JP3908474B2

JP3908474B2 - Adaptive equalizer, receiver, and tap coefficient calculation method

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Publication number: JP3908474B2
Application number: JP2001078290A
Authority: JP
Inventors: 康之藤井; 秀浩松岡; 鈴木　　誠
Original assignee: TOKYO ELECTRONIC SYSTEMS CORPORATION; Toshiba Corp
Current assignee: TOKYO ELECTRONIC SYSTEMS CORPORATION; Toshiba Corp
Priority date: 2001-03-19
Filing date: 2001-03-19
Publication date: 2007-04-25
Anticipated expiration: 2021-03-19
Also published as: JP2002280941A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、多値ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）変調方式を用いた通信システムで使用される受信装置と、この受信装置において伝搬路波形歪みを軽減するために使用される適応等化器と、この適応等化器におけるタップ係数の算出方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年の無線通信の発展は著しく、利用者は、無線端末によって、音声だけでなく画像データなどの大容量情報を扱うケースが増えてきている。このような大容量の情報を高速に伝送するためには、広帯域の信号を使用するとともに遅延波による干渉への対策やフェージングへの対策を行うことが不可欠である。
【０００３】
高速伝送においては、多重波伝搬による遅延歪み（周波数選択性フェージング）の影響が無視できない。遅延歪みにより符号間干渉が生じると、アイ開口が閉じたり横ずれしたりする現象が起こるため、誤り率特性が劣化する。
【０００４】
この遅延歪みへの対策として、適応等化器が使用される。適応等化器は、時間変化する遅延歪みを適応的に補償するデバイスであり、符号間干渉を軽減するのに役立つ。
【０００５】
適応等化器には、信号処理空間、等化アルゴリズムにおける信号推定手法、およびタップ利得更新アルゴリズムに応じて様々なタイプがある。信号処理空間には、時間領域で行うものと周波数領域で行うものがあり、いずれの場合にも同様のタップ利得更新アルゴリズムを適用できる。時間領域の適応等化器においては、受信された信号の時系列がそのまま合成されるのに対して、周波数領域で等化する場合には、受信信号系列がフーリエ変換された後に合成される。
【０００６】
また適応等化器には、入力信号系列を線形推定理論に基づいて合成する線形適応等化器と、信号合成過程において２値判定などの非線型演算を含む非線型適応等化器がある。これらの適応等化器は、いずれも遅延波によって発生する符号間干渉の影響を低減するように動作する。
【０００７】
適応等化器の装置構成には、トランスバーサルフィルタを用いるものや、ビタビアルゴリズムなどの最尤系列推定（ＭＬＳＥ）を用いたものなどがある。伝搬路歪みが致命的でない場合には、回路構成や制御の簡単さ、等化アルゴリズムの簡易さの面から線形適応等化器が有効であり、特にトランスバーサルフィルタ型適応等化器は多くのモデムで実現されている。
【０００８】
図１７は、トランスバーサルフィルタを用いた適応等化器の概略構成を示すブロック図である。図１７に示される適応等化器は、Ｎ−１個のレジスタ５０１を有するタップ付き遅延線５、Ｎ個の重み付け器５０２、加算器５０３、および、タップ係数制御部５０４を備える。図１７ではＮ＝５である。タップ付き遅延線５は、ディジタル信号領域ではシフトレジスタにより構成され、入力信号をサンプル毎に順次シフトする。それとともに、タップ係数制御部５０４で求められたタップ係数が各時刻の入力サンプルに乗積され、重み付られたＮ個のサンプルが加算器５０３で合成される。
【０００９】
このような動作により、入力信号ｘ（ｎ）（ｉｎｐｕｔ）から波形等化された出力信号ｙ（ｎ）（ｏｕｔｐｕｔ）が得られる。このとき、トランスバーサルフィルタの出力は次式（３）で表現される。
【００１０】
【数８】

【００１１】
式（３）においてｎはインデックスであり、ここではサンプル時間ｎを示す。ｘ（ｎ）、ｙ（ｎ）は、それぞれサンプル時間ｎのときの入力値、出力値を表し、Ｎはトランスバーサルフィルタのタップ数を示し、Ｃｋはタップ係数を示す。タップ係数Ｃｋは、ある時刻での波形歪みの逆特性となる。タップ係数の決定方法には様々なアルゴリズムがあるが、簡易なものに平均２乗誤差を最小にするＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムがある。このアルゴリズムは最急降下法に基づいた計算手法であり、下記に示される規則（４）、（５）に従ってタップ係数をサンプル毎に逐次更新してゆくものである。
【００１２】
【数９】

【００１３】
式（４）、（５）において、ｘｋ（ｍ）は時刻ｍにおいてｋ番目のレジスタに保持されている受信信号値を示し、ｄ（ｍ）は時刻ｍにおいてｋ番目のレジスタに保持されている参照信号系列を示す。μはステップ定数であり、ｘ＊ｋはｘｋの複素共役を示す。なお式（４）、（５）における参照信号系列ｄ（ｍ）は、システム内で使用される送受信機間において互いに既知であるものとする。
【００１４】
このようにＬＭＳアルゴリズムは、信号の引き込み過程において参照信号系列ｄ（ｍ）を必要とするため、参照信号系列ｄ（ｍ）を含む特定のトレーニング信号の定義されたシステムに適用される。よって参照信号系列が定義されていないシステムにあっては、受信信号の潜在的特徴を利用したブラインドアルゴリズムを適用しなければならない。この種のブラインドアルゴリズムとして、例えば定包絡線変調方式に使用されるＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）がある。
【００１５】
ところで、多値ＱＡＭは信号帯域を増やすことなく情報伝送レートを高速化できる変調方式である。図１５に、１６ＱＡＭにおける信号点配置の例を示す。この図に示されるように、多値ＱＡＭは、直交する二つのキャリア成分、すなわちＩチャネル（同相成分）とＱチャネル（直交成分）とにそれぞれＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）信号を載せることにより、振幅・位相に関する多値変調を行う方式である。図１５にはグレイ符号化によるビット−シンボル変換を示す。
【００１６】
ただし多値ＱＡＭ方式は、多値化を行わない変調方式に比べ雑音に対する耐性が低いため、主に有線通信において用いられてきた。しかしながら近年では、多信号帯域を増やすことなく情報伝送レートを高速化できるという利点から様々な通信システムに適用されようとしている。
【００１７】
例えば現在では、マイクロ波を使った地上ディジタル伝送方式などの無線通信分野における多値ＱＡＭ方式が実用化されている。さらに今後は、使用周波数帯域の逼迫している無線通信システムや、高速情報伝送を必要とする次世代無線アクセス方式などへの応用が考えられている。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
このように多値ＱＡＭ変調方式は、その利点から多くの通信システムに適用されようとしている。しかしながら、マイクロ波による地上波ディジタル放送システムなどにあっては、送信データの送出が連続的であることや、周波数帯域が逼迫しているなどの事情から、トレーニング信号などの余剰ビットを設け難いという事情がある。
【００１９】
このような、参照信号系列の定義されていない通信システムに多値ＱＡＭ変調方式を適用するには、上記したようなブラインドアルゴリズムによる波形等化を実施せねばならない。しかしながら多値ＱＡＭ信号が定包絡線信号でないことから、例えばＣＭＡ適応等化器を用いた場合には、評価関数やパラメータの与え方によっては波形等化が十分になされないことがある。このため受信品質が劣化するという不具合があった。
【００２０】
本発明は上記事情によりなされたもので、その目的は、特定の参照信号系列を必要とせず多値ＱＡＭ変調方式における受信信号波形の等化性能を向上させ、これにより受信性能の向上を図り得る適応等化器、受信装置およびタップ係数算出方法を提供することにある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明に係わる適応等化器は、多値ＱＡＭ変調方式による変調信号を受信する受信装置に備えられる適応等化器にあって、
タップ付き遅延線を有し、このタップ付き遅延線により受信信号を所定のタップ係数で重み付け合成して等化信号を出力するトランスバーサルフィルタと、このトランスバーサルフィルタから出力される等化信号の信号点をＩ−Ｑ信号点配置図における収束点に収束させるためのタップ係数を、所定のアルゴリズムに基づき算出するタップ係数制御手段とを具備し、
このタップ係数制御手段に、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）アルゴリズムに基づき、このアルゴリズムにおける前記信号点の前記収束点からのずれεを評価するための評価関数を、互いに異なる２つの評価関数に切り替えつつ前記タップ係数を算出させるようにした。
【００２２】
このような手段を講じることにより、ＣＭＡアルゴリズムに基づいてタップ係数が算出され、このタップ係数により波形等化が施される。ＣＭＡアルゴリズムは参照信号系列を必要としないアルゴリズムであることから、本発明に係わる適応等化器は、参照信号系列の定義されていない通信システムでも適用できる。また、ＣＭＡはどのような評価関数を用いたとしても簡易な信号処理を実現するアルゴリズムであるため、適応等化器の回路規模を小さくでき、リアルタイム処理にも向いている。
【００２３】
また本発明では、ＣＭＡアルゴリズムにおいて、評価関数を固定的に設定するのではなく、タップ係数を算出するにあたり異なる評価関数を切り替えつつ使用するようにしている。この場合、ｙを等化信号出力とし、Ｒを定数とし、ｋおよびｍをインデックスとしたとき、例えば次式（１）に示されるＪｔと、次式（２）に示されるＪ１２とを評価関数として採用し、これらの評価関数を交互に切り替えるようにすると良い。
【００２４】
【数１０】

【００２５】
このような手段を講じることにより、ＣＭＡアルゴリズムをＱＡＭ変調方式に適用した場合でも、後述する観測事実に基づいて、良好な波形等化出力を得ることが可能となる。
【００２６】
また本発明に係わる適応等化器のタップ係数制御手段は、ＣＭＡアルゴリズムで算出されたタップ係数に基づく信号点の前記収束点からのずれεが予め定められた閾値よりも小さくなった場合に、前記タップ係数を算出するためのアルゴリズムを、前記ＣＭＡアルゴリズムから所定の参照信号系列に基づく最小平均２乗誤差アルゴリズムに切り替えることを特徴とする。
【００２７】
最小平均２乗誤差アルゴリズムにおける参照信号系列としては、等化信号の信号点に最も近い収束点に対応するビット列を使用すると良い。
【００２８】
このような手段を講じることにより、受信信号の引き込み過程においてはＣＭＡアルゴリズムのもとで、トレーニング信号すなわち参照信号系列を必要とせず波形等化処理がなされる。そうして、信号点が収束点に或る程度収束したのちに、例えばＬＭＳなどの最小平均２乗誤差アルゴリズムに基づきタップ係数の算出が継続される。
【００２９】
信号点を収束点に収束させる能力においては、最小平均２乗誤差アルゴリズムのほうがＣＭＡよりも優れている。したがって上記の手法により、受信信号波形の等化性能を更に向上させることが可能になる。
【００３０】
すなわち本発明に係わる適応等化器では、受信信号の引き込み過程においてはＣＭＡアルゴリズムを適用することで、特定の参照信号系列を使用しなくとも済むようにしている。その際、評価関数を切り替えつつタップ係数を算出することにより、ＣＭＡの波形等化性能を向上させるようにしている。さらに、ＣＭＡアルゴリズムで信号点が十分に収束したのちに、より波形等化性能の高い最小平均２乗誤差アルゴリズムに切り替えることで、波形等化性能の更なる向上を促すようにしている。このようにすることで、受信性能の向上を図ることが可能になる。
【００３１】
ＱＡＭ変調方で変調された信号を、最小平均２乗誤差アルゴリズムにより波形等化するシステムは、従来から知られていた。また最小平均２乗誤差アルゴリズムにおいて、等化信号の信号点に最も近い収束点に対応するビット列を参照信号系列とするシステムも、従来から知られていた。
【００３２】
しかしながらこの種のシステムにあっては、特に受信信号の引き込み過程にあっては、予め定義された参照信号系列が必須である。さもないと、誤った収束点に信号が引き込まれる、いわゆる位相回転が生じる虞が有る。等化信号の信号点に最も近い収束点に対応するビット列を参照信号系列とする方式では、位相回転からの回復が不可能である。
【００３３】
これに対し本発明では、引き込み過程においてＣＭＡアルゴリズムを使用しているので、位相回転の虞なく、受信信号を引き込むことが可能になる。受信信号を正しい収束点に引き込んだ後では、等化信号の信号点に最も近い収束点に対応するビット列を参照信号系列としても問題は無い。
【００３６】
以上をまとめると本発明では、波形等化性能においてはやや劣るものの参照信号系列を必要としないという利点を生かして、ＣＭＡアルゴリズムにより、位相回転の虞なく受信信号を引き込むようにしている。そうして、ＣＭＡによる或る程度の波形等化ののち、より波形等化性能の高い最小平均２乗誤差アルゴリズムに切り替えるようにしている。このようにすることで、特定の参照信号系列を必要とせず多値ＱＡＭ変調方式における受信信号波形の等化性能を向上させることが可能になり、その効果は、６４ＱＡＭや１２８ＱＡＭ、２５６ＱＡＭのように多値数の多い変調方式を用いるにあたりますます顕著になる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
図１は、本発明の実施の形態に係わる受信装置を備えた送受信装置の構成を示すブロック図である。この送受信装置は、６４ＱＡＭや２５６ＱＡＭなどの、多値ＱＡＭ変調方式を採用したシステムにおいて使用される。この送受信装置は、アンテナ１０１と、ハイブリッド回路３０と、受信装置１０と、送信装置２０と、制御部１０９とを備える。送信装置２０に与えられた送信信号は多値ＱＡＭ変調され、ハイブリッド回路３０を介してアンテナ１０１から出力される。アンテナ１０１に到来した多値ＱＡＭ変調信号はハイブリッド回路３０を介して受信装置１０に与えられ、復調された受信信号が出力される。
【００３８】
受信装置１０は、高周波受信回路（ＲＦ／ＩＦ）１０２と、直交復調器１０３と、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１０４−１、１０４−２と、リサンプラ１０５−１、１０５−２と、適応等化器１０６−１、１０６−２と、キャリア（搬送波）再生部１０７−１、１０７−２と、復号処理部１０８とを備える。
【００３９】
アンテナ１０１に到来したＱＡＭ変調信号は、高周波受信回路（ＲＦ／ＩＦ）１０２において、無線周波数帯でフィルタリングおよび低雑音増幅がなされたのち周波数変換され、中間周波数信号に変換される。この中間周波数信号は、フィルタリング処理およびＡＧＣ処理などが施されて、直交復調器１０３に入力される。
【００４０】
直交復調器１０３に与えられた中間周波数信号は直交復調され、互いに直交するＩチャネル（Ｉ−ｃｈ）およびＱチャネル（Ｑ−ｃｈ）の複素ベースバンド信号が出力される。各チャネルのベースバンド信号は、それぞれＡ／Ｄ変換器１０４−１、１０４−２に入力され、ディジタル信号に変換される。
【００４１】
各チャネルのディジタル信号は、それぞれリサンプラ１０５−１、１０５−２に入力され、所定のサンプリングレートおよびサンプリングタイミングでリサンプルされて互いの同期がとられる。これにより、Ａ／Ｄ変換器１０４−１、１０４−２のサンプリングレートを任意に設計することが可能になる。
【００４２】
リサンプラ１０５−１、１０５−２の出力は、それぞれ適応等化器１０６−１、１０６−２に与えられ、遅延歪みを補償して符号間干渉を低減するための処理が施される。適応等化器１０６−１、１０６−２の出力は、それぞれキャリア再生部１０７−１、１０７−２に与えられ、再生されたキャリアによってベースバンドに落とされ、残留キャリア成分（キャリア周波数誤差）および位相オフセットが取り除かれる。そうして、得られた複素ベースバンド信号は復号処理部１０８においてＱＡＭ復号される。
【００４３】
リサンプラ１０５−１，１０５−２におけるリサンプルタイミングやサンプリング周波数、適応等化器１０６−１，１０６−２における入出力タイミングやタップ係数の更新処理、キャリア再生部１０７−１，１０７−２における入出力タイミングおよび再生方法などは、制御部１０９においてフレキシブルに制御される。制御部１０９は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＰＬＤ（Programmable Logic Device）などの書き換え可能なデバイスによって実現され、パラメータや制御内容などを容易に変更できる。
【００４４】
適応等化器１０６−１，１０６−２は、図１７に示されたブロック図と同様の構成により実現される。ただし、本実施形態においてはタップ係数制御部５０４の機能において、従来のトランスバーサルフィルタ型適応等化器と異なる。
【００４５】
取り扱う信号がディジタル信号領域にあることから、適応等化器１０６−１，１０６−２はシフトレジスタやＭＡＣ（積和演算器）などを備えて実現される。シフトレジスタのタップ数はシステム仕様に合わせて最適化される。
【００４６】
次に、本発明に係わる適応等化器１０６−１，１０６−２におけるタップ係数制御部５０４の作用につき説明する。本発明に係わる適応等化器１０６−１，１０６−２は、波形等化用の参照信号系列がない通信システムにおける受信装置ヘの適用を前提としている。このことから本実施形態に係わる適応等化器では、装置導入時に即座に受信信号を等化できるブラインドアルゴリズムを採用し、なかでも、ＣＭＡアルゴリズムを用いている。
【００４７】
まず、ＣＭＡアルゴリズムにつき概略を説明する。ＣＭＡは、次式（６）、（７）に示されるタップ係数更新式を有する。
【００４８】
【数１１】

【００４９】
式（６）、（７）において、Ｒは定包絡線用アルゴリズムであるＣＭＡの基準包絡線値である。評価関数Ｊｐｑはパラメータｐ、ｑ（自然数）によって異なる。パラメータｐ、ｑとして、一般的には１または２が用いられることが多い。したがってＣＭＡにおけるタップ係数更新式は、次式（８）〜（１０）のように表される。
【００５０】
【数１２】

【００５１】
式（８）〜（１０）において、θはキャリア再生部１０７−１、１０７−２において再生された位相オフセットであり、ｅ−ｊθによりＣＭＡで生じるphase ambiguityが補償される。
【００５２】
また、パラメータｐ、ｑを１または２とした場合の評価関数は、次式（２）および（１１）〜（１３）に示される。
【００５３】
【数１３】

【００５４】
従来のシステムでは、ＣＭＡは包絡線レベルが一定値である変調方式に対して適用されていた。よってＲの値は、包絡線値と同じに設定されていた。しかしながら本実施形態においては、変調信号の包絡線レベルが時間的に変動する多値ＱＡＭ変調方式に対してＣＭＡを適用するため、Ｒの値を設定するのに工夫を要する。
【００５５】
ところで、ＣＭＡアルゴリズムは、伝搬路歪みによって与えられた包絡線の変動分に対して平均的に一定値となるように働く。このことから、多値ＱＡＭ変調方式における多値数にかかわらずＲの値は一つでよいことがわかる。また、Ｒは長期的にはＱＡＭ信号の信号点配置の大きさ、つまり信号点間距離を変化させるのに効いてくるため、適切な値が存在する。一般に、Ｒの値をＱＡＭ信号の最大包絡線値よりもやや小さい値に設定すると、波形等化後の出力のＩ−Ｑ信号点配置が正常になることが知られている。
【００５６】
図２〜図５に、１６ＱＡＭ信号をそれぞれ式（２）および（１１）〜（１３）に示される評価関数を用いて等化した信号の信号点配置を概略的に示す。なおこれらの図は、実験によりオシロスコープに表示された画面を模式的に示すものであるが、必要であれば、画面を撮影した画像を提出する用意が有る。図２が式（１１）に、図３が式（２）に、図４が式（１２）に、図５が式（１３）に、それぞれ対応する。
【００５７】
１６ＱＡＭの信号点配置においては、大きく３つの包絡線上にシンボルが位置する。図２〜図５に示されるように、Ｊ１２の場合は中間包絡線上の各シンボルが最も内側の包絡線レベルに近寄る形状となる。また、Ｊ２２の場合は中間包絡線上の各シンボルが最も外側の包絡線レベルに近寄る形状となる。Ｊ１１とＪ２１の場合は不適当な等化結果となる。
【００５８】
これらの現象から、本実施形態においては、Ｊ１２とＪ２２の中間状態をもつ新たな評価関数Ｊｔを導入する。次式（１）に、評価関数Ｊｔを示す。
【００５９】
【数１４】

【００６０】
Ｊｔは式（２）と（１１）の中間の次元をとるように、式の次元を修正したものである。このＪｔを適用したところ、図６に示されるように、中間包絡線上のシンボルがやや外側寄りであるものの、信号点の散らばりが最も小さくなる結果（約２２〜２３％）が得られる。
【００６１】
さらに本実施形態のタップ係数制御部５０４においては、ＣＭＡアルゴリズムにより受信信号波形を等化するに際して、その評価関数を、Ｊ１２とＪｔとに、タップ係数の更新ごとに交互に切り替えるようにする。このようにしたときの信号点配置を図７に示す。
【００６２】
図７に示されるように、ＣＭＡアルゴリズムにおいて、タップ係数の更新ごとに評価関数をＪ１２（式（２））およびＪｔ（式（１））に交互に切り替えた場合には、図６に比して信号点の散らばりがさらに小さくなる（約１６〜１７％）ことがわかる。この結果は、実用上十分であると評価することができる。
【００６３】
図８〜図１１に、６４ＱＡＭ信号を式（２）および（１１）〜（１３）に示される評価関数を用いて等化した信号の信号点配置を概略的に示す。なおこれらの図は、実験によりオシロスコープに表示された画面を模式的に示すものであるが、必要であれば、画面を撮影した画像を提出する用意が有る。図８が式（１１）に、図９が式（２）に、図１０が式（１）に、図１１が式（２）と式（１）とを交互に切り替えた場合を示す。
【００６４】
図１２のフローチャートを参照して、図１に示される適応等化器１０６−１、１０６−２におけるタップ係数を算出するための手順を説明する。この手順は、主として制御部１０９およびタップ係数制御部５０４におけるソフトウェア制御により実施される。
【００６５】
図１に示される受信装置１０においては、タップ係数が更新される時間間隔が、予め設定されている。すなわちタップ係数は周期的に更新されるが、それぞれの周期にかかる時間を、イタレーション（iteration）と称する。図１２のフローチャートにおいては、イタレーションにｍなるインデックスが付され、イタレーションの状態が区別される。
【００６６】
図１２において、イタレーションがｍの状態からタップ係数の更新処理が開始される（ステップＳ１）。ここから、イタレーションｍが偶数か、奇数であるかの判定がなされる（ステップＳ２）。すなわちステップＳ２でＰは整数である。ｍが奇数であれば（ステップＳ２でＮ）、評価関数としてＪｔが選択され、（ステップＳ４）、式（１）のもとでＣＭＡアルゴリズムにより誤差値｜ε｜が算出される（ステップＳ５）。
【００６７】
次に、ステップＳ５で算出された誤差値εと、予め定められた閾値δとの大小が比較される（ステップＳ６）。ステップＳ６でＹであれば、誤差値εが閾値δよりも大きいわけであるから、信号点の収束はまだ不十分であることになる。よってｍ＝ｍ＋１としたのち（ステップＳ７）次のイタレーションに移り、処理手順はステップＳ２に戻る。
【００６８】
先にｍが奇数であったので、次はｍが偶数となる。よって処理手順はステップＳ３に移り、評価関数としてＪ１２が選択され、（ステップＳ３）、式（２）のもとでＣＭＡアルゴリズムにより誤差値｜ε｜が算出される（ステップＳ５）。
【００６９】
このようにして、イタレーションごとに、すなわちタップ係数の更新ごとに評価関数を交互に切り替えつつ、ＣＭＡアルゴリズムにより誤差値εが算出される。このサイクル（ステップＳ２、Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７）の中で、等化信号ｙは次第に収束すべき点に収束していき、やがて誤差値εが閾値δよりも小さくなる。すると、ステップＳ６においてＮが判定され、処理手順はステップＳ８に移行する。そうして、ステップＳ８以降においては、例えばＬＭＳなどの最小平均２乗誤差アルゴリズムに基づいて、誤差値εすなわちタップ係数の算出が継続される。
【００７０】
ここで、δとしては例えばＱＡＭにおける隣接信号点間距離の半分の値を設定すると、ＬＭＳが正しく動作することが知られている。本実施形態のＬＭＳにおいては、適応等化器１０６−１，１０６−２の出力すなわち等化信号を判定した信号を参照信号系列として用いるようにする。
【００７１】
なお、ここで述べた、等化信号を判定した信号とは、等化信号の信号点に最も近い収束点に対応するビット列を意味する。例えば１６ＱＡＭの場合、図１５のＩ−Ｑ信号点配置図を参照すると、Ｓ１からＳ１６なる収束点が有る。等化信号が、例えば図１５の（×）印の位置に出現したとすると、この信号点に最も近い収束点はＳ７である。Ｓ７には“０１００”なるビット列が対応付けられており、ＬＭＳなどの最小平均２乗誤差アルゴリズムにおいては、このビット列を参照信号系列として用いるようにする。
【００７２】
図１２に示される手順により、ＣＭＡだけでは収束が遅く、かつ収束時の誤り率特性が十分でないとしても、適応等化器１０６−１、１０６−２から出力される等化信号を所定の誤差範囲内にまで追い込めれば、最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）アルゴリズムに切り替えることにより所望の誤り率を達成することができる。つまり、ＣＭＡである程度まで等化したのち、参照信号系列を判定帰還するアルゴリズムを用いることにより、誤り率を十分に小さくすることが可能となる。
【００７３】
波形等化アルゴリズムをＣＭＡからＬＭＳに切り替えることにより、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの場合、それぞれ図１３、図１４に示されるように、信号等化後の信号点の散らばりはさらに小さくなる。
【００７４】
以上に説明した構成により、既知の参照信号系列を送出しない通信システムにおいても、波形歪みを良好に等化することが可能となり、劣悪なフェージング環境下でも誤り率を改善することができるようになる。また、適応等化器１０６−１，１０６−２をトランスバーサルフィルタで構成しているため、ロールオフフィルタなどのスペクトル整形フィルタも同時に実現でき、回路規模の縮小化が図れる。
【００７５】
このように本実施形態では、多値ＱＡＭ変調方式による変調信号を受信する受信装置に備えられるトランスバーサルフィルタ型適応等化器１０６−１，１０６−２において、ＣＭＡアルゴリズムによりタップ係数を算出するようにしている。これにより、参照信号系列を不要とする。また、ＣＭＡアルゴリズムによりタップ係数を算出する際に使用する評価関数を、イタレーションごとにＪ１２またはＪｔに交互に切り替えるようにしている。これによりＣＭＡアルゴリズムの波形等化性能の向上を図る。また、各評価関数により算出された誤差値εを規定値δと比較し、誤差値εが規定値δよりも小さくなった場合には、タップ係数の算出アルゴリズムをＣＭＡから最小平均２乗誤差アルゴリズムに切り替える。また最小平均２乗誤差アルゴリズムにおいては、適応等化器１０６−１，１０６−２から出力される等化信号の信号点に最も近い収束点に対応するビット列を、参照信号系列として使用するようにしている。このようにすることで、波形等化性能のさらなる向上を図る。
【００７６】
これらのことから、特定の参照信号系列を必要とせず多値ＱＡＭ変調方式における受信信号波形の等化性能を向上させ、これにより受信性能の向上を図り得る適応等化器、受信装置およびタップ係数算出方法を提供することが可能になる。
【００７７】
なお、本発明は上記実施の形態に限定されるものではない。
図１６を参照して、本発明の他の実施形態に係わる受信装置につき説明する。図１６に示される受信装置は、図１に示される受信装置１０に置き代えることが可能であり、図１０に示される受信装置１０から直交復調器１０３を排除したものとなっている。したがって、Ａ／Ｄ変換器、リサンプラ、適応等化器、キャリア再生部は１系統のみとなり、それぞれ１０４，１０５，１０６，１０７なる符号を付して示す。
【００７８】
図１６に示される受信装置においては、リサンプラ１０５におけるサンプルタイミングを図１に示される受信装置よりも高速に設定するようにする。具体的にはリサンプラ１０５において、適切なサンプルタイミングで４倍オーバサンプリングする。これにより等価的にHilbert変換が施され、複素信号サンプルの１チャネルとＱチャネルが結び付けられて、受信信号にはＩチャネルとＱチャネルの値が時間的に交互に現れるようになる。
【００７９】
この特徴を利用すると、直交復調をすることなく複素信号の実数部と虚数部を得ることができるようになる。したがって、比較的高い周波数を持つパスバンドにおいて、実数信号が入力される一つのトランスバーサルフィルタで適応等化器１０６を実現することができる。
【００８０】
オーバーサンプリングレートは、ナイキスト周波数と同じかそれ以上であればよく、Hilbert変換を簡易に行うことを考慮すると、実信号帯域の４倍または複素信号帯域の２倍が適当である。またサンプリングタイミングは、信号アイ開口が平均的に最大となる識別点を見つけ、その点をもとに４倍オーバーサンプリングした各サンプルを用いるようにすると良い。あるいは、信号が平均的にゼロクロスする識別点をもとにオーバーサンプリングを実施するようにしても良い。
【００８１】
上記の構成によれば、直交復調器１０３が不要となるメリットのほか、Ａ／Ｄ変換器１０４や直交復調に関する低域フィルタ、増幅器、ミキサなどの部品点数を削減することが可能になる。また、高いＩＦ周波数帯域においてＡ／Ｄ変換し、アンダーサンプリングすることによって、必要な最高クロック周波数を低くできるようになる。このような理由から、図１６に示される受信装置は、ソフトウェア無線機のハードウェア構成としても有効である。
【００８２】
このほか本発明に係わる適応等化器１０６（１０６−１，１０６−２）においては、タップによるシフトがシンボル間隔ではなく、その分数間隔となっている分数間隔適応等化器（ＦＳＥ：Fractionally Spaced Equalizer）により、トランスバーサルフィルタを構成してもよい。この場合、適応アルゴリズムの制御負荷は大きくなるが、アルゴリズムの収束を速め、かつ安定した収束値を得ることが可能になる。さらには、ＢＥＲ特性を最も劣化させる要因である半シンボル遅延波による影響を軽減することができる。
【００８３】
また、図１２のフローチャートに示した閾値による判定では、誤差の瞬時値によりＬＭＳに切り替わるタイミングが早すぎる場合がありえる。これを避けるため、誤差値εを所定のイタレーション区間だけ観測し、区間内の平均誤差としきい値δの大小を比較する方法を採るようにしても良い。このようにすることによって、誤動作をの虞を軽減することが可能になる。
【００８４】
また本実施形態では、最小平均２乗誤差アルゴリズムとしてＬＭＳを用いた場合を説明したが、ＳＭＩやＲＬＳといった他の参照信号系列を用いるアルゴリズムを適用した場合もその効果は変わらない。
【００８５】
また、ＣＭＡアルゴリズムにおいて評価関数を切り替えるタイミングは、イタレーションごとに限らない。例えば所定のサンプリングレートにおけるＮサンプル毎に切り替えるようにしても良い。
このほか、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形実施を行うことができる。
【００８６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明では、多値ＱＡＭ変調方式による変調信号を受信する受信装置において、ＣＭＡアルゴリズムにより、評価関数を切り替えつつ波形等化を行うようにしている。これにより、符号間干渉により歪んだ受信信号波形を良好に復元することができる。したがって、劣悪な伝搬路環境下、または高周波受信回路のロスや歪みが大きい場合にでも符号誤り率を改善することが可能になる。
【００８７】
また本発明では、ＣＭＡによりある程度歪みを等化した後に、タップ係数の算出アルゴリズムを最小平均２乗誤差アルゴリズムに切り替えるようにした。これにより、誤り率の更なる改善を図ることが可能になる。さらに、受信信号の引き込み過程でＣＭＡアルゴリズムを使用していることから、本発明に係わる適応等化器および受信装置は、信号の中に既知の参照信号系列が含まれないシステムに対しても適用することができる。よって、幅広い通信システムにおいて使用することが可能になる。
【００８８】
これらのことから、特定の参照信号系列を必要とせず多値ＱＡＭ変調方式における受信信号波形の等化性能を向上させ、これにより受信性能の向上を図り得る適応等化器、受信装置およびタップ係数算出方法を提供することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係わる受信装置を備えた送受信装置の構成を示すブロック図。
【図２】１６ＱＡＭ信号を式（１１）に示される評価関数を用いて等化した信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図３】１６ＱＡＭ信号を式（２）に示される評価関数を用いて等化した信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図４】１６ＱＡＭ信号を式（１２）に示される評価関数を用いて等化した信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図５】１６ＱＡＭ信号を式（１３）に示される評価関数を用いて等化した信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図６】１６ＱＡＭ信号を、本発明の実施の形態に係わる式（１）に示される評価関数を用いて等化した信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図７】１６ＱＡＭ信号を、タップ係数の更新ごとに評価関数をＪ１２およびＪｔに交互に切り替えて等化した信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図８】６４ＱＡＭ信号を式（１１）に示される評価関数を用いて等化した信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図９】６４ＱＡＭ信号を式（２）に示される評価関数を用いて等化した信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図１０】６４ＱＡＭ信号を、本発明の実施の形態に係わる式（１）に示される評価関数を用いて等化した信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図１１】６４ＱＡＭ信号を、タップ係数の更新ごとに評価関数をＪ１２およびＪｔに交互に切り替えて等化した信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図１２】図１に示される適応等化器１０６−１、１０６−２におけるタップ係数を算出するための手順を示すフローチャート。
【図１３】波形等化アルゴリズムをＣＭＡからＬＭＳに切り替えた場合の１６ＱＡＭ信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図１４】波形等化アルゴリズムをＣＭＡからＬＭＳに切り替えた場合の６４ＱＡＭ信号の信号点配置を概略的に示す図。
【図１５】１６ＱＡＭにおける信号点配置図の一例を示す図。
【図１６】本発明の他の実施形態に係わる受信装置の構成を示すブロック図。
【図１７】トランスバーサルフィルタを用いた適応等化器の概略構成を示すブロック図。
【符号の説明】
１０…受信部
２０…送信部
３０…ハイブリッド回路
１０１…アンテナ
１０２…高周波受信回路
１０３…直交復調器
１０４−１、１０４−２…Ａ／Ｄ変換器
１０５−１、１０５−２…リサンプラ
１０６−１、１０６−２…適応等化器
１０７−１、１０７−２…キャリア再生部
１０８…復号処理部
１０９…制御部
５０１…タップ付き遅延線
５０２…重み付け器
５０３…加算器
５０４…タップ係数制御部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a receiver used in a communication system using a multi-level QAM (Quadrature Amplitude Modulation) modulation method, an adaptive equalizer used to reduce channel waveform distortion in the receiver, The present invention relates to a tap coefficient calculation method in an adaptive equalizer.
[0002]
[Prior art]
In recent years, the development of wireless communication has been remarkable, and users are increasingly handling not only voice but also large-capacity information such as image data by wireless terminals. In order to transmit such a large amount of information at high speed, it is indispensable to use a broadband signal and take measures against interference caused by delayed waves and measures against fading.
[0003]
In high-speed transmission, the influence of delay distortion (frequency selective fading) due to multiple wave propagation cannot be ignored. When intersymbol interference occurs due to delay distortion, a phenomenon occurs in which the eye opening closes or laterally shifts, so that the error rate characteristics deteriorate.
[0004]
As a countermeasure against this delay distortion, an adaptive equalizer is used. An adaptive equalizer is a device that adaptively compensates for time-varying delay distortion and helps reduce intersymbol interference.
[0005]
There are various types of adaptive equalizers depending on the signal processing space, the signal estimation method in the equalization algorithm, and the tap gain update algorithm. There are signal processing spaces performed in the time domain and those performed in the frequency domain, and the same tap gain update algorithm can be applied in any case. In the time domain adaptive equalizer, the time series of the received signal is synthesized as it is, whereas when equalizing in the frequency domain, the received signal series is synthesized after Fourier transform.
[0006]
The adaptive equalizer includes a linear adaptive equalizer that synthesizes an input signal sequence based on a linear estimation theory, and a nonlinear adaptive equalizer that includes nonlinear operations such as binary determination in the signal synthesis process. All of these adaptive equalizers operate so as to reduce the influence of intersymbol interference caused by delayed waves.
[0007]
As the apparatus configuration of the adaptive equalizer, there are one using a transversal filter and one using maximum likelihood sequence estimation (MLSE) such as Viterbi algorithm. If the channel distortion is not fatal, the linear adaptive equalizer is effective from the viewpoint of the circuit configuration, the simplicity of control, and the simplicity of the equalization algorithm. In particular, the transversal filter type adaptive equalizer has many It is realized with a modem.
[0008]
FIG. 17 is a block diagram showing a schematic configuration of an adaptive equalizer using a transversal filter. The adaptive equalizer shown in FIG. 17 includes a tapped delay line 5 having N−1 registers 501, N weighters 502, an adder 503, and a tap coefficient control unit 504. In FIG. 17, N = 5. The tapped delay line 5 is constituted by a shift register in the digital signal region, and sequentially shifts the input signal for each sample. At the same time, the tap coefficient obtained by the tap coefficient control unit 504 is multiplied by the input sample at each time, and the weighted N samples are synthesized by the adder 503.
[0009]
By such an operation, an output signal y (n) (output) obtained by waveform equalization from the input signal x (n) (input) is obtained. At this time, the output of the transversal filter is expressed by the following equation (3).
[0010]
[Equation 8]

[0011]
In Expression (3), n is an index, and here indicates the sample time n. x (n) and y (n) respectively represent an input value and an output value at the sample time n, N represents the number of taps of the transversal filter, and Ck represents a tap coefficient. The tap coefficient Ck is an inverse characteristic of waveform distortion at a certain time. There are various algorithms for determining the tap coefficient, and a simple one is an LMS (Least Mean Square) algorithm that minimizes the mean square error. This algorithm is a calculation method based on the steepest descent method, and the tap coefficient is sequentially updated for each sample according to the rules (4) and (5) shown below.
[0012]
[Equation 9]

[0013]
In equations (4) and (5), xk (m) represents the received signal value held in the kth register at time m, and d (m) is held in the kth register at time m. A reference signal sequence is shown. μ is a step constant, and x * k represents a complex conjugate of xk. It is assumed that the reference signal series d (m) in equations (4) and (5) is known to each other between the transceivers used in the system.
[0014]
Thus, since the LMS algorithm requires the reference signal sequence d (m) in the signal acquisition process, it is applied to a system in which a specific training signal including the reference signal sequence d (m) is defined. Therefore, in a system in which a reference signal sequence is not defined, a blind algorithm using a potential characteristic of a received signal must be applied. As this type of blind algorithm, for example, there is CMA (Constant Modulus Algorithm) used in the constant envelope modulation system.
[0015]
By the way, multi-level QAM is a modulation method that can increase the information transmission rate without increasing the signal band. FIG. 15 shows an example of signal point arrangement in 16QAM. As shown in this figure, multi-level QAM has an amplitude by placing an ASK (Amplitude Shift Keying) signal on two orthogonal carrier components, that is, I channel (in-phase component) and Q channel (quadrature component) -This is a method for performing multi-level modulation related to the phase. FIG. 15 shows bit-symbol conversion by Gray coding.
[0016]
However, the multi-level QAM system has been mainly used in wired communication because it has a lower resistance to noise than a modulation system that does not perform multi-level processing. However, in recent years, it is being applied to various communication systems because of the advantage that the information transmission rate can be increased without increasing the multi-signal bandwidth.
[0017]
For example, at present, a multilevel QAM system in the field of wireless communication such as a terrestrial digital transmission system using a microwave is put into practical use. Further, in the future, it is considered to be applied to a wireless communication system in which the use frequency band is tight or a next-generation wireless access method that requires high-speed information transmission.
[0018]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, the multi-level QAM modulation scheme is being applied to many communication systems because of its advantages. However, in terrestrial digital broadcasting systems using microwaves, it is difficult to provide extra bits such as training signals due to the fact that transmission of transmission data is continuous and the frequency band is tight. There are circumstances.
[0019]
In order to apply the multilevel QAM modulation method to such a communication system in which a reference signal sequence is not defined, waveform equalization using the blind algorithm as described above must be performed. However, since the multilevel QAM signal is not a constant envelope signal, for example, when a CMA adaptive equalizer is used, waveform equalization may not be sufficiently performed depending on how evaluation functions and parameters are given. For this reason, there was a problem that the reception quality deteriorated.
[0020]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to improve the reception signal waveform equalization performance in the multilevel QAM modulation system without requiring a specific reference signal sequence, thereby improving the reception performance. To provide an adaptive equalizer, a receiving device, and a tap coefficient calculation method.
[0021]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, an adaptive equalizer according to the present invention is an adaptive equalizer provided in a receiving apparatus that receives a modulated signal by a multi-level QAM modulation method.
A transversal filter that has a tapped delay line, weights and synthesizes the received signal with a predetermined tap coefficient by the tapped delay line, and outputs an equalized signal, and an equalized signal signal output from the transversal filter Tap coefficient control means for calculating a tap coefficient for converging a point to a convergence point in the IQ signal point constellation diagram based on a predetermined algorithm;
In this tap coefficient control means, based on a CMA (Constant Modulus Algorithm) algorithm, evaluation functions for evaluating the deviation ε of the signal point from the convergence point in this algorithm are different from each other. Two The tap coefficient is calculated while switching to the evaluation function.
[0022]
By taking such means, a tap coefficient is calculated based on the CMA algorithm, and waveform equalization is performed by this tap coefficient. Since the CMA algorithm does not require a reference signal sequence, the adaptive equalizer according to the present invention can be applied to a communication system in which a reference signal sequence is not defined. In addition, CMA is an algorithm that realizes simple signal processing regardless of what evaluation function is used, so that the circuit scale of the adaptive equalizer can be reduced and is suitable for real-time processing.
[0023]
In the present invention, in the CMA algorithm, the evaluation function is not set in a fixed manner, but different evaluation functions are used while being switched in calculating the tap coefficient. In this case, when y is an equalized signal output, R is a constant, and k and m are indices, for example, Jt shown in the following equation (1) and J12 shown in the following equation (2) are evaluated functions. These evaluation functions are preferably switched alternately.
[0024]
[Expression 10]

[0025]
By taking such means, even when the CMA algorithm is applied to the QAM modulation method, it is possible to obtain a good waveform equalization output based on observation facts described later.
[0026]
Further, the tap coefficient control means of the adaptive equalizer according to the present invention, when the deviation ε from the convergence point of the signal point based on the tap coefficient calculated by the CMA algorithm becomes smaller than a predetermined threshold, The algorithm for calculating the tap coefficient is switched from the CMA algorithm to a minimum mean square error algorithm based on a predetermined reference signal sequence.
[0027]
As a reference signal sequence in the least mean square error algorithm, it is preferable to use a bit string corresponding to a convergence point closest to the signal point of the equalized signal.
[0028]
By taking such means, the waveform equalization process is performed without requiring a training signal, that is, a reference signal sequence, under the CMA algorithm in the process of drawing the received signal. Then, after the signal point converges to a convergence point to some extent, the calculation of the tap coefficient is continued based on a minimum mean square error algorithm such as LMS.
[0029]
The minimum mean square error algorithm is superior to CMA in terms of the ability to converge signal points to convergence points. Therefore, the above technique can further improve the equalization performance of the received signal waveform.
[0030]
That is, in the adaptive equalizer according to the present invention, the CMA algorithm is applied in the process of drawing the received signal, so that it is not necessary to use a specific reference signal sequence. At this time, the waveform equalization performance of CMA is improved by calculating the tap coefficient while switching the evaluation function. Further, after the signal points are sufficiently converged by the CMA algorithm, the waveform equalization performance is further improved by switching to the least mean square error algorithm having higher waveform equalization performance. In this way, it is possible to improve reception performance.
[0031]
A system for equalizing a waveform of a signal modulated by the QAM modulation method using a minimum mean square error algorithm has been conventionally known. In addition, a system using a bit sequence corresponding to a convergence point closest to the signal point of the equalized signal in the minimum mean square error algorithm as a reference signal sequence has been conventionally known.
[0032]
However, in this type of system, a predefined reference signal sequence is indispensable, particularly in the process of drawing a received signal. Otherwise, there is a risk of so-called phase rotation, in which a signal is drawn to the wrong convergence point. In the method in which the bit sequence corresponding to the convergence point closest to the signal point of the equalized signal is used as the reference signal sequence, recovery from the phase rotation is impossible.
[0033]
On the other hand, in the present invention, since the CMA algorithm is used in the pull-in process, it is possible to pull in the received signal without fear of phase rotation. After the received signal is drawn to the correct convergence point, there is no problem even if the bit string corresponding to the convergence point closest to the signal point of the equalized signal is used as the reference signal sequence.
[0036]
In summary, the present invention takes advantage of the fact that a reference signal sequence is not required although it is somewhat inferior in waveform equalization performance, and a received signal is drawn in by the CMA algorithm without fear of phase rotation. Thus, after a certain amount of waveform equalization by CMA, the algorithm is switched to the minimum mean square error algorithm with higher waveform equalization performance. By doing so, it becomes possible to improve the equalization performance of the received signal waveform in the multi-level QAM modulation method without requiring a specific reference signal sequence, and the effect is as in 64QAM, 128QAM, and 256QAM. It becomes more and more noticeable when using a modulation system with a large number of multiple values.
[0037]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a transmission / reception apparatus including a reception apparatus according to an embodiment of the present invention. This transmission / reception apparatus is used in a system that employs a multi-level QAM modulation system such as 64QAM or 256QAM. This transmission / reception device includes an antenna 101, a hybrid circuit 30, a reception device 10, a transmission device 20, and a control unit 109. The transmission signal given to the transmission device 20 is subjected to multilevel QAM modulation and output from the antenna 101 via the hybrid circuit 30. The multilevel QAM modulated signal arriving at the antenna 101 is given to the receiving apparatus 10 via the hybrid circuit 30, and a demodulated received signal is output.
[0038]
The receiving apparatus 10 includes a high frequency receiving circuit (RF / IF) 102, a quadrature demodulator 103, analog / digital (A / D) converters 104-1 and 104-2, resamplers 105-1 and 105-2, , Adaptive equalizers 106-1 and 106-2, carrier (carrier wave) reproducing units 107-1 and 107-2, and a decoding processing unit 108.
[0039]
The QAM modulated signal that has arrived at the antenna 101 is subjected to filtering and low-noise amplification in a radio frequency band in a high-frequency receiving circuit (RF / IF) 102, frequency conversion, and conversion to an intermediate frequency signal. This intermediate frequency signal is subjected to filtering processing, AGC processing, and the like, and is input to the quadrature demodulator 103.
[0040]
The intermediate frequency signal supplied to the quadrature demodulator 103 is quadrature demodulated, and a complex baseband signal of I channel (I-ch) and Q channel (Q-ch) orthogonal to each other is output. The baseband signal of each channel is input to A / D converters 104-1 and 104-2, respectively, and converted into digital signals.
[0041]
The digital signals of the respective channels are input to the resamplers 105-1 and 105-2, resampled at a predetermined sampling rate and sampling timing, and synchronized with each other. As a result, the sampling rate of the A / D converters 104-1 and 104-2 can be arbitrarily designed.
[0042]
The outputs of the resamplers 105-1 and 105-2 are given to adaptive equalizers 106-1 and 106-2, respectively, and subjected to processing for compensating for delay distortion and reducing intersymbol interference. The outputs of adaptive equalizers 106-1 and 106-2 are supplied to carrier reproducing sections 107-1 and 107-2, respectively, and dropped to baseband by the regenerated carriers, and the residual carrier component (carrier frequency error) and The phase offset is removed. Thus, the obtained complex baseband signal is QAM decoded in the decoding processing unit 108.
[0043]
Resample timing and sampling frequency in the resamplers 105-1 and 105-2, input / output timing and tap coefficient update processing in the adaptive equalizers 106-1 and 106-2, input in the carrier reproducing units 107-1 and 107-2 The control unit 109 flexibly controls the output timing, the reproduction method, and the like. The control unit 109 is realized by a rewritable device such as a DSP (Digital Signal Processor), an FPGA (Field Programmable Gate Array), or a PLD (Programmable Logic Device), and can easily change parameters and control contents.
[0044]
The adaptive equalizers 106-1 and 106-2 are realized by the same configuration as the block diagram shown in FIG. However, in this embodiment, the function of the tap coefficient control unit 504 is different from that of the conventional transversal filter type adaptive equalizer.
[0045]
Since the signal to be handled is in the digital signal region, the adaptive equalizers 106-1 and 106-2 are realized by including a shift register, a MAC (product-sum operation unit), and the like. The number of taps in the shift register is optimized according to the system specifications.
[0046]
Next, the operation of the tap coefficient control unit 504 in the adaptive equalizers 106-1 and 106-2 according to the present invention will be described. The adaptive equalizers 106-1 and 106-2 according to the present invention are premised on application to a receiving apparatus in a communication system having no reference signal sequence for waveform equalization. For this reason, the adaptive equalizer according to the present embodiment employs a blind algorithm that can immediately equalize the received signal when the apparatus is introduced, and in particular, uses the CMA algorithm.
[0047]
First, an outline of the CMA algorithm will be described. The CMA has a tap coefficient update formula shown in the following formulas (6) and (7).
[0048]
[Expression 11]

[0049]
In Equations (6) and (7), R is a reference envelope value of CMA, which is a constant envelope algorithm. The evaluation function Jpq varies depending on the parameters p and q (natural numbers). Generally, 1 or 2 is often used as the parameters p and q. Therefore, the tap coefficient update formula in CMA is expressed as the following formulas (8) to (10).
[0050]
[Expression 12]

[0051]
In Expressions (8) to (10), θ is a phase offset reproduced in the carrier reproducing units 107-1 and 107-2, and phase ambiguity generated in the CMA is compensated by e−jθ.
[0052]
The evaluation function when the parameters p and q are 1 or 2 is shown in the following equations (2) and (11) to (13).
[0053]
[Formula 13]

[0054]
In conventional systems, CMA has been applied to modulation schemes having a constant envelope level. Therefore, the value of R was set to be the same as the envelope value. However, in this embodiment, since CMA is applied to the multilevel QAM modulation system in which the envelope level of the modulation signal varies with time, it is necessary to devise to set the value of R.
[0055]
By the way, the CMA algorithm works so that the average value is constant with respect to the fluctuation amount of the envelope given by the propagation path distortion. From this, it can be seen that one value of R is sufficient regardless of the multi-level number in the multi-level QAM modulation system. Further, since R is effective for changing the size of the signal point arrangement of the QAM signal, that is, the distance between the signal points in the long term, there is an appropriate value. In general, it is known that when the value of R is set to a value slightly smaller than the maximum envelope value of the QAM signal, the IQ signal point arrangement of the output after waveform equalization becomes normal.
[0056]
2 to 5 schematically show signal point arrangements of signals obtained by equalizing 16QAM signals using the evaluation functions shown in the equations (2) and (11) to (13), respectively. These drawings schematically show the screen displayed on the oscilloscope by experiment, but if necessary, there is a preparation to submit an image of the screen. 2 corresponds to Expression (11), FIG. 3 corresponds to Expression (2), FIG. 4 corresponds to Expression (12), and FIG. 5 corresponds to Expression (13).
[0057]
In the 16QAM signal point arrangement, symbols are roughly located on three envelopes. As shown in FIGS. 2 to 5, in the case of J12, each symbol on the intermediate envelope has a shape that approaches the innermost envelope level. In the case of J22, each symbol on the intermediate envelope has a shape that approaches the outermost envelope level. In the case of J11 and J21, an inappropriate equalization result is obtained.
[0058]
From these phenomena, in this embodiment, a new evaluation function Jt having an intermediate state between J12 and J22 is introduced. The following equation (1) shows the evaluation function Jt.
[0059]
[Expression 14]

[0060]
Jt is obtained by correcting the dimension of the expression so as to take an intermediate dimension between the expressions (2) and (11). When this Jt is applied, as shown in FIG. 6, although the symbol on the intermediate envelope is slightly outside, a result (about 22 to 23%) in which the dispersion of signal points is minimized is obtained.
[0061]
Further, in the tap coefficient control unit 504 of the present embodiment, when the received signal waveform is equalized by the CMA algorithm, the evaluation function is alternately switched between J12 and Jt every time the tap coefficient is updated. FIG. 7 shows the signal point arrangement in such a case.
[0062]
As shown in FIG. 7, in the CMA algorithm, when the evaluation function is alternately switched to J12 (formula (2)) and Jt (formula (1)) every time the tap coefficient is updated, as compared with FIG. It can be seen that the dispersion of signal points is further reduced (about 16 to 17%). This result can be evaluated as practically sufficient.
[0063]
8 to 11 schematically show signal point arrangements of signals obtained by equalizing a 64QAM signal using the evaluation functions shown in the equations (2) and (11) to (13). These drawings schematically show the screen displayed on the oscilloscope by experiment, but if necessary, there is a preparation to submit an image of the screen. 8 shows Formula (11), FIG. 9 shows Formula (2), FIG. 10 shows Formula (1), and FIG. 11 shows the case where Formula (2) and Formula (1) are alternately switched.
[0064]
A procedure for calculating tap coefficients in adaptive equalizers 106-1 and 106-2 shown in FIG. 1 will be described with reference to the flowchart of FIG. This procedure is mainly performed by software control in the control unit 109 and the tap coefficient control unit 504.
[0065]
In the receiving apparatus 10 shown in FIG. 1, the time interval at which the tap coefficient is updated is set in advance. That is, although the tap coefficient is periodically updated, the time taken for each period is referred to as iteration. In the flowchart of FIG. 12, the iteration is indexed by m, and the state of iteration is distinguished.
[0066]
In FIG. 12, the tap coefficient updating process is started from the state where the iteration is m (step S1). From here, it is determined whether the iteration m is an even number or an odd number (step S2). That is, in step S2, P is an integer. If m is an odd number (N in Step S2), Jt is selected as the evaluation function (Step S4), and an error value | ε | is calculated by the CMA algorithm based on Expression (1) (Step S5). .
[0067]
Next, the error value ε calculated in step S5 is compared with a predetermined threshold value δ (step S6). If Y in step S6, the error value ε is larger than the threshold value δ, and the convergence of the signal point is still insufficient. Therefore, after setting m = m + 1 (step S7), the process proceeds to the next iteration, and the processing procedure returns to step S2.
[0068]
Since m is an odd number first, m is an even number next. Therefore, the processing procedure moves to step S3, J12 is selected as the evaluation function (step S3), and an error value | ε | is calculated by the CMA algorithm based on equation (2) (step S5).
[0069]
In this way, the error value ε is calculated by the CMA algorithm while alternately switching the evaluation function for each iteration, that is, for each tap coefficient update. In this cycle (steps S2, S3, S4, S5, S6, S7), the equalization signal y gradually converges to a point to be converged, and the error value ε becomes smaller than the threshold value δ. Then, N is determined in step S6, and the processing procedure proceeds to step S8. Thus, in step S8 and subsequent steps, calculation of the error value ε, that is, the tap coefficient is continued based on a minimum mean square error algorithm such as LMS.
[0070]
Here, as δ, for example, when a value half of the distance between adjacent signal points in QAM is set, it is known that the LMS operates correctly. In the LMS of the present embodiment, the output of adaptive equalizers 106-1 and 106-2, that is, the signal for which the equalized signal is determined is used as the reference signal sequence.
[0071]
In addition, the signal which determined the equalization signal described here means the bit string corresponding to the convergence point closest to the signal point of the equalization signal. For example, in the case of 16QAM, referring to the IQ signal point arrangement diagram of FIG. 15, there are convergence points S1 to S16. For example, if the equalized signal appears at the position indicated by (x) in FIG. 15, the convergence point closest to this signal point is S7. A bit string “0100” is associated with S7, and this bit string is used as a reference signal sequence in a minimum mean square error algorithm such as LMS.
[0072]
According to the procedure shown in FIG. 12, even when the CMA alone is slow in convergence and the error rate characteristic at the time of convergence is not sufficient, the equalized signals output from the adaptive equalizers 106-1 and 106-2 are converted into predetermined errors. Once within the range, the desired error rate can be achieved by switching to the minimum mean square error (MMSE) algorithm. That is, it is possible to sufficiently reduce the error rate by using an algorithm that determines and feeds back the reference signal sequence after equalization to some extent with CMA.
[0073]
By switching the waveform equalization algorithm from CMA to LMS, in the case of 16QAM and 64QAM, as shown in FIGS. 13 and 14, respectively, the dispersion of signal points after signal equalization is further reduced.
[0074]
With the configuration described above, even in a communication system that does not transmit a known reference signal sequence, waveform distortion can be satisfactorily equalized, and the error rate can be improved even in a poor fading environment. . Further, since adaptive equalizers 106-1 and 106-2 are configured by transversal filters, a spectrum shaping filter such as a roll-off filter can be realized at the same time, and the circuit scale can be reduced.
[0075]
As described above, in this embodiment, the tap coefficients are calculated by the CMA algorithm in the transversal filter type adaptive equalizers 106-1 and 106-2 provided in the receiving apparatus that receives the modulated signal by the multilevel QAM modulation method. I have to. This eliminates the need for a reference signal sequence. Further, the evaluation function used when calculating the tap coefficient by the CMA algorithm is alternately switched to J12 or Jt for each iteration. This improves the waveform equalization performance of the CMA algorithm. Further, the error value ε calculated by each evaluation function is compared with the specified value δ, and when the error value ε is smaller than the specified value δ, the tap coefficient calculation algorithm is changed from the CMA to the minimum mean square error algorithm. Switch to. In the minimum mean square error algorithm, the bit string corresponding to the convergence point closest to the signal point of the equalized signal output from the adaptive equalizers 106-1 and 106-2 is used as the reference signal sequence. ing. In this way, the waveform equalization performance is further improved.
[0076]
Therefore, an adaptive equalizer, a receiving device, and a tap coefficient that can improve the equalization performance of the received signal waveform in the multi-level QAM modulation system without requiring a specific reference signal sequence, and thereby improve the receiving performance. It becomes possible to provide a calculation method.
[0077]
The present invention is not limited to the above embodiment.
A receiving apparatus according to another embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The receiving apparatus shown in FIG. 16 can be replaced with the receiving apparatus 10 shown in FIG. 1, and the orthogonal demodulator 103 is excluded from the receiving apparatus 10 shown in FIG. Accordingly, the A / D converter, the resampler, the adaptive equalizer, and the carrier recovery unit are only one system, and are denoted by

reference numerals

104, 105, 106, and 107, respectively.
[0078]
In the receiving apparatus shown in FIG. 16, the sample timing in the resampler 105 is set faster than that in the receiving apparatus shown in FIG. Specifically, the resampler 105 performs oversampling four times at an appropriate sample timing. As a result, the Hilbert transform is equivalently performed, one channel of the complex signal sample and the Q channel are combined, and the values of the I channel and the Q channel appear alternately in time in the received signal.
[0079]
By using this feature, the real part and imaginary part of the complex signal can be obtained without performing quadrature demodulation. Therefore, the adaptive equalizer 106 can be realized by a single transversal filter to which a real signal is input in a passband having a relatively high frequency.
[0080]
The oversampling rate may be equal to or higher than the Nyquist frequency, and considering the fact that Hilbert transform is easily performed, 4 times the actual signal band or 2 times the complex signal band is appropriate. As for the sampling timing, it is preferable to find an identification point where the signal eye opening becomes the maximum on average and use each sample oversampled four times based on that point. Alternatively, oversampling may be performed based on an identification point where the signal averages zero-crossing.
[0081]
According to the above configuration, in addition to the advantage that the quadrature demodulator 103 is not required, it is possible to reduce the number of components such as the A / D converter 104 and the low-pass filter, amplifier, and mixer related to the quadrature demodulation. In addition, by performing A / D conversion and undersampling in a high IF frequency band, the required maximum clock frequency can be lowered. For this reason, the receiving apparatus shown in FIG. 16 is also effective as a hardware configuration of a software defined radio.
[0082]
In addition, in the adaptive equalizer 106 (106-1, 106-2) according to the present invention, the fractional interval adaptive equalizer (FSE: Fractionally Spaced) in which the shift by the tap is not a symbol interval but a fractional interval thereof. The transversal filter may be configured by Equalizer). In this case, although the control load of the adaptive algorithm increases, it is possible to speed up the convergence of the algorithm and obtain a stable convergence value. Furthermore, it is possible to reduce the influence of the half-symbol delayed wave, which is the factor that most deteriorates the BER characteristics.
[0083]
In addition, in the determination based on the threshold shown in the flowchart of FIG. 12, there is a case where the timing for switching to the LMS is too early due to the instantaneous value of the error. In order to avoid this, a method may be adopted in which the error value ε is observed only in a predetermined iteration section, and the average error in the section is compared with the threshold value δ. By doing so, it is possible to reduce the possibility of malfunction.
[0084]
In this embodiment, the case where LMS is used as the minimum mean square error algorithm has been described. However, the effect does not change even when an algorithm using another reference signal sequence such as SMI or RLS is applied.
[0085]
Further, the timing for switching the evaluation function in the CMA algorithm is not limited to each iteration. For example, it may be switched every N samples at a predetermined sampling rate.
In addition, various modifications can be made without departing from the scope of the present invention.
[0086]
【The invention's effect】
As described above, in the present invention, the waveform equalization is performed while switching the evaluation function by the CMA algorithm in the receiving apparatus that receives the modulation signal by the multilevel QAM modulation method. As a result, the received signal waveform distorted by intersymbol interference can be satisfactorily restored. Therefore, it is possible to improve the code error rate even in a poor propagation path environment or when the loss or distortion of the high frequency receiving circuit is large.
[0087]
In the present invention, after the distortion is equalized to some extent by the CMA, the tap coefficient calculation algorithm is switched to the minimum mean square error algorithm. This makes it possible to further improve the error rate. Further, since the CMA algorithm is used in the process of drawing the received signal, the adaptive equalizer and the receiving apparatus according to the present invention can be applied to a system in which a known reference signal sequence is not included in the signal. can do. Therefore, it can be used in a wide range of communication systems.
[0088]
Therefore, an adaptive equalizer, a receiving device, and a tap coefficient that can improve the equalization performance of the received signal waveform in the multi-level QAM modulation system without requiring a specific reference signal sequence, and thereby improve the receiving performance. It becomes possible to provide a calculation method.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a transmission / reception apparatus including a reception apparatus according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram schematically showing a signal point arrangement of a signal obtained by equalizing a 16QAM signal using an evaluation function represented by Expression (11).
FIG. 3 is a diagram schematically showing a signal point arrangement of a signal obtained by equalizing a 16QAM signal using the evaluation function shown in Expression (2).
FIG. 4 is a diagram schematically showing signal point arrangement of a signal obtained by equalizing a 16QAM signal using an evaluation function represented by Expression (12).
FIG. 5 is a diagram schematically showing a signal point arrangement of a signal obtained by equalizing a 16QAM signal using the evaluation function shown in Expression (13).
FIG. 6 is a diagram schematically showing signal point arrangement of a signal obtained by equalizing a 16QAM signal using the evaluation function shown in Expression (1) according to the embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a diagram schematically showing a signal point arrangement of a signal obtained by equalizing a 16QAM signal by alternately switching an evaluation function between J12 and Jt every time a tap coefficient is updated.
FIG. 8 is a diagram schematically showing a signal point arrangement of a signal obtained by equalizing a 64QAM signal using the evaluation function shown in Expression (11).
FIG. 9 is a diagram schematically showing a signal point arrangement of a signal obtained by equalizing a 64QAM signal using the evaluation function shown in Expression (2).
FIG. 10 is a diagram schematically showing a signal point arrangement of a signal obtained by equalizing a 64QAM signal using the evaluation function shown in Expression (1) according to the embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a diagram schematically showing signal point arrangement of a signal obtained by equalizing a 64QAM signal by alternately switching an evaluation function between J12 and Jt every time a tap coefficient is updated.
FIG. 12 is a flowchart showing a procedure for calculating tap coefficients in adaptive equalizers 106-1 and 106-2 shown in FIG.
FIG. 13 is a diagram schematically showing the signal point arrangement of a 16QAM signal when the waveform equalization algorithm is switched from CMA to LMS.
FIG. 14 is a diagram schematically showing the signal point arrangement of a 64QAM signal when the waveform equalization algorithm is switched from CMA to LMS.
FIG. 15 is a diagram showing an example of a signal point arrangement diagram in 16QAM.
FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of a receiving apparatus according to another embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a block diagram showing a schematic configuration of an adaptive equalizer using a transversal filter.
[Explanation of symbols]
10: Receiver
20: Transmitter
30 ... Hybrid circuit
101 ... antenna
102. High frequency receiving circuit
103. Quadrature demodulator
104-1, 104-2 ... A / D converter
105-1, 105-2 ... Resampler
106-1, 106-2 ... Adaptive equalizer
107-1, 107-2 ... Carrier reproduction section
108: Decoding processing unit
109 ... Control unit
501 ... Delay line with tap
502 ... Weighter
503 ... Adder
504 ... Tap coefficient control unit

Claims

In an adaptive equalizer provided in a receiving apparatus that receives a modulation signal by a multi-level QAM (Quadrature Amplitude Modulation) modulation method,
A transversal filter having a tapped delay line, weighting and synthesizing the received signal with a predetermined tap coefficient by the tapped delay line, and outputting an equalized signal;
Tap coefficient control means for calculating a tap coefficient for converging the signal point of the equalized signal output from the transversal filter to the convergence point in the IQ signal point constellation diagram based on a predetermined algorithm;
This tap coefficient control means
Based on the CMA (Constant Modulus Algorithm) algorithm, the tap coefficient is calculated while switching the evaluation function for evaluating the deviation ε of the signal point from the convergence point in the algorithm to two different evaluation functions ,
One of the two evaluation functions is
The adaptive equalizer according to claim 1, wherein y is an equalized signal output, R is a constant, and k is an index, Jt shown in the following equation (1) .

The other of the two evaluation functions is
2. The adaptive equalizer according to claim 1 , wherein y is equalized signal output, R is a constant, and m is an index, J12 shown in the following equation (2):

2. The adaptive equalizer according to claim 1, wherein the tap coefficient control means switches the evaluation function every time the tap coefficient is updated.

The tap coefficient control means is an algorithm for calculating the tap coefficient when a deviation ε of the signal point from the convergence point based on the tap coefficient calculated by the CMA algorithm becomes smaller than a predetermined threshold value. Is switched from the CMA algorithm to a minimum mean square error algorithm based on a predetermined reference signal sequence.

When calculating the tap coefficient by the minimum mean square error algorithm, the tap coefficient control means uses the bit string corresponding to the convergence point closest to the signal point of the equalized signal as the reference signal sequence, and the tap coefficient The adaptive equalizer according to claim 4 , wherein the adaptive equalizer is calculated.

In an adaptive equalizer provided in a receiving apparatus that receives a modulation signal by a multilevel QAM modulation system,
A transversal filter having a tapped delay line, weighting and synthesizing the received signal with a predetermined tap coefficient by the tapped delay line, and outputting an equalized signal;
Tap coefficient control means for calculating a tap coefficient for converging the signal point of the equalized signal output from the transversal filter to the convergence point in the IQ signal point constellation diagram based on a predetermined algorithm;
This tap coefficient control means
When y is an equalized signal output, R is a constant, and k and m are indices,
Based on a CMA (Constant Modulus Algorithm) algorithm, an evaluation function for evaluating the deviation ε of the signal point from the convergence point in this algorithm is expressed by the following equation (1) for each update of the tap coefficient. Alternatively, the tap equalizer is calculated while alternately switching to J12 represented by the following equation (2).

The tap coefficient control means is an algorithm for calculating the tap coefficient when a deviation ε of the signal point from the convergence point based on the tap coefficient calculated by the CMA algorithm becomes smaller than a predetermined threshold value. 7. The adaptation according to claim 6 , wherein the CMA algorithm is switched from the CMA algorithm to a minimum mean square error algorithm using the bit string corresponding to the convergence point closest to the signal point of the equalized signal as the reference signal sequence. Equalizer.

A quadrature demodulator that orthogonally demodulates a modulated signal according to the multi-level QAM modulation system and outputs baseband signals of I channel and Q channel;
An A / D converter for digitally converting the I-channel and Q-channel baseband signals output from the quadrature demodulator;
An adaptive equalizer for waveform-equalizing and outputting the I-channel and Q-channel baseband signals digitally converted by the A / D converter;
A carrier recovery unit for extracting I channel and Q channel carrier components from the output of the adaptive equalizer,
A decoding processing unit that combines received data from the output of the carrier recovery unit,
The receiving apparatus according to claim 1, wherein the adaptive equalizer is the adaptive equalizer according to claim 1 .

An A / D converter for digitally converting a modulation signal by a multi-level QAM modulation system ;
A sampling unit for oversampling the digital signal output from the A / D converter at a rate at least equal to or higher than the Nyquist frequency of the modulation signal;
An adaptive equalizer for waveform equalizing and outputting the signal output from the sampling unit;
A carrier recovery unit that extracts the carrier component of the modulated signal from the output of the adaptive equalizer;
A decoding processing unit that combines received data from the output of the carrier recovery unit,
The receiving apparatus according to claim 1, wherein the adaptive equalizer is the adaptive equalizer according to claim 1.

An equalized signal output from the transversal filter in an adaptive equalizer having a transversal filter that weights and synthesizes a modulation signal based on a multilevel QAM (Quadrature Amplitude Modulation) modulation method with a predetermined tap coefficient by a tapped delay line The tap coefficient for converging the signal point to the convergence point in the IQ signal point constellation diagram,
Based on a CMA (Constant Modulus Algorithm) algorithm, a first tap coefficient is calculated by switching an evaluation function for evaluating a deviation ε of the signal point from the convergence point in the algorithm to two different evaluation functions. Comprising steps,
One of the two evaluation functions is
A tap coefficient calculation method, wherein Jt is represented by the following equation (1), where y is an equalized signal output, R is a constant, and k is an index.

The other of the two evaluation functions is
11. The tap coefficient calculation method according to claim 10 , wherein y is equalized signal output, R is a constant, and m is an index, J12 shown in the following equation (2).

The tap coefficient calculation method according to claim 10 , wherein the first step switches the evaluation function every time the tap coefficient is updated.

Furthermore, when the deviation ε of the signal point from the convergence point is smaller than a predetermined threshold due to the tap coefficient calculated in the first step,
The tap coefficient calculation according to claim 10 , further comprising a second step of switching an algorithm for calculating the tap coefficient from the CMA algorithm to a minimum mean square error algorithm based on a predetermined reference signal sequence. Method.

In the second step, when calculating the tap coefficient using the minimum mean square error algorithm, the bit coefficient corresponding to the convergence point closest to the signal point of the equalized signal is used as the reference signal sequence, and the tap coefficient is calculated. The tap coefficient calculation method according to claim 13, wherein the tap coefficient calculation method is a calculating step.