JP3911556B2 - Semiconductor integrated circuit - Google Patents
Semiconductor integrated circuit Download PDFInfo
- Publication number
- JP3911556B2 JP3911556B2 JP2001327494A JP2001327494A JP3911556B2 JP 3911556 B2 JP3911556 B2 JP 3911556B2 JP 2001327494 A JP2001327494 A JP 2001327494A JP 2001327494 A JP2001327494 A JP 2001327494A JP 3911556 B2 JP3911556 B2 JP 3911556B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- delay
- circuit
- signal
- driving
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Pulse Circuits (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は、デジタル制御によって遅延時間を変化させることが可能な遅延回路に関し、高周波出力を行うDLL(Delay Locked Loop)回路に利用して特に有用な技術に関する。
【0002】
【従来の技術】
デジタル制御により遅延時間を変化させる従来の遅延回路として、IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL.31, NO.7, JULY 1996, PP.958-965に掲載の技術がある。
【0003】
この遅延回路は、図5と図6に示すように、複数の遅延段A1,A2,…,Anを直列形態に接続し、且つ各段からその出力が取り出せるように構成された粗調整用の遅延線(図5)と、この遅延線から取り出した信号にさらに細分化した遅延を付加する微調整用の補間遅延回路(図6)とから構成される。
【0004】
図5の遅延線において、遅延段A1〜Anの各出力ノードには、遅延出力を取り出すために2個ずつトライステートインバータD1〜Dn,E1〜Enが設けられている。これらのうち、一方のトライステートインバータD1〜Dnの出力は図6の第1系統の駆動回路21へ、他方のトライステートインバータE1〜Enの出力は第2系統の駆動回路22へ出力されるように接続されている。
【0005】
さらに、図5の遅延線では、外部から入力される選択信号SELECT X,SELECT X+1により、連続する2個の遅延段の各出力が選択出力されるように構成されている。これら2個の遅延信号は、前段の信号が補間遅延回路の第1系統の駆動回路21の入力端子Aへ、後段の信号が第2系統の駆動回路22の入力端子Bへ出力されるように選択される。
【0006】
図6の補間遅延回路は、複数のインバータ21a〜21e,22a〜22eがそれぞれ並列接続された第1系統および第2系統の駆動回路21,22と、これら第1系統と第2系統の駆動回路21,22の両出力により駆動されるCMOSインバータからなるバッファ回路23とを備えた構成である。第1系統の駆動回路21と第2系統の駆動回路22は、並列接続されるインバータ21a〜21e,22a〜22eの数や各インバータの駆動力がそれぞれ対称的な構成にされ、且つ、各インバータ21a〜21e,22a〜22eは制御信号COM1,COM2によりアクティブ又は非アクティブに制御可能で、両系統に同一の制御信号が入力された場合には互いに対応するインバータがアクティブになるように構成されている。
【0007】
補間遅延回路の実際の制御では、外部から入力される制御信号SEL2は、第2系統側へはそのまま、第1系統側へはインバータ42により反転されて入力され、それにより、アクティブにされるインバータと非アクティブにされるインバータとが、第1系統側と第2系統側とで正反対になるようにされる。例えば、第1系統側で上から2つのインバータ21a,21bがアクティブにされたときは、第2系統側では下から3つのインバータ22c,22d,22eがアクティブにされる。つまり、このような制御により、第1系統と第2系統の駆動回路21,22がともに動作したときには、常に同一の駆動力が得られるようになっている。
【0008】
上記のような構成によれば、図5の遅延線から取り出された2個の遅延信号のうち、前段の信号は第1系統の駆動回路21の入力端子Aに、後段の信号は第2系統の駆動回路22の入力端子Bに、それぞれ供給される。
【0009】
その結果、先ず、第1系統の駆動回路21に遅延線からの遅延信号が入力されて、駆動回路21のうちアクティブに制御されているインバータが動作する。それによりバッファ回路23の駆動が開始される。端子Aに信号が入力されてもバッファ回路23の出力は、その入力端子の寄生容量C1により直ぐには変化しない。
【0010】
次に、後段の遅延信号が第2系統の駆動回路22に入力されて、第2系統側でアクティブにされているインバータが動作する。ここで第1系統と第2系統の駆動回路21,22で動作するインバータの駆動力、すなわち、寄生容量C1を充放電する電流値の合計は、制御信号SEL2によらず常に一定となる。そして、この動作によりバッファ回路23の駆動が加速されてバッファ回路23から反転信号が出力される。
【0011】
このように、図6の補間遅延回路においては、1個目の遅延信号の入力から2個目の遅延信号の入力までの間に、動作させるインバータの駆動力を制御信号SEL2により変化させることで、バッファ回路23の動作遅延時間が変化し、遅延量の微調整が可能になっている。
【0012】
そして、図5の遅延線における遅延量の大きな調整と図6の補間遅延回路における微調整とが合わされて、比較的大きな範囲で且つ高い分解能で遅延量の調整を行うことが出来るようになっている。
【0013】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような遅延回路を例えば周波数レンジの広いリングオシレータのようなクロック発生回路に利用するためには、遅延線に設ける遅延段の数を増加させたり、補間遅延回路で調整可能な遅延時間の分解能をさらに細分化する必要がある。
【0014】
しかしながら、上記従来の遅延回路では、遅延線に設けられた複数の遅延段の各出力ノードに2個のトライステートインバータをそれぞれ設ける必要があったため、各遅延段の出力ノードの寄生容量が大きくなる上、遅延段の数を増加させればそれに比例して回路の寄生容量が大きな割合で増加してしまう。そのため、回路固有の固定遅延が大きくなってしまい、高周波の信号を生成する場合に障害になるという問題があった。
【0015】
この発明の目的は、複数の遅延段を直列形態に接続してなる遅延線と、遅延量をさらに細分化して調整可能な補間遅延回路とを備えた遅延回路において、回路固有の固定遅延の低減を図り、遅延回路をクロック発生回路に利用する場合などに従来と比較してより高周波動作を可能とすることにある。
【0016】
この発明のその他の目的は、固定遅延の小さな遅延回路を用いて高周波クロックの生成が可能なDLL回路を備えた半導体集積回路を提供することにある。
【0017】
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添附図面から明らかになるであろう。
【0018】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、複数の遅延段を直列形態に接続してなる第1遅延手段と、これら複数の遅延段の出力をそれぞれ分岐出力可能な信号取出手段と、複数の駆動回路が並列に接続された第1駆動手段および第2駆動手段を有し、これらの駆動回路がそれぞれアクティブ又は非アクティブに制御されることで出力遅延が変化される第2遅延手段とを備え、上記第1遅延手段から連続する2つの遅延段の出力が選択されてそれぞれ上記第1駆動手段と第2駆動手段の動作タイミング信号として供給されることで、第1遅延手段の遅延と第2遅延手段の遅延とが加算された遅延信号が上記第2遅延手段から出力されるように構成された遅延回路を備えた半導体集積回路において、上記信号取出手段は、上記複数の遅延段の各出力ノードにそれぞれ1個ずつ接続された複数のトライステートバッファ回路であり、各トライステートバッファ回路の出力が上記第1駆動手段或いは第2駆動手段の何れかに固定的に入力される構成である。
【0019】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施例を図1〜図4の図面に基づいて説明する。
図1は、本発明の実施例の遅延回路を用いたリングオシレータの構成を示す概略図である。
このリングオシレータは、本発明に係る遅延回路100と、遅延回路100の出力を一方の入力としリセット信号を他方の入力とするNAND回路等の論理ゲート2とにより構成され、遅延回路100の出力を論理ゲート2で反転して入力側に帰還させることで、遅延回路100の遅延量に応じた周波数で発振動作を行うようにしたものである。
【0020】
遅延回路100は、複数の遅延段A1〜Anを直列形態に接続してなる第1遅延手段としての粗調整用の遅延ブロック10と、駆動回路として複数の駆動用インバータ21a〜21e,22a〜22eを並列接続してなる第1系統の駆動回路(第1駆動手段)21および第2系統の駆動回路(第2駆動手段)22を備えた第2遅延手段としての微調整用の補間遅延ブロック20とから構成される。
【0021】
図2には、遅延ブロック10の詳細な回路図の一例を示す。
遅延ブロック10を構成する各遅延段A1〜Anは、例えばCMOSインバータを2段縦続に接続したもので、それぞれ同一の遅延量を有するように構成されている。この遅延ブロック10には、信号取出手段として各遅延段A1〜Anの出力を取り出すトライステートインバータ(トライステートバッファ回路)B1〜Bnが、各遅延段A1〜Anの出力ノードに1個ずつ接続されており、これらのうち何れかのトライステートインバータB1〜Bnが選択されることで、そこから遅延信号が取り出されるようになっている。
【0022】
遅延ブロック10には、図示しないデコード回路を介して選択信号SELECT X,SELECT X+1…の何れかが入力され、トライステートインバータB1〜Bnのうち連続する何れか2個が選択されて、その箇所の遅延信号が取り出されるようになっている。また、上記のデコード回路に入力される選択信号SEL1によりそれら連続する2個の遅延段が何段目のものか選択されるようになっている。
【0023】
選択された遅延信号は、対応するトライステートインバータB1〜Bnから出力されて補間遅延ブロック20に送られるが、各トライステートインバータB1〜Bnの出力端子は、例えば、奇数番目の遅延段A1,A3,A5…から出力を取り出すトライステートインバータB1,B3,B5…が第1系統の駆動回路21の入力端子Aに、偶数番目の遅延段A2,A4,A6…から出力を取り出すトライステートインバータB2,B4,B6…が第2系統の駆動回路22の入力端子Bに、それぞれ固定的に接続されている。
【0024】
図3には、補間遅延ブロック20の詳細な回路図の一例を示す。
補間遅延ブロック20は、第1系統および第2系統の駆動回路21,22と、これら駆動回路21,22により駆動されるCMOSインバータからなるバッファ回路23と、上記駆動回路21,22の状態を制御する制御回路30から構成される。
【0025】
駆動回路21,22を構成する駆動用インバータ21a〜21e,22a〜22eは、例えば電源線をスイッチにより接続或いは遮断可能に構成されたトライステートのCMOSインバータであり、スイッチの切換制御によりアクティブ/非アクティブの制御が可能になっている。
【0026】
第1系統の駆動回路21は、例えば5ビットの制御信号COM1の各ビット信号によりそれぞれ切換制御される5組の駆動用インバータ21a〜21eを並列接続したものである。これら5組の駆動用インバータ21a〜21eは、MOSFETの素子定数又はCMOSインバータの数を異ならせて形成することで、1組目から5組目にかけて駆動力が順に2倍ずつ大きくなるように設定されている。
【0027】
第2系統の駆動回路22は、第1系統の駆動回路21と対称的な構成にされたものである。すなわち、駆動回路22の5組の駆動用インバータ22a〜22eと、それに対応する駆動回路21の5組の駆動用インバータ21a〜21eとは、それぞれ同一の駆動力に形成され、また、各駆動回路21,22にそれぞれ入力される制御信号COM1,COM2は、同一ビットの信号が、第1系統と第2系統とで同じ駆動力に形成された2組の駆動用インバータにそれぞれ同様に作用するように構成されている。
【0028】
バッファ回路23は、上記第1系統と第2系統の駆動回路21,22により駆動され、補間遅延ブロック20から遅延信号の出力を行うものである。バッファ回路23には寄生容量C1などの入力負荷があるため、入力端子の駆動力に応じて動作遅延が異なってくる。
【0029】
制御回路30は、アクティブにする駆動用インバータの選択パターンを示す選択信号SEL2と反転制御信号REVとを外部入力し、駆動用インバータ21a〜21e,22a〜22eの状態をアクティブ又は非アクティブにする制御信号COM1,COM2を生成する。詳細には、上記の選択信号SEL2と反転制御信号REVとを入力する排他的論理和回路31と、第1系統側と第2系統側とに入力される制御信号が互いに逆相関係になるように選択信号を反転させる反転器32とから構成される。
【0030】
ここで、反転制御信号REVとは、選択信号SEL2を反転させるか否かを示す2値の信号であり、粗調整用の遅延ブロック10に入力される選択信号SEL1に基づき一義的に決定されるものである。つまり、遅延ブロック10で選択された2個の遅延信号の出力先が、出力順にみて入力端子A,Bの順である場合には、反転制御信号REVは“0”(反転せず)にされ、入力端子B,Aの順である場合には、反転制御信号REVは“1”(反転)とされるように設定されている。
【0031】
上記のような構成の遅延回路100によれば、選択信号SEL1,SEL2が入力された状態で、ディレイブロック10に信号が入力されると、先ず、複数の遅延段A1〜Anの中から選択信号SEL1により選択状態にある連続する2個の遅延段の出力が取り出され、補間遅延ブロック20に出力される。ここで、遅延ブロック10のうち何段目の遅延段の出力が取り出されるかが選択されることにより、先ず、比較的大きな遅延量の調整が行われる。
【0032】
次いで、補間遅延ブロック20において、次のような処理が行われる。すなわち、先ず、第1系統および第2系統の駆動用インバータ21a〜21e,22a〜22eのうち、選択信号SEL2と反転制御信号REVにより選択された駆動用インバータがアクティブに、その他が非アクティブに制御される。ここで、第1系統側と第2系統側とでは、反転器32により制御信号COM1,COM2が互いに反転関係にされることで、アクティブにされる駆動用インバータと、非アクティブにされる駆動用インバータとが正反対になるように制御される。
【0033】
そして、この状態において、遅延ブロック10から取り出された出力タイミングの異なる2個の遅延出力が、補間遅延ブロック20の第1系列の駆動回路21と第2系列の駆動回路22へ、所定の遅延時間隔てて、それぞれ入力される。
【0034】
例えば、図2のセレクト信号Xにより遅延ブロック10の1段目と2段目の遅延出力が選択された場合には、先ず、1段目の遅延出力が第1系統の駆動回路21に入力され、その後、所定の遅延時間を隔てて、2段目の遅延出力が第2系統の駆動回路22に入力される。また、図2のセレクト信号X+1により遅延ブロック10の2段目と3段目の遅延出力が選択された場合には、先ず、2段目の遅延出力が第2系統の駆動回路22に入力され、その後、所定の遅延時間を隔てて、3段目の遅延出力が第1系統の駆動回路21に入力される。
【0035】
このように、第1系統および第2系統の駆動回路21,22のうち先に遅延出力が入力される方は、遅延ブロック10における遅延信号の選択位置により入れ替わるのであるが、例えば、遅延信号が先に第1系統側へ入力される場合には、それにより、先ず、第1系統の駆動用インバータ21a〜21eのうち制御信号によりアクティブに選択されているものが動作して、補間遅延ブロック20のバッファ回路23の駆動が開始される。バッファ回路23には寄生容量C1などの入力負荷があり、それに対して駆動回路21,22の駆動力は比較的小さく設定されているので、バッファ回路23の入力電位はしきい値Vthを超えないところまで変位される。
【0036】
次いで、2番目の遅延出力が第2系統の駆動回路22に入力されるが、それにより、第2系統の駆動用インバータ22a〜22eのうちアクティブに選択されていたものが動作して、バッファ回路23の駆動が加速される。ここで、動作される第1系統と第2系統の駆動回路の総合的な駆動力は、選択信号SEL2に関わらず一定のものとなる。そして、それにより、バッファ回路23の入力電位がしきい値Vthを超えてバッファ回路23から信号出力がなされる。
【0037】
遅延信号が先に第2系統側へ入力される場合には、第1系統の駆動回路21と第2系統の駆動回路22との動作順序が入れ替わるだけで、その他は同様に動作を行う。
【0038】
このようにして、補間遅延ブロック20では、最初の遅延信号が入力されてから2番目の遅延信号が入力されるまでの間に、動作する駆動回路21又は22の駆動力を変化させることで、バッファ回路23の動作遅延をほぼ一定間隔毎に変化させて、信号遅延の微調整が可能になっている。
【0039】
以上のように、この実施例の遅延回路100によれば、粗調整用の遅延ブロック10における比較的大きな遅延量の調整と、補間遅延ブロック20における遅延量の微調整とが合わされて、比較的大きな範囲で且つ高い分解能で遅延量の調整を行うことが出来る。さらに、粗調整用の遅延ブロック10から遅延信号を取り出すためのトライステートインバータB1〜Bnの数が、図5の従来例に較べて2分の1に削減されているので、回路に寄生する寄生容量を小さくすることができ、回路の固定遅延を小さくすることが出来る。また、チップ占有面積や消費電力の低減も図れる。
【0040】
次に、上記遅延回路100の遅延量と選択信号SEL1,SEL2との関係について説明する。
先にも述べたが、遅延回路100の遅延量は、粗調整用の遅延ブロック10に供給される選択信号SEL1と、補間遅延ブロック20の制御回路30に入力される選択信号SEL2および反転制御信号REVにより決定される。
【0041】
選択信号SEL1,SEL2は、例えば、所定ビットのバイナリコードにより表現され、これらのうち上位数ビットが選択信号SEL1に、残りの下位数ビット(図3の場合は5ビット)が選択信号SEL2に当てられる。そして、このバイナリコードの大きさに比例して遅延回路100の遅延量が大きくなるように構成されている。
【0042】
具体的には、選択信号SEL1は、図示しないデコード回路を介して、実際にトライステートインバータB1〜Bnを選択する信号に変換されるが、このデコード回路の構成が、選択信号SEL1により表される値が1ずつ大きくなるに従って、遅延信号の選択箇所が1段ずつ前段にずれていくように設定されている。
【0043】
選択信号SEL2は、その各ビットの信号が、第1系統および第2系統の駆動回路21,22に設けられた5組の駆動インバータ21a〜21e,22a〜22eのそれぞれをアクティブ、又は非アクティブに制御する信号になっている。そして、この選択信号SEL2により派生された制御信号COM1,COM2のうち、上位1ビットの信号が駆動力の一番大きな駆動インバータ21e,22eに、上位2ビット目の信号が2番目に駆動力が大きな駆動インバータ21d,22diに対応するというように、各ビットの信号が各組の駆動インバータにそれぞれ対応付けられている。そして、反転器32により制御信号COM1とCOM2とが反転関係にされ、さらに、反転制御信号REVにより、セレクト信号SEL2と制御信号COM2とが同一又は反転関係になるように制御される。
【0044】
反転制御信号REVは、例えば選択信号SEL1の下位1ビットの信号と同一の信号とすることが可能である。それにより、選択信号SEL1により選択される2個の遅延段のうち前段のものが、奇数番目の遅延段A1,A3…である場合には反転制御信号REVは“0”(反転せず)に、偶数番目の遅延段A2,A4…である場合には反転制御信号REVは“1”(反転)にされる。
【0045】
このような制御信号の構成において、遅延回路100の遅延量を次第に大きくしていくには、選択信号SEL1,SEL2により表される数値を1ずつ大きくしていくことで達成される。すなわち、上位複数ビットの選択信号SEL1は固定にして、下位複数ビットの選択信号SEL2を「00000」から「1」ずつ加算していく。そして、選択信号SEL2の値が「11111」になったら、次は、選択信号SEL1の値を「1」加算すると共に、選択信号SEL1の値を再び「00000」に戻す。その後は、これの繰返しにより遅延量が次第に大きくなっていく。
【0046】
このように遅延量を次第に大きくしていくと、選択信号SEL2の値が「11111」から「00000」へ変化する場合が生じる。このとき、本実施例の遅延回路100では、選択信号SEL1の値が「1」加算されるので、反転制御信号REVが“0”(反転せず)から“1”(反転)に変化する。それゆえ、選択信号SEL2が上記のように変化した場合でも、排他的論理和回路31を通過した信号は、変化の前後でともに「11111」となる。
【0047】
つまり、この実施例の遅延回路100では、選択信号SEL2が「11111」から「00000」へ変化する前後で、補間遅延ブロック20の駆動用インバータ21a〜21e,22a〜22eの状態に変化は生じない。
【0048】
一方、図6の従来例では、選択信号SEL1が「11111」から「00000」へ変化した場合には、その信号の変化は、そのまま第1系統と第2系統の駆動回路21,22に伝わるので、第1系統の駆動用インバータ21a〜22eでは全て非アクティブの状態からアクティブの状態に変化し、第2系統の駆動用インバータ22a〜22eでは全てアクティブの状態から非アクティブの状態に変化する。このように多くの回路状態を一度に変化させるには、必要な電流量も大きくなることから、状態の遷移にかかる時間は他の場合に較べて大きくなってしまう。そのため、従来の遅延回路では、選択信号SEL1が「00000」から「11111」に変化する際に、信号の通過タイミングに状態の遷移が間に合わず、遅延量にトビが生じてしまうと云う恐れがあった。
【0049】
しかしながら、本実施例の遅延回路100では、上記のような場合においても、駆動用インバータ21a〜21e,22a〜22eの急激な状態変化が発生しないので、遅延量を滑らかに増減させる場合に、遅延量のトビが発生する恐れがないという効果がもたらされる。
【0050】
図4には、本実施例のリングオシレータを周波数可変発振器として用いたDLL回路のブロック図を示す。
この図において、70は遅延ブロック10と補間遅延ブロック20とを備えた遅延回路100と信号反転する論理ゲート2とを環状に接続してなるリングオシレータ、71はリングオシレータ80からの逓倍クロックφnを計数して逓倍数n回目のクロックを検出しn回カウント信号を出力するn進カウンタ、72はn回カウント信号と基準クロックφrとの時間差を比較してその比較結果信号を出力する周波数比較器、遅延回路100の遅延時間をデジタル信号に換算した値が格納される遅延制御カウンタ、73は比較結果信号に基づき周波数比較器72での比較結果が「0」になるように遅延制御カウンタ75の加算・減算値を決定する制御回路としての加算値制御論理、74は加算値制御論理73の制御に基づき遅延制御カウンタ75の値を加算・減算するy値加算器、76は選択信号SEL1をデコードして遅延ブロック10のトライステートインバータB1〜Bnの選択信号を生成するデコード回路である。
【0051】
このようなDLL回路によれば、基準クロックφrとの同期を図りつつ基準クロックφrをn逓倍した高周波クロックφnを安定して生成することが出来る。また、デジタル制御によりクロック信号を生成するので、アナログ制御のPLL(Phase locked loop)回路などに較べて温度特性や電圧特性についても安定した結果が得られるという効果がある。さらに、この実施例の遅延回路100を用いていることで、その固定遅延が小さい分、より高周波のクロック信号に対応することができ、さらに、遅延回路100の遅延量をなだらかに変化させたときに遅延量のトビが発生する恐れがないので、安定した高周波動作が可能であるという効果がある。
【0052】
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
例えば、上記実施例では、補間遅延ブロック20の制御回路30に制御信号COM1とCOM2を反転関係にする反転器32を設けているが、制御回路30と駆動用インバータ21a〜21eの各制御端子とを結ぶ制御線の配線態様をオン・オフが逆さになるように変えることで、反転器32を設けないでも同様の作用を得ることが出来る。
【0053】
また、実施例では、補間遅延ブロック20に、反転制御信号REVと選択信号SEL2を入力する排他的論理和回路を設けた例を示したが、遅延制御カウンタの下位5ビットの値が下位6ビット目の信号に応じて反転されるようなカウント制御を行えば、上記排他的論理和回路のような構成をなくすことも出来る。
【0054】
また、上記実施例のDLL回路では、遅延回路100を用いたリングオシレータの発振動作により出力クロックを生成する構成について説明したが、本発明のDLL回路には、基準クロックを遅延回路100を通過させて出力クロックを生成するとともに、出力クロックを帰還させて基準クロックと比較し、この比較結果により遅延回路100の遅延量を制御するように構成されたDLL回路も含まれる。
【0055】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるDLL回路に適用した例について説明したがこの発明はそれに限定されるものでなく、例えば、周波数可変のクロックジェネレータなどに広く利用することができる。
【0056】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、第1遅延手段における比較的大きな遅延量の調整と、第2遅延手段における遅延量の微調整とを合わせて、比較的大きな範囲で且つ高い分解能で遅延量の調整が出来るとともに、第1遅延手段から2個の遅延信号を取り出すためのトライステートバッファの数を、従来のものに較べて半分にすることが出来るので、その分、回路の占有面積や消費電力の低減が図れるとともに、回路の固定遅延が低減されるので、回路をより高い周波数の動作に対応させることが可能になるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施例の遅延回路を用いたリングオシレータの回路構成を示す図である。
【図2】図1の遅延回路のうち粗調整用の遅延ブロックの詳細を示す回路図である。
【図3】図1の遅延回路のうち微調整用の補間遅延ブロックの詳細を示す回路図である。
【図4】実施例の遅延回路を用いたDLL回路の構成例を示すブロック図である。
【図5】デジタル信号により遅延制御を行う従来の遅延回路の粗調整用の遅延線を示す回路図である。
【図6】同、従来の遅延回路の微調整用の補間遅延回路を示す回路図である。
【符号の説明】
10 遅延ブロック(第1遅延手段)
A1〜An 遅延段
B1〜Bn トライステートインバータ
20 補間遅延ブロック(第2遅延手段)
21 第1系統の駆動回路(第1駆動手段)
22 第2系統の駆動回路(第2駆動手段)
21a〜21e 駆動用インバータ
22a〜22e 駆動用インバータ
23 バッファ回路
30 制御回路
70 リングオシレータ
71 n進カウンタ
72 周波数比較器
73 加算値制御論理
74 y値加算器
75 遅延制御カウンタ
76 デコード回路
100 遅延回路
SEL1,SEL2 選択信号
REV 反転制御信号[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a delay circuit capable of changing a delay time by digital control, and more particularly to a technique that is particularly useful when used in a DLL (Delay Locked Loop) circuit that performs high-frequency output.
[0002]
[Prior art]
As a conventional delay circuit for changing the delay time by digital control, there is a technology described in IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL.31, NO.7, JULY 1996, PP.958-965.
[0003]
As shown in FIG. 5 and FIG. 6, this delay circuit has a plurality of delay stages A1, A2,..., An connected in series, and the coarse adjustment is configured so that the output can be taken out from each stage. The delay line (FIG. 5) and an interpolation delay circuit for fine adjustment (FIG. 6) for adding a further subdivided delay to the signal extracted from the delay line.
[0004]
In the delay line of FIG. 5, two output tristate inverters D1 to Dn and E1 to En are provided at each output node of the delay stages A1 to An in order to extract a delayed output. Among these, the output of one tri-state inverter D1 to Dn is output to the first
[0005]
Further, the delay line of FIG. 5 is configured such that the outputs of two successive delay stages are selectively output by selection signals SELECT X and SELECT X + 1 input from the outside. Of these two delayed signals, the preceding stage signal is output to the input terminal A of the first
[0006]
The interpolation delay circuit of FIG. 6 includes first and second
[0007]
In the actual control of the interpolation delay circuit, the control signal SEL2 input from the outside is input to the second system side as it is, inverted and input to the first system side by the
[0008]
According to the configuration as described above, of the two delayed signals extracted from the delay line in FIG. 5, the preceding stage signal is input to the input terminal A of the first
[0009]
As a result, first, the delay signal from the delay line is input to the first-
[0010]
Next, the delayed signal in the subsequent stage is input to the second-
[0011]
As described above, in the interpolation delay circuit of FIG. 6, the driving power of the inverter to be operated is changed by the control signal SEL2 between the input of the first delay signal and the input of the second delay signal. The operation delay time of the
[0012]
The large adjustment of the delay amount in the delay line of FIG. 5 and the fine adjustment of the interpolation delay circuit of FIG. 6 are combined, and the delay amount can be adjusted with a relatively large range and high resolution. Yes.
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
In order to use the delay circuit as described above for a clock generation circuit such as a ring oscillator having a wide frequency range, for example, the number of delay stages provided in the delay line is increased or the delay time adjustable by the interpolation delay circuit is set. It is necessary to further subdivide the resolution.
[0014]
However, in the conventional delay circuit, since it is necessary to provide two tristate inverters at each output node of the plurality of delay stages provided on the delay line, the parasitic capacitance of the output node of each delay stage is increased. In addition, if the number of delay stages is increased, the parasitic capacitance of the circuit increases in proportion to that. For this reason, there is a problem that the fixed delay inherent to the circuit becomes large, which becomes an obstacle when a high-frequency signal is generated.
[0015]
An object of the present invention is to reduce a fixed delay inherent in a circuit in a delay circuit including a delay line formed by connecting a plurality of delay stages in series and an interpolation delay circuit capable of further adjusting a delay amount by subdividing the delay amount. Therefore, when a delay circuit is used as a clock generation circuit, it is possible to operate at a higher frequency than in the prior art.
[0016]
Another object of the present invention is to provide a semiconductor integrated circuit including a DLL circuit capable of generating a high frequency clock using a delay circuit having a small fixed delay.
[0017]
The above and other objects and novel features of the present invention will become apparent from the description of the present specification and the accompanying drawings.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
Outlines of representative ones of the inventions disclosed in the present application will be described as follows.
That is, a first delay means in which a plurality of delay stages are connected in series, a signal extracting means capable of branching and outputting the outputs of the plurality of delay stages, and a plurality of drive circuits connected in parallel. A second delay unit having a drive unit and a second drive unit, the output delay of which is changed by controlling each of these drive circuits to be active or inactive. A delay obtained by adding the delay of the first delay means and the delay of the second delay means by selecting the outputs of the two delay stages and supplying them as the operation timing signals of the first drive means and the second drive means, respectively. In a semiconductor integrated circuit including a delay circuit configured to output a signal from the second delay unit, the signal extraction unit is connected to each output node of the plurality of delay stages. Has been a plurality of tri-state buffer circuit is configured such that the output of each tri-state buffer circuit is fixedly input to one of the first driving means or the second driving means.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
A preferred embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS.
FIG. 1 is a schematic diagram showing a configuration of a ring oscillator using a delay circuit according to an embodiment of the present invention.
This ring oscillator is composed of a
[0020]
The
[0021]
FIG. 2 shows an example of a detailed circuit diagram of the
Each of the delay stages A1 to An constituting the
[0022]
Any one of the selection signals SELECT X, SELECT X + 1... Is input to the
[0023]
The selected delay signal is output from the corresponding tristate inverters B1 to Bn and sent to the
[0024]
FIG. 3 shows an example of a detailed circuit diagram of the
The
[0025]
The
[0026]
The first-
[0027]
The second
[0028]
The
[0029]
The
[0030]
Here, the inversion control signal REV is a binary signal indicating whether or not the selection signal SEL2 is inverted, and is uniquely determined based on the selection signal SEL1 input to the
[0031]
According to the
[0032]
Next, the following processing is performed in the
[0033]
In this state, the two delay outputs extracted from the
[0034]
For example, when the first and second delay outputs of the
[0035]
As described above, the one in which the delay output is input first among the
[0036]
Next, the second delay output is input to the second-
[0037]
When the delay signal is first input to the second system side, the operation sequence of the first
[0038]
In this manner, the
[0039]
As described above, according to the
[0040]
Next, the relationship between the delay amount of the
As described above, the delay amount of the
[0041]
The selection signals SEL1 and SEL2 are expressed by, for example, a binary code of predetermined bits. Among these, the upper several bits are applied to the selection signal SEL1, and the remaining lower several bits (5 bits in the case of FIG. 3) are applied to the selection signal SEL2. It is done. The delay amount of the
[0042]
Specifically, the selection signal SEL1 is converted into a signal for actually selecting the tristate inverters B1 to Bn through a decoding circuit (not shown). The configuration of this decoding circuit is represented by the selection signal SEL1. As the value increases by one, the selected portion of the delay signal is set to shift to the previous stage by one stage.
[0043]
The selection signal SEL2 activates or deactivates each of the five sets of
[0044]
The inversion control signal REV can be, for example, the same signal as the lower 1 bit signal of the selection signal SEL1. As a result, when the preceding one of the two delay stages selected by the selection signal SEL1 is the odd-numbered delay stages A1, A3,..., The inversion control signal REV is set to “0” (not inverted). .., The inversion control signal REV is set to “1” (inverted).
[0045]
In such a configuration of the control signal, gradually increasing the delay amount of the
[0046]
When the delay amount is gradually increased in this way, the value of the selection signal SEL2 may change from “11111” to “00000”. At this time, in the
[0047]
That is, in the
[0048]
On the other hand, in the conventional example of FIG. 6, when the selection signal SEL1 changes from “11111” to “00000”, the change in the signal is directly transmitted to the
[0049]
However, in the
[0050]
FIG. 4 shows a block diagram of a DLL circuit using the ring oscillator of this embodiment as a variable frequency oscillator.
In this figure, 70 is a ring oscillator formed by connecting a
[0051]
According to such a DLL circuit, it is possible to stably generate a high-frequency clock φn obtained by multiplying the reference clock φr by n while synchronizing with the reference clock φr. Further, since the clock signal is generated by digital control, there is an effect that a stable result can be obtained with respect to temperature characteristics and voltage characteristics as compared with an analog control PLL (Phase locked loop) circuit or the like. Further, by using the
[0052]
The invention made by the present inventor has been specifically described based on the embodiments. However, the present invention is not limited to the above embodiments, and various modifications can be made without departing from the scope of the invention. Nor.
For example, in the above embodiment, the
[0053]
In the embodiment, the
[0054]
In the DLL circuit of the above-described embodiment, the output clock is generated by the oscillation operation of the ring oscillator using the
[0055]
In the above description, an example in which the invention made by the present inventor is mainly applied to a DLL circuit which is a field of use as a background has been described. However, the present invention is not limited to this example. It can be used widely.
[0056]
【The invention's effect】
The effects obtained by the representative ones of the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows.
That is, according to the present invention, the adjustment of the delay amount with a relatively large range and high resolution can be achieved by combining the adjustment of the relatively large delay amount in the first delay unit and the fine adjustment of the delay amount in the second delay unit. In addition, the number of tri-state buffers for extracting two delayed signals from the first delay means can be halved compared to the conventional one, so that the circuit area and power consumption can be reduced accordingly. In addition, since the fixed delay of the circuit is reduced, there is an effect that the circuit can be adapted to an operation at a higher frequency.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a ring oscillator using a delay circuit according to an embodiment of the present invention.
2 is a circuit diagram showing details of a coarse adjustment delay block in the delay circuit of FIG. 1; FIG.
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating details of an interpolation delay block for fine adjustment in the delay circuit of FIG. 1;
FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of a DLL circuit using the delay circuit according to the embodiment.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a delay line for coarse adjustment of a conventional delay circuit that performs delay control with a digital signal;
FIG. 6 is a circuit diagram showing an interpolation delay circuit for fine adjustment of the conventional delay circuit.
[Explanation of symbols]
10 delay block (first delay means)
A1-An delay stage
B1-Bn Tri-state inverter
20 Interpolation delay block (second delay means)
21 First-system drive circuit (first drive means)
22 Second-system drive circuit (second drive means)
21a-21e Drive inverter
22a-22e Drive inverter
23 Buffer circuit
30 Control circuit
70 ring oscillator
71 n-ary counter
72 Frequency comparator
73 Addition value control logic
74 y value adder
75 Delay control counter
76 Decode circuit
100 delay circuit
SEL1, SEL2 selection signal
REV Inversion control signal
Claims (4)
これら複数の遅延段の出力をそれぞれ分岐出力可能な信号取出手段と、複数の駆動回路が並列に接続された第1駆動手段およびこの第1駆動手段と対称的に複数の駆動回路が並列に接続された第2駆動手段を有し、これら第1駆動手段および第2駆動手段の出力ノードが共通にされるとともに上記複数の駆動回路がそれぞれアクティブ又は非アクティブに制御されることで出力遅延が変化される第2遅延手段とを備え、
上記第2遅延手段の各駆動回路のうちアクティブのものと非アクティブのものとが上記第1駆動手段と第2駆動手段とで正反対になるように制御されるとともに、上記第1遅延手段から連続する2つの遅延段の出力が選択されてそれぞれ上記第1駆動手段と第2駆動手段の動作タイミング信号として供給されることで、上記第1遅延手段の遅延と第2遅延手段の遅延とが加算された遅延信号が上記第2遅延手段から出力されるように構成された遅延回路
を備えた半導体集積回路であって、
上記信号取出手段は、上記複数の遅延段の各出力ノードにそれぞれ1個ずつ接続された複数のトライステートバッファ回路であり、各トライステートバッファ回路の出力が上記第1駆動手段或いは第2駆動手段の何れかに固定的に入力されるように構成され、
上記遅延回路には、
上記第2遅延回路の各駆動回路のうちアクティブにする駆動回路の選択情報を含む選択信号と、該選択信号を上記第1駆動手段側と第2駆動手段側の何れに供給するかを指示する反転制御信号とが入力される排他的論理和回路と、
上記第1駆動手段と第2駆動手段に供給される制御信号を互いに逆相関係にする反転器と、が設けられていることを特徴とする半導体集積回路。First delay means comprising a plurality of delay stages connected in series;
A signal extracting means capable of branching the outputs of the plurality of delay stages, a first driving means in which a plurality of driving circuits are connected in parallel, and a plurality of driving circuits connected in parallel to the first driving means. The output nodes of the first driving means and the second driving means are made common and the plurality of driving circuits are controlled to be active or inactive, respectively, thereby changing the output delay. Second delay means,
Those things and inactive active and along with is controlled to be opposite between the first driving means and second driving means of the drive circuit of the second delay means, continuously from said first delay means the outputs of the two delay stages is selected by being supplied as an operating timing signal of the first driving means and second driving means for the delay and the addition of the delay and the second delay means of said first delay means A semiconductor integrated circuit comprising a delay circuit configured to output the delayed signal from the second delay means,
The signal extracting means is a plurality of tristate buffer circuits connected to each of the output nodes of the plurality of delay stages, and the output of each tristate buffer circuit is the first driving means or the second driving means. is configured to be input to either fixedly,
The delay circuit includes
A selection signal including selection information of a driving circuit to be activated among the driving circuits of the second delay circuit, and an instruction to supply the selection signal to the first driving means side or the second driving means side An exclusive OR circuit to which an inversion control signal is input;
A semiconductor integrated circuit , comprising: an inverter that causes the control signals supplied to the first driving means and the second driving means to be in opposite phases to each other .
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001327494A JP3911556B2 (en) | 2001-10-25 | 2001-10-25 | Semiconductor integrated circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001327494A JP3911556B2 (en) | 2001-10-25 | 2001-10-25 | Semiconductor integrated circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003133948A JP2003133948A (en) | 2003-05-09 |
JP3911556B2 true JP3911556B2 (en) | 2007-05-09 |
Family
ID=19143714
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001327494A Expired - Fee Related JP3911556B2 (en) | 2001-10-25 | 2001-10-25 | Semiconductor integrated circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3911556B2 (en) |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005286467A (en) | 2004-03-29 | 2005-10-13 | Fujitsu Ltd | Digital dll device and method therefor, and digital dll control program |
JP5290589B2 (en) * | 2008-02-06 | 2013-09-18 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | Semiconductor integrated circuit |
JP5707964B2 (en) * | 2011-01-21 | 2015-04-30 | 富士通セミコンダクター株式会社 | Latch circuit and data holding circuit |
US8971447B1 (en) * | 2013-10-17 | 2015-03-03 | Fujitsu Limited | Variable delay of data signals |
US9584107B2 (en) * | 2014-11-26 | 2017-02-28 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. | Delay line circuit |
-
2001
- 2001-10-25 JP JP2001327494A patent/JP3911556B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2003133948A (en) | 2003-05-09 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7245153B2 (en) | Level shift circuit having timing adjustment circuit for maintaining duty ratio | |
JP3758285B2 (en) | Delay circuit and oscillation circuit using the same | |
KR100303804B1 (en) | Clock delay circuitry, and oscillation circuitry and phase synchronization circuitry using the clock delay circuitry | |
JP4544780B2 (en) | Clock control circuit | |
KR100399209B1 (en) | Clock control circuit and clock control method | |
KR101057033B1 (en) | Dot Clock Synchronization Generation Circuit | |
US7388442B2 (en) | Digitally controlled oscillator for reduced power over process variations | |
US6617909B2 (en) | Phase blender and multi-phase generator using the same | |
KR101038470B1 (en) | Digital controlled oscillator with wide dynamic range | |
US20010013101A1 (en) | Delay adjustment circuit and a clock generating circuit using the same | |
JP3911556B2 (en) | Semiconductor integrated circuit | |
US9331698B2 (en) | Level shifter circuit | |
US5304938A (en) | Method and apparatus for providing a lower frequency signal with reference to a higher frequency signal | |
JP2004171082A (en) | Delay generating method, delay adjusting method based on this method, delay generating circuit by applying these methods and delay adjusting circuit | |
JP3678570B2 (en) | Semiconductor integrated circuit | |
US7061293B2 (en) | Spread spectrum clock generating circuit | |
KR20070016035A (en) | Delay locked loop | |
US6377102B2 (en) | Load equalization in digital delay interpolators | |
JP2006011704A (en) | Clock switching circuit | |
JP2003264452A (en) | Semiconductor integrated circuit device and digital camera system | |
JP2004350116A (en) | Semiconductor integrated circuit device | |
JP3772344B2 (en) | Duty ratio adjustment circuit | |
JP5609287B2 (en) | Delay circuit | |
US8428112B2 (en) | Parameter control circuit | |
JPH08102643A (en) | Variable delay circuit, ring oscillation circuit using the delay circuit and pll circuit using the oscillation circuit |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20041005 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060424 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060601 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060731 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20061214 |
|
A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712 Effective date: 20070104 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070104 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20070104 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110209 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110209 Year of fee payment: 4 |
|
S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313115 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110209 Year of fee payment: 4 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110209 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120209 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130209 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140209 Year of fee payment: 7 |
|
S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |