JP3906711B2

JP3906711B2 - Push-pull output circuit and operational amplifier

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Publication number: JP3906711B2
Application number: JP2002050009A
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Inventors: 猛三木
Original assignee: Denso Corp
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Filing date: 2002-02-26
Publication date: 2007-04-18
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、相補形のプッシュプル出力回路およびそれを用いて構成されるオペアンプに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図５は、オペアンプにおいて従来から用いられている相補形のプッシュプル出力回路１の電気的構成を示している。電源線２と３との間には、ＰＮＰ形のトランジスタＱ１、抵抗Ｒ１およびＮＰＮ形のトランジスタＱ２が接続され、抵抗Ｒ１とトランジスタＱ２のエミッタとの共通接続点は、プッシュプル出力回路１の出力ノードｎ２とされている。抵抗Ｒ１は、トランジスタＱ１、Ｑ２を通して流れる貫通電流（アイドリング電流）を抑制するとともに、過電流保護回路４における電流検出回路として機能するものである。
【０００３】
電源線２に接続されたトランジスタＱ３、Ｑ４、Ｑ５は、それぞれ共通ベース線５を通してバイアス電圧ＶBIASが与えられ、定電流回路として動作するようになっている。また、電源線３に接続されたトランジスタＱ６、Ｑ７は、共通のベース線６を有する定電流回路として動作するようになっている。
【０００４】
ＰＮＰ形のトランジスタＱ８およびＮＰＮ形のトランジスタＱ９は、それぞれ上記トランジスタＱ１およびＱ２の駆動用トランジスタで、そのベースはともにプッシュプル出力回路１の入力ノードｎ１に接続されている。
【０００５】
過電流保護回路４は、トランジスタＱ４、Ｑ１０、Ｑ１１、Ｑ１２、およびトランジスタＱ１２のベース・エミッタ間に接続された上記抵抗Ｒ１から構成されている。抵抗Ｒ１に出力電流Ｉｏが流れて抵抗Ｒ１の両端電圧がＶｆ（約０．７Ｖ）を超えるとトランジスタＱ１２がオンとなり、トランジスタＱ１のベース電位を下げるようになっている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記構成を持つ相補形のプッシュプル出力回路１は、いわゆるＢ級の出力回路であって、入力電圧Ｖｉに対する出力電圧Ｖｏの不感帯を縮小し、クロスオーバー歪みの低減が図られている。この場合、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ８、Ｑ９の各ベース・エミッタ間電圧の絶対値をＶBE(Q1)、ＶBE(Q2)、ＶBE(Q8)、ＶBE(Q9)とし、抵抗Ｒ１の両端電圧をＶ(R1)とすれば、電圧Ｖ(R1)は次の（１）式で示す値となる。
Ｖ(R1)＝−ＶBE(Q2)＋ＶBE(Q9)＋ＶBE(Q8)−ＶBE(Q1) …（１）
【０００７】
理想的には（１）式に示す電圧Ｖ(R1)が常に０Ｖとなることが望ましいが、各トランジスタのベース・エミッタ間電圧ＶBEは一定ではなく、コレクタ電流が増加するに従って（その絶対値が）上昇する特性を有している。このため、入力電圧Ｖｉや負荷変動により出力電流Ｉｏが変化すると、トランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタ電流および駆動用のトランジスタＱ８、Ｑ９のコレクタ電流が変化して、電圧Ｖ(R1)は０Ｖから正または負の電圧に変化する。
【０００８】
その結果、電圧Ｖ(R1)が正の電圧となる場合には、入力電圧Ｖｉが入力信号０の状態に対応した電圧値においてトランジスタＱ１、Ｑ２にアイドリング電流が流れ、プッシュプル出力回路１ひいてはオペアンプの消費電流が増大してしまう。また、電圧Ｖ(R1)が負の電圧となる場合には、入力電圧Ｖｉが入力信号０の状態に対応した電圧値付近において不感帯が発生し、クロスオーバー歪みが発生してしまう。
【０００９】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、動作状態が変化しても消費電流の増加とクロスオーバー歪みの増大とを極力抑えることができる相補形のプッシュプル出力回路およびそれを用いて構成されるオペアンプを提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載した手段によれば、信号入力端子に印加された入力電圧は、第３および第４のトランジスタのベースに与えられ、それぞれ第３および第４のトランジスタのベース・エミッタ間電圧だけシフトされた上で、相補形プッシュプル構成をなす第１および第２のトランジスタのベースに与えられる。第３および第４のトランジスタは、それぞれ入力電圧に応じて第１および第２の定電流回路の出力電流のうち自己に流す電流を制御することにより、第１および第２のトランジスタのベース電流を制御する。これにより、本プッシュプル出力回路はＢ級の出力回路として動作する。
【００１１】
第１の電流供給回路は、第１の定電流回路の出力電流のうち第３のトランジスタが流すべき電流の一部を当該第３のトランジスタに代わって流し、入力電圧が変化したり負荷が変動したりして動作状態に変動が生じても第３のトランジスタに流れるコレクタ電流がほぼ一定となる。その結果、動作状態の変動による第３のトランジスタのベース・エミッタ間電圧の変化が小さくなって、第１ないし第４のトランジスタのベース・エミッタ間電圧のアンバランスに基づく消費電流の増加およびクロスオーバー歪みの増大を極力抑えることができる。
【００１２】
第２の電流供給回路を設けた場合も、同様にして動作状態の変動による第４のトランジスタのベース・エミッタ間電圧の変化が小さくなり、上述同様の効果を得ることができる。さらに、第１および第２の電流供給回路をともに設ければ、第３および第４のトランジスタのベース・エミッタ間電圧の変化がともに小さくなるので、消費電流の増加およびクロスオーバー歪みの増大をより一層抑えることができる。
【００１３】
請求項２に記載した手段によれば、第１、第２の電流供給回路は、それぞれ第３、第４のトランジスタに流すべき電流のうち所定の電流値を超える分の電流を流すので、第３、第４のトランジスタには一定（またはほぼ一定）の電流しか流れず、第３、第４のトランジスタのベース・エミッタ間電圧の変化が一層小さくなる。これにより、消費電流の増加およびクロスオーバー歪みの増大をより一層抑えることができる。
【００１４】
請求項３に記載した手段によれば、第１、第２の電流供給回路はそれぞれ第３、第４のトランジスタに流れる電流に応じた電流（例えば比例する電流）を流すので、動作状態の変動による第３、第４のトランジスタの電流変化量は小さくなる。これにより、消費電流の増加およびクロスオーバー歪みの増大を一層抑えることができる。
【００１５】
請求項４に記載した手段によれば、第１の電流供給回路について、第１の定電流回路の出力電流を流す第５のトランジスタを設け、制御回路は、電流検出回路により検出された第３のトランジスタに流れる電流が所定の電流値を超えている場合に第５のトランジスタをオン動作させる。第２の電流供給回路も同様に動作する。
【００１６】
これにより、第３、第４のトランジスタに流れる電流に基づいた２値化制御が行われ、従来構成のものに対し、動作状態の変動による第３、第４のトランジスタの電流変化量ひいてはベース・エミッタ間電圧の変化量が小さくなって、上述した効果と同様の効果が得られる。また、上記請求項２、３に記載した手段との組み合わせにより、一層の効果が得られる。
【００１７】
請求項５に記載した手段によれば、オペアンプは、入力電圧が変化したり負荷が変動したりして動作状態が変動した場合でも、歪みの小さい電圧を出力し続けることができる。また、負荷変動などによりオペアンプの動作状態が変動しても第１および第２のトランジスタを通して流れるアイドリング電流を低減でき、その分オペアンプの消費電流を下げることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１ないし図３を参照しながら説明する。
図１は、車両のＥＣＵ(Electronic Control Unit) などで用いられる集積回路装置（ＩＣ）に内蔵されたオペアンプの電気的構成を示している。この図１に示すオペアンプ２１は、高入力インピーダンス、高スルーレート、低消費電流を特徴としており、差動増幅回路２２と相補形Ｂ級のプッシュプル出力回路２３（以下、出力回路２３と称す）とから構成されている。
【００１９】
まず、オペアンプ２１の電源系統およびバイアス系統に関する構成について説明する。
電源線２４は、ＩＣの正側電源端子から図示しないイグニッションスイッチを介してバッテリの正極端子に接続され、電源線２５は、ＩＣのグランド側電源端子からバッテリの負極端子に接続されるようになっている。この接続状態においてイグニッションスイッチがオンされると、電源線２４と２５との間にバッテリ電圧ＶＢ（例えば１４Ｖ）が供給される。
【００２０】
ＰＮＰ形トランジスタＱ２１〜Ｑ２９は定電流回路として動作するもので、それぞれのベースはバイアス電圧ＶBIASを有する共通ベース線２６に接続されている。トランジスタＱ２１とＱ２２のエミッタは抵抗Ｒ２１を介して電源線に２４に接続されており、トランジスタＱ２３〜Ｑ２９のエミッタは直接電源線２４に接続されている。同様に、ＮＰＮ形トランジスタＱ３０〜Ｑ３４も定電流回路として動作し、それぞれのベースは共通ベース線２７に接続されている。トランジスタＱ３０とＱ３１のエミッタは直接電源線２５に接続され、トランジスタＱ３２、Ｑ３３、Ｑ３４のエミッタはそれぞれ抵抗Ｒ２２、Ｒ２３、Ｒ２４を介して電源線２５に接続されている。
【００２１】
ここで、トランジスタＱ２６とＱ２７、トランジスタＱ２８とＱ２９およびトランジスタＱ３３とＱ３４はそれぞれ並列接続されており、トランジスタＱ２８、Ｑ２９のコレクタとダイオード接続されたトランジスタＱ３０のコレクタとが接続されている。
【００２２】
続いて、差動増幅回路２２の構成について説明する。
ＮＰＮ形トランジスタＱ３５、Ｑ３６およびこれらを駆動するＰＮＰ形トランジスタＱ３７、Ｑ３８は差動入力トランジスタである。トランジスタＱ３７、Ｑ３８を付加することにより入力バイアス電流を低減することができる。トランジスタＱ３５、Ｑ３６のコレクタはそれぞれトランジスタＱ２３、Ｑ２４のコレクタに接続されており、エミッタはそれぞれ抵抗Ｒ２５、Ｒ２６を介してトランジスタＱ３４とＱ３５との共通のコレクタに接続されている。
【００２３】
トランジスタＱ３５、３６のベースは、それぞれトランジスタＱ３７、Ｑ３８のエミッタに接続されており、さらに抵抗Ｒ２７、Ｒ２８を介してマルチコレクタタイプのトランジスタＱ２２の相異なるコレクタに接続されている。また、コレクタ接地されたトランジスタＱ３７、Ｑ３８の各ベースには、それぞれ抵抗Ｒ２９、Ｒ３０を介して反転入力電圧Ｖinm 、非反転入力電圧Ｖinp が入力されるようになっている。
【００２４】
さらに、トランジスタＱ３７、Ｑ３８のベースには、ベース電流補償回路２８が接続されている。このベース電流補償回路２８は、トランジスタＱ３７、Ｑ３８のベース電流を自らに流すことにより、オペアンプ２１の入力バイアス電流を一層小さい値にまで低減するものである。これにより、オペアンプ２１の入力段は、高入力インピーダンスとなっている。
【００２５】
このベース電流補償回路２８において、コレクタ接地されたトランジスタＱ３９およびそのエミッタとトランジスタＱ２１のコレクタとの間に接続された抵抗Ｒ３１は、それぞれトランジスタＱ３７、Ｑ３８および抵抗Ｒ２７、Ｒ２８と同一特性（同一値）とされており、トランジスタＱ３７、Ｑ３８、Ｑ３９には等しい電流が流れるようになっている。トランジスタＱ３９のベースと電源線２５との間にはトランジスタＱ４０が接続され、このトランジスタＱ４０とともにカレントミラー回路を構成するとランジスタＱ４１、Ｑ４２のコレクタは、それぞれトランジスタＱ３７、Ｑ３８のベースに接続されている。
【００２６】
さて、トランジスタＱ３５、Ｑ３６のコレクタには、それぞれＰＮＰ形トランジスタＱ４３、Ｑ４４のエミッタが接続されており、これらトランジスタＱ４３、Ｑ４４のコレクタは、それぞれトランジスタＱ４５と抵抗Ｒta、トランジスタＱ４６と抵抗Ｒtbを介して電源線２５に接続されている。抵抗ＲtaとＲtbはレーザトリミング用の抵抗であり、このトリミングによってオペアンプ２１のオフセット電圧を極めて小さくできる。また、トランジスタＱ４３、Ｑ４４は、トランジスタＱ３５、Ｑ３６に流れる差動電流に基づいて動作し、オペアンプ２１の高スルーレート化に寄与している。
【００２７】
トランジスタＱ４３とＱ４４のベースは、共通に接続された上でトランジスタＱ３２のコレクタに接続されており、さらにダイオード接続されたトランジスタＱ４７とＱ４８を介して電源線２４に接続されている。トランジスタＱ４３とＱ４４のベースも共通に接続されており、全体として能動負荷を構成している。トランジスタＱ４５のコレクタは差動増幅回路２２の出力ノードｎ１（従って出力回路２３の入力ノード）であって、その出力ノードｎ１と電源線２５との間には位相補償用のコンデンサＣ２１が接続されている。
【００２８】
本発明の特徴部分である出力回路２３は以下のように構成されている。
相補形の関係を有するＰＮＰ形のトランジスタＱ４９（第１のトランジスタに相当）およびＮＰＮ形のトランジスタＱ５０（第２のトランジスタに相当）の各コレクタはそれぞれ電源線２４および２５に接続され、各エミッタは抵抗Ｒ３２を介して接続されている。抵抗Ｒ３２とトランジスタＱ５０のエミッタとの共通接続点は、出力回路２３の出力ノードｎ２とされている。抵抗Ｒ３２は、トランジスタＱ４９、Ｑ５０を通して流れる貫通電流（アイドリング電流）を抑制するとともに、後述する過電流保護回路２９における電流検出回路として機能するものである。
【００２９】
ＰＮＰ形のトランジスタＱ５１（第３のトランジスタに相当）およびＮＰＮ形のトランジスタＱ５２（第４のトランジスタに相当）は、それぞれ上記トランジスタＱ４９およびＱ５０の駆動用トランジスタで、そのベースはともに出力回路２３の入力ノードｎ１（信号入力端子に相当）に接続されている。トランジスタＱ５１のエミッタは、トランジスタＱ４９のベースとトランジスタＱ２５のコレクタに接続され、トランジスタＱ５１のコレクタは電源線２５に接続されている。また、トランジスタＱ５２のエミッタは、トランジスタＱ５０のベースとトランジスタＱ３１のコレクタに接続され、トランジスタＱ５２のコレクタは抵抗Ｒ３３を介して電源線２４に接続されている。ここで、定電流回路として動作するトランジスタＱ２５、Ｑ３１は、それぞれ本発明でいう第１の定電流回路、第２の定電流回路に相当する。
【００３０】
電源線２４とトランジスタＱ３１のコレクタとの間には、電流供給回路３０（第２の電流供給回路に相当）が接続されている。並列接続されたＮＰＮ形のトランジスタＱ５３、Ｑ５４（第６のトランジスタに相当）のコレクタおよびエミッタは、それぞれ電源線２４およびトランジスタＱ３１のコレクタに接続されており、ベースはＰＮＰ形トランジスタＱ５５のコレクタ・エミッタ間を介して電源線２４に接続されている。トランジスタＱ５５のベースは、トランジスタＱ５２のコレクタに接続されている。ここで、抵抗Ｒ３３は、トランジスタＱ５２に流れるコレクタ電流を検出する電流検出回路に相当し、トランジスタＱ５５は、その検出された電流が所定の電流値を超えている時にトランジスタＱ５３、Ｑ５４にベース電流を供給する制御回路に相当する。
【００３１】
過電流保護回路２９は、並列接続されたトランジスタＱ２６、Ｑ２７、このトランジスタＱ２６、Ｑ２７と電源線２５との間に接続されたトランジスタＱ５６、このトランジスタＱ５６とともにカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ５７、トランジスタＱ４９のベースとトランジスタＱ５７のコレクタとの間に接続されたトランジスタＱ５８、およびトランジスタＱ５８のベース・エミッタ間に接続された上記抵抗Ｒ３２から構成されている。抵抗Ｒ３２に出力電流Ｉｏが流れて抵抗Ｒ３２の両端電圧がＶｆ（約０．７Ｖ）を超えるとトランジスタＱ５８がオンとなり、トランジスタＱ４９のベース電位が下がってトランジスタＱ４９がオフするようになっている。
【００３２】
次に、オペアンプ２１の動作、特に出力回路２３の動作について図２および図３も参照しながら説明する。
オペアンプ２１の差動増幅回路２２は、例えば車両の各部に配設されたセンサなどから入力される非反転入力電圧Ｖinp と反転入力電圧Ｖinm とを差動増幅し、その増幅した電圧をノードｎ１から出力する。上述したように、差動増幅回路２２は高入力インピーダンスであって且つオフセット電圧に対するトリミングがなされているため、センサからの入力電圧を誤差なく高精度に増幅することができる。また、高スルーレートを有しているため、高い周波数成分を含んでいる信号も精度良く増幅することができる。
【００３３】
出力回路２３は、差動増幅回路２２から入力した電圧Ｖｉを電流増幅する。オペアンプ２１は通常フィードバックをかけた状態で用いられ、この状態では出力電圧Ｖｏひいては入力電圧Ｖｉに所定のバイアス電圧が与えられる。出力回路２３は、このバイアス電圧よりも高い電圧を出力する場合には、トランジスタＱ４９を通して電流Ｉｏを出力し（ソース動作）、上記バイアス電圧よりも低い電圧を出力する場合には、トランジスタＱ５０を通して電流Ｉｏを出力する（シンク動作）。そして、トランジスタＱ４９とＱ５０の動作切り替わり時に発生するクロスオーバー歪みを低減するため、トランジスタＱ５１とＱ５２が接続されており、入力電圧Ｖｉに対する出力電圧Ｖｏの不感帯を縮小している。
【００３４】
「発明が解決しようとする課題」でも説明したが、トランジスタＱ４９、Ｑ５０、Ｑ５１、Ｑ５２の各ベース・エミッタ間電圧の絶対値をＶBE(Q49) 、ＶBE(Q50) 、ＶBE(Q51) 、ＶBE(Q52) とし、抵抗Ｒ３２の両端電圧をＶ(R32) とすれば、電圧Ｖ(R32) は次の（２）式で示す値となる。
Ｖ(R32) ＝−ＶBE(Q50) ＋ＶBE(Q52) ＋ＶBE(Q51) −ＶBE(Q49) …（２）
【００３５】
本実施形態では、以下に説明するように出力電流Ｉｏの変化に対してトランジスタＱ５２のベース・エミッタ間電圧ＶBE(Q52) が一定になるように制御することにより、電圧Ｖ(R32) の変動を抑え、電圧Ｖ(R32) が極力０Ｖに近い電圧を維持できるようになっている。
【００３６】
トランジスタＱ３１が出力する定電流Ｉ(Q31)は、トランジスタＱ５０に最大出力電流が流れている時の当該トランジスタＱ５０のベース電流ＩB(Q50)よりも大きい値に設定されている。定電流Ｉ(Q31)とベース電流ＩB(Q50)との差分電流はトランジスタＱ５２に流れる。そして、抵抗Ｒ３３の両端電圧がＶｆ（約０．７Ｖ）を超える場合にトランジスタＱ５５がオンとなり、トランジスタＱ５３、Ｑ５４にベース電流が供給されて当該トランジスタＱ５３、Ｑ５４がオン状態となる。
【００３７】
その結果、定電流Ｉ(Q31)とベース電流ＩB(Q50)との差分電流は、トランジスタＱ５２とトランジスタＱ５３、Ｑ５４の並列回路との２系統を通して流れ、しかも差分電流の大部分は、トランジスタＱ５２ではなくトランジスタＱ５３、Ｑ５４の並列回路に流れることになる。
【００３８】
図２および図３は、それぞれトランジスタＱ５０に流れる出力電流Ｉｏに対するトランジスタＱ５３、Ｑ５４の並列回路に流れる電流Ｉ１およびトランジスタＱ５２に流れる電流Ｉ２の特性を示すシミュレーション結果である。このシミュレーションでは、定電流Ｉ(Q31)の値は約６００μＡに設定されている。
【００３９】
出力電流Ｉｏが０ｍＡから１０ｍＡまで増加するのに伴ってベース電流ＩB(Q50)が増加する場合、トランジスタＱ５３、Ｑ５４に流れる電流Ｉ１は数十μＡ減少する一方、トランジスタＱ５２に流れる電流Ｉ２は１２．８μＡのままほとんど変化していないことが分かる。一般にトランジスタのベース・エミッタ間電圧はコレクタ電流に依存して変化するので、トランジスタＱ５２に流れる電流Ｉ２が一定化されれば、そのベース・エミッタ間電圧ＶBE(Q52) も一定化される。その結果、所定条件の下で電圧Ｖ(R32) が０Ｖとなるように設定されていれば、出力電流Ｉｏが変化しても電圧Ｖ(R32) を極力０Ｖに近い電圧を維持できる。
【００４０】
出力電流Ｉｏが１０ｍＡ以上に増加すると、電流Ｉ１が急激に減少し、やがてトランジスタＱ５３、Ｑ５４がオフ状態に移行する。この場合、電流Ｉ２も４μＡ以下にまで減少しているが、これは出力電流ＩｏがトランジスタＱ５０の電流出力能力の限界に近くなり、トランジスタＱ５０の電流増幅率ｈFEが急減してベース電流ＩB(Q50)が急増したことによる。
【００４１】
以上説明したように、オペアンプ２１に用いた相補形のプッシュプル出力回路２３は、トランジスタＱ４９、Ｑ５０を駆動するトランジスタＱ５１、Ｑ５２を設けてＢ級動作とされているので、クロスオーバー歪みの低減が図られている。そして、トランジスタＱ５２に対しエミッタが共通となるようにトランジスタＱ５３、Ｑ５４の並列回路を設け、トランジスタＱ３１が出力する一定電流（約６００μＡ）とトランジスタＱ５０のベース電流ＩB(Q50)との差分電流のうち一定電流（１２．８μＡ）を超える大部分の電流を、トランジスタＱ５２に代わりトランジスタＱ５３、Ｑ５４の並列回路が流すように構成した。
【００４２】
これにより、出力電流Ｉｏが変動してもトランジスタＱ５２のコレクタ電流ひいてはベース・エミッタ間電圧ＶBE(Q52) が一定となるように制御され、電圧Ｖ(R32) の変動が抑えられて電圧Ｖ(R32) が極力０Ｖに近い電圧を維持できる。一般に、電圧Ｖ(R32) が正の電圧となる場合には、トランジスタＱ４９、Ｑ５０に電圧Ｖ(R32) に応じたアイドリング電流が流れ、電圧Ｖ(R32) が負の電圧となる場合には、不感帯が発生しクロスオーバー歪みが発生する。従って、出力電流Ｉｏにかかわらず電圧Ｖ(R32) を極力０Ｖに近い電圧に維持できる本出力回路２３を用いれば、負荷変動や出力電圧Ｖｏなどの動作状態の変動にかかわらず不感帯を縮小でき、オペアンプ２１の消費電流およびクロスオーバー歪みを極力抑制することが可能となる。
【００４３】
また、出力電流Ｉｏの増大によりベース電流ＩB(Q50)が増加すると、トランジスタＱ５３、Ｑ５４の並列回路に流れる電流が減少しやがて０となり、トランジスタＱ３１が出力する電流は全てトランジスタＱ５０のベース電流ＩB(Q50)となる。従って、トランジスタＱ５３、Ｑ５４の付加に起因してトランジスタＱ５０の駆動能力が低下することもない。
【００４４】
さらに、トランジスタＱ５２に流れる電流を抵抗Ｒ３３で検出し、その電流がトランジスタＱ５５のＶｆを超えている場合にトランジスタＱ５３、Ｑ５４の並列回路がオンとなる２値化制御（オンオフ制御）としたので、回路構成が簡単となる。また、抵抗Ｒ３３の抵抗値を調整することにより、そのしきい値の調整が容易となる。
【００４５】
(第２の実施形態)
次に、本発明の第２の実施形態についてプッシュプル出力回路の電気的構成を示す図４を参照しながら説明する。
図４に示す出力回路３１は、図１に示した出力回路２３と比較して、トランジスタＱ３１に対する電流供給回路３０に替えてトランジスタＱ２５に対する電流供給回路３２を備えた点が異なっている。その他の同一構成部分には同一符号を付して示している。
【００４６】
電流供給回路３２（第１の電流供給回路に相当）は、トランジスタＱ２５のコレクタと電源線２５との間に接続されている。並列接続されたＰＮＰ形のトランジスタＱ５９、Ｑ６０（第５のトランジスタに相当）のコレクタおよびエミッタは、それぞれ電源線２５およびトランジスタＱ２５のコレクタに接続されており、ベースはＮＰＮ形トランジスタＱ６１のコレクタ・エミッタ間を介して電源線２５に接続されている。トランジスタＱ６１のベースは、トランジスタＱ５１のコレクタに接続されているとともに、抵抗Ｒ３４を介して電源線２５に接続されている。
【００４７】
ここで、抵抗Ｒ３４は、トランジスタＱ５１に流れるコレクタ電流を検出する電流検出回路に相当し、トランジスタＱ６１は、その検出された電流が所定の電流値を超えている時にトランジスタＱ５９、Ｑ６０にベース電流を供給する制御回路に相当する。この電流供給回路３２は上述した電流供給回路３０と同様に動作するので、本実施形態によっても第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００４８】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に示す各実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
第１の実施形態に示した電流供給回路３０と第２の実施形態に示した電流供給回路３２との両者を備えた構成としても良い。この構成によれば、出力電流Ｉｏが変動してもトランジスタＱ５１のベース・エミッタ間電圧ＶBE(Q51) とトランジスタＱ５２のベース・エミッタ間電圧ＶBE(Q52) とがともに一定となるように制御されるので、電圧Ｖ(R32) の変動が一層抑えられて電圧Ｖ(R32) はより０Ｖに近い電圧を維持できる。その結果、トランジスタＱ４９〜Ｑ５２のベース・エミッタ間電圧のアンバランスに基づく消費電流の増加およびクロスオーバー歪みの増大をより一層抑えることができる。
【００４９】
トランジスタＱ５１、Ｑ５２に流れる電流に応じた電流例えば比例した電流を流すように電流供給回路を構成しても良い。この構成によっても、出力電流Ｉｏの変動に対しトランジスタＱ５１、Ｑ５２に流れる電流の変化幅が小さくなるので、電圧Ｖ(R32) の変動を抑える効果が得られる。
【００５０】
相補形Ｂ級のプッシュプル出力回路には、トランジスタＱ４９のベースとトランジスタＱ５０のベースとの間にトランジスタＱ５１、Ｑ５２に替えて２つのダイオードを直列に接続した構成としたものがある。この場合には、ダイオードの直列回路に電流供給回路を並列に接続し、ダイオードに流れる電流を一定化する構成とすれば良い。
【００５１】
素子温度を検出する温度検出手段を設け、それにより検出された温度に基づいてトランジスタＱ５３、Ｑ５４の並列回路、トランジスタＱ５９、Ｑ６０の並列回路に流す電流を制御する温度補償回路を付加しても良い。
出力回路２３、３１は、差動増幅回路２２と組み合わせてオペアンプとして用いる他、単独でまたは他の回路と組み合わせて種々のアンプとして用いることができる。
過電流保護回路２９は必要に応じて設ければ良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すオペアンプの電気的構成図
【図２】トランジスタＱ５０に流れる出力電流Ｉｏに対するトランジスタＱ５３、Ｑ５４の並列回路に流れる電流Ｉ１のシミュレーションによる特性図
【図３】トランジスタＱ５０に流れる出力電流Ｉｏに対するトランジスタＱ５２に流れる電流Ｉ２のシミュレーションによる特性図
【図４】本発明の第２の実施形態を示すプッシュプル出力回路の電気的構成図
【図５】従来技術を示す図４相当図
【符号の説明】
２１はオペアンプ、２２は差動増幅回路、２３、３１はプッシュプル出力回路、３０は電流供給回路（第２の電流供給回路）、３２は電流供給回路（第１の電流供給回路）、Ｑ２５はトランジスタ（第１の定電流回路）、Ｑ３１はトランジスタ（第２の定電流回路）、Ｑ４９はトランジスタ（第１のトランジスタ）、Ｑ５０はトランジスタ（第２のトランジスタ）、Ｑ５１はトランジスタ（第３のトランジスタ）、Ｑ５２はトランジスタ（第４のトランジスタ）、Ｑ５３、Ｑ５４はトランジスタ（第６のトランジスタ）、Ｑ５５、Ｑ６１はトランジスタ（制御回路）、Ｑ５９、Ｑ６０はトランジスタ（第５のトランジスタ）、Ｒ３３、Ｒ３４は抵抗（電流検出回路）、ｎ１は入力ノード（信号入力端子）である。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a complementary push-pull output circuit and an operational amplifier configured using the same.
[0002]
[Prior art]
FIG. 5 shows an electrical configuration of a complementary push-pull output circuit 1 conventionally used in an operational amplifier. A PNP transistor Q1, a resistor R1, and an NPN transistor Q2 are connected between the power supply lines 2 and 3. The common connection point between the resistor R1 and the emitter of the transistor Q2 is the output of the push-pull output circuit 1. Node n2. The resistor R1 functions as a current detection circuit in the overcurrent protection circuit 4 while suppressing a through current (idling current) flowing through the transistors Q1 and Q2.
[0003]
Transistors Q3, Q4, Q5 connected to the power supply line 2 are each supplied with a bias voltage VBIAS through the common base line 5, and operate as a constant current circuit. The transistors Q6 and Q7 connected to the power supply line 3 operate as a constant current circuit having a common base line 6.
[0004]
The PNP transistor Q8 and the NPN transistor Q9 are driving transistors for the transistors Q1 and Q2, respectively, and their bases are both connected to the input node n1 of the push-pull output circuit 1.
[0005]
The overcurrent protection circuit 4 includes transistors Q4, Q10, Q11, Q12, and the resistor R1 connected between the base and emitter of the transistor Q12. When the output current Io flows through the resistor R1 and the voltage across the resistor R1 exceeds Vf (about 0.7V), the transistor Q12 is turned on to lower the base potential of the transistor Q1.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
The complementary push-pull output circuit 1 having the above configuration is a so-called class B output circuit, which reduces the dead band of the output voltage Vo with respect to the input voltage Vi and reduces crossover distortion. In this case, the absolute values of the base-emitter voltages of the transistors Q1, Q2, Q8, and Q9 are VBE (Q1), VBE (Q2), VBE (Q8), and VBE (Q9), and the voltage across the resistor R1 is V Assuming (R1), the voltage V (R1) is a value represented by the following equation (1).
V (R1) =-VBE (Q2) + VBE (Q9) + VBE (Q8) -VBE (Q1) (1)
[0007]
Ideally, it is desirable that the voltage V (R1) shown in the equation (1) is always 0 V, but the base-emitter voltage VBE of each transistor is not constant, and the absolute value of the collector current increases as the collector current increases. ) It has an increasing characteristic. For this reason, when the output current Io changes due to the input voltage Vi or load fluctuation, the collector currents of the transistors Q1 and Q2 and the collector currents of the driving transistors Q8 and Q9 change, and the voltage V (R1) changes from 0V to positive or negative. Change to negative voltage.
[0008]
As a result, when the voltage V (R1) becomes a positive voltage, an idling current flows through the transistors Q1 and Q2 when the input voltage Vi is a voltage value corresponding to the state of the input signal 0, and the push-pull output circuit 1 and thus the operational amplifier Current consumption increases. In addition, when the voltage V (R1) is a negative voltage, a dead band occurs near the voltage value corresponding to the state of the input signal Vi of the input signal Vi, and crossover distortion occurs.
[0009]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a complementary push-pull output circuit capable of suppressing an increase in current consumption and an increase in crossover distortion as much as possible even when the operating state changes, and the same It is providing the operational amplifier comprised using.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
According to the means described in claim 1, the input voltage applied to the signal input terminal is applied to the bases of the third and fourth transistors, and only the base-emitter voltage of the third and fourth transistors, respectively. Shifted and applied to the bases of the first and second transistors in a complementary push-pull configuration. The third and fourth transistors control the base currents of the first and second transistors by controlling the currents flowing through the output currents of the first and second constant current circuits according to the input voltage, respectively. Control. Thus, the push-pull output circuit operates as a class B output circuit.
[0011]
The first current supply circuit flows a part of the current that the third transistor should flow in the output current of the first constant current circuit instead of the third transistor. And The collector current that flows through the third transistor even if the input voltage changes or the load fluctuates and the operating state fluctuates. Is almost constant. As a result, the change in the base-emitter voltage of the third transistor due to the change in the operating state is reduced, and the increase in current consumption and crossover based on the unbalance of the base-emitter voltages of the first to fourth transistors. The increase in distortion can be suppressed as much as possible.
[0012]
Also in the case where the second current supply circuit is provided, the change in the base-emitter voltage of the fourth transistor due to the change in the operating state is similarly reduced, and the same effect as described above can be obtained. Further, if both the first and second current supply circuits are provided, the changes in the base-emitter voltages of the third and fourth transistors are both reduced, thereby further increasing the current consumption and the crossover distortion. It can be further suppressed.
[0013]
According to the means described in claim 2, since the first and second current supply circuits pass a current exceeding a predetermined current value among the currents to be supplied to the third and fourth transistors, respectively, 3. Only a constant (or almost constant) current flows through the fourth and fourth transistors, and the change in the base-emitter voltage of the third and fourth transistors is further reduced. Thereby, an increase in current consumption and an increase in crossover distortion can be further suppressed.
[0014]
According to the third aspect of the present invention, since the first and second current supply circuits flow currents (for example, proportional currents) corresponding to the currents flowing through the third and fourth transistors, respectively, the operating state varies. The amount of current change in the third and fourth transistors due to is small. As a result, an increase in current consumption and an increase in crossover distortion can be further suppressed.
[0015]
According to the fourth aspect of the present invention, the first current supply circuit is provided with the fifth transistor for flowing the output current of the first constant current circuit, and the control circuit detects the third current detected by the current detection circuit. The fifth transistor is turned on when the current flowing through the transistor exceeds the predetermined current value. The second current supply circuit operates in the same manner.
[0016]
As a result, binarization control is performed based on the currents flowing through the third and fourth transistors. Compared to the conventional configuration, the amount of current change in the third and fourth transistors due to fluctuations in the operating state and the base The amount of change in the voltage between the emitters is reduced, and the same effect as described above can be obtained. Further effects can be obtained by the combination with the means described in the second and third aspects.
[0017]
According to the means described in claim 5, the operational amplifier can continue to output a voltage with small distortion even when the operation state fluctuates due to a change in input voltage or a load. In addition, even if the operational state of the operational amplifier varies due to load variation or the like, the idling current flowing through the first and second transistors can be reduced, and the current consumption of the operational amplifier can be reduced accordingly.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 3.
FIG. 1 shows the electrical configuration of an operational amplifier built in an integrated circuit device (IC) used in an ECU (Electronic Control Unit) of a vehicle. The operational amplifier 21 shown in FIG. 1 is characterized by high input impedance, high slew rate, and low current consumption. The differential amplifier circuit 22 and a complementary class B push-pull output circuit 23 (hereinafter referred to as an output circuit 23). It consists of and.
[0019]
First, the configuration related to the power supply system and bias system of the operational amplifier 21 will be described.
The power line 24 is connected from the positive power terminal of the IC to the positive terminal of the battery via an ignition switch (not shown), and the power line 25 is connected from the ground power terminal of the IC to the negative terminal of the battery. ing. When the ignition switch is turned on in this connected state, a battery voltage VB (for example, 14 V) is supplied between the power supply lines 24 and 25.
[0020]
The PNP transistors Q21 to Q29 operate as constant current circuits, and their bases are connected to a common base line 26 having a bias voltage VBIAS. The emitters of the transistors Q21 and Q22 are connected to the power supply line 24 via the resistor R21, and the emitters of the transistors Q23 to Q29 are directly connected to the power supply line 24. Similarly, the NPN transistors Q30 to Q34 also operate as constant current circuits, and their bases are connected to the common base line 27. The emitters of the transistors Q30 and Q31 are directly connected to the power supply line 25, and the emitters of the transistors Q32, Q33 and Q34 are connected to the power supply line 25 through resistors R22, R23 and R24, respectively.
[0021]
Here, the transistors Q26 and Q27, the transistors Q28 and Q29, and the transistors Q33 and Q34 are respectively connected in parallel, and the collectors of the transistors Q28 and Q29 and the collector of the diode-connected transistor Q30 are connected.
[0022]
Next, the configuration of the differential amplifier circuit 22 will be described.
The NPN transistors Q35 and Q36 and the PNP transistors Q37 and Q38 for driving them are differential input transistors. The input bias current can be reduced by adding the transistors Q37 and Q38. The collectors of the transistors Q35 and Q36 are connected to the collectors of the transistors Q23 and Q24, respectively, and the emitters are connected to the common collectors of the transistors Q34 and Q35 via the resistors R25 and R26, respectively.
[0023]
The bases of the transistors Q35 and 36 are connected to the emitters of the transistors Q37 and Q38, respectively, and are further connected to different collectors of the multi-collector type transistor Q22 via the resistors R27 and R28. Further, the inverted input voltage Vinm and the non-inverted input voltage Vinp are input to the bases of the transistors Q37 and Q38, which are grounded at the collector, via resistors R29 and R30, respectively.
[0024]
Further, a base current compensation circuit 28 is connected to the bases of the transistors Q37 and Q38. The base current compensation circuit 28 reduces the input bias current of the operational amplifier 21 to a smaller value by causing the base currents of the transistors Q37 and Q38 to flow therethrough. Thereby, the input stage of the operational amplifier 21 has a high input impedance.
[0025]
In this base current compensation circuit 28, the collector-grounded transistor Q39 and the resistor R31 connected between its emitter and the collector of the transistor Q21 have the same characteristics (same values) as the transistors Q37 and Q38 and the resistors R27 and R28, respectively. The same current flows through the transistors Q37, Q38, and Q39. A transistor Q40 is connected between the base of the transistor Q39 and the power supply line 25. When a current mirror circuit is formed with the transistor Q40, the collectors of the transistors Q41 and Q42 are connected to the bases of the transistors Q37 and Q38, respectively.
[0026]
The collectors of the transistors Q35 and Q36 are connected to the emitters of PNP transistors Q43 and Q44, respectively. The collectors of the transistors Q43 and Q44 are connected to the transistors Q45 and Rta, and the transistors Q46 and Rtb, respectively. Connected to the power line 25. The resistors Rta and Rtb are resistors for laser trimming, and the offset voltage of the operational amplifier 21 can be extremely reduced by this trimming. The transistors Q43 and Q44 operate based on the differential current flowing through the transistors Q35 and Q36 and contribute to the high slew rate of the operational amplifier 21.
[0027]
The bases of the transistors Q43 and Q44 are connected in common and connected to the collector of the transistor Q32, and are further connected to the power supply line 24 via diode-connected transistors Q47 and Q48. The bases of the transistors Q43 and Q44 are also connected in common and constitute an active load as a whole. The collector of the transistor Q45 is the output node n1 of the differential amplifier circuit 22 (and hence the input node of the output circuit 23), and a phase compensation capacitor C21 is connected between the output node n1 and the power supply line 25. Yes.
[0028]
The output circuit 23 which is a characteristic part of the present invention is configured as follows.
The collectors of PNP transistor Q49 (corresponding to the first transistor) and NPN transistor Q50 (corresponding to the second transistor) having a complementary relationship are connected to power supply lines 24 and 25, respectively, and the emitters are It is connected via a resistor R32. A common connection point between the resistor R32 and the emitter of the transistor Q50 is an output node n2 of the output circuit 23. The resistor R32 suppresses a through current (idling current) flowing through the transistors Q49 and Q50 and functions as a current detection circuit in an overcurrent protection circuit 29 described later.
[0029]
A PNP transistor Q51 (corresponding to the third transistor) and an NPN transistor Q52 (corresponding to the fourth transistor) are the driving transistors for the transistors Q49 and Q50, respectively, and their bases are both input to the output circuit 23. It is connected to a node n1 (corresponding to a signal input terminal). The emitter of the transistor Q51 is connected to the base of the transistor Q49 and the collector of the transistor Q25, and the collector of the transistor Q51 is connected to the power supply line 25. The emitter of the transistor Q52 is connected to the base of the transistor Q50 and the collector of the transistor Q31, and the collector of the transistor Q52 is connected to the power supply line 24 via the resistor R33. Here, the transistors Q25 and Q31 operating as a constant current circuit correspond to the first constant current circuit and the second constant current circuit, respectively, in the present invention.
[0030]
A current supply circuit 30 (corresponding to a second current supply circuit) is connected between the power supply line 24 and the collector of the transistor Q31. The collectors and emitters of NPN transistors Q53 and Q54 (corresponding to the sixth transistor) connected in parallel are connected to the power line 24 and the collector of the transistor Q31, respectively, and the base is the collector and emitter of the PNP transistor Q55. It is connected to the power line 24 via the gap. The base of the transistor Q55 is connected to the collector of the transistor Q52. Here, the resistor R33 corresponds to a current detection circuit that detects the collector current flowing through the transistor Q52, and the transistor Q55 supplies a base current to the transistors Q53 and Q54 when the detected current exceeds a predetermined current value. This corresponds to the control circuit to be supplied.
[0031]
The overcurrent protection circuit 29 includes transistors Q26 and Q27 connected in parallel, a transistor Q56 connected between the transistors Q26 and Q27 and the power supply line 25, a transistor Q57 and a transistor Q49 that form a current mirror circuit together with the transistor Q56. Transistor Q58 connected between the base of the transistor Q57 and the collector of the transistor Q57, and the resistor R32 connected between the base and emitter of the transistor Q58. When the output current Io flows through the resistor R32 and the voltage across the resistor R32 exceeds Vf (about 0.7 V), the transistor Q58 is turned on, the base potential of the transistor Q49 is lowered, and the transistor Q49 is turned off.
[0032]
Next, the operation of the operational amplifier 21, in particular, the operation of the output circuit 23 will be described with reference to FIGS.
The differential amplifier circuit 22 of the operational amplifier 21 differentially amplifies the non-inverted input voltage Vinp and the inverted input voltage Vinm input from, for example, sensors disposed in each part of the vehicle, and the amplified voltage is output from the node n1. Output. As described above, since the differential amplifier circuit 22 has a high input impedance and is trimmed with respect to the offset voltage, the input voltage from the sensor can be amplified with high accuracy without error. Moreover, since it has a high slew rate, a signal containing a high frequency component can be amplified with high accuracy.
[0033]
The output circuit 23 amplifies the voltage Vi input from the differential amplifier circuit 22. The operational amplifier 21 is normally used in a state where feedback is applied, and in this state, a predetermined bias voltage is applied to the output voltage Vo and thus to the input voltage Vi. When outputting a voltage higher than the bias voltage, the output circuit 23 outputs a current Io through the transistor Q49 (source operation). When outputting a voltage lower than the bias voltage, the output circuit 23 outputs a current through the transistor Q50. Io is output (sink operation). Transistors Q51 and Q52 are connected to reduce crossover distortion that occurs when the operations of the transistors Q49 and Q50 are switched, and the dead band of the output voltage Vo with respect to the input voltage Vi is reduced.
[0034]
As described in "Problems to be Solved by the Invention", the absolute values of the base-emitter voltages of the transistors Q49, Q50, Q51, and Q52 are expressed as VBE (Q49), VBE (Q50), VBE (Q51), VBE ( Q52), and the voltage across the resistor R32 is V (R32), the voltage V (R32) has the value given by the following equation (2).
V (R32) = -VBE (Q50) + VBE (Q52) + VBE (Q51) -VBE (Q49) (2)
[0035]
In the present embodiment, as described below, by controlling the base-emitter voltage VBE (Q52) of the transistor Q52 to be constant with respect to the change of the output current Io, the fluctuation of the voltage V (R32) is controlled. The voltage V (R32) can be maintained as close to 0V as possible.
[0036]
The constant current I (Q31) output from the transistor Q31 is set to a value larger than the base current IB (Q50) of the transistor Q50 when the maximum output current flows through the transistor Q50. A differential current between the constant current I (Q31) and the base current IB (Q50) flows through the transistor Q52. When the voltage across the resistor R33 exceeds Vf (about 0.7V), the transistor Q55 is turned on, the base current is supplied to the transistors Q53 and Q54, and the transistors Q53 and Q54 are turned on.
[0037]
As a result, the difference current between the constant current I (Q31) and the base current IB (Q50) flows through the two systems of the transistor Q52 and the parallel circuit of the transistors Q53 and Q54, and most of the difference current is in the transistor Q52. Without flowing through the parallel circuit of the transistors Q53 and Q54.
[0038]
FIGS. 2 and 3 are simulation results showing the characteristics of the current I1 flowing through the parallel circuit of the transistors Q53 and Q54 and the current I2 flowing through the transistor Q52 with respect to the output current Io flowing through the transistor Q50, respectively. In this simulation, the value of the constant current I (Q31) is set to about 600 μA.
[0039]
When the base current IB (Q50) increases as the output current Io increases from 0 mA to 10 mA, the current I1 flowing through the transistors Q53 and Q54 decreases by tens of μA, while the current I2 flowing through the transistor Q52 is 12.2. It can be seen that 8 μA remains almost unchanged. In general, since the base-emitter voltage of a transistor changes depending on the collector current, if the current I2 flowing through the transistor Q52 is made constant, the base-emitter voltage VBE (Q52) is also made constant. As a result, if the voltage V (R32) is set to 0V under a predetermined condition, the voltage V (R32) can be maintained as close to 0V as possible even if the output current Io changes.
[0040]
When the output current Io increases to 10 mA or more, the current I1 decreases rapidly, and the transistors Q53 and Q54 are turned off. In this case, the current I2 also decreases to 4 μA or less, but this is because the output current Io approaches the limit of the current output capability of the transistor Q50, the current amplification factor hFE of the transistor Q50 rapidly decreases, and the base current IB (Q50 ) Due to the rapid increase.
[0041]
As described above, the complementary push-pull output circuit 23 used in the operational amplifier 21 is provided with the transistors Q51 and Q52 for driving the transistors Q49 and Q50 and is in the class B operation, so that the crossover distortion can be reduced. It is illustrated. A parallel circuit of transistors Q53 and Q54 is provided so that the emitter is common to the transistor Q52, and the difference current between the constant current (about 600 μA) output from the transistor Q31 and the base current IB (Q50) of the transistor Q50 Instead of the transistor Q52, most of the current exceeding a constant current (12.8 μA) is configured to flow through a parallel circuit of the transistors Q53 and Q54.
[0042]
As a result, even if the output current Io changes, the collector current of the transistor Q52 and thus the base-emitter voltage VBE (Q52) is controlled to be constant, and the fluctuation of the voltage V (R32) is suppressed and the voltage V (R32 ) Can maintain a voltage as close to 0V as possible. In general, when the voltage V (R32) is a positive voltage, an idling current corresponding to the voltage V (R32) flows through the transistors Q49 and Q50, and when the voltage V (R32) is a negative voltage, A dead zone occurs and crossover distortion occurs. Therefore, if the present output circuit 23 that can maintain the voltage V (R32) as close to 0V as possible regardless of the output current Io is used, regardless of fluctuations in operating conditions such as load fluctuations and output voltage Vo. Can reduce the dead zone The current consumption and the crossover distortion of the operational amplifier 21 can be suppressed as much as possible.
[0043]
Further, when the base current IB (Q50) increases due to the increase in the output current Io, the current flowing in the parallel circuit of the transistors Q53 and Q54 decreases and eventually becomes 0, and all the current output from the transistor Q31 is the base current IB ( Q50). Therefore, the drive capability of the transistor Q50 does not deteriorate due to the addition of the transistors Q53 and Q54.
[0044]
Furthermore, the current flowing through the transistor Q52 is detected by the resistor R33, and when the current exceeds Vf of the transistor Q55, the binary control (on / off control) is performed so that the parallel circuit of the transistors Q53 and Q54 is turned on. The circuit configuration is simplified. Further, the threshold value can be easily adjusted by adjusting the resistance value of the resistor R33.
[0045]
(Second Embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 4 showing the electrical configuration of the push-pull output circuit.
The output circuit 31 shown in FIG. 4 differs from the output circuit 23 shown in FIG. 1 in that a current supply circuit 32 for the transistor Q25 is provided instead of the current supply circuit 30 for the transistor Q31. Other identical components are denoted by the same reference numerals.
[0046]
The current supply circuit 32 (corresponding to the first current supply circuit) is connected between the collector of the transistor Q25 and the power supply line 25. The collectors and emitters of PNP transistors Q59 and Q60 (corresponding to the fifth transistor) connected in parallel are connected to the power supply line 25 and the collector of the transistor Q25, respectively, and the base is the collector and emitter of the NPN transistor Q61. It is connected to the power line 25 through the gap. The base of the transistor Q61 is connected to the collector of the transistor Q51 and is connected to the power supply line 25 via the resistor R34.
[0047]
Here, the resistor R34 corresponds to a current detection circuit that detects the collector current flowing through the transistor Q51, and the transistor Q61 applies a base current to the transistors Q59 and Q60 when the detected current exceeds a predetermined current value. This corresponds to the control circuit to be supplied. Since the current supply circuit 32 operates in the same manner as the current supply circuit 30 described above, the present embodiment can provide the same effects as those of the first embodiment.
[0048]
(Other embodiments)
The present invention is not limited to the embodiments described above and shown in the drawings, and can be modified or expanded as follows, for example.
It is good also as a structure provided with both the current supply circuit 30 shown in 1st Embodiment, and the current supply circuit 32 shown in 2nd Embodiment. According to this configuration, the base-emitter voltage VBE (Q51) of the transistor Q51 and the base-emitter voltage VBE (Q52) of the transistor Q52 are controlled to be constant even when the output current Io varies. Therefore, the fluctuation of the voltage V (R32) is further suppressed, and the voltage V (R32) can be maintained at a voltage closer to 0V. As a result, it is possible to further suppress an increase in current consumption and an increase in crossover distortion due to the base-emitter voltage imbalance of transistors Q49 to Q52.
[0049]
The current supply circuit may be configured to flow a current corresponding to the current flowing through the transistors Q51 and Q52, for example, a proportional current. Also with this configuration, since the change width of the current flowing through the transistors Q51 and Q52 becomes small with respect to the fluctuation of the output current Io, the effect of suppressing the fluctuation of the voltage V (R32) can be obtained.
[0050]
There is a complementary class B push-pull output circuit in which two diodes are connected in series between the base of the transistor Q49 and the base of the transistor Q50 instead of the transistors Q51 and Q52. In this case, a current supply circuit may be connected in parallel to a series circuit of diodes so that the current flowing through the diodes is made constant.
[0051]
Temperature detection means for detecting the element temperature may be provided, and a temperature compensation circuit for controlling the current flowing through the parallel circuit of the transistors Q53 and Q54 and the parallel circuit of the transistors Q59 and Q60 based on the temperature detected thereby may be added. .
The output circuits 23 and 31 can be used as operational amplifiers in combination with the differential amplifier circuit 22, or can be used as various amplifiers alone or in combination with other circuits.
The overcurrent protection circuit 29 may be provided as necessary.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electrical configuration diagram of an operational amplifier according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a characteristic diagram by simulation of a current I1 flowing through a parallel circuit of transistors Q53 and Q54 with respect to an output current Io flowing through a transistor Q50.
FIG. 3 is a characteristic diagram by simulation of the current I2 flowing through the transistor Q52 with respect to the output current Io flowing through the transistor Q50.
FIG. 4 is an electrical configuration diagram of a push-pull output circuit showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram corresponding to FIG.
[Explanation of symbols]
21 is an operational amplifier, 22 is a differential amplifier circuit, 23 and 31 are push-pull output circuits, 30 is a current supply circuit (second current supply circuit), 32 is a current supply circuit (first current supply circuit), Transistor (first constant current circuit), Q31 is a transistor (second constant current circuit), Q49 is a transistor (first transistor), Q50 is a transistor (second transistor), Q51 is a transistor (third transistor) Q52 is a transistor (fourth transistor), Q53 and Q54 are transistors (sixth transistor), Q55 and Q61 are transistors (control circuit), Q59 and Q60 are transistors (fifth transistor), and R33 and R34 are A resistor (current detection circuit), n1 is an input node (signal input terminal).

Claims

First and second transistors in a complementary push-pull configuration;
A first constant current circuit for supplying a base current to the first transistor;
A second constant current circuit for supplying a base current to the second transistor;
A base and an emitter are connected to the signal input terminal and the base of the first transistor, respectively, and a third current flows according to the input voltage applied to the signal input terminal among the output current of the first constant current circuit. Transistors
A base and an emitter are connected to the signal input terminal and the base of the second transistor, respectively, and a current corresponding to an input voltage applied to the signal input terminal out of an output current of the second constant current circuit flows. 4 transistors,
A part of the current to be passed by the third transistor out of the output current of the first constant current circuit is made to flow instead of the third transistor, so that the current flowing through the third transistor is made substantially constant . A current that flows through the fourth transistor by flowing a part of the current that the fourth transistor should flow out of the output current of one current supply circuit and the second constant current circuit instead of the fourth transistor A push-pull output circuit comprising at least one current supply circuit of the second current supply circuit that makes the current substantially constant .

The first current supply circuit is configured to flow a current exceeding a predetermined current value among currents to be passed through the third transistor,
2. The push-pull output according to claim 1, wherein the second current supply circuit is configured to flow a current exceeding a predetermined current value out of a current to be passed through the fourth transistor. circuit.

The first current supply circuit is configured to flow a current according to a current flowing through the third transistor,
2. The push-pull output circuit according to claim 1, wherein the second current supply circuit is configured to flow a current corresponding to a current flowing through the fourth transistor.

The first current supply circuit includes:
A fifth transistor for flowing an output current of the first constant current circuit;
A current detection circuit for detecting a current flowing through the third transistor;
A control circuit for supplying a base current to the fifth transistor when the current detected by the current detection circuit exceeds a predetermined current value;
The second current supply circuit includes:
A sixth transistor for flowing an output current of the second constant current circuit;
A current detection circuit for detecting a current flowing through the fourth transistor;
4. A control circuit for supplying a base current to the sixth transistor when a current detected by the current detection circuit exceeds a predetermined current value. A push-pull output circuit according to any one of the above.

An operational amplifier, comprising: a differential amplifier circuit; and the push-pull output circuit according to any one of claims 1 to 4 that receives an output voltage of the differential amplifier circuit.