
式６を分解すると、式７のように示される。
【００６４】
【数７】

【００６５】
図３（ａ）には、上記式７に示した振幅変調された結果の信号ｙのスペクトラムの一例を示してあり、横軸は角周波数を示しており、縦軸は信号の振幅レベルを示している。同図（ａ）に示したスペクトラムでは、角周波数ωｃの信号が上記式７の右辺の第１項で表される主信号の成分に相当し、角周波数（ωｃ＋ωａ）の信号が上記式７の右辺の第２項で表される側帯波の成分に相当し、角周波数（ωｃ−ωａ）の信号が上記式７の右辺の第３項で表される側帯波の成分に相当している。ここで、これら２つの側帯波は、主信号を振幅変調することにより発生し、プリディストーション方式においては増幅器で発生する相互変調歪み（ＩＭ）に相当する。
【００６６】
また、同図（ｂ）には、同図（ａ）に示した２つの側帯波のそれぞれをベクトル表示したものを示してあり、角周波数（ωｃ−ωａ）の側帯波と角周波数（ωｃ＋ωａ）の側帯波のそれぞれの位相を説明のため０゜とする。
【００６７】
また、振幅変調に用いられる上記したｃｏｓ（ωａ・ｔ）の位相をφだけ変化させると、振幅変調した結果の信号ｙ’は式８に示されるようになり、この式８に示されるように、各側帯波の位相がそれぞれ（＋φ）或いは（−φ）だけ回転する。
【００６８】
【数８】

【００６９】
図４（ａ）には、上記図３（ａ）に示したものと同じスペクトラムを示してあり、図４（ｂ）には、上記式８に示したようにそれぞれ（＋φ）或いは（−φ）だけ位相が回転した場合におけるそれぞれの側帯波をベクトル表示したものを示してある。
【００７０】
上記式８に基づいて、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を振幅変調する場合を考える。この場合、周波数ｆ１の信号を振幅変調した結果ｙ１は式９で示され、周波数ｆ２の信号を振幅変調した結果ｙ２は式１０で示される。ここで、周波数ｆ１に対応した角周波数をω１で表し、周波数ｆ２に対応した角周波数をω２で表す。また、振幅変調の変調周波数が（ｆ２−ｆ１）であるとし、この場合、ωａ＝（ω２−ω１）となる。
【００７１】
【数９】

【００７２】
【数１０】

【００７３】
また、周波数ｆ１の信号を振幅変調した結果ｙ１と周波数ｆ２の信号を振幅変調した結果ｙ２とを総和した結果ｙ３は式１１のように示される。
【００７４】
【数１１】

【００７５】
ここで、変調度δが非常に小さいとすると、上記式１１は近似的に式１２のように示される。
【００７６】
【数１２】

【００７７】
上記式１２において、角周波数（２・ω１−ω２）は周波数（２・ｆ１−ｆ２）に対応し、角周波数（２・ω２−ω１）は周波数（２・ｆ２−ｆ１）に対応する。このことから、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を振幅変調することで周波数（２・ｆ１−ｆ２）の側帯波及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の側帯波を発生させることができることが示される。
【００７８】
なお、この例では、例えば［δ・ｃｏｓ｛（ω２−ω１）・ｔ＋φ｝］が本発明に言う周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号に相当し、位相変化手段では当該制御信号の位相φを変化させる。そして、制御信号の位相φを変化させる量に応じて、振幅変調手段により発生させる２つの側帯波の位相を制御することができる。また、変調度δを調整することで発生させる２つの側帯波のレベルを制御することができる。
【００７９】
また、図５を参照して、上記式１２に示した２つの側帯波を用いて、増幅器で発生する周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪み及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みをキャンセルする仕方の一例を示す。
同図（ａ）には、上記図１２（ｅ）に示したのと同様に、増幅器で発生する周波数（２ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みを表すベクトルｃ１及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みを表すベクトルｃ２を示してあり、ベクトルｃ１の位相は時計回りに＋θ３だけ回転しており、ベクトルｃ２の位相は時計回りに＋θ４だけ回転している。
【００８０】
さらに図５（ａ）には、図１０に示した従来例のプリディストーションを実施した場合に発生する歪みを表してあり、図１０の振幅回路６８にてベクトルｐ１及びｐ２を発生させ、位相回路６７にて位相を時計回りに＋θ３だけ変化させると、側波帯ベクトルｑ１及びｑ２を発生させることができる。同図（ｂ）には増幅器で発生する３次歪みｃ１及びｃ２とプリディストーションにて発生させた側波帯ｑ１及びｑ２のキャンセルの様子を示してあり、ｃ１とｑ１は逆ベクトルの関係となり完全にキャンセルされるが、ｃ２とｑ２は逆ベクトルの関係にはならず、残余ひずみｒが残ってしまう。以上ベクトルを使って説明したが、同図（ｃ）にはプリディストーションを実施する前のスペクトラム図を表してあり、同図（ｄ）にはプリディストーション実施後のスペクトラム図を表してある。従来のプリディストーションでは、周波数（２・ｆ１−ｆ２）に発生する下側３次歪みと周波数（２・ｆ２−ｆ１）に発生する上側３次歪みを完全にキャンセルすることは困難である。
【００８１】
そこで、本発明を適用することで、周波数（２・ｆ１−ｆ２）に発生する下側３次歪みと周波数（２・ｆ２−ｆ１）に発生する上側３次歪みを同時にキャンセルする様子を図６を用いて説明する。
図６（ａ）には、上記図５（ａ）に示したのと同様に、増幅器で発生する周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みを表すベクトルｃ１及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みを表すベクトルｃ２を示してあり、ベクトルｃ１の位相は時計回りに＋θ３だけ回転しており、ベクトルｃ２の位相は時計回りに＋θ４だけ回転している。
【００８２】
さらに図６（ａ）には、図１０に示した従来例のプリディストーションを実施した場合に発生する歪みを表しており、図１０の振幅回路６８にてベクトルｓ１及びｓ２を発生、位相回路６７にて位相を時計回りに＋θ５だけ変化させて、側波帯ベクトルｔ１及びｔ２を発生させる。ここで、ｓ１及びｓ２は図５のｐ１及びｐ２とは、それぞれ異なり、｜ｓ１｜≠｜Ｐ１｜、｜ｓ２｜≠｜Ｐ２｜の関係にある。またθ５は図５のθ３とは異なる。
【００８３】
次に本発明を適用し、第２の振幅回路を用いて振幅変調をおこなう。その様子を図６（ｂ）を使って説明する。第２の振幅回路を用いてｕ１及びｕ２を発生させる。その際ベクトルｕ１及びｕ２のレベルは第２の振幅回路の制御信号の振幅を調節して設定する。すなわち振幅変調の変調度を調整する。第２の振幅回路の制御信号の位相をφ１だけ変化させるとｕ１が時計回りにφ１だけ回転しｗ１になり、ｕ２は反時計回りにφ１だけ回転しｗ２となる。同図（ｂ）(ｃ)には、従来の第１の振幅回路と位相回路により発生させた側帯波ｔ１及びｔ２と、第２の振幅回路及び制御信号の位相回路を用いて発生させた側帯波ｗ１及びｗ２とを合成させる様子を表しており、それぞれの合成ベクトル側帯波をｖ１、ｖ２とする。
増幅器で発生する３次歪みｃ１及びｃ２と、従来のプリディストーション回路で用いられる振幅回路と位相回路と本発明の振幅回路と制御信号位相回路を用いて発生させた側帯波ｖ１、ｖ２とは、それぞれ逆ベクトルの関係にあり、完全にキャンセルさせることができる。
【００８４】
このように、上記のような位相回転を行うと、増幅器で発生する周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪み及び周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みのそれぞれに対して位相が１８０度異なる（逆位相となる）２つの歪みを発生させることができる。一般に、ベクトル同士の加算においては、逆位相での加算の結果が最も小さくなるため、上記のような位相回転を行うと、増幅器で発生する上側周波数帯と下側周波数帯の歪み両方を考慮した場合にこれらの歪みを良好に歪み補償することができると言える。
【００８５】
【発明の実施の形態】
本発明の第１実施例に係る増幅装置を図面を参照して説明する。
図１には、本発明に係る歪み補償装置を適用した歪み補償回路を備えた増幅装置の一例として、プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示してある。
【００８６】
同図に示した本例の増幅装置には、分岐部１と、遅延手段（例えば遅延線）２と、２乗検波器（２乗検波回路）３と、Ａ／Ｄ変換器４と、位相補正用のテーブル５ａと、振幅補正用のテーブル５ｂと、２つのＤ／Ａ変換器６ａ、６ｂと、Ｄ／Ａ変換器出力の折り返し成分を除去するための２つのＬＰＦ１４ａ、１４ｂと、主信号の位相を制御するための位相回路８と、主信号の振幅を制御するための振幅回路９と、分岐部１７と、第２の２乗検波器１６と、振幅回路２２と、位相回路７と、主信号を遅延させるための第２の遅延手段１８と、第２の振幅回路１５と、主増幅器１０と、分岐部１１と、歪み検知回路１２と、テーブル更新回路１３と、振幅回路１５の制御信号の位相を調整するための位相制御回路１９と、振幅回路１５の制御信号の振幅を調整するための変調度制御回路２３と、位相制御回路１９及び変調度制御回路２３の出力をデジタル信号からアナログ信号に変化するための２つのＤ／Ａ変換器２０、２１とが備えられている。なお２乗検波器３及び１６は、例えば信号の包絡線成分を取り出すことが出来ればよく、検波方式は２乗検波に限らない。また２乗検波器３及び１６の出力には高周波成分除去のためのＬＰＦが付加されてもよい。
【００８７】
本例の増幅装置では、増幅対象となる例えば周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を含んだＲＦ帯の信号が分岐部１に入力される。
分岐部１は、入力される信号を２つの信号に分岐し、一方の分岐信号を遅延線２を介して位相回路８へ出力し、他方の分岐信号を振幅検波器３へ出力する。
【００８８】
振幅検波器３は、分岐部１から入力される他方の分岐信号の振幅レベルを検出し、当該検出結果をＡ／Ｄ変換器４へ出力する。
Ａ／Ｄ変換器４は、振幅検波器３から入力される振幅レベルの検出結果をアナログ信号からデジタル信号へ変換して位相補正用のテーブル５ａ及び振幅補正用のテーブル５ｂへ出力する。
【００８９】
位相補正用のテーブル５ａは、位相を補正するための位相補正データを振幅レベルと対応付けてメモリに記憶しており、当該記憶内容に基づいて、Ａ／Ｄ変換器４から入力される振幅レベルの検出結果に対応した位相補正データを読み出してＤ／Ａ変換器６ａへ出力する。
Ｄ／Ａ変換器６ａは、位相補正用のテーブル５ａから入力される位相補正データをデジタル信号からアナログ信号へ変換してＬＰＦ１４ａへ出力する。ＬＰＦ１４ａではＤ／Ａ変換器６ａの出力から折り返し成分を除去して、信号を位相回路８へ出力する。
【００９０】
振幅補正用のテーブル５ｂは、振幅を補正するための振幅補正データを振幅レベルと対応付けてメモリに記憶しており、当該記憶内容に基づいて、Ａ／Ｄ変換器４から入力される振幅レベルの検出結果に対応した振幅補正データを読み出してＤ／Ａ変換器６ｂへ出力する。
Ｄ／Ａ変換器６ｂは、振幅補正用のテーブル５ｂから入力される振幅補正データをデジタル信号からアナログ信号へ変換してＬＰＦ１４ｂへ出力する。ＬＰＦ１４ｂではＤ／Ａ変換器６ｂの出力から折り返し成分を除去して、信号を振幅回路９へ出力する。
【００９１】
分岐部１から遅延線２へ出力される一方の分岐信号は、上記した２乗検波器３とＡ／Ｄ変換器４と位相補正用のテーブル５ａ及び振幅補正用のテーブル５ｂと２つのＤ／Ａ変換器６ａ、６ｂと２つのＬＰＦ１４ａ、１４ｂから成る処理系により他方の分岐信号（当該一方の分岐信号に対応したもの）の振幅レベルに対応した位相補正用データの信号及び振幅補正用データの信号が位相回路８や振幅回路９に入力されるタイミングと同期するように、当該遅延線２により遅延させられる。
【００９２】
このような遅延により、位相回路８は、遅延線２から入力される一方の分岐信号に対して当該一方の分岐信号の振幅レベルに対応した位相補正データに基づく位相歪みを与えて振幅回路９へ出力する。
同様に、このような遅延により、振幅回路９は、位相回路８から入力される一方の分岐信号に対して当該一方の分岐信号の振幅レベルに対応した振幅補正データに基づく振幅歪みを与えて分岐部１７へ出力する。
【００９３】
分岐部１７の一方の出力（一方の分岐信号）は２乗検波器１６に入力され、２乗検波器１６は、分岐部１７から入力される一方の分岐信号の差周波信号（ｆ２−f１）を検出し、振幅回路２２に出力する。振幅回路２２では、２乗検波器１６から入力される差周波数信号の振幅を調整し、位相回路７に出力する。位相回路７では、振幅回路２２から入力される差周波数信号の位相を回転させ、振幅回路１５へ出力する。
【００９４】
分岐部１７のもう一方の出力（他方の分岐信号）は第２の遅延手段１８に入力される。遅延手段１８では２乗検波回路１６と振幅回路２２と位相回路７での遅延時間と同じ時間だけ分岐部１７のもう一方の信号を遅延させる。遅延手段１８の出力は第２の振幅回路１５の入力信号となる。振幅回路１５では２乗検波器１６で検出した差周波数信号に対応した振幅変調を分岐部１７のもう一方の信号に対しておこない、この場合に、振幅回路２２にて２乗検波器１６の出力信号の振幅を調整して、さらに位相回路７にて振幅回路２２の出力信号を位相回転させることで、増幅器１０で発生する周波数（２・f２−f１）の上側３次歪みと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みのそれぞれの位相に対して、振幅回路１５の出力に含まれる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みのそれぞれの位相をちょうど１８０度異なるように設定することができる。分岐部１７と、遅延手段１８と、振幅回路１５と、２乗検波回路１６と、振幅回路２２と、位相回路７から構成される回路ブロックが本発明の部分であり、図１０に示した従来のプリディストーション方式増幅器に本発明を付加したのが実施例１の構成となっている。
【００９５】
主増幅器１０は、例えば共通増幅器から構成されており、振幅回路１５から入力される信号を増幅して当該増幅信号を分岐部１１を介して出力する。この際に、主増幅器１０で発生する位相歪み及び振幅歪みが位相回路８で与えられた位相歪み及び振幅回路９で与えられた振幅歪み及び振幅回路１５により与えられた側帯波により補償され、主増幅器１０からは歪みが補償された増幅信号が分岐部１１を介して出力される。
【００９６】
また、分岐部１１は、主増幅器１０から入力される増幅信号の一部を分岐され、当該分岐信号が歪み検知回路１２へ出力される。
歪み検知回路１２では、分岐部１１から入力される分岐信号に含まれる歪み補償後に残っている歪み成分が検出され、当該検出結果がテーブル更新回路１３及び位相制御回路１９及び変調度制御回路２３へ出力される。
【００９７】
テーブル更新回路１３では、歪み検知回路１２から入力される検出結果に基づいて、分岐部１１により取得される分岐信号に含まれる歪み成分が例えば最小となるような位相補正データ及び振幅補正データを計算して当該計算結果を各テーブル５ａ、５ｂへ出力することにより、当該各テーブル５ａ、５ｂに記憶される位相補正データ及び振幅補正データを最良の値とするように書き換えることが行われる。
【００９８】
また、位相制御回路１９では、歪み検知回路１２から入力される検出結果に基づいて、分岐部１１により取得される分岐信号に含まれる歪み成分が例えば最小となるような位相データをＤ／Ａ変換器２０を介して位相回路７に出力することで、振幅回路１５の制御信号の位相回転量を最適な値になるように設定することができる。
【００９９】
また、変調度制御回路２３では、歪み検知回路１２から入力される検出結果に基づいて、分岐部１１により取得される分岐信号に含まれる歪み成分が例えば最小となるような振幅データをＤ／Ａ変換器２１を介して振幅回路２２に出力することで、振幅回路１５の制御信号の振幅、すなわち振幅回路１５で行われる振幅変調の変調度を最適な値になるように設定することができる。
このようなフィードバック系を用いて位相補正データ及び振幅補正データ及び位相制御及び変調度制御の更新処理を行うことにより、例えば温度変化や経年変化の影響にかかわらず有効に動作することが可能な増幅装置が実現される。
【０１００】
なお、分岐部１１及び歪み検知回路１２及びテーブル更新回路１３及び位相制御回路１９及び変調度制御回路２３及び２つのＤ／Ａ変換器２０、２１から成るフィードバック系は、必ずしも備えられなくともよい。
また、本例では、位相補正用のテーブル５ａ及びＤ／Ａ変換器６ａと振幅補正用のテーブル５ｂ及びＤ／Ａ変換器６ｂとを別個のものとして備えたが、例えば位相補正用と振幅補正用とでテーブルやＤ／Ａ変換器が共通化されてもよい。
【０１０１】
以上のように、本例の増幅装置では、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を主増幅器１０で増幅するに際して、２乗検波器１６と振幅回路１５との間に備えられた位相回路２２及び位相回路７により当該振幅回路１５を制御するための制御信号の振幅と位相を変化させ、これによりプリディストーションにおいて発生させる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みの位相と周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みの位相が、増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みの位相と周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みの位相とそれぞれ逆位相になるようにしたため、例えば従来と比べて、大きな歪み補償量を得ることができ、増幅器の線形化に役立つことができる。
【０１０２】
具体的には、本例では、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を増幅器で増幅する場合に発生する互いに瞬時位相が異なる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みを補償する歪み補償装置において、２乗検波回路１６や振幅回路２２や位相回路７や振幅回路１５から構成される振幅変調手段が、増幅器１０で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みの瞬時位相と周波数（２・ｆ１−ｆ２）の上側３次歪みの瞬時位相との差に対応して互いに位相が異なる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側側帯波及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側側帯波を増幅器１０により増幅される信号に対して振幅変調により発生させ、当該側帯波を用いて増幅器１０で発生する歪みを補償する。
【０１０３】
ここで、本例では、主増幅器１０が本発明に言う増幅器に相当する。
また、本例では、２乗検波器１６が周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号を出力する機能により本発明に言う制御信号出力手段が構成されており、振幅回路２２が当該制御信号の振幅を変化させる機能により本発明に言う振幅変化手段が構成されており、位相回路７が当該制御信号の位相を変化させる機能により本発明に言う位相変化手段が構成されており、振幅回路１５が振幅変調を行う機能により本発明に言う振幅変調実行手段が構成されており、これらの手段から振幅変調手段が構成されている。
【０１０４】
なお、主信号に位相歪みを与えるための位相回路８と、主信号に振幅歪みを与えるための振幅回路９の並び順としては、本例のように位相回路８の後段に振幅回路９が備えられてもよく、あるいは、振幅回路９の後段に位相回路８が備えられる構成が用いられてもよい。
【０１０５】
また、好ましい態様例として、周波数ｆ１の主信号及び周波数ｆ２の主信号に対して下側の周波数（２・ｆ１−ｆ２）に発生する歪みの歪み補償後における残存量と、上側の周波数（２・ｆ２−ｆ１）に発生する歪みの歪み補償後における残存量とを検出し、これら２つの歪みの残存量の差が最小となるように位相回路７による位相変化量を制御することができる。また、振幅回路２２を制御することで振幅変調の変調度を調整し、振幅回路１５で発生させる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の側帯波と周波数（２・ｆ１−ｆ２）の側帯波のレベルを最適に調整し、分岐部１１から取得される増幅された信号に含まれる上側の周波数（２・ｆ２−ｆ１）に発生する歪みの歪み補償後における残存量及び下側の周波数（２・ｆ１−ｆ２）に発生する歪みの歪み補償後における残存量をそれぞれ最小になるように調整してもよい。
【０１０６】
本例では、歪み検知回路１２の歪みレベル検出機能により本発明に言う歪みレベル検出手段が構成されており、位相制御回路１９及び変調度制御回路２３の機能により本発明に言う側帯波調整手段が構成される。
【０１０７】
次に、本発明の第２実施例に係る増幅装置を図面を参照して説明する。
図２には、本発明に係る歪み補償装置を適用した歪み補償回路を備えた増幅装置の一例として、プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示してある。
【０１０８】
同図に示した本例の増幅装置には、分岐部１と、遅延手段（例えば遅延線）２と、２乗検波器（２乗検波回路）３と、Ａ／Ｄ変換器４と、位相補正用のテーブル５ａと、振幅補正用のテーブル５ｂと、２つのＤ／Ａ変換器６ａ、６ｂと、Ｄ／Ａ変換器出力の折り返し成分を除去するための２つのＬＰＦ１４ａ、１４ｂと、主信号の位相を制御するための位相回路８と、主信号の振幅を制御するための振幅回路９と、分岐部１７と、第２の２乗検波器（２乗検波回路）１６と、振幅回路２２と、遅延回路（例えば遅延線）３１と、主信号を遅延させるための第２の遅延手段１８と、第２の振幅回路１５と、主増幅器１０と、分岐部１１と、歪み検知回路１２と、テーブル更新回路１３と、遅延制御回路３２と、変調度制御回路２３と、遅延制御回路３２及び変調度制御回路２３の出力をデジタル信号からアナログ信号に変化するための２つのＤ／Ａ変換器２０、２１とが備えられている。なお２乗検波器３及び１６は、例えば信号の包絡線成分を取り出すことが出来ればよく、検波方式は２乗検波に限らない。また、２乗検波器３及び１６の出力には高周波成分除去のためのＬＰＦが付加されてもよい。
【０１０９】
ここで、本例の増幅装置の構成や動作は、例えば上記第１実施例の図１に示した位相回路７の代わりに振幅回路２２と振幅回路１５との間に遅延回路３１が備えられている点と、同図に示した位相制御回路１９の代わりに歪み検知回路１２とＤ／Ａ変換器２０との間に遅延制御回路３２が備えられているといった点を除いては、上記第１実施例の図１に示した増幅装置の構成や動作と同様である。
本例では、振幅回路２２から出力されるアナログ信号を遅延回路３１により遅延させて振幅回路１５へ出力することにより、当該制御信号の位相を変化させる。
なお、２乗検波器１６の出力には高周波成分除去のためのＬＰＦが付加されてもよい。
【０１１０】
このような構成においても、例えば上記第１実施例で示した増幅装置と同様な効果を得ることができ、従来と比べて歪み補償を改善することができる。
ここで、本例では、遅延回路３１が制御信号を遅延させることで当該制御信号の位相を変化させる機能により本発明に言う位相変化手段が構成されている。
なお、本例では、信号を遅延させる遅延回路の一例として遅延線を用いたが、他の構成から成る遅延回路を用いることも可能である。また、上記第１実施例で位相回路７に関して述べたのと同様に、信号の遅延時間を外部から制御することが可能な可変遅延回路を遅延回路３１として用いて、当該可変遅延回路による遅延時間を制御するような構成を用いることも可能である。この場合、例えば遅延回路３１における遅延時間を遅延制御回路３２によりフィードバック制御することが行われ、当該制御の機能を用いて本発明に言う側帯波調整手段が構成される。なお、遅延線による位相器は例えば周波数によって位相変化量が変わるので、原理的な歪み補償量は本発明の第１の実施例より若干劣化する場合も考えられる。
【０１１１】
ここで、本発明に係る歪み補償装置などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。例えば、本例では周波数ｆ１の信号と周波数ｆ２の信号との２波を処理する場合を示したが、ｎ≧３としてｎ波を処理する装置に本発明を適用することもできる。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。例えば、本発明に係る歪み補償装置を備えた増幅装置は、Ｗ−ＣＤＭＡやマルチキャリアなどの信号を送信する通信機の送信部などに設けるのに適している。
【０１１２】
また、本発明に係る歪み補償装置などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭに格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。
【０１１３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る歪み補償装置などによると例えば、周波数ｆ１の信号及び周波数ｆ２の信号を増幅器で増幅する場合に周波数（２・ｆ２−ｆ１）上側３次歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みが発生するときに、増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みと周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みに対して、周波数（２・ｆ２−ｆ１）及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）において増幅器により増幅される信号に対して位相回路により位相歪みを与えるとともに振幅回路により振幅歪みを与えた信号をさらに振幅変調することにより周波数（２・ｆ２−ｆ１）の側帯波及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の側帯波を発生させ、これにより当該側帯波と位相回路で発生させる位相歪みと振幅回路で発生させる振幅歪みを組み合わせて、増幅器で発生する歪みを補償するようにしたため、従来の歪み補償が行われる場合に比べて、歪み補償を改善することができる。
【０１１４】
また、本発明に係る歪み補償装置などでは、一構成例として、増幅器に増幅される信号に基づいて周波数（ｆ２−ｆ１）の制御信号を出力し、当該制御信号の位相を変化させ、位相が変化させられた制御信号に基づいて増幅器により増幅される信号を振幅変調することにより当該信号に対して歪みを発生させるようにし、これにより、増幅器で発生する歪みを補償する。
【０１１５】
また、本発明に係る歪み補償装置などでは、一例として、増幅器で発生する周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みの位相θ１及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みの位相θ２に対して、制御信号の位相を変化させ、当該制御信号を用いた振幅変調により発生させられる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の側帯波及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の側帯波と、位相回路にて発生させた周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次位相歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次位相歪みと、振幅回路にて発生させた周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次振幅歪み及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次振幅歪みとを組み合わせた結果得られる上側３次歪みの位相が−θ１となり下側３次歪みの位相が−θ２となるように制御できるため、従来と比べて、精度のよい歪み補償を行うことができる。
【０１１６】
また、本発明に係る歪み補償装置などでは、他の一例として、歪み補償後の信号に含まれる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みのレベル及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みのレベルを検出し、検出される周波数（２・ｆ２−ｆ１）の上側３次歪みレベルと及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の下側３次歪みレベルとの差が小さくなるように、振幅変調により発生させられる周波数（２・ｆ２−ｆ１）の側帯波及び周波数（２・ｆ１−ｆ２）の側帯波を調整するようにしたため、これら２つの周波数において歪み補償後に残ってしまう歪みのレベルを例えば同程度とすることができ、これにより、全体としての歪み補償の精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１実施例に係る歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示す図である。
【図２】 本発明の第２実施例に係る歪み補償回路を備えた増幅装置の構成例を示す図である。
【図３】 振幅変調された信号のスペクトラムの一例及び側帯波をベクトル表示したものの一例を示す図である。
【図４】 振幅変調された信号のスペクトラムの一例及び制御信号の位相を制御した場合における側帯波をベクトル表示したものの一例を示す図である。
【図５】 歪みをキャンセルする様子の一例を示す図である。
【図６】 歪みをキャンセルする様子の一例を示す図である。
【図７】 フィードフォワード方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の一例を示す図である。
【図８】 プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の一例を示す図である。
【図９】 増幅器の非線型特性の一例を示す図である。
【図１０】 プリディストーション方式を採用した歪み補償回路を備えた増幅装置の他の例を示す図である。
【図１１】 増幅器に入力される主信号の一例及び増幅器で発生する歪みの一例を示す図である。
【図１２】 従来において歪みをキャンセルする仕方の一例を説明するための図である。
【符号の説明】
１、１１、１７・・分岐部、 ２、１８・・遅延手段、
３、１６・・２乗検波回路、 ４・・Ａ／Ｄ変換器、
５ａ、５ｂ・・テーブル、 ６ａ、６ｂ、２０、２１・・Ｄ／Ａ変換器、
７、８・・位相回路、 ９、１５、２２・・振幅回路、 １０・・主増幅器、
１２・・歪み検知回路、 １３・・テーブル更新回路、
１４ａ、１４ｂ・・ＬＰＦ、 １９・・位相制御回路、
２３・・変調度制御回路、 ３１・・遅延回路、 ３２・・遅延制御回路、[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a method for improving imbalance between distortions generated in an amplifier in an upper frequency band and a lower frequency band.
[0002]
[Prior art]
In an amplifier, distortion occurs when a signal is amplified. For example, in a communication apparatus that amplifies a communication signal by an amplifier, a W (Wide-banded) -CDMA (Code Division Multiple Access) signal, a multicarrier signal, or the like is used in the amplifier. There is a need to compensate for distortion that occurs when amplifying.
FIG. 7 shows an example of a configuration of an amplifying apparatus that compensates for distortion by adding a distortion compensation circuit using a feed-forward method to an amplifier as an amplifying apparatus with a distortion compensation function that has been conventionally employed.
[0003]
In the amplifying apparatus shown in the figure, an input signal (main signal) is distributed by a distributor 41, one distribution signal is amplified by an amplifier (main amplifier) 42 and output to a subtractor 44, and the other distribution signal is The signal is output to the subtractor 44 via the delay line 43. The subtractor 44 extracts a distortion component by subtracting the signal input from the delay line 43 from a part of the amplified signal input from the main amplifier 42, and outputs the distortion component to the distortion amplifier 45. The amplified signal including the distortion input from is output to the subtractor 47 via the delay line. Further, the distortion component of the subtraction result input from the subtractor 44 to the distortion amplifier 45 is amplified by the distortion amplifier 45 and output to the subtractor 47. In the subtractor 47, a result obtained by subtracting the distortion component signal input from the distortion amplifier 45 from the amplified signal including distortion input from the delay line 46 is output as an amplified signal after compensation without distortion.
[0004]
Here, the signal input from the delay line 46 to the subtractor 47 is obtained by amplifying the main signal by the main amplifier 42 and includes distortion generated by the main amplifier 42. Since the signal input to 47 is the distortion, the signal output from the subtractor 47 is the main signal amplified by the main amplifier 42 and the distortion generated by the main amplifier 42 is removed. The distributor 41, the subtractor 44, and the subtractor 47 are each composed of a directional coupler, for example.
[0005]
However, in such an amplifying apparatus, the amplified signal output from the main amplifier 42 is attenuated by the loss of the subtractor 44, the delay line 46, and the subtractor 47, so that the output level required for the apparatus is reduced. Therefore, it is necessary to increase the output level from the main amplifier 42, and the efficiency of the main amplifier 42 is reduced.
[0006]
On the other hand, FIG. 8 shows a configuration example of an amplifying apparatus including a distortion compensation circuit employing a predistortion method.
In the amplifying apparatus shown in the figure, a predistortion circuit 51 is provided in front of the main amplifier 52, and the predistortion circuit 51 has a phase difference of 180 degrees from the distortion generated in the main amplifier 52 (that is, an antiphase). The distortion having the same amplitude is generated in advance for the main signal, and the main signal in which the distortion is generated is output to the main amplifier 52. Then, the distortion generated in the predistortion circuit 51 and the distortion generated in the main amplifier 52 are canceled out, so that the distortion is compensated.
[0007]
In such an amplifying apparatus, for example, no circuit is added after the main amplifier 52, so there is no loss and high efficiency can be realized. However, in such an amplifying apparatus, it is necessary that the distortion generated in the predistortion circuit 51 and the distortion generated in the main amplifier 52 coincide with each other in terms of signal input fluctuations and distortion frequency characteristics.
[0008]
Here, it is understood that the signal amplified by the amplifier is distorted because AM (Amplitude Modulation) -AM (Amplitude Modulation) conversion and AM (Amplitude Modulation) -PM (Phase Modulation) conversion occur. .
FIG. 9A shows an example of AM-AM conversion of a general amplifier, where the horizontal axis indicates the input level of the amplifier and the vertical axis indicates the gain of the amplifier. FIG. 4A shows an ideal gain characteristic G1 and an amplifier gain characteristic G2, and a result obtained by summing the gain characteristic of the predistortion circuit and the gain characteristic G2 of the amplifier is an ideal gain characteristic G1. It is necessary to be set so that
[0009]
FIG. 5B shows an example of AM-PM conversion of a general amplifier, where the horizontal axis indicates the input level of the amplifier and the vertical axis indicates the output phase of the amplifier. FIG. 4B shows the ideal phase characteristic P1 and the phase characteristic P2 of the amplifier. The sum of the phase characteristic of the predistortion circuit and the phase characteristic P2 of the amplifier is the ideal phase characteristic P1. It is necessary to be set so that
[0010]
Here, the principle of predistortion will be briefly described.
8 indicates the instantaneous power of the signal input to the predistortion circuit 51, and β indicates the instantaneous power of the signal output from the predistortion circuit 51 and is input to the main amplifier 52. The instantaneous power of the signal is indicated, and γ indicates the instantaneous power of the signal output from the main amplifier 52.
[0011]
When the input / output characteristics of the main amplifier 52 are expressed using β and γ, they are expressed as shown in Equation 1. Here, A represents a vector representing the gain and phase in the small signal region of the main amplifier 52, B represents a vector representing the gain and phase of the third-order distortion generated in the main amplifier 52, and C represents the main A vector representing the gain and phase of the fifth-order distortion generated in the amplifier 52 is shown. Each of A, B, C and a, b, c described later is represented by a vector such as (coefficient related to gain, coefficient related to phase).
[0012]
[Expression 1]

[0013]
Similarly, when the input / output characteristics of the predistortion circuit 51 are expressed using α and β, the following expression 2 is obtained. Here, a represents a vector representing the gain and phase in the small signal region of the predistortion circuit 51, b represents a vector representing the gain and phase of the third-order distortion generated in the predistortion circuit 51, and c Indicates a vector representing the gain and phase of the fifth-order distortion generated in the predistortion circuit 51.
[0014]
[Expression 2]

[0015]
By substituting Equation 2 into Equation 1 and eliminating β from the equation, a relational expression between α and γ is obtained as shown in Equation 3.
[0016]
[Equation 3]

[0017]
In FIG. 8, no distortion occurs from the input of the predistortion circuit 51 to the output of the main amplifier 52. ^Three Coefficient and α ^Five This is equivalent to setting both of the coefficients to zero as shown in Equations 4 and 5.
[0018]
[Expression 4]

[0019]
[Equation 5]

[0020]
In the predistortion circuit 51, it is necessary to realize characteristics satisfying the conditions of the above expressions 4 and 5, and if these conditions are satisfied, the amplifying apparatus as a whole has a third-order intermodulation ( Third-order distortion and fifth-order distortion such as IM (Intermodulation) distortion (IM3) and fifth-order intermodulation distortion (IM5) do not occur.
[0021]
However, since the characteristics of AM-AM conversion and AM-PM conversion are very complicated as shown in FIGS. 9A and 9B, the ideal characteristics described above are realized and distortion is reduced. In order to realize an amplifying device having no characteristics, the characteristic of the predistortion circuit becomes a complicated function type, and it is actually very difficult to obtain the coefficient of the characteristic curve by an analog method or calculation. End up.
[0022]
Therefore, as a configuration example of an amplifying apparatus including a distortion compensation circuit adopting a predistortion method, a configuration having a configuration as shown in FIG.
In the amplifying device shown in the figure, an input signal, for example, a radio frequency (RF) band signal is branched by a branching unit 61, and one branch signal is output to a phase circuit 67 via a delay line 62. The other branch signal is output to the square detector 63. Here, the square detector 63 only needs to extract the envelope information of the input signal, and the detection method is not limited to the square detection. That is, various things that can acquire envelope information of an input signal may be used.
[0023]
The square detector 63 detects the instantaneous amplitude level of the other branch signal that is input, and the detection result is converted from an analog signal to a digital signal by an A / D (Analog to Digital) converter 64 for phase correction. The data is output to the table 65a and the amplitude correction table 65b.
[0024]
In the phase correction table 65a, the phase correction data for correcting the phase is stored in the memory in association with the amplitude level, and the amplitude input from the A / D converter 64 by referring to the stored content. Phase correction data corresponding to the level detection result is read and output to a D / A (Digital to Analog) converter 66a. In the D / A converter 66a, the phase correction data digital signal input from the phase correction table 65a is converted to an analog signal, and a low-pass filter (LPF) 73a returns the folded component of the D / A converter. Is output to the phase circuit 67.
[0025]
Similarly, in the amplitude correction table 65b, amplitude correction data for correcting the amplitude is stored in the memory in association with the amplitude level, and the stored content is referred to and input from the A / D converter 64. The amplitude correction data corresponding to the detected amplitude level is read and output to the D / A converter 66b. In the D / A converter 66b, the amplitude correction data input from the amplitude correction table 65b is converted from a digital signal to an analog signal, and the aliasing component of the D / A converter is removed by the LPF 73b. Is output.
[0026]
One branch signal output from the branch unit 61 to the delay line 62 includes the square wave detector 63, the A / D converter 64, the phase correction table 65a, the amplitude correction table 65b, and two D / D signals. A phase correction data signal and amplitude correction data corresponding to the amplitude level of the other branch signal (corresponding to the one branch signal) are processed by the processing system including the A converters 66a and 66b and the two LPFs 73a and 73b. The signal is delayed by the delay line 62 so as to be synchronized with the timing at which the signal is input to the phase circuit 67 and the amplitude circuit 68.
[0027]
Due to such a delay, the one branch signal input to the phase circuit 67 is given phase distortion based on the phase correction data corresponding to the amplitude level of the one branch signal in the phase circuit 67, and the amplitude circuit 68. Is output. Similarly, due to such a delay, one branch signal input to the amplitude circuit 68 is given an amplitude distortion based on amplitude correction data corresponding to the amplitude level of the one branch signal in the amplitude circuit 68. It is output to the main amplifier 69.
[0028]
Here, as the phase distortion and amplitude distortion given to one branch signal, distortion that can cancel out the phase distortion and amplitude distortion generated in the main amplifier 69 is generated. That is, as shown in FIGS. 9 (a) and 9 (b), the inverse characteristics of the main amplifier 69 correspond to the fact that the AM-AM conversion and AM-PM conversion occur according to the input level. The phase correction data and the amplitude correction data that can provide the above are set in the tables 65a and 65b, thereby realizing ideal distortion-free as a whole of the amplifying apparatus.
[0029]
The signal output from the amplitude circuit 68 is amplified by the main amplifier 69. At this time, the phase distortion and amplitude distortion generated in the main amplifier 69 are phase distortion given by the phase circuit 67 and amplitude given by the amplitude circuit 68. The main amplifier 69 outputs an amplified signal without distortion through the branching unit 70 due to the distortion.
[0030]
Further, in the branch unit 70, a part of the amplified signal input from the main amplifier 69 is branched, and the branch signal is output to the distortion detection circuit 71.
In the distortion detection circuit 71, distortion components remaining after distortion compensation included in the branch signal input from the branch unit 70 are detected, and the detection result is output to the table update circuit 72.
[0031]
The table update circuit 72 calculates phase correction data and amplitude correction data based on the detection result input from the distortion detection circuit 71 such that the distortion component included in the branch signal acquired by the branching unit 70 is minimized, for example. Then, by outputting the calculation results to the tables 65a and 65b, the phase correction data and the amplitude correction data stored in the tables 65a and 65b are rewritten so as to have the best values. By performing the update process of the phase correction data and the amplitude complementation data using such a feedback system, an amplifying apparatus capable of operating effectively regardless of the influence of, for example, temperature change or aging change is realized.
[0032]
However, as a general characteristic of an amplifier, there is a problem that generated distortion has frequency dependency.
FIG. 11 shows an example of the main signal and distortion of the two waves output from the amplifier when two waves of the main signal of frequency f1 and the main signal of frequency f2 are input to the amplifier for easy explanation. The horizontal axis indicates the frequency, and the vertical axis indicates the amplitude level of the signal. Here, as distortion, a component due to intermodulation distortion or the like is shown, and lower third order distortion of frequency (2 · f1-f2) and upper third order distortion of frequency (2 · f2-f1) are shown. is there.
[0033]
As shown in the figure, when the amplitude levels of the two main signals are the same, the lower third-order distortion amplitude level A and the frequency (2.f2-f1) of the frequency (2.multidot.f1-f2). ), The difference of ΔIM (= A−B) occurs between the amplitude level B of the upper third-order distortion. When such a difference in ΔIM occurs, for example, even if the predistortion circuit unit of the amplifying apparatus as shown in FIG. 8 or 10 is ideally operated, the same distortion compensation processing is performed for all frequencies. Therefore, there is a problem that the difference component cannot be compensated and remains in the signal after distortion compensation.
[0034]
Note that such a difference in ΔIM is caused by factors other than the factor of distortion normally generated in the amplifier. For example, for the component of normal third-order distortion generated in the amplifier, the lower frequency (2 · f1− The amplitude level of distortion is the same between f2) and the upper frequency (2.multidot.f2-f1).
[0035]
It is assumed that the difference of ΔIM is caused by factors other than AM-AM conversion and AM-PM conversion, and the third-order distortion generated in the main amplifier and the characteristics of the predistortion circuit section satisfy the condition of the above expression 3, and AM -It is assumed that distortion caused by AM conversion and AM-PM conversion is ideally corrected. At this time, the characteristic of the third-order distortion component, which is a normal distortion component, and the characteristic of the predistortion circuit unit are inverse characteristics, and even if it can be completely compensated, the ΔIM component cannot be compensated as shown in FIG. As an example, when A = 1.0, B = 0.8, and ΔIM = 2 dB = 0.2, the distortion components other than the normal distortion component are 0.1, and the normal distortion component is {B + (AB) / 2} = 0.9. Since distortion components other than normal distortion components remain after distortion compensation, the distortion compensation amount is only | 20 Log (0.1 / 0.9) | = 19 dB. Further, when ΔIM is large, the distortion compensation amount is further deteriorated.
[0036]
By the way, in general, the distortion compensation amount in an amplifying apparatus including a distortion compensation circuit that employs the feedforward method as shown in FIG. 7 can be 30 dB or more. With regard to the compensation amount, it can be said that the distortion compensation amount is better when the feed forward method is adopted than the predistortion method.
[0037]
There are various causes for the difference in ΔIM described above. For example, even-order distortion generated in the transistors constituting the main amplifier causes difference frequency (f2-f1) distortion, and again due to transistor distortion. There may be a factor that the input signals of the frequency f1 and the frequency f2 are modulated, and this is remarkable when the fluctuation of the drain current is large as in an AB class amplifier. As another factor, for example, when the frequency of the output component of the second harmonic wave is mixed with (f2) or (f1), such as frequency (2 · f1) or frequency (2 · f2). It is the same.
[0038]
Next, an example of a conventional method for canceling distortion will be described.
FIG. 12A shows an example of the two-wave signal and the IM distortion spectrum that are output when the two waves of the frequency f1 signal and the frequency f2 signal are amplified by the amplifier. The axis indicates the frequency, and the vertical axis indicates the signal level. Here, in FIG. 9A, IM distortion occurs at the frequency (2 · f1-f2) and the frequency (2 · f2-f1).
[0039]
In FIG. 6B, the lower third order IM distortion and the upper third order IM distortion of the frequency (2 · f1-f2) shown in FIG. It is shown.
Here, the IM distortion shown in FIG. 6B is a case where only AM-AM conversion occurs and AM-PM conversion does not occur, but in reality, AM-PM conversion occurs. As a result, the IM distortion is as shown in FIG. That is, as shown in FIG. 6C, the lower third-order distortion component of the frequency (2 · f1−f2) is subjected to the phase rotation of + θ1 clockwise from the vector D, and similarly, the frequency (2 · f2 The upper third-order distortion component of −f1) is subjected to a phase rotation of + θ1 clockwise from the vector D, and a vector of these two distortion components after the phase rotation is represented by a.
[0040]
For example, “Transfer Characteristic of IM3 Relative Phase for a GaAs FET Amplifier”, Suematsu, Iyama, Ishida, IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL.45, NO.12, DECEMBER 1997 "It is described in.
[0041]
Further, as shown in FIG. 4D, the lower third-order distortion of the frequency (2.multidot.f1-f2) is expressed by a vector b in consideration of distortion generated by a factor other than the normal distortion generation factor. The distortion represented by the vector (1 + x) b is added to the upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) using (1 + x) as a coefficient. Here, the distortions to be added are each rotated in phase by + θ2 in the clockwise direction. In FIG. 4D, for convenience of explanation, this phase rotation amount θ2 is shown large for easy viewing.
[0042]
When vector addition is performed on the distortion shown in FIG. 6D, the total distortion generated at the frequency (2.multidot.f1-f2) is expressed by a vector c1 = a + b as shown in FIG. The total distortion generated at the frequency (2 · f2−f1) is expressed by a vector c2 = a + (1 + x) b. Here, normally, | c1 |> | c2 |, and imbalance of IM distortion occurs.
[0043]
For example, when ideal distortion compensation is performed on the distortion shown in FIG. 10E by the distortion compensation circuit as shown in FIG. 10 above, distortion at each frequency is obtained as shown in FIG. The distortion component corresponding to the vector (a + b) can be canceled by generating a vector (−a−b) component having a characteristic opposite to that of the vector (a + b) included in the distortion compensation circuit. In (2 · f2-f1), a distortion component corresponding to the vector (xb) remains after distortion compensation.
[0044]
In addition, as a prior art example regarding predistortion, for example, “Predistortion distortion compensation device” described in JP-A-54-107656, “Predistorter” described in JP-A-56-48734, “Predistorter” described in JP-A-56-66909, “automatic tracking type predistorter” described in JP-A-57-35424, and JP-A-57-72406 described in JP-A-57-72406. "Automatic tracking type predistorter", "Predistortion compensation circuit" described in Japanese Patent Laid-Open No. 58-134544, "Intermodulation distortion automatic compensation system" described in Japanese Patent Laid-Open No. 59-17736, "Transmitter" described in Japanese Patent Laid-Open No. 62-139425, "Transmitter" described in Japanese Patent Laid-Open No. 63-121326, and Japanese Patent Laid-Open No. 63-208330. A "delay compensation type adapter Dib pre-distorter with transmitter" and "non-linear distortion compensation circuit" described in JP-A-64-49438 described.
[0045]
[Problems to be solved by the invention]
As shown in the above conventional example, in the conventional common amplifying apparatus with a distortion compensation function, the upper third order of the frequency (2.multidot.f2-f1) generated when the signal of frequency f1 and the signal of frequency f2 are amplified by the amplifier. There is a problem that the lower third-order distortion of the distortion and frequency (2 · f1-f2) cannot be accurately compensated.
[0046]
The present invention has been made to solve such a conventional problem. For example, the upper side 3 of the frequency (2 · f2-f1) generated when the signal of the frequency f1 and the signal of the frequency f2 are amplified by an amplifier. An object of the present invention is to provide a distortion compensator that can improve the third-order distortion and the lower third-order distortion of the frequency (2 · f1-f2) as compared with the conventional one.
[0047]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, in the distortion compensation apparatus according to the present invention, the third-order distortion in the upper frequency band and the third-order distortion in the lower frequency band generated by an amplifier that amplifies a signal composed of a plurality of frequency components. When there is an imbalance, amplitude modulation is performed by the amplitude modulation means on the signal amplified by the amplifier to generate sidebands in the upper frequency band and the lower frequency band, and distortion compensation is performed. The unbalance difference between the third-order distortion in the upper frequency band and the third-order distortion in the lower frequency band generated in the amplifier is reduced.
[0048]
In the distortion compensation apparatus according to the present invention, as a preferred embodiment, in the amplitude modulation means, the control signal output means outputs a control signal based on the envelope information based on the signal amplified by the amplifier, and the amplitude change means The amplitude of the output control signal is changed, the phase changing means changes the phase of the control signal, and the amplitude modulation executing means amplitude-modulates the signal amplified by the amplifier based on the control signal whose amplitude and phase are changed. As a result, a sideband wave is generated for the signal.
[0049]
Moreover, in the distortion compensation apparatus according to the present invention, as a preferred embodiment, the distortion level detection means detects the third-order distortion level in the upper frequency band and the third-order distortion level in the lower frequency band included in the signal after distortion compensation. The sideband wave generated by the amplitude modulation means is adjusted so that the difference between the third-order distortion level in the upper frequency band detected by the sideband wave adjusting means and the third-order distortion level in the lower frequency band is reduced.
[0050]
The distortion compensation apparatus as described above is suitable for use in an amplification apparatus that performs distortion compensation using, for example, a predistortion method.
The amplifying apparatus using the predistortion system according to the present invention includes the distortion compensator having the amplitude modulation means as described above, and the third-order distortion and lower frequency in the upper frequency band that cannot be compensated only by the predistortion system. The imbalance with the third-order distortion of the band is improved by the distortion compensator.
[0051]
Further, in the predistortion system amplifying device according to the present invention, the distortion level detection means for detecting the level of the third order distortion in the upper frequency band and the level of the third order distortion in the lower frequency band included in the signal after distortion compensation. Distortion compensation with sideband adjustment means for adjusting the sideband generated by the amplitude modulation means so that the difference between the third order distortion level of the detected upper frequency band and the third order distortion level of the lower frequency band becomes small. By adding to the apparatus, it is possible to control so that the difference between the third-order distortion level in the upper frequency band and the third-order distortion level in the lower frequency band becomes small.
[0052]
Hereinafter, the present invention will be described more specifically.
In the distortion compensation apparatus according to the present invention, when the signal of the frequency f1 and the signal of the frequency f2 are amplified by the amplifier, the upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) and the lower side of the frequency (2 · f1-f2) When third-order distortion occurs, for example, the distortion generated in the amplifier is compensated as follows.
The following distortion generating means corresponds to, for example, the phase circuit 67 and the amplitude circuit 68 shown in FIG.
That is, there is an upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) generated by the distortion generating means and a lower third-order distortion of the frequency (2 · f1-f2). Further, the phase of the upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) and the lower third-order distortion of the frequency (2 · f1-f2) are arbitrarily changed by amplitude-modulating the output signal of the distortion generating means. Thus, the upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) generated by the amplifier and the lower third-order distortion of the frequency (2 · f1-f2) are compensated without imbalance.
Alternatively, by amplitude-modulating a signal input to the distortion generating means in advance, the upper sideband of the frequency (2 · f2-f1) and the lower sideband of the frequency (2 · f1-f2) are generated and the amplitude modulation is performed. By inputting the signal to the distortion generating means, the phase of the upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) and the lower third-order distortion of the frequency (2 · f1-f2) are arbitrarily changed, and the amplifier The upper third order distortion of the frequency (2 · f2-f1) and the lower third order distortion of the frequency (2 · f1-f2) are compensated without imbalance.
[0053]
Therefore, the upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) generated by the distortion generation means, the lower third-order distortion of the frequency (2 · f1-f2), and the frequency (2 · f2-) generated by the amplitude modulation means. By combining the upper sideband of f1) and the lower sideband of frequency (2 · f1-f2), the phase and frequency (2 · f1) of the upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) generated in the amplifier -F2) Since distortions having opposite phases can be generated with respect to the lower third-order distortion phase, distortion compensation can be improved as compared with the conventional case.
[0054]
Here, the signal amplified by the amplifier may be various, and for example, a W-CDMA signal, a multicarrier signal, or the like is used.
Various amplifiers may be used. For example, a single amplifier may be used, or a plurality of amplifiers may be used in combination.
In addition, it is ideal that the distortion compensation accuracy ideally cancels the distortion generated in the amplifier to zero, but distortion compensation with various precisions may be performed as long as it is practically effective. .
[0055]
Further, the signal amplified by the amplifier that is a signal to be subjected to amplitude modulation is not limited to the signal before being amplified by the amplifier, and for example, the signal after being amplified by the amplifier may be used. Similarly, the distortion generating means does not necessarily have to be provided at the front stage of the amplifier, and may be provided, for example, at the rear stage of the amplifier.
Further, as an aspect for compensating for distortion using distortion generated by the distortion generating means, for example, an aspect for compensating for distortion by using distortion generated by other means together may be used.
[0056]
Further, the signals amplified by the amplifier may be, for example, only the signal of frequency f1 and the signal of frequency f2, or include signals of other frequencies together with the signal of frequency f1 and the signal of frequency f2. May be.
Further, the upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) generated by the amplifier and the lower third-order distortion of the frequency (2 · f1-f2) have, for example, a difference of ΔIM shown in FIG. It's like two distortions.
[0057]
As an example, in the distortion compensator according to the present invention, the distortion level detection means detects the upper third-order distortion level and frequency (2 · f1−f2) of the frequency (2 · f2−f1) included in the signal after distortion compensation. The level of the upper third order distortion of the frequency (2 · f2-f1) and the level of the lower third order distortion of the frequency (2 · f1-f2) at which the lower third order distortion level is detected and detected by the distortion adjusting means. The upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) and the lower third-order distortion of the frequency (2 · f1-f2) generated by the distortion generating means are adjusted so that the difference between the two is reduced.
[0058]
Therefore, the difference between the upper third-order distortion level of the frequency (2 · f2-f1) and the lower third-order distortion level of the frequency (2 · f1-f2) included in the signal after distortion compensation is reduced. Since the adjustment is performed, the level of distortion remaining after distortion compensation at these two frequencies can be made substantially the same, thereby improving the accuracy of distortion compensation as a whole.
[0059]
Here, the difference between the upper third-order distortion level of the frequency (2 · f2-f1) and the lower third-order distortion level of the frequency (2 · f1-f2) included in the signal after distortion compensation is reduced. For example, an aspect that minimizes the difference is preferably used. However, the aspect is not necessarily limited to this, and another aspect may be used.
[0060]
In addition, various methods may be used as a method of adjusting the distortion by the distortion adjusting unit. As an example, the amplitude is adjusted by adjusting the phase of the control signal of the difference frequency (f2−f1) used for amplitude modulation. A method of adjusting the phase of the sideband generated by the modulation means can be used. As another example, a method of adjusting the level of the sideband generated by amplitude modulation by adjusting the modulation degree can be used. it can.
[0061]
Here, the principle of the present invention will be described.
According to a commonly used amplitude modulation equation, the result y of amplitude modulation of the signal cos (ωc · t) of the angular frequency ωc is expressed by Equation 6, where t indicates time. Here, δ indicates the modulation degree, and ωa indicates the frequency of amplitude modulation.
[0062]
[Formula 6]

[0063]
When Equation 6 is decomposed, Equation 7 is obtained.
[0064]
[Expression 7]

[0065]
FIG. 3A shows an example of the spectrum of the signal y resulting from the amplitude modulation shown in the above equation 7, the horizontal axis shows the angular frequency, and the vertical axis shows the amplitude level of the signal. ing. In the spectrum shown in FIG. 9A, the signal of the angular frequency ωc corresponds to the main signal component represented by the first term on the right side of the equation 7, and the signal of the angular frequency (ωc + ωa) is represented by the equation 7. This corresponds to the sideband component represented by the second term on the right side, and the signal of the angular frequency (ωc−ωa) corresponds to the sideband component represented by the third term on the right side of Equation 7. Here, these two sidebands are generated by amplitude-modulating the main signal, and correspond to intermodulation distortion (IM) generated in the amplifier in the predistortion system.
[0066]
FIG. 6B shows a vector representation of each of the two sidebands shown in FIG. 6A. The sideband and angular frequency (ωc + ωa) of the angular frequency (ωc−ωa) are shown. For the sake of explanation, the phase of each of the sideband waves is assumed to be 0 °.
[0067]
Further, when the phase of cos (ωa · t) used for amplitude modulation is changed by φ, the signal y ′ resulting from the amplitude modulation becomes as shown in Equation 8, and as shown in Equation 8. The phase of each sideband rotates by (+ φ) or (−φ), respectively.
[0068]
[Equation 8]

[0069]
4 (a) shows the same spectrum as that shown in FIG. 3 (a), and FIG. 4 (b) shows (+ φ) or (−φ as shown in the equation 8 above. ) Is a vector representation of each sideband when the phase is rotated.
[0070]
Consider a case in which amplitude modulation is performed on the signal having the frequency f1 and the signal having the frequency f2 based on the above equation 8. In this case, the result y1 of the amplitude modulation of the signal of the frequency f1 is expressed by Equation 9, and the result y2 of the amplitude modulation of the signal of the frequency f2 is expressed by Equation 10. Here, the angular frequency corresponding to the frequency f1 is represented by ω1, and the angular frequency corresponding to the frequency f2 is represented by ω2. Further, it is assumed that the modulation frequency of the amplitude modulation is (f2-f1). In this case, ωa = (ω2-ω1).
[0071]
[Equation 9]

[0072]
[Expression 10]

[0073]
Further, the result y3 obtained by summing the result y1 of the amplitude modulation of the signal of the frequency f1 and the result y2 of the amplitude modulation of the signal of the frequency f2 is expressed as in Expression 11.
[0074]
[Expression 11]

[0075]
Here, if the degree of modulation δ is very small, the above equation 11 is approximately expressed as equation 12.
[0076]
[Expression 12]

[0077]
In Equation 12, the angular frequency (2 · ω1-ω2) corresponds to the frequency (2 · f1-f2), and the angular frequency (2 · ω2-ω1) corresponds to the frequency (2 · f2-f1). From this, it is shown that the sideband of the frequency (2 · f1-f2) and the sideband of the frequency (2 · f2-f1) can be generated by amplitude-modulating the signal of the frequency f1 and the signal of the frequency f2. It is.
[0078]
In this example, for example, [δ · cos {(ω2−ω1) · t + φ}] corresponds to the control signal having the frequency (f2−f1) according to the present invention, and the phase change means changes the phase φ of the control signal. Change. The phases of the two sidebands generated by the amplitude modulation means can be controlled according to the amount by which the phase φ of the control signal is changed. In addition, the level of the two sidebands generated by adjusting the modulation degree δ can be controlled.
[0079]
Further, referring to FIG. 5, the lower third-order distortion and the frequency (2 · f2-f1) generated by the amplifier using the two sidebands shown in the equation 12 above and the frequency (2 · f1-f2). An example of a method of canceling the upper third-order distortion is shown.
In FIG. 12A, as shown in FIG. 12E, the vector c1 representing the lower third-order distortion of the frequency (2f1-f2) generated by the amplifier and the frequency (2 · f2-f1) are shown. ), The phase of the vector c1 is rotated clockwise by + θ3, and the phase of the vector c2 is rotated clockwise by + θ4.
[0080]
Further, FIG. 5A shows the distortion generated when the predistortion of the conventional example shown in FIG. 10 is performed. The vectors p1 and p2 are generated by the amplitude circuit 68 of FIG. When the phase is changed clockwise by + θ3 at 67, sideband vectors q1 and q2 can be generated. FIG. 2B shows the cancellation of the third-order distortions c1 and c2 generated by the amplifier and the sidebands q1 and q2 generated by the predistortion. However, c2 and q2 do not have an inverse vector relationship, and a residual distortion r remains. As described above, the vectors are used. FIG. 8C shows a spectrum diagram before the predistortion is performed, and FIG. 8D shows the spectrum diagram after the predistortion is performed. In the conventional predistortion, it is difficult to completely cancel the lower third-order distortion generated at the frequency (2 · f1-f2) and the upper third-order distortion generated at the frequency (2 · f2-f1).
[0081]
FIG. 6 shows how the present invention is applied to simultaneously cancel the lower third-order distortion occurring at the frequency (2 · f1-f2) and the upper third-order distortion occurring at the frequency (2 · f2-f1). Will be described.
In FIG. 6A, as shown in FIG. 5A, the vector c1 and the frequency (2 · f2) representing the lower third-order distortion of the frequency (2 · f1−f2) generated in the amplifier. The vector c2 representing the upper third-order distortion of -f1) is shown. The phase of the vector c1 is rotated clockwise by + θ3, and the phase of the vector c2 is rotated clockwise by + θ4.
[0082]
Further, FIG. 6A shows distortion generated when the predistortion of the conventional example shown in FIG. 10 is performed. The vectors s1 and s2 are generated by the amplitude circuit 68 of FIG. The phase is changed clockwise by + θ5 to generate sideband vectors t1 and t2. Here, s1 and s2 are different from p1 and p2 in FIG. 5, respectively, and have a relationship of | s1 | ≠ | P1 | and | s2 | ≠ | P2 |. Also, θ5 is different from θ3 in FIG.
[0083]
Next, the present invention is applied and amplitude modulation is performed using the second amplitude circuit. This will be described with reference to FIG. U1 and u2 are generated using the second amplitude circuit. At this time, the levels of the vectors u1 and u2 are set by adjusting the amplitude of the control signal of the second amplitude circuit. That is, the modulation degree of amplitude modulation is adjusted. When the phase of the control signal of the second amplitude circuit is changed by φ1, u1 rotates clockwise by φ1 and becomes w1, and u2 rotates counterclockwise by φ1 and becomes w2. FIGS. 4B and 4C show sidebands t1 and t2 generated by the conventional first amplitude circuit and phase circuit, and sidebands generated by using the second amplitude circuit and the phase circuit of the control signal. The state which synthesize | combines the waves w1 and w2 is represented, and let each synthetic | combination vector sideband be v1, v2.
The third-order distortions c1 and c2 generated in the amplifier, the amplitude circuit and the phase circuit used in the conventional predistortion circuit, and the sidebands v1 and v2 generated using the amplitude circuit and the control signal phase circuit of the present invention are as follows: Each has an inverse vector relationship and can be canceled completely.
[0084]
As described above, when the phase rotation as described above is performed, the lower third-order distortion of the frequency (2 · f1-f2) and the upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) generated in the amplifier are respectively obtained. Thus, it is possible to generate two distortions that are 180 degrees out of phase (in opposite phases). In general, in the addition of vectors, the result of addition in the opposite phase is the smallest. Therefore, when phase rotation is performed as described above, both the upper frequency band distortion and the lower frequency band distortion generated in the amplifier are considered. In some cases, it can be said that these distortions can be compensated satisfactorily.
[0085]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An amplifying apparatus according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 shows a configuration example of an amplifying apparatus including a distortion compensating circuit adopting a predistortion system as an example of an amplifying apparatus including a distortion compensating circuit to which the distortion compensating apparatus according to the present invention is applied.
[0086]
The amplifying device of this example shown in the figure includes a branching unit 1, a delay means (for example, a delay line) 2, a square detector (square detection circuit) 3, an A / D converter 4, a phase A correction table 5a, an amplitude correction table 5b, two D / A converters 6a and 6b, two LPFs 14a and 14b for removing aliasing components of the D / A converter output, and a main signal A phase circuit 8 for controlling the phase of the signal, an amplitude circuit 9 for controlling the amplitude of the main signal, a branching unit 17, a second square detector 16, an amplitude circuit 22, and a phase circuit 7, The second delay means 18 for delaying the main signal, the second amplitude circuit 15, the main amplifier 10, the branching unit 11, the distortion detection circuit 12, the table update circuit 13, and the amplitude circuit 15 The phase control circuit 19 for adjusting the phase of the control signal and the control signal of the amplitude circuit 15 A modulation degree control circuit 23 for adjusting the amplitude of the signal, and two D / A converters 20 and 21 for changing the outputs of the phase control circuit 19 and the modulation degree control circuit 23 from digital signals to analog signals. It has been. Note that the square detectors 3 and 16 only need to be able to extract, for example, an envelope component of a signal, and the detection method is not limited to square detection. An LPF for removing high frequency components may be added to the outputs of the square detectors 3 and 16.
[0087]
In the amplifying apparatus of this example, an RF band signal including, for example, a signal of frequency f1 and a signal of frequency f2 to be amplified is input to the branching unit 1.
The branch unit 1 branches the input signal into two signals, outputs one branch signal to the phase circuit 8 via the delay line 2, and outputs the other branch signal to the amplitude detector 3.
[0088]
The amplitude detector 3 detects the amplitude level of the other branch signal input from the branch unit 1 and outputs the detection result to the A / D converter 4.
The A / D converter 4 converts the detection result of the amplitude level input from the amplitude detector 3 from an analog signal to a digital signal, and outputs the result to the phase correction table 5a and the amplitude correction table 5b.
[0089]
The phase correction table 5a stores phase correction data for correcting the phase in the memory in association with the amplitude level, and the amplitude level input from the A / D converter 4 based on the stored content. The phase correction data corresponding to the detection result is read out and output to the D / A converter 6a.
The D / A converter 6a converts the phase correction data input from the phase correction table 5a from a digital signal to an analog signal and outputs the analog signal to the LPF 14a. The LPF 14 a removes the aliasing component from the output of the D / A converter 6 a and outputs a signal to the phase circuit 8.
[0090]
The amplitude correction table 5b stores amplitude correction data for correcting the amplitude in the memory in association with the amplitude level, and the amplitude level input from the A / D converter 4 based on the stored content. The amplitude correction data corresponding to the detection result is read and output to the D / A converter 6b.
The D / A converter 6b converts the amplitude correction data input from the amplitude correction table 5b from a digital signal to an analog signal and outputs the analog signal to the LPF 14b. The LPF 14 b removes the aliasing component from the output of the D / A converter 6 b and outputs a signal to the amplitude circuit 9.
[0091]
One branch signal output from the branching unit 1 to the delay line 2 includes the square detector 3, the A / D converter 4, the phase correction table 5a, the amplitude correction table 5b, and two D / D signals. A phase correction data signal and amplitude correction data corresponding to the amplitude level of the other branch signal (corresponding to the one branch signal) are processed by the processing system including the A converters 6a and 6b and the two LPFs 14a and 14b. The signal is delayed by the delay line 2 so as to be synchronized with the timing at which the signal is input to the phase circuit 8 and the amplitude circuit 9.
[0092]
Due to such a delay, the phase circuit 8 applies phase distortion based on the phase correction data corresponding to the amplitude level of the one branch signal to the one branch signal input from the delay line 2 to the amplitude circuit 9. Output.
Similarly, due to such a delay, the amplitude circuit 9 branches the one branch signal input from the phase circuit 8 by giving amplitude distortion based on the amplitude correction data corresponding to the amplitude level of the one branch signal. To the unit 17.
[0093]
One output (one branch signal) of the branch unit 17 is input to the square detector 16, and the square detector 16 is a difference frequency signal (f 2 −f 1) of one branch signal input from the branch unit 17. Is output to the amplitude circuit 22. In the amplitude circuit 22, the amplitude of the difference frequency signal input from the square detector 16 is adjusted and output to the phase circuit 7. In the phase circuit 7, the phase of the difference frequency signal input from the amplitude circuit 22 is rotated and output to the amplitude circuit 15.
[0094]
The other output (the other branch signal) of the branch unit 17 is input to the second delay means 18. In the delay means 18, the other signal of the branching unit 17 is delayed by the same time as the delay time in the square wave detection circuit 16, the amplitude circuit 22 and the phase circuit 7. The output of the delay means 18 becomes an input signal of the second amplitude circuit 15. In the amplitude circuit 15, amplitude modulation corresponding to the difference frequency signal detected by the square detector 16 is performed on the other signal of the branching unit 17. In this case, the amplitude circuit 22 outputs the square detector 16. By adjusting the amplitude of the signal and further rotating the phase of the output signal of the amplitude circuit 22 by the phase circuit 7, the upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) generated by the amplifier 10 and the frequency (2 · For each phase of the lower third-order distortion of f1-f2), the upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) included in the output of the amplitude circuit 15 and the frequency (2 · f1-f2) Each phase of the side third order distortion can be set to be exactly 180 degrees different. A circuit block composed of the branching unit 17, the delay means 18, the amplitude circuit 15, the square detection circuit 16, the amplitude circuit 22, and the phase circuit 7 is a part of the present invention, and the conventional circuit shown in FIG. The configuration of the first embodiment is obtained by adding the present invention to the predistortion type amplifier.
[0095]
The main amplifier 10 is composed of, for example, a common amplifier, amplifies the signal input from the amplitude circuit 15, and outputs the amplified signal via the branch unit 11. At this time, the phase distortion and amplitude distortion generated in the main amplifier 10 are compensated by the phase distortion given by the phase circuit 8 and the amplitude distortion given by the amplitude circuit 9 and the sideband wave given by the amplitude circuit 15. An amplified signal whose distortion has been compensated is output from the amplifier 10 via the branching unit 11.
[0096]
The branch unit 11 branches a part of the amplified signal input from the main amplifier 10 and outputs the branch signal to the distortion detection circuit 12.
In the distortion detection circuit 12, a distortion component remaining after distortion compensation included in the branch signal input from the branch unit 11 is detected, and the detection result is sent to the table update circuit 13, the phase control circuit 19, and the modulation degree control circuit 23. Is output.
[0097]
The table update circuit 13 calculates phase correction data and amplitude correction data that minimize the distortion component included in the branch signal acquired by the branch unit 11 based on the detection result input from the distortion detection circuit 12. Then, by outputting the calculation results to the tables 5a and 5b, the phase correction data and the amplitude correction data stored in the tables 5a and 5b are rewritten so as to have the best values.
[0098]
Further, the phase control circuit 19 performs D / A conversion on phase data that minimizes, for example, the distortion component included in the branch signal acquired by the branch unit 11 based on the detection result input from the distortion detection circuit 12. By outputting to the phase circuit 7 via the device 20, the phase rotation amount of the control signal of the amplitude circuit 15 can be set to an optimum value.
[0099]
Also, the modulation degree control circuit 23 outputs amplitude data that minimizes, for example, the distortion component included in the branch signal acquired by the branch unit 11 based on the detection result input from the distortion detection circuit 12. By outputting to the amplitude circuit 22 via the converter 21, the amplitude of the control signal of the amplitude circuit 15, that is, the modulation degree of the amplitude modulation performed in the amplitude circuit 15 can be set to an optimum value.
By performing update processing of phase correction data, amplitude correction data, phase control, and modulation degree control using such a feedback system, for example, amplification that can operate effectively regardless of the influence of temperature change or secular change, for example. A device is realized.
[0100]
Note that the feedback system including the branching unit 11, the distortion detection circuit 12, the table update circuit 13, the phase control circuit 19, the modulation degree control circuit 23, and the two D / A converters 20 and 21 may not necessarily be provided.
In this example, the phase correction table 5a and the D / A converter 6a and the amplitude correction table 5b and the D / A converter 6b are provided separately. Tables and D / A converters may be shared for use.
[0101]
As described above, in the amplifying apparatus of this example, when the main amplifier 10 amplifies the signal of frequency f1 and the signal of frequency f2, the phase circuit 22 provided between the square detector 16 and the amplitude circuit 15 and The phase circuit 7 changes the amplitude and phase of the control signal for controlling the amplitude circuit 15, and thereby the upper third-order distortion phase and frequency (2.multidot.2) of the frequency (2.multidot.f2-f1) generated in the predistortion. The phase of the lower third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) and the phase of the lower third-order distortion of the frequency (2 · f1-f2) generated by the amplifier are the lower third-order distortion phase of f1-f2). Therefore, for example, a large distortion compensation amount can be obtained compared to the conventional case, which can be useful for linearization of the amplifier.
[0102]
Specifically, in this example, the upper third-order distortion and the frequency (2.multidot.2) of the frequency (2.multidot.f2-f1) having different instantaneous phases are generated when the signal of frequency f1 and the signal of frequency f2 are amplified by the amplifier. f1-f2) In the distortion compensator for compensating the lower third-order distortion, the frequency generated by the amplifier 10 by the amplitude modulation means composed of the square detection circuit 16, the amplitude circuit 22, the phase circuit 7 and the amplitude circuit 15 The frequencies (2 · f2-f1) whose phases are different from each other in accordance with the difference between the instantaneous phase of the upper third-order distortion of (2 · f2-f1) and the instantaneous phase of the upper-order third-order distortion of frequency (2 · f1-f2). ) And the lower sideband of frequency (2 · f1-f2) are generated by amplitude modulation of the signal amplified by the amplifier 10, and the distortion generated in the amplifier 10 is compensated using the sideband. To do.
[0103]
Here, in this example, the main amplifier 10 corresponds to an amplifier according to the present invention.
In this example, the control signal output means according to the present invention is configured by the function of the square detector 16 to output the control signal having the frequency (f2-f1), and the amplitude circuit 22 determines the amplitude of the control signal. The amplitude changing means according to the present invention is configured by the function of changing, and the phase changing means according to the present invention is configured by the function of the phase circuit 7 changing the phase of the control signal, and the amplitude circuit 15 is amplitude modulated. The function for performing the above constitutes the amplitude modulation execution means according to the present invention, and these means constitute the amplitude modulation means.
[0104]
As the arrangement order of the phase circuit 8 for applying phase distortion to the main signal and the amplitude circuit 9 for applying amplitude distortion to the main signal, the amplitude circuit 9 is provided at the subsequent stage of the phase circuit 8 as in this example. Alternatively, a configuration in which the phase circuit 8 is provided in the subsequent stage of the amplitude circuit 9 may be used.
[0105]
Further, as a preferable example, the remaining amount after distortion compensation of the distortion occurring at the lower frequency (2.multidot.f1-f2) with respect to the main signal of frequency f1 and the main signal of frequency f2, and the upper frequency (2 It is possible to detect the residual amount after distortion compensation of the distortion generated in f2-f1) and control the phase change amount by the phase circuit 7 so that the difference between the residual amounts of the two distortions is minimized. Further, by controlling the amplitude circuit 22, the modulation degree of the amplitude modulation is adjusted, and the level of the sideband of the frequency (2.f2-f1) and the sideband of the frequency (2.f1-f2) generated by the amplitude circuit 15. Is optimally adjusted, the residual amount after distortion compensation of the distortion occurring in the upper frequency (2 · f2−f1) included in the amplified signal acquired from the branching unit 11 and the lower frequency (2 · f1) The residual amount after distortion compensation of the distortion generated in -f2) may be adjusted to be minimized.
[0106]
In this example, the distortion level detection means according to the present invention is configured by the distortion level detection function of the distortion detection circuit 12, and the sideband adjustment means according to the present invention is performed by the functions of the phase control circuit 19 and the modulation degree control circuit 23. Composed.
[0107]
Next, an amplifying apparatus according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 2 shows a configuration example of an amplifying apparatus including a distortion compensating circuit employing a predistortion system as an example of an amplifying apparatus including a distortion compensating circuit to which the distortion compensating apparatus according to the present invention is applied.
[0108]
The amplifying device of this example shown in the figure includes a branching unit 1, a delay means (for example, a delay line) 2, a square detector (square detection circuit) 3, an A / D converter 4, a phase A correction table 5a, an amplitude correction table 5b, two D / A converters 6a and 6b, two LPFs 14a and 14b for removing aliasing components of the D / A converter output, and a main signal A phase circuit 8 for controlling the phase of the signal, an amplitude circuit 9 for controlling the amplitude of the main signal, a branching unit 17, a second square detector (square detection circuit) 16, and an amplitude circuit 22 A delay circuit (for example, a delay line) 31, a second delay means 18 for delaying the main signal, a second amplitude circuit 15, a main amplifier 10, a branching unit 11, and a distortion detection circuit 12. Table update circuit 13, delay control circuit 32, modulation degree control circuit 23, delay control The output of the road 32 and the modulation degree control circuit 23 and two D / A converters 20 and 21 for changing an analog signal from a digital signal are provided. Note that the square detectors 3 and 16 only need to be able to extract, for example, an envelope component of a signal, and the detection method is not limited to square detection. An LPF for removing high frequency components may be added to the outputs of the square detectors 3 and 16.
[0109]
Here, the configuration and operation of the amplifying device of this example is such that a delay circuit 31 is provided between the amplitude circuit 22 and the amplitude circuit 15 instead of the phase circuit 7 shown in FIG. 1 of the first embodiment. Except that a delay control circuit 32 is provided between the distortion detection circuit 12 and the D / A converter 20 instead of the phase control circuit 19 shown in FIG. The configuration and operation of the amplifying apparatus shown in FIG.
In this example, the analog signal output from the amplitude circuit 22 is delayed by the delay circuit 31 and output to the amplitude circuit 15 to change the phase of the control signal.
Note that an LPF for removing high frequency components may be added to the output of the square detector 16.
[0110]
Even in such a configuration, for example, the same effect as that of the amplifying apparatus shown in the first embodiment can be obtained, and distortion compensation can be improved as compared with the conventional case.
Here, in this example, the phase change means according to the present invention is configured by the function of the delay circuit 31 changing the phase of the control signal by delaying the control signal.
In this example, a delay line is used as an example of a delay circuit that delays a signal. However, a delay circuit having another configuration may be used. Similarly to the phase circuit 7 described in the first embodiment, a variable delay circuit capable of controlling the signal delay time from the outside is used as the delay circuit 31, and the delay time by the variable delay circuit is used. It is also possible to use a configuration for controlling the above. In this case, for example, the delay time in the delay circuit 31 is feedback-controlled by the delay control circuit 32, and the sideband adjustment means according to the present invention is configured using the control function. In addition, since the phase change amount of the phase shifter using the delay line changes depending on the frequency, for example, the theoretical distortion compensation amount may be slightly deteriorated as compared with the first embodiment of the present invention.
[0111]
Here, the configuration of the distortion compensation device according to the present invention is not necessarily limited to the above-described configuration, and various configurations may be used. For example, in this example, the case where two waves of the signal of the frequency f1 and the signal of the frequency f2 are processed is shown, but the present invention can be applied to an apparatus that processes n waves with n ≧ 3.
The application field of the present invention is not necessarily limited to the above-described fields, and the present invention can be applied to various fields. For example, an amplifying apparatus including the distortion compensating apparatus according to the present invention is suitable for being provided in a transmission unit of a communication device that transmits a signal such as W-CDMA or multicarrier.
[0112]
The various processes performed in the distortion compensation apparatus according to the present invention include a configuration in which a processor is controlled by executing a control program stored in a ROM in a hardware resource including a processor, a memory, and the like. For example, each functional unit for executing the processing may be configured as an independent hardware circuit.
Further, the present invention can also be grasped as a computer-readable recording medium such as a floppy (registered trademark) disk or a CD-ROM storing the above-described control program, or the program (itself). Then, the processing according to the present invention can be performed by causing the processor to input to the computer.
[0113]
【The invention's effect】
As described above, according to the distortion compensator and the like according to the present invention, for example, when the signal of the frequency f1 and the signal of the frequency f2 are amplified by the amplifier, the upper third-order distortion and the frequency (2 When the lower third-order distortion of f1-f2) occurs, the upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) generated in the amplifier and the lower third-order distortion of the frequency (2 · f1-f2) On the other hand, the signal amplified by the amplifier at the frequency (2 · f2-f1) and the frequency (2 · f1-f2) is subjected to phase distortion by the phase circuit, and the signal subjected to amplitude distortion by the amplitude circuit is further amplified. Modulation generates a sideband wave of frequency (2 · f2-f1) and a sideband wave of frequency (2 · f1-f2), thereby generating phase distortion and amplitude circuit generated by the sideband and phase circuit. By combining the amplitude distortion which, because of so as to compensate for the distortion generated in the amplifier, as compared to the case where the conventional distortion compensation is performed, to improve the distortion compensation.
[0114]
Moreover, in the distortion compensation apparatus etc. which concern on this invention, as one structural example, based on the signal amplified by an amplifier, the control signal of frequency (f2-f1) is output, the phase of the said control signal is changed, and a phase is changed. Based on the changed control signal, the signal amplified by the amplifier is amplitude-modulated to generate distortion in the signal, thereby compensating for the distortion generated in the amplifier.
[0115]
Further, in the distortion compensator and the like according to the present invention, as an example, the phase θ1 of the upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) generated in the amplifier and the lower third-order distortion of the frequency (2 · f1-f2). The sideband of the frequency (2 · f2-f1) and the sideband of the frequency (2 · f1-f2) generated by amplitude modulation using the control signal with respect to the phase θ2 of The upper third-order phase distortion of the frequency (2 · f2-f1) generated by the phase circuit and the lower third-order phase distortion of the frequency (2 · f1-f2), and the frequency ( The phase of the upper third-order distortion obtained as a result of combining the upper third-order amplitude distortion of 2 · f2-f1) and the lower-order third-order amplitude distortion of frequency (2 · f1-f2) becomes −θ1 and the lower third-order distortion. Can be controlled so that the phase of the phase becomes −θ2. Base, it is possible to perform accurate distortion compensation.
[0116]
Moreover, in the distortion compensation apparatus according to the present invention, as another example, the level of the upper third-order distortion of the frequency (2 · f2-f1) and the frequency (2 · f1-f2) included in the signal after distortion compensation. The level of the lower third-order distortion is detected, and the difference between the detected upper third-order distortion level of the frequency (2 · f2-f1) and the lower third-order distortion level of the frequency (2 · f1-f2) is small. Since the sideband of the frequency (2 · f2−f1) and the sideband of the frequency (2 · f1−f2) generated by amplitude modulation are adjusted, the two frequencies remain after distortion compensation. For example, the level of the distortion to be corrected can be set to the same level, so that the accuracy of distortion compensation as a whole can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of an amplifying apparatus including a distortion compensation circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of an amplifying apparatus including a distortion compensation circuit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a spectrum of an amplitude-modulated signal and an example of a side display of a sideband wave.
FIG. 4 is a diagram showing an example of a spectrum of an amplitude-modulated signal and an example of a vector display of sidebands when the phase of a control signal is controlled.
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of how distortion is canceled.
FIG. 6 is a diagram illustrating an example of how distortion is canceled.
FIG. 7 is a diagram illustrating an example of an amplifying apparatus including a distortion compensation circuit that employs a feedforward method.
FIG. 8 is a diagram illustrating an example of an amplifying apparatus including a distortion compensation circuit that employs a predistortion method.
FIG. 9 is a diagram illustrating an example of nonlinear characteristics of an amplifier.
FIG. 10 is a diagram illustrating another example of an amplifying apparatus including a distortion compensation circuit that employs a predistortion method.
FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a main signal input to an amplifier and an example of distortion generated in the amplifier.
FIG. 12 is a diagram for explaining an example of a conventional method of canceling distortion.
[Explanation of symbols]
1, 11, 17 ... branching unit, 2, 18 ... delay means,
3, 16 ·· square detection circuit, 4 ·· A / D converter,
5a, 5b ··· table, 6a, 6b, 20, 21 ··· D / A converter,
7, 8, ... Phase circuit, 9, 15, 22, ... Amplitude circuit, 10 ... Main amplifier,
12 .... distortion detection circuit, 13 .... table update circuit,
14a, 14b ·· LPF, 19 · · phase control circuit,
23 .. Modulation degree control circuit 31 .. Delay circuit 32 .. Delay control circuit

Claims (4)

In a distortion compensation device that compensates for distortion generated in an amplifier that amplifies a signal composed of a plurality of frequency components ,
Distortion generating means for generating the same third-order distortion in the upper frequency band and the lower frequency band for the signal amplified by the amplifier;
Amplitude modulation means for generating different sidebands in the upper frequency band and the lower frequency band by performing amplitude modulation on a signal amplified by the amplifier at a front stage or a rear stage of the distortion generation means. ,
The amplitude modulation means is output by a control signal output means for outputting a control signal having a difference frequency of a plurality of frequency components included in the signal based on the signal amplified by the amplifier, and the control signal output means Amplitude changing means for changing the amplitude of the control signal, phase changing means for changing the phase of the control signal output by the control signal output means, and amplification by the amplifier based on the control signal whose amplitude and phase are changed Amplitude modulation executing means for generating the sideband for the signal by amplitude modulating the signal to be performed,
Due to the third-order distortion generated by the distortion generating means and the sideband generated by the amplitude modulating means, an imbalance between the third-order distortion in the upper frequency band and the third-order distortion in the lower frequency band generated by the amplifier is obtained. To compensate for the third order distortion generated in the amplifier,
A distortion compensation apparatus characterized by the above. The distortion compensation apparatus according to claim 1,
Distortion level detection means for detecting the third-order distortion level in the upper frequency band and the third-order distortion level in the lower frequency band included in the signal after distortion compensation;
The amplitude changing means and the phase changing means are controlled so that the difference between the third-order distortion level in the upper frequency band and the third-order distortion level in the lower frequency band detected by the distortion level detecting means becomes small. Sideband adjustment means;
Distortion compensating apparatus characterized by comprising a. The distortion compensation apparatus according to claim 1 or 2,
The distortion generating means generates a third-order distortion by a predistortion method,
Reducing the imbalance between the third-order distortion in the upper frequency band and the third-order distortion in the lower frequency band, which cannot be compensated for by the predistortion method alone, by the sideband generated by the amplitude modulation means;
A distortion compensation apparatus characterized by the above. In an amplifying apparatus for compensating for distortion generated in an amplifier that amplifies a signal composed of a plurality of frequency components
Distortion generating means for generating the same third-order distortion in the upper frequency band and the lower frequency band for the signal amplified by the amplifier;
Amplitude modulation means for generating different sidebands in the upper frequency band and the lower frequency band by performing amplitude modulation on a signal amplified by the amplifier at a preceding stage or a subsequent stage of the distortion generating means. ,
The amplitude modulation means is output by the control signal output means for outputting a control signal having a difference frequency of a plurality of frequency components included in the signal based on the signal amplified by the amplifier, and the control signal output means Amplitude changing means for changing the amplitude of the control signal, phase changing means for changing the phase of the control signal output by the control signal output means, and amplification by the amplifier based on the control signal whose amplitude and phase are changed Amplitude modulation executing means for generating the sideband for the signal by amplitude modulating the signal to be performed,
Due to the third-order distortion generated by the distortion generating means and the sideband generated by the amplitude modulation means, the upper-order third-order distortion and the lower-order third-order distortion generated by the amplifier are imbalanced. To compensate for the third order distortion generated in the amplifier,
An amplifying device characterized by that.

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