JPH06350467A - Receiver for digital communications - Google Patents
Receiver for digital communicationsInfo
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- JPH06350467A JPH06350467A JP5134477A JP13447793A JPH06350467A JP H06350467 A JPH06350467 A JP H06350467A JP 5134477 A JP5134477 A JP 5134477A JP 13447793 A JP13447793 A JP 13447793A JP H06350467 A JPH06350467 A JP H06350467A
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- sample
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明はデジタル通信用受信機に
関し、特に、デジタル自動車電話等の高速デジタル通信
における受信機に適用して好適なものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a receiver for digital communication, and is particularly suitable for being applied to a receiver for high speed digital communication such as a digital car telephone.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、移動体通信などにおいて高速デジ
タル移動通信を実現するための技術が研究されている。2. Description of the Related Art In recent years, a technique for realizing high-speed digital mobile communication in mobile communication has been studied.
【０００３】例えば、この様な高速デジタル移動通信に
おいては、マルチパス伝搬による周波数選択性フェージ
ングのために、伝送特性が大きく劣化する場合がある。For example, in such high-speed digital mobile communication, the transmission characteristics may be greatly deteriorated due to frequency selective fading due to multipath propagation.
【０００４】つまり、自動車電話などにおいては、基地
局から自動車に対して送信されている、例えば数百ｋｂ
ｐｓ以上のデータ通信電波が自動車側で受信される場合
は、直接波の他に地表波や山や建物などからの反射波が
受信されるため、受信波は直接波だけのときの受信波形
と異なり、受信レベルが大きくなったり、小さくなった
りする。しかも、自動車は移動するので移動速度に応じ
て受信レベルがさらに変動し、移動速度によっては、受
信レベルの変化の周期（周波数）が変化する。従って、
受信レベルが不規則に変動するので、この様なマルチパ
ス伝搬の影響を受けた受信波から直接にＰＳＫ（Ｐｈａ
ｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ、位相シフトキーイン
グ）変調信号に対する復調などを行うと誤った符号（デ
ータ）を出力する場合がある。That is, in a car telephone or the like, for example, several hundred kb is transmitted from the base station to the car.
When data communication radio waves of ps or more are received on the automobile side, in addition to the direct waves, the reflected waves from the surface waves and mountains and buildings are received. Differently, the reception level increases or decreases. Moreover, since the automobile moves, the reception level further fluctuates according to the moving speed, and the cycle (frequency) of change of the receiving level changes depending on the moving speed. Therefore,
Since the reception level fluctuates irregularly, the PSK (Pha (Pha)
When demodulating a se shift keying (phase shift keying) modulated signal, an erroneous code (data) may be output.
【０００５】この様な場合には、上記劣化（誤り）を補
償するために、適応等化器を用いて受信波の劣化を補償
することが行われている。In such a case, in order to compensate the above-mentioned deterioration (error), the deterioration of the received wave is compensated by using an adaptive equalizer.
【０００６】この適応等化器の従来の技術については、
例えば、文献：ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ
ｏｎ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、Ｖ
ｏｌ．４０、Ｎｏ．２、ｐｐ．３３３〜ｐｐ．３４１、
Ｍａｙ、１９９１年、「Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｅｑｕａｌ
ｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＴＤＭＡ ＤｉｇｉｔａｌＭ
ｏｂｉｌｅ Ｒａｄｉｏ」、などに示されている。Regarding the prior art of this adaptive equalizer,
For example, reference: IEEE Transactions
on Vehicular Technology, V
ol. 40, No. 2, pp. 333-pp. 341,
May, 1991, "Adaptive Equal
ization for TDMA DigitalM
mobile Radio ”, and the like.
【０００７】そして、この様な適応等化器を備えた受信
機も開発されている。この様な適応等化受信機において
は、例えば、判定帰還型等化器を用いたものや、線形等
化器を用いたものや、最尤系列推定受信機等などが挙げ
られる。A receiver equipped with such an adaptive equalizer has also been developed. Examples of such an adaptive equalization receiver include those using a decision feedback equalizer, those using a linear equalizer, maximum likelihood sequence estimation receiver, and the like.
【０００８】判定帰還型等化器や線形等化器は、トラン
スバーサル型のフィルタで構成される。トランスバーサ
ル型のフィルタのタップ係数は、多重波（直接波と遅延
波の合成波）を等化するように設定される。そして、伝
送路の状況に合わせて適応的に更新される。そして、等
化する多重波の直接波に対する遅延波の遅延時間が長く
なるにつれて、トランスバーサル型のフィルタのタップ
数を増やす必要がある。しかし、タップ数が増加するに
ともない、タップ係数更新に要する演算量も増加し実現
が難しくなるため、タップ数は、実現可能な程度の値に
設定される。The decision feedback equalizer and the linear equalizer are composed of transversal filters. The tap coefficient of the transversal type filter is set so as to equalize multiple waves (combined wave of direct wave and delayed wave). Then, it is adaptively updated according to the situation of the transmission path. Then, as the delay time of the delayed wave with respect to the direct wave of the multiple waves to be equalized becomes longer, it is necessary to increase the number of taps of the transversal filter. However, as the number of taps increases, the amount of calculation required to update the tap coefficient also increases, making it difficult to realize. Therefore, the number of taps is set to a value that is feasible.
【０００９】また、最尤系列推定受信機については、例
えば文献『Ｒ．Ｄ’ａｖｅｌｌａ，Ｌ．Ｍｏｒｅｎｏ
ａｎｄ Ｍ．Ｓａｎｔ’ａｇｏｓｔｉｎｏ，「Ａｎ Ａ
ｄａｐｔｉｖｅ ＭＬＳＥ Ｒｅｃｉｅｖｅｒ ｆｏｒ
ＴＤＭＡ ＤｉｇｉｔａｌＭｏｂｉｌｅ Ｒａｄｉ
ｏ」，ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔ
ｅｄ Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ
ｓ，Ｖｏｌ．７，Ｎｏ．１，ｐｐ１２２−１２９，Ｊａ
ｎｕａｒｙ １９８９』に記載されている。The maximum likelihood sequence estimation receiver is described in, for example, the document “R. D'avella, L .; Moreno
and M.D. Sant'agosino, "An A
daptive MLSE Receiver for
TDMA Digital Mobile Radi
o ”, IEEE Journal on Select
ed Areas in Communication
s, Vol. 7, No. 1, pp122-129, Ja
Nuary 1989 ”.
【００１０】最尤系列推定受信機は、受信信号の帯域外
雑音をフィルタで除去した後、信号をデジタル化し、雑
音の影響を最小化する整合フィルタを通し、その出力か
ら状態推定回路により送信シンボルを最尤推定するもの
である。この状態推定回路の最尤推定アルゴリズムとし
ては、例えばビタビアルゴリズムが用いられる。ここ
で、整合フィルタのタップ係数は、データの処理の前又
は処理と同時に推定された伝送路のインパルス応答に基
づいて設定される。また、この設定された伝送路のイン
パルス応答は、送信シンボルの最尤推定のためにも用い
られる。また、等化対象とする遅延波の遅延時間が長く
なるにつれ、整合フィルタのタップ数を増やす必要があ
る。しかし、整合フィルタのタップ数が増加するに従
い、最尤推定に要する演算量も増加し実現が難しくなる
ため、整合フィルタのタップ数は、実現可能な値に設定
される。The maximum likelihood sequence estimation receiver removes out-of-band noise of a received signal with a filter, digitizes the signal, passes through a matched filter that minimizes the influence of noise, and outputs a transmission symbol from a state estimation circuit using a state estimation circuit. Is the maximum likelihood estimation. As the maximum likelihood estimation algorithm of this state estimation circuit, for example, the Viterbi algorithm is used. Here, the tap coefficient of the matched filter is set based on the impulse response of the transmission path estimated before or simultaneously with the processing of the data. Further, the impulse response of the set transmission path is also used for maximum likelihood estimation of the transmission symbol. Further, as the delay time of the delayed wave to be equalized becomes longer, it is necessary to increase the number of taps of the matched filter. However, as the number of taps of the matched filter increases, the amount of calculation required for the maximum likelihood estimation also increases and becomes difficult to realize. Therefore, the number of taps of the matched filter is set to a feasible value.
【００１１】[0011]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
適応等化受信機においては、適応等化に要する演算量を
考慮し、等化対象の遅延波の最大遅延時間を設定し、そ
の時間内の遅延波を等化する構成であり、受信機に設定
した最大遅延時間を越える遅延波が到来した場合には、
受信特性が著しく劣化する。However, in the conventional adaptive equalization receiver, the maximum delay time of the delayed wave to be equalized is set in consideration of the amount of calculation required for the adaptive equalization, and within that time. It is a configuration that equalizes delayed waves, and when a delayed wave that exceeds the maximum delay time set in the receiver arrives,
Reception characteristics are significantly degraded.
【００１２】例えば適応等化受信機が自動車に搭載され
て移動した場合には、伝送路のインパルス応答もその周
囲環境によって変化する。例えば、図２は伝送路のイン
パルス応答の例を示す図である。図２（ａ）は遅延波が
比較的弱い場合、図２（ｂ）は遅延波が比較的強い場合
の例を示している。時間軸の目盛りはデジタル信号のサ
ンプル時間を示し、一目盛りにつき１シンボル周期（１
Ｔ）を表す。各々のサンプル時間における伝送路のイン
パルス応答のサンプルを黒丸で示し、各サンプルにＳ0
〜Ｓ5 の符号を付す。For example, when the adaptive equalization receiver is mounted on an automobile and moves, the impulse response of the transmission line also changes depending on the surrounding environment. For example, FIG. 2 is a diagram showing an example of the impulse response of the transmission path. 2A shows an example in which the delayed wave is relatively weak, and FIG. 2B shows an example in which the delayed wave is relatively strong. The scale on the time axis indicates the sample time of the digital signal, and one symbol period (1
Represents T). Samples of the impulse response of the transmission line at each sample time are indicated by black circles, and S 0 is assigned to each sample.
The symbols of ~ S 5 are attached.
【００１３】通常、適応等化受信機においては、エネル
ギーが最大となる隣接し合うインパルス応答のサンプル
を選択し、そのサンプルに基づき送信符号を推定する。
例えば、適応等化受信機が考慮する最大遅延時間を２Ｔ
とした場合、伝送路のインパルス応答のサンプルから、
隣接し合いエネルギーが最大となる３サンプルを選び出
し送信符号を推定する。よって、伝送路が図２（ａ）の
ようなインパルス応答を有する場合、Ｓ0 ，Ｓ1 及びＳ
2 のサンプルを用いて送信符号の推定を行う。この場
合、Ｓ3 以降のサンプルのエネルギーが無視できるほど
小さければ、適応等化受信機の特性を劣化させることも
ない。一方、伝送路が図２（ｂ）のようなインパルス応
答を持つ場合にもＳ0 ，Ｓ1 及びＳ2 のサンプルを用い
て最尤推定を行うが、Ｓ3 以降のサンプルのエネルギー
が無視できないほど大きいため適応等化受信機の特性は
著しく劣化する。Generally, in the adaptive equalization receiver, adjacent impulse response samples having the maximum energy are selected, and the transmission code is estimated based on the selected samples.
For example, the maximum delay time considered by the adaptive equalization receiver is 2T.
Then, from the impulse response sample of the transmission line,
The transmission code is estimated by selecting three samples that have the maximum adjacent energy. Therefore, when the transmission line has an impulse response as shown in FIG. 2A, S 0 , S 1 and S
The transmission code is estimated using two samples. In this case, if the energies of the samples after S 3 are so small that they can be ignored, the characteristics of the adaptive equalization receiver will not be deteriorated. On the other hand, even when the transmission path has an impulse response as shown in FIG. 2B, maximum likelihood estimation is performed using the samples of S 0 , S 1 and S 2 , but the energy of the samples after S 3 cannot be ignored. Since it is so large, the characteristics of the adaptive equalization receiver are significantly deteriorated.
【００１４】第１の発明は、以上の点を考慮してなされ
たものであり、適応等化に要する演算量を増加させるこ
となく、等化対象の遅延波の最大遅延時間を長くできる
デジタル通信用受信機を提供することを目的とする。The first aspect of the present invention is made in consideration of the above points, and the digital communication capable of lengthening the maximum delay time of the delayed wave to be equalized without increasing the amount of calculation required for adaptive equalization. It is intended to provide a receiver for use.
【００１５】また、従来の最尤系列推定受信機は、一般
に、周波数選択性フェージングの下では、他の適応等化
受信機と比較して良好な受信特性を有する。しかし、考
慮すべきマルチパスの最大遅れ時間が長い場合には、考
慮すべきインパルス応答の時間間隔が長くなって、状態
推定手段における送信シンボルの最尤推定にかかる処理
量が指数的に増加するため、実現は難しい。そのため、
考慮すべきインパルス応答の時間間隔として、従来は状
態推定手段が実用化できる程度の値に選定されていた。
例えば、整合フィルタのタップ数をＮに選定した場合、
考慮し得るインパルス応答の時間間隔は、信号のサンプ
リング周期をＴとして、（Ｎ＋１）Ｔとなる。In addition, the conventional maximum likelihood sequence estimation receiver generally has good reception characteristics under frequency selective fading as compared with other adaptive equalization receivers. However, when the maximum delay time of the multipath to be considered is long, the time interval of the impulse response to be considered becomes long, and the processing amount for the maximum likelihood estimation of the transmitted symbols in the state estimation means exponentially increases. Therefore, it is difficult to realize. for that reason,
Conventionally, the impulse response time interval to be considered has been selected to a value at which the state estimating means can be put to practical use.
For example, when the number of taps of the matched filter is selected as N,
The time interval of the impulse response that can be considered is (N + 1) T, where T is the sampling period of the signal.
【００１６】例えば、最尤系列推定受信機が自動車に搭
載されて移動した場合には、伝送路のインパルス応答も
その周囲環境によって変化する。例えば、図３は伝送路
のインパルス応答の例を示す図である。図３（ａ）は遅
延波が比較的弱い場合、図３（ｂ）は遅延波が比較的強
い場合の例を示している。時間軸の目盛りはデジタル信
号のサンプル時間を示し、一目盛りにつき１シンボル周
期（１Ｔ）を表す。最尤系列推定受信機は、伝送路のイ
ンパルス応答のサンプルを用いて送信シンボルを最尤推
定するため、伝送路のインパルス応答のサンプルを黒丸
で示し、各サンプルにＳ0 〜Ｓ2 の符号を付す。For example, when the maximum likelihood sequence estimation receiver is mounted on an automobile and moves, the impulse response of the transmission line also changes depending on the surrounding environment. For example, FIG. 3 is a diagram showing an example of an impulse response of a transmission line. 3A shows an example in which the delayed wave is relatively weak, and FIG. 3B shows an example in which the delayed wave is relatively strong. The scale on the time axis indicates the sample time of the digital signal, and each scale represents one symbol period (1T). Since the maximum likelihood sequence estimation receiver performs maximum likelihood estimation of a transmission symbol using the sample of the impulse response of the transmission path, the sample of the impulse response of the transmission path is indicated by a black circle, and the symbols S 0 to S 2 are assigned to each sample. Attach.
【００１７】通常、最尤系列推定受信機においては、エ
ネルギーが最大となる隣接し合うインパルス応答のサン
プルを選択し最尤推定を行う。例えば、最尤系列推定受
信機が考慮する最大遅延時間を１Ｔとした場合、伝送路
のインパルス応答のサンプルから、隣接し合いエネルギ
ーが最大となる２サンプルを選び出し最尤推定に用い
る。よって、伝送路が図３（ａ）のようなインパルス応
答を有する場合、Ｓ0 及びＳ1 のサンプルを用いて最尤
推定を行う。この場合、Ｓ2 のサンプルのエネルギーが
無視できるほど小さければ、最尤系列推定受信機の特性
を劣化させることもない。一方、伝送路が図３（ｂ）の
ようなインパルス応答を持つ場合にもＳ0及びＳ1 のサ
ンプルを用いて最尤推定を行うが、Ｓ2 のサンプルのエ
ネルギーが無視できないほど大きいため最尤系列推定受
信機の特性は著しく劣化する。Generally, in the maximum likelihood sequence estimation receiver, the maximum likelihood estimation is performed by selecting adjacent impulse response samples having the maximum energy. For example, when the maximum delay time considered by the maximum likelihood sequence estimation receiver is 1T, two samples having the maximum adjacent energy are selected from the impulse response samples of the transmission path and used for maximum likelihood estimation. Therefore, when the transmission path has an impulse response as shown in FIG. 3A, the maximum likelihood estimation is performed using the samples of S 0 and S 1 . In this case, if the energy of the sample of S 2 is small enough to be ignored, the characteristics of the maximum likelihood sequence estimation receiver will not be deteriorated. On the other hand, even when the transmission path has an impulse response as shown in FIG. 3B, maximum likelihood estimation is performed using the samples of S 0 and S 1 , but the maximum of the energy of the sample of S 2 cannot be ignored and the maximum likelihood estimation is performed. The characteristics of the likelihood sequence estimation receiver are significantly degraded.
【００１８】第２の発明は、以上の点を考慮してなされ
たものであり、考慮する最大遅延時間を越える遅延時間
を持つ多重波が到来する場合に、状態推定手段の演算量
を増加させることなく、上記多重波を等化することので
きるデジタル通信用受信機を提供することを目的とす
る。The second invention is made in consideration of the above points, and increases the calculation amount of the state estimating means when a multiple wave having a delay time exceeding the maximum delay time to be considered arrives. It is an object of the present invention to provide a digital communication receiver capable of equalizing the multiple waves without the need.
【００１９】[0019]
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め、第１の発明においては、受信信号のサンプルから伝
送路のインパルス応答を推定する伝送路推定手段と、受
信信号のサンプルを一時的に記憶する受信信号記憶手段
と、この受信信号記憶手段が記憶した受信信号のサンプ
ルから、適応等化により符号を出力する適応等化手段
と、この適応等化手段が出力した符号を一時的に記憶す
る符号記憶手段とを有するデジタル通信用受信機を、以
下のようにした。In order to solve such a problem, in the first invention, a channel estimation means for estimating an impulse response of a channel from a sample of a received signal and a sample of the received signal are temporarily provided. Received signal storage means for storing, adaptive equalization means for outputting a code by adaptive equalization from the received signal samples stored by the received signal storage means, and temporarily storing the code output by the adaptive equalization means The receiver for digital communication having the code storage means for performing the above is as follows.
【００２０】すなわち、上記伝送路推定手段で推定した
インパルス応答のサンプルから、隣接するか否かに関わ
らず、２乗和を最大とし、等間隔に並ぶ応答サンプルを
選択する応答選択手段と、この選択情報に応じて、上記
受信信号記憶手段より出力される受信信号のサンプルの
順序を制御し、上記符号記憶手段より出力される符号の
順序を制御する記憶制御手段を設けた。That is, from the impulse response samples estimated by the transmission path estimating means, the response selecting means for maximizing the sum of squares and selecting the response samples arranged at equal intervals regardless of whether or not they are adjacent, There is provided storage control means for controlling the order of samples of the reception signals output from the reception signal storage means and controlling the order of codes output from the code storage means according to the selection information.
【００２１】記憶制御手段は、応答選択手段が選択した
サンプルが隣接していない場合には、選択したサンプル
の間隔と同様に、飛び飛びに受信信号のサンプルを適応
等化手段へ与えるように制御する。また、適応等化手段
において飛び飛びに推定された符号を、元の順序で出力
するように符号記憶手段を制御する。When the samples selected by the response selection unit are not adjacent to each other, the storage control unit controls the adaptive equalization unit to provide samples of the received signal in the same manner as the intervals of the selected samples. . Further, the code storage means is controlled so that the codes estimated by the adaptive equalization means are output in the original order.
【００２２】また、第２の発明においては、受信信号の
サンプルを一時的に記憶する受信信号記憶手段と、伝送
路のインパルス応答を推定する伝送路推定手段と、伝送
路推定手段で推定したインパルス応答に基づいて受信信
号記憶手段の出力から送信シンボル列を最尤推定する状
態推定手段と、この状態推定手段が推定したシンボル列
を一時的に記憶するシンボル記憶手段とを有する、デジ
タル通信用受信機を、以下のようにした。Further, in the second invention, the received signal storage means for temporarily storing the sample of the received signal, the transmission path estimation means for estimating the impulse response of the transmission path, and the impulse estimated by the transmission path estimation means. Digital communication reception having state estimation means for maximum likelihood estimating a transmission symbol sequence from the output of received signal storage means based on a response, and symbol storage means for temporarily storing the symbol sequence estimated by this state estimation means The machine was as follows.
【００２３】すなわち、伝送路推定手段が推定したイン
パルス応答のサンプルから、サンプルが隣接するか否か
に関わらず、エネルギーが最大となるようにサンプルを
選択する応答選択手段と、この選択したサンプルの間隔
に応じて、上記受信信号記憶手段より出力される受信信
号のサンプルの順序を制御し、上記シンボル記憶手段よ
り出力される推定シンボルの順序を制御する記憶制御手
段とを設けた。That is, from the impulse response samples estimated by the transmission path estimation means, the response selection means for selecting the sample so that the energy becomes maximum regardless of whether or not the samples are adjacent to each other, and the response selection means for the selected samples. Storage control means is provided for controlling the order of samples of the received signals output from the received signal storage means and controlling the order of estimated symbols output from the symbol storage means in accordance with the interval.
【００２４】記憶制御手段は、応答選択手段が選択した
サンプルが隣接していない場合には、選択したサンプル
の間隔と同様飛び飛びに受信信号のサンプルを状態推定
手段へ与えるように制御する。また、状態推定手段にお
いて飛び飛びに推定されたシンボルを、元の順序で出力
するようにシンボル記憶手段を制御する。When the samples selected by the response selection unit are not adjacent to each other, the storage control unit controls the state estimation unit so that the samples of the received signal are given to the state estimation unit at intervals similar to the intervals of the selected samples. Further, the symbol storage means is controlled so as to output the symbols estimated by the state estimation means discretely in the original order.
【００２５】[0025]
【作用】第１の発明によれば、伝送路推定手段が推定し
たインパルス応答のサンプルから、設定した最大遅延時
間より長い遅延時間をもつ多重波をも等化できるように
サンプルを選択し、この選択情報に応じて、受信信号記
憶手段に記憶された受信信号のサンプル及び符号記憶手
段に記憶された符号の出力の順序を制御することによ
り、等化対象の遅延波の最大遅延時間を長くすることが
できる。適応等化手段は、従来のものと何等変わるもの
ではないため、適応等化に要する演算量を増加させるこ
ともない。According to the first aspect of the invention, the sample is selected from the impulse response samples estimated by the transmission path estimating means so that a multiple wave having a delay time longer than the set maximum delay time can be equalized. The maximum delay time of the delayed wave to be equalized is lengthened by controlling the order of the sample of the received signal stored in the received signal storage means and the output of the code stored in the code storage means according to the selection information. be able to. Since the adaptive equalization means is no different from the conventional one, it does not increase the amount of calculation required for adaptive equalization.
【００２６】また、第２の発明によれば、伝送路推定手
段が推定したインパルス応答のサンプルから、エネルギ
ーが最大となる組み合わせを、サンプルが隣接するか否
かに関わらず、選択し、この選択したサンプルの間隔に
基づき、受信信号記憶手段に記憶された受信信号のサン
プル及びシンボル記憶手段に記憶された推定シンボルの
出力の順序を制御することにより、考慮すべきインパル
ス応答の時間間隔を長くすることができる。状態推定手
段は、従来のものと何等変わるものではないため、状態
推定に要する演算量を増加させることもない。According to the second aspect of the invention, from the impulse response samples estimated by the transmission path estimating means, the combination having the maximum energy is selected regardless of whether or not the samples are adjacent to each other, and this selection is performed. By controlling the order of the sample of the received signal stored in the received signal storage means and the output of the estimated symbol stored in the symbol storage means based on the sample interval, the time interval of the impulse response to be considered is lengthened. be able to. Since the state estimating means is no different from the conventional one, it does not increase the calculation amount required for state estimation.
【００２７】[0027]
【実施例】まず、第１の発明によるデジタル通信用受信
機（以下適応等化受信機という）の一実施例を図面を参
照しながら詳述する。ここで、図１が、この実施例の構
成を示すブロック図である。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS First, an embodiment of a digital communication receiver (hereinafter referred to as an adaptive equalization receiver) according to the first invention will be described in detail with reference to the drawings. Here, FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of this embodiment.
【００２８】図１において、この実施例の適応等化受信
機は、受信信号入力端子１、周波数変換回路２、低域通
過フィルタ（ＬＰＦ）３、アナログ／デジタル変換回路
（Ａ／Ｄ）４、受信信号記憶回路５、適応等化回路６、
符号記憶回路７、符号出力端子８、伝送路推定回路９、
応答選択回路１０、記憶制御回路１１から構成されてい
る。In FIG. 1, the adaptive equalization receiver of this embodiment has a reception signal input terminal 1, a frequency conversion circuit 2, a low pass filter (LPF) 3, an analog / digital conversion circuit (A / D) 4, Reception signal storage circuit 5, adaptive equalization circuit 6,
A code storage circuit 7, a code output terminal 8, a transmission path estimation circuit 9,
It is composed of a response selection circuit 10 and a storage control circuit 11.
【００２９】受信信号入力端子１には、受信機のアンテ
ナから受信した無線周波数帯の信号が到達し、この信号
に、周波数変換回路２において、同期検波などによりベ
ースバンド信号に変換される。なお、変調方式がＱＰＳ
ＫやＭＳＫといった直交変調型の方式であれば、周波数
変換回路２から同相成分と直交成分とが出力される。こ
の場合、周波数変換回路２以降の構成は、全て同相と直
交の２つの信号成分を取り扱うものを適用する。A signal in the radio frequency band received from the antenna of the receiver arrives at the reception signal input terminal 1, and this signal is converted into a baseband signal by the frequency detection circuit 2 by synchronous detection or the like. The modulation method is QPS
In the case of a quadrature modulation type system such as K or MSK, the frequency conversion circuit 2 outputs an in-phase component and a quadrature component. In this case, as the configuration after the frequency conversion circuit 2, a configuration that handles two signal components of in-phase and quadrature is applied.
【００３０】周波数変換回路２からのベースバンド信号
はＬＰＦ３に与えられ、このＬＰＦ３によって所望周波
数帯域外の雑音を除去された後、Ａ／Ｄ変換回路４にお
いてシンボル周期をサンプリング周期としてデジタル信
号に変換される。このデジタル信号は、受信信号記憶回
路５及び伝送路推定回路９に与えられる。The baseband signal from the frequency conversion circuit 2 is given to the LPF 3, noise outside the desired frequency band is removed by the LPF 3, and then the A / D conversion circuit 4 converts the symbol period into a sampling period into a digital signal. To be done. This digital signal is given to the reception signal storage circuit 5 and the transmission path estimation circuit 9.
【００３１】図４は、高速デジタル移動通信において用
いられるバースト信号の例を示す図である。これは、欧
州のデジタル移動通信システムであるＧＳＭシステムの
例を示している。バースト信号の中央付近にトレーニン
グ系列と呼ばれる受信機側で既知の系列が送られてお
り、この系列を用いて伝送路推定回路９は伝送路のイン
パルス応答を推定する。以下の実施例において、適応等
化受信機は１バースト単位で処理を行い、伝送路のイン
パルス応答は１バースト内で定常であるものとする。す
なわち、受信信号記憶回路５はＡ／Ｄ変換回路４より与
えられる受信信号のサンプルを１バースト分記憶し、符
号記憶回路７は適応等化回路６の出力符号を１バースト
分記憶し、伝送路推定回路９は１バーストにつき１回伝
送路のインパルス応答を推定するものとする。FIG. 4 is a diagram showing an example of a burst signal used in high speed digital mobile communication. This shows an example of the GSM system, which is a European digital mobile communication system. A known sequence called a training sequence on the receiver side is sent near the center of the burst signal, and the transmission path estimation circuit 9 estimates the impulse response of the transmission path using this series. In the following embodiments, it is assumed that the adaptive equalization receiver processes on a burst-by-burst basis and the impulse response of the transmission path is stationary within 1 burst. That is, the reception signal storage circuit 5 stores one burst of samples of the reception signal given from the A / D conversion circuit 4, the code storage circuit 7 stores one burst of the output code of the adaptive equalization circuit 6, and the transmission path. The estimation circuit 9 estimates the impulse response of the transmission path once per burst.
【００３２】Ａ／Ｄ変換回路４の出力である受信信号の
サンプルは、伝送路推定回路９へも与えられる。伝送路
推定回路９は、受信信号のサンプルに基づいて、伝送路
のインパルス応答を推定し、推定したインパルス応答を
応答選択回路１０に与える。このインパルス応答の推定
方法としては周知のいずれの方法を適用しても良い。例
えば、文献『本間光一、上杉充、椿和久著、「ＴＤＭＡ
ディジタル移動通信における適応等化」、電子情報通信
学会論文誌 Ｂ−II Ｖｏｌ．Ｊ７２−Ｂ−IIＮｏ．１
１ｐｐ．５８７−５９４ １９８９年１１月』に記載の
方法を適用することができる。The sample of the received signal which is the output of the A / D conversion circuit 4 is also given to the transmission path estimation circuit 9. The transmission path estimation circuit 9 estimates the impulse response of the transmission path based on the sample of the received signal, and gives the estimated impulse response to the response selection circuit 10. Any known method may be applied as a method for estimating the impulse response. For example, in the document “Koichi Homma, Mitsuru Uesugi, Kazuhisa Tsubaki,“ TDMA.
Adaptive Equalization in Digital Mobile Communications ", IEICE Transactions B-II Vol. J72-B-II No. 1
1 pp. 587-594 November 1989 ”can be applied.
【００３３】応答選択回路１０は、伝送路の推定された
インパルス応答のサンプルから有効なサンプルを選択
し、どのサンプルを選択したかを示す応答選択情報を記
憶制御回路１１に与える。The response selection circuit 10 selects a valid sample from the samples of the impulse response estimated on the transmission path, and supplies the storage control circuit 11 with response selection information indicating which sample was selected.
【００３４】次に応答選択回路１０における具体的な選
択の方法について、例えば推定された伝送路のインパル
ス応答から選び出す有効なサンプル数を３とした場合に
ついて説明する。すなわち、以下の実施例において、適
応等化回路６が参照するインパルス応答のサンプル数を
３とした場合について説明する。Next, a specific selection method in the response selection circuit 10 will be described, for example, when the number of effective samples to be selected from the estimated impulse response of the transmission path is three. That is, in the following embodiment, a case will be described in which the number of impulse response samples referred to by the adaptive equalization circuit 6 is three.
【００３５】図２は伝送路のインパルス応答を推定した
ときの特性図である。前述したように、図２（ａ）は遅
延波が比較的弱い場合、図２（ｂ）は遅延波が比較的強
い場合の例を示している。時間軸の目盛りはデジタル信
号のサンプル時間を示し、一目盛りにつき１シンボル周
期（１Ｔ）を表す。各時間の応答レベルのサンプルを黒
丸で示し、各サンプルにＳ0 〜Ｓ5 の符号を付す。FIG. 2 is a characteristic diagram when the impulse response of the transmission line is estimated. As described above, FIG. 2A shows an example in which the delayed wave is relatively weak, and FIG. 2B shows an example in which the delayed wave is relatively strong. The scale on the time axis indicates the sample time of the digital signal, and each scale represents one symbol period (1T). Samples of the response level at each time are indicated by black circles, and the samples are denoted by the symbols S 0 to S 5 .
【００３６】応答選択回路１０は、伝送路のインパルス
応答のサンプルより、隣接する３つのサンプルと等間隔
に並ぶ３つのサンプルの全ての組み合わせのうちから、
最もエネルギーの大きな組み合わせを選択する。すなわ
ち、Ｓ0 Ｓ1 Ｓ2 ，Ｓ1 Ｓ2Ｓ3 ，Ｓ2 Ｓ3 Ｓ4 ，Ｓ3
Ｓ4 Ｓ5 ，Ｓ0 Ｓ2 Ｓ4 ，Ｓ1 Ｓ3 Ｓ5 の６つの組み合
わせから、サンプルの２乗和が最も大きくなるサンプル
の組み合わせを選択する。例えば、図２（ａ）の例では
Ｓ0 とＳ1 とＳ2 を、図２（ｂ）の例ではＳ0とＳ2 と
Ｓ4 を選択する。応答選択回路１０は、どのサンプルを
選択したかを意味する応答選択情報を記憶制御回路１１
に与える。また、応答選択回路１０は、選択したインパ
ルス応答のサンプルを適応等化回路６に与える。The response selection circuit 10 selects from all combinations of three samples arranged at equal intervals with three adjacent samples from the impulse response samples of the transmission path.
Select the combination with the highest energy. That is, S 0 S 1 S 2 , S 1 S 2 S 3 , S 2 S 3 S 4 , S 3
Six combinations of S 4 S 5, S 0 S 2 S 4, S 1 S 3 S 5, samples of square sum to select a combination of the most larger samples. For example, S 0 , S 1 and S 2 are selected in the example of FIG. 2A, and S 0 , S 2 and S 4 are selected in the example of FIG. 2B. The response selection circuit 10 stores response selection information indicating which sample is selected in the storage control circuit 11
Give to. Further, the response selection circuit 10 gives the selected sample of the impulse response to the adaptive equalization circuit 6.
【００３７】応答等化回路６は、受信信号記憶回路５か
ら与えられる受信信号のサンプルと応答選択回路１０か
ら与えられるインパルス応答のサンプルとから、送信符
号を推定し、符号記憶回路７へ与える。この適応等化回
路６としては、例えば、判定帰還型等化器を用いたもの
や、線形等化器を用いたものや、最尤系列推定法を用い
たものなどが適用できる。The response equalization circuit 6 estimates a transmission code from the sample of the received signal given from the received signal storage circuit 5 and the sample of the impulse response given from the response selection circuit 10, and gives it to the code storage circuit 7. As the adaptive equalization circuit 6, for example, one using a decision feedback equalizer, one using a linear equalizer, one using a maximum likelihood sequence estimation method, etc. can be applied.
【００３８】図５は一実施例の適応等化回路６を実現す
る構成図である。FIG. 5 is a configuration diagram for realizing the adaptive equalization circuit 6 of the embodiment.
【００３９】図５の適応等化回路６は、判定帰還型の適
応等化回路である。そして、この判定帰還型等化回路
は、入力信号をフィードフォワードフィルタ４８０と、
フィードバックフィルタ４９０で適応等化するものであ
って、等化出力は判定回路４６０から出力される。フィ
ルタのタップ係数は、選択された伝送路のインパルス応
答のサンプルをタップ係数設定回路４７０が応答選択回
路１０から取り込んで、タップ係数を各フィルタに設定
する。The adaptive equalizer circuit 6 of FIG. 5 is a decision feedback type adaptive equalizer circuit. Then, this decision feedback equalizer circuit inputs the input signal to a feedforward filter 480,
The feedback filter 490 performs adaptive equalization, and the equalized output is output from the determination circuit 460. As the tap coefficient of the filter, the tap coefficient setting circuit 470 takes in a sample of the impulse response of the selected transmission line from the response selection circuit 10 and sets the tap coefficient in each filter.
【００４０】応答選択回路１０で得られた応答選択情報
は、記憶制御回路１１へ与えられる。記憶制御回路１１
は、受信信号記憶回路５より出力される受信信号のサン
プルの順序及び符号記憶回路７より出力される符号の順
序を制御する。The response selection information obtained by the response selection circuit 10 is given to the storage control circuit 11. Storage control circuit 11
Controls the order of samples of the received signal output from the received signal storage circuit 5 and the order of codes output from the code storage circuit 7.
【００４１】次に、受信信号記憶回路５及び符号記憶回
路７における、記憶制御回路１１による出力順序制御の
具体的な方法について説明する。Next, a concrete method of the output sequence control by the storage control circuit 11 in the reception signal storage circuit 5 and the code storage circuit 7 will be described.
【００４２】図６は、受信信号のサンプルが受信信号記
憶回路５へ入力される順序、記憶された受信信号のサン
プルが適応等化回路６へ入力される順序及び符号記憶回
路７が記憶した推定符号を符号出力端子８へ出力する順
序を示す図である。枠内の数字は受信信号のサンプルま
たは推定符号の番号であり、送信された順番に対応す
る。受信信号のサンプルの番号と推定したシンボルの番
号は１対１に対応する。FIG. 6 shows the order in which the received signal samples are input to the received signal storage circuit 5, the order in which the stored received signal samples are input to the adaptive equalization circuit 6, and the estimation stored in the code storage circuit 7. FIG. 6 is a diagram showing an order of outputting the codes to the code output terminal 8. The numbers in the boxes are the numbers of the samples or estimated codes of the received signal and correspond to the order of transmission. The sample number of the received signal and the estimated symbol number have a one-to-one correspondence.
【００４３】例えば、応答選択回路１０において、図２
（ａ）の例のように隣接するサンプルを選択した場合に
は、図６（ａ）に示すように、受信信号記憶回路５及び
符号記憶回路７は、入力された順番通りに出力する。す
なわち、適応等化回路６は受信した順番通りに送信符号
を推定することを意味する。また、符号記憶回路７も入
力された順序通りに推定符号を出力する。For example, in the response selection circuit 10, as shown in FIG.
When adjacent samples are selected as in the example of (a), the reception signal storage circuit 5 and the code storage circuit 7 output in the input order, as shown in FIG. 6 (a). That is, it means that the adaptive equalization circuit 6 estimates the transmission code in the order of reception. The code storage circuit 7 also outputs the estimated codes in the order in which they are input.
【００４４】一方、図２（ｂ）の例のように１サンプル
おきの組み合わせを選択した場合には、受信信号記憶回
路５は図６（ｂ）に示すように、１サンプルおきに受信
信号のサンプルを出力する。例えば、まず偶数の番号を
持つサンプルを出力し、その後奇数の番号を持つサンプ
ルを出力する。適応等化回路６は、入力された順に符号
を推定し、その順に符号記憶回路７へ出力する。符号記
憶回路７は、受信信号記憶回路５の出力において行った
サンプルの順序の変更を、元に戻すように制御される。On the other hand, when the combination of every other sample is selected as in the example of FIG. 2B, the reception signal storage circuit 5 stores the reception signals of every other sample as shown in FIG. 6B. Output a sample. For example, first output samples with even numbers and then output samples with odd numbers. The adaptive equalization circuit 6 estimates the codes in the order of input and outputs them to the code storage circuit 7 in that order. The code storage circuit 7 is controlled so as to undo the change in the order of the samples performed at the output of the reception signal storage circuit 5.
【００４５】従って、上記実施例によれば、伝送路のイ
ンパルス応答のサンプルから、２Ｔ以上の間隔を持つ組
み合わせも選択し得るため、受信機に長い遅延時間をも
つ多重波が到来した場合、従来に比して特性を改善する
ことができる。また、適応等化回路６は従来のものと何
等変わらないため、適応等化に要する演算量を増加させ
ることもない。Therefore, according to the above embodiment, since a combination having an interval of 2T or more can be selected from the impulse response samples of the transmission path, when a multiple wave having a long delay time arrives at the receiver, the conventional method is used. The characteristics can be improved as compared with. Further, since the adaptive equalization circuit 6 is no different from the conventional one, the amount of calculation required for adaptive equalization is not increased.
【００４６】次に、第２の発明によるデジタル通信用受
信機（以下最尤系列推定受信機という）の一実施例を図
面を参照しながら詳述する。ここで、図７が、この実施
例の構成を示すブロック図である。Next, an embodiment of a digital communication receiver (hereinafter referred to as maximum likelihood sequence estimation receiver) according to the second invention will be described in detail with reference to the drawings. Here, FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of this embodiment.
【００４７】図７において、この実施例の最尤系列推定
受信機は、受信信号入力端子１、周波数変換回路２、低
域通過フィルタ（ＬＰＦ）３、アナログ／デジタル変換
回路（Ａ／Ｄ）４、受信信号記憶回路５、整合フィルタ
１３、状態推定回路１４、シンボル記憶回路１５、推定
シンボル出力端子１６、応答選択回路１０、伝送路推定
回路９、係数設定回路１２、記憶制御回路１１から構成
されている。In FIG. 7, the maximum likelihood sequence estimation receiver of this embodiment has a reception signal input terminal 1, a frequency conversion circuit 2, a low pass filter (LPF) 3, and an analog / digital conversion circuit (A / D) 4. A reception signal storage circuit 5, a matched filter 13, a state estimation circuit 14, a symbol storage circuit 15, an estimated symbol output terminal 16, a response selection circuit 10, a transmission path estimation circuit 9, a coefficient setting circuit 12, and a storage control circuit 11. ing.
【００４８】受信信号入力端子１には、受信機のアンテ
ナから受信した無線周波数帯の信号が到達し、この信号
に、周波数変換回路２において、同期検波などによりベ
ースバンド信号に変換される。なお、変調方式がＱＰＳ
ＫやＭＳＫといった直交変調型の方式であれば、周波数
変換回路２から同相成分と直交成分とが出力される。こ
の場合、周波数変換回路２以降の構成は、全て同相と直
交の２つの信号成分を取り扱うものを適用する。A signal in the radio frequency band received from the antenna of the receiver arrives at the reception signal input terminal 1, and this signal is converted into a baseband signal by the frequency detection circuit 2 by synchronous detection or the like. The modulation method is QPS
In the case of a quadrature modulation type system such as K or MSK, the frequency conversion circuit 2 outputs an in-phase component and a quadrature component. In this case, as the configuration after the frequency conversion circuit 2, a configuration that handles two signal components of in-phase and quadrature is applied.
【００４９】周波数変換回路２からのベースバンド信号
はＬＰＦ３に与えられ、このＬＰＦ３によって所望周波
数帯域外の雑音を除去された後、Ａ／Ｄ変換回路４にお
いてシンボル周期をサンプリング周期としてデジタル信
号に変換される。このデジタル信号は、受信信号記憶回
路５及び伝送路推定回路９に与えられる。The baseband signal from the frequency conversion circuit 2 is given to the LPF 3, noise outside the desired frequency band is removed by the LPF 3, and then converted into a digital signal by the A / D conversion circuit 4 with the symbol period as a sampling period. To be done. This digital signal is given to the reception signal storage circuit 5 and the transmission path estimation circuit 9.
【００５０】図４は、前述したように高速デジタル移動
通信において用いられるバースト信号の例を示す図であ
る。これは、欧州のデジタル移動通信システムであるＧ
ＳＭシステムの例を示している。バースト信号の中央付
近にトレーニング系列と呼ばれる受信機側で既知の系列
が送られており、後述する伝送路推定回路９は、この系
列を用いて伝送路のインパルス応答を推定する。以下の
実施例において、最尤系列推定受信機は１バースト単位
で処理を行ない、伝送路のインパルス応答は１バースト
内で定常であるものとする。すなわち、受信信号記憶回
路５はＡ／Ｄ変換回路４より与えられる受信信号のサン
プルを１バースト分記憶し、シンボル記憶回路１５は状
態推定回路１４から出力される推定シンボルを１バース
ト分記憶し、伝送路推定回路９は１バーストにつき１回
伝送路のインパルス応答を推定するものとする。FIG. 4 is a diagram showing an example of the burst signal used in the high speed digital mobile communication as described above. This is the European digital mobile communication system G
1 shows an example of an SM system. A known sequence called a training sequence on the receiver side is sent near the center of the burst signal, and the transmission line estimation circuit 9 described later estimates the impulse response of the transmission line using this sequence. In the following embodiments, it is assumed that the maximum likelihood sequence estimation receiver performs processing on a burst-by-burst basis and the impulse response of the transmission path is stationary within one burst. That is, the reception signal storage circuit 5 stores one burst of samples of the reception signal supplied from the A / D conversion circuit 4, the symbol storage circuit 15 stores one burst of estimated symbols output from the state estimation circuit 14, The transmission line estimation circuit 9 estimates the impulse response of the transmission line once per burst.
【００５１】伝送路推定回路９は、Ａ／Ｄ変換回路４か
ら与えられたデジタル信号に基づいて、伝送路のインパ
ルス応答を推定し、推定したインパルス応答を応答選択
回路１０に与える。このインパルス応答の推定方法とし
ては周知のいずれの方法を適用しても良い。例えば、文
献『本間光一、上杉充、椿和久著、「ＴＤＭＡディジタ
ル移動通信における適応等化」、電子情報通信学会論文
誌 Ｂ−II Ｖｏｌ．Ｊ７２−Ｂ−II Ｎｏ．１１ｐ
ｐ．５８７−５９４ １９８９年１１月』に記載の方法
を適用することができる。The transmission path estimation circuit 9 estimates the impulse response of the transmission path based on the digital signal supplied from the A / D conversion circuit 4, and supplies the estimated impulse response to the response selection circuit 10. Any known method may be applied as a method for estimating the impulse response. See, for example, the document “Koichi Homma, Mitsuru Uesugi, Kazuhisa Tsubaki,“ Adaptive Equalization in TDMA Digital Mobile Communications ”, IEICE Transactions B-II Vol. J72-B-II No. 11p
p. 587-594 November 1989 ”can be applied.
【００５２】応答選択回路１０は、伝送路の推定された
インパルス応答のサンプルから有効なサンプルを選択
し、どのサンプルを選択したかを示す応答選択情報を記
憶制御回路１１に与える。また、応答選択回路１０は、
選択した有効なインパルス応答のサンプルを状態推定回
路１４及び係数設定回路１２へ与える。The response selection circuit 10 selects a valid sample from the samples of the impulse response estimated on the transmission path, and supplies the storage control circuit 11 with response selection information indicating which sample was selected. In addition, the response selection circuit 10
The sample of the selected effective impulse response is given to the state estimation circuit 14 and the coefficient setting circuit 12.
【００５３】次に応答選択回路１０における具体的な選
択の方法について、例えば推定された伝送路のインパル
ス応答から選び出す有効なサンプル数を２とした場合に
ついて説明する。すなわち、以下の実施例において、整
合フィルタ１３のタップ数を２とし、状態推定回路１４
が必要とする伝送路のインパルス応答のサンプル数を２
とした場合について説明する。Next, a specific selection method in the response selection circuit 10 will be described, for example, in the case where the number of effective samples selected from the estimated impulse response of the transmission path is 2. That is, in the following embodiments, the number of taps of the matched filter 13 is set to 2 and the state estimation circuit 14
The number of samples of the impulse response of the transmission line required by
The case will be described.
【００５４】例えば、図３は伝送路のインパルス応答を
推定したときの特性図である。前述したように、図３
（ａ）は遅延波が比較的弱い場合、図３（ｂ）は遅延波
が比較的強い場合の例を示している。時間軸の目盛りは
デジタル信号のサンプル時間を示し、一目盛りにつき１
シンボル周期（１Ｔ）を表す。各時間の応答レベルのサ
ンプルを黒丸で示し、各サンプルにＳ0 〜Ｓ2 の符号を
付す。For example, FIG. 3 is a characteristic diagram when the impulse response of the transmission line is estimated. As mentioned above, FIG.
3A shows an example in which the delayed wave is relatively weak, and FIG. 3B shows an example in which the delayed wave is relatively strong. The scale on the time axis shows the sample time of the digital signal, 1 per scale
It represents a symbol period (1T). Samples of the response level at each time are indicated by black circles, and the samples are denoted by S 0 to S 2 .
【００５５】そして、応答選択回路１０は、伝送路のイ
ンパルス応答のサンプルの全ての組み合わせのうちか
ら、最もエネルギーの大きな組み合わせを選択する。す
なわち、サンプルの２乗和が最も大きくなるサンプルの
組み合わせを選択する。例えば、図３（ａ）の例ではＳ
0 とＳ1 を、図３（ｂ）の例ではＳ0 とＳ2 を選択す
る。応答選択回路１０は、どのサンプルを選択したかを
意味する応答選択情報を記憶制御回路１１に与える。ま
た、応答選択回路１０は、選択したインパルス応答のサ
ンプルを状態推定回路１４及び係数設定回路１２に与え
る。Then, the response selection circuit 10 selects the combination having the largest energy from all the combinations of the impulse response samples of the transmission path. That is, the combination of samples that maximizes the sum of squares of the samples is selected. For example, in the example of FIG.
0 and S 1 are selected, and S 0 and S 2 are selected in the example of FIG. The response selection circuit 10 provides the storage control circuit 11 with response selection information indicating which sample has been selected. Further, the response selection circuit 10 provides the selected impulse response sample to the state estimation circuit 14 and the coefficient setting circuit 12.
【００５６】係数設定回路１２は、応答選択回路１０よ
り与えられたインパルス応答のサンプルに基づき整合フ
ィルタ１３のタップ係数を設定し、整合フィルタ１３へ
与える。係数設定回路１２は、例えば、インパルス応答
のサンプル値の複素共役をとり、時間を反転させて整合
フィルタ１３のタップ係数とする。The coefficient setting circuit 12 sets the tap coefficient of the matched filter 13 based on the sample of the impulse response given from the response selection circuit 10 and gives it to the matched filter 13. The coefficient setting circuit 12 takes, for example, the complex conjugate of the sample value of the impulse response and inverts the time to obtain the tap coefficient of the matched filter 13.
【００５７】整合フィルタ１３は、係数設定回路１２よ
り与えられたタップ係数を有するトランスバーサル型の
フィルタである。整合フィルタ１３は、後述する受信信
号記憶回路５より与えられる受信信号のサンプルをフィ
ルタリングすることにより雑音の影響を最小化し、状態
推定回路１４へ与える。The matched filter 13 is a transversal type filter having the tap coefficient given by the coefficient setting circuit 12. The matched filter 13 minimizes the influence of noise by filtering the sample of the reception signal given from the reception signal storage circuit 5 described later, and gives it to the state estimation circuit 14.
【００５８】状態推定回路１４は、整合フィルタ１３か
らの受信信号系列から送信シンボルを最尤推定し、結果
をシンボル記憶回路１５へ与える。この実施例の場合、
状態推定回路１４における最尤推定にビタビ（Ｖｉｔｅ
ｒｂｉ）アルゴリズムを用いる。The state estimation circuit 14 estimates the maximum likelihood of the transmission symbol from the received signal sequence from the matched filter 13 and gives the result to the symbol storage circuit 15. In this example,
Viterbi (Vite) is used for maximum likelihood estimation in the state estimation circuit 14.
rbi) algorithm is used.
【００５９】図８は、ビタビアルゴリズムが適用された
状態推定回路１４の詳細構成例を示すものである。状態
推定回路１４は、入力端子２０を介して与えられた整合
フィルタ１３からの受信信号と応答選択回路１０から与
えられたインパルス応答から受信信号をとり得る全ての
状態との距離（ブランチメトリック）をサンプル毎に計
算するブランチメトリック演算回路２１と、受信信号と
予測される状態を時系列信号としブランチメトリックの
演算結果を基に信号系列としての距離（パスメトリッ
ク）を計算するパスメトリック演算回路２２と、受信信
号系列に最も近い予測信号系列選択するパス選択回路２
３と、パスメトリック演算回路２２が利用するパスメト
リックを記憶するパスメトリック記憶回路２４と、受信
信号系列に最も近い予測値列を与えるデータ列を送信シ
ンボルとして逐次選択決定するパスデータ変換回路２５
とからなる。FIG. 8 shows a detailed configuration example of the state estimation circuit 14 to which the Viterbi algorithm is applied. The state estimation circuit 14 calculates the distance (branch metric) between the received signal from the matched filter 13 given via the input terminal 20 and all states in which the received signal can be obtained from the impulse response given from the response selection circuit 10. A branch metric calculation circuit 21 that calculates for each sample, and a path metric calculation circuit 22 that calculates a distance (path metric) as a signal sequence based on the calculation result of the branch metric with a state predicted to be a received signal as a time series signal. , A path selection circuit 2 for selecting a predicted signal sequence closest to the received signal sequence
3, a path metric storage circuit 24 that stores a path metric used by the path metric calculation circuit 22, and a path data conversion circuit 25 that sequentially selects and determines a data string that gives a predicted value string closest to a received signal sequence as a transmission symbol.
Consists of.
【００６０】応答選択回路１０で得られた応答選択情報
は、記憶制御回路１１へ与えられる。記憶制御回路１１
は、受信信号記憶回路５より出力される受信信号のサン
プルの順序及びシンボル記憶回路１５より出力される推
定シンボルの順序を制御する。The response selection information obtained by the response selection circuit 10 is given to the storage control circuit 11. Storage control circuit 11
Controls the order of samples of the received signal output from the received signal storage circuit 5 and the order of estimated symbols output from the symbol storage circuit 15.
【００６１】次に、受信信号記憶回路５及びシンボル記
憶回路１５における、記憶制御回路１１による出力順序
制御の具体的な方法について説明する。Next, a specific method of controlling the output sequence by the storage control circuit 11 in the received signal storage circuit 5 and the symbol storage circuit 15 will be described.
【００６２】図９は、受信信号のサンプルが受信信号記
憶回路５へ入力される順序、記憶された受信信号のサン
プルが整合フィルタ１３へ入力される順序及びシンボル
記憶回路１５が記憶した推定シンボルを推定シンボル出
力端子１６へ出力する順序を示す図である。枠内の数字
は受信信号のサンプルまたは推定シンボルの番号であ
り、送信された順番に対応するのである。受信信号のサ
ンプルの番号と推定したシンボルの番号は１対１に対応
する。FIG. 9 shows the order in which the received signal samples are input to the received signal storage circuit 5, the order in which the stored received signal samples are input to the matched filter 13, and the estimated symbols stored in the symbol storage circuit 15. FIG. 6 is a diagram showing an order of outputting to an estimated symbol output terminal 16. The numbers in the boxes are the sample or estimated symbol numbers of the received signal and correspond to the order of transmission. The sample number of the received signal and the estimated symbol number have a one-to-one correspondence.
【００６３】例えば、応答選択回路１０において、図３
（ａ）の例のように隣接するサンプルを選択した場合に
は、図９（ａ）に示すように、受信信号記憶回路５及び
シンボル記憶回路１５は、入力された順番通りに出力す
る。すなわち、状態推定回路１４は受信した順番通りに
送信シンボルを推定することを意味する。また、シンボ
ル記憶回路１５も入力された順序通りに推定シンボルを
出力する。For example, in the response selection circuit 10, FIG.
When adjacent samples are selected as in the example of (a), the reception signal storage circuit 5 and the symbol storage circuit 15 output in the input order as shown in FIG. 9 (a). That is, it means that the state estimation circuit 14 estimates the transmission symbols in the order of reception. The symbol storage circuit 15 also outputs the estimated symbols in the order in which they are input.
【００６４】一方、図３（ｂ）の例のように１サンプル
隔てた組み合わせを選択した場合には、受信信号記憶回
路５は図９（ｂ）に示すように、１サンプルおきに受信
信号のサンプルを出力する。例えば、まず偶数の番号を
持つサンプルを出力し、その後奇数の番号を持つサンプ
ルを出力する。状態推定回路１４は、送信シンボルを１
つおきに推定し、その順にシンボル記憶回路１５へ出力
する。シンボル記憶回路１５は、受信信号記憶回路５に
おいて行ったサンプルの順序の変更を、元に戻すように
制御される。On the other hand, when the combination with one sample interval is selected as in the example of FIG. 3B, the reception signal storage circuit 5 outputs the reception signals every other sample as shown in FIG. 9B. Output a sample. For example, first output samples with even numbers and then output samples with odd numbers. The state estimation circuit 14 sets the transmission symbol to 1
Estimates are made every other second, and are output to the symbol storage circuit 15 in that order. The symbol storage circuit 15 is controlled so as to restore the change in the order of the samples performed in the reception signal storage circuit 5.
【００６５】従って、上記実施例によれば、伝送路のイ
ンパルス応答のサンプルから、エネルギーが最も大きく
なる組み合わせを、隣接するか否かに関わらず選択する
ため、受信機に長い遅延時間をもつ多重波が到来した場
合、従来に比して特性を改善することができる。また、
状態推定回路１４は従来のものとなんら変わらないた
め、状態推定に要する演算量を増加させることもない。Therefore, according to the above embodiment, the combination having the largest energy is selected from the impulse response samples of the transmission path regardless of whether they are adjacent to each other. When a wave arrives, the characteristics can be improved as compared with the conventional case. Also,
Since the state estimation circuit 14 is no different from the conventional one, the calculation amount required for state estimation is not increased.
【００６６】[0066]
【発明の効果】以上詳細に説明したように、第１の発明
によれば、伝送路推定手段が推定したインパルス応答の
サンプルから、２Ｔ以上の間隔を持つ組み合わせも選択
し得るため、長い遅延時間を持つ多重波に対し、良い等
化特性を持つ適応等化受信機を実現できる。また、適応
等化回路６は従来のものと何等変わらないため、適応等
化に要する演算量を増加させることもないという効果も
ある。As described in detail above, according to the first invention, a combination having an interval of 2T or more can be selected from the impulse response samples estimated by the transmission path estimating means, so that a long delay time can be selected. It is possible to realize an adaptive equalization receiver having good equalization characteristics for multiple waves having. Further, since the adaptive equalization circuit 6 is no different from the conventional one, there is an effect that the amount of calculation required for adaptive equalization is not increased.
【００６７】また、第２の発明によれば、伝送路推定手
段が推定したインパルス応答のサンプルから、整合フィ
ルタのタップ数に対応する最大遅延時間より長い遅延時
間をもつ多重波を等化できるようにサンプルを選択する
ため、受信特性の良い最尤系列推定受信機を実現でき
る。また、選択するサンプル数は整合フィルタのタップ
数に等しいため、状態推定に要する演算量を増加させる
こともないという効果もある。Further, according to the second invention, it is possible to equalize multiple waves having a delay time longer than the maximum delay time corresponding to the number of taps of the matched filter from the impulse response samples estimated by the transmission path estimating means. Since a sample is selected for, a maximum likelihood sequence estimation receiver with good reception characteristics can be realized. Further, since the number of samples to be selected is equal to the number of taps of the matched filter, there is an effect that the amount of calculation required for state estimation is not increased.
【図１】第１の発明の実施例を示すブッロク図である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the first invention.
【図２】伝送路のインパルス応答を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing an impulse response of a transmission line.
【図３】伝送路のインパルス応答を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing an impulse response of a transmission line.
【図４】バースト信号の構成例を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of a burst signal.
【図５】図１の適応等化回路６の一例を示す構成図であ
る。5 is a configuration diagram showing an example of an adaptive equalization circuit 6 of FIG.
【図６】受信信号記憶回路５及び符号記憶回路７の出力
順序を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing an output sequence of a reception signal storage circuit 5 and a code storage circuit 7.
【図７】第２の発明の実施例を示すブロック図である。FIG. 7 is a block diagram showing an embodiment of the second invention.
【図８】図７の状態推定回路１４の一例を示す構成図で
ある。8 is a configuration diagram showing an example of a state estimation circuit 14 of FIG.
【図９】受信信号記憶回路５及びシンボル記憶回路１５
の出力順序を示す図である。FIG. 9 is a reception signal storage circuit 5 and a symbol storage circuit 15.
It is a figure which shows the output order of.
５ 受信信号記憶回路 ６ 適応等化回路 ７ 符号記憶回路 ９ 伝送路推定回路 １０ 応答選択回路 １１ 記憶制御回路 １２ 係数設定回路 １３ 整合フィルタ １４ 状態推定回路 １５ シンボル記憶回路 5 Received Signal Storage Circuit 6 Adaptive Equalization Circuit 7 Code Storage Circuit 9 Transmission Line Estimation Circuit 10 Response Selection Circuit 11 Storage Control Circuit 12 Coefficient Setting Circuit 13 Matched Filter 14 State Estimation Circuit 15 Symbol Storage Circuit
Claims (4)
ルス応答を推定する伝送路推定手段と、受信信号のサン
プルを一時的に記憶する受信信号記憶手段と、この受信
信号記憶手段が記憶した受信信号のサンプルから適応等
化により送信符号を推定する適応等化手段と、この適応
等化手段が出力した推定符号を一時的に記憶する符号記
憶手段とを有するデジタル通信用受信機において、 上記伝送路推定手段で推定したインパルス応答のサンプ
ルから等間隔に並ぶ応答サンプルを選択する応答選択手
段と、この選択したサンプルの間隔に応じて上記受信信
号記憶手段より出力される受信信号のサンプルの順序を
制御し、上記符号記憶手段より出力される推定符号の順
序を制御する記憶制御手段を備えることを特徴とするデ
ジタル通信用受信機。1. A transmission path estimating means for estimating an impulse response of a transmission path from a sample of a received signal, a received signal storage means for temporarily storing a sample of the received signal, and a received signal stored by the received signal storage means. In the digital communication receiver having adaptive equalization means for estimating a transmission code from the sample by adaptive equalization, and code storage means for temporarily storing the estimated code output by the adaptive equalization means, Response selecting means for selecting response samples arranged at equal intervals from the impulse response samples estimated by the estimating means, and controlling the order of the samples of the received signals output from the received signal storage means according to the selected sample intervals A receiver for digital communication, comprising storage control means for controlling the order of the estimated codes output from the code storage means.
ス応答のサンプルの２乗和が最大となるよう選択するこ
とを特徴とする請求項１に記載するデジタル通信用受信
機。2. The receiver for digital communication according to claim 1, wherein the response selecting means selects the sum of squares of the samples of the impulse response of the transmission path to be maximum.
が選択したサンプルの間隔で間引いて出力するように上
記受信信号記憶手段の出力を制御し、間引いた受信信号
のサンプルを元に戻すように符号記憶手段の出力を制御
することを特徴とする請求項１に記載するデジタル通信
用受信機。3. The storage control means controls the output of the reception signal storage means so as to thin out and output the samples at intervals of the samples selected by the response selecting means, and restore the thinned out samples of the reception signals. The digital communication receiver according to claim 1, wherein the output of the code storage means is controlled.
受信信号記憶手段と、受信信号のサンプルから伝送路の
インパルス応答を推定する伝送路推定手段と、この伝送
路推定手段で推定したインパルス応答と上記受信信号記
憶手段に記憶された受信信号のサンプルに基づいて送信
シンボル列を最尤系列推定する状態推定手段と、この状
態推定手段が推定したシンボルを一時的に記憶するシン
ボル記憶手段とを有するデジタル通信用受信機におい
て、 上記伝送路推定手段で推定したインパルス応答のサンプ
ルから２乗和が最大となるようにサンプルを選択する応
答選択手段と、この応答選択手段が選択したサンプルの
間隔に応じて上記受信信号記憶手段より出力される受信
信号のサンプルの順序を制御し、上記シンボル記憶手段
より出力される推定シンボルの順序を制御する記憶制御
手段とを備えることを特徴とするデジタル通信用受信
機。4. A received signal storage means for temporarily storing a sample of a received signal, a transmission path estimation means for estimating an impulse response of a transmission path from the received signal sample, and an impulse response estimated by the transmission path estimation means. And state estimation means for estimating the maximum likelihood sequence of the transmission symbol sequence based on the received signal samples stored in the reception signal storage means, and symbol storage means for temporarily storing the symbols estimated by the state estimation means. In the digital communication receiver, the response selecting means for selecting a sample from the impulse response samples estimated by the transmission path estimating means so that the sum of squares is maximized, and the interval between the samples selected by the response selecting means Accordingly, the order of the samples of the received signal output from the received signal storage means is controlled and output from the symbol storage means. Digital communication receiver, characterized in that it comprises a storage control means for controlling the sequence of the constant symbol.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5134477A JP2846215B2 (en) | 1993-06-04 | 1993-06-04 | Digital communication receiver |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5134477A JP2846215B2 (en) | 1993-06-04 | 1993-06-04 | Digital communication receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06350467A true JPH06350467A (en) | 1994-12-22 |
| JP2846215B2 JP2846215B2 (en) | 1999-01-13 |
Family
ID=15129245
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5134477A Expired - Fee Related JP2846215B2 (en) | 1993-06-04 | 1993-06-04 | Digital communication receiver |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2846215B2 (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004019514A1 (en) * | 2002-08-23 | 2004-03-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Data reception device and data reception method |
| US7835423B2 (en) | 2006-07-27 | 2010-11-16 | Sony Corporation | Receiving device to determine the sampling rate for a received signal using a plurality of sampling rates |
| JP2011109478A (en) * | 2009-11-18 | 2011-06-02 | Mitsubishi Electric Corp | Receiver and demodulation method |
-
1993
- 1993-06-04 JP JP5134477A patent/JP2846215B2/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004019514A1 (en) * | 2002-08-23 | 2004-03-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Data reception device and data reception method |
| US7835423B2 (en) | 2006-07-27 | 2010-11-16 | Sony Corporation | Receiving device to determine the sampling rate for a received signal using a plurality of sampling rates |
| JP2011109478A (en) * | 2009-11-18 | 2011-06-02 | Mitsubishi Electric Corp | Receiver and demodulation method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2846215B2 (en) | 1999-01-13 |
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