JP3895205B2

JP3895205B2 - Microwave integrated circuit semiconductor device and high frequency module

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Publication number: JP3895205B2
Application number: JP2002092999A
Authority: JP
Inventors: 英紀西島; 宏明仙田; 浅光東坂
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 2002-03-28
Filing date: 2002-03-28
Publication date: 2007-03-22
Anticipated expiration: 2022-03-28
Also published as: JP2003297971A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マイクロ波集積回路半導体素子、及びこのマイクロ波集積回路半導体素子が組込まれた高周波モジュールに関する。
【０００２】
【従来の技術】
マイクロ波集積回路半導体素子（Microwave Monolithic Integrated Circuit：以下MMICと略記する）、特に、砒化ガリウム電界効果トランジスタ（GaAsFET）を能動素子とするマイクロ波集積回路半導体素子(GaAsMMIC)は、動作周波数が1ギガヘルツ（ＧHz）を超える高周波モジュールに組込まれて広く利用されている。
【０００３】
砒化ガリウム電界効果トランジスタ（GaAsFET）を能動素子とするマイクロ波集積回路半導体素子（GaAsMMIC）は、半絶縁性基板上に形成されたGaAsFETと、同じくこの半絶縁性基板上に形成され、GaAsFETに信号を入出力するための伝送線路とから構成されている。
【０００４】
伝送線路としては、従来、半絶縁性基板の表面に信号線、裏面に接地導体を有するマイクロストリップ型伝送線路が用いられていたが、最近はオンウエーハでの測定評価が可能なコプレーナ型伝送線路、すなわち半絶縁性基板の表面に信号線と接地導体との両方を形成した伝送線路が注目され、特に製品レベルのマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）においては広く用いられ始めている。
【０００５】
図８に、このようなマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）が組込まれた高周波モジュールの上面図を示す。矩形状の金属台１の周囲には側壁２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄが一体形成され、互いに対向する側壁２ａ、２ｂには信号を入出力するためのコネクタ３ａ、３ｂが取付けられている。この金属台１の上面の中央にはマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）４が取付けられ、MMIC４の近傍には、このMMIC４へ駆動電源を供給するための電源回路５ａ、５ｂが設けられている。
【０００６】
さらに、この金属台１の上面には、誘電体基板６ａ、６ｂの表面と裏面とに信号線及び接地導体が形成されたマイクロストリップ型伝送線路７ａ、７ｂが取付けられている。このマイクロストリップ型伝送線路７ａ、７ｂは、コネクタ３ａ、３ｂとMMIC４とを接続する。この高周波モジュールには、図示しないカバーが設けられている。
【０００７】
図９に電力増幅用のマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）４の概略構成を示す。例えば砒化ガリウム（GaAs）からなる矩形形状を有す厚み０．４ｍｍの半絶縁性基板８の表面に、砒化ガリウム電界効果トランジスタ（GaAsFET）９、及び幅０．３ｍｍの信号線１０とこの信号線１０の両側に０．３ｍｍ離れて形成された一対の接地導体１１、１２からなるコプレーナ型伝送線路１３が形成されている。
【０００８】
さらに、半絶縁性基板８の裏面１４には、このMMIC４を高周波モジュールの金属台１の上面に半田付けするための例えば金（Ａｕ）からなる裏面導体１５が形成されている。このMMIC４の上面の形状は例えば１ｍｍ×３ｍｍである。
【０００９】
図１０は図８の高周波モジュールの要部を取出して示す斜視図である。金属台１の上面におけるMMIC４に対する信号の入力側及び出力側に、それぞれマイクロストリップ型伝送線路７ａ、７ｂが取付けられている。この各マイクロストリップ型伝送線路７ａ、７ｂは、厚み０．３ｍｍの誘電体基板６ａ、６ｂと、この誘電体基板６ａ、６ｂの表面に形成された幅０．５ｍｍの信号線１６と、この誘電体基板６ａ、６ｂの裏面全面に形成された接地導体１７とから構成されている。
【００１０】
なお、マイクロストリップ型伝送線路７ａ、７ｂには直流分を遮断するためのキャパシタ、及び直流電源供給用のインダクタが設けられるが、ここでは省略されている。
【００１１】
高周波モジュールにおいては、MMIC４の表面に形成されたコプレーナ伝送線路１３の信号線１０とマイクロストリップ型伝送線路７ａ、７ｂの信号線１６とが金属リボン１８により電気的に連結されている。さらに、コプレーナ型伝送線路１３の接地導体１１、１２とマイクロストリップ型伝送線路７ａ、７ｂの接地導体１７（金属台１の上面）が同じく金属リボン１８により電気的に連結されている。なお、MMIC４の入力側と出力側と、マイクロストリップ伝送線路７ａ、７ｂと間にはそれぞれ連結部１９、２０が設けられている。
【００１２】
このような構成の高周波モジュールにおいて、コネクタ３ａから入力された高周波信号は、マイクロストリップ型伝送線路７ａ、コプレーナ伝送線路１３を介して、砒化ガリウム電界効果トランジスタ（GaAsFET）９へ入力され、電力増幅されたのち、コプレーナ伝送線路１３、マイクロストリップ型伝送線路７ｂを介してコネクタ３ｂから外部へ出力される。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図８、図９、図１０に示したマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）４、及びこのマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）４が組込まれた高周波モジュールにおいてもまだ解消すべき次のような課題があった。
【００１４】
すなわち、かかる構造の高周波モジュールの欠点は、特定のマイクロ波周波数で電力利得の急激な変化（ディップ）が生じ、またパルス動作の場合には、パルス信号波形にいわゆるリンギング等が生じることである。この原因は以下の様に説明できる。
【００１５】
図９において、マイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）４におけるコプレーナ型伝送線路１３の直下である半絶縁性基板８の裏面１４に、半田付けするための裏面導体１５がある場合には、半絶縁性基板８の表面に形成されたコプレーナ伝送線路１３の接地導体１１、１２とこの裏面導体１５との間で平行平板モード電磁波が伝播する。
【００１６】
この状態で、MMIC４の入出力側に、例えば５０Ωの特性インピーダンスを有するマイクロストリップ型伝送線路７ａ、７ｂを接続した場合、MMIC４内を伝播する平行平板モード電磁波がインピーダンスの不整合により連結部１９、２０で反射し、MMIC４内で共振状態が生じる。
【００１７】
高周波モジュールの周波数特性を検証すると、MMIC４内での共振状態における共振周波数での異常な振る舞い、すなわち、前述の電力利得の急激な変化（ディップ）やパルス増幅信号におけるリンギング現象が発生する。
【００１８】
図１１に、上述した、電力増幅用の高周波モジュールにおける周波数特性の実測値を示す。図１１の特性に示すように、複数の特定周波数（約３０ＧHz、３８ＧHz、４５ＧHz）で顕著な電力利得の落ち込み（最大３ｄＢのディップ）が生じ、高周波モジュールにおける有効帯域幅である３ｄＢ帯域幅が約３７ＧHzに制限される。
【００１９】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、抵抗体膜を採用することにより、コプレーナ型伝送線路を有する集積回路半導体素子における平行平板モード電磁波のエネルギーを低減させ、良好な周波数特性を有するマイクロ波集積回路半導体素子及びこのマイクロ波集積回路半導体素子が組込まれた高周波モジュールを提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、板形状を有する半絶縁性基板の表面に、マイクロ波半導体素子とこのマイクロ波半導体素子に対して信号を入出力するためのコプレーナ型伝送線路とが形成されたマイクロ波集積回路半導体素子に適用される。
【００２１】
そして、上記課題を解消するために、本発明のマイクロ波集積回路半導体素子においては、半絶縁性基板における、表面に対向する裏面とコプレーナ型伝送線路に直交する一対の端面とコプレーナ型伝送線路に平行する一対の側面との少なくとも一つの面に抵抗体膜を形成している。
【００２２】
このように構成されたマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）においては、表面にコプレーナ型伝送線路が形成された半絶縁性基板における表面以外の裏面、端面、側面のいずれかの面には抵抗体膜が形成されている。
【００２３】
この抵抗体膜は、コプレーナ型伝送線路と半絶縁性基板の裏面に形成された裏面導体又は抵抗体膜との間で生起され、MMIC内を伝搬される平行平板モード電磁波のエネルギーを抵抗損失の形で吸収する。
【００２４】
したがって、たとえ、この平行平板モード電磁波が、MMICと外部のマイクロストリップ型伝送線路等の信号入出力線路との間のインピーダンス不一致により、MMIC内に共振現象が生じたとしても、そのレベルは小さい。よって、このMMICの周波数特性において共振現象に起因して特定の周波数に大きな変化（ディップ）が生じることが防止され、良好な周波数特性を得ることが可能である。
【００２５】
また、別の発明においては、上述した発明のマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）において、抵抗体膜を半絶縁性基板の裏面全面のみに形成している。
【００２６】
また、別の発明においては、抵抗体膜を半絶縁性基板の裏面、一対の端面及び一対の側面に形成している。
【００２７】
また、別の発明においては、抵抗体膜を半絶縁性基板の一対の端面にのみに形成している。
【００２８】
また、別の発明においては、抵抗体膜半絶縁性基板の一対の側面にのみに形成している。
【００２９】
さらに、別の発明は、金属台と、この金属台の上面の一部に、少なくとも裏面がこの上面に対向するように取付けられた上述した発明のマイクロ波集積回路半導体素子と、この金属台の上面におけるマイクロ波集積回路半導体素子の近接位置に取付けられ、コプレーナ型伝送線路を介してマイクロ波半導体素子に対して信号を入出力するためのマイクロストリップ型伝送線路とを備えた高周波モジュールである。
【００３０】
そして、金属台の上面におけるマイクロ波集積回路半導体素子が対向する領域の一部と対向するマイクロ波集積回路半導体素子との間に空隙を設けている。
【００３１】
このように構成された高周波モジュールにおいては、金属台の上面とマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）との間に空隙が設けられている。このように、空隙を設けることによって、金属台がMMICの半絶縁性基板の裏面の抵抗体膜又は裏面導体に接触する面積が減少するので、前述した平行平板モード電磁波のエネルギーの低減効果をさらに促進できる。
【００３２】
また、別の発明は、上述した発明を、抵抗体膜が半絶縁性基板の裏面全面のみに形成されたマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）が組込まれた高周波モジュールに適用している。
【００３３】
このように、抵抗体膜の形成位置を金属台に対向する半絶縁性基板の裏面全面に限定することによって、上述した空隙を設けたことによる作用効果をより一層向上できる。
【００３４】
さらに、別の発明は、上述した発明の高周波モジュールにおいて、マイクロ波半導体素子に対して入出力される信号の周波数をｆとし、空気の誘電率をε₀とすると、抵抗体膜のシート抵抗値Ｒと空隙の厚みｄとの関係を、
０．１πε₀ｆ≦（ｄ／Ｒ）≦０．４πε₀ｆ
のように設定している。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の各実施形態を図面を用いて説明する。
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係わるマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）の概略構成を示す斜視図である。図９に示す従来のマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）４と同一部分には同一符号を付して、重複する部分の詳細説明は省略する。
【００３６】
この第１実施形態のマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）４ａにおいては、図９に示す従来のマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）４における裏面導体１５に代えて、半絶縁性基板８の裏面１４の全面に亘って抵抗体膜２１が形成されている。
【００３７】
例えば砒化ガリウム（GaAs）からなる矩形形状を有す厚み０．４ｍｍの半絶縁性基板８の表面に、砒化ガリウム電界効果トランジスタ（GaAsFET）９、及び幅０．３ｍｍの信号線１０とこの信号線１０の両側に０．３ｍｍ離れて形成された一対の接地導体１１、１２とからなるコプレーナ型伝送線路１３が形成されている。
【００３８】
さらに、半絶縁性基板８の裏面１４には、全面に亘ってニッケル（Ｎｉ）・クロム（Ｃｒ）からなるシート抵抗４０Ωを有し、例えば０．５μｍの厚みを有した抵抗体膜２１が例えば真空蒸着法により形成されている。このMMIC４ａの上面の形状は例えば１ｍｍ×３ｍｍである。
【００３９】
なお、この第１実施形態のMMIC４ａにおいては、半絶縁性基板８のコプレーナ型伝送線路１３に直交する一対の端面２２及びコプレーナ型伝送線路１３に平行する一対の側面２３には、抵抗体膜２１は形成されていない。
【００４０】
このように構成された第１実施形態のマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）４ａの特徴を説明する。
【００４１】
すなわち、このように構成されたMMIC４ａにおいても、図９に示した従来のMMIC４と同様に、半絶縁性基板８の表面に形成された接地導体１１、１２と裏面１４に形成された抵抗体膜２１との間で平行平板モード電磁波が発生しMMIC４ａ内を伝搬する。しかし、この平行平板モード電磁波のエネルギーは抵抗体膜２１により抵抗損として消費される。
【００４２】
したがって、このMMIC４ａを図３に示すように高周波モジュールに組込んだ場合に、この平行平板モード電磁波が、MMIC４ａと外部のマイクロストリップ型伝送線路７ａ、７ｂとの間のインピーダンス不一致により、MMIC４ａ内に共振現象が生じたとしても、そのレベルは小さい。よって、このMMIC４ａの周波数特性において共振現象に起因して特定の周波数に大きな変化（ディップ）が生じることが防止され、良好な周波数特性を得ることが可能である。
【００４３】
（第２実施形態）
図２は本発明の第２実施形態に係わる高周波モジュールの要部を取出して示す斜視図である。図１０に示す従来の高周波モジュールと同一部分には、同一符号を付して、重複する部分の詳細説明は省略する。なお、高周波モジュールの上面図は、図８とほぼ同一であるので省略する。この第２実施形態に係わる高周波モジュール内には、図１に示す第１実施形態のマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）４ａが組込まれている。
【００４４】
金属台１の上面におけるMMIC４ａに対する信号の入力側及び出力側に、それぞれマイクロストリップ型伝送線路７ａ、７ｂが取付けられている。この各マイクロストリップ型伝送線路７ａ、７ｂは、厚み０．３ｍｍの誘電体基板６ａ、６ｂと、この誘電体基板６ａ、６ｂの表面に形成された幅０．５ｍｍの信号線１６と、この誘電体基板６ａ、６ｂの裏面全面に形成された接地導体１７とから構成されている。
【００４５】
また、MMIC４ａの表面に形成されたコプレーナ伝送線路１３の信号線１０とマイクロストリップ型伝送線路７ａ、７ｂの信号線１６とが金属リボン１８により電気的に連結されている。さらに、コプレーナ型伝送線路１３の接地導体１１、１２とマイクロストリップ型伝送線路７ａ、７ｂの接地導体１７（金属台１の上面）が同じく金属リボン１８により電気的に連結されている。なお、MMIC４ａの入力側と出力側と、マイクロストリップ伝送線路７ａ、７ｂと間にはそれぞれ連結部１９、２０が設けられている。
【００４６】
そして、この第２実施形態の高周波モジュールにおいては、金属台１の上面におけるMMIC４ａの半絶縁性基板８の抵抗体膜２１が形成された裏面１４に対向する領域の一部に凹部からなる厚みｄを有する空隙２４が形成されている。
【００４７】
このように構成された第２実施形態の高周波モジュールにおいては、図１０で示した従来の高周波モジュールと同様に、コネクタ３ａから入力された高周波信号は、マイクロストリップ型伝送線路７ａ、コプレーナ伝送線路１３を介して、砒化ガリウム電界効果トランジスタ（GaAsFET）９へ入力され、電力増幅されたのち、コプレーナ伝送線路１３、マイクロストリップ型伝送線路７ｂを介してコネクタ３ｂから外部へ出力される。
【００４８】
次に、厚みｄを有する空隙２４を設けた理由を説明する。
すなわち、図１に示す抵抗体膜２１が形成されたMMIC４ａを空隙２４が形成されていない高周波モジュールの金属台１の上面に直接搭載すると、抵抗体膜２１は金属台１により電気的に短絡されてしまうため、平行平板モード電磁波のエネルギーを消費させる効力を十分発揮できない。
【００４９】
抵抗体膜２１に平行平板モード電磁波のエネルギーを十分に消費させさせるためには、MMIC４ａから金属台１を無限に遠方に遠ざけること、言い換えれば、MMIC４ａと金属台１との聞に無限大の間隔を設ける必要がある。しかし、無限大の間隔を設けることは実際面では不可能である。
【００５０】
しかしながら、半絶縁性基板８の比誘電率は約１２．７と空気の比誘電率の１０倍以上である。したがって、平行平板モード電磁波のエネルギーの大半は半絶縁性基板８の中に閉じ込められるため、半絶縁性基板８の裏面１４に設けた抵抗体膜２１において、十分な電磁エネルギーの消費が期待できる。
【００５１】
ここで再び前記の間隔、すなわち、半絶縁性基板８の裏面１４と金属台１との間に設ける空隙２４の厚みｄについて検証する。発明者等はその間隔（空隙２４の厚みｄ）としては、おおよそ以下の様に見積ると共に、電磁化シミュレーションによりそれを確認した。
【００５２】
すなわち、抵抗体膜２１と金属台１との間の結合インピーダンスを抵抗休膜２１の横方向抵抗の１／１０を1つの目安とした。１／１０は半絶縁性基板８の比誘電率と空気の比誘電率との比を考慮している。この関係を計算式で現せば下式となる。ただし、Ｒは抵抗体のシート抵抗値、fはスプリアスを抑制したい周波数（マイクロ波半導体素子に対して入出力される信号の周波数）、ε₀は空気の誘電率、Ｃはキャパシティである。
【００５３】
１／（２πｆＣ）＝Ｒ／１０
但し、Ｃ＝ε₀／ｄ
したがって、
ｄ＝０．２πｆε₀Ｒ
ｄ／Ｒ＝０．２πε₀ｆ
今、抵抗体膜２１のシート抵抗値Ｒを４０Ω、周波数ｆ＝４０ＧHz、空気の誘電率ε₀＝８．８５×１０^-14とすると、空隙２４の厚みｄは約１ｍｍとなる。
【００５４】
図３は、電磁界シミユレーションにより平行平板モード電磁波のエネルギー低減の効果を確かめた周波数特性の結果を示す図である。なお、半絶縁性基板８の表面積は８ｍｍ×１ｍｍ、厚みは０．４ｍｍである。さらに、この半絶縁性基板８の表面（上面）は導体でメタライズされており、半絶縁性基板８の裏面１４と金属台１との間の空隙２４の厚みｄは１ｍｍとしている。そして、
（ａ）半絶縁性基板８の裏面１４に従来の裏面導体１５を形成
（ｂ）半絶縁性基板８の裏面１４にシート抵抗４０Ωの抵抗体膜２１を形成
（ｃ）半絶縁性基板８の裏面１４にシート抵抗２０Ωの抵抗体膜２１を形成
（ｄ）半絶縁性基板８の裏面１４にシート抵抗１０Ωの抵抗体膜２１を形成
の条件でシミュレーション計算を実施した。
【００５５】
このシミュレーション結果で理解できるように、半絶縁性基板８の裏面１４に裏面導体１５を形成した従来のMMIC４の掲合には、３５ＧHzと４４ＧHzおよび５５ＧHz、５８ＧHz近傍で共振が発生している（利得偏差量：約３ｄＢ）。これに対して、実施形態で示す半絶縁性基板８の裏面１４にシート抵抗４０Ωの抵抗体膜２１を形成した場合には、共振は殆ど抑制されていることが理解できる。
【００５６】
なお、上記の結果は前記の式に基づいて空隙２４の厚みｄを１ｍｍ、抵抗体膜２１のシート抵抗を４０Ωとしたが、この値に限る必要はないことは言うまでもない。例えば、抵抗体膜２１のシート抵抗を半分の２０Ωとした場合にも相当の効果が得られることは図３のシミユレーション結果から解る。
【００５７】
一方、抵抗体膜２１のシート抵抗Ｒが大きくなると、抵抗体膜２１中の電磁波エネルギー消費は少なくなり、最終的には半絶縁性基板８の表面における表面電極１１、１２と金属台１との間で平行平板モード電磁波が発生する。このことより、空隙２４の厚みｄと抵抗体膜２１のシート抵抗Ｒとの比ｄ／Ｒの下限を０．１πε₀ｆとした。
【００５８】
以上の考察及び電磁界シミユレーション結果より、抵抗体膜２１のシート抵抗値Ｒと空隙２４の厚みｄの好ましい関係としては下式が妥当といえる。
【００５９】
０．１πε₀ｆ≦（ｄ／Ｒ）≦０．４πε₀ｆ
したがって、図１、図２に示す第１、第２の実施形態のMMIC４ａ、高周波モジュールにおける抵抗体膜２１のシート抵抗Ｒを４０Ωとし、空隙２４の厚みｄを１ｍｍとしている。
【００６０】
図４は、第２実施形態の高周波モジュールにおける実測された利得（ゲイン）の周波数特性図である。約３８ＧHzの共振周波数における利得の落込み量は約１ｄＢと、図１１に示す従来の高周波モジュールにおける同一共振周波数における利得の落込み量３ｄＢに比較して、大幅に改良されている。さらに、高周波モジュールにおける有効帯域幅である３ｄＢ帯域幅が約４７ＧHzに改善されている。
【００６１】
（第３実施形態）
図５は、本発明の第３実施形態に係わるマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）の概略構成を示す斜視図である。図１に示す第１実施形態のマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）４ａと同一部分には同一符号を付して、重複する部分の詳細説明は省略する。
【００６２】
この第３実施形態のマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）４ｂにおいては、半絶縁性基板８の裏面１４に抵抗体膜２１が形成されるとともに、半絶縁性基板８のコプレーナ型伝送線路１３に直交する一対の端面２２及びコプレーナ型伝送線路１３に平行する一対の側面２３にも、裏面１４の抵抗体膜２１と同一厚さ及び同一シート抵抗値を有する抵抗体膜２１ａ、２１ｂが形成されている。
【００６３】
半絶縁性基板８の各端面２２及び各側面２３に抵抗体膜２１ａ、２１ｂを形成する方法としては、例えば半絶縁性基板８の表面（上面）のみホトレジストを残存させた状態で上面方向及び斜め方向より、例えばＣｒ、Ｎｉからなる抵抗体膜２１ａ、２１ｂを真空蒸着することにより実現できる。
【００６４】
但し、その際、端面２２の抵抗体膜２１ａはコプレーナ型伝送線路１３の信号線１０と離して形成する必要があることは言うまでもない。一方、端面２２の抵抗体膜２１ａはコプレーナ型伝送線路１３の接地導体１１、１２と接触している方が好ましいが、高周波的な結合が確保されているため必ずしも接触している必要はない。
【００６５】
このように構成された第３実施形態のマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）４ｂにおいては、製造方法がやや複雑になるという欠点はあるものの、MMIC４ｂ内で伝搬される共振状態の平行平板モード電磁波が外部のマイクロストリップ型伝送線路７ａ、７ｂへ出力される際に、この端面２２に形成された抵抗体膜２１ａで有効に吸収されるため、図１に示す第１実施形態のMMIC４ａに比較して改善の度合いは大きい。
【００６６】
（第４実施形態）
図６は、本発明の第４実施形態に係わるマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）の概略構成を示す斜視図である。図５に示す第３実施形態のマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）４ｂと同一部分には同一符号を付して、重複する部分の詳細説明は省略する。
【００６７】
この第４実施形態のマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）４ｃにおいては、半絶縁性基板８の裏面１４に、従来のMMIC４で用いた裏面導体１５が形成されるとともに、半絶縁性基板８のコプレーナ型伝送線路１３に直交する一対の端面２２に抵抗体膜２１ａが形成されている。しかし、コプレーナ型伝送線路１３に平行する一対の側面２３には抵抗体膜２１ｂは形成されていない。
【００６８】
このように構成された第４実施形態のマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）４ｃにおいては、半絶縁性基板８の一対の端面２２に抵抗体膜２１ａが形成されているので、図５に示す第３実施形態のMMIC４ｂと同様に、平行平板モード電磁波が端面２２に形成された抵抗体膜２１ａで有効に吸収されるので、共振のエネルギーは小さくなり、高周波モジュール特性が改善される。
【００６９】
また、この第４実施形態のMMIC４ｃにおいては、半絶縁性基板８の裏面１４に裏面導体１５が形成さているので、このMMIC４ｃを高周波モジュールの金属台１上に直接半田付けできるので、熱伝導性を高めることができ、高周波モジュールの温度上昇を抑制できる。
【００７０】
（第５実施形態）
図７は、本発明の第５実施形態に係わるマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）の概略構成を示す斜視図である。図６に示す第４実施形態のマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）４ｃと同一部分には同一符号を付して、重複する部分の詳細説明は省略する。
【００７１】
この第５実施形態のマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）４ｄにおいては、半絶縁性基板８の裏面１４に従来のMMIC４で用いた裏面導体１５が形成されるとともに、半絶縁性基板８のコプレーナ型伝送線路１３に平行する一対の側面２３に抵抗体膜２１ｂが形成されている。しかし、コプレーナ型伝送線路１３に直交する一対の端面２２には抵抗体膜２１ａは形成されていない。
【００７２】
このように構成された第５実施形態のマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）４ｄにおいては、半絶縁性基板８の一対の側面２３に抵抗体膜２１ｂが形成されているので、図６に示す第４実施形態のMMIC４ｃと同様に、平行平板モード電磁波が側面２３に形成された抵抗体膜２１ｂで有効に吸収されるので、共振のエネルギーは小さくなり、高周波モジュール特性が改善される。
【００７３】
また、この第４実施形態のMMIC４ｄにおいても、半絶縁性基板８の裏面１４に裏面導体１５が形成さているので、このMMIC４ｄを高周波モジュールの金属台１上に直接半田付けできるので、熱伝導性を高めることができ、高周波モジュールの温度上昇を抑制できる。
【００７４】
なお、本発明は上述した各実施形態のマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）に限定されるものではない。各実施形態のマイクロ波集積回路半導体素子（MMIC）においては、能動素子としてのマイクロ波半導体素子として砒化ガリウム電界効果トランジスタ（GaAsFET）９を採用したが、シリコン等の他の半導体材料を用いたマイクロ波半導体素子を採用することも可能である。
【００７５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のマイクロ波集積回路半導体素子、及びこのマイクロ波集積回路半導体素子が組込まれた高周波モジュールにおいては、抵抗体膜を採用することにより、また、金属台と半絶縁性基板の裏面との間に空隙を設けることにより。コプレーナ型伝送線路を有する集積回路半導体素子における平行平板モード電磁波のエネルギーを低減させ、広帯域の良好な周波数特性を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係わるマイクロ波集積回路半導体素子の概略構成を示す斜視図
【図２】本発明の第２実施形態に係わる高周波モジュールの要部を取出して示す斜視図
【図３】同第２実施形態に係わる高周波モジュールに組込まれたマイクロ波集積回路半導体素子にて生起される平行平板モード電磁波のシミュレーション結果を示す図
【図４】同第２実施形態の高周波モジュールにおける実測された利得（ゲイン）の周波数特性図
【図５】本発明の第３実施形態に係わるマイクロ波集積回路半導体素子の概略構成を示す斜視図
【図６】本発明の第４実施形態に係わるマイクロ波集積回路半導体素子の概略構成を示す斜視図
【図７】本発明の第５実施形態に係わるマイクロ波集積回路半導体素子の概略構成を示す斜視図
【図８】従来の高周波モジュールの上面図
【図９】従来のマイクロ波集積回路半導体素子の概略構成を示す斜視図
【図１０】従来の高周波モジュールの要部を取出して示す斜視図
【図１１】同従来の高周波モジュールにおける実測された利得（ゲイン）の周波数特性図
【符号の説明】
１…金属台
４、４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ…マイクロ波集積回路半導体素子
６ａ、６ｂ…誘電体基板
７ａ、７ｂ…マイクロストリップ型伝送線路
８…半絶縁性基板
９…砒化ガリウム電界効果トランジスタ
１０、１６…信号線
１１、１２、１７…接地導体
１３…コプレーナ型伝送線路
１４…裏面
１５…裏面導体
１８…金属リボン
１９、２０…連結部
２１、２１ａ、２１ｂ…抵抗体膜
２２…端面
２３…側面
２４…空隙[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a microwave integrated circuit semiconductor element and a high-frequency module in which the microwave integrated circuit semiconductor element is incorporated.
[0002]
[Prior art]
Microwave monolithic integrated circuit (hereinafter abbreviated as MMIC), especially microwave integrated circuit semiconductor device (GaAsMMIC) using gallium arsenide field-effect transistor (GaAsFET) as an active element has an operating frequency of 1 GHz It is widely used by being incorporated in a high-frequency module exceeding (GHz).
[0003]
A microwave integrated circuit semiconductor device (GaAsMMIC) using a gallium arsenide field-effect transistor (GaAsFET) as an active device is formed on a semi-insulating substrate, and is also formed on this semi-insulating substrate. And a transmission line for inputting and outputting.
[0004]
As the transmission line, a microstrip type transmission line having a signal line on the surface of the semi-insulating substrate and a ground conductor on the back side has been used, but recently, a coplanar type transmission line that can be measured and evaluated on-wafer, That is, a transmission line in which both a signal line and a ground conductor are formed on the surface of a semi-insulating substrate has attracted attention, and has begun to be widely used particularly in a product-level microwave integrated circuit semiconductor device (MMIC).
[0005]
FIG. 8 shows a top view of a high-frequency module in which such a microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) is incorporated. Side walls 2a, 2b, 2c and 2d are integrally formed around the rectangular metal base 1, and connectors 3a and 3b for inputting and outputting signals are attached to the opposite side walls 2a and 2b. A microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) 4 is attached to the center of the upper surface of the metal base 1, and power supply circuits 5 a and 5 b for supplying drive power to the MMIC 4 are provided in the vicinity of the MMIC 4. .
[0006]
Further, on the upper surface of the metal base 1, microstrip transmission lines 7a and 7b having signal lines and ground conductors formed on the front and back surfaces of the dielectric substrates 6a and 6b are attached. The microstrip transmission lines 7a and 7b connect the connectors 3a and 3b to the MMIC 4. This high frequency module is provided with a cover (not shown).
[0007]
FIG. 9 shows a schematic configuration of a microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) 4 for power amplification. For example, a gallium arsenide field effect transistor (GaAsFET) 9 and a signal line 10 having a width of 0.3 mm and this signal line are formed on the surface of a semi-insulating substrate 8 having a rectangular shape made of gallium arsenide (GaAs) and having a thickness of 0.4 mm. A coplanar transmission line 13 made up of a pair of ground conductors 11 and 12 formed at a distance of 0.3 mm on both sides of 10 is formed.
[0008]
Further, a back conductor 15 made of, for example, gold (Au) for soldering the MMIC 4 to the upper surface of the metal base 1 of the high frequency module is formed on the back surface 14 of the semi-insulating substrate 8. The shape of the upper surface of the MMIC 4 is, for example, 1 mm × 3 mm.
[0009]
FIG. 10 is a perspective view showing an essential part of the high-frequency module shown in FIG. Microstrip transmission lines 7a and 7b are attached to the input side and output side of the signal to the MMIC 4 on the upper surface of the metal base 1, respectively. Each of the microstrip transmission lines 7a and 7b includes a dielectric substrate 6a and 6b having a thickness of 0.3 mm, a signal line 16 having a width of 0.5 mm formed on the surface of the dielectric substrate 6a and 6b, and the dielectric substrate 6a and 6b. It is comprised from the grounding conductor 17 formed in the back surface whole surface of the body substrates 6a and 6b.
[0010]
The microstrip transmission lines 7a and 7b are provided with a capacitor for cutting off a direct current component and an inductor for supplying direct current power, but are omitted here.
[0011]
In the high frequency module, the signal line 10 of the coplanar transmission line 13 formed on the surface of the MMIC 4 and the signal line 16 of the microstrip type transmission lines 7 a and 7 b are electrically connected by a metal ribbon 18. Further, the ground conductors 11 and 12 of the coplanar transmission line 13 and the ground conductor 17 (the upper surface of the metal base 1) of the microstrip transmission lines 7 a and 7 b are also electrically connected by the metal ribbon 18. Connection portions 19 and 20 are provided between the input side and output side of the MMIC 4 and the microstrip transmission lines 7a and 7b, respectively.
[0012]
In the high-frequency module having such a configuration, the high-frequency signal input from the connector 3a is input to the gallium arsenide field effect transistor (GaAsFET) 9 via the microstrip transmission line 7a and the coplanar transmission line 13, and is amplified in power. After that, the signal is output from the connector 3b to the outside via the coplanar transmission line 13 and the microstrip transmission line 7b.
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
However, the microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) 4 shown in FIGS. 8, 9, and 10 and the high frequency module in which the microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) 4 is incorporated are still to be solved. There was such a problem.
[0014]
That is, the disadvantage of the high-frequency module having such a structure is that a sudden change (dip) in power gain occurs at a specific microwave frequency, and so-called ringing or the like occurs in the pulse signal waveform in the case of pulse operation. This cause can be explained as follows.
[0015]
In FIG. 9, when there is a back conductor 15 for soldering on the back surface 14 of the semi-insulating substrate 8 immediately below the coplanar transmission line 13 in the microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) 4, semi-insulation is performed. Parallel plate mode electromagnetic waves propagate between the ground conductors 11 and 12 of the coplanar transmission line 13 formed on the surface of the conductive substrate 8 and the back conductor 15.
[0016]
In this state, when the microstrip transmission lines 7a and 7b having a characteristic impedance of 50Ω, for example, are connected to the input / output side of the MMIC 4, the parallel plate mode electromagnetic wave propagating in the MMIC 4 is coupled to the connecting portion 19 due to impedance mismatch. 20, and a resonance state is generated in the MMIC 4.
[0017]
When the frequency characteristics of the high-frequency module are verified, the abnormal behavior at the resonance frequency in the resonance state in the MMIC 4, that is, the above-described rapid change (dip) of the power gain and the ringing phenomenon in the pulse amplification signal occur.
[0018]
FIG. 11 shows measured values of frequency characteristics in the above-described high-frequency module for power amplification. As shown in the characteristics of FIG. 11, a significant power gain drop (up to 3 dB dip) occurs at a plurality of specific frequencies (about 30 GHz, 38 GHz, 45 GHz), and the effective bandwidth of the high-frequency module is about 3 dB. Limited to 37 GHz.
[0019]
The present invention has been made in view of such circumstances, and by adopting a resistor film, energy of a parallel plate mode electromagnetic wave in an integrated circuit semiconductor element having a coplanar transmission line is reduced, and good frequency characteristics are obtained. It is an object of the present invention to provide a microwave integrated circuit semiconductor device having a high frequency module incorporating the microwave integrated circuit semiconductor device.
[0020]
[Means for Solving the Problems]
The present invention relates to a microwave integrated circuit semiconductor in which a microwave semiconductor element and a coplanar transmission line for inputting / outputting a signal to / from the microwave semiconductor element are formed on the surface of a semi-insulating substrate having a plate shape. Applied to the device.
[0021]
In order to solve the above problems, in the microwave integrated circuit semiconductor device of the present invention, a semi-insulating substrate includes a back surface facing the front surface, a pair of end surfaces orthogonal to the coplanar transmission line, and a coplanar transmission line. A resistor film is formed on at least one of a pair of parallel side surfaces.
[0022]
In the microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) configured as described above, a resistor is provided on any of the back surface, the end surface, and the side surface other than the front surface of the semi-insulating substrate having a coplanar transmission line formed on the surface. A film is formed.
[0023]
This resistor film is generated between the coplanar transmission line and the back conductor or resistor film formed on the back surface of the semi-insulating substrate, and the energy of the parallel plate mode electromagnetic wave propagating in the MMIC is reduced by resistance loss. Absorb in form.
[0024]
Therefore, even if the parallel plate mode electromagnetic wave causes a resonance phenomenon in the MMIC due to impedance mismatch between the MMIC and a signal input / output line such as an external microstrip transmission line, the level is small. Therefore, it is possible to prevent a large change (dip) from occurring at a specific frequency due to a resonance phenomenon in the frequency characteristics of the MMIC, and to obtain a favorable frequency characteristic.
[0025]
In another invention, in the above-described microwave integrated circuit semiconductor device (MMIC), the resistor film is formed only on the entire back surface of the semi-insulating substrate.
[0026]
In another invention, the resistor film is formed on the back surface, the pair of end surfaces, and the pair of side surfaces of the semi-insulating substrate.
[0027]
In another invention, the resistor film is formed only on the pair of end faces of the semi-insulating substrate.
[0028]
In another invention, it is formed only on a pair of side surfaces of the resistor film semi-insulating substrate.
[0029]
Furthermore, another invention relates to a metal base, a microwave integrated circuit semiconductor element according to the above-described invention attached to a part of the top surface of the metal base so that at least the back surface faces the top surface, and the metal base of the metal base. A high-frequency module including a microstrip transmission line that is attached to a position close to the microwave integrated circuit semiconductor element on the upper surface and that inputs and outputs signals to and from the microwave semiconductor element via a coplanar transmission line.
[0030]
Then, a gap is provided between a part of a region where the microwave integrated circuit semiconductor element faces on the upper surface of the metal table and the facing microwave integrated circuit semiconductor element.
[0031]
In the high-frequency module configured as described above, a gap is provided between the upper surface of the metal base and the microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC). Thus, by providing the air gap, the area where the metal base contacts the resistor film or the back conductor of the back surface of the semi-insulating substrate of the MMIC is reduced, so that the effect of reducing the energy of the parallel plate mode electromagnetic wave described above can be further increased. Can promote.
[0032]
In another invention, the above-described invention is applied to a high-frequency module in which a microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) in which a resistor film is formed only on the entire back surface of a semi-insulating substrate is incorporated.
[0033]
As described above, by limiting the formation position of the resistor film to the entire back surface of the semi-insulating substrate facing the metal base, it is possible to further improve the operational effect by providing the above-described gap.
[0034]
Furthermore, in another invention, in the high-frequency module of the above-described invention, the frequency of a signal input to and output from the microwave semiconductor element is f, and the dielectric constant of air is ε ₀ Then, the relationship between the sheet resistance value R of the resistor film and the thickness d of the gap is
0.1πε ₀ f ≦ (d / R) ≦ 0.4πε ₀ f
It is set like this.
[0035]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(First embodiment)
FIG. 1 is a perspective view showing a schematic configuration of a microwave integrated circuit semiconductor device (MMIC) according to the first embodiment of the present invention. The same parts as those of the conventional microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) 4 shown in FIG. 9 are denoted by the same reference numerals, and detailed description of the overlapping parts is omitted.
[0036]
In the microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) 4a of the first embodiment, the back surface of the semi-insulating substrate 8 is used instead of the back conductor 15 in the conventional microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) 4 shown in FIG. The resistor film 21 is formed over the entire surface 14.
[0037]
For example, a gallium arsenide field effect transistor (GaAsFET) 9 and a signal line 10 having a width of 0.3 mm and this signal line are formed on the surface of a semi-insulating substrate 8 having a rectangular shape made of gallium arsenide (GaAs) and having a thickness of 0.4 mm. A coplanar transmission line 13 including a pair of grounding conductors 11 and 12 formed on both sides of 10 at a distance of 0.3 mm is formed.
[0038]
Further, the back surface 14 of the semi-insulating substrate 8 has a sheet resistance 40Ω made of nickel (Ni) / chromium (Cr) over the entire surface, for example, a resistor film 21 having a thickness of 0.5 μm, for example. It is formed by a vacuum evaporation method. The shape of the upper surface of the MMIC 4a is, for example, 1 mm × 3 mm.
[0039]
In the MMIC 4a of the first embodiment, the resistor film 21 is formed on the pair of end surfaces 22 orthogonal to the coplanar transmission line 13 and the pair of side surfaces 23 parallel to the coplanar transmission line 13 of the semi-insulating substrate 8. Is not formed.
[0040]
The characteristics of the microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) 4a of the first embodiment configured as described above will be described.
[0041]
That is, in the MMIC 4a configured as described above, similarly to the conventional MMIC 4 shown in FIG. 9, the ground conductors 11 and 12 formed on the surface of the semi-insulating substrate 8 and the resistor film formed on the back surface 14 are formed. A parallel plate mode electromagnetic wave is generated between the MMIC 4a and the MMIC 4a. However, the energy of the parallel plate mode electromagnetic wave is consumed as resistance loss by the resistor film 21.
[0042]
Therefore, when this MMIC 4a is incorporated in a high frequency module as shown in FIG. 3, the parallel plate mode electromagnetic wave is generated in the MMIC 4a due to impedance mismatch between the MMIC 4a and the external microstrip transmission lines 7a and 7b. Even if a resonance phenomenon occurs, its level is small. Therefore, it is possible to prevent a large change (dip) from occurring in a specific frequency due to the resonance phenomenon in the frequency characteristics of the MMIC 4a, and it is possible to obtain good frequency characteristics.
[0043]
(Second Embodiment)
FIG. 2 is a perspective view showing an essential part of a high-frequency module according to the second embodiment of the present invention. The same parts as those of the conventional high-frequency module shown in FIG. 10 are denoted by the same reference numerals, and detailed description of the overlapping parts is omitted. The top view of the high-frequency module is substantially the same as FIG. In the high-frequency module according to the second embodiment, the microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) 4a of the first embodiment shown in FIG. 1 is incorporated.
[0044]
Microstrip transmission lines 7a and 7b are attached to the input side and output side of the signal to the MMIC 4a on the upper surface of the metal base 1, respectively. Each of the microstrip transmission lines 7a and 7b includes a dielectric substrate 6a and 6b having a thickness of 0.3 mm, a signal line 16 having a width of 0.5 mm formed on the surface of the dielectric substrate 6a and 6b, and the dielectric substrate 6a and 6b. It is comprised from the grounding conductor 17 formed in the back surface whole surface of the body substrates 6a and 6b.
[0045]
Further, the signal line 10 of the coplanar transmission line 13 formed on the surface of the MMIC 4 a and the signal line 16 of the microstrip transmission lines 7 a and 7 b are electrically connected by a metal ribbon 18. Further, the ground conductors 11 and 12 of the coplanar transmission line 13 and the ground conductor 17 (the upper surface of the metal base 1) of the microstrip transmission lines 7 a and 7 b are also electrically connected by the metal ribbon 18. Note that connecting portions 19 and 20 are provided between the input side and output side of the MMIC 4a and the microstrip transmission lines 7a and 7b, respectively.
[0046]
In the high-frequency module according to the second embodiment, the thickness d of the concave portion is formed in a part of the region facing the back surface 14 where the resistor film 21 of the semi-insulating substrate 8 of the MMIC 4a is formed on the upper surface of the metal base 1. A void 24 having the following is formed.
[0047]
In the high-frequency module of the second embodiment configured as described above, the high-frequency signal input from the connector 3a is transmitted to the microstrip transmission line 7a and the coplanar transmission line 13 as in the conventional high-frequency module shown in FIG. Are input to the gallium arsenide field effect transistor (GaAsFET) 9 through the power supply, and after power amplification, are output from the connector 3b to the outside through the coplanar transmission line 13 and the microstrip transmission line 7b.
[0048]
Next, the reason why the gap 24 having the thickness d is provided will be described.
That is, when the MMIC 4a formed with the resistor film 21 shown in FIG. 1 is directly mounted on the upper surface of the metal base 1 of the high-frequency module without the gap 24, the resistor film 21 is electrically short-circuited by the metal base 1. Therefore, the effect of consuming the energy of the parallel plate mode electromagnetic wave cannot be exhibited sufficiently.
[0049]
In order for the resistor film 21 to sufficiently consume the energy of the parallel plate mode electromagnetic wave, the metal base 1 is moved infinitely far from the MMIC 4a, in other words, the infinite distance between the MMIC 4a and the metal base 1 It is necessary to provide. However, it is impossible in practice to provide an infinite interval.
[0050]
However, the dielectric constant of the semi-insulating substrate 8 is about 12.7, which is 10 times or more that of air. Therefore, since most of the energy of the parallel plate mode electromagnetic wave is confined in the semi-insulating substrate 8, sufficient consumption of electromagnetic energy can be expected in the resistor film 21 provided on the back surface 14 of the semi-insulating substrate 8.
[0051]
Here, the above-mentioned interval, that is, the thickness d of the gap 24 provided between the back surface 14 of the semi-insulating substrate 8 and the metal base 1 will be verified. The inventors estimated the distance (the thickness d of the gap 24) as follows, and confirmed it by electromagnetic simulation.
[0052]
That is, the coupling impedance between the resistor film 21 and the metal base 1 is set to 1/10 of the lateral resistance of the resistance rest film 21 as one standard. 1/10 considers the ratio between the relative dielectric constant of the semi-insulating substrate 8 and the relative dielectric constant of air. If this relationship is expressed by a calculation formula, the following formula is obtained. Where R is the sheet resistance value of the resistor, f is the frequency at which spurious is to be suppressed (frequency of the signal input to and output from the microwave semiconductor element), ε ₀ Is the dielectric constant of air and C is the capacity.
[0053]
1 / (2πfC) = R / 10
However, C = ε ₀ / D
Therefore,
d = 0.2πfε ₀ R
d / R = 0.2πε ₀ f
Now, the sheet resistance value R of the resistor film 21 is 40Ω, the frequency f = 40 GHz, the dielectric constant ε of air. ₀ = 8.85 × 10 ^-14 Then, the thickness d of the gap 24 is about 1 mm.
[0054]
FIG. 3 is a diagram showing the result of the frequency characteristics in which the effect of reducing the energy of the parallel plate mode electromagnetic wave has been confirmed by electromagnetic field simulation. The semi-insulating substrate 8 has a surface area of 8 mm × 1 mm and a thickness of 0.4 mm. Furthermore, the surface (upper surface) of the semi-insulating substrate 8 is metallized with a conductor, and the thickness d of the gap 24 between the back surface 14 of the semi-insulating substrate 8 and the metal base 1 is 1 mm. And
(A) A conventional back conductor 15 is formed on the back 14 of the semi-insulating substrate 8.
(B) A resistor film 21 having a sheet resistance of 40Ω is formed on the back surface 14 of the semi-insulating substrate 8.
(C) A resistor film 21 having a sheet resistance of 20Ω is formed on the back surface 14 of the semi-insulating substrate 8.
(D) A resistor film 21 having a sheet resistance of 10Ω is formed on the back surface 14 of the semi-insulating substrate 8.
The simulation calculation was carried out under the following conditions.
[0055]
As can be understood from this simulation result, the resonance of the conventional MMIC 4 in which the back conductor 15 is formed on the back surface 14 of the semi-insulating substrate 8 is generated in the vicinity of 35 GHz, 44 GHz, 55 GHz, and 58 GHz (gain). Deviation amount: about 3 dB). On the other hand, when the resistor film 21 having a sheet resistance of 40Ω is formed on the back surface 14 of the semi-insulating substrate 8 shown in the embodiment, it can be understood that the resonance is almost suppressed.
[0056]
In the above results, the thickness d of the gap 24 is set to 1 mm and the sheet resistance of the resistor film 21 is set to 40Ω based on the above formula, but it is needless to say that the value is not limited to this value. For example, it can be understood from the simulation result of FIG. 3 that a considerable effect can be obtained even when the sheet resistance of the resistor film 21 is set to 20Ω, which is half.
[0057]
On the other hand, when the sheet resistance R of the resistor film 21 increases, the electromagnetic wave energy consumption in the resistor film 21 decreases, and finally the surface electrodes 11 and 12 on the surface of the semi-insulating substrate 8 and the metal base 1 Parallel plate mode electromagnetic waves are generated between them. From this, the lower limit of the ratio d / R between the thickness d of the gap 24 and the sheet resistance R of the resistor film 21 is set to 0.1πε. ₀ f.
[0058]
From the above consideration and the electromagnetic field simulation results, the following equation is appropriate as a preferable relationship between the sheet resistance value R of the resistor film 21 and the thickness d of the gap 24.
[0059]
0.1πε ₀ f ≦ (d / R) ≦ 0.4πε ₀ f
Therefore, the sheet resistance R of the resistor film 21 in the MMIC 4a and the high-frequency module shown in FIGS. 1 and 2 is 40Ω, and the thickness d of the gap 24 is 1 mm.
[0060]
FIG. 4 is a frequency characteristic diagram of actually measured gain in the high-frequency module according to the second embodiment. The amount of gain drop at the resonance frequency of about 38 GHz is about 1 dB, which is a significant improvement compared to the amount of gain drop of 3 dB at the same resonance frequency in the conventional high frequency module shown in FIG. Furthermore, the 3 dB bandwidth, which is the effective bandwidth in the high frequency module, has been improved to about 47 GHz.
[0061]
(Third embodiment)
FIG. 5 is a perspective view showing a schematic configuration of a microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) according to the third embodiment of the present invention. The same parts as those of the microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) 4a of the first embodiment shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description of the overlapping parts is omitted.
[0062]
In the microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) 4 b of the third embodiment, a resistor film 21 is formed on the back surface 14 of the semi-insulating substrate 8 and the coplanar transmission line 13 of the semi-insulating substrate 8 is formed. Resistor films 21 a and 21 b having the same thickness and the same sheet resistance as the resistor film 21 on the back surface 14 are also formed on the pair of orthogonal end faces 22 and the pair of side faces 23 parallel to the coplanar transmission line 13. Yes.
[0063]
As a method of forming the resistor films 21a and 21b on each end face 22 and each side face 23 of the semi-insulating substrate 8, for example, in the upper surface direction and obliquely with the photoresist remaining only on the surface (upper surface) of the semi-insulating substrate 8. From the direction, the resistor films 21a and 21b made of, for example, Cr or Ni can be realized by vacuum deposition.
[0064]
However, it goes without saying that the resistor film 21 a on the end face 22 needs to be formed separately from the signal line 10 of the coplanar transmission line 13 at that time. On the other hand, it is preferable that the resistor film 21a on the end face 22 is in contact with the ground conductors 11 and 12 of the coplanar transmission line 13. However, since the high-frequency coupling is ensured, the resistor film 21a is not necessarily in contact.
[0065]
In the microwave integrated circuit semiconductor device (MMIC) 4b of the third embodiment configured as described above, although there is a drawback that the manufacturing method is somewhat complicated, the parallel plate mode electromagnetic wave in the resonance state propagated in the MMIC 4b. Is effectively absorbed by the resistor film 21a formed on the end face 22 when it is output to the external microstrip transmission lines 7a and 7b, compared with the MMIC 4a of the first embodiment shown in FIG. The degree of improvement is large.
[0066]
(Fourth embodiment)
FIG. 6 is a perspective view showing a schematic configuration of a microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) according to the fourth embodiment of the present invention. The same parts as those of the microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) 4b of the third embodiment shown in FIG.
[0067]
In the microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) 4c of the fourth embodiment, the back conductor 15 used in the conventional MMIC 4 is formed on the back surface 14 of the semi-insulating substrate 8, and the semi-insulating substrate 8 A resistor film 21 a is formed on a pair of end faces 22 orthogonal to the coplanar transmission line 13. However, the resistor film 21 b is not formed on the pair of side surfaces 23 parallel to the coplanar transmission line 13.
[0068]
In the microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) 4c of the fourth embodiment configured as described above, the resistor film 21a is formed on the pair of end faces 22 of the semi-insulating substrate 8, and therefore, as shown in FIG. Similar to the MMIC 4b of the third embodiment, the parallel plate mode electromagnetic wave is effectively absorbed by the resistor film 21a formed on the end face 22, so that the energy of resonance is reduced and the high-frequency module characteristics are improved.
[0069]
In the MMIC 4c of the fourth embodiment, since the back conductor 15 is formed on the back surface 14 of the semi-insulating substrate 8, the MMIC 4c can be directly soldered on the metal base 1 of the high-frequency module. The temperature rise of the high frequency module can be suppressed.
[0070]
(Fifth embodiment)
FIG. 7 is a perspective view showing a schematic configuration of a microwave integrated circuit semiconductor device (MMIC) according to the fifth embodiment of the present invention. The same parts as those of the microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) 4c of the fourth embodiment shown in FIG. 6 are denoted by the same reference numerals, and detailed description of the overlapping parts is omitted.
[0071]
In the microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) 4d of the fifth embodiment, the back conductor 15 used in the conventional MMIC 4 is formed on the back surface 14 of the semi-insulating substrate 8, and the coplanar of the semi-insulating substrate 8 is used. A resistor film 21 b is formed on a pair of side surfaces 23 parallel to the transmission line 13. However, the resistor film 21 a is not formed on the pair of end faces 22 orthogonal to the coplanar transmission line 13.
[0072]
In the microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) 4d of the fifth embodiment configured as described above, the resistor film 21b is formed on the pair of side surfaces 23 of the semi-insulating substrate 8, so that it is shown in FIG. Similar to the MMIC 4c of the fourth embodiment, the parallel plate mode electromagnetic wave is effectively absorbed by the resistor film 21b formed on the side surface 23, so that the energy of resonance is reduced and the high-frequency module characteristics are improved.
[0073]
Also in the MMIC 4d of the fourth embodiment, since the back conductor 15 is formed on the back surface 14 of the semi-insulating substrate 8, this MMIC 4d can be soldered directly onto the metal base 1 of the high-frequency module, so that the thermal conductivity The temperature rise of the high frequency module can be suppressed.
[0074]
The present invention is not limited to the microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) of each of the embodiments described above. In the microwave integrated circuit semiconductor element (MMIC) of each embodiment, the gallium arsenide field effect transistor (GaAsFET) 9 is adopted as the microwave semiconductor element as the active element. However, the micro-circuit using other semiconductor materials such as silicon is used. A wave semiconductor element can also be employed.
[0075]
【The invention's effect】
As described above, in the microwave integrated circuit semiconductor device of the present invention and the high frequency module in which the microwave integrated circuit semiconductor device is incorporated, the resistor film is used and the metal base and the semi-insulating material are used. By providing a gap between the back of the substrate. It is possible to reduce the energy of the parallel plate mode electromagnetic wave in the integrated circuit semiconductor element having the coplanar type transmission line and realize a good frequency characteristic in a wide band.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a perspective view showing a schematic configuration of a microwave integrated circuit semiconductor device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a perspective view showing an essential part of a high-frequency module according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a view showing a simulation result of parallel plate mode electromagnetic waves generated in a microwave integrated circuit semiconductor element incorporated in the high-frequency module according to the second embodiment.
FIG. 4 is a frequency characteristic diagram of actually measured gain in the high-frequency module according to the second embodiment.
FIG. 5 is a perspective view showing a schematic configuration of a microwave integrated circuit semiconductor device according to a third embodiment of the invention.
FIG. 6 is a perspective view showing a schematic configuration of a microwave integrated circuit semiconductor device according to a fourth embodiment of the invention.
FIG. 7 is a perspective view showing a schematic configuration of a microwave integrated circuit semiconductor device according to a fifth embodiment of the invention.
FIG. 8 is a top view of a conventional high-frequency module.
FIG. 9 is a perspective view showing a schematic configuration of a conventional microwave integrated circuit semiconductor device.
FIG. 10 is a perspective view showing an essential part of a conventional high-frequency module.
FIG. 11 is a frequency characteristic diagram of actually measured gain in the conventional high-frequency module.
[Explanation of symbols]
1 ... Metal stand
4, 4a, 4b, 4c, 4d ... microwave integrated circuit semiconductor element
6a, 6b ... dielectric substrate
7a, 7b: microstrip transmission line
8 ... Semi-insulating substrate
9 ... Gallium arsenide field effect transistor
10, 16 ... Signal line
11, 12, 17 ... grounding conductor
13 ... Coplanar transmission line
14 ... Back side
15 ... Back conductor
18 ... Metal ribbon
19, 20 ... connection part
21, 21a, 21b ... resistor film
22 ... end face
23 ... Side
24 ... Gap

Claims

A microwave semiconductor element (9) and a coplanar transmission line (13) for inputting / outputting signals to / from the microwave semiconductor element were formed on the surface of a semi-insulating substrate (8) having a plate shape. In the microwave integrated circuit semiconductor elements (4a to 4d),
In the semi-insulating substrate (8), a back surface (14) facing the front surface, a pair of end surfaces (22) orthogonal to the coplanar transmission line (13), and a pair of side surfaces parallel to the coplanar transmission line ( 23) A microwave integrated circuit semiconductor device, characterized in that a resistor film (21, 21a, 21b) is formed on at least one surface thereof.

2. The microwave integrated circuit semiconductor device according to claim 1, wherein the resistor film is formed only on the entire back surface of the semi-insulating substrate.

2. The microwave integrated circuit semiconductor device according to claim 1, wherein the resistor film is formed on a back surface, a pair of end surfaces, and a pair of side surfaces of the semi-insulating substrate.

2. The microwave integrated circuit semiconductor device according to claim 1, wherein the resistor film is formed only on a pair of end faces of the semi-insulating substrate.

2. The microwave integrated circuit semiconductor device according to claim 1, wherein the resistor film is formed only on a pair of side surfaces of the semi-insulating substrate.

The microwave integrated circuit semiconductor device (4a-4d) according to claim 1, wherein the metal base (1) and a part of the upper surface of the metal base are attached so that at least the back surface (14) faces the upper surface. And a signal input / output to / from the microwave semiconductor element (9) via the coplanar transmission line (13). A high frequency module comprising a microstrip transmission line (7a, 7b) of
A high-frequency module, wherein a gap (24) is provided between a part of a region of the upper surface of the metal base facing the microwave integrated circuit semiconductor element and the facing microwave integrated circuit semiconductor element.

The microwave integrated circuit semiconductor element (4a) according to claim 2, wherein the metal base (1) is attached to a part of the upper surface of the metal base so that at least the back surface faces the upper surface. A microstrip type transmission line that is attached to the upper surface of the microwave integrated circuit semiconductor element in the vicinity of the microwave integrated circuit semiconductor element and inputs / outputs a signal to / from the microwave semiconductor element via the coplanar transmission line (13). (7a, 7b), a high frequency module comprising:
A high-frequency module, wherein a gap (24) is provided between a part of a region of the upper surface of the metal base facing the microwave integrated circuit semiconductor element and the facing microwave integrated circuit semiconductor element.

The relationship between the sheet resistance value R of the resistor film (21) and the thickness d of the gap, where f is the frequency of a signal input / output to / from the microwave semiconductor element and ε ₀ is the dielectric constant of air. The high frequency module according to claim 7, wherein:
0.1πε ₀ f ≦ (d / R) ≦ 0.4πε ₀ f