JP3901610B2 - Semiconductor integrated circuit - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は半導体集積回路に関し、特に、ゲートアレイ及びエンベデッドアレイを利用した半導体集積回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
近年、「ゲートアレイ」を用いた大規模集積回路(LSI)の設計が盛んに行われている。図9(b)に示すように、ゲートアレイでは図9(a)に示す基本セル10を格子状に並べたマスタチップ14が予め作成されている。図9(a)に示すp+型半導体領域12とゲート電極11によりpチャンネルMOSトランジスタ(pMOSトランジスタ)を構成できる。n+型半導体領域13とゲート電極11によりnチャンネルMOSトランジスタ(nMOSトランジスタ)を構成できる。図9(b)に示すマスタチップ14の外周部にはI/Oセル15が配置されている。I/Oセル15で囲まれたマスタチップ14の各基本セル10の上に配線接続を行うのみで所望のLSIを構成可能である。つまり、ゲートアレイを用いることにより短期間でLSIを開発できる。また、マスタチップ14に高集積メモリ等を埋め込んだ「エンベデッドアレイ」を用いたLSIの設計も盛んに行われている。
【0003】
コンピュータシステム等に用いられるディジタル回路においては、各ディジタル回路はバッファ回路を介して他のディジタル回路と接続される場合が多い。バッファ回路としては以下に示す回路がある。図10(a)に示すバッファ回路(以下において「第1の従来技術」という)は、入力端子1にハイレベル信号が入力された場合は出力端子2にハイレベル信号を出力する。入力端子1にローレベル信号が入力された場合はハイインピーダンス出力となる。出力端子2からは、pMOSトランジスタTr3のドレイン電流が出力される。図10(b)に示すバッファ回路(以下において「第2の従来技術」という)は、入力端子1にハイレベル信号が入力された場合はハイインピーダンス出力となる。入力端子1にローレベル信号が入力された場合は出力端子2にローレベル信号を出力する。出力端子2からは、nMOSトランジスタTr3のドレイン電流が出力される。図11に示すバッファ回路(以下において「第3の従来技術」という)は、入力端子1にハイレベル信号が入力された場合は出力端子2にハイレベル信号を出力し、入力端子1にローレベル信号が入力された場合は出力端子2にローレベル信号を出力する。出力端子2からは、pMOSトランジスタTr3、nMOSトランジスタTr4のいずれか一方のドレイン電流が出力される。尚、図9(a)に示すゲート長Lを長くし、ゲート幅Wを狭くすることによりMOSトランジスタのドレイン電流を低減させることが可能である。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
第1の従来技術においては、出力端子2の出力する電流量を低減させるためには、pMOSトランジスタTr3のゲート長Lを長くしなければならなかった。また、第2の従来技術においては、nMOSトランジスタTr3のゲート長Lを長くしなければならなかった。第3の従来技術においては、pMOSトランジスタTr3、nMOSトランジスタTr4のそれぞれのゲート長Lを長くしなければならなかった。しかし、LSIの微細化・高集積化が進み、MOSトランジスタのゲート長Lを長く保つのは困難になってきている。ゲート長Lが短くなるとMOSトランジスタの出力電流能力が増大する。特に、ゲートアレイは、図9(a)に示すように、MOSトランジスタのゲート長Lが一定の基本セル10を周期的に配置した構造である。このため、図9(b)に示すマスタチップ形成後に基本セル10のゲート長Lを変更することは不可能である。基本セル10の構造を変更するには前工程(拡散工程)からの修正が必要となり、ゲートアレイの利点が失われてしまう。更にはLSIの開発期間が長くなってしまうという問題があった。
【0005】
また、複雑な回路を構成することにより、バッファ回路の出力電流能力を低下させることは可能である。しかし、LSI内のトランジスタ面積の増加に起因してLSIの小型化が妨げられるという問題があった。また、トランジスタ面積が増加すると、必要となる基本セル10の数が比例して増加し、面積利用効率が低下する。
【0006】
上記問題点を鑑み、本発明は、トランジスタ占有面積を増大させることなく、既存のゲートアレイ及びエンベデッドアレイを利用可能な出力電流量の少ない半導体集積回路を提供することを目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成する為に、本発明の特徴は、第1及び第2の基準電位端子、入力端子、出力端子を有する半導体集積回路であって、(イ)第1の基準電位端子と第2の基準電位端子との間に接続され、入力端子に入力された入力信号を反転するインバータ回路;(ロ)第1の基準電位端子にソースを接続し、入力端子にゲートを接続した第1の電界効果トランジスタ;(ハ)この第1の電界効果トランジスタのドレインにソースを接続し、インバータ回路の出力ノードにゲートとドレインを接続した第2の電界効果トランジスタ;(ニ)第1の基準電位端子にソースを接続し、第1の電界効果トランジスタのドレインと第2の電界効果トランジスタのソースとの接続点にゲートを接続し、出力端子にドレインを接続した第3の電界効果トランジスタを備える半導体集積回路であることを要旨とする。
【0008】
本発明の特徴に係る半導体集積回路によると、第1及び第2の電界効果トランジスタにより第3の電界効果トランジスタのゲートバイアス電圧を制御することができる。第3の電界効果トランジスタのドレイン電流は、本発明の特徴に係る半導体集積回路の出力電流となる。したがって、第3の電界効果トランジスタのゲートバイアス電圧を閾値電圧程度まで低減させることにより、非常に出力電流量の少ない半導体集積回路が提供できる。従来のように電界効果トランジスタのゲート長の修正を行うことなく出力電流量を低減させることができる。
【0009】
更に、第2の基準電位端子にソースを、入力端子にゲートをそれぞれ接続した第4の電界効果トランジスタと、第4の電界効果トランジスタのドレインにソースを、第2の電界効果トランジスタのゲートにゲートを、第2の電界効果トランジスタのドレインにドレインをそれぞれ接続した第5の電界効果トランジスタと、第2の基準電位端子にソースを、第4の電界効果トランジスタのドレインと第5の電界効果トランジスタのソースとの接続点にゲートを、出力端子にドレインをそれぞれ接続した第6の電界効果トランジスタとを更に備えてもよい。この場合、第4及び第5の電界効果トランジスタにより第6の電界効果トランジスタのゲートバイアス電圧を制御することができる。
【0010】
【発明の実施の形態】
次に、図面を参照して、本発明の第1乃至第3の実施の形態を説明する。この第1乃至第3の実施の形態における図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。
【0011】
(第1の実施の形態)
本発明の第1の実施の形態に係る半導体集積回路5aは、図1に示すように、第1及び第2の基準電位端子6、7、入力端子1、出力端子2を有する半導体集積回路5aであって、第1の基準電位端子6と第2の基準電位端子7との間に接続され、入力端子1に入力された入力信号を反転するインバータ回路3、第1の基準電位端子6にソースを接続し、入力端子1にゲートを接続した第1の電界効果トランジスタTr1、第1の電界効果トランジスタTr1のドレインにソースを接続し、インバータ回路3の出力ノードにゲートとドレインを接続した第2の電界効果トランジスタTr2、第1の基準電位端子6にソースを接続し、第1の電界効果トランジスタTr1のドレインと第2の電界効果トランジスタTr2のソースとの接続点P2にゲートを接続し、出力端子2にドレインを接続した第3の電界効果トランジスタTr3とを備える。第1の基準電位端子6には高位電源VDDが接続されている。第2の基準電位端子7には低位電源VSSが接続されている。
【0012】
また、インバータ回路3は、第1の基準電位端子6にソースを、入力端子1にゲートを、インバータ回路3の出力ノードにドレインをそれぞれ接続した第4の電界効果トランジスタTr4、第2の基準電位端子7にソースを、第4の電界効果トランジスタTr4のゲートにゲートを、第4の電界効果トランジスタTr4のドレインにドレインをそれぞれ接続した第5の電界効果トランジスタTr5とからなる。第4の電界効果トランジスタTr4のドレインと第5の電界効果トランジスタTr5のドレインとは接続点P1で互いに接続されている。この接続点P1は、インバータ回路3の出力ノードとなる。接続点P1には、第2の電界効果トランジスタTr2のドレイン及びゲートが接続されている。インバータ回路3は、入力端子1に入力されたディジタル信号を反転して出力ノードより出力する。
【0013】
第1の電界効果トランジスタTr1、第2の電界効果トランジスタTr2、第3の電界効果トランジスタTr3、第4の電界効果トランジスタTr4としてはpMOSトランジスタが使用できる。第5の電界効果トランジスタTr5としてはnMOSトランジスタが使用できる。また、第3の電界効果トランジスタTr3のドレイン電流は半導体集積回路5aの出力電流として用いられる。図1に示す半導体集積回路5aは、入力端子1にハイレベル信号が入力された場合は出力端子2にハイレベル信号を出力する。入力端子1にローレベル信号が入力された場合は出力端子2はハイインピーダンス出力となる。
【0014】
第1乃至第5の電界効果トランジスタTr1、Tr2、Tr3、Tr4、Tr5は、実際には基本セルを周期的に配列したマスタチップ上に搭載されている。即ち、半導体集積回路5aは既存のゲートアレイ或いはエンベデッドアレイの基本セルを利用して構成することができる。したがって、第1乃至第4の電界効果トランジスタ(pMOSトランジスタ)Tr1、Tr2、Tr3、Tr4はすべて同一構造であり、それぞれの閾値電圧はVthpで等しい。第1乃至第5の電界効果トランジスタTr1、Tr2、Tr3、Tr4、Tr5を接続する配線は、マスタチップ上に多層配線等により形成される。
【0015】
接続点P1の電位をVP1、接続点P2の電位をVP2、第2の電界効果トランジスタ(pMOSトランジスタ)Tr2の閾値電圧およびゲート−ソース間電位をそれぞれVthp及びVgs2とすると、第2の電界効果トランジスタTr2がオフするためには:
VP2≦VP1 ・・・(1)
|VP1−VP2|−|Vthp|=0 ・・・(2)
のいずれかを満たすことが必要となる。また、第2の電界効果トランジスタTr2がオンするためには:
VP1>VP2 ・・・(3)
|VP1−VP2|−|Vthp|<0 ・・・(4)
のそれぞれの式を満たすことが必要となる。即ち、|Vgs2|−|Vthp|<0が成り立つときに第2の電界効果トランジスタ(pMOSトランジスタ)Tr2はオンする。
【0016】
次に図1を用いて、本発明の第1の実施の形態に係る半導体集積回路5aの動作を説明する。
【0017】
(a)入力端子1にハイレベル信号が入力されたとき:
(イ)入力端子1にハイレベル信号が入力されると、インバータ回路3にハイレベル信号が入力される。インバータ回路3にハイレベル信号が入力されると、第4の電界効果トランジスタ(pMOSトランジスタ)Tr4と第5の電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)Tr5のそれぞれのゲートにハイレベル信号が入力される。第4の電界効果トランジスタTr4はオフする。第5の電界効果トランジスタTr5はオンして導通する。この結果、第4の電界効果トランジスタTr4のドレインと第5の電界効果トランジスタTr5のドレインとの接続点P1からは低位電源VSSの電位、即ちローレベル信号が出力される。
【0018】
(ロ)インバータ回路3にハイレベル信号が入力されるのと同時に、第1の電界効果トランジスタ(pMOSトランジスタ)Tr1のゲートにもハイレベル信号が入力される。第1の電界効果トランジスタTr1のゲート電位|Vgs1|が、閾値電圧|Vthp|よりも大きくなり、第1の電界効果トランジスタTr1がオフする。
【0019】
(ハ)インバータ回路3の出力するローレベル信号は、第2の電界効果トランジスタ(pMOSトランジスタ)Tr2のドレインおよびゲートに入力される。第1の電界効果トランジスタTr1はオフし、接続点P2の電位はVDD程度である。したがって、式(3)及び式(4)に示す条件を満たし第2の電界効果トランジスタTr2はオンする。
【0020】
(ニ)接続点P2の電位VP2は徐々に低下していく。接続点P2の電位VP2が次式で与えられる電位に達すると、第2の電界効果トランジスタTr2はオフする:
|VP1−VP2|=|Vthp| ・・・(5)
第2の電界効果トランジスタTr2はオフして、接続点P2の電位VP2はその電位を維持する。ここで、接続点P1の電位VP1≒0[V]とするとVP2=|Vthp|となる。よって、第3の電界効果トランジスタTr3はオンする。第3の電界効果トランジスタTr3がオンすると、出力端子2からは高位電源VDDの電位、即ちハイレベル信号が出力される。
【0021】
(b)入力端子1にローレベル信号が入力されたとき:
(イ)入力端子1にローレベル信号が入力されると、インバータ回路3を構成する第4の電界効果トランジスタTr4及び第5の電界効果トランジスタTr5のそれぞれのゲートにローレベル信号が入力される。第4の電界効果トランジスタTr4はオンする。第5の電界効果トランジスタTr5はオフする。この結果、第4の電界効果トランジスタTr4のドレインと第5の電界効果トランジスタTr5のドレインとの接続点P1からは高位電源VDDの電位、即ちハイレベル信号が出力される。
【0022】
(ロ)同時に、第1の電界効果トランジスタTr1のゲートにローレベル信号が入力される。第1の電界効果トランジスタTr1のゲート電位Vgs1が、第1の電界効果トランジスタTr1の閾値電圧Vthpよりも小さくなる。この結果、第1の電界効果トランジスタTr1がオンする。よって、接続点P2の電位VP2はハイレベルの電位となる。
【0023】
(ハ)接続点P1の電位VP1と接続点P2の電位VP2はそれぞれハイレベルの電位となる。第2の電界効果トランジスタTr2のドレインとゲートにはハイレベル信号が入力される。よって、式(1)を満たし第2の電界効果トランジスタTr2はオフする。
【0024】
(ニ)接続点P2の電位VP2がハイレベルの電位となると、第3の電界効果トランジスタTr3のゲート電位Vgs3もハイレベルの電位となる。第3の電界効果トランジスタTr3のゲート電位Vgs3がハイレベルの電位となると、第3の電界効果トランジスタTr3はオフする。したがって、出力端子2からは電流は出力されずハイインピーダンス(Hi−Z)状態となる。
【0025】
このように第1の実施の形態によれば、第3の電界効果トランジスタTr3のゲートバイアス電圧を低減させることができる。したがって、出力端子2から出力される電流量は従来と比して少なくなる。また、半導体集積回路5aは、使用するトランジスタ数も少なくトランジスタ占有面積を増大させることも無い。更に、MOSトランジスタのゲート長Lの変更を要しないので、マスタチップの基本セルの構造を変更する必要も無い。したがって、既存のゲートアレイ及びエンベデッドアレイを用いて半導体集積回路5aを構成することができる。
【0026】
図2に示すように、第1の実施の形態の変形例に係る半導体集積回路5bは、第2の電界効果トランジスタ(pMOSトランジスタ)Tr2のソースにドレインとゲートを接続し、第3の電界効果トランジスタ(pMOSトランジスタ)Tr3のゲートにソースを接続した第6の電界効果トランジスタTr6を更に備える点が図1と異なる。第6の電界効果トランジスタTr6はpMOSトランジスタで構成されている。第2電界効果トランジスタTr2のソースと第6の電界効果トランジスタTr6のドレインとの接続点をPA、接続点PAの電位をVPAとおくと、第2電界効果トランジスタTr2がオンする条件は:
|VPA−VP1|−|Vthp|>0 (VPA>VP1)・・・(6)
となる。ここで、VP1≒0[V]とすると第2電界効果トランジスタTr2がオンする条件はVPA>|Vthp|となる。また、第6の電界効果トランジスタTr6がオンする条件は:
|VP2−VPA|−|Vthp|>0 (VP2>VPA)・・・(7)
となる。式(7)に式(6)の条件を代入して整理すると:
VP2>2×|Vthp| ・・・(8)
が成り立つ。このように、第6の電界効果トランジスタ(pMOSトランジスタ)Tr6を接続することにより、第2の電界効果トランジスタTr2の|Vthp|を2倍にする効果を得ることができる。よって、インバータ回路3からローレベル信号が出力された場合、第3の電界効果トランジスタTr3のゲートバイアス電圧は更に低下する。第3の電界効果トランジスタTr3のゲートバイアス電圧が更に低下するので、出力端子2から出力される電流量は第1の実施の形態に係る半導体集積回路5aの出力電流量と比して更に低減される。このように、第2の電界効果トランジスタTr2と直列に複数段電界効果トランジスタ(pMOSトランジスタ)を接続することにより、第2の電界効果トランジスタTr2の|Vthp|を2倍、3倍・・・するのと同等の効果が得られる。したがって、第3の電界効果トランジスタTr3のゲートバイアス電圧を十分に低下させることができる。
【0027】
(第2の実施の形態)
本発明の第2の実施の形態に係る半導体集積回路5cは、図3に示すように、第4の電界効果トランジスタ(pMOSトランジスタ)Tr4のソース及び第5の電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)Tr5のソースが第2の基準電位端子7及び第1の基準電位端子6にそれぞれ接続されている点が図1と異なる。更に、第1の基準電位端子6が低位電源VSSに接続され、第2の基準電位端子7が高位電源VDDに接続されている点が図1と異なる。第1の電界効果トランジスタTr1、第2の電界効果トランジスタTr2、第3の電界効果トランジスタTr3としてnMOSトランジスタを使用している点が図1と異なる。第1乃至第5の電界効果トランジスタTr1、Tr2、Tr3、Tr4、Tr5は第1の実施の形態と同様にゲートアレイ或いはエンベデッドアレイ上に搭載されている。その他の構造については、図1に示す半導体集積回路5aの構造と同様である。図3に示す半導体集積回路5cは、入力端子1にハイレベル信号が入力された場合は、出力端子2はハイインピーダンス出力となる。入力端子1にローレベル信号が入力された場合は、出力端子2にローレベル信号を出力する。
【0028】
接続点P1の電位をVP1、接続点P2の電位をVP2、第2の電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)Tr2の閾値電圧をVthnとすると、第2の電界効果トランジスタTr2がオフする条件は:
|VP1−VP2|−|Vthn|≦0 ・・・(9)
となる。即ち、|Vgs2|−|Vthn|≦0を満たすと第2の電界効果トランジスタTr2がオフする。
【0029】
次に、図2を用いて、本発明の第2の実施の形態に係る半導体集積回路5cの動作を説明する。但し、第1の実施の形態に係る半導体集積回路5aと同一の動作については説明を一部省略する。
【0030】
(a)入力端子1にハイレベル信号が入力されたとき:
(イ)入力端子1にハイレベル信号が入力されると、インバータ回路3はローレベル信号を出力する。入力端子1にハイレベル信号が入力されるのと同時に、第1の電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)Tr1のゲートにハイレベル信号が入力される。この結果、第1の電界効果トランジスタTr1がオンする。
【0031】
(ロ)第1の電界効果トランジスタTr1がオンすると、接続点P2の電位VP2はローレベルの電位となる。第2の電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)Tr2のゲート−ソース間電位Vgs2は0[V]となる。よって、式(9)より第2の電界効果トランジスタTr2はオフする。
【0032】
(ハ)接続点P2の電位VP2がローレベルの電位となると、第3の電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)Tr3のゲート電位もローレベルの電位となる。第3の電界効果トランジスタTr3のゲート電位がローレベルとなると、第3の電界効果トランジスタTr3は、オフする。したがって、出力端子2はハイインピーダンス(Hi−Z)出力となる。
【0033】
(b)入力端子1にローレベル信号が入力されたとき:
(イ)入力端子1にローレベル信号が入力されると、インバータ回路3はハイレベル信号を出力する。入力端子1にローレベル信号が入力されるのと同時に、第1の電界効果トランジスタTr1のゲートにローレベル信号が入力される。第1の電界効果トランジスタTr1のゲートにローレベル信号が入力されると、第1の電界効果トランジスタTr1がオフする。
【0034】
(ロ)接続点P1の電位VP1はハイレベルの電位であるので、第2の電界効果トランジスタTr2はオンする。第2の電界効果トランジスタTr2がオンすると、VP2=VDD−|Vthn|程度となる。
【0035】
(ハ)第2の電界効果トランジスタTr2がオンすると、第3の電界効果トランジスタTr3もオンする。この結果、出力端子2からはローレベル信号が出力される。第3の電界効果トランジスタTr3のゲートバイアス電圧は従来よりも低減される。
【0036】
第2の実施の形態によれば、入力端子1にローレベル信号が入力された場合にのみ出力端子2にローレベル信号を出力する出力電流量の少ない半導体集積回路5cを提供できる。また、第1乃至第3の電界効果トランジスタTr1、Tr2、Tr3をnMOSトランジスタで構成しているので高速動作が可能である。図3に示す半導体集積回路5cは、図1に示す半導体集積回路5aと同様にマスタチップの基本セルの構造を修正することなく既存のゲートアレイ及びエンベデッドアレイを利用して構成することができる。
【0037】
図4に示すように、第2の実施の形態の変形例に係る半導体集積回路5dは、第2の電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)Tr2のソースにドレインとゲートを接続し、第3の電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)Tr3のゲートにソースを接続した第6の電界効果トランジスタTr6を更に備える点が図3と異なる。第6の電界効果トランジスタTr6はnMOSトランジスタで構成されている。第2電界効果トランジスタTr2のソースと第6の電界効果トランジスタTr6のドレインとの接続点をPA、接続点PAの電位をVPAとおくと、第2電界効果トランジスタTr2がオンする条件は:
(VP1−VPA)−Vthn>0 ・・・(10)
となる。ここで、VP1≒VDD[V]とすると第2電界効果トランジスタTr2がオンする条件はVPA<VDD−Vthnとなる。また、第6の電界効果トランジスタTr6がオンする条件は:
(VPA−VP2)−Vthn>0 ・・・(11)
となる。式(11)に式(10)の条件を代入して整理すると:
VP2<VDD−2×Vthn ・・・(12)
が成り立つ。即ち、第6の電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)Tr6を接続するより、第2の電界効果トランジスタTr2のVthnを2倍にする効果を得ることができる。よって、インバータ回路3からハイレベルの信号が出力された場合、第3の電界効果トランジスタTr3のゲートバイアス電圧は更に低下する。更に、第1の実施の形態の変形例と同様に第2の電界効果トランジスタTr2と直列に複数段電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)を接続してもよい。
【0038】
(第3の実施の形態)
本発明の第3の実施の形態に係る半導体集積回路5eは、図5に示すように、第2の基準電位端子7にソースを接続し、入力端子1にゲートを接続した第4の電界効果トランジスタTr4、第4の電界効果トランジスタTr4のドレインにソースを、第2の電界効果トランジスタTr2のゲートにゲートを、第2の電界効果トランジスタTr2のドレインにドレインをそれぞれ接続した第5の電界効果トランジスタTr5、第2の基準電位端子7にソースを、第4の電界効果トランジスタTr4のドレインと第5の電界効果トランジスタTr5のソースとの接続点P3にゲートを、出力端子2にドレインをそれぞれ接続した第6の電界効果トランジスタTr6とを更に備える点が図1と異なる。第4の電界効果トランジスタTr4、第5の電界効果トランジスタTr5、第6の電界効果トランジスタTr6としてはnMOSトランジスタが使用できる。
【0039】
インバータ回路3は、第1の基準電位端子6にソースを、入力端子1にゲートを、インバータ回路3の出力ノードにドレインをそれぞれ接続した第7の電界効果トランジスタTr7、第2の基準電位端子7にソースを、第7の電界効果トランジスタTr7のゲートにゲートを、インバータ回路3の出力ノードにドレインをそれぞれ接続した第8の電界効果トランジスタTr8とからなる。その他の構造については、図1に示す半導体集積回路5aと同様である。図5に示す半導体集積回路5eは、入力端子1にハイレベル信号が入力された場合は出力端子2にハイレベル信号を出力する。一方、入力端子1にローレベル信号が入力された場合は、出力端子2にローレベル信号を出力する。
【0040】
接続点P1の電位をVP1、接続点P3の電位をVP3、第5の電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)Tr5の閾値電圧をVthnとすると、第5の電界効果トランジスタTr5がオフする条件は:
|VP1−VP3|−|Vthn|≦0 ・・・(13)
となる。即ち、|Vgs5|−|Vthn|≦0を満たすと第5の電界効果トランジスタTr5はオフする。
【0041】
次に図5を用いて、本発明の第3の実施の形態に係る半導体集積回路5eの動作を説明する。但し、第1及び第2の実施の形態に係る半導体集積回路5a、5cと同一の動作については説明を一部省略する。
【0042】
(a)入力端子1にハイレベル信号が入力されたとき:
(イ)入力端子1にハイレベル信号が入力されると、インバータ回路はローレベル信号を出力する。入力端子1にハイレベル信号が入力されるのと同時に、第1の電界効果トランジスタ(pMOSトランジスタ)Tr1と第4の電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)Tr4のそれぞれのゲートにハイレベル信号が入力される。第1の電界効果トランジスタTr1のゲートにハイレベル信号が入力されると、第1の電界効果トランジスタ(pMOSトランジスタ)Tr1がオフする。第4の電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)Tr4のゲートにハイレベル信号が入力されると、第4の電界効果トランジスタTr4がオンする。
【0043】
(ロ)インバータ回路3の出力するローレベル信号は、第2の電界効果トランジスタ(pMOSトランジスタ)Tr2と第5の電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)Tr5のそれぞれのドレインとゲートに入力される。第1の電界効果トランジスタTr1はオフし、接続点P2の電位はVDD程度である。したがって、式(1)及び式(2)に示す条件を満たし、第2の電界効果トランジスタTr2はオンする。一方、第5の電界効果トランジスタTr5はオフする。第4の電界効果トランジスタTr4がオン、第5の電界効果トランジスタTr5がオフするので接続点P3の電位はローレベルの電位となる。接続点P3の電位がローレベルとなると、第6の電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)Tr6はオフする。
【0044】
(ハ)接続点P2の電位VP2は徐々に低下していく。接続点P2の電位VP2が式(5)で与えられる電位に達すると、第2の電界効果トランジスタTr2はオフして、接続点P2の電位VP2はその電位を維持する。ここで、接続点P1の電位VP1≒0[V]とするとVP2=|Vthp|となる。この結果、出力端子2からはハイレベル信号が出力される。
【0045】
(b)入力端子1にローレベル信号が入力されたとき:
(イ)入力端子1にローレベル信号が入力されると、インバータ回路3はハイレベル信号を出力する。入力端子1にローレベル信号が入力されるのと同時に、第1の電界効果トランジスタTr1と第4の電界効果トランジスタTr4のそれぞれのゲートにローレベル信号が入力される。第1の電界効果トランジスタTr1のゲートにローレベル信号が入力されると、第1の電界効果トランジスタTr1がオンする。第4の電界効果トランジスタTr4のゲートにローレベル信号が入力されると、第4の電界効果トランジスタTr4がオフする。
【0046】
(ロ)第4の電界効果トランジスタがオフすると接続点P3の電位は略0[V]となる。接続点P1の電位VP1はハイレベルの電位である。よって、式(13)より、第5の電界効果トランジスタTr5はオンする。一方、第2の電界効果トランジスタTr2はオフする。第1の電界効果トランジスタTr1がオン、第2の電界効果トランジスタTr2がオフするので接続点P1の電位はハイレベルの電位となる。接続点P1の電位がハイレベルの電位となると、第3の電界効果トランジスタTr3はオフする。
【0047】
(ハ)接続点P3の電位VP3が次式で与えられる電位に達すると、第5の電界効果トランジスタTr5はオフする:
|VP1−VP3|=|Vthn| ・・・(14)
式(14)を満たすと第5の電界効果トランジスタTr5はオフして、接続点P3の電位VP3はその電位を維持する。ここで、接続点P1の電位VP1≒VDD[V]とするとVP3=VDD−Vthnとなる。
【0048】
第3の実施の形態によれば、第3の電界効果トランジスタTr3及び第6の電界効果トランジスタTr6のゲートバイアス電圧をそれぞれ低下させることができる。よって、入力端子1に入力される論理レベルをそのまま出力端子2に出力する出力電流量の少ない半導体集積回路5eを提供できる。半導体集積回路5eの出力電流量は、出力がハイレベル信号及びローレベル信号のいずれの場合においても従来と比して低減される。また、図1に示す半導体集積回路5aと同様にゲートアレイ及びエンベデッドアレイを利用して半導体集積回路5cを構成することができる。
【0049】
図6に示すように、第3の実施の形態の第1の変形例に係る半導体集積回路5fは、第2の電界効果トランジスタ(pMOSトランジスタ)Tr2のソースにドレインとゲートを接続し、第3の電界効果トランジスタ(pMOSトランジスタ)Tr3のゲートにソースを接続した第9の電界効果トランジスタTr9を更に備える点が図5と異なる。第9の電界効果トランジスタTr9はpMOSトランジスタで構成されている。第2電界効果トランジスタTr2のソースと第9の電界効果トランジスタTr9のドレインとの接続点をPA、接続点PAの電位をVPAとおくと、第2電界効果トランジスタTr2がオンする条件は:
|VPA−VP1|−|Vthp|>0 (VPA>VP1・・・(15)
となる。ここで、VP1≒0[V]とすると第2電界効果トランジスタTr2がオンする条件はVPA>|Vthp|となる。また、第9の電界効果トランジスタTr9がオンする条件は:
|VP2−VPA|−|Vthp|>0 (VP2>VPA・・・(16)
となる。式(16)に式(15)の条件を代入して整理すると:
VP2>2×|Vthp| ・・・(17)
が成り立つ。即ち、第9の電界効果トランジスタ(pMOSトランジスタ)Tr9を接続することにより、第2の電界効果トランジスタTr2の|Vthp|を2倍にするのと同等の効果を得ることができる。即ち、接続点P2の電位をより低減することが可能となる。よって、第3の電界効果トランジスタTr3のゲートバイアス電圧を更に低減することが可能となる。更に、第2の電界効果トランジスタTr2と直列に複数段電界効果トランジスタ(pMOSトランジスタ)を接続してもよい。
【0050】
図7に示すように、第3の実施の形態の第2の変形例に係る半導体集積回路5gは、第5の電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)Tr5のソースにドレインとゲートを接続し、第6の電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)Tr6のゲートにソースを接続した第9の電界効果トランジスタTr9を更に備える点が図5と異なる。第9の電界効果トランジスタTr9はnMOSトランジスタで構成されている。第2電界効果トランジスタTr2のソースと第9の電界効果トランジスタTr9のドレインとの接続点をPA、接続点PAの電位をVPAとおくと、第2電界効果トランジスタTr2がオンする条件は:
(VP1−VPA)−Vthn>0 ・・・(18)
となる。ここで、VP1≒VDD[V]とすると第2電界効果トランジスタTr2がオンする条件はVPA<VDD−Vthnとなる。また、第9の電界効果トランジスタTr9がオンする条件は:
(VPA−VP2)−Vthn>0 ・・・(19)
となる。式(19)に式(18)の条件を代入して整理すると:
VP2<VDD−2×Vthn ・・・(20)
が成り立つ。即ち、第9の電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)Tr9を接続することにより、第5の電界効果トランジスタTr5のVthnを2倍にするのと同等の効果を得ることができる。よって、インバータ回路3からハイレベルの信号が出力された場合、第6の電界効果トランジスタTr6のゲートバイアス電圧は更に低下する。更に、第5の電界効果トランジスタTr5と直列に複数段電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)を接続してもよい。
【0051】
図8に示すように、第3の実施の形態の第3の変形例に係る半導体集積回路5hは、第2の電界効果トランジスタ(pMOSトランジスタ)Tr2のソースにドレインとゲートを接続し、第3の電界効果トランジスタ(pMOSトランジスタ)Tr3のゲートにソースを接続した第9の電界効果トランジスタTr9、第5の電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)Tr5のソースにドレインとゲートを接続し、第6の電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)Tr6のゲートにソースを接続した第10の電界効果トランジスタTr10を更に備える点が図5と異なる。第9の電界効果トランジスタTr9はpMOSトランジスタで構成されている。第10の電界効果トランジスタTr10はnMOSトランジスタで構成されている。したがって、第3の電界効果トランジスタTr3と第6の電界効果トランジスタTr6のそれぞれのゲートバイアス電圧を更に低減することが可能となる。更に、第2の電界効果トランジスタTr2と直列に複数段電界効果トランジスタ(pMOSトランジスタ)を接続してもよい。また、第5の電界効果トランジスタTr5と直列に複数段電界効果トランジスタ(nMOSトランジスタ)を接続してもよい。
【0052】
(その他の実施の形態)
上記のように、本発明は第1乃至第3の実施の形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。
【0053】
第1乃至第3の実施の形態においては、ゲートアレイ及びエンベデッドアレイを利用して半導体集積回路5a、5b…5hを構成すると説明した。しかし、ゲートアレイ及びエンベデッドアレイを利用せずに同一半導体基板上にモノリシックに集積化し、モノリシック集積回路として構成してもよい。或いは、個別半導体素子をプリント基板等に実装して、ハイブリッド集積回路として構成してもよい。更に、電界効果トランジスタとしてMOSトランジスタを用いているが、接合型電界効果トランジスタ(JFET)を始め、MESFET、高電子移動度トランジスタ(HEMT)等の様々な電界効果トランジスタが使用可能であることは勿論である。
【0054】
第1乃至第3の実施の形態においては、インバータ回路としてCMOS型のインバータ回路3を用いている。インバータ回路は、例えば、抵抗とnMOSトランジスタを直列に接続した構造でもよい。この場合、nMOSトランジスタのゲートに信号が入力され、抵抗とnMOSトランジスタの接続点が出力ノードとなる。また、nMOSトランジスタとnMOSトランジスタとを直列に接続した構造でもよい。この場合、片方のnMOSトランジスタのゲートに信号が入力され、nMOSトランジスタとnMOSトランジスタとの接続点が出力ノードとなる。
【0055】
このように、本発明はここでは記載していない様々な実施の形態等を包含するということを理解すべきである。したがって、本発明はこの開示から妥当な特許請求の範囲の発明特定事項によってのみ限定されるものである。
【0056】
【発明の効果】
本発明によれば、トランジスタ占有面積を増大させることなく、既存のゲートアレイ及びエンベデッドアレイを利用可能な出力電流量の少ない半導体集積回路を提供することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態に係る半導体集積回路の回路図である。
【図2】本発明の第1の実施の形態の変形例に係る半導体集積回路の回路図である。
【図3】本発明の第2の実施の形態に係る半導体集積回路の回路図である。
【図4】本発明の第2の実施の形態の変形例に係る半導体集積回路の回路図である。
【図5】本発明の第3の実施の形態に係る半導体集積回路の回路図である。
【図6】本発明の第3の実施の形態の第1の変形例に係る半導体集積回路の回路図である。
【図7】本発明の第3の実施の形態の第2の変形例に係る半導体集積回路の回路図である。
【図8】本発明の第3の実施の形態の第3の変形例に係る半導体集積回路の回路図である。
【図9】図9(a)は従来の基本セルを示す上面略図で、図9(b)は従来のマスタチップを示す上面略図である。
【図10】図10(a)及び図10(b)は、従来のバッファ回路の回路図である。
【図11】従来のバッファ回路の回路図である。
【符号の説明】
1 入力端子
2 出力端子
3 インバータ回路
5a、5b、5c… 半導体集積回路
6 第1の基準電位端子
7 第2の基準電位端子
10 基本セル
11 ゲート電極
12 p+型半導体領域
13 n+型半導体領域
14 マスタチップ
15 I/Oセル
Tr1 第1の電界効果トランジスタ
Tr2 第2の電界効果トランジスタ
Tr3 第3の電界効果トランジスタ
Tr4 第4の電界効果トランジスタ
Tr5 第5の電界効果トランジスタ
Tr6 第6の電界効果トランジスタ
Tr7 第7の電界効果トランジスタ
Tr8 第8の電界効果トランジスタ
Tr9 第9の電界効果トランジスタ
Tr10 第10の電界効果トランジスタ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a semiconductor integrated circuit, and more particularly to a semiconductor integrated circuit using a gate array and an embedded array.
[0002]
[Prior art]
In recent years, large-scale integrated circuits (LSIs) using “gate arrays” have been actively designed. As shown in FIG. 9B, in the gate array, a master chip 14 in which the
[0003]
In digital circuits used in computer systems and the like, each digital circuit is often connected to another digital circuit via a buffer circuit. The buffer circuit includes the following circuits. The buffer circuit shown in FIG. 10A (hereinafter referred to as “first prior art”) outputs a high level signal to the
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
In the first prior art, in order to reduce the amount of current output from the
[0005]
Further, it is possible to reduce the output current capability of the buffer circuit by configuring a complicated circuit. However, there is a problem that miniaturization of the LSI is hindered due to an increase in the transistor area in the LSI. Further, when the transistor area increases, the number of necessary
[0006]
In view of the above problems, an object of the present invention is to provide a semiconductor integrated circuit with a small amount of output current that can use an existing gate array and embedded array without increasing the area occupied by a transistor.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a feature of the present invention is a semiconductor integrated circuit having first and second reference potential terminals, an input terminal, and an output terminal, comprising: (a) a first reference potential terminal and a second reference potential terminal; An inverter circuit that is connected between the first reference potential terminal and inverts an input signal input to the input terminal; (b) a first that has a source connected to the first reference potential terminal and a gate connected to the input terminal; (C) a second field effect transistor having a source connected to the drain of the first field effect transistor and a gate and a drain connected to the output node of the inverter circuit; (d) a first reference potential terminal; A third field effect transistor in which a source is connected to the gate, a gate is connected to a connection point between the drain of the first field effect transistor and the source of the second field effect transistor, and the drain is connected to the output terminal. And summarized in that a semiconductor integrated circuit comprising a register.
[0008]
According to the semiconductor integrated circuit of the present invention, the gate bias voltage of the third field effect transistor can be controlled by the first and second field effect transistors. The drain current of the third field effect transistor becomes the output current of the semiconductor integrated circuit according to the feature of the present invention. Therefore, by reducing the gate bias voltage of the third field effect transistor to about the threshold voltage, a semiconductor integrated circuit with a very small output current can be provided. The amount of output current can be reduced without correcting the gate length of the field effect transistor as in the prior art.
[0009]
Furthermore, a source is connected to the second reference potential terminal and a gate is connected to the input terminal, a source is connected to the drain of the fourth field effect transistor, and a gate is connected to the gate of the second field effect transistor. , A fifth field effect transistor having a drain connected to the drain of the second field effect transistor, a source connected to the second reference potential terminal, a drain of the fourth field effect transistor, and a fifth field effect transistor You may further provide the 6th field effect transistor which connected the gate to the connection point with a source, and connected the drain to the output terminal, respectively. In this case, the gate bias voltage of the sixth field effect transistor can be controlled by the fourth and fifth field effect transistors.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Next, first to third embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the descriptions of the drawings in the first to third embodiments, the same or similar parts are denoted by the same or similar reference numerals.
[0011]
(First embodiment)
As shown in FIG. 1, the semiconductor integrated
[0012]
The
[0013]
First field effect transistor Tr 1 , Second field effect transistor Tr 2 , Third field effect transistor Tr 3 , Fourth field effect transistor Tr 4 A pMOS transistor can be used. Fifth field effect transistor Tr 5 NMOS transistors can be used. The third field effect transistor Tr 3 Is used as an output current of the semiconductor integrated
[0014]
First to fifth field effect transistors Tr 1 , Tr 2 , Tr 3 , Tr 4 , Tr 5 Is actually mounted on a master chip in which basic cells are periodically arranged. That is, the semiconductor integrated
[0015]
Connection point P 1 The potential of V P1 , Connection point P 2 The potential of V P2 Second field effect transistor (pMOS transistor) Tr 2 Threshold voltage and gate-source potential of V thp And V gs2 Then, the second field effect transistor Tr 2 To turn off:
V P2 ≦ V P1 ... (1)
| V P1 -V P2 |-| V thp | = 0 (2)
It is necessary to satisfy one of the following. The second field effect transistor Tr 2 To turn on:
V P1 > V P2 ... (3)
| V P1 -V P2 |-| V thp | <0 (4)
It is necessary to satisfy the respective expressions. That is, | V gs2 |-| V thp Second field effect transistor (pMOS transistor) Tr when | <0 holds 2 Turns on.
[0016]
Next, the operation of the semiconductor integrated
[0017]
(A) When a high level signal is input to the input terminal 1:
(A) When a high level signal is input to the
[0018]
(B) At the same time when the high level signal is input to the
[0019]
(C) The low level signal output from the
[0020]
(D) Connection point P 2 Potential V P2 Gradually decreases. Connection point P 2 Potential V P2 Reaches the potential given by the following equation, the second field effect transistor Tr 2 Turns off:
| V P1 -V P2 | = | V thp | (5)
Second field effect transistor Tr 2 Is turned off and the connection point P 2 Potential V P2 Maintains its potential. Where connection point P 1 Potential V P1 ≒ 0 [V] V P2 = | V thp | Therefore, the third field effect transistor Tr 3 Turns on. Third field effect transistor Tr 3 Is turned on, the
[0021]
(B) When a low level signal is input to the input terminal 1:
(A) When a low-level signal is input to the
[0022]
(B) At the same time, the first field effect transistor Tr 1 A low level signal is input to the gate of the first. First field effect transistor Tr 1 Gate potential V gs1 Is the first field effect transistor Tr 1 Threshold voltage V thp Smaller than. As a result, the first field effect transistor Tr 1 Turns on. Therefore, connection point P 2 Potential V P2 Becomes a high level potential.
[0023]
(C) Connection point P 1 Potential V P1 And connection point P 2 Potential V P2 Respectively have a high level potential. Second field effect transistor Tr 2 A high level signal is input to the drain and the gate. Therefore, the second field effect transistor Tr that satisfies the expression (1) is satisfied. 2 Turn off.
[0024]
(D) Connection point P 2 Potential V P2 Becomes a high level potential, the third field effect transistor Tr 3 Gate potential V gs3 Becomes a high level potential. Third field effect transistor Tr 3 Gate potential V gs3 Becomes a high level potential, the third field effect transistor Tr 3 Turn off. Therefore, no current is output from the
[0025]
Thus, according to the first embodiment, the third field effect transistor Tr 3 The gate bias voltage can be reduced. Therefore, the amount of current output from the
[0026]
As shown in FIG. 2, the semiconductor integrated
| V PA -V P1 |-| V thp |> 0 (V PA > V P1 (6)
It becomes. Where V P1 When ≈0 [V], the second field effect transistor Tr 2 The condition for turning on is V PA > | V thp | The sixth field effect transistor Tr 6 The conditions for turning on are:
| V P2 -V PA |-| V thp |> 0 (V P2 > V PA ) ... (7)
It becomes. Substituting the condition of equation (6) into equation (7) and rearranging:
V P2 > 2 × | V thp | (8)
Holds. Thus, the sixth field effect transistor (pMOS transistor) Tr 6 To connect the second field effect transistor Tr 2 | V thp The effect of doubling | can be obtained. Therefore, when a low level signal is output from the
[0027]
(Second Embodiment)
As shown in FIG. 3, the semiconductor integrated
[0028]
Connection point P 1 The potential of V P1 , Connection point P 2 The potential of V P2 , Second field effect transistor (nMOS transistor) Tr 2 Threshold voltage of V thn Then, the second field effect transistor Tr 2 The conditions to turn off are:
| V P1 -V P2 |-| V thn | ≦ 0 (9)
It becomes. That is, | V gs2 |-| V thn When | ≦ 0 is satisfied, the second field effect transistor Tr 2 Turns off.
[0029]
Next, the operation of the semiconductor integrated
[0030]
(A) When a high level signal is input to the input terminal 1:
(A) When a high level signal is input to the
[0031]
(B) First field effect transistor Tr 1 Turns on, connection point P 2 Potential V P2 Becomes a low level potential. Second field effect transistor (nMOS transistor) Tr 2 Gate-source potential V gs2 Becomes 0 [V]. Therefore, from the equation (9), the second field effect transistor Tr 2 Turn off.
[0032]
(C) Connection point P 2 Potential V P2 Becomes a low level potential, the third field effect transistor (nMOS transistor) Tr 3 The gate potential is also a low level potential. Third field effect transistor Tr 3 When the gate potential of the third transistor becomes low level, the third field effect transistor Tr 3 Turn off. Therefore, the
[0033]
(B) When a low level signal is input to the input terminal 1:
(A) When a low level signal is input to the
[0034]
(B) Connection point P 1 Potential V P1 Is a high level potential, the second field effect transistor Tr 2 Turns on. Second field effect transistor Tr 2 When turned on, V P2 = V DD − | V thn |
[0035]
(C) Second field effect transistor Tr 2 Is turned on, the third field effect transistor Tr 3 Also turn on. As a result, a low level signal is output from the
[0036]
According to the second embodiment, it is possible to provide the semiconductor integrated
[0037]
As shown in FIG. 4, a semiconductor integrated
(V P1 -V PA -V thn > 0 (10)
It becomes. Where V P1 ≒ V DD Assuming [V], the second field effect transistor Tr 2 The condition for turning on is V PA <V DD -V thn It becomes. The sixth field effect transistor Tr 6 The conditions for turning on are:
(V PA -V P2 -V thn > 0 (11)
It becomes. Substituting the condition of equation (10) into equation (11) and rearranging:
V P2 <V DD -2 x V thn (12)
Holds. That is, the sixth field effect transistor (nMOS transistor) Tr 6 Is connected to the second field effect transistor Tr. 2 V thn The effect of doubling can be obtained. Therefore, when a high level signal is output from the
[0038]
(Third embodiment)
As shown in FIG. 5, the semiconductor integrated
[0039]
The
[0040]
Connection point P 1 The potential of V P1 , Connection point P 3 The potential of V P3 , Fifth field effect transistor (nMOS transistor) Tr 5 Threshold voltage of V thn Then, the fifth field effect transistor Tr 5 The conditions to turn off are:
| V P1 -V P3 |-| V thn | ≦ 0 (13)
It becomes. That is, | V gs5 |-| V thn If | ≦ 0 is satisfied, the fifth field effect transistor Tr 5 Turn off.
[0041]
Next, the operation of the semiconductor integrated
[0042]
(A) When a high level signal is input to the input terminal 1:
(A) When a high level signal is input to the
[0043]
(B) The low level signal output from the
[0044]
(C) Connection point P 2 Potential V P2 Gradually decreases. Connection point P 2 Potential V P2 Reaches the potential given by equation (5), the second field effect transistor Tr 2 Is turned off and the connection point P 2 Potential V P2 Maintains its potential. Where connection point P 1 Potential V P1 ≒ 0 [V] V P2 = | V thp | As a result, a high level signal is output from the
[0045]
(B) When a low level signal is input to the input terminal 1:
(A) When a low level signal is input to the
[0046]
(B) When the fourth field effect transistor is turned off, the connection point P 3 Is approximately 0 [V]. Connection point P 1 Potential V P1 Is a high level potential. Therefore, from the equation (13), the fifth field effect transistor Tr 5 Turns on. On the other hand, the second field effect transistor Tr 2 Turn off. First field effect transistor Tr 1 Is on, the second field effect transistor Tr 2 Will turn off so connection point P 1 Becomes a high level potential. Connection point P 1 Becomes a high level potential, the third field effect transistor Tr 3 Turn off.
[0047]
(C) Connection point P 3 Potential V P3 Reaches the potential given by the following equation, the fifth field effect transistor Tr 5 Turns off:
| V P1 -V P3 | = | V thn | (14)
When the expression (14) is satisfied, the fifth field effect transistor Tr 5 Is turned off and the connection point P 3 Potential V P3 Maintains its potential. Where connection point P 1 Potential V P1 ≒ V DD [V] means V P3 = V DD -V thn It becomes.
[0048]
According to the third embodiment, the third field effect transistor Tr 3 And the sixth field effect transistor Tr 6 The gate bias voltage can be reduced. Therefore, it is possible to provide the semiconductor integrated
[0049]
As shown in FIG. 6, the semiconductor integrated
| V PA -V P1 |-| V thp |> 0 (V PA > V P1 ... (15)
It becomes. Where V P1 When ≈0 [V], the second field effect transistor Tr 2 The condition for turning on is V PA > | V thp | The ninth field effect transistor Tr 9 The conditions for turning on are:
| V P2 -V PA |-| V thp |> 0 (V P2 > V PA ... (16)
It becomes. Substituting the condition of equation (15) into equation (16) and rearranging:
V P2 > 2 × | V thp | (17)
Holds. That is, the ninth field effect transistor (pMOS transistor) Tr 9 To connect the second field effect transistor Tr 2 | V thp An effect equivalent to doubling | can be obtained. That is, the connection point P 2 Can be further reduced. Therefore, the third field effect transistor Tr 3 It is possible to further reduce the gate bias voltage. Furthermore, the second field effect transistor Tr 2 And a multi-stage field effect transistor (pMOS transistor) may be connected in series.
[0050]
As shown in FIG. 7, the semiconductor integrated
(V P1 -V PA -V thn > 0 (18)
It becomes. Where V P1 ≒ V DD Assuming [V], the second field effect transistor Tr 2 The condition for turning on is V PA <V DD -V thn It becomes. The ninth field effect transistor Tr 9 The conditions for turning on are:
(V PA -V P2 -V thn > 0 (19)
It becomes. Substituting the condition of equation (18) into equation (19) and rearranging:
V P2 <V DD -2 x V thn ... (20)
Holds. That is, the ninth field effect transistor (nMOS transistor) Tr 9 To connect the fifth field effect transistor Tr 5 V thn An effect equivalent to doubling the value can be obtained. Therefore, when a high level signal is output from the
[0051]
As shown in FIG. 8, the semiconductor integrated
[0052]
(Other embodiments)
As described above, the present invention has been described according to the first to third embodiments. However, it should not be understood that the description and drawings constituting a part of this disclosure limit the present invention. From this disclosure, various alternative embodiments, examples and operational techniques will be apparent to those skilled in the art.
[0053]
In the first to third embodiments, it has been described that the semiconductor integrated
[0054]
In the first to third embodiments, a CMOS
[0055]
Thus, it should be understood that the present invention includes various embodiments and the like not described herein. Therefore, the present invention is limited only by the invention specifying matters in the scope of claims reasonable from this disclosure.
[0056]
【The invention's effect】
According to the present invention, it is possible to provide a semiconductor integrated circuit with a small output current amount that can use an existing gate array and embedded array without increasing the transistor occupation area.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a semiconductor integrated circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram of a semiconductor integrated circuit according to a modification of the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram of a semiconductor integrated circuit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram of a semiconductor integrated circuit according to a modification of the second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram of a semiconductor integrated circuit according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a circuit diagram of a semiconductor integrated circuit according to a first modification of the third embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram of a semiconductor integrated circuit according to a second modification of the third embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a circuit diagram of a semiconductor integrated circuit according to a third modification of the third embodiment of the present invention.
FIG. 9A is a schematic top view showing a conventional basic cell, and FIG. 9B is a schematic top view showing a conventional master chip.
FIG. 10A and FIG. 10B are circuit diagrams of conventional buffer circuits.
FIG. 11 is a circuit diagram of a conventional buffer circuit.
[Explanation of symbols]
1 Input terminal
2 Output terminal
3 Inverter circuit
5a, 5b, 5c ... Semiconductor integrated circuit
6 First reference potential terminal
7 Second reference potential terminal
10 basic cells
11 Gate electrode
12 p + Type semiconductor region
13 n + Type semiconductor region
14 Master chip
15 I / O cell
Tr 1 First field effect transistor
Tr 2 Second field effect transistor
Tr 3 Third field effect transistor
Tr 4 Fourth field effect transistor
Tr 5 Fifth field effect transistor
Tr 6 Sixth field effect transistor
Tr 7 Seventh field effect transistor
Tr 8 Eighth field effect transistor
Tr 9 Ninth field effect transistor
Tr 10 Tenth field effect transistor
Claims (10)
前記第1の基準電位端子と前記第2の基準電位端子との間に接続され、前記入力端子に入力された入力信号を反転するインバータ回路と、
前記第1の基準電位端子にソースを接続し、前記入力端子にゲートを接続した第1の電界効果トランジスタと、
該第1の電界効果トランジスタのドレインにソースを接続し、前記インバータ回路の出力ノードにゲートとドレインを接続した第2の電界効果トランジスタと、前記第1の基準電位端子にソースを接続し、前記第1の電界効果トランジスタのドレインと前記第2の電界効果トランジスタのソースとの接続点にゲートを接続し、前記出力端子にドレインを接続した第3の電界効果トランジスタ
とを備えることを特徴とする半導体集積回路。A semiconductor integrated circuit having first and second reference potential terminals, an input terminal, and an output terminal,
An inverter circuit connected between the first reference potential terminal and the second reference potential terminal and inverting an input signal input to the input terminal;
A first field effect transistor having a source connected to the first reference potential terminal and a gate connected to the input terminal;
A source connected to a drain of the first field effect transistor, a second field effect transistor having a gate and a drain connected to an output node of the inverter circuit; a source connected to the first reference potential terminal; And a third field effect transistor having a gate connected to a connection point between a drain of the first field effect transistor and a source of the second field effect transistor and a drain connected to the output terminal. Semiconductor integrated circuit.
前記第1の基準電位端子にソースを、前記入力端子にゲートを、前記出力ノードにドレインをそれぞれ接続した第4の電界効果トランジスタと、
前記第2の基準電位端子にソースを、前記入力端子にゲートを、前記出力ノードにドレインをそれぞれ接続した第5の電界効果トランジスタ
とを備えることを特徴とする請求項1記載の半導体集積回路。The inverter circuit is
A fourth field effect transistor having a source connected to the first reference potential terminal, a gate connected to the input terminal, and a drain connected to the output node;
2. The semiconductor integrated circuit according to claim 1, further comprising: a fifth field effect transistor having a source connected to the second reference potential terminal, a gate connected to the input terminal, and a drain connected to the output node.
該第4の電界効果トランジスタのドレインにソースを、前記第2の電界効果トランジスタのゲートにゲートを、前記第2の電界効果トランジスタのドレインにドレインをそれぞれ接続した第5の電界効果トランジスタと、
前記第2の基準電位端子にソースを、前記第4の電界効果トランジスタのドレインと前記第5の電界効果トランジスタのソースとの接続点にゲートを、前記出力端子にドレインをそれぞれ接続した第6の電界効果トランジスタ
とを更に備えることを特徴とする請求項1記載の半導体集積回路。A fourth field effect transistor having a source connected to the second reference potential terminal and a gate connected to the input terminal;
A fifth field effect transistor having a source connected to the drain of the fourth field effect transistor, a gate connected to the gate of the second field effect transistor, and a drain connected to the drain of the second field effect transistor;
A source connected to the second reference potential terminal, a gate connected to a connection point between the drain of the fourth field effect transistor and the source of the fifth field effect transistor, and a drain connected to the output terminal; The semiconductor integrated circuit according to claim 1, further comprising a field effect transistor.
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